IGBT逆变器

2024-10-11

IGBT逆变器（共5篇）

IGBT逆变器篇1

一、研究背景

目前地铁在用ONIX1500型牵引逆变器在5、6、8号线运行已超过5年、3号线超过10年, 当前工作故障频发并呈大幅上升趋势。对列车安全运营造成严重影响。通过梳理分析, 发现主要故障点集中在IGBT损坏上。ONIX1500型牵引逆变器所采用的IGBT为特殊订制器件, 无法采购。为此, 进行技术革新, 解决了备件问题, 并进一步改善牵引模块的工作性能, 提高了列车运营的安全性与可靠性, 降低了维护成本。

二、主要研究内容

1. 剖析牵引逆变器结构特点, 掌握其工作原理

(1) ONIX1500型牵引逆变器的工作原理

逆变相模块 (图1) 是牵引逆变器的核心部件, 它的主要功能是牵引时将触网的1 500V直流电通过脉宽调制方式 (PWM) 逆变成电压、频率可调 (VVVF) 的交流电, 给三相交流电机供电, 它可降低低速时的转矩脉动, 可产生近乎完美的正弦波电流输出, 并减少电机发热及涡流损耗。在制动时将能量回馈到电网 (再生制动) 或消耗在制动电阻上 (能耗制动) 。

(2) 驱动控制板的工作原理

驱动板是ONIX1500系列牵引逆变器的核心控制部件, 它主要用于驱动IGBT通断、监控电源电压、反馈故障信息等功能。

①电源电路 (图2) 由次级绕组带中心抽头的隔离升压变压器TR1、桥式整流二极管D8、D9、D10、D11、滤波电路R34、C15、R35、C16, 三端集成稳压芯片U6、U7、保护二极管D18、D12、电源指示灯DS1、DS2、消振电容C13、C14及滤波电容C17、C18组成。工作中隔离变压器的一次侧输入电压为±24V、35k Hz的矩形波, 二次侧输出为±48V、35k Hz的矩形波, 输出电压经单相桥式整流、RC滤波后电压变为43V左右, 经变压器中心抽头分压后, 分为±20VDC。分压后的电压经三端集成稳压芯片U6和U7稳压后输出+15VDC和-12.5VDC。C13、C14是消振电容, 起到防止稳压器产生自激振荡。C18、C17是滤波电容, 构成低通滤波电路。这样利用大容量的电解电容将中、低频信号滤除, 利用小容量的无极性电容将高频信号吸收掉, 使电源所含有的谐波分量不进入或少进入电路。

②驱动电路 (图3) 由晶体管T5、驱动芯片U3、U4、稳压管D16, MOSFETT1、T3组成。驱动芯片U3、U4采用的是TC427, 当输入信号是高电平时, 栅源极电压>开启电压, 芯片饱和输出为电源正电压。当输入信号是低电平时, 栅源极电压<开启电压, 芯片截止输出为电源负电压。驱动芯片U3所加的是正电源电压 (+15V、0V) , U4加的是负电源电压 (0V、-12.5V) 。D16是稳压管, 稳压值是15V。T1和T3分别是N沟道和P沟道增强型MOSFET, 两个管子以互补的方式工作, 当T1导通时驱动板输出-12.5VDC, IGBT截止;当T3导通时驱动板输出15VDC, IGBT导通。

当T5饱和导通时, 驱动芯片U3、U4均饱和输出高电平, T1导通, T3截止, 驱动板输出-12.5V, IGBT截止。当T5截止时, 由光耦合器U2决定输出与否, 当有输入信号时, 驱动芯片U3、U4均截止输出低电平, T1截止T3导通, 驱动板输出15V, IGBT导通。当没有输入信号时, 驱动芯片U3、U4均饱和输出高电平, T1导通, T3截止, 驱动板输出-12.5V, IGBT截止。

③保护电路 (图4) 具有正负电源欠电压保护的功能。该电路由芯片LM293、电阻R63、R58、R54、R56、R68、R67、R66、R65、D2、D22等组成。LM293是低功耗双电压比较器, 其两只运算放大器并联构成线与电路, 均接有正反馈电阻做非线型应用, 分别用于正负电源欠电压保护, 其中用于正电源欠电压保护的运算放大器的等效电路如图5所示。

根据电工学叠加原理可得计算公式如下:

式中:R56=6.19k、R58=10k、R63=205k, 反相端电位被稳压管D2限幅在4.7V, 运放正相饱和时输出电源电压Uo=15V, 反相饱和时输出电源负电压Uo=-12.5V。分别代入式中得:Ui正相饱和=11.8V;Ui反相饱和=13.1V。

正电源欠电压保护运算放大器的传输特性如图6所示, 当正电源电压大于13.1V时, 放大器输出为+15V。根据上述结论, 驱动芯片U3饱和, U3的7号脚上输出为高电平+15V, 晶体管T5截止, 驱动板输出与否由输入信号决定。当电源电压小于11.8V时, 输出为低电平-12.5V, 经二极管限幅在-0.7V, 驱动芯片U3截止, U3的7号脚输出为低电平0V, 晶体管T5饱和导通, 驱动板输出-12.5V电压, IGBT截止。

负电源欠电压保护运算放大器的等效电路如图7所示。

根据电工学叠加原理可得计算公式如下:

式中R 6 6=6.8 1 k、R67=6.89k、R68=162k, 反相端电位被稳压管D22限幅在-7.8V, 运放正相饱和时输出电源电压Uo=15V, 反相饱和时输出电源负电压Uo=-12.5V。分别代入式中得:Ui正相饱和=-15.7V;Ui反相饱和=-14.7V。

负电源欠电压保护运算放大器的传输特性如图8所示, 当负电源电压>-14.7V时, 放大器输出为+15V, 驱动芯片U3饱和, U3的7号脚输出为高电平+15V, 晶体管T5截止, 驱动板输出与否由输入信号决定。当电源电压<-15.7V时, 输出为低电平-12.5V, 经二极管D17限幅在-0.7V, 驱动芯片U3截止, U3的7号脚输出为低电平0V, 晶体管T5饱和导通, 驱动板输出电压-12.5V, IGBT截止。

2. 对IGBT功率管 (1 200A/3 300V) 的创新试验

原先使用的是三菱公司为阿尔斯通特殊定制的IGBT, 现选用日立、ABB功率管进行试验, 并对其关键技术参数进行了横向比较, 结果如表1所示, 保证了试验的可行性。

3. 改进驱动控制板的电气参数

直接使用日立、ABB功率管替代三菱功率管会引起牵引逆变器开通、关断故障。在完成功能性试验以及掌握牵引逆变器工作原理的基础上, 对驱动控制板上的电气参数进行改进, 使改进后的IGBT与驱动板在静态、动态特性上相匹配, 这是本项目的重点、难点所在。

在IGBT改造期间, 虽然模块改进后测试无异常, 但部件装上车运行一段时间后故障就会出现。经分析, 找到原因:由于驱动板带有过电流保护功能, 该功能是通过监控管压降Vce来实现的。

(1) 管压降Vce主要受3方面影响

①工作温度:温度越高, 管压降Vce越大;

②负载:负载越重, 电流越大, 管压降Vce越大;

③器件性能:器件使用时间越长, 性能越差, 管压降Vce越大。

由于在使用日立或ABBIGBT进行替代时, 管压降Vce超出驱动板的设定值, 导致牵引模块不能正常工作, 而落车时由于没有大功率测试平台, 所以很难找到故障。

经过和同类型模块的比较发现该驱动板设定值偏低, 目前牵引模块驱动板设定值是6V左右, 一旦超过就会封锁输出, 通过调整部分参数的值, 将设定值提高15%到7V左右, 在兼顾管耗的前提下, 大大提高牵引模块的工作稳定性, 避免全部更换IGBT部件, 节约了大量成本。

(2) 具体改进方法

①在管子关断时, 运算放大器的反相端参考电压等于8.5V。

根据公式:Ui×R23/ (R23+R24) +Uo×R24/ (R23+R24) =8.5

若代入Uo=6V, 则:Ui=8.6V;

若Uo=-12V, 则:Ui=9.5V。

根据以上公式, 管子关断时的传输特性如图9所示。

从传输特性可以得出, 由于IGBT关断时, 输入电压为15V, 运算放大器输出高电平, 牵引模块可以正常工作。

②在IGBT导通时, 运算放大器的反相端参考电压等于取决于管压降大小, 管压降越大, 传输特性越往右移, 管压降越小, 传输特性越往左移。根据公式:

若代入Uo=6V, 则:Ui=2.3V;

若Uo=-12V, 则:Ui=3.5V。

根据以上公式, 管子导通时的传输特性如图10所示。

由于IGBT导通时, 输入电压为2.6V, 由传输特性可知运算放大器输出高电平, 牵引模块可以正常工作。当对IGBT进行替代时, 由于新器件管压降高, 传输特性右移, 可能存在输出负电压的情况, 使得驱动板封锁输出, 导致牵引模块不能正常工作。

③根据以上分析, 制定驱动板创新方案, 如图11所示。

通过改变R12的阻值, 从原来100k调整到95k, 补偿由于管压降的升高而导致运算放大器反相端的电位上升, 使得传输特性左移, 有效工作区域增加, 在对IGBT进行替代后, 牵引模块仍能正常工作。

4. 上车动态调试

项目小组于2013年3月20日将牵引模块185装车试验, 至今工作正常, 证明了通过改变电阻的阻值来达到与驱动板匹配的方案是可行的。

三、应用效果

1. 应用情况

(1) 工艺应用

形成ONIX1500型牵引逆变器拆装工艺、调试工艺、驱动板单板调试工艺, 被应用在3号线牵引逆变器的架大修和部件修中。

(2) 创新项目

将MBN1200E33E型IGBT安装于ONIX1500型牵引逆变器, 新的IGBT在技术参数上能够满足的牵引模块的电气需求, 通过调整驱动板参数后, 牵引逆变器在列车上运营正常。

2. 经济效益

据统计, 2012年维修牵引逆变器数量为115台, 每台维修平均更换2个IGBT。CM1200HB-66H型IGBT单价为32 000元, MBN1200E33E型IGBT单价为10 000元。计算得出总节省金额为506万元。

3. 社会效益

由于掌握了IGBT驱动匹配技术, 一方面解决了备件问题, 另一方面有效降低了由于IGBT引起的牵引逆变器故障, 提高了部件检修效率。

参考文献

[1]金如麟, 谭弗娃.电力电子技术基础[M].上海交通大学出版社, 2001.5.

[2]E.Wolfgang, Reliabilityof High-power Semiconductor Devices:fromth e Stateofthe Artto Future Trends[J].Power Conversion, June1999.

IGBT逆变器篇2

韶钢热轧宽板生产线是广东省韶钢2005年投资的一条年生产能力120万t, 最宽度可达3450mm的宽厚板生产线, 采用中外合资设计制造模式, 宽板厂主轧线控制系统主要由TMECIE-GE设计供货, 配套的电气驱动和控制设备均是日本东芝公司的产品, 其中TOSVERT-μ/250W系列IGBT逆变器传动设备是宽板厂辊道电机应用最多的设备。

2 传动系统

2.1 变频系统的组成

从三相异步电动机的工作原理已知, 在调速系统中, 改变电机的磁极对数、改变电源频率、改变转差率都可以改变电机转速, 但这三种调速方式都各自存在缺陷, 无法满足现代电机工艺调速范围要求。日本东芝采用一种全数字。矢量控制方式的变频器出现, 刚好弥补上述的不足。它具有性能稳定、响应快、效率高的特点。目前应用较多的是交-直-交间接式的变频装置, 其由整流、中间直流环节、逆变等主要环节组成。整流装置为TOSVERT-PS20w, 逆变装置TOSVERT-μ/250W, 都是采用绝缘栅型功率晶体管IGBT, 开关频率高, 输出波形非常接近正弦波。它们都采用了大容量IGBT, 改善了可靠性, 减少了开关损失以及改善了控制性能。提高了电动机的效率, 使驱动装置成为一个高效率的装置。

2.2 IGBT元件

整流器和逆变器的功率单元均采用IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) , 绝缘栅双极型晶体管, 是由BJT (双极型三极管) 和M OS (绝缘栅型场效应管) 组成的复合全控型电压驱动式功率半导体器件, 兼有M OSFET的高输入阻抗和GTR的低导通压降两方面的优点。GTR饱和压降低, 载流密度大, 但驱动电流较大;MOSFET驱动功率很小, 开关速度快, 但导通压降大, 载流密度小。IGBT综合了以上两种器件的优点, 驱动功率小而饱和压降低。非常适合应用于直流电压为600V及以上的变流系统。下面介绍IGBT在TOSVERT-μ/250W逆变器中的工作流程:

上图1给出了以U相IGBT回路的工作流程 (图中的中性点是抽象的并不是实际的连接) 。U相IGBT回路由IGBT-U和IGBT-X组成, 每个IGBT都并联电容在图中有四种工作模式。下面以正向电流的模式为例:

图1 (a) IGBT-UONIGBT-XOFF:

由上图1 (a) 所示, IGBT-U导通, 将+300V直流电压加在逆变器的输出端。为了便于理解, 我们认为电流的流向为:+DC300—IG-BT-U—电机绕组—电机绕组的中性点—电容器的中性点。

图1 (b) IGBT-UOFFIGBT-XON:

由上图1 (b) 所示, IGBT-X导通, 将-300V直流电压加在逆变器的输出端。为了便于理解我们认为电流的流向为:-DC300—IGBT-X的二极管—电机绕组—电机绕组的中性点—电容器的中性点。另外, 反向电流的模式的原理也同样的原理分析。由此逆变器四种工作模式的交替及调整周期可进行产生正弦波形。

2.3 TO SVER T-μ/S250W IGBT逆变器工作原理

逆变器TOSVERT-μ/S250W IGBT分箱式 (CUBICLE) 与抽屉式 (M ULTISTAGEUNIT) 二种, 功率也有各自的不同。但它们的基本工作原理是一样的。如下图3的TOSVERT-μ/S250W系列逆变器主回路图:

从图3可以看出逆变器进线电源是引自外面 (热电厂变压器) 送过来交流电, 经整流柜整流, 电容滤波后形成恒定幅值的直流电压输出, 经公共整流母线引接到逆变器上, 由速度、电流、PWM等控制块, 对IGBT的进行导通或截止, 使IGBT按照一定的动作顺序和时间分配规律, 通过改变矩形脉冲的宽度及改变调制周期, 从而使逆变器的输出端可以同时获得可控输出电压幅值和频率, 满足异步电机变频调速对电压和频率协调控制的要求。它还通过TOSLINE-S20与远程的PLC控制器连接来控制它的启动与停止, 达到自动化控制要求。

2.4 逆变器与PLC间关系

TOSVERT-μ/S250W系列逆变器与PLC之间的通讯是由光纤数据通讯设备TOSLINE-S20来完成的。TOSLINE-S20的通信方式是数据扫描传送, 按一定的时间间隔, 周期性地传输数据的方式来作为驱动装置的输入和输出。输入是用于PLC等的速度基准和顺序信号的指令输入, 输出是用于传输从驱动装置到PLC等上位机的控制、监视器对应的速度和电流等的实际数值。逆变器与各接口之间通过公用存储器D.P.RAM (双向RAM) 连接。在一个工作周期内D.P.RAM中的数据通过光纤通讯系统传送至每一个站点。如果PLC将一个数据写入站点的D.P.RAM中, 这个数据就会在此工作周期内送至每一个站点。如果逆变器将一个数据写入站点的D.P.RAM中这个数据也会在此工作周期内送至每一个站点。如下图4是TOSLINE-S20与PLC的连接图, 图中的ASC是TOSLINE-S20通讯系统一种主动式的分配器, 它有2个FC接口, 负责与PLC连接与别的ASC之间的连接。8个F07接口, 每个接口的功能相同, 可与ASC的F07接口相连。

逆变器与PLC之间或逆变器与逆变器之间要正确的接收或发送数据, 就应当为它们定义唯一的接收地址和发送地址。在轧材的实际应用系统中, 逆变器与PLC通讯时, 逆变器接收和发送的数据都为6个字 (每个字有16位) , 这6个字都是从其接收或发送地址开始算起的, 根据各个逆变器控制方式的不同, 它们与PLC之间传送的数据性质也不一样。

3 速度控制

3.1 过程L2级速度的控制

过程控制L2级的过程是, 当轧机二级服务器计算机在接收到加热炉出钢完成信号时, 便生成模拟坯在辊道上, 在由轧机二级计算机下发辊道的速度信号, 这样就可以看到模拟坯和实际坯都在地动起来, 把红坯输送到轧机自动轧制。在轧制过程中, 模型进行自动适应, 随着轧制道次的增加, 其模拟板也随着每道次压下量而计算产生与实际板的长度。而每组辊道启动及停止基于轧件长度自动选择。当轧完以后, 按照L2级以一定的速度自动送到热矫机矫直、上冷床冷却、到精整线剪切、喷印标号收集成品入库。根据轧线与精整线工艺流程, 把所有的驱动单元被划分成多个GROUP。在每个GROUP中有一个相对而言的M ASTER驱动单元和若干个SLAVE驱动单元。如轧机前后辊道, 都是以轧机为主速度, 辊道的速度同步于主电机的速度。但不一定是与主电机的速度一样, 有时会根据工艺特点的要求, 如轧机在咬钢抛钢过程中, 轧机机前辊道速度偏低于主电机的速度, 机后的辊道速度偏高于主电机的速度。而反向咬钢抛钢时则相反。至于速度低于或高于主电机多少, 主要是根据每一个道次轧制力各方面计算, 得出的一个速度比 (speedration) , 由二级发给一级的控制器PLC控制辊道电机的速度。

3.2 基础自动化L1级的控制方式及实例介绍

根据工艺流程及设备各部分不同的功能对其相应的逆变器采取不同的控制方式。逆变器的控制方式有速度控制、张力控制、转矩控制、IQ控制、ID控制等方式, 不同其接收和发送的数据类型也不同。下面主要是以轧机前后辊道电机为例, 来介绍没带编码器的速度控制计算方法。

在这种情况下PLC发送给逆变器的数据字有SEQUERENCE Signals (Bit Signals) 、Speed Reference (+-25000/100%Speed) 。其中SEQUERENCESignals (Bit Signals) 是顺序输入的第一个数据输入用的 (一般设定为SERSEQDATA1) , 它是bit的信号。由“1”或“0”表示正常或异常。它有16位, 分别表示的信号主要有:外部互锁运行允许、启动停止信号、正反转指令、制动及复位信号。另外的Speed Reference表示PLC发送给逆变器的速度参考量, 它是让逆变器接收识别的点数量, 如25000点数对应的是速度的100%等。而Speed Reference在PLC中是这样计算的:

综合上二式所得:Speed Reference=C×F222×F111×F333×F444/ (3.14×F555×F666)

其中公式中的RPMRef为辊道的参考转数 (每分多少转) ;C是模块的增益, 取25000点数。

F111:Gear Ratio (辊道电机的取Gear Ratio=1)

F222:由现场操做台的触摸屏上直接设定的线速度 (可由操作员根据工艺自己设定)

F333:Diameter Scale Factor (辊道电机取Diameter ScaleFactor=1000)

F444:Speed Scale Factor (辊道电机取Speed Scale Factor=1)

F555:辊道的直径

F666:M otor Rated (详见电机铭牌上的参数)

逆变器发送给PLC的数据字有SEQUERENCE Signals (Bit Signals) 、Speed Feedback (+-25000/100%SPEED) 、Torqure R Reference (+-4000/100%TORQUE) 。其中SEQUERENCE Signals (Bit Signals) 是逆变柜给PLC发出的第一个字, 一般是设定SSEQ_OUT1, 它是数据输出用的, 包含了16位。分别表示的信号主要有:逆变柜轻重故障、运行准备完毕、电机的停止运行、正反转检测、速度及电流的限制值的检测等信号;Speed Feedback (+-25000/100%Speed) 是逆变柜按照PLC所给定的速度值运行后再反馈回给PLC及HMI画面。它们的计算方法为:

线速度Speed Feedback (rpm) = (D111/C1) ×W111

传动画面上以百分比显示的速度Speed Feedback (%) = (D111/C1) ×100

反馈电机电流Current Feedback (amps) = (D222/C2) ×W222

传动画面上以百分比显示的电流Current Feedback (%) = (D222/C2) ×100

电机转矩Torqure Feedback= (D333/C3) ×W333

传动画面上以百分比显示转矩Torquer Feedback (%) = (D333/C3) ×100

上式中的D111为带编码器、解析器所测出 (电机带编码器类型) ;D222逆变柜输出端中在U相和W相的输出回路上装有霍尔效应的电流互感器所测出的值。D333为传动中反馈的转矩, 是电机的一个电流的Q轴分量, 可以通过其数值的大小反映轴转动力方面的大小。另外W111、W222、W333为电机铭牌上减速比。C1、C2、C3则是模块的增益。这里面对的分别是C1=25000、C2=4000、C3=4000。

4 结语

IGBT逆变器篇3

关键词：IGBT过电压,吸收电路,仿真,参数选择

1 引言

绝缘栅双极型晶体管IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)作为兼有MOSFET和电力晶体管的新型复合型器件,是一种输入阻抗高,驱动功率小,开关速度高的电压控制型器件,在电力电子领域中得到越来越广泛的应用。但由于IGBT关断过程中很可能产生过电压,在实际电路中IGBT吸收电路(缓冲电路)必不可少。

2 IGBT的过电压和吸收电路

2.1 IGBT过电压的分类

IGBT过电压主要分为关断过电压和换相过电压两种[1]。

(1)关断过电压

IGBT的开关速度很高,关断时会产生很大的di/dt,从而在模块周边的分布电感L上会产生很高的L·(di/dt)(关断浪涌电压),如果对其不加限制,则可能会造成器件的过压击穿。

(2)换相过电压

续流二极管反向恢复时也会产生过电压(浪涌电压)。当IGBT导通时,二极管的电流迅速减小到0而趋向关断,其反向恢复过程使这个电流继续减小到负的最大值,在这个电流再次快速恢复到0的过程中,会产生可观的di/dt,进而会在母线寄生电感上感应出VS=LB·di/dt的电压阻止该电流的减小,这个电压VS和直流电压叠加起来,对IGBT的耐压能力形成威胁。

2.2 IGBT吸收电路的种类和特点

吸收电路也称缓冲电路,是抑制过电压的重要方法之一。

IGBT的吸收电路分为充放电型和放电阻止型两种。如图1、2、3所示,充放电型吸收电路一般分为RC充放电吸收电路、RCD充放电吸收电路和C吸收电路。放电阻止型吸收电路一般分为放电阻止型RCD吸收电路(A)和放电阻止型RCD吸收电路(B)。

如表1所示为充放电型吸收电路,如表2所示为放电阻止型吸收电路类型比较。

3 Matlab/Simulink6.0对IGBT吸收电路的建模和研究

为了研究吸收电路对IGBT过电压的抑制情况,使用Matlab/Simulink6.0对IGBT实际吸收电路建立模型进行仿真分析。通过模拟CM100DY-24A、CM300DY-24A[2](耐电压为1200V,集电极电流分别为100A、300A)两种IGBT模块关断时的过电压情况,比较RC、RCD、C、放电阻止型RCD吸收电路(A)和放电阻止型RCD吸收电路(B)五种吸收电路对过电压的抑制效果,并找出电路组件的最优参数。如图4、5所示。

3.1 CM100DY-24A模块的吸收电路选择与研究

(1)无吸收电路时过电压的情况分析

分析过程中,为了更真实地模拟IGBT在较恶劣环境中的工作情况,仿真过程根据推荐值对模型中CM100DY-24A的参数进行设置。

如图6所示为在不加吸收电路情况下IGBT关断时的过电压情况。从图6中可以看到,在不加吸收电路保护的情况下,IGBT关断时的电压峰值接近900V,这对IGBT的安全工作是很不利的。

(2)采用RC吸收电路对过电压抑制情况的分析

图7采用RC吸收电路后的电路模型(以下几节分别用同样的方法对RCD、C、放电阻止型RCD吸收电路(A)和放电阻止型RCD吸收电路(B)四种吸收电路建立电路模型),吸收电容和电阻串联后并接在IGBT的两端。电阻R的取值不能过大,以获得较好的吸收效果。图8给出了采用此吸收电路后IGBT关断时集-射极电压VCE和集电极电流IC波形。

在小容量、低频IGBT电路应用中RC吸收电路对过电压的抑制作用较好。但同时应该注意到IGBT在开通时集电极电流会有所增加。

表3为对三组不同参数元件的仿真结果及分析。从表3的仿真结果可知,充电电阻的阻值越小,对过电压的抑制效果越好,但同时引起集电极电流上升越严重,且IGBT的开关损耗越严重;而充电电阻的阻值越大,对过电压的抑制越差,引起的电压过冲会越高。

(3)采用RCD吸收电路对过电压抑制情况的分析

图9为采用RCD电路后IGBT关断时集-射极电压VCE和集电极电流IC波形。

表4为对三组不同参数元件的仿真结果及分析。从表4的仿真结果可以看出,RCD吸收电路对过电压的抑制要好于RC吸收电路,与RC电路相比VCE升高的幅度更小。由于可以取大阻值的吸收电阻,在一定程度上降低了损耗。

3.2 CM300DY-24A 模块的吸收电路选择与研究

（1）无吸收电路时过电压的情况分析

CM300DY-24A模块的参数同样根据推荐值进行设置。如图10所示,无吸收电路时IGBT关断时的过电压接近900V。由于大功率的IGBT电路所能允许的主电路寄生电感更低,在这样的IGBT模块应用中,充放电型RC和RCD吸收电路已经不再适用,以下主要讨论C吸收电路和放电阻止型RCD(A)和RCD(B)。

(2)采用C吸收电路对过电压抑制情况的分析

图11为采用C吸收电路后的IGBT关断时集-射极电压VCE和集电极电流IC波形,表5为对三组不同参数元件的仿真结果及分析。

从仿真结果可以看出,采用C吸收电路后VCE普遍会发生不同程度的振荡。在更大功率的电路中,仅采用C缓冲电路已经无法有效抑制关断过电压,且电压振荡的程度更加严重。这时就要采用放电阻止型RCD吸收电路。

(3)采用放电阻止型RCD吸收电路(A)对过电压抑制情况的分析

在放电阻止型RCD吸收电路(A)的电路中,吸收电容与缓冲二极管串联后并联于IGBT的集电极和发射极之间,电阻RS另一端与电源的正极相连。在加放电阻止型RCD吸收电路后,当IGBT的集电极电压高于电源电压时,杂散电感中的能量通过缓冲二极管转储到吸收电容CS中。图12为IGBT关断时集-射极电压VCE和集电极电流IC波形,表6为对三组不同参数元件的仿真结果及分析。

从图12可以看出,放电阻止型RCD吸收电路(A)对IGBT关断过电压的抑制效果较好,但仍有一定的过电压。和C吸收电路相比,这种电路结构不会引起集电极电流的上升,适用于较大功率IGBT电路。

仿真结果表明,使用这种吸收电路时,IGBT的关断电压仍然会高于电源电压。电路中吸收电阻的取值不能过大,否则会导致关断时的过电压较高。增大吸收电容的取值有利于抑制过电压,但电容值过大会增加吸收电路的成本,需要综合考虑。

(4)采用放电阻止型RCD吸收电路(B)对过电压抑制情况的分析

放电阻止型 RCD 吸收电路(B)电路也称交叉式吸收电路。图 13 为采用放电阻止型 RCD 吸收电路 (B)后 IGBT 关断时的波形。由于其寄生电感更小， B 型吸收电路过电压抑制效果优于 A 型吸收电路。表 7 为对三组不同参数元件的仿真结果及分析。

仿真结果表明,在电路功率较大时,B型吸收电路抑制过电压的效果明显优于A型吸收电路,但B型吸收电路的结构更加复杂,使用的元件数量比A型多一倍,这又增加了实际应用中吸收电路的成本。因此在工程实际中,当IGBT的开关频率与母线电压较低时,考虑使用A型吸收电路即可满足要求。当IGBT的开关频率较高、电路功率较大时,应使用B型吸收电路,以更好的抑制过电压,保护IGBT的安全。

4 结论

对IGBT吸收电路的两大类共5种吸收电路都分别建模并进行了仿真研究。其目的和意义在于使所建立的模型尽可能接近实际应用情况,从而可以通过运行仿真模型来模拟实际电路的运行过程,使最终得出的结果可以有助于实际应用,为相关电路的设计过程提供指导。

参考文献

IGBT逆变器篇4

感应加热电源广泛应用于金属热处理、淬火、透热、熔炼、焊接、热套、电真空器件去气加热、半导体材料炼制、塑料热合、烘烤和提纯等场合, 利用在高频磁场作用下产生的感应电流引起导体自身发热而进行加热。感应加热与气体燃烧加热或者通电加热相比, 具有显著节能、非接触、速度快、效率高、工序简单、容易实现自动化等显著优点。

感应加热电源主要由逆变器、谐振单元、变压器和感应器组成。其中逆变器是一个交-直-交的变流器, 将工频交流电能变换成为几千至几百千赫兹的高频电能。谐振单元和变压器一端连接逆变器, 另一端连接感应器, 将高压变成隔离的低压并进行阻抗匹配。加热时, 感应器中流过强大的高频电流, 在导体内产生感应电流, 因此导体迅速被加热。

1 目前产品普遍存在的问题及原因

虽然采用IGBT取代晶闸管和电子管已经取得了很大的进步, 但目前大多数生产厂商研制生产的感应加热电源设备仍然存在一些普遍问题, 这些问题主要表现为:效率较低、电能和冷却水消耗大;功率元件IGBT容易损坏;输出变压器容易损坏;冷却水回路故障较多;功率因数较低、谐波污染大;设备可靠连续运行性能欠佳。

2 新型数字式IGBT逆变感应加热电源的关键技术

一种新型高频感应加热电源主回路如下图所示, 该产品为全数字式控制结构, 在中央处理器DSP的控制下, 功率器件IGBT工作在零电流开关状态;且直流侧也采用IGBT斩波电路, 这有效提高了设备功率因数、减少输入谐波;此外, 该产品通过多种措施降低系统损耗、提高效率, 使得设备可以采用全空冷结构, 并消除设备来自水系统的故障;基于这种结构, 设备的工作频率为1KHz~100KHz。

2.1 准确可靠的过零软开关IGBT逆变

高频感应加热电源一般均采用谐振软开关控制, 可以大为降低IGBT开关损耗, 且实现自动跟踪谐振频率。

有的产品直流侧没有IGBT斩波电路, 这是一种软开通硬关断电路, 或者是带缓冲的硬关断电路。这种电路的关断损耗较大。采用直流侧IGBT斩波电路后, 可以实现完全的软开通软关断, 并将开通损耗和关断损耗均降至最低。

传统控制电路采用锁相环跟踪系统谐振频率, 但谐振频率较高时, 影响频率跟踪的离散参数比较突出, 频率较高时, 锁相环精度不够, 容易出现脱离软开关的状态, 因此开关损耗增大, 严重时导致IGBT损坏。

举例说明:如果在信号传输回路中产生1uS的误差, 高频状态下就会产生非常大的开关损耗, 如输出频率为40KHz, 输出电流180A RMS时, 1uS的时间加上0.75uS的死区时间的实际角度为25.2度, 此时硬开关电流为108A, 查IGBT性能曲线表, 在40KHz的开关频率下, IGBT损耗将在1200W左右, 与准确的软开关相比, 损耗增加1倍以上, 因此, 在这种情况下, IGBT容易损坏。

因此, 提高控制的准确度是保证IGBT安全运行的前提条件。

新型高频感应加热电源采用DSP进行跟踪控制, 凭借DSP的快速处理能力, 可根据不同工况进行跟踪补偿, 使系统准确度大幅度提高, 谐振频率和相位的跟踪误差大为降低。此外, 系统采用的快速IGBT驱动电路也有助于更准确快速的高频软开关电路的实现。

2.2 DSP运行控制

在新型高频感应加热电源中, DSP的作用举足轻重, 不但要保证准确可靠的过零开关IGBT逆变, 还有比较多的事务需实时处理:采集各种信号用于控制;显示操作界面处理;提供各种运行控制方式;在各种工况下均保证完善的限制保护措施;用户接口, 包括通讯的处理;参数设置、事件和事故的管理。

因此, 合理分配资源, 制定一定的优先级别, 才能保证各项任务有序地执行。

2.3 提高控制电路抗EMI能力

虽然IGBT工作在过零开关状态, 但高频工作时, 仍需尽量提高IGBT开关速度, 降低损耗, 因此电路的dv/dt和di/dt均很高, 其电磁干扰很大。微处理器电路和快速信号处理电路对电磁干扰也相当敏感, 快速准确的频率与相位跟踪也对EMI提出更高要求。因此, 在高频感应加热电源中, 尤其对于全数字式产品, 提高控制电路的抗EMI能力是系统稳定运行的保障。

3 各种类型感应加热电源产品性能比较

4 结论

传统感应加热电源产品存在损耗大、功率因数低、系统故障多、运行可靠性不高等缺陷。

新型数字式IGBT逆变感应加热电源通过采取IGBT软开关等措施降低系统损耗, 提高了效率;通过采用DSP实现全数字式控制, 不仅提高了系统跟踪和控制准确度, 而且系统的可靠性和先进性也得以提高;通过直流侧IGBT斩波电路结构, 不仅实现了逆变IGBT的过零开通和过零关断, 而且提高了装置的功率因数。

摘要：本文通过分析现行感应加热产品普遍存在效率低、可靠性差等问题的原因, 引入一种高效率数字式IGBT逆变感应加热电源, 并介绍其关键技术和节能情况。

关键词：IGBT,数字式,效率,可靠性

参考文献

[1]王兆安, 刘进军主编.电力电子技术[M].5版.机械工业出版社, 2009-7-1.

[2]黄俊, 王兆安编.电力电子变流技术[M].3版.机械工业出版社, 2011-8-1.

IGBT逆变器篇5

目前,高频感应加热电源的输出功率调整主要是通过改变逆变器的输出频率或改变逆变器的输入直流电压方式来实现的[1]。改变逆变器的输出频率实现输出功率的调节,其缺点是逆变器的负载为感性,特别是在轻载时逆变器的输出功率因数很低,开关损耗大。通过控制逆变器实现功率控制就能改变这一缺点。

脉冲密度调制D C/A C逆变器是利用串联谐振负载的储能,对逆变器的开关采用脉冲群控制的方式,在一个周期内通过控制连续开通脉冲信号和连续关断脉冲信号的比例(占空比)来控制输出功率。

传统的P D M实现方式是用许多计数器以及一些P W M专用芯片来实现的,这种方法稳定成熟,但控制电路复杂。提出了一种用C P L D来实现脉冲均匀调制的方法,这种方法简单易行,开发周期短,电路简单,体积小,而且频率跟踪范围宽,开关管可工作在零电流关断(zcs)和零电压开通(zvs)状态。

1 电路结构

图1是脉冲均匀控制串联谐振逆变电源的主电路图。主电路包括三相不可控整流电路,电感,电容滤波,电压型单相桥式逆变电路(采用I G B T作为开关器件),以及串联谐振电路。

如图2所示,整个控制系统以C P L D作为主控芯片,包括频率跟踪电路、驱动电路、检测电路以及显示电路。

整个系统的工作过程简要介绍如下:三相电流输入,经过整流电路成直流,然后经过滤波得到更稳定的直流作为逆变器的输入;逆变桥的开关管由C P L D进行控制,V T 1、V T 4导通电流正向通过负载,V T 2、V T 3同时导通电流反向通过负载,实现直流变交流,为保证逆变成功,必须保证上下桥臂的开关管不能同时导通,否则会逆变失败[2]。图1中,TI的电流检测以及电路中的电压检测是为了保护电路,实现过流过压保护;T 2的电流检测是实现负载的频率跟踪,保证系统的最高工作效率。

2 脉冲密度控制功率原理

密度调节功率控制的基本思路是假设总共有N个调功单位,在其中M个调功单位里逆变器向负载输出功率,而剩下的(N-M)个单位内逆变器停止工作,负载能量以自然振荡形式逐渐衰减,输出的脉冲密度为(M/N)%。输出功率的调节是通过控制图1中的IGBT使VT1、VT4与VT2、VT3交替工作实现。

其工作过程如下:如图3所示,假如开始状态V T 1、V T 4导通,V T 2、V T 3关断,这时电流由a→b为正,然后V T 2、V T 3导通,V T 1、V T 4关断,这时电流反向实现D C/A C变化。图4(a)是没有进行功率控制的状态,VT1、VT4与VT2、VT3轮流导通,即N=4,而逆变器输出功率单元M=4,所以这时候是满功率输出。由于VT1与VT4控制信号相同,VT2与VT3相同,实现输出功率时,只需控制同一桥臂的上下开关的导通,后一桥臂正常导通关断。V T 2与V T 4与图4(a)中的V T 3与V T 1的控制信号相同。如图4(c)所示,输出只有2个周期,即M=2,这时输出功率为5 0%。这样输出功率就跟脉冲密度联系起来了,同理可以控制输出使M为1、3。N越大,M能取的值也越多,功率级数也越多。因此通过改变逆变器输出电压方波密度就可改变输出功率[3]。

3 控制电路实现

采用Altera MAX II EPM1270芯片做试验,它包括1270个LE相当于40000门数,8K用户可用flash,116个I/O口。采用Quartus II 5.1进行编程下载仿真。

图5为C P L D脉冲均匀密度控制逻辑模块框图,其中主要包括了脉冲分配控制信号、脉冲分配、脉宽计算和死区时间设置以及P W M脉宽控制4个模块[4]。

4 脉冲密度控制整体的仿真与试验

图6、图7分别给出了以Quartus II5.1为软件环境,脉冲密度为2/16、4/16时的仿真结果图。图8、图9是下载到Altera MAXIIEPM1270芯片N=16,M分别为2、4的试验波形图。图10、图11分别是功率值为1/2、1时的实验波形。

输入电源fs=50Hz,单相220V,输出功率P0=1k W,谐振频率f0=100k Hz,负载等效电感L0=26μH,负载等效电阻R0=6.5Ω。

5 结论

提出了采用C P L D实现脉冲均匀调制功率控制逆变器的策略,C P L D承担了P W M波生成、密度调节以及死区时间控制的任务,使逆变器始终工作在谐振状态,提高了开关的利用率。

仿真与试验结果证明了该方案的可行性,该方案具有可靠性高、有效减少控制板的体积、电路简单、易于实现、易于高频化等优点。只能实现有级的功率调节是其缺点。

摘要：采用CPLD实现一种脉冲均匀密度的功率调节(PSM)的100kHz串联谐振逆变电源,其具有控制电路简单,可靠性高等优点。介绍了脉冲均匀调制的原理及其CPLD的设计实现,给出了CPLD程序模块图以及仿真波形和试验结果,证明了其可行性。

关键词：CPLD,脉冲密度,逆变器

参考文献