多电平变频器（共7篇）
多电平变频器 篇1
0引言
高压变频技术在国内已有十几年的发展历史, 但目前大多数网侧变频器采用不可控的二极管整流器, 存在以下问题:网侧电流畸变严重, 影响电网的功率因数, 谐波损耗大;输出电压含有大量谐波, 使普通交流电动机的定、转子铜耗和铁损增加;对周围电子装置、电子线路产生射频干扰, 影响其工作。
针对变频器存在的上述问题, 本文设计了一种新型变频器, 它采用单元串联的方式, 将5个低压的功率单元串联实现高压, 解决了直接输入高压的难题, 每台功率单元的电路、结构完全相同, 可以互换, 也可以互为备用。该变频器无需输出变压器, 更不需要任何形式的滤波器, 可直接驱动交流电动机。
1硬件设计
该变频器的功率单元采用模块化设计, 可迅速替换故障单元。高压变频器主要由旁路柜、移相变压器柜、功率柜和控制柜4 个部分组成, 如图1所示。旁路柜又称开关柜, 6/10 kV电压 (A、B、C三相) 直接通过它里面的开关输出到移相变压器柜;移相变压器柜主要用于将6/10 kV电压平均分配给5个功率单元;控制柜主要用于对功率柜和旁路柜进行控制 (包括开关的通断、输入/输出电压、输入/输出电流和运行频率) ;功率柜分A、B、C三相, 每相由5个功率单元串联组成, 这样它里面就有15个功率单元, 通过每个功率单元的变压变频输出到负载。功率单元的主电路是高压变频器的核心电路, 下面将重点介绍功率单元。
1.1 功率单元的硬件组成及工作原理
功率单元由主电路和制动电路组成, 主电路又由整流电路、滤波电路和逆变电路组成, 如图2所示, 它为基本的交-直-交单相逆变电路。整流电路由6个二极管组成三相全桥, 移相变压器输出电压通过熔断器接到整流管输入级。为了防止冲击电流, 在整流管和电容组之间串联限流电阻。整流后的电压先通过限流电阻给电容组充电, 电容组的电压上升到一定值后, 限流晶闸管门极有触发电流并导通 (从电容组开始充电到限流晶闸管导通的时间大约为5 s) , 这时限流电阻被短接, 直接通过限流晶闸管给电容组充电, 实现AC-DC转换。如果限流晶闸管有故障, 则直接切换到旁路, 保证功率单元正常运行。2个晶闸管上的无感电容主要吸收du/dt和浪涌电压, 并对它们起保护作用。滤波电路由12个450 V/4 700 μF的电容组成三串四并的电容组, 相当于交-直-交逆变电路的中间直流环节, 起到储能和滤波作用。
单相全桥逆变电路由2个IGBT、2个二极管和2个2SD315驱动电路组成, 属于电压型逆变电路, 既是功率单元的核心电路, 也是高压变频器的核心电路。通过对IGBT逆变桥进行SPWM控制, 可得到单相交流输出, 即将整流出来的电压经过电容组滤波后, 再经过IGBT逆变成交流给负载供电。IGBT是全控型器件, 属于器件换流, 通过上下桥臂的切换, 产生触发脉冲信号, 对这些脉冲信号进行正弦PWM控制, 就可得到需要的输出波形。通过IGBT上下桥臂的切换可实现DC-AC转换。2个IGBT上的门极板都有1个16 V反向串联的稳压管和10 kΩ电阻, 因为门射极之间最佳电压为15 V左右, 当驱动电压为15 V时, 二极管的稳压值为16 V, 可防止门极绝缘层被击穿而造成器件损坏。门极外加电阻, 一方面在管子导通时, 抑制集电极电流上升率di/dt, 防止门极电流振荡;另一方面在管子关断时, 抑制集电极电压上升率du/dt, 避免动态擎住效应的发生。每个功率单元的结构及电气性能完全一致, 可以互换。
制动电路为直流制动电路, 主要用于准确停车控制和启动前的直流制动。
1.2 功率单元电路结构
功率单元电路结构包括输入侧结构和输出侧结构。
(1) 输入侧结构:
输入侧由移相变压器给每个功率单元供电, 移相变压器的副边绕组分为3组, 根据电压等级和单元串联级数, 由30脉冲构成多级相叠加的整流方式, 可以大大改善网侧的电流波形 (网侧电压电流谐波指标满足IEEE519—1992和GB/T14549—93的要求) , 使其负载的网侧功率因数接近1, 无需任何功率因数补偿、谐波抑制装置。
(2) 输出侧结构:
输出侧由每个单元的2个输出端子相互串接而成星型接法给电动机供电, 通过对每个单元的PWM波形重组, 可得到阶梯SPWM波形, 如图4所示。这种波形正弦度好, dv/dt小, 对电缆和电动机的绝缘无损坏, 无需输出滤波器, 可延长输出电缆长度, 并可直接用于普通电动机。同时, 电动机的谐波损耗大大减少, 可消除负载机械轴承和叶片的振动。
1.3 功率单元输出波形
功率单元输出波形如图3所示, 每个功率单元输出的波形均为矩形波。如果将5个功率单元输出串联, 就是变频器输出, 输出波形为SPWM波, 即将5个功率单元的输出波形叠加在一起, 如图4所示。
2软件设计
该变频器的软件设计主要为功率单元主电路的软件设计。功率单元主电路软件设计采用VHDL语言编程。进入主程序后, 首先IGBT进行复位检查, 之后进入光纤和IGBT复位检测, 等其它状态检测完毕之后 (如24 V和15 V电源、温度、输入熔断器和直流电容电压检测完毕) , 如检测没有错误, 就进入充电等待状态;如果检测有错误, 就进入出错状态。进入充电等待状态后, 上位机发出解锁命令, 进入直流制动状态。如果在进入直流状态后进行脉冲检测, 就进入正常运行状态, 否则就出错并封锁信号, 进入旁路状态;如果正常运行时出现故障, 如24 V电源掉电大于2 s或不能进行脉冲检测, 这时进入旁路状态, 并封锁所有信号, 如果24 V电源掉电小于2 s, 恢复后并能进行脉冲检测, 此时又恢复到正常运行状态。如果想再次进入主程序, 必须先断电后, 再上电。功率单元主电路的主程序流程如图5所示。
3结语
本文设计的高压变频器属于高-高电压源型变频器, 也是交-直-交变频器, 可直接接6/10 kV输入和6/10 kV高压输出。采用该方法设计的变频器, 解决了直接输入高压的难题。由于采用功率单元串联, 可采用技术成熟、价格低廉的低压IGBT组成逆变器, 通过串联电源以适应不同的输出电压要求;输入侧的降压变压器采用移相方式, 可有效消除对电网的谐波污染;输出侧采用多电平正弦PWM技术, 可适用于任何电压的普通电动机;控制器与功率单元之间采用光纤通信技术, 低压部分和高压部分完全可靠隔离, 具有很好的抗电磁干扰性能。另外, 在某个功率单元出现故障时, 也可以通过单元旁路功能将该单元短路, 其余的功率单元可继续保持电动机的运行, 减少停机造成的损失。但该变频器也存在不足之处, 即在夏天满频率运行时容易过温保护、功率单元使用元器件过多、结构复杂, 有待改进。
摘要：针对现有高压变频器存在的问题, 文章设计了一种新型变频器, 详细介绍了该变频器功率单元的硬件组成、工作原理、电路设计及其软件控制的实现方法。该变频器采用单元串联多电平技术, 可以得到阶梯SPWM波形, 无需输出滤波器, 可直接驱动普通电动机。
关键词：变频器,多电平技术,单元串联,阶梯SPWM波形
参考文献
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多电平变频器 篇2
与传统的二电平变频器相比,多电平变频器的主要优点有: ①由于功率器件串联使用,单个器件耐压降低,可以安全地提升整个系统输出功率; ②单个器件耐压降低使输出dv/dt减小; ③多电平输出合成的正弦波中谐波成分减少[1]。基于以上优点,多种拓朴结构和调制策略被相应提出,目前多电平变频器的拓扑结构主要有二极管钳位型,飞跨电容型和级联型多电平变频器。以上各种多电平变频器都具有各自的优点和不足之处,其中,级联型多电平变频器采用若干低压PWM功率单元相串联的方式来实现直接高压输出,对电网谐波污染较小,电流谐波含量较低,输入功率因数较高,并且不必采用输入谐波滤波器和功率因数变换器,在高压大功率领域应用较为广泛[2]。本文在介绍级联多电平变频器拓朴结构及其常用算法基础上,提出了一种新的改进调制策略,通过实验和仿真对该方法的性能与优点加以分析和证实。
2 级联型多电平变频器改进调制算法原理
2.1 三角载波移相PWM法
三角载波移相PWM法(Triangular carrier phase shifting PWM—PSPMW)是目前在级联型多电平变换器中应用最为广泛的方法[3]。图1为单相级联型多电平变频器的拓扑结构。每个功率单元均为H桥逆变电路结构,输出端依次串联,对功率开关器件采用SPWM控制,每个模块的SPWM信号是由三角载波和正弦调制波比较产生,同一相各模块的正弦波都相同,但每个模块的三角载波与它相邻模块的三角载波之间有一个相移。若三角波的周期为Ts,则N级模块相串联时载波依次滞后时间为VT=TS/N,这就是所谓的载波移相控制理论[3]。对于B相和C相,只需将正弦调制波依次移动120°相角即可得到。在实际应用中,常采用同相调制算法,其原理如图2所示,每一相的不同功率单元使用的正弦调制波的幅值和相位相同,左右桥臂的调制波相位相反,而每级功率单元的三角载波形状相同相位不同,各载波间相角依次移动VT,该法的优点是在不提高开关频率的条件下使等效开关频率提高到原来的2N倍,有助于提高整个系统的等效载波比,从而大大减小输出谐波。然而,在线性范围内,其最大调制比为1,直流电压利用率不高,同一时段内有多级功率单元参与了PWM控制,器件开关频率偏高,开关损耗较多。
2.2 改进调制策略原理
文献[4]提出了一种控制自由度组合的多电平PWM控制方法生成思想,具体而言,对于多电平逆变器的调制波形,至少有频率、幅值、相位和叠加其它分量等多个自由度。如果把不同控制自由度按照一定的原则进行相互组合,将产生一些具有实际意义的新型多电平逆变器PWM方法。基于这一思想,从提高直流电流利用率和减少开关损耗这一角度出发,本文将文献[5]提到的一种二电平普通三相桥式逆变电路的调制策略应用到级联型多电平变频器中,得到了级联型变频器的一种新的调制方法,其原理如下:在PSPWM法的基础上,给三相调制信号叠加一个组合信号Up,设三相调制信号分别为
其中M为调制比,令
得到新的三相调制信号为:
Uru1, Urv1, Urw1, Up及Uru, Urv, Urw的波形分别如图3所示。
可以看出,不论Uru1,Urv1,Urw1幅值的大小,Uru,Urv,Urw中总有1/3周期的值是和三角波负峰值相等的,其值为-1。在这1/3周期中,并不对调制信号幅值为-1的一相进行控制,而只对其他两相进行PWM控制,这样可以使器件的开关频率比原来减小1/3,较大地提高了系统的效率,这是选择式(2)的组合信号Up的一个重要原因。本文称此种方法为改进调制波PSPWM法(improved modulating wave PSPWM—IMPSPWM)。采用该方法时,计算功率器件开通和关断时间可以在PSPWM法常采用的对称规则采样法的基础上作相应的调整,原理如图4所示:图中的θi为三角波中点采样时刻的角度值,Ts为三角波的周期。采用图2的同相调制原理,以式(3)中新的三相调制信号替换三相正弦调制波,如图4所示,应用相似三角形法求得A相功率单元左桥臂的上桥功率器件的SPWM控制信号开通时间tg和关断时间td分别为:
同相控制算法的左右桥臂的正弦波的相位相反,所以右上桥臂功率器件的SPWM控制信号可表示为:
B相和C相的计算方法只需将上述式(4)式(5)中的Uru分别替换为式(3)中的Urv和Urw,但是对应的三角载波完全相同,这样在系统实现时就可以较简单地计算出三相各功率单元的导通和关断时间。
3 系统实现
系统采用六级功率单元串联,三相共18个功率单元,共需36路触发脉冲,控制部分结构图如图5所示:
主控制器采用熟悉的TMS320F2812,该芯片是TI公司C2000系列电机控制专用电路的高端产品,指令周期可达150MHz,完全可满足实时计算和控制。其主要功能有:①完成SPWM脉冲的实时计算,将计算的数据实时传给逻辑器件FPGA,实现36路脉冲的触发; ②与18个功率单元中的控制器通信,控制功率单元的工作,并实时传输功率单元的运行状态; ③与上位机(PC机)通信,实现高压变频器的远程控制; ④与西门子S7-300系列PLC通信; ⑤实现模拟量与开关量的输入、输出。FPGA主要实现多路SPWM脉冲的实时输出,将产生的脉冲通过光纤传输给功率单元。功率单元驱动板采用AT89C51单片机进行控制,完成功率单元启动、旁路或关闭并实现功率模块的保护功能,当发生故障时,能够及时地完成旁路、切除故障功能并通过光纤发送给上位机控制器。S7-300PLC完成外部一些端口数据的采集,同时和PC机通信,可以实现触摸屏对变频器的控制操作。
主控程序包括主程序,PWM中断服务程序以及实现(2)~(5)式的计算子程序,并存有以0.1°幅度递增的一个周期范围的正弦函数值,以方便各计算子程序在实时计算过程中查用。主程序完成系统启动与停止控制、系统参数初始化、通讯、系统的监控与保护功能,在完成调制波频率、三角波频率和调制比初始化后,计算出初始θ值和偏移角度值VT,在确认所有功率单元完成启动准备工作时,开启中断,程序进入循环状态,等待中断发生,同时读取电压电流和功率单元的状态,进行实时显示。中断程序完成每个功率单元SPWM脉冲的计算,该中断程序开始先取出上一轮计算的三相脉冲高低电平时间,输出到FPGA中,使其根据所给的时间产生相应的多路脉冲,在送出时间后,接着调用脉冲计算程序,计算出下次FPGA所需要产生脉冲的高低电平时间,将计算所得的数据存储到指定的存储区,供下次传给FPGA需要,最后中断程序给θi加上错位移相角度值VT后返回到起始地址。脉冲计算程序实时调用各计算子程序,通过查表和运算,得到各个功率器件的高电平时间tg和低电平时间td,B相和C相的计算只需将式(4)和式(5)中的Uru分别替换为Urv和Urw。
4 仿真与实验
在Matlab/Simulink环境下建模,分别对PSPWM法和IMPSPWM法进行仿真。采用六相功率单元级联,三相负载基本参数如下:电阻R为50Ω,电感L为100mH,每个单元的直流侧电压为577V,基波频率50Hz,载波频率200Hz,调制度M=1。为方便对比分析,图6、图7给出了两种方法的相电压、线电压波形和频谱图。对比图6的相电压波形可知,改进后开关次数明显减少,这和图3的分析是一致的,这是改进调制策略的优点之一,但相电压质量有所下降,如果仔细分析图3就会发现,Up实质上是由3次谐波和直流分量叠加而成的,这些分量叠加到正弦调制波时会引入到相电压中,我们可以在图7中清晰地看出相电压中含有明显的3次谐波和直流分量。不过,各相3次谐波和直流分量在三相系统可以完全抵消,因此输出线电压不受加入组合信号Up的影响,图7中可以看到线电压中只包含少量高次谐波,这继承了PSPWM的优点。由图4可知,改进调制方法后,调制度大于1时不会影响到系统的实现,仿真结果测得改进调制方法后调制度可达到1.15,远高出采用PSPWM法的最大调制度1,因此直流电压利用率可得到明显提高,仿真测得线电压基波幅值可达到6852V,而PSPWM最大为5991V,这是IMPSPWM法的第二个优点。
实验的主电路如图5所示,采用6000/577V移相变压器降压,分别输入到各功率单元中,六个功率单元输出电压叠加在一起构成一相输出,系统输出6KV线电压,输出三相电压接高压电动机,采用VVVF控制,调制比M随输出电压和频率的变化在0.6~1.15之间变化,电机参数为:额定功率960KW,额定转速1475r/min,额定电压6KV,运行频率在30Hz~50Hz之间。高压下变频器输出电压波形可以用隔离变压器降压后通过电流互感器来测量其输出波形,比例为6000/100V,用示波器测量到输出电压波形如图8~10所示。
实验结果表明,线电压输出波形良好,验证了此种调制策略应用于大功率三相风机,泵类等变频调速场合的可行性。通过调试及各项参数检测,电机运行稳定、可靠,达到了预期的效果。
5 结论
基于控制自由度思想,提出了在调制波中加入由3次谐波和直流分量构成的组合信号的改进调制法,详细论述了该法原理和系统实现方法,并进行了仿真和实验。结果表明该方法除具有PSPWM法的固有优点外,还能使调制度达到1.15,直流电压利用率提高,并使开关次数减小,系统效率提高。此外,从仿真实验中我们测得该法输出共模电压有所增加,今后可进一步研究这些控制自由度的不同组合,找到一种更优的控制方法。
摘要：本文简单介绍级联型多电平变频器的拓扑结构及其通常采用的载波移相控制的工作原理,根据它的优缺点,提出了一种新型的适用于级联型多电平变频器的改进PWM调制策略,阐述该策略的原理,并给出了其系统的实现方法。使用MATLAB软件对该法进行建模和仿真,结果表明新方法比载波移相法具有更好的控制效果。基于级联型高压变频器平台进行了实验,采用TMS320F2812 DSP,FPGA和PLC实现系统的数字控制,实验结果论证了该方法的可行性。
关键词：载波移相控制,调制策略,系统实现
参考文献
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多电平变频器 篇3
关键词：半桥子模块,模块化多电平变流器,高压变频器,高压直流输电,可靠性,平均无故障时间(MTBF)
模块化多电平变换器(M2C)得益于其模块化特征,具有良好的电压和功率扩展能力、交流侧电压畸变率小、良好的冗余特性及灵活的前端配置等优势,被认为是未来最典型的应用于高压场合的电力电子变换拓扑之一[1,2,3,4,5,6,7,8,9,10,11,12]。M2C在参数设计、环流抑制、子模块电容均压、系统启动控制、电压调制策略、容错运行、低频运行特性等方面已有广泛而深入的研究[1,2,4,8,11,13]。西门子已于2010年首次成功将该拓扑应用于高压直流输电[10],现基于该拓扑开发了高压变频器、致力于高压大功率电机传动应用——在船舶发电、测试台、压缩机、高炉鼓风机等负载已有成功应用案例。
为此,本文首先详细介绍了M2C拓扑的结构与原理;并比较分析了M2C高压变频器和目前工业应用的主要高压变频器的系统可靠性;最后介绍了西门子新一代多功能型模块化多电平高压变频器SINAMICS GH150的技术特点。
1 M2C拓扑基本原理及特点
模块化多电平变换器(M2C)自提出以来,经过不断发展,衍生出了许多子拓扑,如采用不同的子模块——全桥模块、钳位型三电平模块等[8];典型的M2C结构如图1 所示,每相由上下2 个桥臂组成,每个桥臂由n个完全一致的子模块串联而成,以及1 个桥臂电抗器L,每相输出由2 个桥臂电抗器之间引出。子模块(SM),包括1个电容CSM,2 个全控型功率器件IGBT;在正常情况下,任意时刻,2 个IGBT仅有1 个开通,另一只处于关断状态:当上管开通、下管关断时,该子模块输出电压为Vo=Vc;当上管关断、下管开通时,该子模块输出电压为Vo=0。但M2C在暂态运行过程中,子模块存在3种工作状态[10]:即续流导通状态(或称为闭锁状态)、电容投入状态和电容切出状态,如图2 所示。将n个子模块串联后,通过控制每个子模块电容的投入与切出,即可实现输出0~+n之间的任意电平、合成所需要的电压,如图3所示。
由上述分析可知,模块化多电平变换器M2C具有如下主要特点:1)模块化结构——不受半导体器件的限制,而具有很好的电压、功率及电平扩展能力;2)交流侧输出多电平且易于电平扩展——完美无谐波、对负载和电网友好;3)采用已经工业验证的半导体器件、并具有良好的冗余特性;4)配置方式灵活、易实现不同的联接方式;5)具有公共的直流母线和交流侧,很容易实现高压应用和有功双向传送。
2 高压变频器可靠性分析
高压变频器驱动的高压电动机往往系统容量大、应用工艺对可靠性要求高;系统停机或工艺流程的短时中断都会造成巨大的经济损失、材料报废,甚至人身伤亡。因此,在选择高压变频器时,可靠性和可用性指标倍受关注;但不同厂家的可靠性指标大都基于不同的假设、计算方法也各有不同,很难将它们直接对比[14]。
本文针对表1 中所列拓扑和组件,对6.6 k V水冷型高压变频器系统可靠性进行了比较分析。分析中假设所有变频器的水冷却系统和控制系统具有相同的可靠性,而侧重于对不同拓扑及其相应特定组件的可靠性分析,主要包括:
1)电机侧变换器。①功率单元相关的PCB电路,即带内部电源或冗余供电的单元控制板和带隔离电源的高压IGBT或IGCT的门极驱动电路;②功率IGBT,IGCT,续流或尖峰抑制二极管和相关无源缓冲电路元器件;③直流母线储能电容器;④各拓扑相关的特定元器件,如M2C的桥臂电抗器、H桥级联型拓扑的进线熔丝等。
2)系统元器件。①网侧进线变压器;②网侧整流器,包括功率二极管和缓冲电路。
3)不包括输出dv/dt或正弦滤波器。
对上述元器件分析中使用的故障率主要源于长期现场应用经验、供应商数据及相关应用笔记和平均无故障时间的系统计算方法。对影响可靠性和可用性的关键器件进行了单独分析与考量[14]。在不考虑冗余配置的情况下,分析结果如图4所示。
结果表明:对比平均无故障时间(MTBF)可知,模块化多电平变换器(M2C)和传统H桥级联型在可靠性方面略优于其它拓扑,但各拓扑的可靠性并没有显著的差异。
采用冗余配置时的分析结果如图5所示。
结果表明:1)模块化多电平变换器(M2C)和传统H桥级联型在采用冗余配置时能极大地增加系统可靠性;2)中点可控式三电平(3L-NPP)虽然具有冗余配置的能力,但因其要求故障时相应功率器件处于短路导通状态,因此即使采用冗余配置——功率器件的驱动电路故障时(非IGBT本身故障),仍不能保证冗余配置的可靠性——依然不能有效提高系统的可靠性;3)采用n+2 冗余配置时,相比n+1冗余并不能有效地提高系统的可靠性、甚至低于n+1冗余的可靠性,如3L-NPP系统。这是因为采用冗余配置的同时也增加了系统元器件的数量而对系统可靠性带来一定的负面效应。
3 西门子GH150高压变频器简介
西门子推出的基于M2C拓扑的水冷型SINAMICS GH150 高压变频器示意图如图6 所示,它采用了双单元模块化设计,输出波形如图7所示,适用于新建或改造项目。图7中,线电压Uline=6.6k V,每相桥臂12 个双单元模块,线电流Iph=1 100A,cos φ=0.9,S=12.57 MV · A。它除具有M2C拓扑本身的优势外,还具有以下主要特性:1)变压器、功率单元柜和控制柜三者之间可根据需求分开布置——适用于空间受限的现场,有利于优化工厂设备布局、方便运行控制、减少电气室投资。2)灵活的变压器设计,如兼容标准和移相变压器,干式或油浸变压器等。3)更加快速的单元旁路:整个旁路动作时间小于1 ms(约为625 μs);在配置冗余单元的情况下,旁路过程对负载几乎无任何影响。4)前端维护设计,可靠墙放置。5)采用自愈式薄膜电容。6)可集成内置制动模块,适用于快速可控的制动应用需求。
4 结论
多电平变频器 篇4
与传统的二电平变频器相比, 多电平变频器具有3个主要优点: (1) 由于功率器件串联使用, 单个器件耐压降低, 可以安全地提升整个系统输出功率; (2) 单个器件耐压降低使输出dv/dt减小; (3) 多个电平的输出合成的正弦波中谐波成分减少[1]。级联式多电平变频器采用若干低压PWM功率单元相串联的方式来实现直接高压输出, 对电网谐波污染较小, 电流谐波含量较低, 输入功率因数较高, 并且不必采用输入谐波滤波器和功率因数变换器, 在高压大功率领域应用较为广泛[2]。目前国内动车组列车常用三电平二极管钳位形式的变频器。在我国高压变频领域比较流行使用级联式变频器。这种变频器能够输出更大功率。美国罗宾康已经研制出24 MVA的级联式变频器。它的模块化及功率扩展方面比三电平二极管钳位形式的变频器具有更广阔的空间。未来的重载货运列车需要更大的功率输出, 级联式变频器特别适合这方面的应用。另外, 级联式变频器的网侧输入电流畸变很小, 能够彻底解决困扰电力机车多年的电磁干扰问题, 对于供电是很大的福音。本文采用多电平级联的形式。多电平级联式变频器由几个基本的单相逆变器级联而成, 通过将每个功率单元的输出叠加形成多台阶的阶梯波, 从而实现高压大容量输出。
1 系统结构和工作原理
本系统采用4级级联的形式。三相电源通过移相变压器变成36路相位差为10°的交流电。每3路为一组供给一个功率单元。变频器采用级联式结构, 它由12个独立的功率单元组成。每个功率模块包含整流电路、滤波电路、逆变电路以及部分控制和保护电路。控制器由以DSP为核心的控制板构成, 通过光纤对各功率模块实施控制。上位机向控制器下达速度指令, 并检测和记录主电路的重要信号。三相交流电经过二极管整流成直流, 然后由电容滤波成为平直的直流向逆变部分供电。逆变器为H桥结构, 两相输出, 通过PWM信号调制输出交流电。每相输出由4个功率模块串联构成, 可以实现相电压9电平的输出。如图1所示。
2 控制系统设计及实现
本系统采用多电平载波移相的调制方法。多电平载波移相法是指, 对于一个n电平变换器, n-1个不同相位的三角载波分别与调制波进行比较, 生成相对独立的n-1组PWM调制信号, 去驱动n-1个功率单元, 每一个单元控制就退化成两电平单元的PWM控制, 各单元的输出相加生成一个等效多电平PWM波形。假设载波的周期为Ts, 且对应360°相角, 则各个载波依次移相360°/ (n-1) , 然后分别与调制波进行比较, 即为载波移相的基本原理。载波移相的方法一般应用于H桥串联多电平结构、电容箝位型结构及层叠式多单元结构的控制应用中[3]。电力推进系统采用矢量控制方式。如图2所示。
采用TMS320F28335作为主控制芯片[4]。TMS320F28335是TI公司生产的一款高性能浮点型DSP, 该DSP资源丰富, 运算速度快, 并且内置了大量适合于电机控制和PWM控制的模块, 同时还包含丰富的外围接口, 它工作在150 MHz频率。它能够产生全比较PWM信号。选用型号为EPM1270的CPLD模块作为输入输出控制模块。
采用DSP的e PWM模块作为脉冲发生器。e PWM模块包含16位时基计数器, 具有死区设置功能, PWM高频斩波功能, 可以通过中断或AD转换触发事件, 可设置相位超前或者滞后时间, 可以强制输出端为高电平、低电平或高阻态。它具有比前一代DSP事件管理器更强大的功能。控制系统的硬件设计如图3所示。
DSP输出的PWM信号为6路全比较信号, 通过CPLD进行相位平移扩展为24路PWM信号, 每个H桥单元输出两路, 分别控制一个桥臂。CPLD还实现各种控制信号的输入输出扩展。每个功率单元内部都有一块信号分控板, 它接收光纤信号, 将其转换为功率单元的控制信号, 并实现死区设置的功能。它还具有基本的故障报警功能。采用光传递信号, 提高了信号的信噪比和可靠性, 同时隔开了不同电路之间的干扰和耦合, 有利于系统稳定运行。如图4所示。
3 实验结果
实验装置主电路采用EUPEC的BSM75GB170DN2作为主开关管, 驱动电路采用CONCEPT的2SD106AI-17。图5为实验装置主电路, 驱动电机以10 Hz频率运行时的电压和电流波形 (开关频率采用2.5 k Hz, 直流母线电压为600 V) , 其谐波分布如图6所示。
4 结语
本文设计了级联式多电平变频器控制系统, 包括基于TMS320F28335和CPLD的主控制系统、基于多个功率模块的驱动与保护电路以及软件控制系统。给出了基于该设计的变频调速系统的实验结果, 并进行了分析, 实验波形说明所设计的级联式多电平变频器的综合性能优良, 减小了谐波, 对5次谐波、7次谐波抑制很明显。
参考文献
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[2]薄保中, 刘卫国, 罗兵.多电平变频器PWM控制方法的研究.电气传动, 2005, 35 (2) :41～45
[3]葛照强, 黄守道.基于载波移相控制的单元串联多电平变频器的分析研究.电气传动, 2006, 36 (10) :22～25
多电平变频器 篇5
我国的各种工业中使用着大量的风机、水泵等有着节能潜力的控制对象, 特别是高压、大容量的设备, 基本都采用高压电动机且为不可调速的恒速马达。由于工艺要求的不同, 有的设备在整个工艺控制中有50%以上为空载或者非常低负荷下运行。这对能源是一种极大的浪费。由于种种原因, 变频器在高压电动机上一直没有广泛应用。高压电动机利用高压变频器可以实现无级调速, 满足生产工艺过程对电动机调速控制的要求, 高压变频器的应用对于提高产品的产量和质量、大幅度地节约能源, 降低使生产成本有着重大意义。由于市场上对高压、大容量变频器的需求量很大, 而国内的生产能力还很低下, 因此开发高压变频器, 推广应用高压变频器是一种必然的趋势, 有着非常重大的现实意义和巨大的社会经济价值。针对高压异步电动机变频调速系统设计了6kV/800kW单元串联型多电平高压变频器。
1.1 单元串联型主电路拓扑结构
经过对各种变频器的拓扑结构比较分析之后, 我们得出的结论是:高压变频器采用若干个独立的低压功率单元串联的方式来实现高压输出。其原理如图1所示。
6kV输出电压等级的变频器的主电路拓扑结构如图2所示。电网电压经过二次侧多重化的隔离变压器降压后给功率单元供电, 功率单元为三相输入、单相输出的交一直一交PWM电压源型逆变器结构将相邻功率单元的输出端串接起来形成联结结构, 实现变频变压的高压直接输出, 供给高压电动机。每个功率单元分别由输入变压器的一组二次绕组供电, 功率单元之间及变压器二次绕组之间相互绝缘。
对于额定输出电压为6kV的变频器, 每相由5个额定电压为690V的功率单元串联而成, 输出相电压最高可达3450V, 线电压可达6kV左右。每个功率单元承受全部的输出电流, 但只提供1/5的相电压和1/15的输出功率。当每相由3个额定电压为480V的功率单元串联时, 变频器输出额定电压为2300V;当每相由4个额定电压为480V的功率单元串联时, 变频器输出额定电压为3300V;当每相由5个额定电压为480V的功率单元串联时, 变频器输出额定电压为4160V;当每相由5个额定电压为1275V的功率单元串联时, 变频器输出额定电压为10kV左右。所以, 单元的电压等级和串联数量决定变频器输出电压, 单元的电流额定值决定变频器输出电流。由于不是采用传统的器件串联的方式来实现高压输出, 而是采用整个功率单元串联, 所以不存在器件串联引起的均压问题。该变频器的一个发展方向就是采用额定电压较高的功率单元, 比如额定电压为1275V的单元, 单元内可采用3300V的IG-BT, 以达到在满足输入、输出波形质量要求的前提下, 尽量减少每相串联单元的个数, 降低成本, 提高可靠性。功率单元采用模块化结构, 所有的功率单元可以互换, 维修也比较方便, 每个单元只有3个输入、2个输出电气连接端和一个光纤插头与系统连接, 所以功率单元的更换十分方便。采用功率单元自动旁路技术可使变频器在功率单元损坏的情况下继续运行 (降额运行) , 大大提高系统的可靠性。若采用冗余功率单元设计方案, 即使在功率单元损坏的前提下, 还能满载运行。由于采用二极管整流电路, 所以能量不能回馈电网, 不能四象限运行, 主要应用领域为风机和水泵。
总之, 对于带分离直流电源的串联型多电平逆变器来说, 要获得更多的电平只需将每相所串联的单元逆变桥数目同等增加即可。一般二极管钳位式、电容钳位式限于七或九电平, 串联型结构因无二极管和电容的限制, 电平数可较大, 适合更高电压, 谐波含量更少。
1.2 高压变频器功率单元
对于额定输出电压为6kV的变频器, 每相由5个额定电压为690V的功率元串联而成, 输出相电压最高可达3450V, 线电压可达6kV左右, 每个功率单元承受全部的输出电流, 但只提供1/6的相电压和1/18的输出功率。由于串联功率单元较多, 对单元本身的可靠性要求很高这种变频器的一个发展方向是采用额定电压较高的功率单元, 以达到在满足输入输出波形质量要求的前提下, 尽量减少每相串联单元的个数, 降低成木, 提高靠性。
功率单元的结构如图所示三相交流电整流后经滤波电容滤波形成直流母线电压。当功率单元额定电压为690V时, 直流母线电压为900V左右。逆变器由4个耐压为1700V的IGBT模块组成H桥式单相逆变电路, 通过PWM控制, 在T1和T2两端得到变压变频的交流输出, 输出电压为单相交流0～690V, 频率为0～55Hz (根据电动机的额定功率, 可以相应的调整, 最高可达120Hz) 。由于采用二极管不可控整流电路结构, 所以变频器对浪涌电压的承受能力较强, 雷击或开关操作引起的浪涌电压可以经过变压器 (变压器阻抗一般为8%左右) , 产生浪涌电流, 经过功率单元的整流二极管, 给滤波电容充电, 滤波电容足以吸收进入到单元内的浪涌能量, 而一般的电流源型变频器, 输入阻抗很高, 对浪涌电压的吸收效果就远远不如电压源型变频器。
2 控制方法的硬件实现
单元串联变频器通过功率单元串联的形式输出电压, 单元的串联多电平逆变技术既使得改善输出波形成为可能, 同时也带来了如何分配功率单元出力的问题。这就需要一种合理的PWM调制方法, 既使得输出波形谐波最小, 同时又可以平均分配各单元的出力。多电平逆变器的性能受PWM控制策略的影响十分大。在目前的研究和应用中存在着多种多电平的PWM控制策略, 其中空间矢量调制和载波调制是目前研究和应用最为普遍的两种方法。这两种方法经常被认为具有不同的控制效果, 例如在谐波含量、直流电压利用率等性能上。采用的控制方法是三相载波型SPWM技术。
多电平逆变器不同于传统的两电平逆变器, 因调制策略的特殊性而引起的脉冲分配, 使其在实际应用中变得复杂, 同时, 现有的数字信号处理器DSP所具有的PWM接口仅适用于两电平逆变器, 因此在DSP与多电平逆变器的开关器件之间, 存在驱动脉冲的接口问题。采用数字信号处理器 (DSP) 和复杂可编程逻辑器件 (CPLD) 结合的数字化控制系统。DSP部分主要完成系统的实时计算、算法生成, 是整个控制系统的心脏。CPLD部分根据DSP实时计算的SPWM脉宽, 分时 (根据采样周期) 生成三串十五个功率单元的60路PWM波形。并通过隔离光耦把脉冲信号传输给各个开关器件。该控制系统便于实现载波移相PWM控制算法, 能够对多单元系统中的三角载波相位进行精确锁定, 该设计原则也可以很好的应用于其他多电平技术, 解决驱动脉冲的接口问题, 对其他多电平变频器的数字化实现具有借鉴意义。
该控制电路主要实现以下功能。
(1) 实现级联多电平逆变器的控制算法
DSP作为整个控制系统的核心, 可以实现级联多电平的各种控制算法, 实现开环运行或转速闭环的高精度调节运行, 从而达到调节电机转速和节能的目的, 并且可以实现数据的采集、处理和发送。
(2) 产生开关器件触发脉冲
根据所运用的控制算法, 产生驱动逆变器功率开关器件的控制脉冲, 控制主电路IPM模块内IPM的导通和关断, 使多电平逆变器输出正确的符合频率以及幅值要求的电压波形。
(3) 运行控制和状态监控
运行控制主要完成根据操作人员设定的参数, 改变运行状态, 如输出电压频率、幅值和上升时间等。若为转速闭环控制, 则可设定最终的运行转速。状态监测主要是实时监测系统的电压、电流和频率等运行参数观测功率模块的运行是否正常等运行状态, 以便操作人员随时了解装置的运行状况。
(4) 保护功能
当逆变器功率单元发生故障时, 要求功率单元能够迅速封锁IGBT脉冲, 功率单元, 及时让变频器停止工作, 起到对变频器的保护作用。
3 结语
总之, 高压变频器正处于产品的发展完善过程之中, 正向着高可靠、低成本、高输入功率因数、高效率、低输入输出谐波、低共模电压以及低/等方向发展。由于级联型多电平高压变频器具有对电网谐波污染小, 输入功率因数高, 输出波形好等优点, 近年来, 级联型多电平变频器在高压电机节能调速领域发展较快。
级联多电平功率变换技术可以使耐压值较低的全控型电力电子器件可靠应用于高压大功率领域, 并有效减少PWM控制产生的高次谐波, 但应指出的是多电平功率变换电路的拓扑结构和控制方法较为复杂
参考文献
[1]吴忠智, 黄立培, 吴加林.调速用变频器及配套设备选用指南[M].北京:机械工业出版社, 2006.
多电平变频器 篇6
2003年,R.Marquardt和A.Lesnicar提出了模块化多电平变换器(MMC)的概念,并介绍了这种变换器的基本工作原理[1,2],由于其具有模块化的结构设计,容易实现冗余等优点,非常适用于中高压应用领域。因而,这种变换器一经提出,便获得了广泛的重视,特别是在高压直流输电领域,研究十分广泛[3,4,5,6,7],在无功发生[8,9,10]、电机驱动[11]等领域也有应用。
文献[12-13]提出了一种最佳电平逼近调制策略,通过最佳电平逼近法产生了N+1电平(N为每个桥臂模块的数量)。文献[12,14-15]通过载波移相的策略实现了MMC的2 N+1电平输出,但其电容均压是通过为每个模块设计一个闭环控制器来实现,较为复杂。文献[16]则指出采用载波重叠的方法也可以产生2 N+1电平,但没有阐明产生的原因。文献[17]分析了输出2 N+1电平时,桥臂电感所受的影响,但没有研究电平产生和环流控制之间的关系。
模块电容均压的一般方法是在每个开关周期内,根据各个模块电容电压的大小,及桥臂电流的方向,来调整各个模块的开通和关断,从而保证各个模块电容电压的均衡[16],这种方法需要每个开关周期进行调整,比较复杂,文献[18]通过设置电压波动的上限和下限,牺牲均压精度的方法来减小算法的执行次数,但算法执行时间仍无法调整。
本文从电平产生和环流之间的关系出发,将MMC输出电平分为“基本电平”和“插入电平”,并由此提出了基本电平和全电平输出的概念,研究了全电平输出对系统环流以及桥臂电感电压的影响, 研究了电平产生、环流及电容电压控制的一般原理。 在此基础上,针对载波重叠脉宽调制(PWM)提出了一种基于PWM信号轮换的桥臂电容均压策略。实验研究证实了本文的结论及策略。
1 MMC拓扑结构及工作状态
MMC的拓扑结构图如图1所示,其每相有两个桥臂,每个桥臂由N个模块和一个电感组成,模块是一个半桥结构,上下开关管互补工作。如果每个模块电容具有相同的电压,从桥臂电平变化的角度来看,每个模块电容可以等效为一个电压源,显然,通过接入不同数量的模块就可以改变桥臂电平, 从而改变输出电平。
假设上下桥臂接入电平的数量分别为p和q, 则输出电压vuo可以表示为:
式中:vau和vub分别为u相上下桥臂电感电压。
对于iZu回路,根据回路方程有:
式中:vL=vau+vub为桥臂电感的电压和,其表达了环流iZu的变化。
显然,上下桥臂接入电压源数量(开通模块数量)之差决定了输出电压,之和会引起系统环流的变化。如果假设电压源V(模块电容的平均电压)的值为Vd/N,表1列出了当N=4时,系统所有状态。
注:表中第一列p+q表示上下桥臂开通模块数量之和;第二列p和第三列q分别表示上下桥臂开通模块的数量;第四列Lev表示上下桥臂模块开通数量之差,其值除以2即为输出电平;第五列LevDiff为加在电感两端的电平数量,其表征了环流的变化,显然当加在电感两端的电平不为0时,会产生额外的环流,如果控制不当,可能会引起系统的不稳定,如果加在电感两端的电平为0,不会产生额外的环流。
从表1可以看出,系统输出电平一共有9种(2 N+1种),绝大部分输出电平存在冗余,这为系统环流及电容电压的控制提供了很大的空间。表中红色部分的输出电平一共有5个(N +1个),这5种状态有一个共同点,即p+q=4,也就是说工作在这5种状态,上下桥臂开通模块数量之和等于N, 由于每个模块电容电压的平均值为Vd/N,因此加在电感上的额外电平为0,不会产生额外的环流,系统工作在这5种状态无疑是最为稳定可靠的,因此把这几种电平称为“基本电平”(basic level),“基本电平”在表中是关于0对称的,控制“基本电平”的输出,可以得到一个正负对称的阶梯波,把这种只输出 “基本电平”的调制策略称为“基本电平调制”策略, 显然“基本电平调制”策略是MMC最为稳定可靠的调制策略。
与“基本电平”状态输出电平不同的电平,本文称之为“插入电平”(inserted level),一共有N个,在表1中,这些电平被“插”在N+1个“基本电平”中间。如果一种调制策略在一个调制周期内产生这2 N+1种电平,则这种调制策略可以被称为“全电平调制”策略。
2全电平产生及环流和电容电压控制原理
上面的分析表明,如果系统处于“插入电平”状态,则上下桥臂开通的模块数量不等于N,即p+q≠N,这样子模块堆的电压和输入电压相差若干个电容电压,这一电压差会加在电感两端,从而造成额外的环流,如果控制不当会引起系统不稳定。 但如果能利用这些“插入电平”,从而构成“全电平” 输出,将使输出电平达到2 N+1个,会改善输出电压谐波质量。
分析表1可以发现,这些“插入电平”均具有冗余,且这些冗余状态中加在电感两端的电平数量(Diff_Lev)关于0对称,如果在一个给定的时间内, LevDiff=-1,而在下一个相同的时间内时LevDiff=1, 这样在电感中产生的平均电流等于0,从而保证了环流的稳定。这便是全电平产生的思想。图2所示表现了这种思想,在“插入电平”产生期间,用一个虚拟的PWM信号(即vPWM)去控制上下桥臂开通的数量,在vPWM高电平期间,在保证输出电平不变的前提下,使p+q=N+1,此时LevDiff=1,产生的额外环流iadd上升,在vPWM低电平期间,使p+q=N-1, 此时LevDiff=-1,额外环流iadd下降。显然如果模块电容电压相同,且vPWM的占空比为0.5,则iadd的平均值为0。在电流增大期间,iadd可以表示为:
式中:Lev为电感两端的电平数量LevDiff的绝对值;ton为vPWM的高电平持续时间。
式(3)表示了在产生全电平时,电感额外环流的波动,显然其和LevDiff及其持续时间ton呈正比,和桥臂电感L的大小成反比,如果需要产生全电平,则在设计电感时需要考虑iadd的波动。iadd的平均值可以表示为:
式中:D为vPWM的占空比;VC为模块电容电压。显然,通过控制D就可以控制i-add的大小,从而控制环流的大小。事实上,不仅是在产生“插入电平”时,需要图2所示的控制。在输出“基本电平”时,也可以通过图2所示的控制方法来控制环流,此时,式(3) 和式(4)仍然成立。
可见,环流的控制是通过调节上下桥臂开通模块电容电压之和与输入电压的差进行的。事实上, 环流的产生也是因为输入电压和上下桥臂开通模块电容电压之和间存在差值,这个差值通过桥臂电感和电阻形成环流。
如果D取一个固定值,并且大于0.5,那么i-add将大于0,输入电源将对模块电容充电,电容平均电压上升,这时式(4)需要修改为:
随着VC的增大,i-add逐渐减小,直至为0,此时VC将稳定不变为:
可见,控制D不仅可以控制环流,还可以控制模块电容平均电压的大小,这是MMC不同于其他逆变器的一个重要特点,即电容电压大小可以根据需要进行调节。值得注意的是,当正弦波幅值大于最大电平电压时,在输出最大和最小电平时,没有冗余的电平,无法进行环流控制,如果用式(6)来控制电容电压,稳态时相当于在上下桥臂注入了一个基波频率的脉冲波,由于上下桥臂的对称关系,相当于在直流回路中叠加了一个两倍基波频率的脉冲波, 从而引起偶次谐波环流。
图3所示为载波重叠PWM产生方法原理图。 图3中从上到下4个坐标系分别表示上桥臂PWM产生、下桥臂PWM产生、上下桥臂开通模块个数之差(决定输出电平的形式)以及上下桥臂开通模块个数之和(影响环流将要发生的变化)。 载波重叠PWM是用N个相同的载波重叠起来和调制信号进行比较,这样每个桥臂就有N个比较器,其输出控制N个桥臂模块,上下桥臂的调制波幅值相同, 相位相反,如果上下桥臂三角波的相位相反,则输出将产生N+1电平,如果上下桥臂三角波的相位相同,则输出将产生2 N+1电平。比较图3(a)和(b) 可知,全电平调制输出不仅输出电平比基本电平调制输出的电平数量多N个,而且在相同的载波频率下,输出的等效开关频率多出1倍,大大降低了输出谐波含量。但在全电平调制时,上下桥臂开通模块的数量并不总是等于N,这必然会造成环流的高频波动,给系统带来干扰和额外的环流损耗。图3(b) 的第4个坐标系中的波形反映了上下桥臂开通模块数量之和,可以发现,开通模块的数量在N±1之间波动,但平均起来等于N,这和图2所示的全电平产生原理是一致的。事实上,所有全电平调制策略都遵守图2所体现的思想。不仅如此,在进行环流控制时,也遵守这种虚拟PWM控制思想,且期望的环流可以用式(5)获得。这意味着,在使用快速环流控制策略时,加在电感两端的电平数量可能会大于1, 这样加在电感两端的高频方波电压会更高,从而对电感的设计提出了要求。
3电容均压策略
传统的均压算法需要在每个开关周期对电容电压进行排序,决定模块的开通与截止,每个开关周期,都会有均压需要而发生的开关动作,而这些开关动作不会对开关调制规律有任何贡献,显然其会增加系统损耗并加大死区效应。因此,尽可能减小均压算法执行而引起的开关动作次数十分必要。为此,针对载波重叠PWM调制策略,本文提出一种PWM信号轮换均压策略,以有效减小均压算法引起的开关动作。
图3为载波重叠PWM产生原理图,一个重叠的三角波和同一个正弦信号进行比较得出一个桥臂控制所需的4路PWM信号,系统有4个比较器,从上到下,其输出分别为inPWM1~inPWM4,这4个PWM信号就是桥臂模块开通与截止的基准控制信号。在一个调制波周期内,这4个PWM信号为“1” 的个数显然是不同的,inPWM1为“1”的个数最少, inPWM2次之,而inPWM4为“1”的个数最多。考虑到一般情况,如果一个桥臂有N个重叠的三角波,必然有N个比较器,N个PWM信号,在一个正弦波调制周期内,三角波载波电平最小的那路PWM信号,即inPWMn含“1”的个数最多,依次递减,到inPWM1,即三角波电平最大的那路PWM信号含“1”的个数最小。
用这N个PWM信号去控制桥臂的N个模块的开通与截止,PWM为“1”控制模块开通,模块电容被接入电路,并根据桥臂电流的方向进行充放电, PWM为“0”控制模块截止,模块电容被旁路,则保持其能量不变。可见,如果直接用这N个PWM信号去控制N个桥臂模块,必然会造成模块电容电压的不平衡。如果桥臂电流大于0,即流进电容,那么inPWMn控制的模块电容因充电时间最多,而电压增加最高,inPWM1控制的模块电容因充电时间最小而电压增加最小;反之,如果桥臂电流小于0,即流出电容,那么inPWMn控制的模块电压就会下降最多,inPWM1控制的模块电容电压下降最少。
如果改变inPWM1~inPWMn的控制对象,那么模块获得开通和截止的机会将会发生变化,如果模块电容容量相同,每个模块获得开通和截止的机会在一定时间内相同,那么在这个时间内,模块电容的平均电压是相同的。根据这一思想,可以得出一种PWM信号平均轮换的均压策略,其实现原理图如附录A图A1所示。
首先,测量出每个模块电容电压,并找出最大值和最小值,如果最大值和最小值的差小于期望的范围,则PWM信号连接状态保持不变,直接退出均压程序。如果最大值和最小值的差大于期望的范围, 则往下执行均压算法,首先判断桥臂电流i的方向, 如果i>0,说明模块电容处于充电状态,此时将电容电压按照降序排列,并按照电容电压所处队列的位置序号去控制所处模块对应的数据选择器。
图4所示为桥臂模块数量为4,i>0时的选择策略。
图4中有两个数据队列,一个是电容电压队列, 用于电容电压的排序,一个是信号选择队列,用于存储控制数据选择器输出的数字量,一个4路输入(0~3)一路输出的数据选择器的控制数字为0~3, 队列从上到下,里面存储的数字量依次控制数据选择器1~4的输出。信号选择队列中的数据和电容电压队列中电容电压的序号是关联的,图中电容电压按照降序排列,即VC2最大,VC4次之,VC3再次之, 而VC4最小,那么信号选择队列就按照电容电压所处的位置来决定对应的数据,控制数据选择器1~4的数字量依次为3,0,2,1,这样模块1~4所将连接的PWM信号分别为inPWM4,inPWM1, inPWM3,inPWM2,这样不同模块根据电容电压的不同获得不同的充电时间,从而使电容电压快速趋于一致。当i<0时,电容电压根据升序排列,而信号选择队列和电容电压队列的关联方式相同,这样使得电容电压最高的连接三角波电平最低的输出PWM信号,从而使其获得更多的放电时间,并且根据电容电压的减小,获得的放电时间依次减小。
执行该算法的时机可以任意选择,也不必在每个开关周期内进行,可以根据电容电压误差范围灵活选择均压算法的执行。
4实验及仿真结果
MMC一般用于中高压领域,模块数量较多,开关频率较低,一般不超过1kHz,但由于其输出电平多,因而输出谐波含量很低。为验证本文的结论及均压策略,搭建了一个低压实验平台,其桥臂模块数量为4,桥臂电感为2mH,模块电容为2 200μF,输入直流为560 V,交流输出负载为22 Ω 电阻和25mH电感的串联,为了获得理想的输出谐波含量,开关频率选为5 kHz。 控制系统以DSP+ FPGA为核心,DSP完成相应的控制算法,FPGA则完成PWM产生、电容电压测量等功能。模块电容测量方法为在模块中将电容电压转变为脉宽信号,通过光耦传递给控制器,由控制器的FPGA测量其脉宽,就可以算出模块电容电压。
附录A图A2所示为输出分别为N+1电平和2 N+1电平的输出电压,可以看出,2 N+1电平明显接近标准正弦波。从本文第2节的分析可以看出,产生2 N+1电平时,由于有额外的电平加在桥臂电感两端,这会带来环流的高频波动,附录A图A3所示为产生N+1电平和2 N+1电平的输出电流和环流波形,对比可以发现,输出电流的大小没有发生改变,环流的形状和大小也没有发生改变,但产生2 N+1电平时,环流的高频纹波明显加大,其幅值可以通过式(3)进行确定,这表明输出电平的变化,改变的是环流的高频分量和输出THD,对系统基波分量没有影响,因而在MMC的实际应用中,如果输出2 N+1电平,则需要考虑这一环流高频分量的影响。图5所示为上下桥臂电容电压波形图,设定允许误差为1V,可以发现,图中,桥臂的电容电压误差在控制范围内。
为了进一步验证均压策略的正确性,图6给出了一相上下桥臂所有模块电容电压的动态仿真波形,仿真参数和实验参数相同,轻载时负载阻值为220Ω,重载时负载阻值为22Ω,负载电感值不变。 系统在0.3s时刻和0.4s时刻发生了负载突变,可以发现电容电压的平均值略小于输入直流的1/4, 这是由于桥臂电阻、IGBT死区及饱和压降的影响造成的。在整个动态和稳态过程中,同一桥臂的电容电压基本相同,这显示了均压策略的有效性。由于上下桥臂电容电压交流成分基波方向相反,这造成负载由重突变为轻时(图中0.4s),上下桥臂电容平均电压平均值不相等,但都朝着期望的方向变化, 最终趋同。
5结语
本文研究了MMC多电平产生以及环流和电容电压控制的一般原理,根据电平产生过程中对桥臂电感电压的影响,将系统调制分为“基本电平调制” 和“全电平调制”,分别产生N+1电平和2 N+1电平,从理论上分析了全电平产生和环流及电容电压控制的相同本质,为MMC电平输出及环流和电容电压控制提供了理论基础。针对载波重叠PWM提出了基于PWM信号轮换的电容均压策略,该策略可以根据需要调整期执行周期,并通过设定允许误差来降低执行次数。
多电平变频器 篇7
关键词：智能功率模块,数字信号处理器,级联五电平,载波移相脉宽调制技术,变频调速,拓扑结构
0 引言
目前,交流调速传动已成为电气调速传动的主流,全数字控制方式的优越性能提高了通用变频器的可靠性、可使用性和可维修性。通用变频器具有调速范围宽、调速精度高、动态响应快、运行效率高、功率因数高、操作简单以及便于与其他设备连接等优点,应用范围越来越广。
一般变频器调速大多采用交流—直流—交流的变频调速方法[1]。整流部分将交流电变成直流电,然后经电容滤波,再经逆变回路把直流电变成不同频率和幅值的交流电,从而获得无级调速所需要的电压、电流和频率。本设计中的变频器的整流部分采用单相全桥不控整流方式,逆变部分采用级联五电平逆变方式。直流电逆变成可调频率的交流电的过程,可由不同的控制方式实现,本设计采用三角载波移向PWM(脉冲宽度调制)方式。三相交流输出电压的频率可通过DSP输出指令信号控制功率元件的开启和关断而决定,进而使负载可以得到频率可调的三相交流电,从而达到交流调速的目的。本文提出了一种基于数字信号处理器DSP和智能功率模块IPM的级联五电平变频调速系统的设计方案,并详细阐述了系统的硬件组成和软件设计方法。
1 级联多电平变频器的特点及其主电路拓扑
级联型多电平变频器采用若干个低压变频单元直接级联的方式实现高压输出(每个变频单元由一个独立的不控整流器与一个逆变器组成),这样不但避免了大量箝位二极管或箝位电容的使用,而且不存在直流电容分压问题。每个变流器单元可以产生一个三电平输出电压,交流侧的端电压通过级联方式叠加,形成多电平输出电压。由m个变频单元级联而成的多电平变流器的电平数为(2m+1)[2]。这种结构无需动态均压电路,可以用低耐压的功率器件实现高压大功率输出,电平数的增加大大改善了输出电压波形,大大减小了输出电压波形畸变(THD),用较低的开关频率就能获得比高开关频率下两电平变频器更理想的输出电压波形,并且每个变频单元的结构相同,容易进行模块化设计和封装,大大地减少了系统的体积和成本。
最早的级联多电平变频器是以具有独立直流输入的单相两电平全桥变频器(2H桥)为基本功率单元进行的直接串联叠加的,现在已经把它扩展到具有独立直流输入的单相三电平(钳位式)全桥变频器(3H桥)为基本功率单元进行的直接串联叠加,或具有独立直流输入的2H桥与3H桥的混合直接串联叠加,以及采用不同开关器件的2H桥和3H桥的直接串联叠加[2]。级联多电平变频器具有代表性的典型电路如图1所示,其中图1-a为2H桥的串联叠加;图1-b为3H桥的串联叠加;图1-c为2H桥和3H桥的混合串联叠加;图1-d为不同开关器件2H桥的串联叠加。当级联多电平变频器采用2H桥或3H桥直接串联叠加的电路结构形式时,为了保证2H桥或3H桥电路在任何输出电平时级联串联叠加电路都能畅通无阻,每一个基本功率单元的2H桥或3H桥必须具有四种基本工作状态,即正向导通工作状态、反向导通工作状态、正向旁路工作状态和反向旁路工作状态[2]。
2 级联五电平变频调速系统的硬件设计
级联五电平变频调速系统的硬件结构如图2所示。整个系统由三大部分组成:以三菱公司的PS2 1 564 IPM为核心的功率模块部分;以TMS320F2812 DSP为主要元件的控制模块部分以霍尔传感器等组成的信号检测模块部分。
2.1 主电路功率模块
系统主电路有两个基本单元级联而成,每个基本单元由一个单相不控整流器和一个以IPM为核心的逆变器组成。本设计中的IPM采用了三菱公司的第四代智能功率模块PS21564。PS21564内部集成了6个IGBT、6个续流二极管、栅极驱动电路、逻辑控制电路,同时还集成了欠压、过压、过流等保护电路,发生故障时能输出故障脉冲。模块的主电路部分共有5个端子,即直流电输入端+极、-极,三相交流电输出端U相、V相、W相;控制部分共有21个端子,用于PWM信号输入、故障信号输出及驱动电源输出等;驱动电源由4组相互独立的15V直流电源提供;DSP生成的PWM信号通过光耦隔离器及调理电路隔离并调理后输给IPM。
PS21564自身产生的故障信号是非保持性的,如果故障输出信号持续时间tFO (PS21564的为1.8ms)结束后故障源仍旧没有排除,IPM就会重复自动保护的过程,反复动作,而过流、短路、过热保护动作都是非常恶劣的运行状况,应避免其反复动作,因此仅靠IPM内部保护电路还不能完全实现器件的自我保护。要使系统真正安全、可靠运行,需要辅助的外围保护电路[3,4]。IPM故障输出引脚FO可以通过如图3所示的故障驱动电路,FO故障输出引脚为OC(集电极开放)型输出引脚,首先将FO经上拉电阻连接到+5V电源上,然后经过三极管放大和光电隔离以及限幅电路输出FAULT信号,输出信号直接连接到DSP的EV模块PDPINTA(B)中断引脚上,通过软件来关断DSP上的PWM脉冲输出。
2.2 DSP控制模块
TMS320F2812是整个控制系统的核心。它是TI公司推出的DSP芯片,是目前国际市场上较先进、功能较强大的32位定点DSP芯片,具有强大的事件管理能力和嵌入式控制功能,并且内含128K×16位的片内Flash存储器及外部存储器接口。它采用改进的哈佛结构,片内集成的事件管理器EVA、EVB各包含3个独立的32位定时器,支持产生可编程死区的PWM输出;两个12位8路A/D转换器可同时并行完成两个模拟输入的转换,片内集成两个串行通信接口(SCI)及串行外围接口(SPI)可用于与上位机、外设和多处理器之间的通讯。56个独立的可编程、多用途输入/输出(I/O)口可与示波器的输入/输出口相匹配。TMS320F2812的这些优越性能为级联五电平变频调速系统的控制提供了较好的解决方案。
2.3 信号检测模块
由于系统为单相系统,所以只需对一个霍尔传感器来测量电机定子电流i,并将i转换成电压信号u,再送入电压平移电路,把双极性的电流信号转换成单极性电平(TMS320F2812的片内ADC要求输入为0～3.3V的单极性信号)送入TMS320F2812的A/D转换口进行采样,把模拟量转化成数字量,再进行数据处理。本系统采用的电流检测电路如图4所示。检测电路采用两级运算放大器LM358。
3 级联五电平变频调速系统的软件设计
3.1 DSP产生五电平控制脉冲的方法
基于TMS320F2812的控制脉冲生成思想是利用DSP事件管理器模块(EVA或EVB)的比较单元、通用定时器、死区发生单元及输出逻辑,配合相应的算法来生成多电平拓扑电路的控制脉冲[4]。TMS320F2812的运行速度为150MHz,工作速度可达150MIPS,使得指令周期缩短到6.67ns,4个通用定时器和16路可编程死区的PWM脉冲输出使得多电平控制程序的设计成为可能,级联五电平控制时序由图5调制产生。本程序设计采用的载波频率为1.5KHz,调制波采用50Hz的标准正弦波,通用定时器1和3均采用连续增/减计数模式来产生高频的三角载波,通过设置计数寄存器的初值来产生移位。因为DSP的计数周期为6.67ns,该程序的载波周期为50us,所以周期寄存器的值为:
系统载波比为30,幅度调制比为0.8,对EVA的计数器T1CNT赋初始值Tc/4,EVB的计数器T3CNT赋初始值为0,并同时开始计数。这样便得到了两列相位不同的载波。根据不对称规则采样法,每列载波都依次产生周期中断和下溢中断,并分别调用各自的中断子程序实时计算该采样点的比较寄存器的值与三角载波产生比较调制,通过程序设置死区和输出PWM引脚的极性达到输出互补的控制脉冲的目的。由于两列载波错开Tc/4,因而,四个中断在一个开关周期中在时间轴上是均匀分布的,每隔Tc/4就会产生一个相应的中断。由于TMS320F2812是定点型的DSP,正弦函数运算过程中会产生小数,因此中断子程序的设计中正弦函数值计算采用了Q格式来处理,将浮点型数据的运算转换为定点运算,所有脉宽计算转化为DSP的记数值,提高了DSP的运算速度。
3.2 控制程序设计
整个控制程序由主程序,正弦波采样计算程序,周期中断子程序和下溢中断子程序组成,每个载波周期都发生周期中断和下溢中断,调用相应的中断子程序,中断子程序根据采样点调用正弦波采样计算程序,计算出该时刻的脉宽所对应的计数值,作为比较寄存器的值,由于载波比为30,所以一个正弦波周期响应60次中断,实时的与通用定时器进行比较,产生控制脉冲,再经过死区单元产生可以驱动同一桥臂的IGBT的互补信号PWM (x)、PWM(x+l)。控制程序流程图如图6所示。
4 仿真验证
针对DSP的程序设计思想,本文采用MATLAB/Simulink仿真软件对基于载波移相级联五电平变频器做了仿真验证[5],仿真实验中采用两列1.5KHz的三角载波分别与两列相位相反的50Hz的正弦调制波比较产生控制脉冲,控制各单元变流器的通断。两单元交流侧分别接入Vcc=220V的单相交流电源作为逆变器稳压直流电源,输出电压和频谱如图7所示。可以看出,输出波形质量很理想,并且低次谐波含量很低,主要谐波集中在K次谐波(K=nKc/Km,n=1,2,3...)。
5 实验结果
利用TMS320F2812 DSP实验平台对设计的控制程序进行实验验证,实验采用的DSP外部晶振为30MHz,DSP内部锁相环控制寄存器PLLCR设置为10倍频,2分频,系统的时钟周期为150MHz,输出选用PWM3-PWM10作为8路PWM脉冲信号的输出引脚。其中每个桥臂的互补脉冲信号都设置了死区保护,使得同一桥臂的两个IGBT不会同时导通,8路控制脉冲的叠加波形与仿真分析基本吻合。实验结果如图8所示。
实验结果证明,基于TMS320F2812 DSP级联多电平变频器的控制软件设计更加方便,它不仅大大加快了算法的运算速度,更能提高算法的运算精度。不规则对称采样法设计的正弦波采样计算程序较传统的查表法更加灵活,程序改写方便,输出波形更逼近正弦波。
6 结论
本文介绍了基于DSP和IPM的级联五电平变频调速系统的硬件结构,并深入分析了基于载波移相技术的对称调制方案在级联多电平变频器中的应用。在基于MATLAB/Simulink软件仿真验证的基础上,以单片TMS320F2812 DSP实现了单相五电平控制脉冲输出,取得了较为理想的实验结果。对于更高电平的变频器控制,可采用DSP+CPLD或者DSP+FPGA的方法搭建硬件平台实现更多路的脉冲输出,软件的设计仍可采用本文的算法。对于三相系统,可以以本文设计的硬件结构为其某一相,组成三相变频调速系统,并以DSP+CPLD或者DSP+FPGA的方法搭建硬件平台实现对系统的控制,这样就可以解决现有开关器件的功率、耐压不能满足实际需要的大功率、高电压的问题。系统的硬件结构简单、稳定、可靠、可扩展,且具有控制精确度高,输出效果好的优点,是一种理想的变频调速系统的实现方案,可以广泛应用于电气传动系统中,从而获得高精确度的调速性能。
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