逆变电压（精选8篇）
逆变电压 篇1
1 引言
光伏发电系统所发出的电能随太阳光照强度变化而变化,一般不能提供持续稳定的电能。随着近年来光伏发电产业的快速发展,尤其是大规模光伏并网电站的大量投入使用,对电网运行的稳定性构成一定问题,特别是在电网出现低电压跌落情况下如果许多这类电源出现集体瞬间脱网,将加剧电网振荡,甚至导致电网崩溃的重大事故[1]。因此许多国家对光伏并网发电系统的低电压穿越(LVRT)能力提出强制标准。LVRT是指在电网电压跌落处于一定范围内,并网逆变器必须保持和电网的连接,并尽可能向电网提供超前无功功率支持[2]。
电网电压的跌落包括单相跌落、两相跌落、三相对称和不对称跌落,其中三相对称电压跌落出现的概率很小。非对称电压跌落(即除三相对称电压跌落之外的其他电压跌落)使得电网电压中出现较大负序分量。
目前,针对电网电压多数跌落过程含有负序分量的情况,通常采用双同步旋转坐标系控制[3,4,5],即采用结构完全对称的正、负序旋转坐标系,对正、负序电流独立进行控制,并分别对正、负序电流进行前馈解耦控制[6,7,8]。但是该控制方法在数字信号处理器进行运算的过程中,由于采样及运算带来控制延迟,通过角度补偿的办法可以在稳态较好跟踪电网电压,实现电网电压前馈解耦控制;而在电网电压幅值发生快速变化(例如跌落)时,上述延迟使得前馈电压的幅值在动态滞后于实际电压幅值,电流调节器可以在发生电网电压跌落起到一定调节作用,但一般情况下按负载模型设计的电流调节器比例比较小,主要依靠电压前馈解耦控制。此外,由于电网电压跌落多为三相非对称,电网电压在同步旋转坐标系下直流信号(包括正序和负序分量)中存在二次谐波分量,一方面产生的二次谐波难于彻底滤除,另一方面滤波(包括一阶惯性滤波、二阶陷波滤波、移相滤波等)均使前馈电压信号产生滞后,不仅使初始响应滞后,且即使在电网电压处于跌落的稳态时三相电流幅值仍可能有较大脉动。因此,仅采用双旋转同步坐标系的解耦控制方法,只能解决电网电压跌落后的稳态(即电压幅值变化率相对小一些的区域)的电流控制,在较大电压跌落情况下逆变器仍可能因初始较大过电流而脱网。
在电网正常情况下过多超前无功使得电网电压升高,特别在LVRT结束时如果并网的逆变器响应滞后,仍然维持数个采样周期输出超前无功,可能导致电网过电压,也可能使逆变器输出过流和脱网。
因此必须研究有效的控制方法,防止逆变器在电网电压跌落过程过流,才能实现并网逆变器LVRT。
2常规并网三相光伏逆变器控制系统及其LVRT能力
2.1 常规光伏并网三相逆变器控制系统及其LVRT能力
常规光伏并网三相逆变器控制系统如图1所示,其中PV为光伏电池阵列,PB为三相逆变器,L1为三相输出滤波电抗器,C1为三相输出滤波电容。光伏逆变器将光伏电池阵列的直流电能变换为三相交流电能,并输向电网。
控制回路通常采用锁相环PLL检测电网电压(正序)矢量。用PLL计算出的电网电压旋转角度φs将逆变器输出交流电流经过矢量变换,分解为有功(d轴)和无功(q轴)的直流分量,以便对有功和无功功率分别进行控制。
控制系统采用MPPT(最大功率点跟踪)计算逆变器直流电压给定U*dc,经直流电压调节器计算出有功电流给定Id*,d轴电流调节器计算出d轴电压调节量△Ud。电网电压正序幅值Ud和逆变器输出无功电流在q轴的电抗压降作为电压给定的前馈解耦分量,用于提高逆变器输出响应。
大功率光伏逆变器通常具有无功调节能力,外环为无功功率调节器,用于控制输出的无功功率,其输出为无功电流给定Iq*,通过q轴电流调节器计算出q轴电压调节量△Uq。逆变器输出有功电流在q轴的电抗压降作为q轴电压给定的前馈解耦分量。
图1所示系统适用于三相电压对称跌落情况下的LVRT,存在控制响应之后问题,在较大电压跌落情况下逆变器会在初始产生过电流。而对于三相电压不对称跌落,则因负序分量失于控制而产生较大过电流以致脱网。
2.2 双旋转坐标系控制的光伏并网三相逆变器控制系统及其LVRT能力
为解决三相电压不对称跌落下的LVRT,通常采用双同步旋转坐标系控制,即采用结构完全对称的正、负序旋转坐标系,对正、负序电流独立进行控制,分别对正、负序电流进行前馈解耦控制。参见图2。
当电网发生单相、两相、或三相非对称电压跌落时,伴随着电网电压的不对称,电网电压中不仅存在正序分量,同时还存在负序分量和零序分量。本文只考虑三相三线制系统,忽略零序分量[9],则不平衡三相电压可以表示成以下形式:
式中:ω为电网电压角频率;Vm+为电网电压正序分量幅值;Vm-为电网电压负序分量幅值;φ+为电网电压正序分量的初始相角;φ-为电网电压负序分量的初始相角。
经坐标变换,可得到旋转坐标系下的电压矢量为
其中V+dq=Vd++j Vq+
式中:下标d和q分别为同步旋转坐标系下的d,q轴分量;上标+和-分别为正序和负序分量。
当负序分量出现时,按常规矢量分解方法得到的正序和负序旋转坐标系d-q轴分量中存在2倍频交变成分,需采用适当的滤波后才可用于调节器反馈或前馈,否则可能导致系统振荡和过电流。
图2所示系统可用于所有电压跌落情况下的LVRT,但响应滞后采样周期,在较大电压跌落情况下逆变器可能在初始以及电网电压恢复时产生过电流。
3 电网电压跌落过程初始过电流分析
逆变器所输出的电压矢量与电网电压矢量的差等于加在交流电抗上的电压矢量,逆变器输出电流与加在交流电抗上的电压关系为
因此,如果交流电感基本不变,逆变器输出电流与加在交流电抗上的电压幅值成正比。
导致逆变器在LVRT初始瞬间过电流的主要原因是系统对电网电压跌落的响应时间滞后,在此时间内逆变器给定电压基本仍按原电压矢量幅值输出,使得交流电抗上的电压瞬间异常增大,导致逆变器输出电流异常快速上升,这是LVRT过程初始过电流的主要原因。因此,解决电网电压前馈滞后问题是保证实现LVRT安全性的关键。
4 电网电压直接前馈控制策略
本节详细叙述基于电网电压直接前馈的LVRT控制策略,鉴于篇幅,其中涉及光伏逆变器的一些其他技术问题这里不作过多叙述。
4.1 控制器硬件组成
光伏逆变器控制器采用数字信号处理器(DSP)和大规模门阵列(FPGA)为核心的硬件结构。通过电压和电流传感器、以及模拟量采集芯片对电网电压、电流以及直流电压和电流进行采样。
对电网电压信号采集平均值和瞬时值,其中平均值采样周期与PWM控制周期同步,用于正常情况下的系统控制;瞬时值采样为数μs级平均值,用于LVRT时的控制。
4.2 系统控制方案
基于前两节中对电网电压跌落故障矢量分析、以及逆变器过流原因分析,改进的系统控制方案如图3所示。
DSP主要执行控制运算功能,FPGA主要完成逻辑控制和脉冲形成等功能。
4.3 电网电压跌落判断
通过对电网电压瞬时值幅值的检测,可及时判断电网电压的跌落。通过检测负序电压分量的幅值判断是否发生电网电压不对称运行。
4.4 负序电流分量控制
电流信号经矢量变换成为负序d-q轴电流Id-和Iq-。在电网正常时,负序有功电流和无功电流实际值基本为零。在电网发生低电压故障时,负序有功电流和无功电流中含有2倍于电网频率的交流量,需经滤波去除,并通过比例积分调节器将负序有功电流和无功电流调节为零,从而达到有效控制系统中产生的负序电流分量,减少对电网产生的偶次谐波[10]。
将负序电流调节器的输出结果△Ud-和△Uq-经矢量变换为三相电压给定负序调节变量△U-*abc;正序电流调节器输出结果△Ud+和△Uq+经矢量变换为三相电压给定正序调节变量△U+*abc;相加后合成三相电压给定调节变量△U*abc。
4.5 电压直接前馈控制策略
为解决电网电压跌落的初始瞬间电压前馈滞后的问题,本文提出了一种电网电压直接前馈控制策略:策略一是将电网电压瞬时值信号经滞后补偿后直接作为电压给定前馈;策略二是在发生电网电压跌落故障时,采用电网电压的采样值作为前馈进行控制。前者解决LVRT稳态控制,并提高逆变器的动态响应;后者解决LVRT开始瞬间的过流控制。
由于电网电压跌落多为三相非对称,电网电压在同步旋转坐标系下直流信号中存在二次谐波分量,一方面产生的二次谐波难于彻底滤除,另一方面滤波(包括一阶惯性滤波、二阶陷波滤波、移相滤波等)均使前馈电压信号产生滞后,不仅使初始响应滞后,还使得即使在电网电压处于跌落的稳态时三相电流幅值仍可能有较大脉动。
常规的电压给定前馈分解出的直流分量,与电流调节器输出及交流电抗压降叠加后,经矢量变换后作为给定电压输出(参见图1、图2),这需要进行滞后补偿。电网正常稳态运行时没有问题,而一旦电网电压出现波动或负序,由于前馈电压的滞后以及偶次谐波滤波的滞后,电流就会产生较大动态脉动。
采用上述控制策略一,在不降低电压信号采样精度前提下,使前馈电压的滞后缩短,且避免了对电网电压在同步旋转坐标系下直流信号中二次谐波的滤波,解决了LVRT稳态控制问题,也同时提高了逆变器在正常运行时的动态响应。
仅采用上述策略一,还有一定滞后,仍会造成LVRT初始产生过流。为此加入上述策略二,当检测到电网电压跌落,使用电网电压瞬时值作为前馈电压。这时可能有4种情况:1)如故障处于PWM前半周,对于任意相,这时如果PWM脉冲尚未发出,则可按瞬时值电压前馈计算的电压给定控制脉冲前沿,该相电压给定基本适应电网电压跌落,对电网电压跌落的响应没有滞后;2)如故障处于PWM前半周,对于任意相,这时如果PWM脉冲已经发出,则可在PWM后半周按瞬时值电压前馈计算的电压给定控制脉冲后沿,该相电压给定对电网电压跌落的响应滞后约半周期;3)如故障处于PWM后半周,对于任意相,这时如果PWM脉冲尚未发出,则可按瞬时值电压前馈计算的电压给定控制脉冲后沿,该相电压给定基本适应电网电压跌落,对电网电压跌落的响应没有滞后;4)如故障处于PWM后半周,对于任意相,这时如果PWM脉冲已经发出,则可以在下一个PWM前半周按瞬时值电压前馈计算的电压给定控制脉冲前沿,该相电压给定对电网电压跌落的响应滞后约半周期。
从上述4种情况看,采用电网电压瞬时值直接前馈,其对电网电压跌落的最短响应时间为数μs,最长响应时间约半个PWM周期,因此可以有效解决LVRT开始瞬间的过流问题。
4.6 逆变器输出电流控制策略
为满足电网需要,提出逆变器输出电流的控制策略:在电网正常时,DSP中的正序有功电流给定为MPPT控制的、或由电网调度控制的电流,由直流电压调节器给出,正序无功电流给定为0(功率因数为1)、或在逆变器样本规定的无功输出范围由电网调度控制;当电网发生电压跌落故障时,限制最大有功电流给定为额定值的80%,同时令超前无功电流给定等于100%减去有功电流给定平方后的开方值,使总输出电流维持100%额定,从而最大限度输出超前无功电流以支撑电网。
在电网正常情况下过多超前无功使得电网电压升高,特别在LVRT结束时,如果并网的逆变器由于控制滞后仍维持数个采样周期输出超前无功,则可能导致电网过电压,并可能使逆变器输出过流和脱网。因此,当检测到电网电压接近90%额定电网电压时,提前取消超前无功电流支撑电网功能,避免LVRT结束时过多无功加剧电网过电压。
5 实验结果
根据本文提出的基于电网电压瞬时值前馈的LVRT控制策略,在250 k W光伏逆变器装置上进行了LVRT功能实验,交流电源采用某知名品牌公司生产的800 k W电网电源模拟装置进行测试,逆变器工作在额定功率向电网送电状态。
图4、图5分别是电网发生单相跌落和两相跌落时的LVRT试验波形,通道1,2和3分别为三相电网电压波形,通道4,5和6分别为逆变器三相输出电流波形(图4,图5中纵坐标1 V对应1 A)。从波形上可以看出,A相电压发生跌落后,逆变器输出电流在经过短暂调整后恢复额定电流(380 A)输出,没有过流发生,实现了并网逆变器低电压安全穿越。
6 结论
本文所提出的基于电网电压直接前馈的LVRT控制策略,具有以下若干特点:在电网发生低电压故障时,可快速准确地判断出当前电网进入低电压故障状态;有效地抑制了电网电压跌落过程、特别是初始和结束时逆变器输出过流,防止逆变器脱网;最大限度输出超前无功电流支撑电网;在电网电压跌落结束前,提前退出无功电流支撑电网功能,避免电网电压恢复时过多超前无功对电网电压造成过压冲击;避免了对电网电压在d-q轴同步旋转坐标系下,电压电流信号中二次谐波的滤波产生的响应滞后问题,解决了LVRT稳态控制问题,同时提高了逆变器在正常运行时的动态响应。经试验证明该策略简单可行,实现了光伏并网逆变器的低电压安全穿越。
参考文献
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逆变电压 篇2
摘要：在分析电压型半桥逆变电路阻感性负载工作原理的基础上，针对传统分析方法存在的问题，结合MOSFET的结构，阐述了当MOSFET反偏时栅源电源对导电沟道的控制作用。同时大多数教材在分析该电路时忽略了直流分压电容中点电压偏移，导致该电路工况分析的简单化，理论推导和实验结果表明，MOSFET反偏时栅极对导电沟道的控制能力以及考虑中点电压偏移时等效电路，极大的丰富了电压型半桥电路教学内容和促进了其应用技术研究。
关键词：半桥逆变；MOSFET反偏；直流分压电容；中点电压偏移
【中图分类号】TM464
基金项目：电动车用轮毂无刷电机驱动系统关键基础问题研究 项目编号：ZDK2201401
在电压型单相半桥逆变电路中，带阻感性负载时，电感电流续流时绝大数教材认为通过MOSFET寄生的二极管进行续流，且当电感电流降到0以后，与之对应的MOSFET才开通，同时在四种工况时其等效电路仅有四种，也就是每一种工况对应一种等效电路，这种分析方法忽略了MOSFET反偏时栅源电压对导电沟道的控制作用和直流分压电容中点电压偏移，导致电压型半桥逆变电路阻感性负载教学内容无法满足其工程应用的需要。
1 电压型单相半桥逆变电路阻感性负载工作原理传统分析
在直流侧接有两个相互串联的电容，兩个电容的联结点是直流电源的中点。半桥逆变电路有两个桥臂，每个桥臂有一个N—MOSFET和一个反并联二极管（反并二极管看成是MOSFET寄生的二极管）组成。负载联结在直流电源中点和两个桥臂联结点之间。 设N沟道MOSFET Q1和Q2栅极信号在一周期内开通信号相差 ，并且占空比为40%。当负载为阻感性时，等效电路以及工作波形如下图1、图2所示：
图1 单相电压型半桥逆变器阻感性负载等效电路 图2 工作波形图
T1时刻，给Q1开通信号，负载中的电流开始增加，到t2时刻，Q1关断，此时D2先导通续流，电流开始减小，t3时刻电流减小到0，给Q2开通信号，负载中的电流反向增加，t4时刻，Q2关断，此时D1先导通续流，反向电流开始减小，t5时刻电流减小到0，给Q1开通信号，重复上述过程；上桥臂（Q1或者D1）导通，输出电压为 ，下桥臂（Q2或者D2）导通，输出电压为 。
2 电压型单相半桥逆变电路传统教学内容存在的问题
2.1 没有认识到MOSFET漏源反偏时栅源电压对导电沟道的控制作用
上桥臂MOSFET（Q1）关断后，负载中的电流减小，利用下桥臂的二极管续流D2，当电流降到0时，如果此时下桥臂MOSFET（Q2）有开通信号，那么下桥臂MOSFET（Q2）开通；在电流降到0以前，如果下桥臂MOSFET（Q2）有开通信号，此时几乎所有的教材都认为此时MOSFET不开通，主要是寄生的二极管导通，经试验验证发现：在电流降到0以前如果下桥臂MOSFET（Q2）有开通信号，MOSFET（Q2）形成了导电沟道，其导通压降较寄生二极管导通时显著减小。
2.2 直流分压电容中点电压偏移
四个不同工作状态中，几乎所有教材认为每一个状态只有一个等效电路，以上桥臂MOSFET（Q1）开通时情况为例：电流的流通路径为母线电压正极—C—D—Q1—L—R—B—C2—母线电压负极，这种分析是不全面的，没有考虑到直流分压电容中点电压偏移而造成工况的复杂性。
3 电压型单相半桥逆变电路教学内容设计
3.1 MOSFET反偏时栅源电压对导电沟道的控制作用
当MOSFET有开通信号时，无论此时MOSFET是正偏还是反偏，形成了导电沟通，寄生的PN结消失，MOSFET的导通压降显著减小，因此在MOSFET等效的电路分析中，当MOSFET有开通信号时，不论MOSFET漏源是正偏还是反偏，都是MOSFET导通，而不是寄生的二极管导通。
实验参数：直流电压为50V，直流侧电容为330UF/100V，电感L=1mH，负载电阻R=20Ω，脉冲频率为100Hz，占空比为40%，MOSFET的源极接电源正极，漏极接负载，MOSFET的导通电阻为0.1Ω，寄生二极管正向导通压降为1.3V，仿真模型和工作波形图如下图3和图4所示：
从上图4可以看出：当MOSFET没有开通信号时，MOSFET的导通压降为寄生二极管的压降1.3V，当MOSFET有开通信号时，MOSFET的导通压降为通态电阻与MOSFET导通电流的乘积，即在MOSFET漏源反向偏置时，栅源电压对导电沟道仍然有控制作用。
3.2、直流分压电容中点电压偏移
根据单相半桥逆变电路带阻感性负载的等效电路，在图1中假定直流母线电压 保持恒定，有：
当 ， 时：
，
。
故： 。
对节点B由基尔霍夫电流定律： 。
故： 。
由上述计算可知：对于直流分压电容而言，一个电容充电，另一个电容一定放电，造成直流分压电容中点电压偏移，每一种工作状态中电感中电流一方面对一个电容充电，另一方面另一个电容又通过电感进行放电，因此传统的分析方法中认为每一种工况中只有一个等效电路的情况与实际工况不符；以第一种工作状态为例，在 时间段内，上桥臂MOSFET导通，负载中的电流增加，此时的等效电路如下图5所示：
上图分析了第一种工作状态时电压型半桥逆变电路带阻感性负载时等效电路，后续的三种工作状态的每一种工作状态都有两种等效电路，其电流的流向均可以按照上述方法进行分析。
4 结论
1）、MOSFET的漏源无论正偏还是反偏，栅源电压对导电沟道均具有控制作用，只要栅源电压大于其开启电压，半导体反型，PN结消失，导电沟道形成，MOSFET的导通压降大大降低；
2）、结论1不仅仅在半桥逆变电路成立，在所有MOSFET漏源反偏情况下，栅极对MOSFET的导电沟道均具有控制作用；
3）、单相电压型半桥逆变电路带阻感性负载时，由于直流分压电容中点电压的偏移，四种工作状态中每一种工作状态电流的流通路径均有两条流通路径，在电压型全桥逆变电路中不存在这种情况。
参考文献
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[2] 陈伯时.电力拖动自动控制系统—运动控制系统[M].北京：机械工业出版
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逆变电压 篇3
随着光伏发电在电力能源中所占比重增加, 其对电网的影响日趋显著。提高光伏系统性能, 特别是对电网故障响应能力, 成为光伏发电技术发展的迫切需要。为了适应新的电网导则对光伏发电系统低电压穿越 (LVRT) 能力的要求, 国内外学者已经开始关注光伏发电系统的LVRT控制[1]。
在光伏并网发电系统控制策略研究过程中, 一般假设三相电网电压是对称的, 但这一假设条件并不总成立[2]。在电网电压不对称情况下, 以三相电网电压对称为约束条件设计的光伏并网发电系统就会呈现不正常运行状态。一方面将在网侧产生大量谐波, 污染电网, 降低电能质量[2,3];另一方面光伏阵列发出功率与并网功率不平衡, 导致逆变器直流侧电压上升, 输出电流增大, 可能导致逆变器过流保护而停机脱网。
本文针对电网电压不对称的情况, 分析了逆变器的运行特性。在此基础上引入结构完全对称的正、负序双电流内环控制, 以实现对正、负序电流的独立控制[4]。本文采用了抑制交流侧负序电流的平衡电流算法, 并对该算法进行仿真验证。
2 光伏逆变器的基本结构
光伏并网发电系统拓扑结构如图1所示, 采用单级式拓扑, 逆变器采用三相桥式无中线电压型PWM逆变器。
3 传统的双闭环控制策略
两相同步旋转坐标系下基于PI调节器的电压电流双闭环控制方式目前应用最为广泛, 控制结构如图2所示。电压外环输出作为内环有功电流指令值, 电流内环控制并网电流[4,5]。
传统的双闭环控制方式在电网电压不对称故障下, 由于负序电网电动势和负序交流电流的存在, 逆变器输出功率会发生2倍工频的正弦波动, 直流侧电压含有2倍工频纹波, 输出电流波形发生畸变[1,4]。故必须提出新的控制方案。
4 不对称电压下的控制策略
4.1 不对称电压下瞬时复功率计算
电网电压不对称故障下逆变器输出的瞬时有功功率P和无功功率Q表达式为[3,4,5,6]
式中:P0, Q0分别为有功、无功功率平均值;Pc2, Ps2和Qc2, Qs2分别为2次有功和无功余弦、正弦项谐波峰值;edp, eqp, edN, eqN和idp, iqp, idN, iqN分别为电网电动势矢量和电流矢量在正负序坐标系d, q轴上的投影。
平均有功功率指令P0*由电压外环计算给出:
式中:kvp, kvi为电压外环的PI参数。
本文采用在正负序同步旋转坐标系中, 电网正、负序电压分别定向的矢量控制策略[2,4]。
4.2 抑制交流侧负序电流的LVRT控制策略
电网电压不对称故障时, 网侧电流的限幅作用使得并网总功率下降, 功率不平衡导致直流侧电压升高[7]。根据光伏池板PV与IV特性曲线分析, 光伏池板输出功率减少同时向最大功率点右侧移动。当前控制目标为电网故障前后并网电流实现平稳过渡, 有效抑制电流上升;同时要求电流负序分量得到有效抑制, 并网电流具有高平衡度。
为抑制交流侧负序电流, 令idN*=0, iqN*=0;为保证单位功率因数, 令Q0=0。得正序电流指令
求得idP*, iqP*, idN*, iqN*后, 电流内环采用传统PI调节器和前馈解耦控制策略, 则正、负序调制电压控制方程如下:
式中:kp, ki分别为电流内环PI调节器参数。
根据以上各式得到电压不对称故障时抑制网侧负序电流的双电流内环控制框图, 如图3所示。
由图3可知LVRT控制策略可概括为:逆变器采用外环控制中间直流电压, 内环采用正负序双电流环控制的闭环控制策略。直流电压外环PI调节器输出作为平均有功功率参考值。并网电流的正负序分量分别经过正反向同步旋转坐标系旋转, 转化为直流量, 经过PI调节器, 对正负序参考电流分别进行跟踪[8]。引入电网电压前馈控制环节。考虑逆变器电流安全限值, 根据电压跌落深度U计算出合适的有功电流系数K, 确保逆变器不因过流保护而停机脱网, 实现低电压穿越运行。
5 仿真分析
在Matlab/Simulink中建立了图4所示容量为220 k W的光伏并网发电系统仿真模型。
PV模拟电源参数如下:开路电压735.6 V, 短路电流461.44 A, 最大功率点电压为578.4 V, 最大功率点电流为381.21 A。逆变器主要参数如表1所示。直流电压给定采用恒压法, 调制方法为SVPWM。
本文只对单相接地故障进行仿真分析。仿真条件为0.6~0.7 s时发生A相电压跌落, 跌落到0.2 (标幺值) 。发生故障前系统运行于额定功率下, 最大电流限幅为1.2 (标幺值) 。在故障发生时, 对采用传统的双闭环控制方法与本文采用的LVRT控制方法时逆变器运行情况进行分析, 仿真波形如图5、图6所示。
通过上面的仿真波形可以看出:电网电压发生单相跌落80%故障时, 若采用传统的双闭环稳态控制方法, 逆变器输出电流瞬间增大, 且跌落相电流幅值超过最大电流限幅1.2 (标幺值) , 导致逆变器过流保护、停机脱网;并网电流含有负序分量引发电流不平衡, 交流侧电流畸变较大, 3次谐波明显, 污染电网;不对称电压和电流中的负序分量导致逆变器输出瞬时有功功率P、无功功率Q中含有2倍工频的波动分量, 功率波动会在直流侧母线电压上产生2倍工频振荡, 有功电流呈2倍工频振荡。
采用抑制网侧负序电流的LVRT控制方法时, 成功抑制并入电网的有功电流2倍工频振荡, 逆变器输出电流正旋度较好且平衡, 实现了平稳过渡;有效抑制电流上升, 保证逆变器继续并网运行。
2种控制方法中网侧电流的限幅作用导致并网功率P的直流分量减小, 功率不平衡导致直流侧电容电压升高。采用抑制负序电流的LVRT控制方法时直流母线电压和无功功率的波动较小, 并网电流3次谐波被成功抑制且THD值明显减小。
6 结论
本文对光伏并网逆变器在电网电压发生不对称故障时的运行状况进行分析研究, 采用了一种根据瞬时有功功率和无功功率给定计算正负序参考电流、以抑制交流侧负序电流为目标的低电压穿越控制策略。仿真结果表明, 本文采用的控制方案无需增加额外硬件保护装置, 只需改变光伏并网逆变器的控制策略, 即可实现电网电压不对称故障下光伏并网逆变器的低电压穿越运行。
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逆变电压 篇4
UPS是变配电站的重要设备,其核心是逆变器。设计逆变器时,低通滤波器截止频率ωc的选择非常关键,ωc过大,滤波器输出将含有大量谐波;ωc过小,将导致系统的功率密度下降、成本增加。在确定ωc时需考虑功率变换器输出端的谐波分量,而调制方式、载波比、调制比、开关时间、死区效应和死区补偿效果等都将影响频谱的分布。文献[1-12]、注(1)从调制方式、载波比和调制比出发,为得到输出谐波的表达式和相应频谱图做出了贡献。文献[3,5-6]从死区效应出发定量地指出了IGBT的压降和开关时间对输出谐波分量的影响。文献[8-9]对多电平输出时的谐波分量进行了研究。但现行开关变换器输出的谐波分析[1,2,3,4,5,6,7,8,9,10,11,12,13,14]都是从PWM的基本原理出发,根据调制波的奇偶性和对称性在一个调制波周期内建立数学模型,不仅适用范围小,且表达式和频谱图均未考虑死区补偿未到位的状态。死区设置是桥式开关变换器所必需的,死区补偿是改善输出波形的常用策略,然而,由于种种原因,理论上的措施往往难以充分落实,补偿不到位的现象经常发生,但对其所造成的影响现有文献却均未涉及。
本文强调开关变换器的死区效应和逆变器的死区补偿效果,用双重傅里叶分解来分析桥式变换器的输出谐波,将其表达式可视化后与仿真和实验波形进行了相互验证。
1 无死区时SPWM波的谐波分析
图1为逆变器的桥式功率变换器,它由直流电源、左桥臂(VT1/VT2)和右桥臂(VT3/VT4)构成。输出电压uAB为左桥臂电压uAO和右桥臂电压uBO之差,令电流方向由A B为正。图2为产生SPWM波的示意图。调制波(正弦波)us和载波(三角波)uc的数学表达分别见式(1)和式(2)。
令调制比M=Us/Uc,载波比N=ωc/ωs,X=ωct,Y=ωst+φ,在一个载波周期内可有
2kπ-0.5π≤ωct≤2kπ+1.5π
图2中us和uc的交点为
左桥臂A点的电压波形函数可以表示为
设m为相对于载波的谐波次数,n为相对于调制波的谐波次数,则uAO的双重傅里叶表达式为
从而可得到uAO的傅里叶级数:
同理,右桥臂B点电压uBO的表达式为
滤波器的输入为uAB:
其中,基波幅值为
谐波幅值为
谐波频率为(m N±n)ωs(m=2,4,…;n=1,3,…),其频谱见图3,仿真见图4、图5。图中可见:数学分析与仿真相吻合;无低频谐波分量。
2 有死区时SPWM波的谐波分析
2.1 无补偿
如图1所示,在同一桥臂的两开关管均处于死区时段时,当A、B端空载或接有纯阻负载(特殊情况),二极管无续流,此时A点电压uAO1,B点电压uBO1,A、B间的电压为uAB1;当负载为感性或容性负载(一般情况),由于死区和续流二极管的存在,桥臂间依然存在脉冲输出,即续流脉冲。对于本文的逆变系统,当i<0时,左桥臂续正向脉冲,右桥臂续负向脉冲;i>0时,左桥臂续负向脉冲,右桥臂续正向脉冲。因而,死区效应即为一系列的畸变脉冲uD1,可等价为一矩形波的偏差电压,其间关系见图6(uD1,2为左桥臂续流脉冲,uD3,4为右桥臂续流脉冲),数学上表示为
条件与前文相同时,可推导得到uAO1、uBO1和uAB1的数学表达式,见式(9)和式(10)。
续流脉冲与电流的方向有关,当i>0时有
负载功率因数常小于1,当负载功率因数为cosφ时,
当电压与电流同相即负载功率因数为1时,则
m=0;n=1,3,…,谐波幅值为
m=2,4,…;n=1,3,…,谐波幅值为
m=2,4,…;n=0,2,…,谐波幅值为
其频谱见图7,仿真见图8,在功率为6 k V·A的逆变器样机上测得的频谱见图9。图中可见:数学分析、仿真和实验所得结果在高频段均基本吻合。
调整仿真频谱的坐标,可观察到输出所含谐波的低频成分,见图10。与图8对比,当M=0.92,E=100 V,Δt=2μs,ωc=1M0E 0-004π×E22π,基波幅值为
仿真值为86.89V,两值接近。图10显示,当无死区补偿或死区补偿不充分时,输出将含有频率为150 Hz、250 Hz、350 Hz等低频谐波。图11和12分别为频谱随死区时间和调制比的变化关系图,两者比较可知,调制比对频谱的影响更大。
2.2 有补偿
本文采用电流反馈补偿法,调制波usp为
补偿后谐波分析同前文中的死区效应分析步骤相似。
以滤波器输出电压与电流同相位为例,逆变桥的输出电压uAB3为
时,输出电压中所含频率为(m N±n)ωs(其中m=0;n=1,3,5,…或m=2,4,…;n=0,2,4,…)的谐波将被消除,从而实现补偿。补偿后,逆变桥的输出电压uAB4为
基波幅值Uf4=ME;输出含有频率为(m N±n)ωs(m=2,4,…;n=1,3,…)的谐波,幅值。仿真频谱见图13、图14。
死区影响充分补偿后,H桥输出电压中含有的低频谐波可被消除,在设计逆变器用低通滤波器时可以提高截止频率ωc,达到减小体积提高整机功率密度的目的。此研究结果已被投入工程实践[15,16,17]。
补偿不充分时,由式(17)可见,因,H桥输出电压中仍然存在着对输出波形有重要影响的低频3次谐波。
3 结论
a.采用死区补偿措施后,基波幅值得到补偿,且因设置死区而产生的谐波均得到抑制。
b.采用死区补偿措施后,逆变桥的输出频谱与理想无死区时一致。
c.采用死区补偿措施后,基波相位不变,而谐波相位均相对理想无死区时有所滞后。
NPC三电平逆变器电压平衡研究 篇5
二极管箝位式三电平逆变器自从1980年日本学者南波江章在IAS年会上提出后,由于其输出电压谐波含量低、器件承受开关应力低、适用于中高压大功率场合等优良的特性成为了研究热点,许多学者对其调制方式和中点电压平衡控制等进行了大量的研究工作,使二极管箝位式三电平逆变器逐步实用化。由于二极管箝位式三电平逆变器最常采用空间电压矢量调制方式,本文针对中点电压平衡控制这个热点问题,通过分析空间电压矢量控制下二极管箝位式三电平逆变器工作原理,提出利用检测两个电容电压差值和中点电流瞬时值进行滞环控制以切换两个等效的矢量作用脉冲序列来使电容电压达到平衡,实验结果表明此方法简单、可靠,易于用数字电路实现。
2 三电平SVPWM调制技术
三电平SVPWM调制技术实质上是由两电平SVPWM调制技术发展而来的,将三相可能出现的开关状态组合全部考虑在内,可得到27个电压向量。这27个向量分布在六个大扇区Ⅰ、Ⅱ、Ⅲ、Ⅳ、Ⅴ、Ⅵ中,其中零矢量有1个,但开关状态有三种,分别为(PPP)、(OOO)、(NNN);长矢量有6个,开关状态分别为(PNN)、(PPN)、(NPN)、(NPP)、(NNP)、(PNP);中矢量有6个,开关状态分别为(PON)、(OPN)、(NPO)、(NOP)、(ONP)、(PNO);短矢量实际上只有6个,每个短矢量具有两个不同的开关状态,在这两种开关状态中可分为正短矢量和负短矢量,以第一扇区Ⅰ的短矢量VS1为例,正短矢量为(POO),负短矢量为(ONN),其他短矢量以及中矢量、长矢量、零矢量如图1所示。
对于多电平SVPWM控制其构成所需电压矢量的方法也是由两电平构成所需电压向量的方法是类似的。首先判断需要构成的电压参考矢量所处的大扇区,然后再判断电压参考矢量在大扇区中处于哪个区域,根据矢量作用的伏秒原理,用三个顶点矢量去合成电压参考向量。以扇区1为例,将大扇区划分为0~5六个部分。假设参考电压矢量处于0区域,则作用脉冲序列可为(POO)(PPO)(PPP)(PPO)(POO)或者(ONN)(OON)(OOO)(OON)(ONN)。这两个作用脉冲序列是等效的,所不同的是前者采用正短矢量,后者采用负短矢量,两者对直流侧电容中点的电压影响恰好是相反的。对于1~5其他部分,也可以找出对应的两个等效的作用脉冲序列,对其他扇区也是类似。
3 各矢量对中点电压的影响
以图1中扇区1的矢量为例,当长矢量作用时,无论是VL1或者VL2,电容中点O与负载不连接,所以中点电流为零,电容电压保持不变。当中矢量VM1作用时,等效模型如图2所示。
电容C1、C2容值相等,即C1=C2=C,每个电容电压初始值都为Ud/2。按照图示所示的电压和电流参考方向有:
由于ΔU初始值为零,当Ib>0时,ΔU>0;当Ib<0时,ΔU<0。只要b相负载电流不为零,电容电压就是不平衡的,由于中矢量没有与之等效的冗余矢量,因此中矢量对电容电压的影响无法像短矢量那样通过正负矢量的切换来自动平衡电容电压。
当短矢量VS1以正矢量状态(POO)作用时,等效模型如图3所示,负载一般为感性负载。假设b相电流Ib,c相电流Ic的实际方向与图中参考方向一致,此时中点电流IO=Ib+Ic=-Ia。如果此时将正矢量切换成负矢量状态(ONN)作用时,等效模型如图4所示,由于负载电流不能突变,各相电流保持切换前的大小不变,此时可得出中点电流IO=Ia,此时中点电流与切换前的中点电流方向恰好相反,而大小是相等的,对电容电压差值的变化影响是相反的。因此可得到以下结论:通过切换正、负短矢量可以维持NPC三电平逆变器直流侧电容中点的电压平衡。进一步还可以推出,对于两个相邻的短矢量,如果将其中一个正短矢量或负短矢量切换为另一个负短矢量或正短矢量,(例如由POO切换至OON时)其对电容电压的影响也是相反的,这样通过以上结论可知,要使逆变器直流侧电容中点电压获得平衡尽量地减小不平衡度,就必须利用正、负短矢量的相互切换来达到目的。
4 中点电压平衡调制策略
为了能够维持三电平逆变器直流侧中点电压的平衡,很多学者提出了许多非常有效的方法。文献[2]中提出了在一个矢量作用脉冲序列中同时使用正负短矢量,利用电容电压差值符号以及中点电流方向来改变正负短矢量作用时间的长短以使电容中点电压达到平衡。但是这种方法必须要根据电容电压差值以及电流大小来改变正负短矢量的作用时间长短,其系数较难精确确定,实时性较差,而且一个作用脉冲序列分为9段,器件开关损耗较大,开关频率较高。文献[3]研究了利用检测中点电流的方向同时考虑不同功率因数时中点电位的控制,实现算法复杂,动态响应不高。文献[4]引入平衡因子方法检测电压和负载电流,通过调整短矢量的时间分配因子实现对中点电位的控制,但是由于电容电压是动态变化的,时间分配因子大小较难确定。本文在借鉴前人研究成果的基础上提出了一种检测两个电容电压差值和中点电流瞬时值进行滞环控制以切换两个等效的矢量作用脉冲序列来使电容电压达到平衡的方法。该方法能够较好地平衡中点电压。以图1扇区Ⅰ中的区域3中参考电压矢量为例,作用脉冲序列为(PPO)(POO)(PON)(POO)(PPO)或(ONN)(OON)(PON)(OON)(ONN),作用脉冲序列以短矢量开始和结束,一个作用脉冲序列只需分5段,每次作用序列中相邻矢量切换时只需改变某一相中两个器件的开关状态,这样就降低了开关器件的损耗和开关频率。
电容电压的不平衡程度可以用两个电容的差值ΔU来衡量,要使电容电压平衡,即使ΔU要尽量小,式(3)中表明了中点流过的电流IO与ΔU的变化率成正比,假设滞环环宽为H,可采用以下滞环控制策略:(1)当ΔU>H,IO>0时,电容电压不平衡程度较大且这种不平衡程度有逐渐加大的趋势,此时应该在下一个参考电压作用脉冲序列中选择与上一个正负极性不同的短矢量的脉冲序列。(2)当ΔU>H,IO<0时,电容电压不平衡程度较大且这种不平衡程度有逐渐减小的趋势,此时应该在下一个参考电压作用脉冲序列中选择与上一个正负极性相同的短矢量的脉冲序列。(3)当ΔU<-H,IO>0时,电容电压不平衡程度较大且这种不平衡程度有逐渐减小的趋势,此时应该在下一个参考电压作用脉冲序列中选择与上一个正负极性相同的短矢量的脉冲序列。(4)当ΔU<-H,IO<0时,电容电压不平衡程度较大且这种不平衡程度有逐渐加大的趋势,此时应该在下一个参考电压作用脉冲序列中选择与上一个正负极性不同的短矢量的脉冲序列。(5)当-H<ΔU
式中,I为负载电流有效值;Ts为一个参考电压作用脉冲序列时间;C为电容值。
5 实验结果
按照上述中点电压平衡调制策略,制作了用DSP芯片控制的NPC三电平逆变电路实验装置。直流侧直流电压值为800V,负载为一台异步电动机,额定电压为380V,额定电流30A,定子绕组Y连接,直流侧电容C为2200μF,环宽H取5V,逆变器输出基波频率为50Hz,利用六个扇区的长矢量、中矢量和短矢量构造正二十四边形参考电压矢量,调制系数m=0.713,以下各图均为稳态时的波形图。图5为线电压波形比较图,图6为电容电压波形比较图,采用了本文所述的中点电压平衡策略后,电容电压不但是平衡的,而且两个电容电压差值幅值波动范围几乎在2H即10V以内,这与文献[2]所用的方法取得的效果是一样的。
6 结论
本文提出了利用检测两个电容电压差值和中点电流瞬时值进行滞环控制以切换两个等效的矢量作用脉冲序列来使电容电压达到平衡的方法,实验证明本方法能够使电容中点电压达到平衡,由于每个作用序列只分为5段矢量作用,相邻矢量切换只需改变某相两个器件的开关状态,降低了器件开关损耗和开关频率,具有一定的实用价值。
摘要：对应用较多的空间电压矢量脉宽调制的二极管箝位式三电平逆变器的工作情况进行了介绍,针对此逆变器在实际使用中电容电压不平衡的问题进行了分析,提出了利用检测直流侧电容电压差值和中点电流瞬时值进行滞环控制以切换两个等效的矢量作用脉冲序列来使电容电压达到平衡的方法。实验结果表明,此方法可以有效地抑制电容电压不平衡的程度,使电容电压不平衡度在2倍滞环环宽以内。器件开关损耗和开关频率比较低且调制方法较简单、易行,具有一定的实用价值。
关键词：三电平逆变器,空间电压矢量,中点电压平衡,滞环控制,DC-AC变换器
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逆变电压 篇6
在某些应用场合,例如交流传动中,往往需要降低共模电压(CMV),以避免轴电流对于电机的损坏,并且降低电磁干扰。按文献[1-3]中观点,当电机采用PWM控制的电压源逆变器供电时,主要有三种共模电流产生。(1)当润滑油膜被破坏以后,电机定转子之间等效电容的放电作用;(2)当轴电流通路的等效阻抗较低时,共模电压的dv/dt的作用;(3)电机三相零序电流分量导致电机磁通产生三相环流。
目前,降低共模电压的方法研究主要集中于:(1)在逆变器输出端添加有源或者无源共模滤波器[4,5,6];(2)采用软开关技术或者改善器件的吸收电路,从而降低逆变器输出的dv/dt[7];(3)对硬开关电路改变PWM调制策略[8,9]。因为在工程应用中,往往要求低成本并且易于实现的解决方案,由于改变PWM调制策略不会增加新的器件,因此改变PWM调制策略的解决方案最具吸引力。
1 NPC三电平逆变器拓扑结构与空间矢量图
图1(a)为NPC三电平逆变器的电路拓扑,每相有四个功率管,分别为S1、S2、S3、S4,表1给出了输出电平与功率管导通之间的关系。
每相均可输出三个电平,一共有27个空间矢量,用三维有序数组[LA,LB,LC]表示。考虑到输出矢量为[LA+1,LB+1,LC+1]和[LA,LB,LC],位于空间矢量图中的同一点,对负载来说效果是一致的,空间矢量图中独立电压矢量个数为19(含零矢量),三电平逆变器的空间矢量图如图1(b)所示,空间矢量图在0~60°扇区(A扇区),被分为4个小三角形,如图1(c)所示。
2 三电平逆变器的空间矢量调制算法(SVPWM)
参考矢量的方位角θ∈[0,π/6]时,参考矢量位于A扇区内,合成参考矢量的电压矢量为V1、V2和V7,矢量作用时间满足伏秒平衡原理:
式中,t1、t2、t3分别为V1、V2、V7矢量的作用时间;T为载波周期;由于V1对应两个电压矢量V11([0,-1,-1])和V12([1,0,0]),V2矢量也对应两个电压矢量V21([0,0,-1])和V22([1,1,0])。若采用CSVPWM,要求将矢量作用时间对称地分配给两个冗余矢量,产生的脉冲序列如图2所示。
3 部分共模电压减小的调制算法
逆变器输出的每个电压矢量的共模电压计算为:
在A扇区内每个电压对应的共模矢量见表2。
3.1 合成参考矢量的电压矢量选择
在三电平逆变器的空间矢量调制过程中,V0、V1…V6矢量存在冗余现象,在实现空间矢量调制时,如果选择适当的电压矢量,就可以将共模电压降低到±VD C/3[10]。例如选择电压矢量[0,0,0]实现矢量V0,而选择电压矢量[1,0,0]实现矢量V1,图2所对应的脉冲序列如图3所示。从图3中可以看出,B相在该采样周期内不存在开关动作,因此开关损耗有所降低。PCMVPWM具有如下两个特点:(1)开关损耗降低,在一个周期内开关次数降低了1/3;(2)由于本质上采用了最近相邻三矢量合成原则(NTV),因此谐波特性相对较好。
3.2 PCMVPWM与CBPWM的联系
众所周知,除了指定谐波消去PWM算法(SHEPWM)之外,绝大部分PWM算法都存在采样周期的概念,这一类PWM算法都可归结为次谐波消去PWM算法(Sub-Harmonic PWM,SHPWM),所有SHPWM算法都可等效为调制信号非正弦的载波PWM算法,载波周期等于控制周期。本小节将讨论PCMVPWM算法与CBPWM算法之间的关系。
假定在一个采样周期内,Va、Vb、Vc为三相对称正弦载波信号,且三相满足:
故La+Lb+Lc=-1或者La+Lb+Lc=-2。令
当La+Lb+Lc=-1时
当La+Lb+Lc=-2时
V'k就是PCMVPWM等效的调制信号,图4给出了调制度为0.75和0.4时,PCMVPWM和CSVP-WM两种算法对应的调制波。
4 完全共模电压消除的调制算法
若进一步限制矢量选择的条件,PCMVPWM调制算法可以转换为FCMVPWM算法。所有参考矢量选择V02、V7、…、V12合成[11],如图5所示。
若给出参考矢量方位角-π/6≤θ≤π/6时,参考矢量位于SA'扇区,这时应选择V0、V12、V7合成参考矢量。在SA'扇区内矢量作用时间可计算为:
与图2和图3对应的FCMVPWM的序列如图6所示。PCMVPWM具有如下两个特点:(1)开关损耗增加,在一个周期内开关次数增加了1/3;(2)由于本质上采用了非最近相邻三矢量合成原则(NNTV),因此谐波特性相对较差。
目前多电平逆变器载波产生方式大多出自于Carrara等提出的载波移位(Phase Disposition,PD)方法。对三相正弦调制信号采用PDSPWM调制方式。若在一个采样周期内,x相调制信号取得最大,Vx=max(Va,Vb,Vc),y相调制信号取得最小,Vy=min(Va,Vb,Vc)。x、y相在该采样周期内满足式(2),则x和y相在该采样周期内输出电平分别为Lx、Lx+1、Lx和Ly+1、Ly、Ly+1(Lx≥0,Ly<0)。
(1)若Vx>Vy,x相电平跳变将先于y相电平跳变发生,在该采样周期内,剩余的那一相的PWM输出按照-(Lx+Ly+1)、-(Lx+Ly+2)、-(Lx+Ly+1)、-(Lx+Ly+2)、-(Lx+Ly+1)输出,这种序列如图6(b)所示。
(2)若Vx
5 算法的仿真与实验研究
5.1 仿真结果与分析
为了验证算法的有效性,在Matlab/Simulink平台上建立了系统仿真模型,通过仿真验证和分析SPWM、CSVPWM、PCMVPWM和FCMVPWM算法的线电压、相电压、共模电压的特点如图7~图10所示。仿真参数为VD C=100 V,载波比为24。
5.2 算法的实验验证
为了验证算法的正确性与有效性,在实验室搭建了NPC三电平逆变器原型机。功率器件为2 MBI400 N-060 IGBT,箝位二极管为2 FI200 A-060 D,直流侧电容为4400 m F。采用TMS320 C2812DSP完成系统的采样和输出矢量的时间计算,为了保证所有驱动信号的同步,采用FPGA EPM7128 El C8420作为驱动信号的分配部分,DSP控制程序部分采用汇编语言编写,FPGA采用Maxplus II编程。图11是整个控制系统的控制框图。VD C=100 V,阻感性负载,电阻40Ω,电感100 m H。逆变器输出频率为50Hz,调制度m为0.75时,每周期采样24次,调逆变器输出电流峰值为1.9A。
比较图12和图13,可看出SVPWM和SPWM两种调制策略在线电压、相电压、电流和共模电压方面的特性非常相似,这种相似性根于他们都是采用了七段合成的最近相邻三矢量合成原则(NTV)。而PCMVPWM在能将共模电压降低到±VD C/3,并且也具有较好的谐波特性,从图14(a)中可以看出,此时电流还是比较平滑的。从图15可以看出,FCM-VPWM调制方法,能够完全消除逆变器输出的三相共模电压。从逆变器输出的电流波形看来,FCMVP-WM的电流谐波含量有所增高,这是因为FCMVP-WM不是采用NTV矢量合成方式。总的说来,NTV矢量合成方式优于NNTV矢量合成方式[12]。
6 结论
论文主要分析了多电平逆变器降低共模电压的调制方法。提出了部分降低共模电压的PCMVPWM和完全消除共模电压的FCMVPWM,并讨论了这两种算法与CBPWM之间的关系。为了验证本文分析方法的正确性,进行了样机实验,实验结果说明PC-MVPWM能够局部降低共模电压,FCMVPWM能够完全消除共模电压。
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逆变电压 篇7
目前三电平变换器的3种电平电压是通过使用独立电压源或由直流电容分压得到[1,2,3], 后者只需要一个独立的直流电压源。电容电压平衡是逆变器正常工作的前提条件。针对电容电压平衡问题国内外已有很多文献研究[4,5,6,7,8,9,10,11]。其中利用有源中点钳位拓扑[12,13]结合控制算法可以实现电压平衡[14,15]。
本文在单相三电平有源中点钳位变换器基础上增加一个悬浮电容, 构造两组双向通路, 实现在高频脉宽调制下2个直流侧电容和一个悬浮电容电压的动态平衡, 进而保证电容在非理想条件下仍然可以均压, 同时在逆变器软启动时对悬浮电容进行建压。待悬浮电容的电压上升至直流侧电容电压后, 逆变器开始工作, 输出三电平电压。另外, 由于钳位电路的特点, 悬浮电容为2个内侧开关管提供有效的钳位通路, 使内侧开关管关断瞬间漏源极电压被有效地钳位在悬浮电容电压上。本文通过仿真和实验验证了该平衡电容电压方法的有效性。
2 直流侧电容电压不平衡问题
对于如图1所示的中性点接地的单相二极管钳位型三电平半桥逆变器来说, 假定C1, C2参数完全相同, 电路工作在稳态条件下, 桥臂中点输出0电平时, 负载没有与直流侧电容C1, C2进行能量传递, C1, C2电压保持恒定;只有当桥臂中点输出+E/2或-E/2电平时, 电容C1和C2产生电压波动。图2a示出典型的感性负载下 (负载功率因数0.75) , 滤波电感电流iLf、滤波电容电流iCf、输出电压vo以及负载电流io的矢量关系图。其中, 输出电压vo取三电平电压的基波分量。
图2b为该负载下滤波电感电流iLf、输出电压vo的波形示意图。图2b中Ⅰ区为滤波电感电流iLf与桥臂中点输出+E/2电平时间轴包围的区域, Ⅱ区为滤波电感电流iLf与桥臂中点输出-E/2电平时间轴包围的区域。图1电路中iC1, iC2标示的方向为iC1, iC2正方向。Ⅰ区:iC1>0, iC2>0;Ⅱ区:iC1<0, iC2<0。由图2b可以看出:
理想条件下C1=C2, 在一个基波周期内, C1的放电电荷、C2的充电电荷分别为
即流过C1, C2的电流在一个基波周期内平均值始终为0。由此可见, 在理想和稳态条件下, 三电平逆变器能够实现直流侧电容电压自平衡。
当C1放电, C2充电, 即时, 由于C1
当C1充电, C2放电, 即时, 由于C1
分别讨论Ⅰ区和Ⅱ区。
假定初始时刻, 输出电压正负半周对称, iLf正负半周对称, 在一个基波周期内可得:
由式 (9) 、式 (11) 、式 (13) 得到:
由式 (10) 、式 (12) 、式 (13) 得到:
由于式 (14) 、式 (15) 表明C1两端电荷量减小, C2两端电荷量增加, 因此, 经过一个基波周期, C1两端电压减小, C2两端电压增加, 与C1, C2初始电压值无关。上述分析证明了C1, C2参数不一致会导致直流侧电容C1, C2电压不平衡。
图3示出输入电压源240 V, 2个直流侧电容C1, C2电压平均值在150 ms左右达到稳定电压120 V, 400 ms时容值参数不一致 (C1
针对二极管钳位型三电平逆变器在非理想条件下直流侧电容电压不平衡的问题, 利用三电平有源中点钳位型逆变器的结构特点, 辅以悬浮电容, 构造两组双向通路, 在高频脉宽调制下实现2个直流侧电容和1个悬浮电容电压的动态平衡。在此基础上, 桥臂中点输出三电平电压, 减小桥臂输出电压的谐波含量, 并且变换器中所有开关管关断瞬间的漏源极电压都能被有效钳位在直流电容电压上。
3 电路的开关状态及其工作特点
加入悬浮电容的单相三电平有源中点钳位型逆变器主电路如图4所示。
以直流母线中点为参考地, 直流电压源E通过2个串联的分压电容C1和C2得到三电平:+E/2, 0, -E/2;C3为新增的悬浮电容;S1~S4为4个主开关管;S5和S6为钳位开关管, D1~D6分别为6个开关管的反并联二极管;由于钳位电路的作用, 桥臂中点输出三电平电压, 经过低通滤波器输出正弦波;iLf为滤波电感Lf的电流, io为负载电流, iCf为滤波电容Cf的电流。
直流电容电压平衡控制策略的基本思想为:S1和S3为a组开关, S2和S4为b组开关;a组、b组开关互补导通。在调制波us正半周期内 (见图5) , 当us大于载波u1时, a组开关导通, b组开关关断, S1, S3, C1和C3组成双向通路, 实现直流侧电容C1与悬浮电容C3电压平衡, 当us小于载波u1时, b组开关导通, a组开关关断, S2, S4, C2和C3组成双向通路, 实现直流侧电容C2与悬浮电容C3电压平衡;在调制波us负半周期内, 当us大于载波u2时, a组开关导通, b组开关关断, S1, S3, C1和C3组成双向通路, 实现C2与C3电压平衡, 当us小于载波u2时, b组开关导通, a组开关关断, S2, S4, C2和C3组成双向通路, 实现C2与C3电压平衡。a, b两组开关管交替导通时, 就能实现3个电容直接或间接的并联, 实现3个电容之间动态的电压平衡, , 满足了三电平逆变器能够正常工作的21个前提:一是悬浮电容电压保持稳定;二是直流侧分压电容均压。
逆变器一共有4种不同的开关状态, 其所有开关状态及其电路如表1和图6所示。
对于图1所示的单相二极管钳位型三电平逆变器主电路, 当开关管S1关断时, 由于电路中杂散电感的存在, 在开关管S1两端就会产生感应电动势。但由于钳位二极管D5的存在, 使得开关管S1两端的电压最终被钳位在电容C1的电压上, 过电压不会维持;对于开关管S4, 钳位二极管D6将其漏源极电压钳位在电容C2的电压上。但钳位二极管D5和D6无法为S2、S3提供钳位通路, 过电压无法消除。对于图4所示的改进型三电平电路, S1, S2的漏源极过电压能分别通过反并联二极管D2和D1钳位在电容C1的电压上, S3, S4的漏源极过电压能分别通过反并联二极管D4和D3钳位在电容C2的电压上, S5, S6的漏源极过电压能分别通过反并联二极管D6和D5钳位在电容C3的电压上, 因此, 只要C1, C2和C3电压稳定, 6个开关管的关断电压都能被钳位在安全工作电压范围内。
4 仿真及实验结果
为验证上述电容电压平衡控制算法的正确性, 本文设计了一套单相三电平逆变器的实验平台, 逆变器主电路如图4所示。控制电路核心采用DSP芯片TMS320F2812, 开关器件采用MOSFET。母线电压为240 V, 采样频率6.4 k Hz, 输出电压频率50 Hz。实测直流侧电容C1=180μF, C2=200μF, 悬浮电容C3=200μF。
图7a给出了直流母线电压 (电容中点电压为参考电压) 以及C3的电压实验波形;图7b为vC1, vC3局部放大实验波形。可见, 3个电容电压均稳定在120 V左右, 实现动态平衡。
图8a示出三电平电压波形vA, S1和S3的PWM信号波形及S5的栅源极电压Vgss实验波形;图8b为输出电压vo实验波形。
5 结论
逆变电压 篇8
传统并网逆变器的逆变输出电压直接被箝位到电网电压,而电流控制用直流环节的电压反馈来控制其幅值,从而使系统稳定地并网运行。但是当电网电压不平衡时,逆变器输出电流就会产生负序分量。本方案首先提取电网电压和逆变器输出电压的负序分量[4],然后通过控制两者相等以消减甚至消除并网电流的负序分量,从而使系统稳定安全地运行。同时由于文中的直流侧电压环的反馈控制和负序电压的反馈控制又是相互独立,因此也有着较好的抗干扰性能。
1 系统结构
一般的新能源发电并网系统主要有单级式、两级式和多级式,由于两级式前面的MPPT环节和后级并网逆变器可以独立控制,从而成为较多使用的拓扑[5]。本文对前级的最大功率跟踪控制不作介绍,主要针对后级的并网逆变器控制做分析,图1所示为一个三相三线制系统的结构功能图。从图中可以看出,其中有两个主参考控制框架,一个为直流环处的电压反馈控制,另一个参考控制框架则由电网电压和逆变器输出电压负序分量的相关控制来实现逆变器的输出电流负序分量的消减,然后通过两个参考框架得到的电流值分量进行叠加,作为参考电流输入电流控制模块,以得到控制逆变器的开关信号使逆变器工作。从图中可以看出,需要检测的参数有三相电网电压ea、eb、ec,逆变器输出电压va、vb、vc,逆变器输出电流ia、ib、ic,直流侧电压Vdc。
2 系统的控制实现
2.1 负序电压控制的基本原理
由于系统采用三相三线制结构,当电网电压不平衡时,电压就可以被分解为正序、负序分量。图2给出了逆变器输出电压的正序、负序的等效电路图,其中[ea+、eb+、ec+]和[ea-eb-ec-]分别为电网电压的正序、负序分量,[ia+ib+ic+]和[ia-ib-ic-]分别为并网电流的正序、负序分量。传统的控制结构中会令[va-vb-vc-]=0,仅仅包括正序分量。由于滤波电感L和电阻R的存在,当电网电压不平衡时,负序电流[ia-ib-ic-]比较大。从图2中可以看出,当[va-vb-vc-]=[ea-eb-ec-]时,负序电流就被消减为0。
从控制框图中可以看出,负序电压控制环首先是通过一些列矩阵变换得到电网电压和逆变器电压在dq坐标系下的各个负序分量,把电网电压在dq坐标系下地负序量作为参考信号,让逆变器输出电压的负序分量跟随其变化,即分别通过其对应作比较后经过PI控制器得到负序的参考信号i*d-、i*q-,然后经过dq/αβ变换得到i*α-、i*β-,与直流电压反馈得到的i*α+、i*β+相叠加然后得到在αβ坐标系下的电流参考信号iα*、iβ*,最后经过变换得到三相参考电流信号ia*、ib*、ic*送入电流控制模块以得到开关信号去控制逆变器。
2.2 负序分量的获取
从系统框图可以看出,本控制系统的关键之一在于逆变器输出电压和电网电压的负序分量。根据对称分量法可知,三相电压矢量vabc=[vavbvc]T可分解为正序、负序和零序分量,由于本文讨论的三相三系制系统,所以没有零序分量。其中正序分量为:
其中,
αβ坐标系电压矢量为:
其中,
联立式(1)、式(2)可得到αβ坐标系电压正序分量:
其中,
αβ坐标系电压负序分量为:
式中,k为旋转因子,表示相移90°。此处采取其Bode图如图3所示。从图中可以看出在正序和负序频率50 Hz附近相频特性位-90°,而对应的幅频特性为0 dB,即相对幅值为1,可见满足旋转因子k的要求。同理电网电压负序分量的提取采用相同的方法,这里不再赘述。
2.3 电流跟踪控制
常用的电流控制方法主要有电流滞环控制和固定开关频率控制。滞环电流跟踪控制方法硬件电路十分简单,属于实时控制方式,电流响应很快,不需要载波,输出电压中不含有特定频率的谐波分量[6]。基于其具有较好动态性能的考虑,本文采用电流滞环跟踪控制的方式,其原理框图如图4所示。
图为A相电流滞环跟踪控制框图,其中的一阶惯性环节可以加快控制的响应速度,t为惯性时间常数。可以看出这里的实际A相逆变器电流ia和求得的A相指令电流ia*进行比较,形成电流闭环实时跟踪控制,因此补偿电流能够实时精确地跟踪补偿参考电流,从而补偿电网电流,使其正弦化。
3 系统仿真与结果
为了验证系统的可行性,利用Matlab/Simulink对其进行了建模仿真,仿真模型根据原理框图1所建,主要参数有:逆变器输出滤波电感L=2 mH,缓冲电阻R=0.1Ω,直流母线侧电容C2=3 000μF,基准电压U*dc=600V,三相电网线电压幅值ea=330 V、eb=330 V、ec=280 V,频率为50 Hz。图5为检测到的各处仿真波形图。
本文对可再生能源发电在电网电压不平衡条件下的并网逆变器控制进行了探讨,在传统的直流侧电压反馈环的基础上增加了电网电压负序分量作为参考量以及逆变器输出电压负序分量作为跟踪量的跟踪反馈控制环,以达到减弱甚至消除并网电流负序分量的效果,以利于并网逆变器更好地运行。同时这两个控制环节相互独立,不存在干扰,这也增强了系统的鲁棒性。仿真结果表明,在电网电压不平衡的条件下,逆变器输出电压负序分量较好地跟踪了电网电压的负序分量,使并网电流有较好的效果,达到了控制目的,验证了该方法的可行性。
摘要：采用一种具有双参数控制的结构实现并网运行和负序电流的消除,直流侧的电压控制环作为并网的基础控制,同时提取电网电压和逆变器输出电压的负序分量并加以控制,当两者相等时就可以达到消除负序电流的目的,然后对负序电压的获取以及电流的跟踪控制作了分析。最后利用Matlab/Simulink对系统进行仿真,验证了系统的可行性。
关键词：并网逆变器,负序电压,三相不平衡
参考文献
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