三电平光伏逆变器

三电平光伏逆变器（精选7篇）

三电平光伏逆变器 篇1

1 引言

三电平逆变器以其优越的性能已经逐步取代传统的两电平逆变器,三电平逆变并网系统能有效地提高换流系统的耐压,输出低谐波畸变率的多电平,降低开关损耗,同时很大程度上减小滤波器的体积、重量和成本,目前已经广泛应用于中高压大功率交流传动、新能源接入、柔性交流输电等领域。对其进行研究和分析很有实际意义[1,2]。

三电平逆变器是目前电力电子与电力传动学科研究的热点之一,但其控制算法要比传统的两电平逆变器复杂得多。由于其输出状态多,对控制算法也提出了更高的要求。三电平逆变器在具有上述优点的同时,也存在着一个固有的问题,即中点电位不平衡。这会增加输出电压的低次谐波,降低输出波形质量,从而成为制约三电平NPC逆变器应用的一个不利因素[3,4,5]。

2 三电平光伏逆变并网控制系统

三电平拓扑结构种类很多,大致分为二极管钳位型、飞跃电容型和独立直流电源级联多电平三种拓扑结构,其中二极管钳位型多电平拓扑结构运用最广泛。三电平光伏并网逆变系统主电路如图1所示。

本文针对三电平三相光伏并网控制系统提出了一种简单且有效的控制策略,如图2所示。光伏并网系统采用基于电网电压定向的电流闭环矢量控制策略,最大功率点跟踪( MPPT) 采用定电压和电导增量法的综合控制,向后级输出最大功率点时的参考值V*dcref,然后将直流母线电压Vdc与V*dcref的差值送入PI调节器,调节器的输出再作为d轴电流的参考值,进而调节逆变器功率的输出,最终实现对太阳能板的最大功率点跟踪。在三相坐标系下有功无功之间是相互耦合的,为实现功率的解耦,可通过PLL锁相环将电压合成矢量定向在d轴,磁链合成矢量定向在q轴。此时eq= 0,根据瞬时功率理论可得有功功率P = ( 3 /2) edid,无功功率Q = ( 3 /2) ediq,进而通过对id、iq的调节可实现有功、无功的单独控制[3]。逆变器前端直流侧中点电位的平衡通过对冗余小矢量作用时间的调整实现。此外,电压前馈环节使逆变器的输出能实时跟随电网电压的变化,有效增加了系统的动态跟随性能[4]。

3 三电平 SVPWM 控制算法的设计

空间矢量脉宽调制的主要思想是把逆变器输出的三相电压合成的空间矢量与期望的三相正弦电压合成的矢量等效,使得幅值、角度按照一定的时间变化,平均角速度与期望的圆形空间角速度尽量一致。三电平和两电平的SVPWM在控制原理上相似,均采用“伏秒”积相等的原理,将区域间的开关矢量合成新的电压矢量。

3. 1 空间矢量的状态分布图

n点为图1中直流侧零电位参考点,桥臂在滤波前输出电压( 以n点为参考点) 和开关转换关系定义为:

式中,x为a、b或c; 表达式右边括号中的1为对应开关器件开通,0为对应开关器件关断。根据矢量控制技术,把三相电压按Clark变换方法变换到α-β坐标系中。根据三电平逆变器的主电路图可以得到输出为“2”、“1”、“0”三种开关状态,这三种开关状态共有27种组合且呈对称分布,可将其进一步归纳为19个基本空间矢量。图3为本系统三电平逆变器的电压空间矢量分布图,是由三种开关状态按一定的规律组合而成的。

3. 2 三电平空间矢量的简化计算

为简化三电平SVPWM的计算和控制策略,需要将整个三电平空间矢量范围分区,以便确定参考矢量在哪个两电平小六边形中分解,为此将空间矢量分布图分为6个两电平小六边形,每个小六边形用S值表示,小六边形的各个扇区用N表示。当参考矢量位于小六边形的重叠区域中时,可将相邻六边形的重叠区域等分,如图4( a) 所示[5]。根据电网电压的变化,具体的判断方法如图5所示。

确定了参考电压矢量Vref所在的小六边形区域后,可以根据相应小六边形的中心矢量Vcentral( 连接外围六边形中心O和小六边形中心的矢量) 对三电平下空间矢量Vref进行分解。将参考电压Vref减去中心矢量Vcentral,得到一个新的两电平参考矢量[6]。以S = 1为例,当参考电压矢量Vref位于如图4( b) 所示的位置,由Vref- Vcentral可得新的矢量V'ref,位于N= 1的扇区内,可以由电压矢量V1、V13和V7对该矢量合成,根据“伏-秒定理”可得:

式中,Ts为采样周期; T1、T13和T7分别为V1、V13和V7的作用时间,且

根据式( 1) 和式( 2) 可推得式( 3) :

式中,V'ref、V1、V'13、V'7分别为Vref、V1、V13、V7进行修正后的电压空间矢量,这些电压空间矢量均被平移到以V1为原点,V0、V2、V6、V7、V12、V13为顶点的两电平电压空间矢量里。根据式( 3) 可知修正后的电压空间矢量的作用时间和修正前的作用时间是相等的,也就是说可以利用两电平的空间矢量作用时间的计算公式来计算三电平各个空间矢量的作用时间。两电平空间矢量作用时间的计算公式如下:

式中,N为参考矢量所在的扇区; TN、TN + 1是第N个扇区相邻两空间矢量的作用时间。对于图4所示的位置,N = 1,TN= T13,TN + 1= T7,T1可通过式( 2) 计算得到。因此三电平SVPWM的产生机制可以两电平的SVPWM原理为基础,简化分析和计算。

3. 3 空间矢量作用顺序的确定

确定了电压矢量的作用时间后,按照合理作用顺序对空间矢量进行调整时应满足以下条件:

( 1) 在电压空间矢量切换时,只能改变一个桥臂的状态,其他两个桥臂状态不变,以减少功率器件的损耗。每个桥臂的开关状态只能是“1”状态和“2”状态的切换或者是“0”状态和“1”状态的切换,不能跳跃变化,即不能是“0”状态和“2”状态的切换。

( 2) 小六边形的每个扇区内应选择离参考电压矢量最近的小矢量作为起始矢量,以使空间矢量的合成在各个区域和扇区的过渡具有平滑性,同时减少边缘窄脉冲的出现。

( 3) 鉴于小矢量对中点电位平衡影响的不同,在整个开关周期中应选择使中点电压变化相反的小矢量对,从而减少因空间矢量作用顺序的不同形成中点电位的波动。

PWM波形采用连续开关调制模式,在一个开关周期中,矢量的分布和作用时间是对称的,并且在各个空间矢量的切换过程中加入死区时间,保护功率器件。

在S = 1时,输出开关状态和矢量分配如图6所示。在S = 1,N = 1的扇区中其矢量作用顺序为:[100]→[200]→[210]→[211]→[210]→[200]→[100]。

确定其他扇区及区域的空间矢量的作用顺序和时间的方法与S = 1时相同,在得到DSP中的比较值CMP即Tcm x( x = 1,2,3) 后,将其送入DSP的比较寄存器,实现三电平空间矢量的调制。

4 中点电位平衡的设计

逆变器直流侧的两个电容的参数很难完全一样并且在充放电过程中电容电压有波动,使得中点电位不再为零而是变化的,这就是中点电位不平衡问题。除了实际器件选型的问题外,造成中点电位不平衡的主要原因是中小矢量的作用使充放电过程出现的不对称。中矢量由于不存在冗余状态,是不可控的。成对出现的正负小矢量,对中点电流的影响相反,因而成为唯一的可控量[7]。例如矢量211和100,当矢量211作用时C1放电C2充电,而100作用时C1充电C2放电。冗余小矢量对电容电压的影响如表1所示,可以看到冗余矢量如何影响中点电位的平衡。因此,在三电平SVPWM控制策略中,应考虑如何把小矢量对中点电位的影响降到最低[8]。

冗余小矢量的作用时间Tred为两个使电容电压变化相反的小矢量的作用时间之和:

两电容电压VC1和VC2相减,差值即是中点电位的变化。由差值定义一个新的变量ρ( - 1≤ρ≤1) ,如果C1电压比C2高,ρ是一个正值,否则ρ是一个负值。Tup和Tdown的时间计算公式为式 ( 5) ~ 式( 7) 。正负小矢量的作用时间随中点电位差大小的变化而变化,譬如当Vref位于图4的位置时,Tup=T211,Tdown= T100。当ρ > 0时,可知T211作用时间增大,T100作用时间减小,从而使C1电压降低,C2电压升高。调节冗余小矢量在一个开关周期中的作用时间可以抑制三电平并网逆变器中点电位的波动并保持平衡。

5 实验与结果

基于上述的拓扑结构和控制策略,搭建了一台基于DSP28335的三相光伏并网逆变器。逆变器功率器件为英飞凌三电平IGBT模块。

实验参数选 择如下: 直流侧电 容2200μF/900V; 滤波电感3m H /35A。

dq轴PI调节器参数: Kpd= Kpq= 0. 05,Kid= Kiq= 8; MPPT环节PI调节器参数: Kpmppt= 10,Kimppt=8。

并网时三相输出电压电流波形以及电流Ia的谐波分析如图7和图8所示。当光伏并网系统正常运行时,逆变器输出的电流与电网电压同频、同相,功率因数为1。

在输出功率为15k W时测得三相电流Ia、Ib和Ic的THD值分别为2. 57% 、2. 59% 和2. 56% ,三相电流总畸变率均在3% 以下,满足并入电网的国家标准。实验表明在输出功率增大的情况下电流总畸变率有下降的趋势。

图9中信号通道2为中点电位差的交流分量,稳态情况下中点电位的波动幅值不超过5V,可知采用本文的中点电位平衡控制策略后中点电压的直流分量得到了很好的抑制,且改善了交流动态性能。

6 结论

本文提出了一种基于矢量变换电流PI控制、电压前馈控制、三电平空间矢量控制、中点电位平衡控制等相结合的光伏并网控制策略。PI调节器保证了系统的动态性能,电压前馈能够对电网扰动快速动作,三电平参考电压分解为两电平的空间矢量调制方法来简化相应计算和控制策略。调节冗余小矢量在一个开关周期中的作用时间抑制三电平并网逆变器中点电位的波动并保持平衡。本文设计了一台额定功率20k W的试验样机,得到了符合国标的并网电流波形。样机可向电网发送功率因数为1的有功功率,也可根据需要向电网发送无功功率实现无功补偿。

摘要：本文首先分析了三电平光伏并网逆变器功率解耦的控制策略,然后采用三电平参考电压分解为两电平空间矢量的调制方法,简化了传统三电平SVPWM矢量作用时间的计算和复杂的控制策略;采用检测中点电位差的大小确定控制因子的取值,以此来调整冗余小矢量在一个开关周期中的作用时间,从而抑制三电平并网逆变器中点电位的波动并保持平衡;在此基础上搭建了一台20k W三相光伏逆变器实验样机,通过实验验证了本方案的可行性,三相电流总畸变率均在3%以下,满足并入电网的国家标准。

关键词：三相光伏并网,功率解耦,空间矢量脉宽调制,中点电位平衡

三电平光伏逆变器 篇2

1 光伏发电原理

光伏发电是利用半导体材料的表面光伏效应将太阳能转化为电能, 然后通过DC/DC变换和逆变等过程, 实现并网发电。图1为实验装置的结构图, 该装置主要由光伏板、逆变器、蓄电池、灯泡等构成, 能够实现太阳能到电能的转换, 并能将所得的电能变换处理直接用于灯泡供电;装置中还添加了相应的储能装置, 将多余的电能存储起来, 用于夜间或没有太阳时供给负载, 保证实验教学时整个装置可以顺利运行。接下来分别介绍各个模块的设计及原理, 由于整个实验装置中, 逆变器是其核心器件, 保证太阳能板转化的电能能够并入电网, 使灯泡正常工作, 所以将重点介绍逆变部分, 包括它的工作原理, 控制方法和实验波形。

2 实验演示装置研究

2.1 光伏板和MPPT控制器

为了使光伏阵列产生的电能更简单的转换到负载额定电压范围内, 同时降低太阳能板的成本, 选择功率60 W, 开路电压17.5 V, 开路电流3.43 A, 峰值电压21.3 V, 峰值电流3.74 A的光伏板。

为了提高太阳能电池组件的利用率, 实验装置中加入最大功率点跟踪装置, 该装置通过实时监测太阳能板的发电电压, 计算出光伏阵列的输出功率, 来实现对电压电流最大值的跟踪, 使工作效率大大提高。

2.2 DC/DC变换电路设计

由于升压电路需要将12 V电压升到100 V, 升压比比较大, 所以实验装置中升压部分采用了交错并联boost电路, 该电路可以将实验装置中蓄电池的较低电压提升到足够高的程度;从而满足后级逆变器的并网要求。

图2为升压电路电路图。与普通的boost电路相比, 交错并联boost电路不仅升压比大, 工作效率高, 避免了大电感的使用, 使得电压变换部分体积小且可靠性提高, 同时还降低了输入电流的波纹[1,2]。为了使得到的电压更稳定, boost电路中开关管的通断用闭环控制电路实现。

交错并联boost电路在一个工作过程周期中有4种状态。

状态1:V1, V2都导通时, 电感L1, L2存储能量, 电容C1, C2无能量流动。

状态2:V1导通, V2关断, 电感L1存储能量, L2释放能量, 电容C1充电, C2放电。

状态3:V1关断, V2导通, 电感L1释放能量, L2存储能量, 电容C1放电, C2充电。

状态4:V1关断, V2导通, 电感L1通过电容C1和二极管D1续流, L2通过电容C2和二极管D2续流, 电容C1, C2放电。

2.3 逆变器工作原理

逆变部分采用三电平逆变器, 具有开关损耗小、电磁干扰小、光伏阵列对地杂散电容上无共模漏电流、所需滤波电感小等优点, 三电平逆变器开关器件所承受的电压仅为直流侧电压的一半, 因此低耐压的器件也可以实现高压, 高功率的传输。

图3为逆变器的原理图, 忽略开关器件的正向导通压降, 根据开关器件的导通关断情况得到3种输出状态[3,4,5,6,7]:“P”状态, V1, V2导通, V3, V4关断;“O”状态, V2, V3导通, V1, V4关断;“N”状态, V3, V4导通, V1, V2关断。

“P”状态:当V1, V2导通时, 若电流从逆变器电路正向流入负载, 即电流从A点流经V1, V2到负载, 此时U点和O点间的电位差为Ud/2;若电流从负载反向流入逆变器, 则电流流过与主开关反向并联的二极管并对电容C1充电, 但U点和O点间的电位差仍为Ud/2。

“N”状态:当V3, V4导通时, 若电流从逆变器电路正向流入负载, 即电流经过V1, V2流回B点, 此时U点和O点间的电位差为-Ud/2;若电流从负载反向流入逆变器, 则电流流过与主开关反向并联的二极管并对电容C2充电, U点和O点间的电位差仍为Ud/2。

“O”状态:当V2, V3导通时, U点和O点间的电位差为0, 实际上V2, V3并未同时导通, 当电流方向为正向时, 电流从O点依次流过D1和V2, 当电流方向为负时, 电流则通过V3和D2流回O点。即通过D1和D2的导通将U点的电位钳位在0电位上。为保证三种状态的正常工作, 降低中点波动, 减小两个电容间的压差, C1, C2必须相等。

在工作过程中, V1和V3的通断状态是互补的, V 2和V 4的通断状态是互补的, 控制过程简单易实现, 但是为了避免V1, V4同时导通而发生短路, 开关器件的通断转换必须遵从先断后通的原则, 为此在两个开关导通时间上设置了一小段死区, 保证电路的安全性。同时为了能够得到相对稳定的正弦输出电压, 将逆变所得的正弦信号进行检测, 用标准正弦波 (50 Hz, 0.8 V) 与检测所得波形相减, 再经过比例放大作为调制信号, 以50 k Hz的三角波作为载波, 在两者的交点时刻控制开关器件的通断。通过简单的闭环控制, 可以使电路能够及时动态调整方波的占空比, 提高电路的抗扰性能;电路通过负反馈过程消除实际输出与要求输出之间的差值, 使所得的波形更精准。

三电平逆变器的主要特点是由不同层次的电平合成正弦波, 在同样的开关频率下, 和传统的两电平相比, 能够实现更多阶次的电平, 因此输出波形更接近正弦波。

3 实验验证

升压所得的100 V电压, 经过逆变器逆变后得正弦波, 图4为仿真所得电流电压波形, 图5为示波器显示实物电压波形。

图6为实验演示装置。各模块以一个网格架为支撑搭建连接成一个整体, 太阳能光伏板能够自由变换角度, 实现了入射角的可变;在支架下安装万向轮, 便于整个实验演示装置的移动;装置采用模块化技术, 使得学生能够更透彻地了解光伏发电过程中各部分的原理和作用。

以中国矿业大学 (北京) 为试点投入使用, 在教学过程中让学生自己动手操作, 结合教学讨论, 课堂氛围相对纯理论教学更活跃, 整个学习过程不仅提高了学生的积极性, 还增强了他们的求知欲;通过一段时间的实验教学和课后调查, 学生在使用教学实验装置后, 对光伏发电有了更直观清晰的了解, 同时对相关知识的掌握更牢固, 有些学生还对光伏发电产生了极大的兴趣, 该装置在教学应用中起到的积极作用可见一斑。

4 结束语

本文介绍了三电平逆变器的工作过程和控制方法, 通过仿真和反复测试, 验证了中点钳位三电平逆变器能够很好地实现直流到交流的变换, 以此为基础研究制作的光伏发电实验演示装置也达到了预期的要求, 实现了电能的储存, 转换以及并网应用, 使新能源教学从理论到实践成为可能。通过试点推广和走访调查, 验证了该实验装置的可行性和在教学过程中起到的积极作用, 达到了预期的教学效果。

摘要：讨论了一种用于辅助电力电子技术理论教学的光伏发电系统实验演示装置的研制, 重点分析了中点钳位三电平光伏逆变器的设计。该逆变电路通过SPWM控制方法, 将直流电压转换成负载所需的交流电压, 具有谐波少、效率高等一系列优点。基于光伏发电实验演示装置通过模块化的形式, 将光伏发电的过程清晰地呈现出来, 同时通过改变光伏板的倾斜程度可以完成各种演示实验, 使理论教学过程更直观, 更富有活力。

关键词：实验装置,逆变器,工作原理

参考文献

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[5]王志鹏.三电平逆变器控制策略研究[D].上海:同济大学, 2005.

[6]王珍.基于DSP控制的三电平逆变器的研究[D].西安:西安科技大学, 2009.

三电平逆变器控制技术研究现状 篇3

在电压型逆变器(VSI)中,最早广泛应用的是两电平逆变器。传统两电平逆变器受功率器件耐压水平和载流能力的限制难以满足高压大功率电能变换的要求。相比之下,多电平逆变器及其相关技术有着诸多显著优点,已被公认为在高压大容量电能变换领域中有着广阔的应用前景,具有较高的研究价值。随着新型电力电子器件的研制成功,促进了逆变技术在提高电能的利用率、降低损耗、提高中高压大容量等方面有了长足的发展与进步。利用增加主电路电平数来减小du/dt和输出电压中的谐波,并使逆变器的开关管工作在电压低频(或工频)状态,以减小开关损耗及电磁干扰EMI。由于增加了逆变器的主电路电平数,电路结构必然要发生改变,逆变器的开关管数目必然要增多,但增多的是低频开关器件,这种器件货源充足、价格便宜,虽然多了开关器件,却使逆变器的造价降低,从提高逆变器性能价格比的角度来看还是合适的。这种逆变器更适合用于高压大功率应用,它和两电平逆变器相比,不存在开关管串联的静态和动态均压问题,du/dt小,EMI小,逆变效率高。

三电平逆变器控制技术研究是电力电子领域的研究热点,本文综述了三电平逆变器控制技术的研究现状,对三电平逆变器控制策略进行了展望。

1 逆变器与电网并联运行控制方法

逆变器并入电网后,控制其并联运行的方法有逆变器输出电压控制和电流控制两种方式。采用电压控制方式,则要求控制输出电压的大小和相位与电网同步;而采用电流控制方式,只需设定输出电流的大小、跟踪电网电压的相位,就可达到与电网并联运行,实现起来要比电压控制方式容易。电流控制方式:直接电流控制和间接电流控制。直接电流型并网方式一般采用电流负反馈的方式来控制逆变器输出电流的大小及相位。间接电流型并网方式是将采集的并网电流值进行相关转换后,变为电压控制值,使系统控制方式变为电压控制。

2 三电平逆变器拓扑结构[5,6]

1981年日本学者Nbae A.等人提出了三电平的拓扑结构,并提出了多电平逆变器的思想,即由几个电平台阶合成阶梯波以逼近正弦输出电压。目前三电平逆变器的电路拓扑结构种类较多,主要有三种基本的拓扑结构:1) 全桥级联式;2) 电容箝位式;3) 二极管箝位式。

3 三电平逆变器PWM控制策略[8]

三电平逆变器的PWM控制方法主要有载波调制方法(SPWM)、空间矢量调制方法(SVPWM)和特定谐波消除方法(SHEPWM)。SPWM正弦脉宽调制法的优势在于其简单的原理和良好的控制和调节性能,并且能够起到消除谐波、调节和稳定输出电压等多种作用。SVPWM从电压空间矢量的原理出发,实质是对三相正弦波中注入了零序分量的调制波进行规则采样的一种变形的SPWM技术,但SVPWM技术较SPWM技术具有更高的直流侧电压利用率、更低的开关频率和更好的动态性能[7]。SHEPWM通过开关时刻的优化选择,消除选定的低频次谐波,具有波形品质高、效率高、直流电压利用率高、直流侧滤波器尺寸小等一系列优点。

4 三电平逆变器波形控制算法

波形控制一直是PWM逆变器领域的研究热点,主要的控制方案有:PID、双闭环、无差拍控制、状态反馈、滞环控制、滑模变结构控制、模糊控制、神经网络控制和重复控制等。

a) PID控制

PID具有原理简单,使用方便,适用性和鲁棒性强等优点。数字控制器的出现使得数字PID控制成为可能。PID控制的快速性有了较大提升。文献[9]设计了PID闭环控制器,取得了较好的稳定性。文献[10]利用DSP实验实现了逆变器的PID算法,并与重复控制相结合,获得了良好的效果。文献[11]提出了一种基于坐标变换的三相SPWM逆变器恒压恒频控制策略,建立了逆变器在两相旋转坐标系下的数学模型,对输出电压的d,q轴分量分别进行PI调节,从而根据生产调制信号,实现三相逆变器的恒压恒频控制。

b) 双环控制[12,13]

在三电平逆变器各种不同的并网控制方式中,普遍采用电压外环和电流内环的双闭环串级控制结构。电压外环的作用主要是控制逆变器直流侧电压。电流内环的作用主要是按电压外环输出的电流指令进行电流控制,如实现单位功率因数按正弦波电流控制。双闭环控制的主要特点是物理意义清晰,控制结构简单,控制性能优良。双闭环控制的另一个优点是,由于电流内环的存在,只要对电流指令限幅,可以使逆变器工作于恒流状态。由于双闭环控制在电力电子及其他工业领域中都已得到广泛应用,其控制器参数的工程化整定方法已趋成熟,所以双闭环PWM整流系统的控制器设计几乎可以完全借用这种工程化设计方法。

c) 状态反馈控制[14,15]

逆变器输出波形的要求包括两个方面:高稳态精度和快动态性能。文献[16]指出通过配置闭环系统的极点,改变系统阻尼比,减少过渡过程的响应时间,可大大改善系统的动态品质。单就改善动态特性,状态反馈不失为一种简单有效的控制方法。但是,该方法对系统的稳态指标影响不大,许多文献中往往将状态反馈作为内环、以其他的控制策略作为外环形成复合控制方案,共同实施对逆变器的波形校正。

d) 滞环控制

滞环控制是将检测的输出电流与给定参考电流进行后的误差信号送入滞环比较器形成控制逆变回路开关器件的PWM信号,当误差信号大于给定的环宽时,产生的PWM信号控制开关管的通断,使误差信号回到滞环环宽内,从而使逆变器输出电流围绕给定电流在一个滞环环宽内波动。该方法的优点是快速的瞬态响应,高度的准确性及较强的鲁棒性。然而,滞环电流控制与当今的全数字化趋势不适应,因为它的瞬态响应性会被ADC及微机中断延时所降低。其次,滞环控制开关频率不固定,运行不规则,给滤波器的设计带来困难。

e) 模糊控制

模糊控制属于智能控制范畴,其最大的特点是不依赖控制对象的数学模型。对于具有多变量非线性时变特性的电力电子装置来说,系统存在复杂性与模型精确性之间的矛盾,模糊控制就是能够在准确与简明之间取得平衡、有效的控制系统。模糊控制器具有以下缺点:1) 模糊控制器的设计过程不需要被控系统精确的数学模型,模糊控制器有着较强的鲁棒性和自适应性2) 查找模糊控制表所用的处理器时间很少,因而可以采用较高的采样频率来补偿模糊规则和实际经验的偏差。模糊控制可以以任意精度逼近任何非线性函数。然而受当前技术水平的限制,它的隶属函数的确定还没有统一的理论指导,因此模糊控制理论还需要进一步的研究和改善。

f) 神经网络控制

神经网络控制也属于智能控制范畴,它也不依赖于受控对象的模型,非常适合于具有不确定性和高度非线性的控制对象,并且具有较强的自适应和学习能力,鲁棒性强。而神经网络的类型、结构和训练方法需要在控制系统的性能和系统的复杂性两者之间进行折衷,而且训练的速度受到现有硬件技术条件的限制,还有待进一步提高。

g) 滑模变结构控制[16]

滑模变结构理论由前苏联学者S.V.Emelyanov,V.I.Utkin于20世纪50年代提出。它利用不连续的开关控制策略来强迫系统的状态变量沿着相平面中某一预先设计好的“滑动模态”轨迹运动。它最大优点是鲁棒性强,对系统参变量的扰动不敏感,而且具有优良的动态性能,并且它利用的是开关特性,故可以用于对逆变器这类固有的变结构系统的控制。其设计首先要寻求滑模面函数,使受控系统在滑模面上得运动渐进稳定且获得良好的品质,之后再设计相应的变结构控制,使滑模面满足条件。通过合适地选取控制器的参数,可以获得较高的控制鲁棒性以及较快的响应速度。但是滑模控制也存在稳态效果不佳、理想的滑模切换面难于选取等弱点,而且滑模变结构控制难于通过模拟实现,在采用数字控制时,采样频率不够高也将影响其控制效果。目前,滑模变结构控制的逆变器还有待进一步的研究才能应用于实际产品中。

h) 重复控制[17,18]

重复控制是一种跟踪周期性输入、抑制周期性干扰的新型控制方法。它基于内模原理,利用控制系统中输入和扰动的周期重复性规律,记忆前一周期扰动发生的位置,在下一周期有针对性地进行波形补偿,从而实现了稳态条件下对给定周期信号的跟踪。重复控制与其它控制相比有以下特点:1) 对于未知的干扰信号,充分利用了它的重复性,降低了控制难度,减轻了控制器的负担;2) 只需一个电压反馈环,不需检测电流变化,因此电路结构简单,易于实现;3) 具有非常好的稳态性能及波形品质,理论上可以实现无稳态静差;4) 控制算法简单,对控制速度要求不高,而且可以实现控制动作的超前性。但对非周期性的扰动无作用,动态响应速度较慢,一般不单独使用。

i) 无差拍控制[19]

美国著名控制理论专家卡尔曼于20世纪60年代初提出了数字控制的无差拍控制思想。它具有瞬时响应快、精度高、THD小等特点,是一种优秀的控制策略。无差拍又称“无过冲”,指在每个采样点上系统的输出都与其指令完全一致,没有任何相位滞后和幅值偏差。从其定义即可看出,无差拍控制是数字系统特有的控制方式。它与最少拍控制有相似之处,表现在二者都具有“有限调节时间”特性。

5 展望

随着技术的发展,多电平逆变器将在高电压、大电流、大功率领域中应用得越来越多.复合控制可以结合一些控制策略的优点,使控制效果更好。比如文献[20]中提到的以重复控制为基础其他控制策略为辅的复合控制器。

NPC三电平逆变器电压平衡研究 篇4

二极管箝位式三电平逆变器自从1980年日本学者南波江章在IAS年会上提出后,由于其输出电压谐波含量低、器件承受开关应力低、适用于中高压大功率场合等优良的特性成为了研究热点,许多学者对其调制方式和中点电压平衡控制等进行了大量的研究工作,使二极管箝位式三电平逆变器逐步实用化。由于二极管箝位式三电平逆变器最常采用空间电压矢量调制方式,本文针对中点电压平衡控制这个热点问题,通过分析空间电压矢量控制下二极管箝位式三电平逆变器工作原理,提出利用检测两个电容电压差值和中点电流瞬时值进行滞环控制以切换两个等效的矢量作用脉冲序列来使电容电压达到平衡,实验结果表明此方法简单、可靠,易于用数字电路实现。

2 三电平SVPWM调制技术

三电平SVPWM调制技术实质上是由两电平SVPWM调制技术发展而来的,将三相可能出现的开关状态组合全部考虑在内,可得到27个电压向量。这27个向量分布在六个大扇区Ⅰ、Ⅱ、Ⅲ、Ⅳ、Ⅴ、Ⅵ中,其中零矢量有1个,但开关状态有三种,分别为(PPP)、(OOO)、(NNN);长矢量有6个,开关状态分别为(PNN)、(PPN)、(NPN)、(NPP)、(NNP)、(PNP);中矢量有6个,开关状态分别为(PON)、(OPN)、(NPO)、(NOP)、(ONP)、(PNO);短矢量实际上只有6个,每个短矢量具有两个不同的开关状态,在这两种开关状态中可分为正短矢量和负短矢量,以第一扇区Ⅰ的短矢量VS1为例,正短矢量为(POO),负短矢量为(ONN),其他短矢量以及中矢量、长矢量、零矢量如图1所示。

对于多电平SVPWM控制其构成所需电压矢量的方法也是由两电平构成所需电压向量的方法是类似的。首先判断需要构成的电压参考矢量所处的大扇区,然后再判断电压参考矢量在大扇区中处于哪个区域,根据矢量作用的伏秒原理,用三个顶点矢量去合成电压参考向量。以扇区1为例,将大扇区划分为0~5六个部分。假设参考电压矢量处于0区域,则作用脉冲序列可为(POO)(PPO)(PPP)(PPO)(POO)或者(ONN)(OON)(OOO)(OON)(ONN)。这两个作用脉冲序列是等效的,所不同的是前者采用正短矢量,后者采用负短矢量,两者对直流侧电容中点的电压影响恰好是相反的。对于1~5其他部分,也可以找出对应的两个等效的作用脉冲序列,对其他扇区也是类似。

3 各矢量对中点电压的影响

以图1中扇区1的矢量为例,当长矢量作用时,无论是VL1或者VL2,电容中点O与负载不连接,所以中点电流为零,电容电压保持不变。当中矢量VM1作用时,等效模型如图2所示。

电容C1、C2容值相等,即C1=C2=C,每个电容电压初始值都为Ud/2。按照图示所示的电压和电流参考方向有:

由于ΔU初始值为零,当Ib>0时,ΔU>0;当Ib<0时,ΔU<0。只要b相负载电流不为零,电容电压就是不平衡的,由于中矢量没有与之等效的冗余矢量,因此中矢量对电容电压的影响无法像短矢量那样通过正负矢量的切换来自动平衡电容电压。

当短矢量VS1以正矢量状态(POO)作用时,等效模型如图3所示,负载一般为感性负载。假设b相电流Ib,c相电流Ic的实际方向与图中参考方向一致,此时中点电流IO=Ib+Ic=-Ia。如果此时将正矢量切换成负矢量状态(ONN)作用时,等效模型如图4所示,由于负载电流不能突变,各相电流保持切换前的大小不变,此时可得出中点电流IO=Ia,此时中点电流与切换前的中点电流方向恰好相反,而大小是相等的,对电容电压差值的变化影响是相反的。因此可得到以下结论:通过切换正、负短矢量可以维持NPC三电平逆变器直流侧电容中点的电压平衡。进一步还可以推出,对于两个相邻的短矢量,如果将其中一个正短矢量或负短矢量切换为另一个负短矢量或正短矢量,(例如由POO切换至OON时)其对电容电压的影响也是相反的,这样通过以上结论可知,要使逆变器直流侧电容中点电压获得平衡尽量地减小不平衡度,就必须利用正、负短矢量的相互切换来达到目的。

4 中点电压平衡调制策略

为了能够维持三电平逆变器直流侧中点电压的平衡,很多学者提出了许多非常有效的方法。文献[2]中提出了在一个矢量作用脉冲序列中同时使用正负短矢量,利用电容电压差值符号以及中点电流方向来改变正负短矢量作用时间的长短以使电容中点电压达到平衡。但是这种方法必须要根据电容电压差值以及电流大小来改变正负短矢量的作用时间长短,其系数较难精确确定,实时性较差,而且一个作用脉冲序列分为9段,器件开关损耗较大,开关频率较高。文献[3]研究了利用检测中点电流的方向同时考虑不同功率因数时中点电位的控制,实现算法复杂,动态响应不高。文献[4]引入平衡因子方法检测电压和负载电流,通过调整短矢量的时间分配因子实现对中点电位的控制,但是由于电容电压是动态变化的,时间分配因子大小较难确定。本文在借鉴前人研究成果的基础上提出了一种检测两个电容电压差值和中点电流瞬时值进行滞环控制以切换两个等效的矢量作用脉冲序列来使电容电压达到平衡的方法。该方法能够较好地平衡中点电压。以图1扇区Ⅰ中的区域3中参考电压矢量为例,作用脉冲序列为(PPO)(POO)(PON)(POO)(PPO)或(ONN)(OON)(PON)(OON)(ONN),作用脉冲序列以短矢量开始和结束,一个作用脉冲序列只需分5段,每次作用序列中相邻矢量切换时只需改变某一相中两个器件的开关状态,这样就降低了开关器件的损耗和开关频率。

电容电压的不平衡程度可以用两个电容的差值ΔU来衡量,要使电容电压平衡,即使ΔU要尽量小,式(3)中表明了中点流过的电流IO与ΔU的变化率成正比,假设滞环环宽为H,可采用以下滞环控制策略:(1)当ΔU>H,IO>0时,电容电压不平衡程度较大且这种不平衡程度有逐渐加大的趋势,此时应该在下一个参考电压作用脉冲序列中选择与上一个正负极性不同的短矢量的脉冲序列。(2)当ΔU>H,IO<0时,电容电压不平衡程度较大且这种不平衡程度有逐渐减小的趋势,此时应该在下一个参考电压作用脉冲序列中选择与上一个正负极性相同的短矢量的脉冲序列。(3)当ΔU<-H,IO>0时,电容电压不平衡程度较大且这种不平衡程度有逐渐减小的趋势,此时应该在下一个参考电压作用脉冲序列中选择与上一个正负极性相同的短矢量的脉冲序列。(4)当ΔU<-H,IO<0时,电容电压不平衡程度较大且这种不平衡程度有逐渐加大的趋势,此时应该在下一个参考电压作用脉冲序列中选择与上一个正负极性不同的短矢量的脉冲序列。(5)当-H<ΔU

式中,I为负载电流有效值;Ts为一个参考电压作用脉冲序列时间;C为电容值。

5 实验结果

按照上述中点电压平衡调制策略,制作了用DSP芯片控制的NPC三电平逆变电路实验装置。直流侧直流电压值为800V,负载为一台异步电动机,额定电压为380V,额定电流30A,定子绕组Y连接,直流侧电容C为2200μF,环宽H取5V,逆变器输出基波频率为50Hz,利用六个扇区的长矢量、中矢量和短矢量构造正二十四边形参考电压矢量,调制系数m=0.713,以下各图均为稳态时的波形图。图5为线电压波形比较图,图6为电容电压波形比较图,采用了本文所述的中点电压平衡策略后,电容电压不但是平衡的,而且两个电容电压差值幅值波动范围几乎在2H即10V以内,这与文献[2]所用的方法取得的效果是一样的。

6 结论

本文提出了利用检测两个电容电压差值和中点电流瞬时值进行滞环控制以切换两个等效的矢量作用脉冲序列来使电容电压达到平衡的方法,实验证明本方法能够使电容中点电压达到平衡,由于每个作用序列只分为5段矢量作用,相邻矢量切换只需改变某相两个器件的开关状态,降低了器件开关损耗和开关频率,具有一定的实用价值。

摘要：对应用较多的空间电压矢量脉宽调制的二极管箝位式三电平逆变器的工作情况进行了介绍,针对此逆变器在实际使用中电容电压不平衡的问题进行了分析,提出了利用检测直流侧电容电压差值和中点电流瞬时值进行滞环控制以切换两个等效的矢量作用脉冲序列来使电容电压达到平衡的方法。实验结果表明,此方法可以有效地抑制电容电压不平衡的程度,使电容电压不平衡度在2倍滞环环宽以内。器件开关损耗和开关频率比较低且调制方法较简单、易行,具有一定的实用价值。

关键词：三电平逆变器,空间电压矢量,中点电压平衡,滞环控制,DC-AC变换器

参考文献

[1]翁海清,孙旭东,刘丛伟,等(Weng Haiqing,Sun Xud-ong,Liu Congwei,et al.).三电平逆变器直流侧电压平衡控制方法的改进(Improvement on DC-voltage bal-ance control method of three-level inverter)[J].中国电机工程学报(Proceedings of the CSEE),2002,22(9):94-97.

[2]宋文祥,陈国呈,束满堂,等(Song Wenxiang,ChenGuocheng,Shu Mantang,et al.).中点箝位式三电平逆变器空间矢量调制及其中点控制研究(Research onSVPWM method and its neutral-point-potential control forthree-level Neutral-Point-Clamped inverter)[J].中国电机工程学报(Proceedings of the CSEE),2006,26(5):105-109.

[3]Katsutoshi Yamanaka,Ahmet M Hava.A novel neutralpoint potential stabilization technique using the informa-tion of output current polarities and voltage vector[J].IEEE Trans.on Industry Applications,2002,38(6):1572-1580.

[4]Nabael A,Takahashi I,Akagi H.A new neutral-pointclamped PWM inverter[J].IEEE Trans.on IndustrialApplication,1981,17(5):518-523.

三电平光伏逆变器 篇5

与传统两电平逆变器相比,多电平逆变器输出电压电平数增多、电压变化率du/dt变小、开关频率降低,从而使得输出的阶梯电压波形平滑过渡,电压、电流畸变小,因此,在大功率静止无功补偿器、大容量不间断电源和高压调速等领域都得到了广泛的研究和应用[1,2,3]。在几种多电平拓扑结构中,二极管钳位型(NPC)三电平逆变电路由于结构最为简单,无需复杂的变压器,控制电路和控制方法也较为简单,因而得到广泛的应用;但三电平逆变电路存在一个固有问题,即中点电位不平衡。目前,国内外很多学者都在进行这方面的研究,大致可以分为注入零序分量的载波控制方法和通过调整小矢量对的作用时间来控制中点电位平衡的空间电压矢量控制方法。但无论是哪种控制方法,最终都是归结于调整平均输出电压中的零序分量[1]。针对三电平逆变器中点电位不平衡的问题,本文分析了引起中点电位不平衡的原因以及各空间基本矢量对中点电位的影响,并在文献[4]的基础上加入反馈控制结构,对注入零序分量实现中点电位平衡的SPWM方法进行了基于PSpice的仿真研究,仿真结果表明,当注入6n倍次零序分量时,中点电流中产生直流分量,并且当注入的零序分量幅值等于上下两电容电压差时,中点电位得到了有效的控制。仿真结果验证了理论的正确性以及控制方法的有效性。

2 三电平逆变器中点电位控制

2.1 三电平逆变器主电路

三电平逆变器主电路的等效模型如图1所示,当逆变器正常工作时,每相桥臂有3种开关状态,分别为1,0,-1,用P,O,N分别表示,因此三相三电平逆变器共有27种开关状态组合,在α-β平面可以表示成如图2所示的空间电压矢量图。其中将大六边形的顶点所在位置的矢量定义为大矢量,幅值为,如PNN,PPN;大矢量将六边形空间电压矢量图分成了6个扇区,将每个扇区的角平分线所在位置的矢量定义为中矢量,幅值为姨3 Ud/3,如PON;将内部小六边形的顶点所在位置的矢量定义为小矢量,幅值为Ud/3,如POO,ONN;将α-β坐标原点处的矢量定义为零矢量,幅值为0,如PPP,OOO,NNN。

2.2 三电平逆变器中点电位不平衡的原因

造成中点电位不平衡的原因有很多,电容电压固有的波动、负载的波动等。一般电容电压固有的波动大小受电容容量的限制,不会影响系统的正常运行,而由于负载情况造成的波动是必须考虑的。由图1和图2知,大矢量PNN使得三相负载没有一相接至母线中点,此时,流过母线中点的电流iN=0,因此,母线中点电位不会波动;零矢量OOO使得负载三相短路,并接在母线中点上,此时流过母线中点的电流iN=0,也不会导致中点电压的波动;而中矢量PON使得a,c两相负载分别接至正、负母线上,b相负载接至直流母线中点,此时流过母线中点电流iN=ib,因此中点电位受b相负载的影响;小矢量POO使得a相负载接至正母线上,b,c两相负载接至母线中点,此时中点电位受b,c两相负载的影响。由以上分析可知,大矢量和零矢量不会影响中点电位,而中矢量和小矢量使三相负载的一相或两相被连接到直流母线中点,并经过直流母线分压电容和正负母线形成回路,使得中点电流受负载电流的影响,从而导致中点电压波动,如图3所示。

2.3 中点电位平衡控制

中点电位控制的调制方式主要分成空间矢量调制和正弦载波调制。对于三电平中点钳位型逆变电路而言,由于中矢量引起的中点电流与负载相位有关,因此对于中矢量无法直接实施控制,而每对小矢量引起的中点电流极性相反,通过调整正负小矢量的相对作用时间能够在一个开关周期实现对中点电位的平衡控制。但是随着电平数的增多,矢量和相应的开关冗余状态及运行状态控制复杂度都大大增加,相应的算法更加复杂。因此,本文主要研究注入零序分量的SPWM方法,即通过给调制波中注入适当的零序分量来调节中点电位。具体方法是:通过一个反馈结构,将上下电容的差值作为注入零序分量的幅值,通过控制叠加在各相电压指令上的偶数次零序电压指令达到间接控制小矢量的作用时间,使得中点电位达到平衡。实现的框图如图4所示。

3 注入零序分量的分析

设逆变器三相输出电压电流如下式所示:

式中:a为相电压幅值对Udc归一化后的值;ω为角频率;θ为功率因数角;I为各相电流幅值。

在一个关周期中,中点电流的平均值可表示为

式中,Rx(x=u,v,w)为一个开关周期中三相桥臂连到中点N的时间比。

Rx值通过下式三相输出电压的值来确定[4,5]:

为了便于分析,将基波周期按三相正序输出电压过零点分成6个扇区,如图5所示。

将零序分量分成6n(n=1,2,…)倍次和6n-3倍次来讨论,在包含零序分量的三相对称输出电压中,一个基波周期内,设u相电压过零点第1个电角度为φ,第2个电角度为φ+π;v相电压过零点第1个电角度为φ+2π/3,第2个电角度为φ+5π/3;w相电压过零点第1个电角度为φ+π/3,第2个电角度为φ+4π/3,当注入6n倍次零序分量时,第1个过零点的电压由下式得出:

第2个过零点处的电压可由下式得出。

从式(5)和式(6)可知,向指令电压中注入6n倍次零序分量,一个基波周期按过零点当β=6nφ时能分6个区间(n为非零自然数,β为注入零序分量初始相位角),当β≠6nφ时只能分3个区间。利用式(1)~式(4)分别计算6个区间的中点电流iN,将计算得到的表达式统一到第1扇区,化简结果如下:

将式(7)中的6个表达式叠加化解,可得中点电流在区间[φ+π/3,φ+2π/3]的表达式如下:

再对式(8)在一个基波周期计算平均值得:

代入β=6nφ化解可分别得到注入6次、12次的结果如下式所示:

由此可得注入6n次的结果如下式所示:

由式(10)~式(12)可知,只要θ不等于φ,一个基波周期内,注入6的倍数次零序分量能够产生直流量。对于注入零序分量初始相位角不特定的情况,一个基波周期按三相电压过零点只能等分3个区间,按上述方式,分别求取3个区间表达式、移相,最后得到注入6n倍次零序分量的通用表达式见式(13),由此可知,当β≠6nφ时,对式(13)作积分,能得到一个直流分量。因此向指令电压中注入6n倍次的零序分量时,总能产生直流分量;同样的方法:向指令电压中注入6n-3倍次的零序分量时,中点电流不能产生直流分量[4]。

4 仿真分析

利用PSpice仿真软件搭建了系统仿真模型,分别对注入6次、12次零序分量时的三电平系统进行了仿真研究,仿真参数分别为:交流侧输入380 V,经过三相桥式整流电路输出幅值为540 V的直流,三相对称负载为R=10Ω,L=15 m H,直流侧分压电容为C1=C2=4 700μF,载波频率为2 k Hz,系统输出频率为50 Hz。仿真波形如图6~图8所示。

图6分别为注入6次、12次零序分量时中点电流的频谱图,图7为图6对应的放大图。由图6、图7可知,当注入6次零序分量时,中点电流的直流分量为0.152 A,注入12次零序分量时,中点电流的直流分量为0.031 17 A。

图8中,图8a为没有注入零序分量时中点电位的波形图,中点电位在-1.327 9 V与2.729 2 V之间波动;图8b为注入6次零序分量后,中点电位的波形图,中点电位在-0.491 V与0.704 V之间波动;图8c为注入12次零序分量后,中点电位的波形图,中点电位在-0.381 V与0.549 V之间波动,由图8可知,注入6次、12次零序分量后,中点电位波动得到了有效的抑制。

5 结论

对于二极管钳位型三电平逆变器,其直流侧中点电位不平衡需要通过往中点注入或抽取一定的直流电流分量来控制。本文通过仿真证明:在加入反馈结构的系统中,一个基波周期内,对于注入零序分量的SPWM控制方法,当注入6n倍次零序分量时,直流侧中点电流能够产生直流分量,且该直流分量能够抑制中点电位不平衡,使得中点电位得到了有效的控制,仿真结果验证了该方法的有效性。

摘要：中点电位不平衡是二极管钳位型三电平逆变器的固有问题,分析了造成三电平逆变器中点电位不平衡的原因,研究了注入零序分量实现中点电位平衡控制的SPWM方法,并且引入反馈结构加以改进。研究表明:在一个基波周期,注入6n倍次零序分量能够产生控制中点电位所需的中点电流直流分量,中点电位也得到了有效的控制。仿真结果验证了该控制方法的有效性。

关键词：三电平逆变器,中点平衡控制,零序电压

参考文献

[1]周京华,刘辉臣,侯庆亮,等.基于零序电压注入的三电平中点电位平衡控制[J].电力电子技术,2010,44(5):20-22.

[2]赵慧杰,钱照明,李骏,等.载波PWM方法三电平逆变器中点电位控制研究[J].电力电子技术,2007,41(3):28-30.

[3]何湘宁,陈阿莲.多电平变换器的理论和应用技术[M].北京:机械工业出版社,2006.

[4]王新宇,何英杰,刘进军.注入零序分量SPWM调制三电平逆变器直流侧中点电压平衡控制机理[J].电工技术学报,2011,26(5):70-77.

[5]宋强,刘文华,严干贵,等.基于零序电压注入的三电平NPC逆变器中点电位平衡控制方法[J].中国电机工程学报,2004,24(5):57-62.

三电平光伏逆变器 篇6

目前三电平变换器的3种电平电压是通过使用独立电压源或由直流电容分压得到[1,2,3], 后者只需要一个独立的直流电压源。电容电压平衡是逆变器正常工作的前提条件。针对电容电压平衡问题国内外已有很多文献研究[4,5,6,7,8,9,10,11]。其中利用有源中点钳位拓扑[12,13]结合控制算法可以实现电压平衡[14,15]。

本文在单相三电平有源中点钳位变换器基础上增加一个悬浮电容, 构造两组双向通路, 实现在高频脉宽调制下2个直流侧电容和一个悬浮电容电压的动态平衡, 进而保证电容在非理想条件下仍然可以均压, 同时在逆变器软启动时对悬浮电容进行建压。待悬浮电容的电压上升至直流侧电容电压后, 逆变器开始工作, 输出三电平电压。另外, 由于钳位电路的特点, 悬浮电容为2个内侧开关管提供有效的钳位通路, 使内侧开关管关断瞬间漏源极电压被有效地钳位在悬浮电容电压上。本文通过仿真和实验验证了该平衡电容电压方法的有效性。

2 直流侧电容电压不平衡问题

对于如图1所示的中性点接地的单相二极管钳位型三电平半桥逆变器来说, 假定C1, C2参数完全相同, 电路工作在稳态条件下, 桥臂中点输出0电平时, 负载没有与直流侧电容C1, C2进行能量传递, C1, C2电压保持恒定;只有当桥臂中点输出+E/2或-E/2电平时, 电容C1和C2产生电压波动。图2a示出典型的感性负载下 (负载功率因数0.75) , 滤波电感电流iLf、滤波电容电流iCf、输出电压vo以及负载电流io的矢量关系图。其中, 输出电压vo取三电平电压的基波分量。

图2b为该负载下滤波电感电流iLf、输出电压vo的波形示意图。图2b中Ⅰ区为滤波电感电流iLf与桥臂中点输出+E/2电平时间轴包围的区域, Ⅱ区为滤波电感电流iLf与桥臂中点输出-E/2电平时间轴包围的区域。图1电路中iC1, iC2标示的方向为iC1, iC2正方向。Ⅰ区:iC1>0, iC2>0;Ⅱ区:iC1<0, iC2<0。由图2b可以看出:

理想条件下C1=C2, 在一个基波周期内, C1的放电电荷、C2的充电电荷分别为

即流过C1, C2的电流在一个基波周期内平均值始终为0。由此可见, 在理想和稳态条件下, 三电平逆变器能够实现直流侧电容电压自平衡。

当C1放电, C2充电, 即时, 由于C1

当C1充电, C2放电, 即时, 由于C1

分别讨论Ⅰ区和Ⅱ区。

假定初始时刻, 输出电压正负半周对称, iLf正负半周对称, 在一个基波周期内可得:

由式 (9) 、式 (11) 、式 (13) 得到:

由式 (10) 、式 (12) 、式 (13) 得到:

由于式 (14) 、式 (15) 表明C1两端电荷量减小, C2两端电荷量增加, 因此, 经过一个基波周期, C1两端电压减小, C2两端电压增加, 与C1, C2初始电压值无关。上述分析证明了C1, C2参数不一致会导致直流侧电容C1, C2电压不平衡。

图3示出输入电压源240 V, 2个直流侧电容C1, C2电压平均值在150 ms左右达到稳定电压120 V, 400 ms时容值参数不一致 (C1

针对二极管钳位型三电平逆变器在非理想条件下直流侧电容电压不平衡的问题, 利用三电平有源中点钳位型逆变器的结构特点, 辅以悬浮电容, 构造两组双向通路, 在高频脉宽调制下实现2个直流侧电容和1个悬浮电容电压的动态平衡。在此基础上, 桥臂中点输出三电平电压, 减小桥臂输出电压的谐波含量, 并且变换器中所有开关管关断瞬间的漏源极电压都能被有效钳位在直流电容电压上。

3 电路的开关状态及其工作特点

加入悬浮电容的单相三电平有源中点钳位型逆变器主电路如图4所示。

以直流母线中点为参考地, 直流电压源E通过2个串联的分压电容C1和C2得到三电平:+E/2, 0, -E/2;C3为新增的悬浮电容;S1~S4为4个主开关管;S5和S6为钳位开关管, D1~D6分别为6个开关管的反并联二极管;由于钳位电路的作用, 桥臂中点输出三电平电压, 经过低通滤波器输出正弦波;iLf为滤波电感Lf的电流, io为负载电流, iCf为滤波电容Cf的电流。

直流电容电压平衡控制策略的基本思想为:S1和S3为a组开关, S2和S4为b组开关;a组、b组开关互补导通。在调制波us正半周期内 (见图5) , 当us大于载波u1时, a组开关导通, b组开关关断, S1, S3, C1和C3组成双向通路, 实现直流侧电容C1与悬浮电容C3电压平衡, 当us小于载波u1时, b组开关导通, a组开关关断, S2, S4, C2和C3组成双向通路, 实现直流侧电容C2与悬浮电容C3电压平衡;在调制波us负半周期内, 当us大于载波u2时, a组开关导通, b组开关关断, S1, S3, C1和C3组成双向通路, 实现C2与C3电压平衡, 当us小于载波u2时, b组开关导通, a组开关关断, S2, S4, C2和C3组成双向通路, 实现C2与C3电压平衡。a, b两组开关管交替导通时, 就能实现3个电容直接或间接的并联, 实现3个电容之间动态的电压平衡, , 满足了三电平逆变器能够正常工作的21个前提:一是悬浮电容电压保持稳定;二是直流侧分压电容均压。

逆变器一共有4种不同的开关状态, 其所有开关状态及其电路如表1和图6所示。

对于图1所示的单相二极管钳位型三电平逆变器主电路, 当开关管S1关断时, 由于电路中杂散电感的存在, 在开关管S1两端就会产生感应电动势。但由于钳位二极管D5的存在, 使得开关管S1两端的电压最终被钳位在电容C1的电压上, 过电压不会维持;对于开关管S4, 钳位二极管D6将其漏源极电压钳位在电容C2的电压上。但钳位二极管D5和D6无法为S2、S3提供钳位通路, 过电压无法消除。对于图4所示的改进型三电平电路, S1, S2的漏源极过电压能分别通过反并联二极管D2和D1钳位在电容C1的电压上, S3, S4的漏源极过电压能分别通过反并联二极管D4和D3钳位在电容C2的电压上, S5, S6的漏源极过电压能分别通过反并联二极管D6和D5钳位在电容C3的电压上, 因此, 只要C1, C2和C3电压稳定, 6个开关管的关断电压都能被钳位在安全工作电压范围内。

4 仿真及实验结果

为验证上述电容电压平衡控制算法的正确性, 本文设计了一套单相三电平逆变器的实验平台, 逆变器主电路如图4所示。控制电路核心采用DSP芯片TMS320F2812, 开关器件采用MOSFET。母线电压为240 V, 采样频率6.4 k Hz, 输出电压频率50 Hz。实测直流侧电容C1=180μF, C2=200μF, 悬浮电容C3=200μF。

图7a给出了直流母线电压 (电容中点电压为参考电压) 以及C3的电压实验波形;图7b为vC1, vC3局部放大实验波形。可见, 3个电容电压均稳定在120 V左右, 实现动态平衡。

图8a示出三电平电压波形vA, S1和S3的PWM信号波形及S5的栅源极电压Vgss实验波形;图8b为输出电压vo实验波形。

5 结论

三电平光伏逆变器 篇7

近年来受到国家“金太阳示范工程”[1]的推动, 作为光伏发电核心的光伏逆变器特别是三电平逆变技术, 成为研究的热点。其中, 中点钳位式是目前研究和应用最成熟的三相三电平逆变器拓扑结构之一[2]。该拓扑结构相应的控制算法目前多采用空间矢量脉宽调制 (SVPWM) 算法, 相对于已广泛应用的正弦脉宽调制 (SPWM) 算法, SVPWM算法的优越性在于:直流母线电压利用率高, 输出谐波小, 易于通过数字信号处理芯片 (DSP) 硬件实现, 非常适合于实时控制。但是传统的SVPWM数字化方法需进行复杂的坐标变换、三角函数运算、扇区判断、基本电压矢量作用顺序确定和作用时间计算等, 需消耗相当大的CPU资源[3,4,5]。

针对传统SVPWM算法的不足, 学者们提出了多种SVPWM简化算法, 比较常见的如文献[6]将三电平逆变器简化为二电平逆变器进行考虑, 该算法能有效简化三电平逆变器空间矢量图中小扇区的判断, 但在大扇区判断、开关状态切换顺序和时间计算等耗时运算中仍采用了传统SVPWM算法中的步骤;文献[7]针对二电平SVP⁃WM算法提出了基于载波的统一SVPWM实现法, 大大简化了二电平下开关状态切换时间的计算;文献[8]与文献[9]将以上两种相结合, 避免了传统三电平逆变器中开关时间的繁杂计算, 但在扇区判断时也需进行三角函数计算, 对二电平PWM输出波形进行反修正时也需要逐一添加小六边形的中心开关状态;文献[10]通过对二电平PWM输出波形和三电平PWM输出波形的对比, 提出两者间进行转换的策略。

本文在上述文献的基础上, 提出一种改进的三电平SVPWM简化算法, 利用输出参考电压的三相瞬时值进行大扇区判断、开关状态时间计算和二电平PWM输出波形的反修正。整个算法仅需要进行四则运算, 算法复杂度低, 思路清晰, 易于实现。最后通过仿真验证了该算法的可行性。

2 SVPWM简化算法的实现步骤

本文提出的改进三电平SVPWM简化算法, 首先将三电平SVPWM算法简化为二电平SVPWM算法, 然后计算出二电平下系统的输出PWM波形, 最后据此反修正为三电平下系统的输出PWM波形, 完成整个简化算法, 具体实现步骤如下文。

2.1 三电平电压空间矢量大小扇区的划分

本文将整个三电平电压空间矢量图平均划分为6个大扇区, 每个大扇区由一个小六边形构成, 大小扇区编号如图1所示, 这样就把三电平逆变器的空间矢量分解为6个二电平空间矢量, 即将三电平空间矢量合成的计算简化为二电平空间矢量合成的计算。

2.2 大扇区的判断

传统SVPWM算法通过计算参考电压矢量Uref的瞬时相位以判断Uref所在的大扇区, 需进行运算量较大的三角函数计算。文献[12]提出了从三相瞬时电压的正负幅值判断所处的大扇区位置, 注意到当Uref角度为分割大扇区角度 (30°, 90°, 150°, 210°, 270°和330°) 时, 三相电压总有一相处于正负幅值变换的零点 (见图2) , 本文采用的参考电压矢量扇区判断简化算法如图3所示。

2.3 参考电压矢量的修正

完成大扇区判断后, 需将参考电压矢量转换到以对应小六边形中心为原点的坐标系中, 进行以下修正:

式 (1) 的计算在三相坐标系中进行, 其中U*ref为修正后的参考电压矢量, Uc为参考电压矢量Uref所在小扇区的中心矢量, 其在三相坐标系下的值见表1[3]。

2.4 二电平下输出矢量状态时序

将参考电压矢量转换到小扇区中, 即完成了三电平参考电压矢量合成向二电平参考电压矢量合成的转换, 本文输出基本矢量作用顺序采用中心对称的7段式SVPWM合成法则[11], 该方法能有效降低开关频率和减少PWM谐波含量。第1扇区PWM输出波形如图4所示。

为了简化二电平下基本矢量状态时序的计算, 本文采用基于载波的统一SVPWM实现法[7]。这种方法通过SPWM对称规则采样波形与中心对称的7段式SVPWM波形相似出发, 推导出SVP⁃WM的调制隐函数, 对其隐函数进行简化分解得到计算二电平下基本矢量状态时序的简化算法。该方法在得到与传统矢量合成方式相同结果的情况下, 省去了坐标变换、三角函数运算、扇区判断等步骤, 该算法步骤如下。

1) 计算U*ref三相瞬时值中最大值和最小值:

2) SVPWM的归一化调制隐函数为

3) 每个采样周期TS中三相输出开关切换时间为

2.5 三电平下输出矢量状态时序

上述步骤后已经得到二电平下PWM的输出波形, 为了最终得到三电平下PWM的输出波形, 通过分析参考电压矢量在三电平下与对应二电平下输出矢量状态时序的关系, 对二电平PWM输出波形进行反修正。

三电平下输出矢量状态次序依然采用中心对称的7段式SVPWM合成原则, 若参考电压矢量Uref位于第1大扇区的第1小扇区, 三电平和对应二电平下输出矢量状态序列如图5所示。

由图5可见在两种状态下输出矢量状态序列拥有相近的波形图, 注意到2种状态下输出的基本矢量分别对应, 如三电平下有效矢量 (PNN) 对应而二电平下 (100) ;三电平下 (PON) 对应而二电平下 (110) 。同时, 根据矢量合成原则, 这些对应基本矢量作用时间也相同, 即在一个采样周期Ts内, 图5两波形拥有相同的边沿触发时间。采用同样方法对其余35个小扇区进行分析, 亦得到同样结论。因此, 可以采用一定的修正方法从二电平输出矢量状态序列直接获得相应的三电平输出矢量状态序列。

中点钳位式三电平逆变器每相拥有4个功率开关管, 设为SX1~4, X表示三相中任一相, 其中SX1和SX3, SX2和SX4的驱动波形分别为互补信号, 则每相需要2组PWM控制信号。当参考电压矢量Uref位于第1大扇区的第1小扇区时, 对应开关管的控制信号如图6所示。

对比图5b和图6, 可见SA1控制波形与二电平A相PWM波形相同, SA2控制波形恒为高电平1;SB2波形与二电平B相波形相同, SB1恒为低电平0;SC2波形与二电平C相波形相同, SC1恒为低电平0。以同样思路分析其余小扇区开关控制信号后, 可得二电平下输出矢量状态序列至三电平开关控制信号的修正表如表2所示。

表2中项目较多, 不易记忆和实现, 将表2与大扇区判断简化算法结合, 可归纳总结出二电平下输出矢量状态序列至三电平开关控制信号的简化修正算法, 如图7所示。

3 中点电位平衡控制

直流侧中点电位不平衡是中点钳位式三电平逆变器的一个固有问题, 中点电位的波动和偏移可造成输出电压谐波增加, 甚至导致功率器件损坏。在空间矢量调制中, 现有的中点电位平衡控制策略一般通过调整冗余小矢量的作用时间来实现, 以图5a为例, 4个矢量的作用时间分别为, 引入控制因子, 重新调整小矢量作用时间, 有如下关系:

不同的控制方法对控制因子f的获取有所不同, 简单的矢量取舍法直接将f取值为1或-1, 即舍弃其中一项冗余小矢量;电荷守恒法根据一个开关周期内流入或流出中点的电荷守恒的思想来计算控制因子的大小;基于模糊控制的中点电位平衡策略, 以两电容电压的偏差与偏差的变化率为输入量, 通过模糊规则实时调整控制因子[13,14,15]。以上控制策略均可运用于本简化算法中。

4 仿真分析

为了验证上述SVPWM简化算法的正确性, 在Matlab/Simulink的仿真环境下, 将该简化算法用于逆变系统中, 针对三相阻感负载进行了仿真研究, 主要仿真参数为:直流母线电压720 V, 输出相电压有效值220 V, 开关频率16 k Hz, 输出有功功率16 k W, 输出滤波电感3 m H, 输出滤波电容10μF。

仿真波形如图8所示。图8a展示了加入中点电位控制 (电荷守恒法) 前后直流侧中点电位电压的变化, 可见该方法能有效减少中点电压的波动;图8b、图8c分别显示了大扇区编号判断的结果变化和修正后参考电压矢量U*ref的波形图, 可发现参考矢量在一个电网周期内从大扇区1依次移动到大扇区6, 相同的大扇区编号下修正后的参考电压矢量波形相同;图9为根据简化修正算法得出的各开关管驱动波形;图10给出了系统输出电压和电流的波形, 各波形的畸变度很小。图11为A相输出电压的谐波分布图, 可见输出相电压的总谐波失真 (THD) 为1.44%, 满足输出电压波形的质量需求。

从仿真结果可以看出, 采用简化的SVPWM算法控制下电压和电流输出波形理想, 总谐波失真较低, 进而证明了简化算法的有效性。

5 结论

本文提出了一种改进的三电平逆变器SVP⁃WM简化算法, 该算法将三电平参考电压矢量合成简化为二电平参考电压矢量合成法, 直接利用三相参考电压瞬时值进行扇区判断、开关状态切换时间计算和二电平PWM输出波形的反修正, 大大简化了SVPWM的调制算法。仿真结果证明该简化控制算法实现简单, 控制效果良好, 具有较好的推广价值。

摘要：中点钳位式三电平逆变器是目前高压大功率逆变领域研究和应用的热点之一, 其相应的传统空间矢量脉宽调制 (SVPWM) 算法复杂度高, 运算量大。分析了现有的SVPWM简化算法, 提出了一种改进策略, 通过输出参考电压的三相瞬时值进行大扇区判断、开关状态时间计算和对应的二电平PWM逆变器输出波形反修正, 整个调制过程仅需进行简单的四则运算, 步骤清晰易于实现。仿真结果证明了该算法的可行性。