压控电压源（精选4篇）
压控电压源 篇1
0 引言
巴特沃斯高通滤波器因为其具有通带内幅频响应平坦的特点而被广泛应用,其中二阶高通滤波器既是常用单元又是组成高阶高通的基本单元,其常见的电路形式主要有无限增益多路反馈式(MFB:Multiple Feed-back Circuits)和压控电压源式(VCVS:VoltageContralled Voltage Source)。VCVS式高通滤波器具有增益容易控制、同相输出、所需要的精密电阻和电容元件较少、输出阻抗低、对运放性能要求较低等优点。
有关VCVS二阶高通滤波器的设计在许多资料中都有介绍,主要方法有查表法[1,2]、图示法[3]和计算法[4,5,6]。但目前资料上介绍的方法都存在一些不足:查表法、图示法只能取到一部分值,不能满足普遍情况,而且使用不方便;有些设计是先确定电阻阻值,再查图表或计算匹配电容[4],而这样特定的电容比较难找到,定制这样的电容花费的时间较长、成本较高,且电容精度比电阻精度难以保证;还有就是查表法、图示法和部分计算法[5]没有给出必要的理论根据和通用表达式,使用者不明白其依据,难以放心使用,更不适合教学。并且这些方法都未提及所设计滤波器的稳定性问题。
文献[7]虽然谈到了滤波器稳定性的问题,但只是对于VCVS式和MFB式低通进行了比较,并未分析如何优化滤波器的设计方案。文献[8]对VCVS二阶低通滤波器的优化设计进行了研究,并得出了最优化设计方案。但未提及高通滤波器的优化设计。
本文以VCVS二阶巴特沃斯高通滤波器的优化设计为例,采用Math CAD对VCVS二阶巴特沃斯高通
滤波器进行详细分析,并用电路仿真软件Multisim-10对理论分析结果进行仿真,证实所提出的优化设计方案稳定可靠。
1 VCVS二阶高通滤波器的设计
1.1 VCVS二阶高通设计
图1是基本的VCVS二阶高通滤波器,由基尔霍夫电流定律可以推导[4,6]其传输函数为:
归一化高通传输函数为:
其中a、是二项式系数,代表不同的滤波特性,由式(1)、(2)、(3)可得:
令:
由式(4)~(7)得:
因为R2有实根,由式(8),有:
因为AF≥1,k>0,a>0,>0,所以Δ>0;R2恒有两个解。解方程(9)可得:
至此,原则上讲,选定C1和C2后可以由式(2)、(5)、(7)、(10)、(11)设计任意特性的VCVS二阶高通,但实际工作中,特别是有关信号分析的应用中经常使用的是通带内放大倍数稳定为1的单位增益巴特沃斯高通滤波器。
1.2 VCVS二阶单位增益巴特沃斯高通设计
对于巴特沃斯滤波器,其二项式系数,,根据所需要的转折频率f0,计算;对于单位增益AF=1,式(5)~(12)可简化为:
2 VCVS二阶单位增益巴特沃斯高通设计的优化
由式(8a)~(11a)原则上就可以完成VCVS二阶单位增益巴特沃斯高通滤波器的设计,其中优先选取的是电容C2,下面的问题是如何选取两个电容比值k。
2.1 k值的选取
k值的选择应该存在一个使计算和元件选配都方便的选择。由式(10a)、(11a)可知,此值为k=1。此时可以先根据转折频率、电容的标准系列值和保证电阻在中等大小范围内的经验公式选取C2:
然后可以由下列公式十分简单地计算其他元件的取值:
为保证增益为1,并为运放负端提供地回路,同时补偿运放失调,取:
在运放失调较小时,Rf、Rr可简单地取[6,9]:Rr≈10k,Rf=0。
具体制作时可直接挑选2个等值C2的电容和3个等值R2的电阻(其中一个作R2,另2个并联作R1)。
k=1这一取值,不仅计算方便,还具有元件选取方便、可操作性强和低成本的优势。由于元件是相同规格,订制和装配成本都低,不易发生装配错误,而且先确定的相对较贵、精度较难保证的电容,即放宽了对电容的要求,而需要匹配的是精度容易保证价格较低的电阻,成本又会降低一些。另外,由于是同规格器件,温漂和老化规律一致,若选取电阻和电容变化方向相反的器件,还可以进一步保证其长期稳定性和温度稳定性。
2.2 稳定性分析
k=1无疑是方便、低成本的选择,但k=1时构成的滤波器稳定性如何,需要分析和验证。
很明显,完全满足参数方程(8a)即的就是理想的VCVS二阶单位增益巴特沃斯高通,若偏离0,也就偏离了理想状况。
令R2=r R1,由式(4)、(8a)可得
采用Math CAD作出误差随k、r变化的等值曲线,如图2所示,曲线是理想曲线,其附近曲线密集的地方表示更容易偏离理想情况。
由图2可知k=1附近等值线最稀疏,也就是最稳定。所以,设计方便、成本最低的k=1设计方案,恰好也是最稳定的方案。
3 稳定性验证
由上节的理论分析可见,优化设计的结论是k=1时VCVS二阶单位增益巴特沃斯高通具有方便、可行、低成本并且稳定的优势,下面对其稳定性用仿真分析加以验证。
3.1 Multisim-10仿真验证
以设计截止频率为100k Hz的VCVS二阶单位增益巴特沃斯高通滤波器为例,按上述方法,具体设计步骤是:取,如1n F,又,由式(10a)、(11a)、(13a)计算出R1、R2、Rf、Rr。具体设计数据见表1。
采用Multisim-10电路仿真软件,对表1所设计的高通滤波器进行参数扫描分析,仿真界面见图3,XFG1作用是产生输入信号,XSC1作用是输入输出波形检测,XBP1作用是观测输出特性曲线。
为突出偏差,假设4个参数C1、C2、R1、R2分别变化±20%,并设置为三点线性扫描,即对每个元件值都取-20%、0、+20%三值分析传输函数。为了方便比较,将仿真数据导出后用Math CAD按同一规格画出对应的高通传输曲线,并突出特征频带区。如图4~7,横坐标频率统一为10k Hz~1MHz,纵坐标是增益。
若电容C1变化,其高通特性曲线如图4。C1正负变化时的特征曲线围绕C1取理论值的曲线的两边分布,且在经过转折频率份f0之后偏移方向反转,即相对C1准确的理想曲线,C1变小时,在f0之前传输函数G偏小,经过f0点后G反转为偏大。k越远离1,在通带内偏离理想曲线越远,结论是C1变化时传输函数G与k有关,在通带内,取k=1时对应的滤波器稳定性最好,最不易偏离理想值。
由图6、7可见,R1和R2两电阻变化时传输函数G与k取值无关,只与电阻变化幅度有关,从电阻角度看k=1的选择是合理的。
4 结语
在理论推导VCVS高通传输函数的基础上,得到了此类高通设计通式(5)~(12),经分析其单位增益巴特沃斯高通的通式特点,提出了一个计算方便的方案:先按经验式和电容标准系列值确定C2的取值,按C1=C2选定C1,此两电容容值相等;再按式(12a)计算电阻取值,R1=0.5R2,R1可由两个相同的R2并联构成,由于器件规格相同,元件选配方便、装配方便、订制方便且成本较低,并且容易补偿温漂。
采用Math CAD对VCVS二阶单位增益高通参数方程进行误差等值图进行分析,发现C2/C1在1附近误差等值线最稀疏,因而最稳定,即对器件不敏感,通过Multisim-10电路仿真对此方案设计的高通滤波器进行了稳定性验证分析,结果表明该方案设计的高通同时也具有稳定的优点,性能令人满意,具有较好的实用价值,目前看来不失为优化方案。
参考文献
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[6]高明甫,杨勇,孔令斌.二阶压控电压源低通滤波器设计[J].电子技术,2010(3):79-81.
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[9]陈思.巴特沃斯低通滤波器的简化快速设计[J].信阳师范学院学报(自然科学版),1997,10(3):66-69.
压控电压源 篇2
关键词：Howland电流源,正反馈,压控电流源,Multisim
电流源常常用于测试其他设备,用以驱动电流传感器或其他器材,提供二晶体管或三极管的偏置,或者设定测试条件[1]。直流电流源还可以精确测量低电阻阻值。电流源在各个领域的广泛使用激发起人们对恒流源的研究更加深入化和多样化。恒流源在加速器中的使用是加速器结构改善的一个标志[2]。因此如何提高电流源的精度和拓展其应用电路,一直是专业人士热衷的研究课题。本文设计了一种基于Howland电流源电路和V/转换电路(即其延拓电路)的组合式精密压控电流源。先通过仿真手段研究Howland电流源电路及其变形电路的互补组合式的电流特性,再使用通用集成运算放大器和电阻构建压控电流源的实验测试电路,并给出精度、输出阻抗以及频率响应特性等实验测试结果。
1 Howland电流源的电压/电流转换特性
设集成运放为理想运放,并根据集成运放虚短和虚断的理论,在图1中若取则有
图1所示电路不仅引入了负反馈,同时也引入了正反馈。若负载减小,因电路内阻的存在,一方面Io将增大,另一方面Up将下降,进而使Uo下降,Io将随之减小。从而使得Io仅受UI控制,与负载无关,达到稳流目的。
在Multisim10.0的环境下对Howland电流源电路进行仿真,测试实际搭建的电路(测试过程中集成运放均用的是UA741CN),得到输入电压和输出电流的对应关系,如表1所示。
2 Howland电流源延拓电路即(V/I转换电路)
Howland电流源电路虽然结构简单,但是输入和输出反相,不能满足设计需要。为解决这个问题,将其延拓即得图2所示的V/I转换电路。
设集成运放为理想运放,在图2中,A1、A2均引入了负反馈,前者构成同相求和运算电路,后者构成电压跟随器。根据虚短、虚断原理,若取R1=R2=R3=R4=R,则有:输出电流与Howland电流源仅相差一个负号。
仿真及实测得到的输入电压和输出电流的对应关系,如表2所示。
表1和表2均表明仿真效果很好,但实际电路的效果并不理想,输出电流的精度较差。这是因为仿真过程中数据是理论值,运放参数被理想化,而实际的运放都不理想,Avd、Rid、KCMR并非无穷大,Rod也不为零,故Io和Ui的关系不能严格满足理论公式。所以仅有单纯的Howland电流源电路或V/I转换电路并不能构成精密压控电流源。
3 高精度压控电流源
3.1 理论分析及仿真
由本文1、2节看出:Howland电流源和V/I转换电路仿真时的绝对误差在μA级,但实际电路的绝对误差则接近m A级,基本不能满足应用需求。故两个电路在实际的高精度压控电流源中都不实用。
为了提高输出精度,本文引入误差补偿的思想。通过对比、分析上文得到的数据,将Howland电流源作为误差补充电路引入到V/I转换电路中,得到图3所示高精度压控电流源电路。该电路极大地改善了电路的精度,使实际输出电流的绝对误差达到μA级。其中VREF为基准电压,作为Howland电流源的压控端,输出一个小电流用以补偿核心电路的误差。在实际电路中R0、R、R7均要求为精密电阻。其余阻值要匹配,否则会带来很大的误差[3]。
在Multisim10.0的环境下对高精度电流源电路仿真,对Ui进行参数扫描分析得到表3所示结果。
表3中数据表明图3电路极大的提高了输出精度,表明该电路理论上可行。
对图3电路进行交流分析可知,该高精度电流源具有较好的频率响应,图4给出了其频率响应曲线,包括有幅度频率响应和相位频率响应。由图可见,电路的上限截止频率达到600 k Hz,优于运算放大器的单位增益带宽积。当采用CB工艺实现单片集成时,电路的性能会更好[4]。
3.2 高精度压控电流源实际测试
测试图3电路时使输入电压Ui在0~15 V之间变化,调节VREF的输入电压(为负),使输出电流精确跟随Ui变化,达到精确压控目的。记录下对应的VREF值,得到数据如表4所示。通过数据处理后发现,当Ui在0~9.5 V变化时,在保证电压精密控制Io的前提下,VREF和Ui的关系为线性关系:VREF=-0.103 4Ui-0.006 8 V,其中Ui≤9.50 V,线性拟合度R2=0.999 4。
VREF和Ui之间存在极好的线性关系,故在Ui和VREF之间引入反相比例运算电路,如图5所示。不仅很好地解决了Ui与误差补偿电路的基准电压VREF之间的关系,而且简化了控制方式,在输入控制电压的同时引入补偿电压,使电路仅需要一个控制信号即Ui,真正做到了压控电流源的设计目的。其中Rf为电位器,用以调节Ui和VREF之间的比例关系。
测试图5电路时先将Ui设置在中间值,如4 V,调节Rf使输出电流值与Ui精确对应,接着调节Ui在0~15 V之间变化,记录VREF和Io的值,如表5所示。在较小量程内(如0.1 m A~7 m A)绝对误差可以限定在10μA以内;当Ui在0~11 V变化时,绝对误差可以保证在50μA以内,电路具有很好的输出精度。
表6所示为对电路进行带载能力和频率响应测试,证明该电流源具有一定的带载能力。
从图6可知电路频率特性较好,上限截至频率为53k Hz。基本可以用在低频测试环境中。当频率要求比较高时,集成运放可以改为宽带集成运放。
本文巧妙运用Howland电流源电路及其延拓电路,构建压控电流源,使电流源性能显著提高。由于图5电路继承了运算放大器的优良性能,使该电流源具有精度高,输出阻抗高,频率响应好等特点。在兼有Howland电流源主要特征的同时,对其进行了改进和补充,使其性能更优。该电路可以应用在仪表放大器电流传输器、浮置阻抗变换器、高性能模拟放大器等电路的设计中,由于电路结构简单,易于集成化,集成后的性能将更加优越,应用前景广阔。
参考文献
[1]PEASE R A.Pease,A Comprehensive Study of the How-land current pump[EB].National Semiconductor Application Note,2008.
[2]秦玲,赖青贵,张良.基于运算放大器的压控恒流源[J].强激光与粒子束,2010,22(3):553-556.
[3]杨永辉,颜晓嬿,郭恒.高精度工频恒流源设计[J].电测与仪表,2009,46(10):72-75.
压控电压源 篇3
1 系统仿真设计
电流源的系统设计主要要完成DC/DC变换器主电路设计、电流采样电路设计、PI控制器电路设计、功率MOSFET驱动电路等设计[1],系统总体设计原理电路如图1所示。在图1中利用TL494芯片内部的误差放大器构成一个模拟控制的PI调节器以实现设置和反馈量的比较和对偏差的无差调节;利用其PWM脉冲的输出宽度可以与偏差成反比的特性控制DC/DC主电路中功率MOSFET的开关时间,以实现对负载电流大小的控制。LM324运算放大器组成。常规差分电路对主电路中电流进行采样放大处理。系统总体方案确定后,接着要围绕实验室电流源所带负载的功率及电流范围确定合适的元件参数。在本系统设计中主要确定的参数有PI调节器参数,斩波主电路中电感、电容、采样电阻等参数,采样电路中的比较电阻等参数。本设计中这些参数的初步确定借助仿真进行。ORCAD16.3仿真软件所具有的参数扫描功能在辅助参数寻优方面可行,直接用在包含电力电子器件仿真中,则由于电力电子器件严重的非线性使得应用不太方便,很容易出现仿真终止退出。
寻优最佳参数,应兼顾系统的稳定性与快速性。根据仿真软件的使用经验分析,在包含电力电子元件的电路仿真中,最好放弃采用参数扫描,而进行多次和多组数据的仿真比较,最后挑选出一组相对最佳的参数。本设计中基于相对最佳参数的仿真结果如图2和图3所示。图2是当设定值为最小值(1.2 A)时的仿真输出波形,图3是当设定值为最大值(3.4 A)时的仿真输出波形。波形表明,在当前参数下,电路的动稳态输出都是可取的。本设计中通过仿真初步确定的最佳元器件参数罗列如下:V1 36V;V3 24V;C0 1 000 u;C1 1 000 u;C2 1u;R0 0.1?(进行电流采样);RL负载电阻,阻值可变;R1=1 K?=R2;R3= 10 K?=R4;R5 10 K?;R6 4.7 K?;R7 3.3 K?;R8 20 K?;R9 =500 ?=R10;R115 K?;R12 =2 K?= R13;R14= 1 K?=R15;R16 1 K?;R17 500 K?;D1,D2 D3,D4型号分别为:120NQ045,MUR190,120NQ045 120NQ045;T1,T2,T3型号分别为:NE46100/CEL NE46100/CEL,2N4920;U1A型号为:LM324,M1型号为:IRF9140,电感L1:200 mh本设计中调节器积分时间常数RC=0.0 005 s;比例系数K=1 000。
2 收敛性问题对策
Orcad/Pspice仿真软件是器件级仿真软件[2],仿真精度高,对辅助电路参数的确定是有效的。然而,由于运算量较大,将这款软件直接用于电力电子电路设计很容易碰到仿真不收敛的问题。这个问题不解决,仿真无法进行。对Orcad/Pspice仿真中的收敛性问题,笔者积累了一些解决问题的经验。实践表明,这些经验对开关电源系统电路的仿真设计是有用的。下面是对本系统设计仿真过程中出现收敛性问题的一个实用对策。在用Orcad/Pspice进行仿真调试时,经常出现ERROR--Convergence problem in transient analysis at Time=?Time step=?,minimum allowable step size=?一个有效的解决方法就是修改参数[3],如图4和图5所示。
按照图示方法修改相关参数后,收敛性问题可得到解决。
3 实验室现场调试问题处理
按照仿真初步确定的各元器件构建实际电路图进行现场调试,发现两个不良现象。
3.1 恒流控制效果很差
经过分析和检查,确定是采样电阻的问题。采样电阻放在负载电阻与电感之间不合适,将采样电阻移至负载与地之间,恒流效果得以实现。
3.2 功率MOSFET发热明显
经分析,应是MOS管开关损耗过大,在其G极增加一个150 ?小功率电阻,问题得到解决。
表1是有效电路的实测值,表明了电路的恒流效果:即输出电流对负载变化不敏感。实测亦表明本电源带有效负载范围随电流源的设置范围的改变而改变。设置范围越大,负载的有效范围越小。
经实验室测试后,最后确定的有效电路如图6所示。
4 结束语
对高校实验室实验装置进行设计和改进是必要且很有意义的一项工作[4,5]。采用仿真软件和硬件实测相结合的方法进行实验室实验装置的设计可以避免很多直接调试电路的麻烦,使制作过程更顺利;然而仿真不能代替实际电路的调试,只有将两者结合,才能事半功倍。实测表明:所制作的恒流源经济、实用性较好,可应用于电气实验室中,用于电机的励磁供电和调速、电池充电等一般精度要求的场合。
摘要：介绍了一种基于功率MOSFET的实验室用恒流电源的设计方法。该设计采用仿真软件和硬件实测相结合的方式进行。首先,说明了运用ORCAD软件仿真大致确定恒流源系统参数和负反馈闭环控制PI参数的过程。其次,介绍了针对系统仿真中由于电力电子器件的非线性而造成仿真不收敛问题提供的详细对策。最后,介绍了对实验室硬件测试所发现问题的分析及给出的改进方案。实测表明:该恒流源制作简单、实用性较好、性价比较高。该实验室用压控恒流源设计方法具有一定的推广意义。
压控电压源 篇4
大功率电流源在半导体激光技术、发光二极管照明技术及国防科技领域等有着广泛的应用，同时对电流源的输出特性提出了较高的要求，而目前国内研制的大功率电流源输出电流精确度及稳定度差，功率较小，频率幅值调节性差，脉冲电流上升时间长，脉宽可调范围小，效率低等缺
本文所提出的基于串级PID控制算法的压控大功率电流源，具有输出功率大，可输出多路不同波形电流，且幅值频率可调范围大，脉冲电流上升时间短，脉宽可调范围大等优点，具有较好的通用性，可满足绝大多数技术领域的要求。用户可自由选择或设置期望的电流波形，由控制单元中信号发生模块调用波形数据库中的期望波形数据，经外围电路中的信号调理电路及自动增益控制电路进行调理、放大，由大功率电流发生电路对期望波形进行功率放大后输出。
总体方案设计
本系统由用户输入层、控制单元硬件层、控制单元软件层、外围电路层、电流输出层、上位机构成，可输出四路不大于20A的脉冲电流、方波电流、正弦波电流、任意波电流，如图1所示。用户可由用户输入层选择或设置期望的波形，由控制单元软件层中信号发生模块调用波形数据库中的期望波形数据，经外围电路层中的信号调理电路及自动增益控制电路进行调理、放大，由大功率电流发生电路对期望波形进行功率放大后输入至电流输出层。用户也可在用户输入层进行设置，对期望波形的频率和幅值进行设置，满足不同用户的需求。本系统拟设计USB/RS232等串口通信模块，方便用户将输出的电流数据及波形输入上位机;用户也可使用外部存储设备(如U盘等)通过USB/RS232接口将波形数据输入至控制单元，这样就可获得任意波形的电流。在外围电路层中采用PID控制电路，并且采用串级PID控制算法，精确控制电流输出，快速调节输出波形的幅值频率，缩短脉冲及方波电流的上升时间。
电流源控制模型的建立
串级PID控制系统[2]是改善控制质量的有效方法之一, 在过程控制中得到了广泛的应用。所谓串级控制，就是采用两个PID控制器串联工作，外环PID控制器的输出作为内环PID控制器的设定值，由内环PID控制器的输出去控制执行元件，从而对外环被控量具有更好的控制效果。为了获得高精度、高稳定度的电流输出，设计基于串级PID控制算法的大功率电流源，控制模型如图2所示。
控制模型中有两个PID控制器，PID2为内环控制器，包围PID2的环路称为内环PID控制回路，外环控制器PID1的输出控制量u1作为PID2的外给定值，而PID1处于内给定状态，包围PID1的环路称为外环PID控制回路。
串级PID控制系统的控制顺序是先外环PID控制回路(PID1)，后内环PID控制回路(PID2)。控制方式有两种：一种是异步采样控制，即外环PID控制回路的采样控制周期T1是内环PID控制回路采样控制周期T2的整数倍，因为是一般串级控制系统中外环控制对象的响应速度慢、内环控制对象的响应速度快。另一种是同频采样控制，即内外PID控制回路的采样控制周期相同。这时，由于内环回路的受控对象的响应速度较快，应根据内环回路选择采样周期。
技术路线及部分电路原理
技术路线
根据电流源的控制模型，设计本系统的技术路线，如图3所示，由控制单元控制输出四路信号，用户输入波形参数可调节波形频率，其中两路分别是脉冲波与方波信号，经过整形电路去除高频杂波，根据用户输入的波形参数由控制单元控制自动增益电路，调节波形的幅值，得到稳定精确的脉冲波形及方波波形信号。由控制单元产生的一路方波信号经过D/A转换电路得到正弦波波形信号，经过有源低通滤波(LPF)电路滤除因D/A转换后产生的高次谐波，然后控制自动增益电路，调节波形的幅值，得到稳定精确的正弦波及任意波波形信号。由控制单元输出的四路信号经过调理放大后输入至大电流发生电路，大电流发生电路由大功率驱动管、反馈电路组成，将四路信号提升为大电流并由输出接口输出，大电流发生电路采用模拟PID控制技术，并且采用串级PID控制算法，自动调节电流输出值，提高精确度与稳定度。本电流源拟设计USB/RS232等串口通信模块，方便用户将输出的电流数据及波形输入上位机;用户也可使用外部存储设备(如U盘等)通过USB/RS232接口将波形数据输入至控制单元，然后经过信号调理放大电路、大功率电流发生电路，就可获得任意波形的电流。本电流源中设计自检自校准模块，让用户在使用之前了解系统是否正常，同时，对系统进行自动校准，提高电流的输出精确度。本系统采用显示模块将输出的电流波形及数据显示出来，建立友好的人机交互界面。
基于内环PID控制的电路原理
将内环PID控制器的基本原理应用到本电流源设计中，得出基于模拟PID控制的单大功率MOS管恒流源电路如图4所示。
其中图4中：
VR为控制电压;
Vo为反馈电压;
VCC为供电电压;
Io为输出的恒定电流;
U 1A、U 1B为高速运算放大器;
R为采样电阻。
具体的电路分析如下：
基准电压VR连接到运放U1A的同相端，运放U1B控制跨导放大器的导通程度，并由此获得相应的输出电流，输出电流在采样电阻R上产生采样电压，该采样电压经过U1B放大器后作为反馈电压反馈回电压放大器U 1A的反相输入端，并与同相输入端的电压相比较，对输出电压进行调整，进而对跨导放大器的输出电流进行调整，使整个闭环反馈系统处于动态的平衡中，以达到稳定输出电流的目的。利用虚短、虚断的定义及相关公式，可推到出VR与Io的关系：
从而:
自检自校准模块电路原理
自检的主要任务是检测系统中一些关键设备是否存在错误和能否正常工作。系统参数初始化完毕后进入自检流程，控制单元给网络通信模块发送数据，通过检测反馈数据与发送数据是否一致来判断通信模块是否正常。采集各路传感器的电信号，判断传感器是否存在及能否正常工作等。若发现故障，显示屏上给出相应故障提示信息。
本电流源采用自校准技术提高测量精确度及可靠性。自校准技术包括外部校准和内部校准两部分。在本电流源中，外部校准主要是指应用零点漂移自动校准。零点漂移是造成零位误差的主要原因之一，即当输入信号为零时，输出信号不为零，且零点漂移值会随着温度的变化而变化。本电流源采用低温漂、稳定性好的测试传感器及调理电路模块器件，极大减少温度变化对本装置测试带来的影响。假设零点漂移电压为Vos，校准零点漂移电压为Vos，校准电路原理如图5。
外部校准分为以下三个步骤：
(1)切断开关S1，闭合开关S2，即在控制单元的控制下将模拟量输入通道与地接通，得到这种情况下的A/D转换的输出值N0;则有
其中，K为总的放大系数。
(2)控制单元的控制下切断S2，闭合S1，将被测信号Vi和漂移电压Vos一同送入模拟量通道;此时，得到的一个A/D转换的输出值为：
通过控制单元对上面两次测量数据进行计算：
计算后输出值为N，是消去了零点漂移电压Vos的影响，真正代表了输出电压Vi的输出值。
内部校准技术是指利用更高精度的传感器进行校准，本电流源使用同型号更高精度的传感器对相同电流所产生一组校准值，作为校准表预先存储在外部存储器中。将测量数据在相对应的校准表中做插值处理，得出经过误差修正后的正确值，显著提高了测量精度。
显示屏驱动电路原理
本电流源拟采用LCD液晶屏作为显示模块，将输出的脉冲电流值以波形及数据的形式显示在LCD屏上，实现人机交互，让用户一目了然。而一般控制芯片的驱动能力比较弱，驱动电压较低，而LCD显示屏[3]的激励要求电流较大，因此，需要电平匹配电路及驱动电路，提高控制芯片的驱动能力。图6为LCD显示屏驱动电路原理图。
系统软件设计
如图7所示，其为系统软件流程图。系统上电开始工作，控制芯片复位后，进入系统初始化，完毕后进行系统自检，此时若检测系统不正常，则通过显示模块进行故障提示;否则进入波形设置界面，用户可根据需要选择并设置期望波形，系统会自动根据用户设置的参数从波形数据库中加载波形数据，然后通过
系统自动检测实际输出的电流值，与用户设置的电流值进行比较判断，若设置值与实测值的差值在一定范围±C内，则认为是准确值，通过显示模块将实测值的波形和数据显示出来，否则系统会根据用户输入的参数，自动调节电流的频率或幅值，以满足用户的要求。
结语
本文方案设计的基于串级PID控制的大功率压控电流源，具有输出功率大，可输出多路不同波形电流，且幅值频率可调范围大，脉冲电流上升时间短，脉宽可调范围大等优点，具有较好的通用性，可满足绝大多数技术领域的要求。
参考文献
[1]韩静霖, 李国峰, 张勇等.一种电压控制电流源的设计与应用[J].电子技术应用, 2008, (10) :64-65
[2]邓莉.基于MATLAB的串级PID控制系统[C].重庆市电机工程学会2006年学术会议论文, 2006