双三电平

双三电平（共7篇）

双三电平 篇1

1 引言

三电平变换器是一种适合于高压大容量传动领域的功率变换器。传统三电平变频器的整流部分大多采用二极管不控整流,这种电路存在网侧功率因数低、网侧输入电流谐波含量大、动态响应不够高等缺点。特别是在提升机等需要重物下放的工况下难以得到现场应用。那么针对提升机存在的交流侧电压比较高,容量比较大,同时需要重物下放的应用场合,可以采用双三电平结构的变换器:前端三电平可控整流,后端三电平逆变调速。在类似的应用场合三电平整流器与其它的整流器相比具有明显的优点:每个主功率开关器件只承受直流侧电压的一半值,所以更适合于高压大功率场合;变换器可以4象限运行,实现能量回馈电网,实现对电网的无污染控制;在开关器件动作频率不高的情况下,三电平PWM整流器网侧输入电流的谐波含量很小,基本实现功率因数为1的控制。双三电平拓扑结构如图1所示。

本文首先分析了三电平SVPWM简化算法,将传统两电平电压空间矢量控制算法应用于三电平中,然后基于开关函数建立三电平整流器在d-q坐标系下的高频数学模型,采用电压外环和电流内环的双闭环控制来实现整流器高动态性能,利用电流和电压混合模型实现异步电动机的磁链观测和矢量控制。最后通过实验验证该方案的可行性。

2 简化三电平SVPWM算法

三电平拓扑结构每相桥臂有4个功率开关管,2个钳位二极管和4个续流二极管。根据不同的开关组合产生不同模长的电压空间矢量,三电平可以输出27种不同电压空间矢量,每个矢量对应不同的开关状态。如图2a所示。三电平空间矢量图可以看成由6个小六边形相互重叠组成,如图2b所示,而每个小六边形则代表传统的二电平空间矢量图。

以第1个小六边形的第1扇区就平移变换对矢量作用时间的影响进行推导:Vref为修正前参考电压空间矢量,V1,V7,V8分别为原三电平电压空间矢量平面的主矢量、次矢量、零矢量相应的矢量作用时间,这3个矢量中必定有一个的顶点是参考电压空间矢量所在的小六边形的原点。由前面两电平对各个扇区内各矢量的作用时间的分析可以简便地推广到三电平中,在两电平中当参考矢量位于第1扇区内时:V6是主矢量,V4是次矢量,V0是零矢量[1]。

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t0=Ts-t4-t6 (3)

即当参考矢量在第1扇区中时,主矢量作用时间为undefined;次矢量作用时间为undefined;零矢量作用时间为undefined。将其推广到三电平空间矢量平面:先将参考电压空间矢量S=1进行修正,即此时Vαs_ref=Vα-Ed/3, Vβs_ref=Vβ,此时的Ed是三电平拓扑图中的直流侧的电压。然后用计算好的Vαs_ref和Vβs_ref代替式(1)和式(2)中的Vα和Vβ,将式中的Udc用Ed/2来代替,这样就将两电平逆变器电压空间矢量控制算法应用于三电平逆变器。

该拓扑结构中点电位波动问题采用参考文献[2]中改变开关作用次序的方法得以控制,也就是在重叠区域根据实际上母线和下母线的电压差值选择不同区间的方法,在此不再赘述。

3 三电平整流器的数学模型

下面是基于开关函数的三电平中点钳位电压型整流器的高频数学模型。使用开关函数的概念可将整流器主电路表示成如图3所示的等效电路图。

这里直接给出经过变换矩阵Tabc/dq得到d-q坐标系下三电平PWM整流器高频数学模型[3]:

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其中,

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Z=diag[LsLsCdCdLO]

X=[IsdIsqVdc1Vdc2IO]T

B=diag[1]

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由d-q坐标系下数学模型可以知道,对称的三相正弦量变换为d-q轴上的恒定直流量,这样便于系统控制。

由式(4)可以得到整流器交流侧输入电流方程为

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式中:Vd=-S1dVdc+S2dVdc;undefined是网侧相电压的峰值;Eq=0。

从式(5)可以看出输入电流的d轴和q轴分量之间存在耦合关系,为了实现高性能控制,可采用“前端解耦控制策略”,故假定理想的整流器终端输入电压为

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把式(6)代入到式(5)中得:

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由式(7)可以看出,d-q轴电流是独立控制的,引入了电流状态反馈(ωLsIsq和ωLsIsd)和电网电压(Ed和Eq)作为前馈补偿使得输入电流解耦。

由式(4)可得整流器直流侧的方程为

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因为直流侧上下母线电压基本相等即Vdc1≈Vdc2,且忽略负载电流I0,则式(8)可简化为

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由式(9)可知直流侧电压Vdc与Isd有关系。

上述所有的变量都是直流量,因而采用PI调节器均可实现无静差调节。系统的控制框图如图4所示[4]。

图4中电压外环的输出作为电流环Isd分量的给定信号(给定信号用带*变量表示),为了实现整流器的单位功率因数控制, 分量Isq给定为0。

4 无速度传感器矢量控制算法

无速度传感器异步电动机矢量控制系统如图5所示,系统采用转速、电流闭环控制,调节器均为PI控制,其关键部分为磁链观测器模块以及速度观测器模块。

4.1 磁链观测器

全阶闭环转子磁链观测器[1]由开环电流模型和自适应电压模型组成。在d轴与转子磁场方向重合时得到电流模型时在两相静止坐标系下的定子磁链undefined为

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使用定子电压、电流测量值,可得电压模型在两相静止坐标系下的转子磁链表达式:

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最后,计算转子磁链角:

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磁链观测器可以看作一个两输入、单输出的线性系统:

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Gi(s)+Gu(s)=1 (17)

式中:undefined分别为电流模型和标准电压模型的输出,作为系统的输入变量;Gi(s),Gu(s)为相应的闭环传递函数;undefined为系统的输出变量。

很明显,Gi(s)为一低通滤波器,而Gu(s)则为一高通滤波器。只要合理的配置系数KP,KI就可以改变Gi(s),Gu(s)的幅频特性,实现模型之间的平滑切换。一般选取原则是零频率时由电流模型单独作用,而高频时则由电压模型占主导地位,并有下列经验公式[1]:

KP=λ1+λ2 (18)

KI=λ1·λ2 (19)

式中,λ1,λ2为Gi(s),Gu(s)的2个极点,一般选择λ1=(2～5) rad/s,λ2=(20～30) rad/s。

当λ1=2 rad/s,λ2=20 rad/s时,Gi(s),Gu(s)的伯德(bode)图如图6所示,切换点频率约为3.5 Hz。

4.2 速度观测

系统采用 “基于状态方程的直接法”[5]来辨识速度, 基本原理为ωr=ω1-ωs。同步频率ω1可以通过对转子磁链角θΨr求导得到,即:

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所以

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式中:ωs为滑差频率,undefined

5 系统运行结果及分析

以TMS320F2812型DSP为控制核心建立实验平台,采用无速度传感器矢量控制[6,7],并按照合成矢量的作用顺序输出期望的电压。测量仪器采用Agilent MSO6014A型100M模拟数字混合示波器,电流测量采用Agilent 1146 A电流探头,电压测量采用Agilent 2771 A高压探头。实验波形都是由D/A输出得到的波形。

实验结果如图7～图9所示,图7为三电平整流器交流侧a相电压和a相电流波形,功率因数基本为单位1。图8是直流侧输出的电压波形。图9a,图9b为50 Hz下55 kW异步电动机空载运行稳态相电压、相电流、转子磁链及磁链角实验波形;图9c,图9d为50 Hz空载启动相电压、相电流及转速给定和速度辨识结果的波形。

由以上实验波形可以看出,采用简化SVPWM控制算法实现双三电平变换器的电压外环与电流内环的双闭环整流控制和无速度传感器矢量控制,其输出电压和电流波形都很理想,磁链估计和速度都达到较高的精度。此外,从启动波形可以看出系统具有快速的动态响应能力,50 Hz时速度上升时间小于1.5 s,充分体现了矢量控制的优越性。实践证明该无速度传感器矢量控制算法实现简单,并且可以取得具有良好的性能,有很好的推广价值。

摘要：详细分析了三电平SVPWM的简化算法,将传统两电平电压空间矢量控制算法应用于双三电平变换器。在d-q坐标系下建立基于开关函数的三电平中点钳位电压型整流器高频数学模型,在此基础上采用电压外环与电流内环的双闭环控制来实现三电平整流器的高性能特性。利用三电平矢量控制算法,实现电机的无速度传感器矢量控制。在实验室中以DSP F2812为主控制器建立实验平台,验证了采用上述算法的优越性能。

关键词：双三电平,简化三电平SVPWM算法,三电平整流器,矢量控制

参考文献

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双三电平 篇2

随着大功率变频器的广泛应用,高性能的整流器技术已成为电力电子学的研究热点,与传统的两电平整流器相比,三相三电平整流器(以下称三电平整流器)输出谐波少,单个开关管承受的电压只是直流母线电压的一半,且在相同的开关频率和控制方式下其电流畸变率小,适合向高压、大容量方向发展[1,2]。本文详细研究了基于双闭环控制的三电平PWM整流器的数学模型,介绍了该整流器的双闭环控制策略、中点电压平衡控制策略的实现,并在Matlab/Simulink[3]中建立了仿真模型,结果表明,该整流器实现了中点电压平衡控制,且功率因数为1,具有良好的动态和稳态性能。

1 三电平PWM整流器主电路及其数学模型

三电平PWM整流器主电路如图1所示,其中ua,ub,uc为理想电压源,Rs为网侧等效电阻,Ls为网侧电感,C1和C2为直流侧电容(C1=C2),二者对应的电压分别为ud1和ud2。isa,isb,isc为输入电流,iL为输出负载电流,T1—T6,T′1—T′6为绝缘栅双极型晶体管(IGBT),D1—D6为箝位二极管。

根据图1,可得三电平PWM整流器的电压方程为

$\{\begin{array}{l}L{}_{\text{s}}\frac{\text{d}i{}_{\text{s}\text{a}}}{\text{d}t}=u{}_{\text{s}\text{a}}-R{}_{\text{s}}i{}_{\text{s}\text{a}}-u{}_{\text{s}\text{a}\text{o}}\\ L{}_{\text{s}}\frac{\text{d}i{}_{\text{s}\text{b}}}{\text{d}t}=u{}_{\text{s}\text{a}}-R{}_{\text{s}}i{}_{\text{s}\text{b}}-u{}_{\text{s}\text{b}\text{o}}\\ L{}_{\text{s}}\frac{\text{d}i{}_{\text{s}\text{c}}}{\text{d}t}=u{}_{\text{s}\text{c}}-R{}_{\text{s}}i{}_{\text{s}\text{c}}-u{}_{\text{s}\text{c}\text{o}}\end{array}(1)$

式中:usa,usb,usc为整流器输入相电压;usao,usbo,usco为整流桥三相交流侧对交流电源中点的电压。

根据矢量控制基本原理,可将三电平PWM整流器数学模型的三相坐标系转换为d-q坐标系,令

$\begin{array}{l}\left[u{}_{d\text{s}},u{}_{q\text{s}}\right]{}^{\text{Τ}}=\mathit{A}\left[u{}_{\text{s}\text{a}},u{}_{\text{s}\text{b}},u{}_{\text{s}\text{c}}\right]{}^{\text{Τ}}\\ \left[i{}_{d\text{s}},i{}_{q\text{s}}\right]{}^{\text{Τ}}=\mathit{A}\left[i{}_{\text{s}\text{a}},i{}_{\text{s}\text{b}},i{}_{\text{s}\text{c}}\right]{}^{\text{Τ}}(2)\\ \left[u{}_{d\text{o}},u{}_{q\text{o}}\right]{}^{\text{Τ}}=\mathit{A}\left[u{}_{\text{a}\text{o}},u{}_{\text{b}\text{o}},u{}_{\text{c}\text{o}}\right]{}^{\text{Τ}}\end{array}$

式中:uds,uqs分别为d-q坐标系下的输入电压;ids,iqs分别为d-q坐标系下的输入电流; udo,uqo分别为d-q坐标系下电网侧对中点的电压。其中:

$\begin{array}{l}\mathit{A}=\frac{2}{3}\times \\ \left[\begin{array}{ccc}\cos \omega {}_{\text{s}}t& \cos \left(\omega {}_{\text{s}}t-\frac{2\text{π}}{3}\right)& \cos \left(\omega {}_{\text{s}}t+\frac{2\text{π}}{3}\right)\\ -\sin \omega {}_{\text{s}}t& -\sin \left(\omega {}_{\text{s}}t-\frac{2\text{π}}{3}\right)& -\sin \left(\omega {}_{\text{s}}t+\frac{2\text{π}}{3}\right)\end{array}\right](3)\end{array}$

式中:ωs为角速度。

由式(1)、式(2)可得三电平PWM整流器在d-q坐标系下的数学模型:

$\{\begin{array}{l}u{}_{d\text{s}}=u{}_{d\text{o}}+L{}_{\text{s}}\frac{\text{d}i{}_{d\text{s}}}{\text{d}t}-\omega {}_{\text{s}}L{}_{\text{s}}i{}_{q\text{s}}+R{}_{\text{s}}i{}_{d\text{s}}\\ u{}_{q\text{s}}=u{}_{q\text{o}}+L{}_{\text{s}}\frac{\text{d}i{}_{q\text{s}}}{\text{d}t}-\omega {}_{\text{s}}L{}_{\text{s}}i{}_{d\text{s}}+R{}_{\text{s}}i{}_{q\text{s}}\end{array}(4)$

2 三电平PWM整流器控制器设计

双闭环控制的主要特点是物理意义清晰、控制结构简单、控制性能优良[4],由于电流内环的存在,只要对电流指令限幅,可以使三电平PWM整流器工作在恒流状态,并且三电平PWM整流器在软启动时可将输入电流限制在半导体可以承受的范围内,这对半导体开关器件的保护非常有利。

在d-q坐标系下可以很方便地引入电流状态反馈,实现解耦控制[5],解耦后的三电平PWM整流器和直流电动机双闭环调速系统非常相似。为进一步改善双闭环整流器的动态性能,以负载电流作前馈补偿可进一步提高整流器的动态和稳态性能。

2.1 电流环设计

经过图2所示的解耦和电网电压前馈补偿,对d-q轴电流环的设计等同于对PI调节器的设计。图2中,i*d/q为参考给定电流,id/q为输出电流,s为复变量,Toi为采样时间常数,Kpwm和Tpwm分别为三电平PWM整流器的增益和延时。

由图2可得系统开环传递函数为

$G{}_{\text{o}\text{p}\text{e}\text{n}}=G{}_{\text{Ρ}\text{Ι}}\frac{\frac{{\rm K}{}_{\text{p}\text{w}\text{m}}}{R{}_{\text{s}}}}{\left({\rm T}{}_{\text{o}\text{i}}s+1\right)\left({\rm T}{}_{\text{p}\text{w}\text{m}}s+1\right)\left(\frac{L{}_{\text{s}}}{R{}_{\text{s}}}s+1\right)}(5)$

式中:$G{}_{\text{Ρ}\text{Ι}}={\rm K}{}_{\text{i}\text{Ρ}}+{\rm K}{}_{\text{i}\text{Ι}}\frac{1}{s}‚{\rm K}{}_{\text{i}\text{Ρ}}$和KiI为电流环PI调节器参数。

通常Toi和Tpwm较小且远小于Ls/Rs,则式(5)可简化为

$G{}_{\text{o}\text{p}\text{e}\text{n}}=G{}_{\text{Ρ}\text{Ι}}\frac{\frac{{\rm K}{}_{\text{p}\text{w}\text{m}}}{R{}_{\text{s}}}}{\left({\rm T}{}_{\text{V}}s+1\right)\left(\frac{L{}_{\text{s}}}{R{}_{\text{s}}}s+1\right)}(6)$

式中:TV=Tpwm+Toi。

为了增强电流环的快递性,电流环通常被校正为一个典型的Ⅰ型系统。令Ti=Ls/Rs,可得系统闭环传递函数为

$G{}_{\text{c}\text{l}\text{o}\text{s}\text{e}}=\frac{G{}_{\text{o}\text{p}\text{e}\text{n}}}{1+G{}_{\text{o}\text{p}\text{e}\text{n}}}=\frac{\frac{{\rm K}{}_{\text{p}\text{w}\text{m}}{\rm K}{}_{\text{i}\text{Ρ}}}{{\rm T}{}_{\text{i}}R{}_{\text{s}}{\rm T}{}_{\text{V}}}}{s{}^2+\frac{1}{{\rm T}{}_{\text{V}}}s+\frac{{\rm K}{}_{\text{p}\text{w}\text{m}}{\rm K}{}_{\text{i}\text{Ρ}}}{{\rm T}{}_{\text{i}}R{}_{\text{s}}{\rm T}{}_{\text{V}}}}(7)$

根据自动控制理论中给出的二阶系统的动态跟随性能与参数间准确的解析关系[6],式(7)可对应为

$G{}_{\text{c}\text{l}\text{o}\text{s}\text{e}}=\frac{\omega {}_{\text{n}}^2}{s{}^2+2\xi \omega {}_{\text{n}}s+\omega {}_{\text{n}}^2}(8)$

其中:

$\begin{array}{l}\xi =\frac{1}{2}\sqrt{\frac{{\rm T}{}_{\text{i}}R{}_{\text{s}}}{{\rm K}{}_{\text{p}\text{w}\text{m}}{\rm K}{}_{\text{i}\text{Ρ}}{\rm T}{}_{\text{V}}}}(9)\\ \omega {}_{\text{n}}=\sqrt{\frac{{\rm K}{}_{\text{p}\text{w}\text{m}}{\rm K}{}_{\text{i}\text{Ρ}}}{{\rm T}{}_{\text{i}}R{}_{\text{s}}{\rm T}{}_{\text{V}}}}(10)\end{array}$

根据自动控制理论中二阶系统最佳整定法[6],可取阻尼系数ξ=0.707,根据式(9)可计算出

${\rm K}{}_{\text{i}\text{Ρ}}=\frac{{\rm T}{}_{\text{i}}R{}_{\text{s}}}{2{\rm K}{}_{\text{p}\text{w}\text{m}}\left({\rm T}{}_{\text{o}\text{i}}+{\rm T}{}_{\text{s}}\right)}(11)$

2.2 电压环设计

电压环用于稳定三电平PWM整流器的直流侧电压Udc,其PI调节系统结构如图3所示,其中Tu为采样时间,idc为电流环输出电流,iload为负载电流,Ed为电网电动势,U*dc为输入电压,Udc为整流器直流侧电压,C为电动势系数。

由图3可得系统开环传递函数为

$G{}_{\text{o}\text{p}\text{e}\text{n}}=G{}_{\text{Ρ}\text{Ι}}\frac{\frac{3E{}_{\text{d}}}{2CU{}_{\text{d}\text{c}}}}{s\left({\rm T}{}_{\text{u}}s+1\right)\left(\frac{R{}_{\text{s}}}{{\rm K}{}_{\text{i}\text{Ρ}}{\rm K}{}_{\text{p}\text{w}\text{m}}}s+1\right)}(12)$

通常Tu和$R{}_{\text{s}}/\left({\rm K}{}_{\text{i}\text{Ρ}}{\rm K}{}_{\text{p}\text{w}\text{m}}\right)$较小,因而式(12)可简化为

$\begin{array}{l}G{}_{\text{o}\text{p}\text{e}\text{n}}=G{}_{\text{Ρ}\text{Ι}}\frac{\frac{3E{}_{\text{d}}}{2CU{}_{\text{d}\text{c}}}}{s\left({\rm T}{}_{\text{p}}s+1\right)}=\left({\rm K}{}_{\text{u}\text{Ρ}}+{\rm K}{}_{\text{u}\text{Ι}}\frac{1}{s}\right)\frac{\frac{3E{}_{\text{d}}}{2CU{}_{\text{d}\text{c}}}}{s\left({\rm T}{}_{\text{p}}s+1\right)}=\\ \frac{3E{}_{\text{d}}{\rm K}{}_{\text{u}\text{Ι}}}{2CU{}_{\text{d}\text{c}}}\frac{\tau s+1}{s{}^2\left({\rm T}{}_{\text{p}}s+1\right)}={\rm K}\frac{\tau s+1}{s{}^2\left({\rm T}{}_{\text{p}}s+1\right)}(13)\end{array}$

式中:$G{}_{\text{Ρ}\text{Ι}}={\rm K}{}_{\text{u}\text{Ρ}}+{\rm K}{}_{\text{u}\text{Ι}}\frac{1}{s}‚{\rm K}{}_{\text{u}\text{Ρ}}$和KuI为电压环PI调节器参数;$\tau =\frac{{\rm K}{}_{\text{u}\text{Ρ}}}{{\rm K}{}_{\text{u}\text{Ι}}}$;${\rm K}=\frac{3E{}_{\text{d}}{\rm K}{}_{\text{u}\text{Ι}}}{2CU{}_{\text{d}\text{c}}}$;${\rm T}{}_{\text{p}}={\rm T}{}_{\text{u}}+\frac{R{}_{\text{s}}}{{\rm K}{}_{\text{i}\text{Ρ}}{\rm K}{}_{\text{p}\text{w}\text{m}}}$。

为了增强系统的抗扰动能力,通常将电压环校正为一个典型的Ⅱ型系统。令KuP/KuI=hTp,其中h为中频带宽,工程上取h=3～10。根据工程设计方法中典型II型系统参数的计算公式可得[7]

${\rm K}=\frac{3E{}_{\text{d}}{\rm K}{}_{\text{u}\text{Ι}}}{2CU{}_{\text{d}\text{c}}}=\frac{h+1}{2h{}^2{\rm T}{}_{\text{p}}}(14)$

则

$\{\begin{array}{l}{\rm K}{}_{\text{u}\text{Ρ}}=\frac{CU{}_{\text{d}\text{c}}\left(h+1\right)}{3E{}_{\text{d}}h{\rm T}{}_{\text{p}}}\\ {\rm K}{}_{\text{u}\text{Ι}}=\frac{CU{}_{\text{d}\text{c}}\left(h+1\right)}{3E{}_{\text{d}}h{}^2{\rm T}{}_{\text{p}}}\end{array}(15)$

2.3 中点电流对中点平衡的影响

与两电平整流器相比,三电平PWM整流器直流侧有2个电容,当中点电流不为零时,直流电容电压将失去平衡,不仅会提高交流侧电流的谐波含量,更重要的是功率开关管所承受的反向电压也会上升。下面分析中点电流对直流母线电流的影响。

中点电流表达式为

$i{}_{\text{Μ}}=-(i{}_{\text{c}1}+i{}_{\text{c}2})=-C{}_1\frac{\text{d}\left(\left|u{}_{\text{d}1}\right|-\left|u{}_{\text{d}2}\right|\right)}{\text{d}t}(16)$

从式(16)可看出,中点电流和2个直流电容电压有着直接联系。若三电平PWM整流器运行时,在任何时刻都能保证$\left|u{}_{\text{d}1}\right|=\left|u{}_{\text{d}2}\right|$,则中点电流为零。三电平PWM整流器共有27种开关模式,其中有18种开关模式会造成中点电位不等,中点电流不可能保持为零。在保证整流器运行精度的前提下,尽量减小中点电流是保证中点电压平衡的重要环节,通过矫正2个直流电容的电位差可实现中点电压平衡控制[8,9]。

3 仿真实验

为了证明基于双闭环控制的三电平PWM整流器输出性能的优越性,对其进行仿真实验。采用Matlab/Simulink建立了基于双闭环控制的三电平PWM整流器仿真模型,如图4所示,其中U*g为给点电压,U*g=5 000 V;I*d为经过PI调节器后计算的d轴参考电流;为使无功功率为0,本文强制I*q为0;U*q,U*d为d-q轴参考电压;θ为锁相环PLL计算的相位角;d-q轴电压经过坐标系变化后,采用SPWM调制产生IGBT开关信号。

仿真参数如下:电源相电压usa=2 000cos ωst,直流母线电压Udc=5 000 V;电网侧阻抗Rs=0.01 Ω,感抗Ls=2 mH,直流电容C1=C2=3 mF,起始电容电压为2 000 V。控制目标:直流母线电压Udc保持在5 000 V,实现中点电压平衡控制,功率因数为1。

仿真时间共为0.1 s,在0.05 s处突加负载。图5为直流母线电压Udc输出波形,从中可看出,在突加负载后直流母线电压可迅速稳定在5 000 V,达到了直流母线电压控制目标。

图6为2个直流电容电压ud1和ud2波形,从中可看出,突加负载后电容电压浮动加剧,但波动在200 V以内,并交替进行充放电,体现了中点平衡控制效果,实现了中点电压平衡控制。

图7为A相电压usa和电流isa波形,从中可看出,在突加负载后,电压和电流同相位,整流器功率因数接近1。图8为三相电流isa,isb,isc波形,从中可看出在较低的开关频率下,可得到平滑的电流波形。图9为线电压Uab的PWM电压波形,从中可看出,Uab有5个电平,具有较低的du/dt,可大大降低电流谐波。

4 结语

分析了三电平PWM整流器的工作原理及其双闭环控制方法,Matlab/Simulink仿真结果表明,该整流器具有良好的动态和稳态性能 实现了功率因数为1的控制,减小了电网谐波。在实际应用中,可根据理论分析结果设计合理的高电压、大容量三电平变频器整流器。

参考文献

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双三电平 篇3

关键词：主提升机,矢量控制,双三电平,交—直—交变频

永煤公司陈四楼煤矿主提升机为GHH4 × 4 型四绳摩擦轮提升装置, 原采用西门子交流同步电机交—交变频的控制方式, 定子主电路由3 个两组反相并联联结的变流器组成, 即循环变流器, 转子主电路由可控三相整流桥组成。定子三组桥式变流器按星形联结, 可提供幅值、频率可变的三相正弦波电压, 供给同步电动机的电枢绕组, 实现变频调速, 以满足提升系统的运行要求。但主井提升机电控系统经过多年运行, 循环变流器由72 只晶闸管组成, 结构复杂, 控制复杂, 且因无备件造成机电事故增加、事故影响时间延长, 严重影响了煤矿的正常生产, 需对电控系统进行改造。

1 改造内容

由于在原进口设备及其电气控制系统基础上进行改造优化, 采用交—直—交变频调速控制系统替代原交—交变电气控制方式, 以保证绞车电控系统安全可靠运行, 提升工作效率, 是改造的基本条件。通过技术研究和现场实施, 使主井提升机电控系统由交—交变频控制系统改造为双绕组同步提升机交—直—交变频调速控制系统, 进行三电平变频器优化控制策略分析, 这些环节解决处理得是否有效, 关系到矿井提升机的持续安全稳定运行。

2 提升机电控系统主要技术分析

2. 1 双三电平主回路拓扑结构分析

提升机电控系统设计采用双三电平交直交变频装置, 功率回路采用双三电平Back-To-Back主回路拓扑结构 ( 图1) 。网侧为三电平PWM全控整流系统, 实现直流电压调节及功率因数控制, 稳定的直流母线电压可实现前端整流器和后级逆变器在控制上的解耦, 使后端控制难度降低, 同时稳定性也得以提高; 其结构改变了矿用电力传动系统谐波重、无功消耗大的形象, 彻底改变了国内提升系统落后的调速方式。

2. 2 双三电平中开关器件运行条件特点分析

采用大功率可控电力电子器件实现双绕组电励磁同步电机交—直—交三电平变频控制, 利用上位机实现提升系统监视、诊断; 其双三电平变频器的控制部分采用总线结构, 支持多CPU板扩展, 多I/O板扩展, 脉冲触发单元以FPGA为核心, 负责完成脉冲规划、IGBT的工作状态检查以及故障诊断等功能, 可选用专用的高速通信处理单元满足系统与外围设备的接口需要。

三电平功率变换器的优点: ①功率回路结构简单, 所使用的功率器件数目较少, 增加了变换器的可靠性; ②由于共用直流母线, 直流侧只需2 个薄膜电容, 使用寿命长, 增加了系统的稳定性, 减少了维护量; ③对于矿井提升机需要能量回馈的系统, 只需在前端引入与逆变侧拓扑结构一致的三电平PWM可控整流器, 便可组成双三电平功率变换系统, 主回路简单, 控制方便[1,2,3,4]。

3 三电平变频器优化控制策略分析

在三电平变频器优化控制实验中, 由图2 可以看出, 三电平功率变换器输出的相电压很逼近正弦波, 且正负半波对称度良好, 验证了该项目所采用的优化三电平SVPWM算法的正确性。

图3—图6 为三电平变换器运行在正阻、负阻、纯感性、纯容性这4 种典型工况下中点电位控制效果实验波形。从中可以看出, 当三电平变换器运行在高功率因数时, 由于小矢量对中性点电流的控制裕量比较大, 中矢量引起的中性点电位漂移可以得到完全的补偿, 故中性点电位控制效果非常明显, 低频波动完全被抑制[5,6,7,8,9]。

4 应用效果分析

该矿的大功率双三电平提升系统使用了变频矢量控制技术, 它们之间通过PROFIBUS和MPI网进行数据交换, 另外操作台上配备上位机人机界面装置, 实现运行参数及状态的信息管理 ( 图7) 。

目前系统运行状态稳定, 速度曲线行程跟踪准确, 保护完善, 故障诊断能力强, 各参数性能均达到预期目标, 根据系统的工艺规程、工艺要求与相关规程进行了测试和调整试验, 使其达到预定的目标。随着社会的发展, 产品的更新换代, 现已无需提供备品备件库存量, 且系统运行稳定可靠, 有效降低了提升系统检修与维护力度, 降低了员工劳动作业强度, 提高了生产效率, 节电效果也相对显著。

5 结语

陈四楼煤矿主井提升机交—直—交变频矢量控制系统, 采用双三电平主回路拓扑结构化设计, 将应用于煤矿提升机为主的大功率矿山传动系统, 以促进我国大中型矿山企业提升装备的技术升级, 有力推动了国内矿山提升机系统的科技进步。

参考文献

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[3]方祥.基于三电平逆变器的矿井提升机矢量控制系统[D].淮南:安徽理工大学, 2009.

[4]周涛.同步电机变频调速矢量控制技术问题的研究[D].济南:山东大学, 2013.

[5]张立.三电平逆变器同步电动机调速系统研究应用[D].淮南:安徽理工大学, 2009.

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[7]王海波.基于ACS6000SD的变频系统在矿井提升机中的应用[J].煤矿机械, 2013 (8) :234-236.

[8]苏长胜.矿井提升机控制技术研究现状与发展[J].工矿自动化, 2013 (2) :33-38.

三电平SVPWM方案的实现 篇4

三电平逆变器,相对于传统的两电平逆变器有着电压变化率(d V/dt)低、谐波畸变率(THD)低、器件承受电压低等优点,另一方面它比四电平、五电平等多电平逆变器的结构和控制方法简单,在高压大功率领域有着非常广泛的应用[1]。

2 三电平逆变器SVPWM方案的基本问题

2.1 拓扑结构

1980年A.Nabae等人在IAS年会上提出了中点箝位式三相三电平变换器的结构,如图1所示。它采用2个串联的电容,将平分直流母线电压得到中间第三电平,每桥臂由4个开关管串联,用一对串联箝位二极管和内侧2个开关管并联,其中心抽头与第三电平相连实现中点箝位,形成所谓的中点箝位变换器。电平数目的增多带来更丰富的电压矢量元件,由它们所合成的输出电压可大大减小谐波分量。

2.2 矢量分区

在空间矢量平面上标绘出全部19个电压矢量,全部矢量标号如图2所示,按幅值大小分为:零矢量(标号i=0)、小矢量(i=1-6),中矢量(i=7-12)和大矢量(i=13-18)。所有的小矢量可分为由正、负两种开关状态,如v5p=OOP(A=零,B=零,C=正),v5n=NNO。而零矢量可分为NNN、OOO和PPP 3种矢量开关状态。

如图3所示,由6个大矢量的顶点连成的六边形区域是所有目标矢量顶点的集合,6个大矢量将该区域划分为6个三角形扇区(sector),中矢量与小矢量的顶点连线又将每个扇区划分为4个小三角形小区(region)。当目标矢量顶点落入某一小区时,毗邻的3个矢量便参与合成该目标矢量。距离目标矢量越近的合成矢量,其作用时间越长,据此可进一步将1、3小区划分为1a、1b和3a、3b小区。a、b小区中的矢量作用时间略有不同,例如第i扇区中,若目标矢量顶点落入a小区,则第i号小矢量作用时间Ti>第(i+1)号小矢量作用时间T(i+1);若落入b小区,则有Ti

2.3 矢量切换逻辑

为了保证开关桥路上的器件所承受的电压不超过Ed,在矢量切换时应遵循每一相的电压变化不大于Ed(即每次矢量切换时同一桥臂最多只能有2个开关动作)的连续矢量切换原则。把连续矢量切换原则的全部可能矢量称为连续切换矢量。其中有些目标矢量相对于当前矢量发生了2个桥臂的开关变化,有些仅在一相发生开关变化(不存在三相发生变化的连续切换矢量),称前者为当前矢量的最少拍连续切换矢量。不失一般性,对全部矢量对应的连续切换矢量的求取可以归结为对一个扇区中的零(0)、小(i)、中(i+6)、大(i+12)这4个矢量的分析。如表1所示,对i都执行mod6的加减法,即i=6时i+1=1,i=1时i-1=6。

可进一步总结目标矢量位于不同扇区、不同小区时所对应的最少拍连续切换矢量序列,如表2所示为1a、1b、2小区的矢量序列。矢量序列均以n型小矢量起始,每个序列均为7个矢量,第4矢量均为起始矢量对应的p型小矢量。从连续多周期的波形考虑,以n型小矢量起始或以p型小矢量起始,是完全等同的。由上面的推理可见,三电平的矢量切换逻辑具有高度的严密性,符合上述连续矢量切换原则的最少拍序列是唯一的。

3 三电平SVPWM方案的实现

三电平空间矢量调制由目标矢量位置判断模块、作用时间计算模块和开关状态选择模块3部分组成。它根据目标矢量和中性点状态,运行电压空间矢量调制和中性点电压控制逻辑,输出驱动脉冲信号实现对三电平逆变桥的控制,如图4所示。

3.1 目标矢量位置判断

目标矢量位置判断模块的主要目的是判断目标矢量顶点所处的扇区,并进一步判断其所在的小区。不失一般性,在任一扇区中作出如图5所示的辅助线后,可以很方便地确定目标矢量顶点所在的扇区和小区位置。例如在sector=1时,l1左方为1小区,l4右方为2小区,其它类似。

对于其它扇区(sector=n),可将目标矢量作相应的旋转变换,映射到1扇区后就可以统一使用上述的判小区逻辑。

3.2 作用时间计算

作用时间的计算是三电平SVPWM方案实现中工作量最大的一部分工作,其主要目的就是将由矢量控制算法得到的3个矢量的作用时间(t1,t2,t3)进行一系列变换后,最终得到与PWM硬件相匹配的三相开关管的导通时间(ta,tb,tc)。

(1)计算矢量作用时间(t1,t2,t3)

根据伏秒平衡原理,目标矢量在Ts时间内的作用可由它所在三角形小区的3个矢量分别作用一段时间(t1,t2,t3)来等效,即:

根据当前目标矢量的位置(sector,region),可查表2得到(,再由上式得到(t1,t2,t3)。计算过程中引入中间变量X、Y可以简化计算结果,定义X,Y为:

使用Matlab的符号运算功能,可得到用(Ts,X,Y)来表示的(t1,t2,t3),计算结果不再列出。

(2)计算大中小时间(tmin,tmid,tmax)

为了使三相波形都为中心对称的阶梯波(仅有一个波峰的凸形阶梯PWM波有利于硬件的实现),将(t1,t2,t3)变换为(tmin,tmid,tmax)。

(3)计算三相时间(ta,tb,tc)

最后可根据目标矢量顶点位置(sector,region),可确定(tmin,tmid,tmax)与(ta,tb,tc)之间的对应关系,最终得到后者,并对硬件电路中的三相的PWM时间变量进行相关设置。矢量作用时间转换关系如图6所示。

3.3 开关状态选择

每相的作用时间(ta,tb,tc)的波形经过载波调制后可得到对偶的2路PWM信号,记为PWM+和PWM-,再经过开关状态选择模块的处理可得到最终的4路PWM信号,以驱动该相桥臂的4个开关管。

相电压的正负判断可从图2看出,对A相而言,其垂线将六边形区域一分为二,右侧的区域对应A相电压为正的目标矢量,左侧为负。B,C相也有类似的矢量空间关系。根据相电压的正负情况,可将PWM+和PWM-信号相应地转换为4路PWM信号,如表3所示。

4 仿真结果

根据上述三电平SVPWM算法,在Matlab中可模块化地搭建整体仿真模型。仿真参数为:直流母线电压Ed=300V,参考信号频率fr=50Hz,PWM载波频率fc=1.5 kHz。如图7、8所示分别为三电平SVPWM方案对应的相、线电压波形,和三电平与二电平逆变器输出电压的谐波分析波形。

以线电压仿真结果为例,在开关频率不高的情况下,三电平逆变器的输出电压的总谐波系数THD=6.82%,相对于二电平方案大大减小(二电平方案中此项指标值为42.49%)。

5 结束语

相对于传统的二电平逆变器,三电平方案的输出波形具有谐波含量小、波形更加接近正弦波、逆变器性能更好等优点。SVPWM方法可以沿用到三电平方案中,使用该方法具有控制逻辑清晰,易于实现不同的分区策略、中心点电压控制策略等优势。采用SVPWM方法的三电平逆变器非常适合高压大容量的电力电子变换应用。

参考文献

[1]Jih-sheng L,Fang Z P.Multilevel converters-a newbreed of power converters[J].IEEE Transactions on Industry Appli-cations.1996,32(3):509-517.

三电平逆变器控制技术研究现状 篇5

在电压型逆变器(VSI)中,最早广泛应用的是两电平逆变器。传统两电平逆变器受功率器件耐压水平和载流能力的限制难以满足高压大功率电能变换的要求。相比之下,多电平逆变器及其相关技术有着诸多显著优点,已被公认为在高压大容量电能变换领域中有着广阔的应用前景,具有较高的研究价值。随着新型电力电子器件的研制成功,促进了逆变技术在提高电能的利用率、降低损耗、提高中高压大容量等方面有了长足的发展与进步。利用增加主电路电平数来减小du/dt和输出电压中的谐波,并使逆变器的开关管工作在电压低频(或工频)状态,以减小开关损耗及电磁干扰EMI。由于增加了逆变器的主电路电平数,电路结构必然要发生改变,逆变器的开关管数目必然要增多,但增多的是低频开关器件,这种器件货源充足、价格便宜,虽然多了开关器件,却使逆变器的造价降低,从提高逆变器性能价格比的角度来看还是合适的。这种逆变器更适合用于高压大功率应用,它和两电平逆变器相比,不存在开关管串联的静态和动态均压问题,du/dt小,EMI小,逆变效率高。

三电平逆变器控制技术研究是电力电子领域的研究热点,本文综述了三电平逆变器控制技术的研究现状,对三电平逆变器控制策略进行了展望。

1 逆变器与电网并联运行控制方法

逆变器并入电网后,控制其并联运行的方法有逆变器输出电压控制和电流控制两种方式。采用电压控制方式,则要求控制输出电压的大小和相位与电网同步;而采用电流控制方式,只需设定输出电流的大小、跟踪电网电压的相位,就可达到与电网并联运行,实现起来要比电压控制方式容易。电流控制方式:直接电流控制和间接电流控制。直接电流型并网方式一般采用电流负反馈的方式来控制逆变器输出电流的大小及相位。间接电流型并网方式是将采集的并网电流值进行相关转换后,变为电压控制值,使系统控制方式变为电压控制。

2 三电平逆变器拓扑结构[5,6]

1981年日本学者Nbae A.等人提出了三电平的拓扑结构,并提出了多电平逆变器的思想,即由几个电平台阶合成阶梯波以逼近正弦输出电压。目前三电平逆变器的电路拓扑结构种类较多,主要有三种基本的拓扑结构:1) 全桥级联式;2) 电容箝位式;3) 二极管箝位式。

3 三电平逆变器PWM控制策略[8]

三电平逆变器的PWM控制方法主要有载波调制方法(SPWM)、空间矢量调制方法(SVPWM)和特定谐波消除方法(SHEPWM)。SPWM正弦脉宽调制法的优势在于其简单的原理和良好的控制和调节性能,并且能够起到消除谐波、调节和稳定输出电压等多种作用。SVPWM从电压空间矢量的原理出发,实质是对三相正弦波中注入了零序分量的调制波进行规则采样的一种变形的SPWM技术,但SVPWM技术较SPWM技术具有更高的直流侧电压利用率、更低的开关频率和更好的动态性能[7]。SHEPWM通过开关时刻的优化选择,消除选定的低频次谐波,具有波形品质高、效率高、直流电压利用率高、直流侧滤波器尺寸小等一系列优点。

4 三电平逆变器波形控制算法

波形控制一直是PWM逆变器领域的研究热点,主要的控制方案有:PID、双闭环、无差拍控制、状态反馈、滞环控制、滑模变结构控制、模糊控制、神经网络控制和重复控制等。

a) PID控制

PID具有原理简单,使用方便,适用性和鲁棒性强等优点。数字控制器的出现使得数字PID控制成为可能。PID控制的快速性有了较大提升。文献[9]设计了PID闭环控制器,取得了较好的稳定性。文献[10]利用DSP实验实现了逆变器的PID算法,并与重复控制相结合,获得了良好的效果。文献[11]提出了一种基于坐标变换的三相SPWM逆变器恒压恒频控制策略,建立了逆变器在两相旋转坐标系下的数学模型,对输出电压的d,q轴分量分别进行PI调节,从而根据生产调制信号,实现三相逆变器的恒压恒频控制。

b) 双环控制[12,13]

在三电平逆变器各种不同的并网控制方式中,普遍采用电压外环和电流内环的双闭环串级控制结构。电压外环的作用主要是控制逆变器直流侧电压。电流内环的作用主要是按电压外环输出的电流指令进行电流控制,如实现单位功率因数按正弦波电流控制。双闭环控制的主要特点是物理意义清晰,控制结构简单,控制性能优良。双闭环控制的另一个优点是,由于电流内环的存在,只要对电流指令限幅,可以使逆变器工作于恒流状态。由于双闭环控制在电力电子及其他工业领域中都已得到广泛应用,其控制器参数的工程化整定方法已趋成熟,所以双闭环PWM整流系统的控制器设计几乎可以完全借用这种工程化设计方法。

c) 状态反馈控制[14,15]

逆变器输出波形的要求包括两个方面:高稳态精度和快动态性能。文献[16]指出通过配置闭环系统的极点,改变系统阻尼比,减少过渡过程的响应时间,可大大改善系统的动态品质。单就改善动态特性,状态反馈不失为一种简单有效的控制方法。但是,该方法对系统的稳态指标影响不大,许多文献中往往将状态反馈作为内环、以其他的控制策略作为外环形成复合控制方案,共同实施对逆变器的波形校正。

d) 滞环控制

滞环控制是将检测的输出电流与给定参考电流进行后的误差信号送入滞环比较器形成控制逆变回路开关器件的PWM信号,当误差信号大于给定的环宽时,产生的PWM信号控制开关管的通断,使误差信号回到滞环环宽内,从而使逆变器输出电流围绕给定电流在一个滞环环宽内波动。该方法的优点是快速的瞬态响应,高度的准确性及较强的鲁棒性。然而,滞环电流控制与当今的全数字化趋势不适应,因为它的瞬态响应性会被ADC及微机中断延时所降低。其次,滞环控制开关频率不固定,运行不规则,给滤波器的设计带来困难。

e) 模糊控制

模糊控制属于智能控制范畴,其最大的特点是不依赖控制对象的数学模型。对于具有多变量非线性时变特性的电力电子装置来说,系统存在复杂性与模型精确性之间的矛盾,模糊控制就是能够在准确与简明之间取得平衡、有效的控制系统。模糊控制器具有以下缺点:1) 模糊控制器的设计过程不需要被控系统精确的数学模型,模糊控制器有着较强的鲁棒性和自适应性2) 查找模糊控制表所用的处理器时间很少,因而可以采用较高的采样频率来补偿模糊规则和实际经验的偏差。模糊控制可以以任意精度逼近任何非线性函数。然而受当前技术水平的限制,它的隶属函数的确定还没有统一的理论指导,因此模糊控制理论还需要进一步的研究和改善。

f) 神经网络控制

神经网络控制也属于智能控制范畴,它也不依赖于受控对象的模型,非常适合于具有不确定性和高度非线性的控制对象,并且具有较强的自适应和学习能力,鲁棒性强。而神经网络的类型、结构和训练方法需要在控制系统的性能和系统的复杂性两者之间进行折衷,而且训练的速度受到现有硬件技术条件的限制,还有待进一步提高。

g) 滑模变结构控制[16]

滑模变结构理论由前苏联学者S.V.Emelyanov,V.I.Utkin于20世纪50年代提出。它利用不连续的开关控制策略来强迫系统的状态变量沿着相平面中某一预先设计好的“滑动模态”轨迹运动。它最大优点是鲁棒性强,对系统参变量的扰动不敏感,而且具有优良的动态性能,并且它利用的是开关特性,故可以用于对逆变器这类固有的变结构系统的控制。其设计首先要寻求滑模面函数,使受控系统在滑模面上得运动渐进稳定且获得良好的品质,之后再设计相应的变结构控制,使滑模面满足条件。通过合适地选取控制器的参数,可以获得较高的控制鲁棒性以及较快的响应速度。但是滑模控制也存在稳态效果不佳、理想的滑模切换面难于选取等弱点,而且滑模变结构控制难于通过模拟实现,在采用数字控制时,采样频率不够高也将影响其控制效果。目前,滑模变结构控制的逆变器还有待进一步的研究才能应用于实际产品中。

h) 重复控制[17,18]

重复控制是一种跟踪周期性输入、抑制周期性干扰的新型控制方法。它基于内模原理,利用控制系统中输入和扰动的周期重复性规律,记忆前一周期扰动发生的位置,在下一周期有针对性地进行波形补偿,从而实现了稳态条件下对给定周期信号的跟踪。重复控制与其它控制相比有以下特点:1) 对于未知的干扰信号,充分利用了它的重复性,降低了控制难度,减轻了控制器的负担;2) 只需一个电压反馈环,不需检测电流变化,因此电路结构简单,易于实现;3) 具有非常好的稳态性能及波形品质,理论上可以实现无稳态静差;4) 控制算法简单,对控制速度要求不高,而且可以实现控制动作的超前性。但对非周期性的扰动无作用,动态响应速度较慢,一般不单独使用。

i) 无差拍控制[19]

美国著名控制理论专家卡尔曼于20世纪60年代初提出了数字控制的无差拍控制思想。它具有瞬时响应快、精度高、THD小等特点,是一种优秀的控制策略。无差拍又称“无过冲”,指在每个采样点上系统的输出都与其指令完全一致,没有任何相位滞后和幅值偏差。从其定义即可看出,无差拍控制是数字系统特有的控制方式。它与最少拍控制有相似之处,表现在二者都具有“有限调节时间”特性。

5 展望

随着技术的发展,多电平逆变器将在高电压、大电流、大功率领域中应用得越来越多.复合控制可以结合一些控制策略的优点,使控制效果更好。比如文献[20]中提到的以重复控制为基础其他控制策略为辅的复合控制器。

NPP三电平变流器损耗分析 篇6

关键词：三电平,NPP,压接式IGBT

1 引言

由于三电平变流器的结构简单, 体积小, 使用功率器件数量最少, 高可靠性的特点, 在中高压、大功率变换器领域, 三电平变换器结构已成为主流拓扑。使用最新高压功率器件压接式IGBT, 采用三电平拓扑结构, 可输出3.3k V、6.6k V和10k V的额定电压。

三电平拓扑结构常用NPC结构, 如图1 所示。NPC三电平应用于高压大功率变流器时, 由于内外管损耗不一致, 散热设计困难; 存在大环流回路和小环流回路, 对结构设计要求高, 限制了变流器开关频率和输出容量的进一步提高。

三电平NPP拓扑结构如图2 所示。主要优点为每只开关管承受的电压一致Vdc/4, 开关损耗为NPC拓扑结构的一半, 内外管损耗一致。并且由于每只开关管承受电压的降低一倍, 开关管的安全运行区余量有很大的提高。

文献[1]、[2] 分析了NPC三电平变流器的功率器件导通规律, 并给出了NPC三电平损耗计算方法; 文献[4] 给出了由IGBT手册估算IGBT动态损耗的方法;本文按照文献[3] 的方法, 首先分析了NPP三电平变流器的导通规律, 在此基础上, 依据厂商提供的IGBT产品参数, 给出了计算NPP三电平IGBT通态损耗和开关损耗的方法, 最后就计算结果和实验测量结果进行了比较。

2 NPP三电平换流过程分析

如图2 所示,NPP三电平每相有六个开关管和六个续流二极管组成, 交流输出由三个位于不同位置的开关顺序决定, 当与正电压相连的开关(S1,S2) 导通时输出正电压; 当与零电压相连的开关(S5,S6) 导通时输出零电压; 当与负电压相连的开关(S3,S4) 导通时输出负电压。

NPP拓扑换流过程如图3 所示:

a. 开关管S1和S2同时导通,S3和S4同时关断,如图3(a) 所示: 电流从逆变电路流向负载, 从P点经S1和S2到达输出端A; 输出端A电位等同于P的电位,为Vdc/2。

b. 开关管S1和S2同时导通,S3和S4同时关断,如图3(c) 所示: 电流从负载流向逆变电路, 从A端经过续流二极管D1和D2流进P点; 输出端A电位等同于P的电位, 为Vdc/2。

c. 开关管S1、S2、S3和S4同时关断, 如图3(b) 所示: 电流从逆变电路流向负载, 从中性点o点经箝位开关管S5 和二极管D6 到达输出端A; 输出端A电位等同于o的电位, 为0。

d. 开关管S1、S2、S3和S4同时关断, 如图3(d) 所示: 电流从逆变电路流向负载, 从中性点o点经箝位开关管S6和二极管D5到达输出端A; 输出端A电位等同于o的电位, 为0。

e. 开关管S3和S4同时导通,S1和S2同时关断, 如图3(e) 所示: 电流从逆变电路流向负载, 从负电位n点经由箝位二极管D3和D4到达输出端A; 输出端A电位等同于n的电位, 为-Vdc/2。

f. 开关管S3和S4同时导通,S1和S2同时关断, 如图3(f) 所示: 电流从负载流向逆变电路, 从A端经过S3和S4流进n点; 输出端A电位等同于n的电位, 为-Vdc/2。

根据上述工作模式可知:S1和S2、S3和S4的工作状态正好相反, 工作在互补状态,S1和S2、S3和S4共同承受正向阻断电压为Vdc/2, 每相桥臂中开关管导通时间基本相等, 即S1、S2、S3、S4损耗一致,D1、D2、D3、D4损耗一致。S5、S6工作在互补状态, 损耗一致;D5、D6损耗一致。

3 功率器件损耗计算方法

IGBT的损耗[5]主要由以下原因构成:

3.1 通态损耗计算

器件的通态压降和通态损耗可以通过下式计算:

其中rT为器件导通内阻;VT0为初始饱和压降;VT为通态压降;I为导通电流。

VT0和VT0可以通过器件传输特性曲线求取, 将动态压降和电流近似成线性关系。图4 为I X Y S的T1800 G B45A的传输特性曲线, 动态压降和电流近似成一条直线, 与横轴的交点即为VT0, 斜率为器件导通内阻rT。

器件平均通态损耗计算方法:

假设负责电流I=Imsin(ωt), 在一个载波周期内器件的损耗计算表达式为

其中TC为载波周期,D为器件导通占空比,I为负载电流。

对上式进行积分, 可得到器件在一个周期Ts内的平均损耗。假设器件在一个周期Ts[0,2π] 内导通区间为[θ1,θ2], 则其平均损耗表达式为

其中D=Msin(ωt+θ),θ 为功率因数角,M为调制比。

3.2 开关损耗计算

器件手册一般给出器件在标称电流、特定的电压、门极电阻、门极电容下的开通损耗Eon和Eoff, 则t时刻IGBT的开关损耗为Eonsin(ωt)、Eoffsin(ωt), 再乘以电压电流系数。设开关频率fs, 在导通区间为[θ1,θ2], 则器件在一个调制周期Ts的平均开关损耗为

3.3 器件总功率损耗及结温的计算

在开关频率fs下, 器件的平均损耗为

4 NPP三电平变流器功率器件的损耗计算

采用单极性SPWM正弦调制,NPP三电平变流器的器件通态占空比在不同工况下的取值如表1 所示。按照最大损耗考虑, 取调制度M=1, 功率因数在[-1,1] 区间上取值。

本文假设S1和S2、S3和S4同时开通和关断, 动静态完全均压, 则S1和S2、S3和S4通态损耗和关断损耗完全一致。

4.1 主管IGBT(S1、S2、S3、S4) 损耗计算

由第2 节NPP三电平换流过程分析可知,S1和S2开通和关断完全一致, 损耗一致;S3和S4开通和关断完全一致, 损耗一致;S1和S2、S3和S4的工况对偶,因此S1、S2、S3、S4的损耗相同。以S1为例, 计算方法如下:

S1在V>0、输出负载电流IL>0 期间斩波, 导通取件为[0,π-θ], 导通占空比为D=Msin(ωt+θ), 则其通态损耗为

其中,VT0为IGBT的通态压降,Im为交流电流的幅值。

考虑到S1的导通区间为[0,π-θ], 则器件S1在一个调制周期Ts的平均开关功耗为:

4.2 主管(S5、S6) 损耗计算

S5与S6工况对偶, 损耗一致。以S5为例, 计算方法如下:

在V>0、I<0 与上桥臂S1、S2交替导通, 导通区间为[0,π-θ], 导通占空比D为1-Msin(ωt+θ); 并且在V<0、I>0 与下桥臂S3、S4交替导通, 导通区间为[π-θ,π], 导通占空比D为1+Msin(ωt+θ)。

考虑到S5的斩波区间为为[π-θ,π], 则器件S5在一个调制周期Ts的平均开关功耗为:

4.3 二极管(D1/D2/D3/D4) 损耗计算

D1和D2开通和关断完全一致, 损耗一致;D3和D4开通和关断完全一致, 损耗一致;D1和D2、D3和D4的工况对偶, 因此D1、D2、D3、D4的损耗相同。以D1为例,计算方法如下:

S1在V>0、输出负载电流IL<0 期间斩波, 导通取件为[π-θ,π], 导通占空比D为1-Msin(ωt+θ), 则其通态损耗为

考虑到S1的导通区间为[π-θ,π], 忽略二极管开通损耗, 则器件S1 在一个调制周期Ts的平均开关功耗为:

4.4 二极管(D5、D6) 损耗计算

D5与D6工况对偶, 损耗一致。以D5为例, 计算方法如下:

在V>0、I>0 与上桥臂D1、D2交替导通, 导通区间为[0,π-θ], 导通占空比D为1-Msin(ωt+θ); 并且在V<0、I<0 与下桥臂D3、D4交替导通, 导通区间为[π-θ,π], 导通占空比D为1+Msin(ωt+θ)。

考虑到D5的斩波区间为为[0,π-θ], 则器件D5在一个调制周期Ts的平均开关功耗为:

4.5 小结

结合第4.1-4.4 节可以看出,

1) 开关频率只和开关损耗有关, 与通态损耗无关;

2) 调制度只和通态损耗有关, 和开关损耗无关, 调制度为1 时, 通态损耗最大;

5 计算结果和实验结果对比

5.1 计算结果

变流器交流输出3300V, 直流母线电压5400V,则PO、ON电压为2700V, 额定电流692A, 开关频率1k Hz,IGBT选择全部选择IXYS压接式IGBT,4500V档的T1800GB45A[6], 双面散热。T1800GB45A手册给出技术参数如表2 所示:

根据以上数据及计算方法, 变流器单相功率模块器件的损耗归纳如表3。

5.2 实验结果

对于功率器件总的损耗测量存在一定困难, 主要是导通时Vce和关断时的Vce差值很大, 准确测量功率器件的通态压降, 需要特殊的测量方法。同时我们注意到在通态电流、门极电压和环境温度确定的情况下, 功率器件的通态压降是确定的值, 可以准确确定额定电流下的通态损耗。为验证计算方法的有效性, 实验对器件在单周期内的开关特性进行了测试, 获得器件的开关过程的数据, 并与计算结果进行比较。

电压、电流通过Tek示波器DPO3054 和电流探头CWB30B、电压差分探头THDP0100 进行测试, 在峰值电流978A条件下测得功率器件的开通和关断的电压、电流波形, 两者乘积可得损耗功率关于时间的波形, 在开关过程时间内对函数积分即可求得开关损耗。测试值和表3 的计算值总结为表4 所示。

二极管的开关损耗本身较小, 受测量工具影响, 测量值与理论计算值误差范围较大。

6 结束语

本文分析了N P P三电平换流器的导通规律和换流过程, 给出了N P P三电平换流器功率器件损耗计算方法。通过实验和计算对比, 验证了损耗计算方法的有效性。

参考文献

[1]SIBYLLE DIECKERHOFF,STEFFEN BERNET,AND DIETMAR KRUG.“Power loss-oriented evaluation of high voltage IGBTs and multilevel converters in transformerless traction applications”[J].IEEE Trans.Ind.Electron.,2005,20(6):1328-1336.

[2]孙绍慈.基于高压IGBT中压三电平PWM风电变流器研究[D].学位论文,2012.

[3]章钧.NPP拓扑结构在MV7000三电平中压变频器上的应用[J].变频器世界,2011,5(1):90-93.

[4]ABB,Application note 5SYA 2053 09.2013

[5]张崇巍,张兴.PWM整流器及其控制[M].北京:机械工业出版社,2003,10.

隔离式三电平交-交直接变换器 篇7

目前，普遍采用UPS来改善电网波形质量，UPS通常都是采用交-直-交变换方式，电路复杂、成本高、体积大[1,2]。因此，研究体积小、质量轻、响应速度快且具有电气隔离功能的交流调压、稳压开关电源具有广泛的应用前景。

本文基于丘克(Cuk)电路原理进行改造变换[3,4,5,6,7]，提出隔离式三电平交-交直接变换器，详细阐述了其电路拓扑、工作原理及高频闭环控制策略，并对其建立模型，仿真验证了此设计的正确性和可行性。隔离式三电平交-交直接变换器将不稳定的高压交流电变换成稳定或可调的正弦交流电，输出波形质量好，开关管电压应力减小了一半，可应用于要求电气隔离的高压大容量交-交变换场合，实现了多电平在交流斩波器[8,9,10,11]中的应用技术。

1 变换器拓扑

Cuk变换拓扑中间的电容主要起能量耦合的作用，可使用变压器代替。使用2个耦合电容，分别位于隔离变压器原、副边两侧，并与其串联，不仅有效解决了变压器磁复位的问题，而且实现了变换器输入和输出侧的电气隔离。针对两电平变换器不利于高电压、大负载场合应用，三电平技术可降低开关管电压应力，减小输出谐波含量的特点，对隔离式Cuk变换器进行一定的级联变换，应用具有双向阻断功能的交流开关单元，得到隔离式三电平交-交直接变换器，如图1所示(图中ui、uo分别为输入、输出电压)。隔离式三电平交-交直接变换器拓扑结构简单、功率密度高，采用三电平技术[12,13,14]，开关管提高了变换器的功率等级。

2 变换器工作原理

在分析之前，先假设变换器工作在完全理想状态，即[15]：

a.所有开关管、二极管、电感、电容均为理想器件，电源内阻为零;

b.耦合电容C1=C2=C3=C4，且足够大，其充、放电时电压波动可忽略，两端电压视为恒定值。

由于开关管工作在高频状态下，在1个开关周期内，变换器工作状态可以等效为直流状态。

2.1 开关管占空比D<0.5,ui>0时变换器的开关模态

开关模态1[t0,t1)：开关管VT3a、VT4a、VT1b、VT2b、VT3b、VT4b导通，电感L2上的电压产生第1电平-uo。电流经C1、T1和T2原边、C2流通，T1和T2副边感应的能量经VT3a、VT3b、VT4a、VT4b对C3和C4充电，负载也通过L2、VT3a、VT3b、VT4a、VT4b续流，如图2(a)所示。此过程中，电感L1、L2电流均线性下降，关系式为

其中，uT1p、uT1s为变压器T1原边和副边的绕组电压;uT2p、uT2s为T2原边和副边的绕组电压;n为变压器T1、T2的变比;Δi1(-)、Δi2(-)为该模态中电感L1、L2电流的减小量。

开关模态2[t1,t2)：开关管VT1a、VT4a、VT1b、VT2b、VT3b、VT4b导通，电感L2上的电压产生第2电平(ui-nuo)÷(2n)。电流经VT1a、VT1b、T2原边对C2充电，C1通过VT1a、VT1b、T1原边放电，T1副边感应的能量经VT4a、VT4b、L2、C3给负载供电，T2副边感应的能量经VT4a、VT4b给C4充电，如图2(b)所示。此过程中，电感L1、L2电流线性上升，其关系式为

其中，Δi1(+)、Δi2(+)为该模态中电感L1、L2电流的增加量。

开关模态3[t2,t3)：与该周期中的开关模态1完全相同，见图2(a)ㄢ

开关模态4[t3,t4]：开关管VT2a、VT3a、VT1b、VT2b、VT3b、VT4b导通，电感L2上的电压产生第2电平(ui-nuo)÷(2 n)。电流经T1原边、VT2a、VT2b对C1充电，C2通过VT2a、VT2b、T2原边放电，T1副边感应的能量经VT3a、VT3b给C3充电，T2副边感应的能量经VT3a、VT3b、C4、L2给负载供电，如图2(c)所示。此过程中，电感L1、L2电流线性上升，关系式为

2.2 D<0.5,ui<0时变换器的开关模态

D<0.5、ui<0时工作状态与D<0.5、ui>0基本相同，只是对应的开关模态中换成VT1b、VT2b、VT3b、VT4b高频斩控，VT1a、VT2a、VT3a、VT4a一直导通。工作过程中变换器一直以第1电平和第2电平交替工作。由于拓扑及开关管工作的对称性，在半个开关周期内，电感电流的变化量也是为零的，即电感电流的上升量与下降量相等，因此有

将式(1)(4)代入式(12)，式(2)(5)代入式(13)，综合式(1)～(11)，可以得到输入电压与输出电压关系为

2.3 D>0.5,ui>0时变换器的开关模态

开关模态1：开关管VT1a、VT4a、VT1b、VT2b、VT3b、VT4b导通，电感L2上的电压产生第2电平(ui-nuo)/(2 n)。电流经T2原边、VT1a、VT1b对C2充电，C1通过VT1a、VT1b、T1原边放电，T1副边感应的能量经VT4a、VT4b、L2、C3给负载供电，T2副边感应的能量经VT4a、VT4b给C4充电。

开关模态2：开关管VT1a、VT2a、VT1b、VT2b、VT3b、VT4b导通，电感L2上的电压产生第3电平ui/n。电流经VT2b、VT2a、VT1b、VT1a、L1流通，电容C1、C2经T1和T2原边放电，T1和T2副边感应的能量经C3和C4对负载供电。

开关模态3：开关管VT2a、VT3a、VT1b、VT2b、VT3b、VT4b导通，电感L2上的电压产生第2电平(ui-nuo)/(2 n)。电流经VT2a、VT2b、T1原边、L1对C1充电，C2通过VT2a、VT2b、T2原边放电，T1副边感应的能量经VT3b、VT3a给C3充电，T2副边感应的能量经VT3a、VT3b、L2、C4给负载供电。

开关模态4：开关管VT1a、VT2a、VT1b、VT2b、VT3b、VT4b导通，电感L2上的电压产生第3电平ui/n。与该周期中的开关模态2完全相同。

2.4 D>0.5,ui<0变换器的开关模态

D>0.5、ui<0时工作状态与D>0.5、ui>0基本相同，只是对应的开关模态中换成VT1b、VT2b、VT3b、VT4b高频斩控，VT1a、VT2a、VT3a、VT4a一直导通。工作过程中变换器一直以第2电平和第3电平交替工作。输入/输出关系式(14)同样适用于占空比D>0.5的情况，这里就不作详细推导。

3 控制电路设计

本变换器采用电压瞬时值反馈交错互补式控制方案[16,17,18]，正半周期内，VT1b、VT2b、VT3b、VT4b一直导通，VT1a和VT2a、VT3a和VT4a交错导通，同时VT1a和VT3a、VT2a和VT4a互补导通，实现高频斩控;负半周期内，VT1a、VT2a、VT3a、VT4a一直导通，VT1b和VT2b、VT3b和VT4b交错导通，同时VT1b和VT3b、VT2b和VT4b互补导通，实现高频斩控。控制电路主要包括：电网电压同步的正弦基准电路、采样电路、误差放大电路、均压电路、锯齿波发生电路、PWM发生电路、基本逻辑门电路和驱动电路等。具体控制框图如图3所示，图中uEA-cd作为修正信号与输出电压误差放大器的输出信号uEA-uo相加作为误差信号uEA1，将uEA-cd反向后作为修正信号与uEA-uo相加作为误差信号uEA2ㄢ

4 仿真实验

输入电压有效值为(220±20)V、频率为50 Hz的正弦交流电，额定容量为500 V·A，阻性和感性负载功率因数范围0.85～1.0，开关频率为100 kHz。具体参数如下：耦合电容C1=C2=C3=C4=15μF;输入滤波器Li=10μH,Ci=4.7μF;输入储能电感L1=0.32mH;输出滤波电感L2=0.4 mH;变压器LT1p=LT1s=LT2p=LT2s=0.4 mH，变比n=1;滤波电容Co=2μF。主要仿真波形见图4ㄢ

仿真结果显示变换器输出电压波形质量较好;输出电流纹波小，高次谐波含量少;变压器原副边电压伏秒积为零，有效磁复位;若采用Cuk两电平变换器拓扑实现该功率等级的变换，开关管的电压应力为UVTmax=ui+uo=1.414×(220+110)=467(V)，图4(e)(f)显示开关管电压应力减小了一半;图4(g)验证了开关模态中所分析的，在D<0.5时，电感L2上拥有2种电平，即第1电平-uo和第2电平(ui-nuo)/(2 n);在D>0.5时，电感L2上则拥有另外2种电平，即第2电平(ui-nuo)/(2 n)和第3电平ui/nㄢ

5 结论

通过对隔离式三电平交-交直接变换器的研究和仿真实验，可以总结出以下结论：

a.在输入、输出电压相同的情况下，三电平交流开关单元中的开关管电压应力比两电平交流开关单元中的开关管电压应力低，采用相同的开关管时，三电平交流开关单元可实现更高的电压等级能量变换;

b.三电平交-交直接变换器所需的开关管较多，控制电路比较复杂，但是三电平交-交直接变换器输出电压的谐波含量少，大幅度减小了滤波器的体积;

c.隔离式三电平交-交直接变换器拓扑简洁，变压器可有效地磁复位，实现输入、输出侧的电气隔离，通过调节VT1a、VT1b、VT2a、VT2b的占空比D，变换器可以工作在升压和降压状态，应用范围更广;