三电平中压变频器

三电平中压变频器（精选3篇）

三电平中压变频器 篇1

1 引言

近年来, 随着海上风电的快速发展, 海上风电机组容量不断增加, 目前主流的机型的功率已达到5MW甚至6MW, 机组的功率等级的增加, 对配套的变流器提出了更高的要求。陆上风电的主流机型采用的多为2MW或3MW机型, 配套的变流器电压等级为690V, 因受到功率器件的电流限制, 多采用变流器并联或功率器件的并联来完成功率的扩容, 而模块并联或变流器的并联会带来较多的问题, 例如: 零序环流的产生, 变流器体积变大、变流器的可靠性降低等。因此, 目前海上风电机组多采用中压机组, 如金风科技目前研发的海上风电机组即采用3k V的中压永磁同步电机, 通过提高电压等级, 可以降低系统的电流, 降低系统的电缆成本和线路损耗, 而三电平变流器因为其具有更低的谐波和更好的控制性能成为首选[1,2,3,4]。

已有的三电平变流器多采用二极管箝位式的拓扑结构, 但是随着电压等级的提高和电平数的增加, 箝位二极管的数量也随着增加, 分压电容中点电位不平衡的问题会更加突出, 可靠性进一步降低。文献[5] 中提出了一种采用NPP拓扑的三电平电路, 该电路中将箝位二极管替换为反串联的两个开关管, 通过这个替换, 当电压等级提高时, 只需要将开关管串联即可完成更高电压等级的输出[5]。文献[6-7] 中介绍了采用的二极管箝位式电路的多电平拓扑, 随着电压等级提高需要大量增加箝位二极管且中点电位的控制变得更加复杂[6,7]。本文在详细分析了NPP和NPC拓扑的电路工作原理, 并搭建了两种拓扑的仿真模型, 采用最近三矢量方法实现SVPWM算法, 分析了两种电路的输出电流波形和控制性能, 在此基础上介绍了两种拓扑结构在电压等级提高后的拓扑,并针对提高电压等级后的拓扑分析了优缺点,明确了NPP拓扑结构在电压等级提升后更有优势。

2 NPP三电平变流器主回路拓扑及工作原理

NPP拓扑三电平变流器主回路如图1 所示, 每个桥臂由六个反并联二极管的开关管组成, 上下桥臂各有两个开关管, 与中点连接的两个开关管为反串联连接。

以A相桥臂为例说明电路工作原理。

当Vao>0,ia>0 时:Sa5 常通,Sa3 和Sa4 常断;Sa6和Sa1、Sa2 作PWM切换,Sa1、Sa2 导通时, 输出为Vdc/2;Sa5 与Da6 构成通路, 输出为0。

当Vao>0,ia<0 时:Sa6 常通,Sa3 和Sa4 常断;Sa6 和Sa1、Sa2 作PWM切换,Sa6 导通时,Sa6 与Da5 构成通路, 输出为0;Da1 和Da2 构成通路, 输出Vdc/2。

当Vao<0,ia>0 时:Sa5 常通,Sa1 和Sa2 常断;Sa5和Sa3、Sa4 作PWM切换,Sa3 和Sa4 导通时输出为-Vdc/2;Sa5 和Da6 构成通路, 输出为0。

当Vao<0,ia<0 时:Sa6 常通,Sa1 和Sa2 常断;Sa5和Sa3、Sa4 作PWM切换,Da3 和Da4 构成通路, 输出-Vdc/2;Sa6 导通时,Sa6 与Da5 构成通路, 输出为0。

通过分析电路的工作原理可以得到NPP拓扑结构电路工作特点:Sk1 和Sk2、Sk3 和Sk4 共同承受正向阻断电压为Vdc/2, 每个开关管承受的电压为Vdc/4;且每个开关管的工作时间基本相等。

3 NPC三电平变流器主回路拓扑及工作原理

NPC拓扑三电平变流器主回路如图6 所示, 每个桥臂由四个反并联二极管的开关管和两个箝位二极管组成。

以A相桥臂为例说明电路工作原理。

当Vao>0,ia>0 时:Sa1 和Sa2 常通,Sa3 和Sa4 常断; Sa1 和Sa2 导通时, 输出为Vdc/2;Sa2 与Da5 构成通路, 输出为0。

当Vao>0,ia<0 时:Sa6 常通,Sa3 和Sa4 常断;Sa6和Sa1、Sa2 作PWM切换,Sa6 导通时,Sa6 与Da5构成通路, 输出为0;Da1 和Da2 构成通路, 输出Vdc/2。

当Vao<0,ia>0 时:Sa5 常通,Sa1 和Sa2 常断;Sa5和Sa3、Sa4 作PWM切换,Sa3 和Sa4 导通时输出为-Vdc/2;Sa5 和Da6 构成通路, 输出为0。

当Vao<0,ia<0 时:Sa6 常通,Sa1 和Sa2 常断;Sa5和Sa3、Sa4 作PWM切换,Da3 和Da4 构成通路, 输出-Vdc/2;Sa6 导通时,Sa6 与Da5 构成通路, 输出为0。

通过分析电路的工作原理可以得到NPC拓扑结构电路工作特点: 开关管Sk1 和Sk4 不能同时导通,Sk1和Sk3、Sk2 和Sk4 的工作状态正好相反, 为互补状态,平均每个主开关管的正向阻断电压为Vdc/2, 且每相桥臂中间的两个开关管导通时间最长。

4 NPC和NPP三电平拓扑SVPWM实现

采用最近三矢量的SVPWM方法实现NPP和NPC拓扑的控制。因NPP拓扑每相有六个开关管, 需要六路脉冲输出, 按照分析的工作原理, 采用的脉冲控制规律为:Sk1、Sk2 脉冲相同,Sk1、Sk2 和Sk6 互补;Sk3、Sk4 脉冲相同,Sk1、Sk2 和Sk5 互补。NPC拓扑的脉冲控制规律为:Sk1 和Sk3 互补;Sk2 和Sk4 互补。

使用MATLAB软件搭建系统仿真模型。仿真模型参数为: 电网线电压3k V(RMS), 频率50Hz, 等效电阻R=0.03Ω。LCL滤波器,Lg=1m H,Lcon=0.5m H,C=80μF。直流母线电容C1=C2=1200μF, 电压指令Udc*=5400V。额定电流Ie=577A(RMS)。开关频率fs=1600Hz。

由图11 和图12 所示的仿真结果可以看出, 两种拓扑结构的输出电流波形基本一致,THD分别为1.7%(NPP) 和1.84%(NPC)。

由图13 和图14 所示波形可以看出: 通过电网电压与交流侧输出电流的对比显示, 两种拓扑结构功率因数基本为1。

5 NPC和NPP拓扑扩容分析

当电路的电压等级进一步提高时,NPP电路拓扑结构可以通过电路中器件的串联提升电压等级, 电路改动较小, 且控制方案不需要较大的改动, 只需要在硬件电路增加驱动就能实现,NPP拓扑通过器件串联提升电压等级的主回路如图所示:

NPC电路提升电压等级时, 与NPP拓扑类比, 每个桥臂由八个开关管组成时, 电路拓扑结构如图14 所示。分析电路特点可知因电平数需要增加, 箝位二极管的数量按照电平数目的二次方快速增加, 母线电压的平衡控制很难实现, 内外开关管的损耗不平衡等问题。上述这些问题对控制系统的实现提出了很多难题, 尤其是在实际应用中, 受到控制系统资源限制等, 此电路应用受到限制。

通过对比分析可知, 在拓扑结构和控制方案实现难度方面都是NPP拓扑更易于实现,NPP拓扑结构更适合于高压大容量的应用场合。

6 结束语

本文通过分析三电平电路的NPP和NPC拓扑工作原理, 说明了两种拓扑结构的优缺点; 同时分析了当电压等级升高后两种拓扑结构的改造方法, 通过对比可以发现,NPP拓扑结构更适合与电压等级升高的情况下使用, 硬件电路变化较小, 且控制方案不需要进行较大改动, 易于实现的优点,NPP拓扑更适用于高压大容量的场合应用。

摘要：随着海上风电机组的功率等级的不断增加,越来越多的整机厂商采用中压等级的机组,而三电平因更低谐波和更好的控制性能得到越来越广泛的使用。分析了采用NPC和NPP拓扑的三电平变流器工作原理,并通过MATLAB进行了两种拓扑的SVPWM仿真验证,仿真结果显示两种拓扑结构输出的电流波形基本一致。针对两种电路的特点进行扩展分析,通过分析说明当电路的电压等级和容量进一步上升时,NPP拓扑结构具有明显的优势,扩容易于实现、控制简单且具有冗余功能,在更高电压等级和更大容量系统中具有一定的优势。

关键词：三电平变流器,NPP,NPC

参考文献

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三电平中压变频器 篇2

三电平二极管中点箝位式(以下简称3L NPC)拓扑结构是高压大功率变频器的主流拓扑结构之一[1]。3L NPC变频器驱动的电机系统中,变频器输出的共模电压会影响电机运行甚至会损坏电机[2]。现有高压大容量3L NPC变频器的滤波方案,国外有采用共模电抗器,如PowerFlex7000系统,国内有采用输出隔离变压器的,如ASD6000系统。对低压小容量电力电子装置,共模抑制方案研究得较多[3,4,5,6],但并非都适用于高压大容量电力电子装置。

对本实验室研发的ASD6000系统,采用的是Δ-Y接线的隔离变压器升压滤波方案,直流母线电压为4500V,实测电机端的共模电压的幅值仍高达275V。如果采用原副边静电屏蔽的变压器设计,则无疑会进一步增加成本。在输出端不接变压器的直接高压型3L NPC变频器中,降低和消除电机端的共模电压及其危害尤为重要。

本文从低压3L NPC变频器出发,旨在为解决高压3L NPC变频器电机端共模电压问题探求一种可行的方式。

2 SHEPWM技术及开关角度求解

常规的SHEPWM[7,8]只能消除6K±1次谐波。本文选择改进型SHEPWM技术,消除4K±1次谐波。从源头上对变频器产生的共模电压分布进行调整,再结合配套设计的共模滤波器,抑制电机端共模电压高频分量。有关使用改进型SHEPWM用于变频器供电的电机共模电压的抑制,现有文献尚未见诸报道。

考虑到在高压大容量电力电子领域,由于开关损耗的限制,开关频率不能太高,一般要求低于1000Hz。本文选择SHEPWM脉冲数N=9。在输出50Hz时,桥臂的开关频率为900Hz;输出频率小于50Hz时,其相应开关频率相应会更低。

一般情况下,对于改进型SHEPWM,在脉冲数N为奇数时,相电压中能消除的最高谐波次数为2N-1。为充分利用开关频率资源,减小电机端差模电压的THD,本文保留了15次共模谐波,而选择消除了19次差模谐波。实际消除的谐波次数为:3、5、7、9、11、13、17和19,兼顾了共、差模滤波器的滤波性能。

消除3倍频谐波的SHEPWM的调制比M最高可为1[9]。本文取M=1,求得开关角度如表1所示:

3 变频器输出共模电压分析

将该SHEPWM算法用于3L NPC实验平台。实验中直流母线电压200V,变频器运行在50Hz稳态。实验中所使用的测量仪器为DL750录波仪,采样频率为10Mps。为便于比较,录波仪的数据经格式转换后用MATLAB软件画出。

图1 是实测结果。

实测波形中,共模谐波脉冲的幅值有稍许波动,这是在瞬态换流过程中,由于开关器件的缓冲吸收回路的电感和线路杂散电感的影响造成的。共模电压的幅值约为33V,为直流母线电压VDC的六分之一。而在采用常规SHEPWM(不消除3倍频谐波)的情况下,共模电压的幅值会达到直流母线电压VDC的三分之一(如N=7,M=1.04)。

变频器输出的共模电压是表征变频器性能的一个重要指标,观察图1 (b)的频谱发现,共模电压包含了3、9次谐波(9次谐波幅值约1.2V),但幅值都比较小。第一个出现的谐波为15次,同时还含有21、27、33和39等次谐波。跟理论分析基本一致。

在一个基波周期内,共模电压的幅值跳变次数(脉冲数)为54,幅值跳变的等效频率为2700Hz,为单管开关频率的6倍。以IGBT的典型上升时间100ns计算,其dv/dt可达 330V/μs。

改进SHEPWM方案并不能降低变频器输出共模电压THD,但改变了共模谐波的分布情况,从而为下面的共模滤波创造了条件。

4输出滤波器设计及电机端共模电压实验结果分析

实验中变频器的负载是一种普通异步电机,额定电压380V,额定功率3kW。上述SHEPWM方案中,变频器输出线电压的THD约为35%,在接至电机前需要进行差模滤波。考虑到本文的共模滤波方案,变频器输出端滤波器的接线图如图2 所示:

其中星接的滤波电容的中点接至直流母线中点O,为共模电流提供旁路。

4.1 共模电抗器及共模等效电路模型

实验中使用的三相圆环状共模电抗器,为非晶材料制成。实测共模电感量为33mH,差模电感量(漏感)接近零。因为漏感太小不足以滤除差模谐波,还必须单独加上差模电抗器。实测差模电感(平均值)约5.75mH。共模电抗器和差模电抗器的实物如图3所示:

在电机的单相等效电路的基础上,建立变频器-电机系统的共模等效电路,如图4所示。

其中:

$L{}_{\text{c}\text{o}\text{m}}=L{}_{\text{c}}+\frac{L{}_{\text{d}}}{3},C{}_{\text{c}\text{o}\text{m}}=3C(1)$

即差模电感量的一部分也作为共模电感,而共模滤波电容是原滤波电容的三倍。Ucom为变频器输出共模电压。Rs′、Ls′、Rr′、Lr′,Lm′分别为Rs、Ls、Rr、Lr和Lm的三分之一。其中Rs、Ls、Rr、Lr分别为异步电机的定子绕组电阻、电感,转子绕组的电阻和电感。Lm为励磁电感,s为电机的转差率。Cpar为电机中性点至直流母线中点的杂散电容,其与变频器与电机的相对位置以及外壳接地等诸多因素有关。实验中由于两者相距遥远,Cpar值极小,在共模的有效频段内阻抗很大,近似开路。根据参数计算得到共模滤波回路的谐振频率约为60Hz。

观察图1 (b)中的谐波分布情况,15次谐波相对靠近共模滤波器的谐振频率,共模滤波器对15次谐波的滤除作用相对较弱,但15次谐波的幅值较小;21次谐波的幅值最大,约为23V,而共模滤波器对21次谐波的滤除作用相对较强。SHEPWM的算法选择与共模滤波器的设计配合较好。

4.2 电机端共模电压分析

图5是进行共模之后,实测到的电机端的共模电压,对应工况为50Hz稳态。未滤波之前的电机共模电压与变频器输出共模电压几乎一样,如图1所示。

图5与图1相比,共模电压的抑制效果非常明显。主要表现在两个方面:

1. 共模电压的幅值大幅度减小:实测共模电压的幅值为3V。经过共模滤波器之后,电机端共模电压下降为原值的1/11。

2. 共模电压的dv/dt 大幅度减小:根据0(b)的实测频谱,根据公式(2),计算得到dv/dt为40V/μs,远小于未滤波前的330V/μs。

$[\text{d}v/\text{d}t]{}_{\max }={\displaystyle \sum _{n=1}^{\infty }U}{}_{\text{n}}\times n\times \omega {}_1(2)$

式(2)是一种非常保守的估计,未考虑各次谐波相位的影响, 属于最坏情况考虑。实际的dv/dt比式(2)的估计值小。由0(b)可见,频谱中含有50Hz基频分量,而且幅值超过其它三倍频谐波。分析表明,这主要是由三个单相差模电抗器的不平衡引起的。差模电感的不平衡使得差模电压转换为共模电压,故共模电压含有基频分量,而共模滤波器的谐振点离基频很近,导致基频被放大。下面进行定量分析。

4.3 滤波器参数不平衡对共模电压的影响

为方便分析,对图6 作如下假设:Ld1=Ld+VL, Ld2=Ld3=Ld,其它参数均对称。只考虑基波的影响,列出KVL方程 ,根据对称关系,有I2=I3,用I1,I2,I3表示的共模电压的表达式如下:

$V{}_{\text{c}\text{o}\text{m}}=\frac{{\rm I}{}_1+{\rm I}{}_2+{\rm I}{}_3}{3j\omega C}(3)$

故求解过程中可将I1+I2+I3整体作为一个变量,联立所有方程式求解得到:

$\begin{array}{l}v{}_{\text{c}\text{o}\text{m}}=\frac{U}{3\omega {}^{2}C\times [\left(L{}_{\text{d}}+VL-\frac{1}{\omega {}^{2}C}\right)}\\ \times \frac{1}{\left(3L{}_{\text{c}}+L{}_{\text{d}}-\frac{1}{\omega {}^{2}C}\right)/VL-L{}_{\text{c}}]}\\ =\frac{U}{3\omega {}^{2}C\times [F(\omega )/VL-L{}_{\text{c}}]}\end{array}(4)$

其中:

$f(\omega )=\left(\frac{1}{\omega {}^{2}C}-L{}_{\text{d}}-VL\right)\times \left(\frac{1}{\omega {}^{2}C}-3L{}_{\text{c}}-L{}_{\text{d}}\right)(5)$

令差模滤波器的谐振频率和共模滤波器的谐振频率分别为ωdr和ωcr,有:

$\begin{array}{l}\omega {}_{\text{d}\text{r}}=\frac{1}{\sqrt{L{}_{\text{d}}\times C}}\approx \frac{1}{\sqrt{(L{}_{\text{d}}+VLd)\times C}}(6)\\ \omega {}_{\text{c}\text{r}}=\frac{1}{\sqrt{L{}_{\text{c}\text{o}\text{m}}\times C{}_{\text{c}\text{o}\text{m}}}}=\frac{1}{\sqrt{(3L{}_{\text{c}}+L{}_{\text{d}})\times C}}(7)\end{array}$

ωdr、ωcr和ω0满足ωdr>ωcr>ω0。f(ω)可写成:

$f(\omega )=\frac{1}{C{}^2}\left(\frac{1}{\omega {}^2}-\frac{1}{\omega {}_{\text{d}\text{r}}^2}\right)\left(\frac{1}{\omega {}^2}-\frac{1}{\omega {}_{\text{c}\text{r}}^2}\right)(8)$

联合式(4)和式(8),可以得到:

① 电感不对称量VL越大,由此引起的基波共模电压幅值越大;

② ωdr和ωcr离基波频率越近,共模电压中基波电压的幅值越大。

图6是共模滤波器空载情况下分析,带电机负载时分析电路如图7所示。

N点至G点 电压VNG即为电机共模电压。可用节点电压法进行求解。解析表达式比较复杂,此处给出用Matlab仿真的共模电压波形,如图8 所示:

可以看出,图8 基波电压的幅值与图5基本吻合。需要指出的是,在负载参数对称和滤波器参数对称的情况下,理论上电机共模电压端的共模电压不含正序和负序分量,共模电压中只含零序分量,而且幅值会更低。

5 结论

本文运用软硬件相结合的方法,研究了3L NPC变频器供电的异步电机共模电压的抑制情况,对比分析了共模滤波前后的实验结果。所得结论如下:

(1) 改进型SHEPWM技术结合共模滤波器,能够有效抑制变频器驱动电机的共模电压,其中滤波电容的中点必须接地。

(2) 在三相差模滤波电感参数不对称的情况下,差模电压可以转化为共模电压。在共模滤波器的谐振点靠近基波频率时,共模电压中基波分量容易被放大,在设计滤波器时需要引起注意。

参考文献

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三电平中压变频器 篇3

提升机是矿井上下运输的咽喉, 它的安全有效运行直接影响矿井的正常生产和工矿企业的经济效益。变频器已广泛应用在三相交流电动机拖动的提升机调速系统中。此文列举的ZJT1-1800KW/3.3KV变频设备采用一台三绕组整流变压器, 在控制方面采用直接转矩控制, 相较于传统的PWM磁通矢量控制, 逆变时每只IGCT的开关状态都是单独地由磁通和转矩的值决定的, 而不是象传统PWM磁通矢量传动中预先确定的矩阵来控制开关状态。在逆变环节中采用先进的集成门极换流型晶闸管IGCT, 可进一步实现跳闸快, 低损耗的要求。对系统运行中磁链、转速、转矩等物理量用MATLAB软件进行仿真。基于《煤矿安全》规程规定, 此设备在电动机缺相、过载、过压等保护环节都做了充分的考虑和合理布置, 使整个矿井提升机变频调速系统达到安全稳定, 高效节能的要求。

1 系统设计

1.1 输入部分三电平式设计

从结构上看, 目前煤矿中使用的变频调速装置有交-直-交和交-交二种。不管是哪种, 其调速原理都是从电动机特性出发的。众所周知, 交流电动机转速的表达式为:

其中:f——定子供电电源的频率;

p——电动机的极对数;

s——电动机的转差率。

由上式可知, 当平滑地改变f时, n也可得到平稳的改变。所以, 变频调速技术的关键是如何获得频率可变的大功率供电电源。

本矿用防爆变频器采用一台三绕组整流变压器, 其短路阻抗为6%, 绝缘等级H级, 三绕组整流变压器的二个次级绕组采用△和Y接法, 两组二次绕组对应线电压之间的相位差为π/6, 进线侧形成12脉冲配置, 有效地降低了整流器产生的谐波电流。若输出侧同时配置正弦波滤波器, 可以完全消除整流器产生的谐波。变压器的2个次级绕组分别向变频软启动控制器二台整流单元供电。设备连接如图1所示。

三电平变频器相对于传统的两电平而言, 可以使主开关器件的电压降低一半。由于输出多了一个电平, 可以使du/dt降低一半, 从而使输出电压谐波减小, 电动机的温度大大降低, 所有这些优点, 特别适合于煤矿井下3300V以上大容量的调速系统。

1.2 控制策略采用直接转矩控制

直接转矩控制 (DTC) 是交流传动的一种独特的电动机控制方式。与著名的矢量控制的方法不同, 它不是通过控制电流、磁链等量来间接控制转矩, 而是把转矩直接作为被控量, 直接控制转矩。因此, 它并非极力获得理想的正弦波波形, 也不专门强调磁链的圆形轨迹。相反, 从控制转矩的角度出发, 它强调的是转矩的直接控制效果, 因而, 它采用离散的电压状态和六边形磁链轨迹或近似圆形磁链轨迹的概念。

直接转矩控制直接在定子坐标系下分析交流电动机的数学模型、控制电动机的磁链和转矩, 既不需要模仿直流电动机的控制, 也不需要为解耦而简化交流电动机的数学模型, 省掉了矢量旋转变换等复杂的变换与计算。因此, 它所需要的信号处理工作特别简单, 所用的控制信号使观察者对于交流电动机的物理过程能够做出直接和明确的判断。

直接转矩控制的逆变器开关状态由电动机的核心变量磁通和转矩直接控制。测量的电动机电流和直流电压作为自适应电动机模型的输入, 该模型每25μs产生一组精确的转矩和磁通的实际值。电动机转矩比较器将转矩实际值与转矩给定调节器的给定值作比较, 磁通比较器将磁通实际值与磁通给定调节器的给定值作比较。依靠来自这两个比较器的输出, 优化脉冲选择器决定逆变器的最佳开关状态。直接控制转矩原理框图如图2所示。

此外, 直接转矩控制中, 每只IGCT的开关状态都是单独地由磁通和转矩值决定的, 而不象传统PWM磁通矢量传动中预先确定的矩阵来控制开关状态。直接转矩控制技术可以使变频器在不需要安装速度反馈设备的条件下对标准的鼠笼感应异步电动机转速进行精确控制, 使用户免去繁琐的光码盘或测速电机设备的安装与维护工作。直接转矩控制与磁通矢量控制的技术性能对比见表1。

1.3 逆变部分配置

本系统逆变部分采用集成门极换流型晶闸管IGCT, 它具有IGBT ( 绝缘门极双极性晶体管) 的高开关频率特性;可关断晶闸管GTO的高阻断电压和低导通损失率特性。因此IGCT继承并超越了IGBT 技术和GTO技术, 无须很大的冷却设备, 从而使系统结构更简化, 体积更小, 效率更高。

IGCT同时还具备以下特点:续流二极管集成一体;无须能量吸收回路;门极电路与功率器件集成一体。IGCT器件的所有这些优势都使得3.3 kV级别的变频设备比使用传统晶体管的变频设备显得更加紧凑合理, 功率模块更简化, 可靠性更高。某ACS系列变频器中IGCT主要技术指标见表2。

2 系统硬件及软件实现

2.1 系统采用直接转矩控制后的总体硬件布局

由图3可见, 通过大电容C1滤波储能等效为恒定的电压源, 逆变器将直流电变换成交流电向异步电动机供电。逆变器采用智能功率模块IGCT, 其栅极的驱动信号由DSP构成的控制电路来提供。在电容与直流电源的充电回路中串入适当的电阻来限制开始时的充电电流, 当电容上的电压达到一定值时把电阻R1切除, 防止工作时限流电阻上的功率损失, 同时避免限流电阻长期串入电路中增加不必要损耗。

电路中平波电容器C1起着储能平波的作用, 当负载工作在再生制动状态下时, 用来吸收逆变器的反馈能量。电容C2、二极管D1和电阻R4构成一个典型的吸收缓冲电路。主电路工作时, 因为功率器件开关频率很高, 开关动作时会在直流环节中产生电流突变, 若直流环节存在电感, 则可能在功率器件两端产生很大的尖峰电压, 吸收缓冲电路的作用就是吸收消除此尖峰电压。电容电压的检测用R2和R3分压进行, 分别控制继电器K1和过压保护电路。电动机在发电制动时, 由电容C1储存电能, 并向蓄电池充电。当C1两端的电压过高时 (即产生泵升电压时) , 开通并联的IGCT, 多余电能由制动电阻消耗。

2.1 系统软件实现

直接转矩控制算法的DSP程序结构大致分为两部分:主程序和中断服务程序。其中主程序主要完成对功能模块进行初始化, 设置参数, 为各个中断驱动的控制任务开放中断, 执行中断服务子程序, 流程如图4所示。

DSP初始化模块主要包括对程序中所用到DSP的寄存器、常量、变量的定义, 电动机参数的设定, AD模块、定时器模块、PWM模块的初始化等, 初始化模块如图 5 所示。

3 系统运行MATLAB仿真

仿真主要参数:三相异步电动机额定输出轴功率P=1800kW, 额定电压3300V, 额定电流376A, 额定转速1410r/min, 极对数为2, 输出频率50～60Hz, 开关频率1kHz电动机额定角速度w=2π×1410/60=147.655rad/s。

结论分析:图6给出了定子磁链矢量的运行轨迹;图7中可以看出转速在不到0.1s的时间内就稳定了, 且超调量小;图8说明转矩的响应速度快, 不到0.05s的时间内就达到上限值, 最后转矩稳定在负载转矩附近较小的范围内。由仿真结果可以看出电动机在启动、稳定运行状态中, 转矩的动态、稳态响应都比较好。

4 保护环节

电动机缺相保护:

缺相功能监视电动机电缆的连接状态。在电动机启动过程中尤为重要:如果检查出电动机有缺相, ZJT1-1800/3.3Z 将拒绝起动。在正常运行期间, 缺相功能还能检测电动机的连接状态。为实现该功能, 电动机的运行频率必须大于一个最小值。当检测到电动机缺相将产生跳闸。

过载保护:

ZJT1-1800kW/3.3kV检测电动机电流的三相均方根值并和设定的三相极限值比较。还可以设定每相极限值的启动延时。当检测到过载时, ZJT1-1800kW/3.3kV将显示报警信息并关闭逆变器停止运行。

过压保护:

通过直流母线正负极电压来检测是否出现直流过压现象。如果该电压值超过额定值的130%, 将产生过压跳闸。在变频器已经跳闸的情况下, 极少情况能够导致电动机进入自激励模式, 造成直流母线电压持续增大。如果出现这种情况, 当直流母线电压超过额定值的135% 时, 将产生第二级过压跳闸, 使内部的6个IGCT 同时导通, 将电动机绕组有效地旁路掉。这就消除了导致直流母线电压上升的自激电压。为了提供最高的可靠性, 在软件和硬件冗余 (140%) 中都采用了第二级跳闸。

过流保护:

ZJT1-1800/3.3Z 的过流极限是变频器额定电枢电流的2.2 倍。如果超过该值将会引起跳闸。

逆变短路保护:

实时检测逆变器的状态, 确保没有发生短路。一旦检测到逆变器短路, 系统将立刻跳闸。

5 结语

本文讨论的设计方案已应用到煤矿隔爆兼本质安全的变频设备中, 很好地满足了矿山生产的需要, 达到了预想的效果。系统的最大特点在于控制方法上采用了三电平直接转矩控制, 逆变部分则运用了高端的IGCT晶闸管, 这些设计使设备集高性能、高可靠性、高效率和高空间效用等优点于一身。从运行仿真效果和各保护环节也可以看出, 此设备的安全性和合理性较之以往采用传统控制方法的变频设备有了很大提高。

参考文献

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[5]祝龙记, 张磊, 过希文.大功率同步电机直接转矩控制系统[J].电力电子技术, 2006, (6) .

[6]王兴贵, 李国华.异步电动机直接转矩控制系统仿真研究[J].微电子, 2007, 40 (3)