三电平变频器论文

2024-10-11

三电平变频器论文（精选7篇）

三电平变频器论文篇1

1 引言

三电平二极管中点箝位式(以下简称3L NPC)拓扑结构是高压大功率变频器的主流拓扑结构之一[1]。3L NPC变频器驱动的电机系统中,变频器输出的共模电压会影响电机运行甚至会损坏电机[2]。现有高压大容量3L NPC变频器的滤波方案,国外有采用共模电抗器,如PowerFlex7000系统,国内有采用输出隔离变压器的,如ASD6000系统。对低压小容量电力电子装置,共模抑制方案研究得较多[3,4,5,6],但并非都适用于高压大容量电力电子装置。

对本实验室研发的ASD6000系统,采用的是Δ-Y接线的隔离变压器升压滤波方案,直流母线电压为4500V,实测电机端的共模电压的幅值仍高达275V。如果采用原副边静电屏蔽的变压器设计,则无疑会进一步增加成本。在输出端不接变压器的直接高压型3L NPC变频器中,降低和消除电机端的共模电压及其危害尤为重要。

本文从低压3L NPC变频器出发,旨在为解决高压3L NPC变频器电机端共模电压问题探求一种可行的方式。

2 SHEPWM技术及开关角度求解

常规的SHEPWM[7,8]只能消除6K±1次谐波。本文选择改进型SHEPWM技术,消除4K±1次谐波。从源头上对变频器产生的共模电压分布进行调整,再结合配套设计的共模滤波器,抑制电机端共模电压高频分量。有关使用改进型SHEPWM用于变频器供电的电机共模电压的抑制,现有文献尚未见诸报道。

考虑到在高压大容量电力电子领域,由于开关损耗的限制,开关频率不能太高,一般要求低于1000Hz。本文选择SHEPWM脉冲数N=9。在输出50Hz时,桥臂的开关频率为900Hz;输出频率小于50Hz时,其相应开关频率相应会更低。

一般情况下,对于改进型SHEPWM,在脉冲数N为奇数时,相电压中能消除的最高谐波次数为2N-1。为充分利用开关频率资源,减小电机端差模电压的THD,本文保留了15次共模谐波,而选择消除了19次差模谐波。实际消除的谐波次数为:3、5、7、9、11、13、17和19,兼顾了共、差模滤波器的滤波性能。

消除3倍频谐波的SHEPWM的调制比M最高可为1[9]。本文取M=1,求得开关角度如表1所示:

3 变频器输出共模电压分析

将该SHEPWM算法用于3L NPC实验平台。实验中直流母线电压200V,变频器运行在50Hz稳态。实验中所使用的测量仪器为DL750录波仪,采样频率为10Mps。为便于比较,录波仪的数据经格式转换后用MATLAB软件画出。

图1 是实测结果。

实测波形中,共模谐波脉冲的幅值有稍许波动,这是在瞬态换流过程中,由于开关器件的缓冲吸收回路的电感和线路杂散电感的影响造成的。共模电压的幅值约为33V,为直流母线电压VDC的六分之一。而在采用常规SHEPWM(不消除3倍频谐波)的情况下,共模电压的幅值会达到直流母线电压VDC的三分之一(如N=7,M=1.04)。

变频器输出的共模电压是表征变频器性能的一个重要指标,观察图1 (b)的频谱发现,共模电压包含了3、9次谐波(9次谐波幅值约1.2V),但幅值都比较小。第一个出现的谐波为15次,同时还含有21、27、33和39等次谐波。跟理论分析基本一致。

在一个基波周期内,共模电压的幅值跳变次数(脉冲数)为54,幅值跳变的等效频率为2700Hz,为单管开关频率的6倍。以IGBT的典型上升时间100ns计算,其dv/dt可达 330V/μs。

改进SHEPWM方案并不能降低变频器输出共模电压THD,但改变了共模谐波的分布情况,从而为下面的共模滤波创造了条件。

4输出滤波器设计及电机端共模电压实验结果分析

实验中变频器的负载是一种普通异步电机,额定电压380V,额定功率3kW。上述SHEPWM方案中,变频器输出线电压的THD约为35%,在接至电机前需要进行差模滤波。考虑到本文的共模滤波方案,变频器输出端滤波器的接线图如图2 所示:

其中星接的滤波电容的中点接至直流母线中点O,为共模电流提供旁路。

4.1 共模电抗器及共模等效电路模型

实验中使用的三相圆环状共模电抗器,为非晶材料制成。实测共模电感量为33mH,差模电感量(漏感)接近零。因为漏感太小不足以滤除差模谐波,还必须单独加上差模电抗器。实测差模电感(平均值)约5.75mH。共模电抗器和差模电抗器的实物如图3所示:

在电机的单相等效电路的基础上,建立变频器-电机系统的共模等效电路,如图4所示。

其中:

$L_{c o m} = L_{c} + \frac{L_{d}}{3}, C_{c o m} = 3 C (1)$

即差模电感量的一部分也作为共模电感,而共模滤波电容是原滤波电容的三倍。Ucom为变频器输出共模电压。Rs′、Ls′、Rr′、Lr′,Lm′分别为Rs、Ls、Rr、Lr和Lm的三分之一。其中Rs、Ls、Rr、Lr分别为异步电机的定子绕组电阻、电感,转子绕组的电阻和电感。Lm为励磁电感,s为电机的转差率。Cpar为电机中性点至直流母线中点的杂散电容,其与变频器与电机的相对位置以及外壳接地等诸多因素有关。实验中由于两者相距遥远,Cpar值极小,在共模的有效频段内阻抗很大,近似开路。根据参数计算得到共模滤波回路的谐振频率约为60Hz。

观察图1 (b)中的谐波分布情况,15次谐波相对靠近共模滤波器的谐振频率,共模滤波器对15次谐波的滤除作用相对较弱,但15次谐波的幅值较小;21次谐波的幅值最大,约为23V,而共模滤波器对21次谐波的滤除作用相对较强。SHEPWM的算法选择与共模滤波器的设计配合较好。

4.2 电机端共模电压分析

图5是进行共模之后,实测到的电机端的共模电压,对应工况为50Hz稳态。未滤波之前的电机共模电压与变频器输出共模电压几乎一样,如图1所示。

图5与图1相比,共模电压的抑制效果非常明显。主要表现在两个方面:

1. 共模电压的幅值大幅度减小:实测共模电压的幅值为3V。经过共模滤波器之后,电机端共模电压下降为原值的1/11。

2. 共模电压的dv/dt 大幅度减小:根据0(b)的实测频谱,根据公式(2),计算得到dv/dt为40V/μs,远小于未滤波前的330V/μs。

$[d v / d t]_{\max} = \sum_{n = 1}^{\infty} U_{n} \times n \times ω_{1} (2)$

式(2)是一种非常保守的估计,未考虑各次谐波相位的影响, 属于最坏情况考虑。实际的dv/dt比式(2)的估计值小。由0(b)可见,频谱中含有50Hz基频分量,而且幅值超过其它三倍频谐波。分析表明,这主要是由三个单相差模电抗器的不平衡引起的。差模电感的不平衡使得差模电压转换为共模电压,故共模电压含有基频分量,而共模滤波器的谐振点离基频很近,导致基频被放大。下面进行定量分析。

4.3 滤波器参数不平衡对共模电压的影响

为方便分析,对图6 作如下假设:Ld1=Ld+VL, Ld2=Ld3=Ld,其它参数均对称。只考虑基波的影响,列出KVL方程 ,根据对称关系,有I2=I3,用I1,I2,I3表示的共模电压的表达式如下:

$V_{c o m} = \frac{Ι_{1} + Ι_{2} + Ι_{3}}{3 j ω C} (3)$

故求解过程中可将I1+I2+I3整体作为一个变量,联立所有方程式求解得到:

$\begin{array}{l} v_{c o m} = \frac{U}{3 ω^{2} C \times [(L_{d} + V L - \frac{1}{ω^{2} C})} \\ \times \frac{1}{(3 L_{c} + L_{d} - \frac{1}{ω^{2} C}) / V L - L_{c}]} \\ = \frac{U}{3 ω^{2} C \times [F (ω) / V L - L_{c}]} \end{array} (4)$

其中:

$f (ω) = (\frac{1}{ω^{2} C} - L_{d} - V L) \times (\frac{1}{ω^{2} C} - 3 L_{c} - L_{d}) (5)$

令差模滤波器的谐振频率和共模滤波器的谐振频率分别为ωdr和ωcr,有:

$\begin{array}{l} ω_{d r} = \frac{1}{\sqrt{L_{d} \times C}} \approx \frac{1}{\sqrt{(L_{d} + V L d) \times C}} (6) \\ ω_{c r} = \frac{1}{\sqrt{L_{c o m} \times C_{c o m}}} = \frac{1}{\sqrt{(3 L_{c} + L_{d}) \times C}} (7) \end{array}$

ωdr、ωcr和ω0满足ωdr>ωcr>ω0。f(ω)可写成:

$f (ω) = \frac{1}{C^{2}} (\frac{1}{ω^{2}} - \frac{1}{ω_{d r}^{2}}) (\frac{1}{ω^{2}} - \frac{1}{ω_{c r}^{2}}) (8)$

联合式(4)和式(8),可以得到:

① 电感不对称量VL越大,由此引起的基波共模电压幅值越大;

② ωdr和ωcr离基波频率越近,共模电压中基波电压的幅值越大。

图6是共模滤波器空载情况下分析,带电机负载时分析电路如图7所示。

N点至G点电压VNG即为电机共模电压。可用节点电压法进行求解。解析表达式比较复杂,此处给出用Matlab仿真的共模电压波形,如图8 所示:

可以看出,图8 基波电压的幅值与图5基本吻合。需要指出的是,在负载参数对称和滤波器参数对称的情况下,理论上电机共模电压端的共模电压不含正序和负序分量,共模电压中只含零序分量,而且幅值会更低。

5 结论

本文运用软硬件相结合的方法,研究了3L NPC变频器供电的异步电机共模电压的抑制情况,对比分析了共模滤波前后的实验结果。所得结论如下:

(1) 改进型SHEPWM技术结合共模滤波器,能够有效抑制变频器驱动电机的共模电压,其中滤波电容的中点必须接地。

(2) 在三相差模滤波电感参数不对称的情况下,差模电压可以转化为共模电压。在共模滤波器的谐振点靠近基波频率时,共模电压中基波分量容易被放大,在设计滤波器时需要引起注意。

参考文献

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三电平变频器论文篇2

采用二极管钳位方式 (NPC) 三电平变流器可以将每个IGBT功率管的最大耐压要求降低一半, 在同样耐压的情况下, 三电平变流器的电压和容量可以比普通两电平的提高一倍, 其谐波性能明显优于传统两电平变流器[1], 而且不存在功率元件直接串联带来的一系列问题。

目前国内外对三电平系统的研究主要建立在专用DSP控制器平台上, 开发环境和实现方法相对成熟, 但存在软硬件资源条件的限制, 在实现系统优化和复杂算法时较为困难。本文研究的NPC三电平系统采用了基于VME总线的VMIC控制器, 以嵌入式操作系统VxWorks作为软件开发平台, 采用大功率快速可关断器件组成的主回路拓扑结构, 整个系统面向高性能调速应用场合设计, 能够满足对复杂控制算法和控制策略进一步开发的需要。

2 系统结构及特点

2.1 主回路拓扑结构

该系统主回路按照成熟的NPC三电平拓扑结构设计, 最大驱动电动机可以达到250 kW。为满足高性能的4象限调速需要[2], 系统整流侧采用PWM脉冲整流, 与逆变侧有统一的设计, 具有互换性。系统主回路结构参见图1。

如图1所示, 整流及逆变单元功率器件采用三菱公司1 400 A/1 200 V的大功率IGBT模块, 门极驱动回路核心部件采用CONCEPT公司的2SD315AI模板, 具有良好的隔离能力和完善的保护功能, 在主回路器件出现瞬时大电流时可自动封锁IGBT导通。系统主回路较多地使用了叠层母线设计, 而且功率单元与控制单元之间采用光纤信号传输, 有效地抑制了主回路与控制电路之间以及各功率单元之间的电磁干扰, 同时也解决了PWM控制信号的远距离可靠传输问题。

除IGBT功率模块及相应触发驱动模块外, 该系统的主回路还配置有钳位二极管、直流支撑电容、主回路均压电阻、脉冲整流进线快熔、电抗器、电机侧的出线电抗器等主要元器件以及辅助供电回路。检测系统采用了高分辨率的霍尔元件 (电流/电压型) 分别对脉冲整流输入三相电流、3个线电压、输出中间回路的两段直流电压和逆变部分直流输入的两段直流电压以及输出到负载的三相电流、线电压进行测量, 提供给VMIC控制单元采样进行反馈控制。此外, 对直流母线的正、负端过流、过压, 系统中设置有硬件检测保护回路, 以确保系统调试及运行时关键器件的安全可靠。

为防止脉冲整流回路上的反并联二极管初始上电时对支撑电容的直流电压冲击, 该系统设置有自动的预充电回路, 在主回路上电时通过预充电回路对电容器组C1, C2进行充电, 在直流母线电压达到80%后完成预充电, 自动投入主电源。

2.2 控制系统构成

三电平控制系统的核心为一套VMIC控制器, 其相关控制模板全部集成在21槽的VME64X 背板机箱中, VME总线数据和地址线宽范围均为64位, 传输带宽可达到160 MB/s, 具备与所有标准开放式VME总线的第3方产品兼容的能力[3], 因此, 该控制器具有丰富的硬件开发资源支持, 包括各种高性能的处理器模板、智能I/O模板、通讯组件及外围辅助监视控制设备等, 便于不同系统功能的集成一体化实现。VMIC控制器支持的实时多任务操作系统, 通过灵活的系统组态可以最大限度地发挥主控制器与外围设备的协调运算能力, 适用于在工业领域实现高速实时控制。本文研究的NPC三电平调速系统使用的VMIC控制模板的主要配置参见表1。

系统采用了3块CPU完成双三电平变频系统的控制任务, 其中, VMIVME7810主要完成控制系统的开环逻辑任务, 包括开停机、故障联锁、状况监视、通信等任务。两块基于PowerPC体系结构的高性能VMIVME7050处理器分别完成整流侧和逆变侧PWM控制以及相应的控制算法, 其中一块专门负责整流侧PWM触发脉冲的产生, 另外一块专门负责逆变侧高频PWM触发脉冲的产生和电机转速的闭环控制, 双三电平PWM拓扑结构所需的24路PWM脉冲通道由挂接在CPU板上的PMC模板完成输出, 这样可以保证输出可调脉冲序列高达4 kHz高频占空比的计算量, 并且有效地减轻了VME总线的数据传输量。控制机箱内配置有PROFIBUS DP的通讯网卡, 可以实现系统所有运行参数与上位计算机的数据交换。

2.3 信号检测

逆变器输出电压、电流频率在0 Hz至fmax间变化, 用普通的交流电压、电流互感器无法测量, 本系统中对关键位置的信号检测全部采用磁平衡式霍尔传感器, VMIC控制器中可以通过相应的霍尔电流/电压传感器采集到闭环控制所需的直接反馈量, 包括脉冲整流侧三相输入电流/电压、中间回路直流电流/电压、逆变侧输出三相电流/电压等信号。

由于逆变器的输出波形中含有大量的高频开关谐波, 通常的瞬时采样A/D变换器不能准确得到实际波形在一个开关周期中的平均值, 无法真实反映该信号在此开关周期内的大小, 特别是三电平逆变器用的功率器件电压高、电流大, 且开关频率多在1 kHz左右, 采用滤波方式则很容易影响到对基波相位和幅值的测量。为此, 系统软件中采用了V/f/D变换方式, 即先用V/f变换把电压信号变成脉冲频率, 再经计数器把频率变成数字量进行A/D转换, 试验证明该方法比单纯的在开关周期内取采样平均值的方法更为准确可靠。

电动机转速采用增量式脉冲编码器检测, 转速计算方法采用M/T法 (频率周期法) 以满足高精度和调速范围的要求[4], 而转子位置角λ采用每周期的脉冲累加信号计算, 为避免累积误差, 使用编码器的同步零脉冲Z信号去清除上一周期的计算值。

3 控制原理及实现

3.1 三电平空间矢量模型

NPC三电平逆变器是通过串接的电容将直流侧的输出电压分成两个等值部分, 通过钳位二极管的作用, 使每个开关功率器件上的电压限制在一个电容电压Udc/2上。若以三态 (1, 0, -1) 开关变量Sa, Sb, Sc分别表示各桥臂的开关状态, 开关函数Si (i=a, b, c) 为三值函数 (1, 0, -1) , 这样, 在三相系统中Sa, Sb, Sc可以构成33 = 27个开关状态组合。如果引入Park矢量变换, 将产生27个电压空间矢量, 三电平逆变器电压空间矢量分布如图2所示。

在这27个空间电压矢量中, 有效矢量为19个, 其余为冗余矢量。按其幅值大小可分成4类:大矢量6个, 对应图2中外层六边形的顶点;中矢量6个, 位于每个60°扇区的角平分线上;小矢量有6个, 位于内六边形的顶点, 其中对应1, 0开关状态组合的称为P型矢量, 对应-1, 0开关状态组合的称为N型矢量;零矢量3个, 对应图2中的中心点。

逆变器输出线电压uAB, uBC, uCA用矩阵形式可表示为

undefined

而表示为输出电压对电机中点的相电压时则有:

undefined

由上式可以看出, 桥臂输出对电源中点存在3个电平, 逆变器桥臂输出线电压uAB, uBC和uCA有5个电平, 而逆变器三相输出对负载中点N的相电压uAN, uBN和uCN则有9个电平。输出电平数的增多使得输出波形更加接近于正弦波, 不但减少了dv/dt对电机绝缘的冲击, 而且逆变器输出电压的谐波含量也得到控制, 电机转矩波动减小。同时, 在相同的载波频率下, 三电平的开关频率比普通二电平有成倍的减少, 也有效地减小了功率器件的开关损耗。

3.2 系统开发平台

VMIC控制器中使用嵌入式实时操作系统VxWorks作为系统软件, VxWork采用微内核结构的Wind系统内核, 具有优良的兼容性和移植性, 支持包括X86系列、PowerPC系列、ARM系列、MIPS系列等绝大多数CPU, 可适用于不同的硬件平台, 而且Vxworks操作系统上为各种CPU平台提供了统一的编程接口和一致的运行特性, 尽可能的屏蔽了不同CPU之间的底层差异, 因此, 开发人员可以将尽可能多的精力放在应用程序本身, 而不必再去关心系统资源的管理。Wind的核心功能主要包括进程管理、存储管理、设备管理、文件系统管理、网络协议及系统应用等几个部分[5], 为保证不同应用的不同要求, 系统允许对分项功能实施独立删除, 为满足三电平NPC传动控制运算的高效率、低存储的要求, 将内核中无关联的部分文件管理、网络支持等功能进行了剪裁。

VxWorks对开发者提供交叉开发工具Tornado, 它是由C/C++语言实现的对嵌入式实时应用程序开发的完整软件平台, 其核心工具主要有:集成仿真器Vxsim;软件逻辑分析仪WindView;命令行执行方式WindShell;系统对象检测工具Browser;集成调试器CrossWind;C/C++交叉编译工具;工程管理和配置工具;源代码分析仪WindNavigator;动态上载和下载工具等。Tornado的交叉开发平台运行在主机上, 能够为嵌入式系统提供一个不受目标机资源限制的开发和调试环境。

3.3 控制功能划分

嵌入式多CPU、多任务系统中不同等级任务的划分及优先级的设置非常关键, 是保证系统完成快速微秒级运算的前提, 在用于三电平控制的核心软件中, 需要划分的任务和设定优先级主要有:在CPU板上要求响应速度最快的1级循环任务 (包括实时性数据的采集和输出、PWM控制算法等) ;2级循环任务 (CPU间的通讯、启停控制等) 。在本系统设计中, 为最高优先级的1级循环采用20 μs的周期执行, 2级循环按1 ms周期执行, 任务间通过优先级和信号量进行切换。为此, 系统中3块CPU模板的任务划分如图3所示。CPU1与基础自动化级的通讯通过Profibus网卡完成, 3块CPU之间的通讯通过VxWorks的共享内存 (VXMP) 组件实现。

VxWorks操作系统中能够提供的延时机制主要有taskDelay () , Watchdog等, 但都是基时钟节拍中断的机制, 一般时钟节拍设置为60～100次/s, 这样得到的循环周期在10 ms左右, 如果将时钟节拍设置为大于100次/s, 系统会因为不停的进行时钟中断切换而无法实时地处理任务, 达不到快速性要求。为解决这个问题, 三电平控制系统中利用了基于PowerPC的VMIVME7050硬件特性来完成精确计时, 使用PowerPC的时钟频率不高的Timer1用于系统时钟, 处理系统级任务, 而使用辅助时钟Timer2用于精确定时, 利用sysAuxClkRateSet () 函数将辅助时钟的时钟频率设为50 000次/s, 可以得到20 μs的精确时间, 能够满足进行高速PWM控制的要求。

3.4 三电平DTC控制算法实现

在三电平DTC系统软件的设计中, 必须在一定的时间限制内, 完成包括对象电机被控量 (电流、电压以及转速等反馈信号) 的采样、计算、逻辑判断以及控制算法输出、故障报警等一系列的处理过程, 而不同的过程所需的最短采用周期是不同的, 采用基于VxWorks的实时多任务设计方法能够做到这一点。表2所示为DTC控制任务划分和优先级配置。

其中task_zero为系统的主任务, 优先级为5, 系统上电后或系统复位后执行一次, 主要完成板卡自检、初始化等系统功能。

task_one为直接转矩控制算法任务, 优先级为50, 以50μs为周期循环执行。主要完成电流和电压模拟量采样、磁链转矩模型计算、磁链转矩控制、矢量选择、脉冲触发等工作[6]。该任务执行周期最短, 也是完成DTC算法的核心任务。它的入口函数为task_func1, 由于基于优先级抢占的任务调度原则, 为保证其它任务有机会被适时调用, 设计中采用信号量 (Semaphore) 来实现任务的同步和互斥, 即在系统辅助时钟的中断函数中每50 μs释放一次task_one所对应的二进制信号量, 这样确保了task_one能以每50 μs执行一次, 而其它任务在信号量允许时可以同步执行。

task_two为转速控制任务, 优先级为100, 以100 μs为周期循环执行。该任务主要完成转速测量、转速PI调节、转矩给定计算、磁链给定计算等功能。其优先级仅次于task_one任务。

task_three为系统运行状态监视和保护任务, 优先级为200, 以100 μs为周期循环执行。主要完成系统状态实时监视, 完成系统的过流、过压、过热保护等工作。

task_four为系统启动、停止、故障记录等任务, 不需要快速的扫描周期, 优先级设置为最低, 以1 ms为周期循环执行。主要完成其它开环逻辑判断及辅助故障信息记录等功能。

在VMIC嵌入式实时系统中, 通过划分不同任务和设定任务优先级的差异使各任务按不同的循环周期运行, 能够使系统软硬件资源得到合理利用, 保证高速微秒级控制周期的实现。

4 实验分析

依据三电平直接转矩控制系统的原理, 在该系统平台上采用DTC控制算法编写应用软件。程序主要由三电平逆变器模型、异步电动机模型、速度控制模型和直接转矩控制算法以及反馈系统构成。实验室首先完成对一台小型4极异步电动机的驱动, 电机参数为:额定功率Pe=11 kW, 额定电压Ue=380 V, 额定转矩Te=110 N·m, 额定频率fe=50 Hz, 极对数p=2, 定子电阻Rs=1.8 Ω, 转子电阻Rr=2.2 Ω, 实验中直流侧母线电压为520 V。

图4为系统工作在25 Hz时的输出线电压波形, 在高速稳态工作方式下输出具有5个不同电平的线电压波形, 输出电流的正弦度和电机侧dv/dt的控制都有很好的效果, 为进一步对DTC控制中的低速时磁链观测及控制器优化等难点问题的研究提供了基础。

图5a、图5b分别为驱动电动机由给定转速200 r/min加速到600 r/min时速度和转矩响应曲线。可以看出, 速度能按照给定斜率上升, 几乎无超调, 电磁转矩得到快速的响应, 电机转速能够很好跟随给定转速, 达到系统初期调试目标。

5 结束语

在实际应用中, NPC三电平结构实现简便, 容易在整流侧采用同样的结构进行双三电平PWM控制, 完成任意的网侧功率因数控制和电机4象限运行功能, 在高性能大功率高压变频场合, NPC型三电平变流器依然有着广泛的应用前景。本文所设计的NPC三电平交-直-交变频调速系统基于VME总线的VMIC控制器和嵌入式VxWorks操作系统, 可以在20 μs的控制周期内完成交流电机的直接转矩控制算法, 能够满足高性能交流调速系统对快速性、可靠性、实时性等方面的要求, 利用VMIC多处理器的特点能合理地将双三电平变频系统的PWM整流和逆变控制整合在同一个控制器中完成, 具有一定的研究开发意义, 是一种适用于对高性能交流调速控制策略及优化PWM算法进行深入研究的软硬件平台。

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三电平变频器论文篇3

关键词：主提升机,矢量控制,双三电平,交—直—交变频

永煤公司陈四楼煤矿主提升机为GHH4 × 4 型四绳摩擦轮提升装置, 原采用西门子交流同步电机交—交变频的控制方式, 定子主电路由3 个两组反相并联联结的变流器组成, 即循环变流器, 转子主电路由可控三相整流桥组成。定子三组桥式变流器按星形联结, 可提供幅值、频率可变的三相正弦波电压, 供给同步电动机的电枢绕组, 实现变频调速, 以满足提升系统的运行要求。但主井提升机电控系统经过多年运行, 循环变流器由72 只晶闸管组成, 结构复杂, 控制复杂, 且因无备件造成机电事故增加、事故影响时间延长, 严重影响了煤矿的正常生产, 需对电控系统进行改造。

1 改造内容

由于在原进口设备及其电气控制系统基础上进行改造优化, 采用交—直—交变频调速控制系统替代原交—交变电气控制方式, 以保证绞车电控系统安全可靠运行, 提升工作效率, 是改造的基本条件。通过技术研究和现场实施, 使主井提升机电控系统由交—交变频控制系统改造为双绕组同步提升机交—直—交变频调速控制系统, 进行三电平变频器优化控制策略分析, 这些环节解决处理得是否有效, 关系到矿井提升机的持续安全稳定运行。

2 提升机电控系统主要技术分析

2. 1 双三电平主回路拓扑结构分析

提升机电控系统设计采用双三电平交直交变频装置, 功率回路采用双三电平Back-To-Back主回路拓扑结构 ( 图1) 。网侧为三电平PWM全控整流系统, 实现直流电压调节及功率因数控制, 稳定的直流母线电压可实现前端整流器和后级逆变器在控制上的解耦, 使后端控制难度降低, 同时稳定性也得以提高; 其结构改变了矿用电力传动系统谐波重、无功消耗大的形象, 彻底改变了国内提升系统落后的调速方式。

2. 2 双三电平中开关器件运行条件特点分析

采用大功率可控电力电子器件实现双绕组电励磁同步电机交—直—交三电平变频控制, 利用上位机实现提升系统监视、诊断; 其双三电平变频器的控制部分采用总线结构, 支持多CPU板扩展, 多I/O板扩展, 脉冲触发单元以FPGA为核心, 负责完成脉冲规划、IGBT的工作状态检查以及故障诊断等功能, 可选用专用的高速通信处理单元满足系统与外围设备的接口需要。

三电平功率变换器的优点: ①功率回路结构简单, 所使用的功率器件数目较少, 增加了变换器的可靠性; ②由于共用直流母线, 直流侧只需2 个薄膜电容, 使用寿命长, 增加了系统的稳定性, 减少了维护量; ③对于矿井提升机需要能量回馈的系统, 只需在前端引入与逆变侧拓扑结构一致的三电平PWM可控整流器, 便可组成双三电平功率变换系统, 主回路简单, 控制方便[1,2,3,4]。

3 三电平变频器优化控制策略分析

在三电平变频器优化控制实验中, 由图2 可以看出, 三电平功率变换器输出的相电压很逼近正弦波, 且正负半波对称度良好, 验证了该项目所采用的优化三电平SVPWM算法的正确性。

图3—图6 为三电平变换器运行在正阻、负阻、纯感性、纯容性这4 种典型工况下中点电位控制效果实验波形。从中可以看出, 当三电平变换器运行在高功率因数时, 由于小矢量对中性点电流的控制裕量比较大, 中矢量引起的中性点电位漂移可以得到完全的补偿, 故中性点电位控制效果非常明显, 低频波动完全被抑制[5,6,7,8,9]。

4 应用效果分析

该矿的大功率双三电平提升系统使用了变频矢量控制技术, 它们之间通过PROFIBUS和MPI网进行数据交换, 另外操作台上配备上位机人机界面装置, 实现运行参数及状态的信息管理 ( 图7) 。

目前系统运行状态稳定, 速度曲线行程跟踪准确, 保护完善, 故障诊断能力强, 各参数性能均达到预期目标, 根据系统的工艺规程、工艺要求与相关规程进行了测试和调整试验, 使其达到预定的目标。随着社会的发展, 产品的更新换代, 现已无需提供备品备件库存量, 且系统运行稳定可靠, 有效降低了提升系统检修与维护力度, 降低了员工劳动作业强度, 提高了生产效率, 节电效果也相对显著。

5 结语

陈四楼煤矿主井提升机交—直—交变频矢量控制系统, 采用双三电平主回路拓扑结构化设计, 将应用于煤矿提升机为主的大功率矿山传动系统, 以促进我国大中型矿山企业提升装备的技术升级, 有力推动了国内矿山提升机系统的科技进步。

参考文献

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[3]方祥.基于三电平逆变器的矿井提升机矢量控制系统[D].淮南:安徽理工大学, 2009.

[4]周涛.同步电机变频调速矢量控制技术问题的研究[D].济南:山东大学, 2013.

[5]张立.三电平逆变器同步电动机调速系统研究应用[D].淮南:安徽理工大学, 2009.

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[7]王海波.基于ACS6000SD的变频系统在矿井提升机中的应用[J].煤矿机械, 2013 (8) :234-236.

[8]苏长胜.矿井提升机控制技术研究现状与发展[J].工矿自动化, 2013 (2) :33-38.

三电平SVPWM方案的实现篇4

三电平逆变器,相对于传统的两电平逆变器有着电压变化率(d V/dt)低、谐波畸变率(THD)低、器件承受电压低等优点,另一方面它比四电平、五电平等多电平逆变器的结构和控制方法简单,在高压大功率领域有着非常广泛的应用[1]。

2 三电平逆变器SVPWM方案的基本问题

2.1 拓扑结构

1980年A.Nabae等人在IAS年会上提出了中点箝位式三相三电平变换器的结构,如图1所示。它采用2个串联的电容,将平分直流母线电压得到中间第三电平,每桥臂由4个开关管串联,用一对串联箝位二极管和内侧2个开关管并联,其中心抽头与第三电平相连实现中点箝位,形成所谓的中点箝位变换器。电平数目的增多带来更丰富的电压矢量元件,由它们所合成的输出电压可大大减小谐波分量。

2.2 矢量分区

在空间矢量平面上标绘出全部19个电压矢量,全部矢量标号如图2所示,按幅值大小分为:零矢量(标号i=0)、小矢量(i=1-6),中矢量(i=7-12)和大矢量(i=13-18)。所有的小矢量可分为由正、负两种开关状态,如v5p=OOP(A=零,B=零,C=正),v5n=NNO。而零矢量可分为NNN、OOO和PPP 3种矢量开关状态。

如图3所示,由6个大矢量的顶点连成的六边形区域是所有目标矢量顶点的集合,6个大矢量将该区域划分为6个三角形扇区(sector),中矢量与小矢量的顶点连线又将每个扇区划分为4个小三角形小区(region)。当目标矢量顶点落入某一小区时,毗邻的3个矢量便参与合成该目标矢量。距离目标矢量越近的合成矢量,其作用时间越长,据此可进一步将1、3小区划分为1a、1b和3a、3b小区。a、b小区中的矢量作用时间略有不同,例如第i扇区中,若目标矢量顶点落入a小区,则第i号小矢量作用时间Ti>第(i+1)号小矢量作用时间T(i+1);若落入b小区,则有Ti

2.3 矢量切换逻辑

为了保证开关桥路上的器件所承受的电压不超过Ed,在矢量切换时应遵循每一相的电压变化不大于Ed(即每次矢量切换时同一桥臂最多只能有2个开关动作)的连续矢量切换原则。把连续矢量切换原则的全部可能矢量称为连续切换矢量。其中有些目标矢量相对于当前矢量发生了2个桥臂的开关变化,有些仅在一相发生开关变化(不存在三相发生变化的连续切换矢量),称前者为当前矢量的最少拍连续切换矢量。不失一般性,对全部矢量对应的连续切换矢量的求取可以归结为对一个扇区中的零(0)、小(i)、中(i+6)、大(i+12)这4个矢量的分析。如表1所示,对i都执行mod6的加减法,即i=6时i+1=1,i=1时i-1=6。

可进一步总结目标矢量位于不同扇区、不同小区时所对应的最少拍连续切换矢量序列,如表2所示为1a、1b、2小区的矢量序列。矢量序列均以n型小矢量起始,每个序列均为7个矢量,第4矢量均为起始矢量对应的p型小矢量。从连续多周期的波形考虑,以n型小矢量起始或以p型小矢量起始,是完全等同的。由上面的推理可见,三电平的矢量切换逻辑具有高度的严密性,符合上述连续矢量切换原则的最少拍序列是唯一的。

3 三电平SVPWM方案的实现

三电平空间矢量调制由目标矢量位置判断模块、作用时间计算模块和开关状态选择模块3部分组成。它根据目标矢量和中性点状态,运行电压空间矢量调制和中性点电压控制逻辑,输出驱动脉冲信号实现对三电平逆变桥的控制,如图4所示。

3.1 目标矢量位置判断

目标矢量位置判断模块的主要目的是判断目标矢量顶点所处的扇区,并进一步判断其所在的小区。不失一般性,在任一扇区中作出如图5所示的辅助线后,可以很方便地确定目标矢量顶点所在的扇区和小区位置。例如在sector=1时,l1左方为1小区,l4右方为2小区,其它类似。

对于其它扇区(sector=n),可将目标矢量作相应的旋转变换,映射到1扇区后就可以统一使用上述的判小区逻辑。

3.2 作用时间计算

作用时间的计算是三电平SVPWM方案实现中工作量最大的一部分工作,其主要目的就是将由矢量控制算法得到的3个矢量的作用时间(t1,t2,t3)进行一系列变换后,最终得到与PWM硬件相匹配的三相开关管的导通时间(ta,tb,tc)。

(1)计算矢量作用时间(t1,t2,t3)

根据伏秒平衡原理,目标矢量在Ts时间内的作用可由它所在三角形小区的3个矢量分别作用一段时间(t1,t2,t3)来等效,即:

根据当前目标矢量的位置(sector,region),可查表2得到(,再由上式得到(t1,t2,t3)。计算过程中引入中间变量X、Y可以简化计算结果,定义X,Y为:

使用Matlab的符号运算功能,可得到用(Ts,X,Y)来表示的(t1,t2,t3),计算结果不再列出。

(2)计算大中小时间(tmin,tmid,tmax)

为了使三相波形都为中心对称的阶梯波(仅有一个波峰的凸形阶梯PWM波有利于硬件的实现),将(t1,t2,t3)变换为(tmin,tmid,tmax)。

(3)计算三相时间(ta,tb,tc)

最后可根据目标矢量顶点位置(sector,region),可确定(tmin,tmid,tmax)与(ta,tb,tc)之间的对应关系,最终得到后者,并对硬件电路中的三相的PWM时间变量进行相关设置。矢量作用时间转换关系如图6所示。

3.3 开关状态选择

每相的作用时间(ta,tb,tc)的波形经过载波调制后可得到对偶的2路PWM信号,记为PWM+和PWM-,再经过开关状态选择模块的处理可得到最终的4路PWM信号,以驱动该相桥臂的4个开关管。

相电压的正负判断可从图2看出,对A相而言,其垂线将六边形区域一分为二,右侧的区域对应A相电压为正的目标矢量,左侧为负。B,C相也有类似的矢量空间关系。根据相电压的正负情况,可将PWM+和PWM-信号相应地转换为4路PWM信号,如表3所示。

4 仿真结果

根据上述三电平SVPWM算法,在Matlab中可模块化地搭建整体仿真模型。仿真参数为:直流母线电压Ed=300V,参考信号频率fr=50Hz,PWM载波频率fc=1.5 kHz。如图7、8所示分别为三电平SVPWM方案对应的相、线电压波形,和三电平与二电平逆变器输出电压的谐波分析波形。

以线电压仿真结果为例,在开关频率不高的情况下,三电平逆变器的输出电压的总谐波系数THD=6.82%,相对于二电平方案大大减小(二电平方案中此项指标值为42.49%)。

5 结束语

相对于传统的二电平逆变器,三电平方案的输出波形具有谐波含量小、波形更加接近正弦波、逆变器性能更好等优点。SVPWM方法可以沿用到三电平方案中,使用该方法具有控制逻辑清晰,易于实现不同的分区策略、中心点电压控制策略等优势。采用SVPWM方法的三电平逆变器非常适合高压大容量的电力电子变换应用。

参考文献

[1]Jih-sheng L,Fang Z P.Multilevel converters-a newbreed of power converters[J].IEEE Transactions on Industry Appli-cations.1996,32(3):509-517.

三电平逆变器控制技术研究现状篇5

在电压型逆变器(VSI)中,最早广泛应用的是两电平逆变器。传统两电平逆变器受功率器件耐压水平和载流能力的限制难以满足高压大功率电能变换的要求。相比之下,多电平逆变器及其相关技术有着诸多显著优点,已被公认为在高压大容量电能变换领域中有着广阔的应用前景,具有较高的研究价值。随着新型电力电子器件的研制成功,促进了逆变技术在提高电能的利用率、降低损耗、提高中高压大容量等方面有了长足的发展与进步。利用增加主电路电平数来减小du/dt和输出电压中的谐波,并使逆变器的开关管工作在电压低频(或工频)状态,以减小开关损耗及电磁干扰EMI。由于增加了逆变器的主电路电平数,电路结构必然要发生改变,逆变器的开关管数目必然要增多,但增多的是低频开关器件,这种器件货源充足、价格便宜,虽然多了开关器件,却使逆变器的造价降低,从提高逆变器性能价格比的角度来看还是合适的。这种逆变器更适合用于高压大功率应用,它和两电平逆变器相比,不存在开关管串联的静态和动态均压问题,du/dt小,EMI小,逆变效率高。

三电平逆变器控制技术研究是电力电子领域的研究热点,本文综述了三电平逆变器控制技术的研究现状,对三电平逆变器控制策略进行了展望。

1 逆变器与电网并联运行控制方法

逆变器并入电网后,控制其并联运行的方法有逆变器输出电压控制和电流控制两种方式。采用电压控制方式,则要求控制输出电压的大小和相位与电网同步;而采用电流控制方式,只需设定输出电流的大小、跟踪电网电压的相位,就可达到与电网并联运行,实现起来要比电压控制方式容易。电流控制方式:直接电流控制和间接电流控制。直接电流型并网方式一般采用电流负反馈的方式来控制逆变器输出电流的大小及相位。间接电流型并网方式是将采集的并网电流值进行相关转换后,变为电压控制值,使系统控制方式变为电压控制。

2 三电平逆变器拓扑结构[5,6]

1981年日本学者Nbae A.等人提出了三电平的拓扑结构,并提出了多电平逆变器的思想,即由几个电平台阶合成阶梯波以逼近正弦输出电压。目前三电平逆变器的电路拓扑结构种类较多,主要有三种基本的拓扑结构:1) 全桥级联式;2) 电容箝位式;3) 二极管箝位式。

3 三电平逆变器PWM控制策略[8]

三电平逆变器的PWM控制方法主要有载波调制方法(SPWM)、空间矢量调制方法(SVPWM)和特定谐波消除方法(SHEPWM)。SPWM正弦脉宽调制法的优势在于其简单的原理和良好的控制和调节性能,并且能够起到消除谐波、调节和稳定输出电压等多种作用。SVPWM从电压空间矢量的原理出发,实质是对三相正弦波中注入了零序分量的调制波进行规则采样的一种变形的SPWM技术,但SVPWM技术较SPWM技术具有更高的直流侧电压利用率、更低的开关频率和更好的动态性能[7]。SHEPWM通过开关时刻的优化选择,消除选定的低频次谐波,具有波形品质高、效率高、直流电压利用率高、直流侧滤波器尺寸小等一系列优点。

4 三电平逆变器波形控制算法

波形控制一直是PWM逆变器领域的研究热点,主要的控制方案有:PID、双闭环、无差拍控制、状态反馈、滞环控制、滑模变结构控制、模糊控制、神经网络控制和重复控制等。

a) PID控制

PID具有原理简单,使用方便,适用性和鲁棒性强等优点。数字控制器的出现使得数字PID控制成为可能。PID控制的快速性有了较大提升。文献[9]设计了PID闭环控制器,取得了较好的稳定性。文献[10]利用DSP实验实现了逆变器的PID算法,并与重复控制相结合,获得了良好的效果。文献[11]提出了一种基于坐标变换的三相SPWM逆变器恒压恒频控制策略,建立了逆变器在两相旋转坐标系下的数学模型,对输出电压的d,q轴分量分别进行PI调节,从而根据生产调制信号,实现三相逆变器的恒压恒频控制。

b) 双环控制[12,13]

在三电平逆变器各种不同的并网控制方式中,普遍采用电压外环和电流内环的双闭环串级控制结构。电压外环的作用主要是控制逆变器直流侧电压。电流内环的作用主要是按电压外环输出的电流指令进行电流控制,如实现单位功率因数按正弦波电流控制。双闭环控制的主要特点是物理意义清晰,控制结构简单,控制性能优良。双闭环控制的另一个优点是,由于电流内环的存在,只要对电流指令限幅,可以使逆变器工作于恒流状态。由于双闭环控制在电力电子及其他工业领域中都已得到广泛应用,其控制器参数的工程化整定方法已趋成熟,所以双闭环PWM整流系统的控制器设计几乎可以完全借用这种工程化设计方法。

c) 状态反馈控制[14,15]

逆变器输出波形的要求包括两个方面:高稳态精度和快动态性能。文献[16]指出通过配置闭环系统的极点,改变系统阻尼比,减少过渡过程的响应时间,可大大改善系统的动态品质。单就改善动态特性,状态反馈不失为一种简单有效的控制方法。但是,该方法对系统的稳态指标影响不大,许多文献中往往将状态反馈作为内环、以其他的控制策略作为外环形成复合控制方案,共同实施对逆变器的波形校正。

d) 滞环控制

滞环控制是将检测的输出电流与给定参考电流进行后的误差信号送入滞环比较器形成控制逆变回路开关器件的PWM信号,当误差信号大于给定的环宽时,产生的PWM信号控制开关管的通断,使误差信号回到滞环环宽内,从而使逆变器输出电流围绕给定电流在一个滞环环宽内波动。该方法的优点是快速的瞬态响应,高度的准确性及较强的鲁棒性。然而,滞环电流控制与当今的全数字化趋势不适应,因为它的瞬态响应性会被ADC及微机中断延时所降低。其次,滞环控制开关频率不固定,运行不规则,给滤波器的设计带来困难。

e) 模糊控制

模糊控制属于智能控制范畴,其最大的特点是不依赖控制对象的数学模型。对于具有多变量非线性时变特性的电力电子装置来说,系统存在复杂性与模型精确性之间的矛盾,模糊控制就是能够在准确与简明之间取得平衡、有效的控制系统。模糊控制器具有以下缺点:1) 模糊控制器的设计过程不需要被控系统精确的数学模型,模糊控制器有着较强的鲁棒性和自适应性2) 查找模糊控制表所用的处理器时间很少,因而可以采用较高的采样频率来补偿模糊规则和实际经验的偏差。模糊控制可以以任意精度逼近任何非线性函数。然而受当前技术水平的限制,它的隶属函数的确定还没有统一的理论指导,因此模糊控制理论还需要进一步的研究和改善。

f) 神经网络控制

神经网络控制也属于智能控制范畴,它也不依赖于受控对象的模型,非常适合于具有不确定性和高度非线性的控制对象,并且具有较强的自适应和学习能力,鲁棒性强。而神经网络的类型、结构和训练方法需要在控制系统的性能和系统的复杂性两者之间进行折衷,而且训练的速度受到现有硬件技术条件的限制,还有待进一步提高。

g) 滑模变结构控制[16]

滑模变结构理论由前苏联学者S.V.Emelyanov,V.I.Utkin于20世纪50年代提出。它利用不连续的开关控制策略来强迫系统的状态变量沿着相平面中某一预先设计好的“滑动模态”轨迹运动。它最大优点是鲁棒性强,对系统参变量的扰动不敏感,而且具有优良的动态性能,并且它利用的是开关特性,故可以用于对逆变器这类固有的变结构系统的控制。其设计首先要寻求滑模面函数,使受控系统在滑模面上得运动渐进稳定且获得良好的品质,之后再设计相应的变结构控制,使滑模面满足条件。通过合适地选取控制器的参数,可以获得较高的控制鲁棒性以及较快的响应速度。但是滑模控制也存在稳态效果不佳、理想的滑模切换面难于选取等弱点,而且滑模变结构控制难于通过模拟实现,在采用数字控制时,采样频率不够高也将影响其控制效果。目前,滑模变结构控制的逆变器还有待进一步的研究才能应用于实际产品中。

h) 重复控制[17,18]

重复控制是一种跟踪周期性输入、抑制周期性干扰的新型控制方法。它基于内模原理,利用控制系统中输入和扰动的周期重复性规律,记忆前一周期扰动发生的位置,在下一周期有针对性地进行波形补偿,从而实现了稳态条件下对给定周期信号的跟踪。重复控制与其它控制相比有以下特点:1) 对于未知的干扰信号,充分利用了它的重复性,降低了控制难度,减轻了控制器的负担;2) 只需一个电压反馈环,不需检测电流变化,因此电路结构简单,易于实现;3) 具有非常好的稳态性能及波形品质,理论上可以实现无稳态静差;4) 控制算法简单,对控制速度要求不高,而且可以实现控制动作的超前性。但对非周期性的扰动无作用,动态响应速度较慢,一般不单独使用。

i) 无差拍控制[19]

美国著名控制理论专家卡尔曼于20世纪60年代初提出了数字控制的无差拍控制思想。它具有瞬时响应快、精度高、THD小等特点,是一种优秀的控制策略。无差拍又称“无过冲”,指在每个采样点上系统的输出都与其指令完全一致,没有任何相位滞后和幅值偏差。从其定义即可看出,无差拍控制是数字系统特有的控制方式。它与最少拍控制有相似之处,表现在二者都具有“有限调节时间”特性。

5 展望

随着技术的发展,多电平逆变器将在高电压、大电流、大功率领域中应用得越来越多.复合控制可以结合一些控制策略的优点,使控制效果更好。比如文献[20]中提到的以重复控制为基础其他控制策略为辅的复合控制器。

NPP三电平变流器损耗分析篇6

关键词：三电平,NPP,压接式IGBT

1 引言

由于三电平变流器的结构简单, 体积小, 使用功率器件数量最少, 高可靠性的特点, 在中高压、大功率变换器领域, 三电平变换器结构已成为主流拓扑。使用最新高压功率器件压接式IGBT, 采用三电平拓扑结构, 可输出3.3k V、6.6k V和10k V的额定电压。

三电平拓扑结构常用NPC结构, 如图1 所示。NPC三电平应用于高压大功率变流器时, 由于内外管损耗不一致, 散热设计困难; 存在大环流回路和小环流回路, 对结构设计要求高, 限制了变流器开关频率和输出容量的进一步提高。

三电平NPP拓扑结构如图2 所示。主要优点为每只开关管承受的电压一致Vdc/4, 开关损耗为NPC拓扑结构的一半, 内外管损耗一致。并且由于每只开关管承受电压的降低一倍, 开关管的安全运行区余量有很大的提高。

文献[1]、[2] 分析了NPC三电平变流器的功率器件导通规律, 并给出了NPC三电平损耗计算方法; 文献[4] 给出了由IGBT手册估算IGBT动态损耗的方法;本文按照文献[3] 的方法, 首先分析了NPP三电平变流器的导通规律, 在此基础上, 依据厂商提供的IGBT产品参数, 给出了计算NPP三电平IGBT通态损耗和开关损耗的方法, 最后就计算结果和实验测量结果进行了比较。

2 NPP三电平换流过程分析

如图2 所示,NPP三电平每相有六个开关管和六个续流二极管组成, 交流输出由三个位于不同位置的开关顺序决定, 当与正电压相连的开关(S1,S2) 导通时输出正电压; 当与零电压相连的开关(S5,S6) 导通时输出零电压; 当与负电压相连的开关(S3,S4) 导通时输出负电压。

NPP拓扑换流过程如图3 所示:

a. 开关管S1和S2同时导通,S3和S4同时关断,如图3(a) 所示: 电流从逆变电路流向负载, 从P点经S1和S2到达输出端A; 输出端A电位等同于P的电位,为Vdc/2。

b. 开关管S1和S2同时导通,S3和S4同时关断,如图3(c) 所示: 电流从负载流向逆变电路, 从A端经过续流二极管D1和D2流进P点; 输出端A电位等同于P的电位, 为Vdc/2。

c. 开关管S1、S2、S3和S4同时关断, 如图3(b) 所示: 电流从逆变电路流向负载, 从中性点o点经箝位开关管S5 和二极管D6 到达输出端A; 输出端A电位等同于o的电位, 为0。

d. 开关管S1、S2、S3和S4同时关断, 如图3(d) 所示: 电流从逆变电路流向负载, 从中性点o点经箝位开关管S6和二极管D5到达输出端A; 输出端A电位等同于o的电位, 为0。

e. 开关管S3和S4同时导通,S1和S2同时关断, 如图3(e) 所示: 电流从逆变电路流向负载, 从负电位n点经由箝位二极管D3和D4到达输出端A; 输出端A电位等同于n的电位, 为-Vdc/2。

f. 开关管S3和S4同时导通,S1和S2同时关断, 如图3(f) 所示: 电流从负载流向逆变电路, 从A端经过S3和S4流进n点; 输出端A电位等同于n的电位, 为-Vdc/2。

根据上述工作模式可知:S1和S2、S3和S4的工作状态正好相反, 工作在互补状态,S1和S2、S3和S4共同承受正向阻断电压为Vdc/2, 每相桥臂中开关管导通时间基本相等, 即S1、S2、S3、S4损耗一致,D1、D2、D3、D4损耗一致。S5、S6工作在互补状态, 损耗一致;D5、D6损耗一致。

3 功率器件损耗计算方法

IGBT的损耗[5]主要由以下原因构成:

3.1 通态损耗计算

器件的通态压降和通态损耗可以通过下式计算:

其中rT为器件导通内阻;VT0为初始饱和压降;VT为通态压降;I为导通电流。

VT0和VT0可以通过器件传输特性曲线求取, 将动态压降和电流近似成线性关系。图4 为I X Y S的T1800 G B45A的传输特性曲线, 动态压降和电流近似成一条直线, 与横轴的交点即为VT0, 斜率为器件导通内阻rT。

器件平均通态损耗计算方法:

假设负责电流I=Imsin(ωt), 在一个载波周期内器件的损耗计算表达式为

其中TC为载波周期,D为器件导通占空比,I为负载电流。

对上式进行积分, 可得到器件在一个周期Ts内的平均损耗。假设器件在一个周期Ts[0,2π] 内导通区间为[θ1,θ2], 则其平均损耗表达式为

其中D=Msin(ωt+θ),θ 为功率因数角,M为调制比。

3.2 开关损耗计算

器件手册一般给出器件在标称电流、特定的电压、门极电阻、门极电容下的开通损耗Eon和Eoff, 则t时刻IGBT的开关损耗为Eonsin(ωt)、Eoffsin(ωt), 再乘以电压电流系数。设开关频率fs, 在导通区间为[θ1,θ2], 则器件在一个调制周期Ts的平均开关损耗为

3.3 器件总功率损耗及结温的计算

在开关频率fs下, 器件的平均损耗为

4 NPP三电平变流器功率器件的损耗计算

采用单极性SPWM正弦调制,NPP三电平变流器的器件通态占空比在不同工况下的取值如表1 所示。按照最大损耗考虑, 取调制度M=1, 功率因数在[-1,1] 区间上取值。

本文假设S1和S2、S3和S4同时开通和关断, 动静态完全均压, 则S1和S2、S3和S4通态损耗和关断损耗完全一致。

4.1 主管IGBT(S1、S2、S3、S4) 损耗计算

由第2 节NPP三电平换流过程分析可知,S1和S2开通和关断完全一致, 损耗一致;S3和S4开通和关断完全一致, 损耗一致;S1和S2、S3和S4的工况对偶,因此S1、S2、S3、S4的损耗相同。以S1为例, 计算方法如下:

S1在V>0、输出负载电流IL>0 期间斩波, 导通取件为[0,π-θ], 导通占空比为D=Msin(ωt+θ), 则其通态损耗为

其中,VT0为IGBT的通态压降,Im为交流电流的幅值。

考虑到S1的导通区间为[0,π-θ], 则器件S1在一个调制周期Ts的平均开关功耗为:

4.2 主管(S5、S6) 损耗计算

S5与S6工况对偶, 损耗一致。以S5为例, 计算方法如下:

在V>0、I<0 与上桥臂S1、S2交替导通, 导通区间为[0,π-θ], 导通占空比D为1-Msin(ωt+θ); 并且在V<0、I>0 与下桥臂S3、S4交替导通, 导通区间为[π-θ,π], 导通占空比D为1+Msin(ωt+θ)。

考虑到S5的斩波区间为为[π-θ,π], 则器件S5在一个调制周期Ts的平均开关功耗为:

4.3 二极管(D1/D2/D3/D4) 损耗计算

D1和D2开通和关断完全一致, 损耗一致;D3和D4开通和关断完全一致, 损耗一致;D1和D2、D3和D4的工况对偶, 因此D1、D2、D3、D4的损耗相同。以D1为例,计算方法如下:

S1在V>0、输出负载电流IL<0 期间斩波, 导通取件为[π-θ,π], 导通占空比D为1-Msin(ωt+θ), 则其通态损耗为

考虑到S1的导通区间为[π-θ,π], 忽略二极管开通损耗, 则器件S1 在一个调制周期Ts的平均开关功耗为:

4.4 二极管(D5、D6) 损耗计算

D5与D6工况对偶, 损耗一致。以D5为例, 计算方法如下:

在V>0、I>0 与上桥臂D1、D2交替导通, 导通区间为[0,π-θ], 导通占空比D为1-Msin(ωt+θ); 并且在V<0、I<0 与下桥臂D3、D4交替导通, 导通区间为[π-θ,π], 导通占空比D为1+Msin(ωt+θ)。

考虑到D5的斩波区间为为[0,π-θ], 则器件D5在一个调制周期Ts的平均开关功耗为:

4.5 小结

结合第4.1-4.4 节可以看出,

1) 开关频率只和开关损耗有关, 与通态损耗无关;

2) 调制度只和通态损耗有关, 和开关损耗无关, 调制度为1 时, 通态损耗最大;

5 计算结果和实验结果对比

5.1 计算结果

变流器交流输出3300V, 直流母线电压5400V,则PO、ON电压为2700V, 额定电流692A, 开关频率1k Hz,IGBT选择全部选择IXYS压接式IGBT,4500V档的T1800GB45A[6], 双面散热。T1800GB45A手册给出技术参数如表2 所示:

根据以上数据及计算方法, 变流器单相功率模块器件的损耗归纳如表3。

5.2 实验结果

对于功率器件总的损耗测量存在一定困难, 主要是导通时Vce和关断时的Vce差值很大, 准确测量功率器件的通态压降, 需要特殊的测量方法。同时我们注意到在通态电流、门极电压和环境温度确定的情况下, 功率器件的通态压降是确定的值, 可以准确确定额定电流下的通态损耗。为验证计算方法的有效性, 实验对器件在单周期内的开关特性进行了测试, 获得器件的开关过程的数据, 并与计算结果进行比较。

电压、电流通过Tek示波器DPO3054 和电流探头CWB30B、电压差分探头THDP0100 进行测试, 在峰值电流978A条件下测得功率器件的开通和关断的电压、电流波形, 两者乘积可得损耗功率关于时间的波形, 在开关过程时间内对函数积分即可求得开关损耗。测试值和表3 的计算值总结为表4 所示。

二极管的开关损耗本身较小, 受测量工具影响, 测量值与理论计算值误差范围较大。

6 结束语

本文分析了N P P三电平换流器的导通规律和换流过程, 给出了N P P三电平换流器功率器件损耗计算方法。通过实验和计算对比, 验证了损耗计算方法的有效性。

参考文献

[1]SIBYLLE DIECKERHOFF,STEFFEN BERNET,AND DIETMAR KRUG.“Power loss-oriented evaluation of high voltage IGBTs and multilevel converters in transformerless traction applications”[J].IEEE Trans.Ind.Electron.,2005,20(6):1328-1336.

[2]孙绍慈.基于高压IGBT中压三电平PWM风电变流器研究[D].学位论文,2012.

[3]章钧.NPP拓扑结构在MV7000三电平中压变频器上的应用[J].变频器世界,2011,5(1):90-93.

[4]ABB,Application note 5SYA 2053 09.2013

[5]张崇巍,张兴.PWM整流器及其控制[M].北京:机械工业出版社,2003,10.

隔离式三电平交-交直接变换器篇7

目前，普遍采用UPS来改善电网波形质量，UPS通常都是采用交-直-交变换方式，电路复杂、成本高、体积大[1,2]。因此，研究体积小、质量轻、响应速度快且具有电气隔离功能的交流调压、稳压开关电源具有广泛的应用前景。

本文基于丘克(Cuk)电路原理进行改造变换[3,4,5,6,7]，提出隔离式三电平交-交直接变换器，详细阐述了其电路拓扑、工作原理及高频闭环控制策略，并对其建立模型，仿真验证了此设计的正确性和可行性。隔离式三电平交-交直接变换器将不稳定的高压交流电变换成稳定或可调的正弦交流电，输出波形质量好，开关管电压应力减小了一半，可应用于要求电气隔离的高压大容量交-交变换场合，实现了多电平在交流斩波器[8,9,10,11]中的应用技术。

1 变换器拓扑

Cuk变换拓扑中间的电容主要起能量耦合的作用，可使用变压器代替。使用2个耦合电容，分别位于隔离变压器原、副边两侧，并与其串联，不仅有效解决了变压器磁复位的问题，而且实现了变换器输入和输出侧的电气隔离。针对两电平变换器不利于高电压、大负载场合应用，三电平技术可降低开关管电压应力，减小输出谐波含量的特点，对隔离式Cuk变换器进行一定的级联变换，应用具有双向阻断功能的交流开关单元，得到隔离式三电平交-交直接变换器，如图1所示(图中ui、uo分别为输入、输出电压)。隔离式三电平交-交直接变换器拓扑结构简单、功率密度高，采用三电平技术[12,13,14]，开关管提高了变换器的功率等级。

2 变换器工作原理

在分析之前，先假设变换器工作在完全理想状态，即[15]：

a.所有开关管、二极管、电感、电容均为理想器件，电源内阻为零;

b.耦合电容C1=C2=C3=C4，且足够大，其充、放电时电压波动可忽略，两端电压视为恒定值。

由于开关管工作在高频状态下，在1个开关周期内，变换器工作状态可以等效为直流状态。

2.1 开关管占空比D<0.5,ui>0时变换器的开关模态

开关模态1[t0,t1)：开关管VT3a、VT4a、VT1b、VT2b、VT3b、VT4b导通，电感L2上的电压产生第1电平-uo。电流经C1、T1和T2原边、C2流通，T1和T2副边感应的能量经VT3a、VT3b、VT4a、VT4b对C3和C4充电，负载也通过L2、VT3a、VT3b、VT4a、VT4b续流，如图2(a)所示。此过程中，电感L1、L2电流均线性下降，关系式为

其中，uT1p、uT1s为变压器T1原边和副边的绕组电压;uT2p、uT2s为T2原边和副边的绕组电压;n为变压器T1、T2的变比;Δi1(-)、Δi2(-)为该模态中电感L1、L2电流的减小量。

开关模态2[t1,t2)：开关管VT1a、VT4a、VT1b、VT2b、VT3b、VT4b导通，电感L2上的电压产生第2电平(ui-nuo)÷(2n)。电流经VT1a、VT1b、T2原边对C2充电，C1通过VT1a、VT1b、T1原边放电，T1副边感应的能量经VT4a、VT4b、L2、C3给负载供电，T2副边感应的能量经VT4a、VT4b给C4充电，如图2(b)所示。此过程中，电感L1、L2电流线性上升，其关系式为

其中，Δi1(+)、Δi2(+)为该模态中电感L1、L2电流的增加量。

开关模态3[t2,t3)：与该周期中的开关模态1完全相同，见图2(a)ㄢ

开关模态4[t3,t4]：开关管VT2a、VT3a、VT1b、VT2b、VT3b、VT4b导通，电感L2上的电压产生第2电平(ui-nuo)÷(2 n)。电流经T1原边、VT2a、VT2b对C1充电，C2通过VT2a、VT2b、T2原边放电，T1副边感应的能量经VT3a、VT3b给C3充电，T2副边感应的能量经VT3a、VT3b、C4、L2给负载供电，如图2(c)所示。此过程中，电感L1、L2电流线性上升，关系式为

2.2 D<0.5,ui<0时变换器的开关模态

D<0.5、ui<0时工作状态与D<0.5、ui>0基本相同，只是对应的开关模态中换成VT1b、VT2b、VT3b、VT4b高频斩控，VT1a、VT2a、VT3a、VT4a一直导通。工作过程中变换器一直以第1电平和第2电平交替工作。由于拓扑及开关管工作的对称性，在半个开关周期内，电感电流的变化量也是为零的，即电感电流的上升量与下降量相等，因此有

将式(1)(4)代入式(12)，式(2)(5)代入式(13)，综合式(1)～(11)，可以得到输入电压与输出电压关系为

2.3 D>0.5,ui>0时变换器的开关模态

开关模态1：开关管VT1a、VT4a、VT1b、VT2b、VT3b、VT4b导通，电感L2上的电压产生第2电平(ui-nuo)/(2 n)。电流经T2原边、VT1a、VT1b对C2充电，C1通过VT1a、VT1b、T1原边放电，T1副边感应的能量经VT4a、VT4b、L2、C3给负载供电，T2副边感应的能量经VT4a、VT4b给C4充电。

开关模态2：开关管VT1a、VT2a、VT1b、VT2b、VT3b、VT4b导通，电感L2上的电压产生第3电平ui/n。电流经VT2b、VT2a、VT1b、VT1a、L1流通，电容C1、C2经T1和T2原边放电，T1和T2副边感应的能量经C3和C4对负载供电。

开关模态3：开关管VT2a、VT3a、VT1b、VT2b、VT3b、VT4b导通，电感L2上的电压产生第2电平(ui-nuo)/(2 n)。电流经VT2a、VT2b、T1原边、L1对C1充电，C2通过VT2a、VT2b、T2原边放电，T1副边感应的能量经VT3b、VT3a给C3充电，T2副边感应的能量经VT3a、VT3b、L2、C4给负载供电。

开关模态4：开关管VT1a、VT2a、VT1b、VT2b、VT3b、VT4b导通，电感L2上的电压产生第3电平ui/n。与该周期中的开关模态2完全相同。

2.4 D>0.5,ui<0变换器的开关模态

D>0.5、ui<0时工作状态与D>0.5、ui>0基本相同，只是对应的开关模态中换成VT1b、VT2b、VT3b、VT4b高频斩控，VT1a、VT2a、VT3a、VT4a一直导通。工作过程中变换器一直以第2电平和第3电平交替工作。输入/输出关系式(14)同样适用于占空比D>0.5的情况，这里就不作详细推导。

3 控制电路设计

本变换器采用电压瞬时值反馈交错互补式控制方案[16,17,18]，正半周期内，VT1b、VT2b、VT3b、VT4b一直导通，VT1a和VT2a、VT3a和VT4a交错导通，同时VT1a和VT3a、VT2a和VT4a互补导通，实现高频斩控;负半周期内，VT1a、VT2a、VT3a、VT4a一直导通，VT1b和VT2b、VT3b和VT4b交错导通，同时VT1b和VT3b、VT2b和VT4b互补导通，实现高频斩控。控制电路主要包括：电网电压同步的正弦基准电路、采样电路、误差放大电路、均压电路、锯齿波发生电路、PWM发生电路、基本逻辑门电路和驱动电路等。具体控制框图如图3所示，图中uEA-cd作为修正信号与输出电压误差放大器的输出信号uEA-uo相加作为误差信号uEA1，将uEA-cd反向后作为修正信号与uEA-uo相加作为误差信号uEA2ㄢ

4 仿真实验

输入电压有效值为(220±20)V、频率为50 Hz的正弦交流电，额定容量为500 V·A，阻性和感性负载功率因数范围0.85～1.0，开关频率为100 kHz。具体参数如下：耦合电容C1=C2=C3=C4=15μF;输入滤波器Li=10μH,Ci=4.7μF;输入储能电感L1=0.32mH;输出滤波电感L2=0.4 mH;变压器LT1p=LT1s=LT2p=LT2s=0.4 mH，变比n=1;滤波电容Co=2μF。主要仿真波形见图4ㄢ

仿真结果显示变换器输出电压波形质量较好;输出电流纹波小，高次谐波含量少;变压器原副边电压伏秒积为零，有效磁复位;若采用Cuk两电平变换器拓扑实现该功率等级的变换，开关管的电压应力为UVTmax=ui+uo=1.414×(220+110)=467(V)，图4(e)(f)显示开关管电压应力减小了一半;图4(g)验证了开关模态中所分析的，在D<0.5时，电感L2上拥有2种电平，即第1电平-uo和第2电平(ui-nuo)/(2 n);在D>0.5时，电感L2上则拥有另外2种电平，即第2电平(ui-nuo)/(2 n)和第3电平ui/nㄢ

5 结论

通过对隔离式三电平交-交直接变换器的研究和仿真实验，可以总结出以下结论：

a.在输入、输出电压相同的情况下，三电平交流开关单元中的开关管电压应力比两电平交流开关单元中的开关管电压应力低，采用相同的开关管时，三电平交流开关单元可实现更高的电压等级能量变换;

b.三电平交-交直接变换器所需的开关管较多，控制电路比较复杂，但是三电平交-交直接变换器输出电压的谐波含量少，大幅度减小了滤波器的体积;

c.隔离式三电平交-交直接变换器拓扑简洁，变压器可有效地磁复位，实现输入、输出侧的电气隔离，通过调节VT1a、VT1b、VT2a、VT2b的占空比D，变换器可以工作在升压和降压状态，应用范围更广;

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