三电平中性点钳位

三电平中性点钳位（共3篇）

三电平中性点钳位 篇1

0 引言

中国高速动车组主变流器主要分为两类:以CRH2为代表的三电平结构和以CRH1,CRH3等为代表的两电平结构。相比于两电平变流器,三电平变流器具有网侧电流谐波含量低、相同直流侧电压等级情况下开关管电压承受值降低一半等优点[1-2]。但由于三电平中性点钳位(neutral-point-clamped,NPC)逆变器自身结构原因,直流侧中点电位不可避免地会漂移[3-6]。中点电位不平衡问题可从硬件电路和软件算法两方面解决,而考虑到成本与灵活性,从优化调制算法的角度来控制中点电位平衡更具优势[7]。

文献[3]在60°坐标系下对空间矢量脉宽调制(space vector pulse width modulation,SVPWM)算法进行改进,提高了运算速度,而且九段式矢量作用对中点电位控制有较好的效果。 但九段式SVPWM与七段式SVPWM相比,其等效开关频率较七段式提高了1.33倍,因此开关损耗较大。文献[4]增加了2个控制开关器件以控制中点电位平衡,但增加了硬件体积及成本。文献[5]仅采用中点电位平衡因子对中点电位进行控制,中点电位平衡后存在一定振荡。文献[6]对中点电位振荡进行研究,分析中点电位振荡是由小矢量和中矢量引起,并指出中点电位振荡频率为三倍基波频率,但未分析振荡幅值及中点电位控制对负载的影响。 文献[8-9]对中点电位低频振荡进行分析,并给出了消除低频振荡的控制算法,但忽略了该算法对负载电流谐波的作用。

三电平NPC逆变器中点电位控制有多种方法,改变小矢量的作用时间为常见的控制手段[10-11],或采用模糊、预测控制等方法提升系统响应速度[12-14]。在调制度较大时则可采用合成矢量的方式来削弱中矢量对中点电位的影响[15-16]。三电平NPC逆变器中点电位平衡仍然存在以下缺陷:①脉宽调制(PWM)算法会引起中点电位低频振荡,国内外文献较少将中点电位控制算法对中点电位振荡的影响进行定量分析;②电流总谐波畸变率(total harmonicdistortion,THD)等指标的数学表示形式较为复杂,国内外文献鲜有对中点电位控制与负载波形谐波之间的联系进行深入研究。

本文首先介绍了基于平衡因子k的中点电位控制方法,分析了2种传统SVPWM算法引起的中点电位低频振荡现象,并给出一种改进的SVPWM算法;然后针对中点电位不平衡的控制问题,在控制中点电位振荡幅值的前提下,为获得最小THD含量的负载电流,提出了一种中点电位控制误差环宽设计方法;最后对所提出的SVPWM算法和中点电位控制算法进行了计算机仿真和基于TMS320F2812+dSPACE1006的半实物实验测试。

1 中点电位控制器设计

三电平NPC逆变器空间矢量图由27个基本矢量组成,并可划分为6个大扇区、24个小扇区,如图1所示。

由于三电平NPC拓扑结构的逆变器存在着直流侧中点电位不平衡问题,因此,在调制算法中通过合理分配冗余小矢量的作用时间,可实现中点电位控制功能。冗余小矢量作用时间的分配取决于流出中性点电流io和中点电位误差udiff,udiff定义为直流侧上下两电容的电压差。为了确定流出中性点电流io的大小和方向,首先定义一个开关函数。sj与桥臂状态变量Sj(j=a,b,c)的对应关系为:

则流出中性点电流io和中点电位误差udiff可以表示为:

式中:ij(j=a,b,c)为三相负载电流。

若中间直流侧2个电容值相等,电容值为C,则中点电位误差udiff可表示为:

以第1扇区内的小扇区Ⅲ为例来说明冗余小矢量的分配原则,如图2所示。

当合成电压矢量uref位于扇区Ⅲ时,uref可由V1,V2和V3合成,其作用时间分别为T1,T2和T3。其中,矢量V3有2个冗余小矢量onn和poo。定义一个中点电位平衡因子k,且满足0

1)当中点电位udiff=0时,取k=0.5,则矢量poo和onn的作用时间相同。

2)当ia0udiff>0时,取k<0.5,则增大矢量poo的作用时间,减小矢量onn的作用时间。

3)当ia0udiff<0时,取k>0.5,则减小矢量poo的作用时间,增大矢量onn的作用时间。

因此,该中点电位控制的基本原理是通过判断流入中性点电流方向和中点电位误差,对中点电位平衡因子k的大小进行调节,从而重新分配控制冗余小矢量的作用时间,以达到直流侧两电容上电压平衡的目的。

2 调制算法对中点电位振荡幅值的分析

在每个大扇区下的Ⅰ,Ⅱ两个小扇区中,冗余矢量一共有两对。以扇区1内的Ⅰ小扇为例,矢量onn与poo为一对冗余矢量,矢量oon与ppo为另一对冗余矢量。该扇区的七段式矢量顺序共有两种模式,如下所示。且定义开关顺序①为第1种调制模式,开关顺序②为第2种调制模式,以下标区分:①onn→oon→ooo→poo→ooo→oon→onn;②oon→ooo→poo→ppo→poo→ooo→oon。

在开关频率fs远大于调制频率f时,可近似认为在一个开关周期Ts内三相负载电流基波值ia0,ib0和ic0保持不变,由式(2)和式(3)可得在一个开关周期Ts内中点电位变化量Δudiff1和Δudiff2分别为:

因此,在一个开关周期内,中点电位将发生偏移,且中点电位变化量Δudiff随调制模式的不同而不同。在第1大扇区第Ⅰ小扇区内,不进行中点电位控制,即k=0.5时,在一个开关周期Ts内中点电位变化量Δudiff1及Δudiff2分别为:

由调制波和负载电流的波形周期性不难证明,在三分之一个调制周期内,中点电位总变化量为零。因此,在中点电位初始不平衡的情况下,只有通过中点电位控制才能使其平衡。

为有效减小中点电位变化量幅值,当合成电压位于Ⅰ,Ⅱ小扇区时,构造第3种调制模式。第3种调制算法的开关顺序与第N种调制算法的等价关系由合成电压矢量uref的角度ø决定,角度ø与N的关系如式(6)所示:

式中:k=0,1,…,5。

由式(5)和式(6)分析可得,若开关频率fs远大于调制频率f,设调制度m<0.433,负载功率因数角θ满足0<θ<π/6,则3种调制模式对应的中点电位误差幅值A1,A2和A3的计算公式如下:

式中:Udc为直流侧电压值;ω为调制波角频率;ZL为每相等效负载阻抗。阻抗ZL与等效负载电阻RL及电感LL的关系为:

由式(7)可知,在负载功率因数角θ满足0<θ<π/6的情况下,第3种调制算法引起的中点电位误差幅值A3最小,该调制算法优于前两种调制算法。同时,第3种调制算法下直流侧电容上电压更为均衡,由直流侧电容电压不平衡而引起的电流负载谐波含量也相应减小,负载电流THD值也将更小。

3 中点电位环宽控制

三电平NPC逆变器在工作过程中,由于输入电压波动、负载参数变化等多方面因素的影响,中点电位会随之发生变化。因此,只有通过中点电位控制才能将其控制平衡,以满足逆变器及其负载正常工作的要求。且第2节中给出的第3种调制算法在中点电位平衡下中点电位误差幅值最小,电流谐波含量较低,本节以该算法为研究对象进行展开。

在本文第2节中,介绍了中点电位可通过对中点电位平衡因子k的设置进行控制。而当k≠0.5时,调制波的平衡性将被打破,只要udiff≠0,就对调制波进行调整。但冗余小矢量的分配不均将造成负载电流谐波含量的增加。而且当k=1或k=0时,负载电流THD值最大。负载电流THD值将直接影响逆变器负载的工作状况,使负载不能正常工作,尤其当负载为电机时,电机输出转矩将发生严重抖动,甚至损坏电机。由式(4)可知,当k越接近0.5,每个开关周期对中点电位控制就越小,从中点电位不平衡至平衡的控制时间也越长。

为了既保证负载电流最小的谐波含量,又使中点电位从不平衡至平衡的控制时间较小,本文提出了中点电位误差的环宽控制算法。定义给定中点电位误差环宽为UdiffM,使反馈的udiff及中点电位平衡因子k满足以下条件:

UdiffM值的选择对环宽控制起决定性作用,当UdiffM较小时,中点电位不平衡能得到较好的抑制,但由于onn/poo等小矢量对作用时间的频繁改变,随之造成负载电流THD值较大,当UdiffM=0时,负载电流THD值最大;当UdiffM较大时,onn/poo等小矢量对作用时间接近,开关矢量作用时间较为平衡,负载电流THD值较小,但中点电位误差会在±UdiffM的范围内抖动,中点电位不能得到较好的控制。一般情况下,中点电位平衡时中点电位幅值A与直流侧电压值Udc比值小于2%,而此时尽可能地降低中点电位控制对负载的影响成为主要因素。

根据分析可知,取UdiffM=A时,中点电位误差幅值为A,负载电流谐波含量最低,则可有效地降低中点电位控制对负载的影响。

4 计算机仿真与半实物实验研究

为验证3种不同调制算法对中点电位幅值和负载电流谐波含量的影响,及中点电位环宽控制对中点电位平衡和负载电流谐波含量控制的有效性和可行性,本文分别通过MALTAB/Simulink软件和dSPACE半实物平台对3种调制算法及环宽控制算法进行了仿真与实验研究。取每相负载电阻RL=10Ω、负载电感LL=10 mH,直流侧电压Udc=3 000V,直流侧电容C=3.3 mF,调制波角频率ω=157.08rad/s,开关频率fs=1kHz。

在调制度m=0.4时,由式(7)和式(8)计算得到3种调制模式下中点电位误差幅值A1=29.67V,A2=33.42V,A3=14.15V。图3和图4分别给出了3种调制模式下中点电位误差仿真与实验波形。

由图3所示的仿真波形可知,中点电位误差为A1s=34.42 V,A2s=37.55 V,A3s=16.46 V;由图4所示的实验波形可知,中点电位误差为A1e=34.72V,A2e=35.95V,A3e=17.79V。计算值与仿真结果保持一致,实验结果与仿真结果相对误差分别为0.87%,4.26%,8.08%,仿真值与实验值基本相同。仿真与实验结果保持一致,证明了理论计算的正确性。

图5(a)和图5(b)分别给出了仿真与实验下3种调制算法的中点电位变化量幅值与调制度m的关系曲线;图6(a)和图6(b)分别给出了仿真与实验下3种调制算法的负载电流THD含量与调制度m的关系曲线。

由图5和图6所示的仿真及实验结果可知,在第3种调制模式下,中点电位误差幅值最低、负载电流谐波含量最低。仿真中,中点电位误差幅值最高降低69.27%,THD值最高降低2.65%;实验中,中点电位误差幅值最高降低69.65%,THD值最高降低4.31%。第3种调制算法优于第1种和第2种调制算法。同时,实验结果与仿真结果保持一致。

为验证平衡因子k取值对负载电流谐波的影响,图7给出了第3种调制算法在调制度m=0.4时不同k值下负载电流THD值的变化情况。由图7所示仿真和实验曲线可知,在相同的调制算法及调制度下,负载电流谐波含量随k接近0.5而减小。同时,由第4节分析可得,当k取0或1时,负载电流THD值最大,且曲线关于k=0.5轴对称。

为验证中点电位环宽控制算法的有效性,图8从仿真和实验给出了在第3种调制模式调制度m=0.4和k=0或1时,不同的环宽设定值UdiffM下,系统稳定后中点电位误差平均值udiffavg和负载电流的谐波含量THD值的对比。

由图8可知,中点电位平均误差值udiffavg随给定环宽的增大而增大,负载电流THD值随环宽给定值的增大而减小。同时,由图3可知,该条件下中点电位误差幅值A3为16.46V,且当UdiffM=A3时既保证了中点电位误差平均值较小,又使负载电流THD值最小,中点电位环宽控制能有效降低负载电流的总谐波含量,且实验波形与仿真波形保持一致。

为测试中点电位环宽控制的性能,直流侧电容C1上电压uc1的初始值设为1 600V,电容C2上电压的初始值uc2设为1 400V,初始中点电位不平衡。图9(a)和图9(b)分别为仿真及半实物实验下直流侧电容电压uc1和uc2的波形。由图9(a)仿真波形可知,该中点电位控制策略在约0.012s内将直流侧电压误差降低为0;由图9(b)实验波形可知,该中点电位控制策略在约0.013s内将直流侧电压误差降低为0。实验波形与仿真波形基本相同,仿真与实验结果都验证了该中点电位控制策略具备了直流侧两电容的电压平衡能力。

5 结语

中点电位不平衡为NPC结构三电平逆变器的固有缺点,且中点电位平衡控制方法与中点电位振荡误差幅值、负载电流谐波含量又有着密切关系。因此,本文以二极管钳位型三电平NPC逆变器为研究对象,首先揭示因调制算法引起的中点电位振荡现象,比较3种调制算法对中点电位振荡及负载电流THD值的影响,并从理论上推导了各种调制算法的中点电位振荡幅值计算公式。然后以同时满足中点电位控制和负载电流最小THD值为目的,提出了基于中点电位环宽控制的调制算法。MALTAB/Simulink仿真和dSPACE半实物平台的实验研究结果表明,基于环宽控制的调制算法在不同调制度下,当中点电位环宽值为中点电位振荡幅值时,不但中点电位能达到平衡,而且负载电流的THD值最小。

摘要：针对电力牵引三电平中性点钳位(NPC)逆变器系统,首先分析了因调制算法引起的中点电位振荡现象。然后分别比较两种传统空间矢量脉宽调制(SVPWM)算法对中点电位振荡及负载电流总谐波畸变率(THD)的影响;在此基础上,以中点电位平衡控制和最小负载电流THD含量为目的,提出了一种基于中点电位环宽控制的SVPWM算法。最后,通过MALTAB/Simulink软件仿真和dSPACE半实物平台实验研究,对3种调制算法下中点电位及负载电流THD值进行对比分析。计算机仿真与半实物实验结果表明,中点电位环宽控制方法不但能平衡直流侧中点电位,而且能有效地减小负载电流THD含量。

关键词：中性点钳位逆变器,中点电位振荡,总谐波畸变率,中点电位环宽控制

三电平中性点钳位 篇2

随着工业发展对大容量高压变频装置的需求越来越高,传统的两电平结构已无法满足应用要求[1],三电平结构日益受到业界青睐。目前,三电平整流器的控制器以双闭环PI控制器为主,利用电流交叉反馈和电压前馈实现解耦,控制方法简单,控制效果很好。但是,它属于线性控制方法,只适用于期望点附近,且需整定两组PI参数。无源混合控制器基于能量收敛原理,仅电压外环使用PI控制,既可加速动态响应,又可解耦交流侧电流。文献[2,3,4]从能量角度建立了4线制、三线制三电平NPC VSR双EL数学模型,设计了无源混合控制器,达到了对整流器进行控制的目的。但是,其能量函数与拓扑结构不一致。为解决该问题,本文引入文献[5]的直流侧双负载形式,文献[6]中的SVPWM调制方法,文献[7]中的中点电位平衡策略,文献[8,9]中的无源控制理论,文献[10]中的典型II型系统PI参数整定方法,建立了具有标准EL方程形式的数学模型;改进了电流内环使用的无源控制律,使交流侧电流解耦。

2 三电平双负载NPC VSR的数学模型

2.1 三电平双负载NPCVSR的拓扑结构

三电平双负载NPC VSR的主电路如图1所示。为建立数学模型,现假设如下:

1)开关管为理想开关;

2)三相正弦电源平衡、三相滤波阻抗参数相同;

3)电容器均无等效串联电阻且参数相同,两负载为纯电阻。

Sij(i=a,b,c,j=1,2,3,4)为整流器开关管Tij的开关函数,表明开关管Tij的状态;桥臂i与直流母线P,o,N端的等电位情况对应3组开关函数。直流母线端电压为udc(udc=ucC1+uuC2),直流母线中点电压波动为Δudc(Δudc=uuC1-uuC2)。桥臂电压为uio=Si1uC1-Si4uC4,开关函数、桥臂函数与桥臂电压的关系见表1。

2.2 从结构上推导三电平双负载NPC VSR在dq坐标系下的数学模型

由图1中主电路的电压电流关系、基尔霍夫定律,可得三电平双负载NPC VSR在三相abc坐标系下的数学模型为

经等量变换并忽略0轴分量后,有

2.3 从能量上推导三电平双负载NPC VSR在dq坐标系下的数学模型

基于能量在磁场、电场之间的交换及能量在这一变换过程中的损耗,现分析如下:

磁场能为

电场能为

能量耗散为

其中

整流器的输入为

拉格朗日函数为

系统总储能为(无初始储能)

整流器的EL方程为[7]

将式(4)～式(9)代入式(10),得三电平双负载NPC VSR在三相静止abc坐标系下的数学模型为

经等量变换并忽略0轴分量后,可得到与式(2)完全一样的数学模型。可见,从能量角度和结构上建立三电平双负载NPC VSR模型都是可行且等效的。其矩阵方程形式为

其中

因为M,R均为正定对角阵,J为反对称矩阵,所以式(12)为三电平标准EL模型。

2.4 三电平双负载NPCVSR的能量分析

整流器在两种坐标系下的能量关系如表2所示。

表2中带上标变量为dq坐标系下的等效参数值。由表2中数据可知,使用等量变换时,交、直流侧的电路元件发生了等效变换;dq坐标系下的整流器能量(磁场能、电场能、能耗、总储能)是abc坐标系下的整流器能量(磁场能、电场能、能耗、总储能)的2/3。

dq坐标系下的系统总储能表示成矩阵形式为

3 三电平双负载NPC VSR的控制器设计

3.1 双闭环PI控制器[8]

电压外环为

电流内环为

PI参数由典型Ⅱ型系统参数整定方法确定。

3.2 无源混合控制器

3.2.1 系统无源性及收敛性[9]

令xe=x-x*(x*是系统变量的期望值,,uDCR是直流母线端电压的给定值),则相应的误差能量函数为

相应的三电平双负载NPC VSR在两相同步旋转dq坐标系下的标准误差EL模型为

标准误差EL模型的误差能量函数He对时间的导数为

由于R是正定对角阵,则;把视为能量供给率,则三电平PWM双负载整流器的标准误差EL模型是严格无源的。

令m=0或m-Jxe=0,则有

为了加快系统能量的收敛速度,尽快达到稳定状态,可以注入阻尼。将Rd=R+Ra(Ra为注入系统方程的虚拟阻尼)代入式(17)得到三电平PWM双负载整流器在两相同步旋转dq坐标系下的阻尼注入标准误差EL模型为

其中

注入阻尼后,Rd也是正定对角阵,能量变化速率变为

可见,阻尼注入标准误差EL模型也是无源的。

令v=0或v-Jxe=0,其能量变化率为

3.2.2 无源控制器(内环)

由v-Jxe=0得控制律为

桥臂电压为

将式(24)代入式(2)有

3.2.3 PI控制器(外环)

在式(23)所示控制律的作用下,系统的稳态方程为

则d轴电流稳态期望值为

3.3 中点电位平衡策略

在一个开关周期内,中点电位的波动为

中点电位平衡控制的原则就是,用本开关周期注入中点的电荷抵消上一周期残存的电容不平衡电荷。电荷抵消通过改变正、负小矢量在一个开关周期内的导通时间来实现,即改变调节因子f。

3.3.1 本开关周期内注入中点的电荷Q

开关周期内产生的中点注入电荷如图2所示。

由图2可知,本开关周期内注入中点的不平衡电荷为。

T0(T0=T0++T0-)表示正、负小矢量在一个开关周期内的导通时间。

因为开关频率远大于工频50 Hz,故认为交流侧三相电流在一个开关周期Ts内为恒值,积分运算可变为线性求和运算。

3.3.2 上一开关周期残存的电荷Q0

开关周期结束时的中点残存电荷如图3所示。

由图3可知,残存电荷为

3.3.3 中点电位平衡条件

以图4所示I扇区3小区为例,其7段矢量转换序列为onn→oon→pon→poo→pon→oon→onn,onn对应导通时间T0+,poo对应导通时间T0-,oon对应导通时间T1,ooo对应导通时间T2,则有

4 三电平双负载NPC VSR的仿真研究

4.1 仿真参数

使用Simulink中电力电子元件库搭建如图5所示的三电平PWM双负载整流器无源混合控制系统仿真模型。仿真参数如下:

1)三相对称正弦电源,相电压220 V,工频f=50 Hz;

2)交流侧线路阻抗,电感L=16 mH,电阻R=0.3Ω;

3)直流侧稳压元件,电容C1=C2=C=2 200μF;

4)额定负载,RL1+RL2=100Ω;

5)调制频率,fs=5 kHz;

6)直流侧稳态期望值,;

7)功率因数,为基波功率因数);

8)注入阻尼,ra=100Ω;

9)无源混合控制器的PI参数,kP=0.08,k1=0.72;

10)双闭环PI控制器的PI参数,,.

4.2 平衡双负载仿真结果

平衡双负载的仿真结果(RL1=RL2=50Ω)如图6所示。由图6a、图6b、图6d和图6e表明,无源混合控制器的交流侧正弦化程度、功率因数及直流侧动态响应、稳态跟踪性能与双闭环PI控制器相当;图6c表明无源混合控制器的交流侧电流谐波畸变率小于双闭环PI控制器。

4.3 平衡双负载在t=0.4s突降50%的仿真结果

平衡双负载阶跃突降50%的仿真结果(RL1=RL2=50)如图7所示。图7a和图7b表明无源混合控制器的交流侧功率因数、电流谐波畸变率优于双闭环PI控制器;图7 c和图7d表明直流侧动态响应、稳态跟踪性能与双闭环PI控制器相当。

4.4 平衡双负载在t=0.4 s突升50%的仿真结果

平衡双负载阶跃突升50%的仿真结果(RL1=RL2=50)如图8所示。对比图8a和图8b,图8c和图8d,可以看出,无源混合控制器的交直流侧性能与双闭环PI控制器相当。

4.5 不平衡双负载仿真结果

不平衡双负载的仿真结果(RL1=30Ω,RL2=70Ω)如图9所示。

图9a、图9b、图9d和图9e表明,无源混合控制器的交流侧正弦化程度、功率因数及直流侧动态响应、稳态跟踪性能与双闭环PI控制器相当;图9c表明无源混合控制器的交流侧电流谐波畸变率稍小于双闭环PI控制器。

4.6 控制器性能对比

控制器性能对比表如表3所示。

5 结论

仿真结果表明,无源混合控制器的交流侧性能要优于双闭环PI控制器,两者的直流侧控制性能相当。这是因为无源混合控制器使用了可调节大小的虚拟阻尼,虚拟阻尼可使整流器系统的电流谐波畸变更小,功率因数更高。但是,这两种控制器对不平衡负载的适应范围都是有限的,取额定负载为100Ω时,上下电阻的变化范围是±40%,超过这一范围,两种控制器都无法满足控制要求。

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三电平中性点钳位 篇3

当前国际上正在研究单机功率超过10 MW的超大功率直驱风电变换系统,这种系统主要被应用于海上风电场。与双馈感应发电机(DFIG)系统相比,永磁直驱风电系统省去了变速箱,系统的可靠性和效率大大提高,而且更容易实现低电压穿越(LVRT)。但是由于10MW功率等级很高,传统的690V/960V低压变换方案已经不适用,因此当前研究重点主要集中于中高压领域[1-5]。

对于如何实现一个10 MW及以上等级的中高压功率变换系统,国际上相继提出了一些具体的技术方案,主要包括三类。

1)在10kV以内的中压领域,采用中点钳位(NPC)多电平背靠背变流器方案。为了较好解决传统三电平(简称3L)和五电平(简称5L)变流器固有的电容中点平衡问题,一些文献提出了基于多相发电机或升压变压器开路绕组(open winding)+多电平NPC或H桥的变流器拓扑[1，6]。但是受到功率半导体器件(例如绝缘栅双极型晶体管(IGBT))电压和电流等级的限制,目前单一的3L和5L变流器的容量都无法达到10 MW以上等级的需求,除非采用变流器并联技术或器件并联技术,这使得整个变流装置的结构和控制技术变得比较复杂,大大影响了装置的可靠性。

2)在10kV及以上高压领域,有些文献研究一种基于多相永磁同步发电机(MPPMSG)正交绕组+有源二极管整流器和级联H桥逆变器的风电变换方案[2-3]。这种技术有效利用了级联H桥逆变器的优点,即模块化的结构以及阶梯波合成方式带来的高变换效率,同时通过发电机多绕组连接有源整流器的设计提供了级联H桥逆变器所需要的隔离直流电源。但是,这种方法也存在一些缺点,例如整个变流器需要数量较多的有源开关和直流电容器,体积和成本较高;其次,由于采用发电机的相绕组来整流,因此严重的三次谐波问题需要在控制中加以解决;第三,由于发电机侧整流器必须维持H桥逆变器的隔离电压的稳定,因此发电机的变速控制必须通过H桥逆变器侧的控制来完成,这样就在速度闭环内引入了大的直流环节,使系统的动态响应能力受到影响。

3)国际上还提出了把单机机组通过高压直流(HVDC)母线并联构成海上风电场的技术方案[4-5，7]。这种方案利用高压直流母线来传输功率,使风电机组机舱内的背靠背变流器结构(即AC-DC-AC)简化为AC-DC结构,而且省去升压变压器,有利于提高系统整体效率和可靠性。 而在HVDC输电领域,传统采用的基于晶闸管的电流源变流器(CSC)技术存在谐波很大和逆变颠覆等问题,故新型基于全控开关的电压源变流器(VSC)技术在轻型HVDC系统中的应用得到了普遍的重视[8]。

本文针对现有具有轻型HVDC传输线的海上风电变换方案的缺点,提出了一种改进的具有飞跨电容辅助桥臂的三电平中点钳位(3L-FC-NPC)逆变器的拓扑结构,仿真分析和实验验证了所提出的控制方案的有效性。

1 海上风电变换方案

本文提出了一种具有轻型HVDC传输线的海上风电变换方案,如图1所示。这种方案的主要特点是在海上风电机组的机舱内采用多相永磁同步发电机产生隔离的三相绕组,它们分别连接直流侧串联的单极性Vienna整流器单元来实现高压整流(AC-DC);相似的原理,在岸上变电站中则采用多相变压器提供隔离的三相绕组并分别连接直流侧串联的双向电压源逆变器(VSI)单元来实现高压逆变(DC-AC)。这种方案的主要优势是通过标准结构的VSC单元串联来产生高压直流,从而可以灵活配置系统的电压等级和容量;在控制上,只需要满足各个串联单元输出功率的均衡,就能维持各串联段直流电压的平衡。拓扑结构比较复杂的DC-AC逆变器被移到岸上变电站内,因此降低了对装置安装空间的要求,提高了装置配置的灵活性,同时对逆变器装置的维护也更方便和及时。

针对图1所示方案,如何设计出高可靠性、高效率和低谐波的网侧高压逆变器是目前研究的重点之一。电网侧的VSI单元常用的电路拓扑有2L逆变器、NPC多电平逆变器、飞跨电容(FC)多电平逆变器和级联H桥多电平逆变器等,但是从效率、成本和电容中点平衡控制的难度方面进行折中考虑,3L-NPC逆变器是比较适用于图1 所示HVDC风电系统的电路拓扑。因为飞跨电容多电平逆变器需要数量较多的电容器而很少在实际中应用,而级联H桥逆变器同时需要多个隔离直流电源,因此也不适合在HVDC系统中应用[9-10]。 相对于2L逆变器,3L-NPC逆变器不仅在耐压等级、有源开关和无源器件数上具有明显优势,同时其谐波性能和损耗性能(特别是开关损耗)也大大优于2L逆变器;而相对于5L-NPC逆变器,3L-NPC逆变器所需钳位二极管数目较少,同时需要平衡的电容中点仅为1个,而不是3 个。这样3L-NPC逆变器进行中点平衡控制的附加开关电路或软件算法较5L-NPC逆变器简单,因此在损耗和成本方面具有折中优势[11-13]。

3L-NPC逆变器的中点不平衡主要是由调制方式引起的,其主要表现在中点电压直流漂移和中点电压三次脉动两个方面[14]。针对这两个问题,目前通常采用硬件或软件的方法来抑制。软件的方法一般是通过修改调制策略来实现。文献[14]详细对比分析了传统的占空比调整法、中矢量消除法和中矢量合成法。但是这些方法对中点电压三次脉动的抑制效果都受制于负载的功率因数和调制度,功率因数越低,调制度越高,效果越不明显。同时引起中点电压直流漂移的原因还有功率波动、死区、谐波和开关频率等因素。而这些方法所能提供的最大的平衡电流的幅值同样要受到负载相角和调制度的约束,特别是在负载相角为90°附近时几乎失控。此时仅靠变流器自身无法实现平衡,需要引入强制平衡的方法,即硬件的方法[15]。

文献[5,7]通过增加辅助桥臂来控制3L-NPC逆变器的中点平衡,这两种拓扑方案比较适用于本文研究的HVDC风电变换系统。其中,文献[5]提出的方案是通过增加一个NPC辅助桥臂和一个与电容中点串联的电抗器来实现对中点平衡的控制,但是由于NPC辅助桥臂在使用中间电平O时,电流将在辅助桥臂和电容中点之间的续流二极管中流动,并不注入电容中点,这会造成控制上的一种非线性问题。因此,文献[5]中实际上只用了P和N两种开关状态,而未采用中间电平O,但这样就等同于把一个NPC辅助桥臂简化成两电平来使用,未能利用三电平的优势。文献[7]中推荐了一个第四飞跨电容辅助桥臂的技术方案,并将第四桥臂的中点直接与三相3L-NPC逆变器直流母线中点相连。虽然此结构可以省掉滤波电抗器,拓扑比较简单,但是第四桥臂的控制只采用O1和O2两个中点状态,无论是逆变器工作在高功率因数还是低功率因数下,中间两个开关管必须要承受与相电流等幅的脉动电流,在开关频率下会造成较大的损耗。针对现有方案的缺点,本文提出另一种四桥臂3L-NPC逆变器拓扑,主要是通过增加一个飞跨电容辅助桥臂和一个滤波电抗来实现对3L-NPC逆变器直流母线中点的强迫平衡。下文将对这种新型四桥臂拓扑方案的换流原理和中点平衡控制方法进行讨论。

2 3L-FC-NPC逆变器第四桥臂的拓扑结构及换流原理

3L-FC-NPC逆变器的电路原理如图2 所示。图中L和R为滤波电抗的电感和电阻,C为直流母线电容,iL为滤波电感电流,inp为3L-NPC逆变器产生的中点不平衡电流,u0和u1则为两个电容电压,u2为飞跨电容CF的电压。对于第四桥臂,假设电感电流iL瞬时方向如图3所示,那么在它的4个开关状态P(S1=on,S2=on,S3=off,S4=off),N(S1=off,S2=off,S3=on,S4=on),O1(S1=on,S2=off,S3=on,S4=off)和O2(S1=off,S2=on,S3=off,S4=on)下,电流的路径如图3所示。

根据图3所示,可将第四桥臂的工作原理阐述如下。

从图3中可以看出,在第四桥臂处于P状态和N状态时,滤波电感L的两端会产生极性相反的外激励电压,该电压可以控制电感电流iL的增加和减小。在O1状态和O2状态下,第四桥臂可以产生方向相反的电流通过飞跨电容CF,因此,这两种状态可以用于维持CF的电压u2的平衡。如果CF的电压u2始终维持在直流母线电压的一半Udc/2,则滤波电感L和直流母线电容C之间只有自由振荡,而无外激励电压(假设电容C两端电压u0和u1均围绕Udc/2波动)。

通过以上分析可知,在一个开关周期内,通过P状态和N状态的占空比(dP和dN)的控制可以用于维持O点的电位平衡;而通过O1状态和O2状态的占空比(dO1和dO2)控制可以用于维持CF的电压平衡;P和N与O1和O2之间的占空比分配比例D可以限制电感L内的纹波电流。根据平均值等效原理,第四桥臂可以采用式(1)—式(3)电路方程来描述。

式中:k和k′分别为两个占空比分配归一化系数;-1≤k≤1;-1≤k′≤1。

式中:令ud=1/(2UdcDk);最后一个式子可简化为2Cdu0/dt=iL-inp。

在中点O电位平衡的情况下,并且飞跨电容CF电压u2被控制在Udc/2时,根据直流母线电压Udc、第四桥臂的开关频率fsw、P和N的占空比之和D以及最大允许纹波电流峰—峰值 ΔI可推导出滤波电感L的设计方程如下:

滤波电感L承受的电流等于3L-NPC逆变器产生的中点不平衡电流inp,其幅值与调制度m和功率因数σPF相关[14]。当m=1,σPF=0 时,不平衡电流inp的幅值达到最大值(等于3L-NPC逆变器的相电流幅值),而其波形为3 倍基波频率的近似三角波,此时失衡问题是最严重的,因此下文主要针对这种情况来讨论平衡控制问题。另外,在这种情况下,由于飞跨电容第四桥臂的工作电流最大,故其损耗也比较大。但是,需要指出的是,对于一个应用于风电系统的逆变器,在大部分时间内其都工作于较高的功率因数下,因此飞跨电容第四桥臂的引入不会造成变流器整体效率的明显下降。

3 3L-FC-NPC逆变器的电容平衡控制策略

从式(2)和式(4)可知,第四桥臂提供了一个受控电压源,通过控制滤波电抗器内的基波电流来抵消3L-NPC逆变器产生的中点不平衡电流,从而抑制直流母线电容电压的脉动和漂移。从偏差反馈控制系统的构成来分析,有两个状态量可以实施反馈,即直流电容电压u0和电感电流iL,且系统模型为典型LC二阶系统。下文将就几种典型的控制方案进行讨论。

3.1 带比例—积分控制器的单电压闭环(SVCL-PI)方案

该系统直接反馈直流电容电压u0,通过传统PI控制来维持输出电压u0的稳定。图4给出了其控制系统框图。

根据上述系统框图,可以推导该控制系统的开环传递函数为:

由于控制闭环中典型的二阶LC谐振单元的存在,上述控制器的稳定裕量决定于滤波电抗的串联等效电阻R。由于大功率滤波电抗的R比较小,因此上述控制系统不能采用大的开环增益,从而减弱了对inp扰动电流的抑制能力。

3.2 电压和电流双闭环(DCL)方案

为了克服SVCL-PI的问题,在电压外环的基础上可以把滤波电抗电流iL进行反馈构成一个内闭环,来改善控制系统的稳定性。图5给出了其控制系统框图。

为了较好地削弱inp的影响,引入一个inp的前馈到控制方框图中,该前馈采用了估计值i*np,它可以通过3L-NPC逆变器侧空间矢量调制器(SVM)的开关矢量及其占空比,以及ia,ib和ic电流检测值计算出来。图5系统的电压开环传递函数如下:

可见,采用电流内环会在DCL系统的电压开环传递函数中增加一个有源阻尼系数kpp′=kppD,这有利于提高系统的稳定裕量,从而可以使电压开环传递函数获得较高的增益,从而抑制inp扰动电流的影响。DCL的方法控制性能优越,但是需要一个大电流测量的传感器,增加了系统的复杂度、成本及可靠性。

3.3 带比例—积分—准谐振控制器的单电压闭环(SVCL-PIR)方案

由于3L-NPC并网逆变器产生的中点不平衡电流具有固定的特征频率,即三倍工频频率(150Hz)。PI控制器在固定频率处的增益为有限值,只能对直流量实现无静差调节,而在对交流量进行调节时无法提供足够的幅值增益和相位增益,考虑到谐振控制器在其谐振频率处的增益趋于无穷大,因此可以在PI调节器的基础上加入谐振控制器,以期在特定频率处获取足够的幅值增益和相位增益,实现对特定频率信号的控制[16]。但是实际上理想的谐振控制器难以实现,可以采用一种准谐振(QR)控制器:

式中:ω0为工频角频率;ωc为特征角频率。

因此本文提出采用比例—积分—谐振(PIR)控制器。其中积分环实现对中点电压直流漂移的调节,谐振环实现对三次脉动信号的抑制。图6给出了采用PIR调节器的单电压闭环控制系统框图。

在图6中除了PIR控制器外,系统中还增加了一个惯性环节。由于采用QR控制器后系统的稳定裕度不够,因此通过一个惯性环节来使系统维持稳定。图6所示系统的开环传递函数如下:

根据上述式(5)、式(8)绘制出的波特图如图7所示,据此可说明PIR控制器的原理。图中的绿线表示采用PI控制器的系统开环波特图,蓝线表示增加了谐振环节的PIR控制器的系统开环波特图(系统参数见附录A表A1)。二阶LC系统有一对共轭极点,这造成在幅频曲线上76Hz处有一个谐振峰;而在相频特性上,谐振频率处的相位降到接近-180°(但不穿越-180°线)。而PIR控制器则提供了另外一对共轭极点,因此在幅频特性的150Hz处产生一个新的谐振峰,并造成相频曲线发生阶跃并穿越-180°线。但是由于谐振控制器会为系统提供一定的相位增益,所以其在谐振频率76 Hz和三次脉动频率150Hz之间具有比PI调节器较大的相位裕度。QR控制器的ωc对于系统的稳定性有一定的影响,选择较大的ωc会削弱150Hz处的增益,影响到对扰动的抑制能力,但是却可以增加相角裕量,提高系统稳定性。

附录A图A1给出了PIR的数学实现,它可以通过差分递推方程来实现。

4 仿真和实验

根据上文给出的控制原理,本文搭建了一个实验系统,并通过仿真和实验对三种不同控制策略进行了验证。系统的电路参数如下:C=2 200μF,R=0.1Ω,L=2mH,Udc=200V,D=0.6;各种控制方案的调节器参数见附录A表A1。其中控制参数选择的原则是使电压开环传递函数具有30°相角裕量。

图8分别给出了三种控制策略下A相电流、脉动电流inp、滤波电感电流iL和两个直流母线电容电压u1和u0的仿真波形。 从图8 中可以看出,SVCL-PI控制对不平衡电流的跟随能力最差,稳态时电容电压脉动较大,反映了其有限的电压增益。DCL控制的动态响应速度最快且稳态时电容电压脉动几乎为0。因为其电流内环提供了足够的系统阻尼,可以大大提高电压外环增益,同时扰动电流前馈更增强了系统抑制电压脉动的能力。SVCL-PIR控制也具有较好的扰动电流跟随能力,且稳态时的电容电压脉动同样几乎为0。但是为了保证系统具有足够的稳定性,必要的阻尼必须被采用,这使得其在150Hz处的增益受到了抑制,一定程度上限制了其抗扰能力,造成其动态响应较慢。

附录A图A2给出了系统的实验平台和实验波形。其中附录A图A2(b)为3L-NPC逆变器的实验波形。实验中3L-NPC逆变器采用了9mH的纯电感负载,使得输出功率因数σPF=0;同时,直流母线电压为200V,相电流幅值为20A。从输出线电压的阶梯波可以看出,在σPF=0 的情况下,由于引入了第四桥臂,3L-NPC逆变器的直流母线中点电压是平衡的。附录A图A2(c)至(e)分别给出了三种控制策略下第四桥臂对电容中点三倍基波频率脉动的抑制情况,从示波器记录的波形可以看出,实验结果与仿真结果比较一致,证明了上文所做的建模和分析是正确的。

5 结语

在超大功率海上风电变换系统中,直接利用轻型HVDC传输线把风电机组的功率输送到岸上变电站,可以大大简化机舱内设备的结构,改善系统可靠性。在岸上变电站中,为了实现HVDC需要把基本的三相VSI串联。从效率、成本和中点平衡控制的难度几个方面来衡量,3L-NPC VSI具有最优的折中性能。但是,为了抑制在低功率因数和低开关频率情况下3L-NPC VSI比较严重的中点电位的失衡问题,包括直流漂移和低频脉动,提出一个改进的四桥臂3L-FC-NPC拓扑,它通过对附加的飞跨电容第四桥臂的控制来实现对3L-NPC VSI的中点电位的强迫平衡。通过对不同的控制策略进行的研究表明:SVCL-PI方案对中点电压脉动的抑制能力一般;而DCL方案具有对中点脉动较好的抑制能力,但是需要采用额外的电流传感器,增加了系统成本;与此不同,采用SVCL-PIR方案虽然系统的动态响应能力较慢,但是却能够实现比较好的中点脉动抑制效果,而且控制简单,具有较高的实用价值。

附录见本刊网络版(http://www.aeps-info.com/aeps/ch/index.aspx)。

摘要：提出了一种改进的具有飞跨电容辅助桥臂的三电平中点钳位逆变器的拓扑结构,该逆变器可被应用于具有轻型高压直流传输线的近海风电系统中。第四飞跨电容辅助桥臂的引入可以解决三电平中点钳位逆变器固有的中点失衡(包括直流漂移和电压脉动)问题。首先,具体阐述了第四桥臂的工作原理,接着对三种电压闭环控制方案及其控制性能进行了分析和比较。最后,仿真和实验验证了所提出的控制方案的有效性。