多电平拓扑

多电平拓扑（共4篇）

多电平拓扑 篇1

0引言

由于在拓扑上采用了模块化设计理念,模块化多电平换流器(MMC)可以通过调整子模块串联个数实现功率和电压等级的改变,能够扩展到任意电平输出,从而减小了电磁干扰和输出电压的谐波含量。因为输出电压非常平滑且接近理想正弦波形,因此,在网侧不需要配置大容量交流滤波器。同时,由于MMC拓扑将能量分散存储在桥臂各个子模块电容中,避免了两电平拓扑结构三相桥臂间耦合关系,从而提高了故障穿越能力。基于以上优势,使得MMC在有源滤波器、电机拖动、无功补偿、电力牵引及高压直流输电等领域具有广阔的应用前景[1,2,3,4,5]。

当MMC应用于远距离高压直流输电领域时,直流线路故障是其不可回避的问题。由于采用半桥型子模块拓扑,在直流侧发生故障时,虽然可以闭锁所有绝缘栅双极型晶体管(IGBT)实现对器件的保护,然而因为IGBT所并联续流二极管,造成短路电流不能被闭锁,从而使其不具备直流侧故障自清除能力。而高压大容量直流断路器制造工艺目前尚不成熟,在高压大容量场合鲜有应用,因此,直流侧故障只能够依靠换流站跳开交流断路器来切断故障电流,但该方法却带来了系统响应速度较慢、重新启动配合动作时序复杂、恢复时间较长的问题[5,6]。为了减少系统直流侧故障概率,当前直流输电工程不得不采用故障率低而价格昂贵的直流电缆作为传输介质,从而限制了成本较低的架空线路应用。针对上述问题,本文在总结目前学术界和工业界对MMC拓扑结构研究及改进方案基础上,对传统半桥型拓扑进行了相应改进,从而在保持子模块间串联形式下,设计了具有直流故障电流闭锁能力的复合拓扑结构,以提高系统直流侧故障穿越能力。

1MMC电路模型

德国慕尼黑联邦国防军大学学者MarquardtR及其合作者最早在2002年提出基于级联结构模块化组合多电平换流器拓扑,并分析了其基本工作原理[7]。典型MMC桥型拓扑如图1所示,其中上下桥臂各串联N个结构相同子模块(SM)并通过限流电抗器LX与交流系统相连。由于直流侧具有公共直流母线,该拓扑可以直接应用于直流输电领域。

MMC中子模块一般采用如图2(a)所示的半桥型结构(HBSM),其中开关K为旁路开关,当模块发生故障时闭合,从而旁路掉故障模块,并投入冗余模块,保证系统继续运行。晶闸管T3的主要作用是在直流侧故障导致IGBT闭锁后,保护二极管D2免遭大电流损坏。Usm为子模块输出电压,Uc为子模块电容电压。

当直流侧发生故障后,根据电流方向,子模块闭锁模式可以分为如图2(b)所示的两种:桥臂电流大于零,子模块中 电容处于 充电状态,桥臂等效为N个电容串联,由于桥臂模块电容所提供的电压将使二级管D1处于反向偏置状态,从而迫使桥臂电流迅速衰减,系统自动起到故障电流抑制作用。而当桥臂电流小于零时,子模块处于切除状态,桥臂等效为仅含电阻和桥臂电抗电路,不具备故障电流抑制功能,交流系统近似发生三相短路故障,因此电流比较大,需要触发保护晶闸管T3实现对二极管D2的保护。根据上述分析,对于HBSM拓扑,故障电流抑制问题出现在桥臂电流小于零阶段,如果能够保证模块电容级联充电,则能够解决故障电流抑制问题。

2子模块拓扑研究

2.1双钳位子模块拓扑

探求具有直流故障穿越能力的子模块拓扑是目前学术界和工业界研究热点[8,9,10,11,12,13,14]。Alston公司结合IGBT串联和全桥型子模块级联两种结构优点,设计了变桥臂多电平拓扑,与半桥型MMC相比,在交流电压等级相同情况下,该拓扑结构所需IGBT数量较多。文献[12-13]为降低变桥臂多电平拓扑中全桥型子模块数量,提出一种全桥变桥臂拓扑,在变桥臂多电平拓扑基础上,将IGBT串联改为IGBT级联全桥型结构,虽然达到了降低级联模块数量目的,但也导致直流母线电压下降,且该拓扑表现出三相六线制结构特性。上述拓扑都是基于全桥型子模块结构双向电流阻断原理实现直流侧故障电流抑制,与传统MMC相比,由于改动较大,造成了电容电压均衡控制复杂问题。

为了降低全桥拓扑所需要的器件数量,并保持子模块级联特性,MarquardtR提出了如图3所示拓扑[15,16]。该拓扑通 过增加电 容器 (C2)、IGBT(T5)和钳位二极管(D6和D7)构造了双钳位子模块(DCSM),实现了直流侧故障电流阻断能力。

DCSM正常运行时,T5处于恒通 状态,D6和D7由于电容反向电压作用而处于截止状态,此时DCSM等效为两个半桥子模块串联。在直流侧线路发生故障时,保护系统闭锁所有IGBT,流经模块的桥臂电流如图4所示,此时无论电流是正还是负,都能够保证桥臂各个子模块电容处于级联充电状态,从而解决了HBSM拓扑中电流为负时桥臂短路问题,因而达到了故障电流抑制效果。但是,当流经模块电流方向不同时,DCSM中的两个电容呈现出不同连接方式。在图4中,电流大于零时,子模块等效为两个电容的串联电路;而在电流小于零时,子模块等效为两个电容的并联电路。虽然从能量守恒角度而言,两个电容并联连接可以减少闭锁后单个模块电容电压的上升幅度,但是从故障电流抑制角度而言(级联模块电容提供二极管反向偏置电压),两个电容并联意义不大。

2.2改进复合子模块拓扑

为解决DCSM中电容并联耦合效应问题,本文在不改变传统MMC中子模块间串联连接方式的前提下,对半桥型拓扑进行了改进,设计了如图5所示的改进复合子模块(improvedhybridsubmodule,IHSM)拓扑。

类似于DCSM,T3作为引导开关,工作于常通状态,等效为短路,而D6由于电容C1两端电压作用而处于反向偏置状态,等效为开路,所以两个子模块间不具有耦合性,呈现出各自独立的工作状态且为串联连接。

在故障闭锁后,当i小于零时,此时电流通路是B→D4→D6→C1→D2→A,由于SM2处于旁路状态,因而只有SM1中的C1处于充电状态,此时模块输出电 压为 -Uc。当i大于零时,电流通路是A→D1→C1→D3→C2→D5→B,类似于半桥型拓扑,模块中电容C1和C2串联且处于充电状态,模块输出电压为2Uc。从而在电流双向流动下,改进拓扑既提供了二极管反向偏置电压,同时也消除了i小于零时DCSM中电容C1和C2并联耦合问题及半桥型拓扑中桥臂短路问题。

根据MMC工作机理,系统正常运行时,直流电压Udc、模块电容电压Uc与阀侧交流相电压Uph和线电压UL关系如式(1)所示。

式中:m为调制度,一般取0.8到0.9之间。

故障电流衰减到零所需时间关系到故障清除时间。当桥臂二极管处于反向偏置状态时,桥臂电流、交流侧电流和直流侧电流将会衰减为零。而二极管是否处于反向偏置则取决于充电回路中处于充电状态的电容电压总和(桥臂等效直流电压)与交流电压幅值的关系。因此,定义桥臂等效直流电压与交流电压幅值的比值为故障电流抑制系数λ,系数越大,故障电流衰减到零所需时间越短,则系统故障抑制能力越强。

根据图6,当直流侧发生单极接地故障时,充电回路中有N个模块电容投入充电,而桥臂端电压为交流相电压,根据式(1)则有:

当直流侧发生极间短路故障时,充电电流将在桥臂相间循环流动,此时对于改进拓扑共有2N个模块电容投入充电,而两相桥臂间电压为交流线电压,根据式(1)同样可以得出:

此外,对于图6中上桥臂之间或下桥臂之间可能存在的充电电 流路径,此时投入 的电容个 数为3N个,而桥臂间电压依然为线电压,根据式(1),可以得出:

所以,由式(2)、式(3)和式(4)可知,无论是直流侧极间短路还是单极接地故障,伴随着投入模块电容的充电效应,改进复合拓扑都能够保证故障电流抑制系数λ大于1,从而实现续流二级管反向偏置,达到抑制故障电流效果。

实际中,当直流侧故障闭锁后,投入模块电容电压由于桥臂电流充电效应会有不同程度上升。而影响电容电压上升幅度的因素之一是闭锁瞬间桥臂电流的大小,桥臂电流越大,则闭锁后模块电压上升幅度也就越大。而故障闭锁前桥臂电流大小除了受限流电抗器LX影响外,还会受到系统闭锁时间影响。在限流电抗一定情况下,系统闭锁时延越长,电容放电时间就越长,则桥臂电流也越大。因此,如果系统闭锁时间不能够满足要求,导致闭锁后模块电容电压出现增幅过大情况,一种解决方法是在换流器出口侧安装平波电抗器来限制短路电流,或者在SM1中与D6串联耗能电阻,消耗部分能量[5]。

由于闭锁期间电容C1处于充电状态而C2处于旁路状态,如果故障电流比较大,可能会造成模块内电容电压不均衡问题,因此需要考虑电压均衡控制。在故障清除后,系统重新启动之前,通过检测各个子模块电容电压来判断其是否在合理范围内(一般电容电压波动范围在±10%之间[17,18])。如果满足要求,则可以直接解锁进入正常功率传输模式,否则解锁后两端系统进入电容电压自均衡阶段。此时将工作于定功率模式的换流站功率指令初值设置为零,另一端工作于定直流电压模式,从而两端换流站利用电容电压均衡控制进行电压均衡处理。当子模块电容电压处于合理波动范围,则增加功率指令,恢复正常功率传输。

表1列出了不同子模块拓扑在输出单位电平时所需要器件数量及极间短路故障抑制系数。对于具有故障电流抑制功能的子模块拓扑,传统半桥中的保护晶闸管不再需要。

从表1可以看出,本文对半桥型拓扑的改进,既实现了直流侧故障电流阻断效果,同时也避免了全桥结构器件数量过多和双钳位子模块中电容并联耦合问题。由于T3和D3作用,系统正常运行损耗会相应增大,对经济性带来一定影响。但是,由于改进复合拓扑具备了直流侧短路电流闭锁能力,因此,实际工程可以考虑采用价格相对低廉的架空线路来代替昂贵的电缆线路,从而降低直流输电系统工程造价,也相应拓展了模块化多电平换流器型高压直流输电(MMC-HVDC)的应用领域。

2.3IHSM启动分析

类似于HBSM,IHSM启动分为利用交流电源的自励启动和借助于外加直流电源的辅助启动,本文主要对自励启动过程进行说明。根据2.2节分析,对于HBSM,在不控整流阶段,充电回路中电容个数为2N个,对于IHSM,电容个数为3N个,且由于IHSM中C1充电时间长于C2,导致模块电容电压不均 衡,因此在不 控整流结 束后,不同于HBSM,IHSM不能直接转换为可控整流。由于此时C1电容电压较高(大于50%额定值),具有控制取能可能性[19],所以SM1具有可控性,因此可以转换为半控整流,即将IHSM中SM1旁路,SM2闭锁对C2充电。由于此时充电回路中只有N个电容充电,根据式(1),电容电压能够充电到额定值。当C2达到额定值,旁路SM2,闭锁SM1对C1充电。在C1电压达到额定值后,同时闭锁SM1和SM2,由于IHSM自身的电流闭锁能力,交流电流会逐渐衰减为零,此时切除启动电阻并解锁,将两端换流站转换为正常控制模式,系统自启动过程结束。

3直流侧故障电流抑制分析

为验证本文设计的子模块拓扑对直流侧故障电流抑制的有效性,在PSCAD/EMTDC中搭建了两端MMC-HVDC模型进行仿真分析(为了减少仿真时间,采用了21电平 )。两端系 统交流电 压为220kV,直流母线电压Udc为400kV,一端换流站采用定直流电压、定无功功率控制,另一端换流站采用定有功和无功功率控制。调制策略和均压策略采用文献[20]中的最近电平逼近调制策略和基于电容电压排序的均衡控制策略。

本文首先对基于IHSM拓扑的MMC-HVDC系统自励启动过程进行了仿真分析。从图7(a)可以看出,通过不控整流和半控整流两个阶段充电,电容C1和C2的电压均达到了额定值(20kV),为系统切换到正常工作模式做好准备。在图7(b)中,由于IHSM自身电流闭锁能力,在充电完毕后,交流电流衰减为零,为启动电阻切除创造了条件,进而可以零电流切除启动电阻。仿真结果表明,本文设计的自励启动方法实现了换流器预期启动效果。

为验证复 合拓扑故 障抑制能 力,对MMCHVDC直流侧暂时性极间短路故障进行了仿真分析。线路采用架空线路,在2s时发生故障(故障持续时间为0.2s),故障点距两端换流站50km,延时2ms闭锁。

从图8中可以看出,闭锁后,在桥臂电容电压作用下,续流二极管很快处于反向偏置状态,从而交流电流和直流电流很快衰减为零,达到了限制直流侧故障电流的 目的,避免了交 流断路器 动作。根据2.2节分析可知,因为C1充电和C2旁路不同状态的影响,在改进拓扑中C1位置电容电压要高于C2位置电容电压,如图8(a)所示,但是电压波动幅度总体小于额定值的10%,因而系统可以直接解锁启动进行正常功率传输。由于避免了两端换流站交流断路器动作,所以系统可以在故障结束后短时间内恢复正常功率传输,如图8(b)至图8(d)所示。

4结语

本文首先分析了传统子模块不能够实现直流侧故障自清除的原因及其改进类型拓扑特点,通过子模块重新设计,实现了桥臂电流双向流动下电容充电效应和续流二极管可靠截止,达到了直流侧线路故障抑制目 的。然后,设计了基 于改进拓 扑的MMC-HVDC系统的自励启动策略。最后,在双端仿真模型基础上,对系统的自励启动过程、直流侧极间短路故障电流抑制能力进行了仿真验证。仿真结果验证了启动策略的有效性,同时,也表明改进拓扑实现了直流故障电流的抑制能力,避免了交流断路器动作,从而相应缩短了直流侧故障清除时间,有利于系统的快速恢复。

多电平拓扑 篇2

近年来,模块化多电平换流器(MMC)因其在以轻型直流输电为代表的中高压领域的广泛应用得到了学界的关注。由于其采用了大规模子模块(sub-modular,SM)级联的多电平结构,可更为灵活地适应更高的电压等级和功率要求。相比于两电平或者三电平拓扑,MMC技术有显著优势[1,2]:首先各子模块不需要同时导通或者关断,可有效避免直接串联带来的动态均压问题;其次,更高的输出电平可极大地提高输出电压的波形质量,可以减小甚至省去大容量的交流滤波器;最后,模块化的设计将更加灵活地提高系统的冗余度和可维护性,从而提高系统运行可靠性。

本研究提出一种基于模块化多电平技术的新型统一潮流控制器(MMC-UPFC)的拓扑结构,并着重对模块化多电平换流器的调制技术和子模块电容均压技术进行分析,提出一种可有效降低开关频率的脉宽调制技术。此外,针对模块化多电平换流器的环流问题,通过负序倍频旋转坐标变换,设计相应的环流抑制控制器。

1 MMC-UPFC系统结构

1.1 MMC-UPFC主电路结构

MMC-UPFC主电路结构如图1所示。统一潮流控制器由串联侧和并联侧构成,两侧换流器经公用直流母线连接。并联侧通过从系统吸收有功功率用以稳定直流母线电压,串联侧通过耦合变压器向系统插入相位、幅度均可独立调节的电压,从而起到潮流控制的功能[3]。

1.2 MMC拓扑基本结构

MMC拓扑结构如图2所示。

基于MMC拓扑UPFC的换流器单元由6个桥臂组成。每个桥臂由N个子模块级联构成,上、下桥臂分别串联限流电抗器L0,同相上、下两个桥臂共同构成相单元。

子模块是由两只带有反并联二极管的绝缘栅双极型晶体管(IGBT)所组成的半桥,可通过控制触发信号S1和S2,起到将该模块投入或者从桥臂中切除的目的。不同开关状态对应的输出电压,以及相应的电容充、放电状态如表1所示[4,5]。

1.3 MMC运行分析

如图1所示:Vdc、Idc表示直流母线电压、电流;Vj(j=a,b,c)表示j相输出电压;Ij(j=a,b,c)表示输出相电流。上、下桥臂子模块电压和分别用Vpj、Vnj表示。相应的桥臂电流表示为:

式中:Izj—j相桥臂电流的环流。

该电流同时流经上、下桥臂,其与桥臂电流的关系表示为:

根据KVL定理,有下列关系:

式中:Vdiff_j—j相的内部不平衡电压。

根据式(4,5),不难得出以下结论:

(1)逆变器输出交流电压只与桥臂电流Ij以及上、下桥臂电压差有关;

(2)j相环流Izj只与直流母线电压与该相上、下桥臂子模块电容电压的差值有关。

因此如果在上、下桥臂电压中减去相同大小的分量,不会改变MMC的输出电压,但会对环流产生较大影响。故本研究可以通过在修正上下桥臂电压的参考值达到环流抑制的目的,有关环流抑制控制器的设计方法将在第3部分中详细分析,此处只列出桥臂电压参考值的表达式,即:

2 MMC电容均压和调制策略

2.1 子模块电容均压基本策略

为了保证投切操作中,正、负母线电压在处于投入状态下N个电容之间平均分配,子模块电容动态均压的方法简述如下[6,7]:

(1)实时监测各子模块电容电压值;

(2)通过监测各桥臂电流方向,判定各子模块充放电情况,具体充、放电状态的确定情况,如表1所示;

(3)根据确定的上、下桥臂投入子模块数、各子模块电容电压以及放电状态确定投入的子模块。子模块充电时,上、下桥臂各N个子模块按电容电压由低到高顺序投入相应的子模块数;同理子模块放电时,按照电容电压由高到低的顺序投入相应的子模块数。

2.2 调制策略

载波移相技术(phase-shifted pulse width modulation,PSPWM)因其控制简便、硬件实现可靠性高、控制效果好而被广泛应用在多电平逆变器的控制中。传统的载波移相技术中每一个PWM波对应于特定的子模块,考虑到各子模块之间的参数差异,往往需要额外的电容均压技术才能保证各子模块电容电压的稳定。文献[8]提出了“平均电压控制”、“独立电压控制”的分析思路,有效解决了电容电压的均压问题,但控制方法复杂,控制器设计的难度也随之提高。

本研究将电容电压均压与脉宽调制技术相结合,提出了一种既可以有效降低电力电子器件开关频率,又可以实现电容均压的控制方法,控制框图如图3所示。

对于每个桥臂由N个子模块级联而成的系统来说,参考信号分别与N个三角波比较,相邻三角波相位差为360/N。在每个控制周期中,如果该控制时刻需有NON个子模块开通,根据传统载波移相技术,本研究需将该时刻电容电压全部重新排序,然后根据该时刻桥臂电流的方向,本研究选择NON电容电压最高/最低的子模块开通。相较于传统的控制方法,本研究提出了可有效降低开关频率的调制方法(RF-PSPWM,Reduced Frequency PSPWM)。该方法在每一个控制周期中,无需将所有子模块电压重新排序,而是根据该控制周期中所需开通子模块数与上一周期中所需开通子模块数之间的差值ΔNON,来确定这一控制周期所需开通的子模块,具体为:

(1)ΔNON>0。原有处于开通的子模块仍然处于开通状态,该控制时刻仅需根据桥臂电流的方向,额外选择最高/最低ΔNON个处于关断的子模块开通。

(2)ΔNON<0。该控制时刻仅需根据桥臂电流的方向,已开通模块中最高/最低|ΔNON|个处于开通状态的子模块关断即可。

PF-PSPWM技术有效避免了电容电压的全部重排,可减少子模块投入/切除状态的频繁切换,从而有效减少IGBT的开关动作,降低开关损耗。

3 MMC-UPFC环流抑制控制器设计

模块化多电平逆变器环流的产生机理和特性分析详见文献[9]。模块化多电平逆变器环流呈现负序倍频的特性,增加了桥臂电流的谐波成分,增大桥臂电流,在设计中需相应地增加桥臂限流电抗值用以保证逆变器安全稳定运行。此外环流的出现也会增加子模块电容电压的波动,提高电容电压均压的难度。本研究提出了一种基于负序倍频旋转变换的方法,控制框图如图4所示。

呈现负序倍频特性的三相环流(Iza,Izb,Izc)通过负序倍频旋转坐标变换可变为直流分量的形式(Id_ref,Iq_ref)。控制器设计中通常为了抑制环流,将参考值设定为0。本研究通过PI控制器以及交叉解耦控制,可以达到相应的控制信号(Vdiff_d,Vdiff_q),进而通过负序倍频反变换得到桥臂电压参考值的修正量,根据式(6,7)即可得到相应的桥臂电压参考值。

4 仿真分析

4.1 主电路参数

主电路参数如表2所示。

4.2 环流抑制控制器仿真结果

环流抑制控制器仿真结果如图5所示,仿真中为了分析方便,两侧交流系统电压保持相位一致,即UP-FC不工作时,线路中没有功率流动。功率波形如图5(a)所示,此时UPFC处于工作状态,线路有功功率设定为15 MW,无功功率设定为0 MVar。A相桥臂电流波形如图5(b)所示,可以看出当环流抑制控制器未投入时,桥臂电流呈现出负序倍频特性。在0.3 s时,环流抑制控制器投入运行,可以看出桥臂电流波形的倍频成分得到了有效的抑制,呈现出接近正弦的形式。如图5(c)所示,桥臂环流波形接近为直流分量的形式,如图5(d)所示,子模块电容电压的波动随着环流抑制控制器的投入也有明显下降。MMC-UPFC的输出电压波形如图5(e)所示,相电压为11电平。

4.3 环流抑制控制器动态特性分析

环流抑制控制器于0.1 s投入运行,在0.3 s时有功功率斜坡变化,线路潮流翻转,仿真结果如图6所示。

环流斜坡相应波形如图6(a)所示。从图6(a)可知,环流控制器投入运行后,无论在稳态还是过渡过程中,控制器均有比较好的控制效果,环流的波动成分很小,基本为直线,相应桥臂电流中的倍频成分也得到了较好的抑制,桥臂电流波形如图6(b)所示。电容电压波形及功率追踪波形,如图6(c)、(d)所示。

4.4 MMC-UPFC动态特性分析

初始UPFC未投入工作,两交流系统没有功率交换。在0.2 s和0.4 s时,系统有功功率发生斜坡变化,0.6 s时,系统无功功率斜坡变化,从图7(a)、(b)可知,UPFC可对线路的有功功率和无功功率进行独立控制,两者之间无耦合影响。相应的桥臂电流波形和环流波形如图7(c)、(d)所示,充分说明了环流抑制控制器的控制效果。图7(f)说明,在进行功率控制时,直流母线电压可以保持稳定。

5 结束语

本研究提出了一种基于模块化多电平(MMC)技术的新型统一潮流控制器(UPFC)的拓扑结构。通过对模块化多电平换流器基本调制方式和电容电压均压策略的分析,将两者统一讨论,提出了一种既可有效降低开关频率的将脉宽调制技术,又能保证子模块电容电压实时平衡的控制策略,取得了良好的控制效果。

本研究针对模块化多电平因上、下桥臂电容电压不平衡而产生的环流问题,通过负序倍频旋转变换,将倍频波动的环流转化为直流分量,并统一纳入控制器的设计中。本研究提出的环流抑制控制器,可在不增加桥臂电抗的前提下,保证桥臂电流的波形质量以及降低电容电压波动,具有一定的工程意义。

参考文献

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多电平拓扑 篇3

三相十二脉波的变换器拓扑已成为高压直流输电等大功率变换场合广泛采用的主电路结构, 相应地如何降低变换器的十二脉波相关次谐波分量便是必须要解决的问题。目前应用的主要方法就是配置大容量滤波器, 大容量滤波装置除了不菲的成本, 还产生了自身的谐波问题以及对变换器的恢复造成不良影响[1]。

采用脉宽调制技术可以显著降低所需滤波装置的容量, 但主电路开关在数倍于电源基波频率下工作时带来的开关损耗引发了更多的技术问题, 所以在大功率场合开关频率不宜过高, 脉宽调制技术的优势也因此受到限制[2]。

直流纹波注入 (DC ripple reinjection) [3,4]法是在探索新的消除谐波方法的过程中产生的, 经过多年的发展, 融合了多电平、谐波注入和软开关技术, 现称为多电平注入式交直流变换 (multilevel reinjection AC - DC conversion) [2,5]。根据这一技术原理, 在标准的三相十二脉波变换器拓扑上增加一个谐波注入单元, 并采用适当的控制方式, 即可在不增加主电路开关的工作频率、不采用滤波器和 PWM 技术的情况下, 降低谐波分量满足目前电力系统谐波标准的要求[6]。

多电平注入式交直流变换器分电压源型和电流源型2种, 电压源型变换器已发展了多种拓扑[7,8,9,10,11,12]。电流源型变换器拓扑有2种形式, 一种为主桥串联[13,14], 注入电路单元为多抽头变压器与开关器件的组合;另一种为主桥并联[15,16,17], 注入电路单元为多抽头电抗器与开关器件的组合。主桥串联结构更适合于高电压场合, 主桥并联结构更适合于大电流场合。

本文根据多电平注入交直流变换原理, 设计了一种新的并联电流源型变换器结构。为方便理解, 文中以三电平为例, 给出了开关控制方案, 并进行了原理分析和仿真。与目前采用的并联多电平注入式电流源型变换器结构相比, 新型变换器结构中注入支路开关的电流容量降低, 通态时间延长, 开关利用更加合理。

1多电平谐波注入原理

传统的三相十二脉波电流型变换器结构如图1所示。变压器为理想变压器, 原边对副边的变比分别为 kn∶1 (Y) 和$k{}_n:\sqrt{3}(△)$。Y 组和 △ 组联接桥输出直流电流分别定义为 IY 和 I△, 两桥各桥臂上的开关在一个电源周期内开通120°, 触发顺序为6 - 1 - 2 - 3 - 4 - 5 - 6, 每隔60° 电角度触发一支桥臂上的开关。

变压器副边电流和两桥直流侧电流满足下面的关系 (以 A 相为例) :

$i{}_{\text{A}\text{Y}}=\{\begin{array}{l}00\le \omega t＜30°\\ {\rm I}{}_{\text{Y}}(\omega t)30°\le \omega t＜150°\\ 0150°\le \omega t＜210°\\ -{\rm I}{}_{\text{Y}}(\omega t)210°\le \omega t＜330°\\ 0330°\le \omega t＜360°\end{array}(1)$

$i{}_{\text{A}△}=\{\begin{array}{l}{\rm I}{}_{△}(\omega t)/30\le \omega t＜60°\\ 2{\rm I}{}_{△}(\omega t)/360°\le \omega t＜120°\\ {\rm I}{}_{△}(\omega t)/3120°\le \omega t＜180°\\ -{\rm I}{}_{△}(\omega t)/3180°\le \omega t＜240°\\ -2{\rm I}{}_{△}(\omega t)/3240°\le \omega t＜300°\\ -{\rm I}{}_{△}(\omega t)/3300°\le \omega t＜360°\end{array}(2)$

对 iAY、iAΔ 进行 Fourier 分解得, 2函数的 Fourier 级数中6 (2l-1) ±1 (l=1, 2, …) 次谐波相位相反, 12 (l±1) (l=1, 2, …) , 次谐波相位相同。所以如果以某种方式使2直流电流IY、IΔ中加入某些特定次数的谐波, 使得各自的12 (l±1) (l=1, 2, …) 次谐波大小相等, 相位相反, 则变压器交流侧电流无谐波。经证明[2,5], 当直流电流 IY、IΔ 有6k (k=1, 2, …) 次谐波, 即

${\rm I}{}_{\text{Y}}(\omega t)={\rm I}{}_{\text{d}\text{c}}+{\displaystyle \sum _{k=1}^{\infty }\text{A}}{}_{\text{Y}k}\cos 6k\omega t$ (3)

${\rm I}{}_{\text{Δ}}(\omega t)={\rm I}{}_{\text{d}\text{c}}+{\displaystyle \sum _{k=1}^{\infty }A}{}_{\text{Δ}k}\cos 6k\omega t(4)$

且满足关系式 (-1) kAYk=AΔk (k=1, 2, …) 时, 交流侧电流实现了谐波的完全消除。此时 IY、IΔ 波形近似三角波, 它们合成的直流输出电流将是叠加有一定纹波的直流量。

在实际的电路实现时, 是以多阶梯的波形逼近 IY、IΔ 的准三角波, 两者合成恒定的直流。

2 并联多电平注入式电流型变换器的新型拓扑和工作原理分析

2.1多电平新型拓扑

图2为本文提出的并联多电平注入式电流型变换器拓扑 (电平数为 m+1) 。图中开关为逆阻型全控器件, 变压器为理想变压器, 原边对副边的变比分别为 kn∶1 (Y) 和$k{}_n:\sqrt{3}(△)$, 平波电感 L1～Lm 的电感值足够大, 反并联二极管 VD1～VDm 的作用是当对应支路注入开关均断开时, 为电感电流提供泄放通路。Y 绕组线电压超前于 △ 绕组相应线电压30°, 两主桥各桥臂的开关在1个电源周期内开通120°, 触发顺序为6 - 1 - 2 - 3 - 4 - 5 - 6, 每隔60° 电角度触发一支桥臂上的开关。

注入开关 VSYr1～VSYrm, VSΔr1～VSΔrm 的触发应满足下列关系:

a. 开关频率为主桥开关频率的6倍;

b. 开关的组合可以为两主桥提供周期性变化且有零值区间的直流电流;

c. 一定时间周期内, 各开关遍历所有正常工作的开关状态;

d. VSYr1与 VSΔr1, …, VSYrm与 VSΔrm 互锁。

条件 a、b 为直流电流注入原理所必需;条件 c 使各开关器件对参数的要求趋于统一, 同时实现两平波电感支路的均流;条件 d 为本拓扑结构正常工作应具备的条件。

变压器原边相电流在1个电源周期内有12 m 个脉波, 最低次特征谐波为12 m±1, 随着电平数的增加, 对交流侧电流进行滤波的要求降低, 即可不采用或只采用容量较小的交流电容作为吸收和储能装置;需要平波电感数量为 m, 直流注入开关数量为2 m, 直流注入支路的电压电流周期在三相电源对称时为 m×120°。注入开关承受的最大正反向电压均为|UdcY-UdcΔ|, 开通时的平均电流为 Idc/ (m+1) 。每m×120° 区间注入开关遍历所有正常工作开关状态。IY、IΔ 的变化周期为60°, 波形每级高度 Idc/m, 宽度为60°/ (2 m) , 主桥每支桥臂的开关相应在 IY、IA 的零值区间切换, 实现了零电流开关。

变压器二次侧输出交流电流的 Fourier 级数的系数为 (以 A 相为例, 下标 n 指谐波次数)

$\begin{array}{l}{\rm I}{}_{\text{A}\text{Y}n}=\frac{2}{\text{π}}{\displaystyle {\int }_0^{\text{π}}i}{}_{\text{A}\text{Y}}(\omega t)\sin (n\omega t)\text{d}(\omega t)=\\ \frac{8[1-(-1){}^n]{\rm I}{}_{\text{d}\text{c}}}{mn\text{π}}\sin \frac{n\text{π}}{12m}\cos \frac{n\text{π}}{6}\times \\ \left[m\text{s}\text{i}\text{n}\frac{n\text{π}}{6}+{\displaystyle \sum _{i=1}^{m-1}i}\sin \left(\frac{n\text{π}}{3}+\frac{in\text{π}}{6m}\right)\right](5)\end{array}$

$\begin{array}{l}{\rm I}{}_{\text{A}\text{Δ}n}=\frac{2}{\text{π}}{\displaystyle {\int }_0^{\text{π}}i}{}_{\text{A}\text{Δ}}(\omega t)\sin (n\omega t)\text{d}(\omega t)=\\ \frac{8[1-(-1){}^n]{\rm I}{}_{\text{d}\text{c}}}{3mn\text{π}}\sin \frac{n\text{π}}{12m}\cos \frac{n\text{π}}{6}\times \\ \left[m\text{s}\text{i}\text{n}\frac{n\text{π}}{3}+2{\displaystyle \sum _{i=1}^{m-1}i}\cos \frac{n\text{π}}{6}\sin \left(\frac{n\text{π}}{3}+\frac{in\text{π}}{6m}\right)\right](6)\end{array}$

系统交流侧 A 相电流为

$i{}_{\text{A}}=\frac{1}{k{}_n}(i{}_{\text{A}\text{Y}}+\sqrt{3}i{}_{\text{A}\text{Δ}})(7)$

iA 的 Fourier 级数的系数为

$\begin{array}{l}{\rm I}{}_{\text{A}n}=\frac{16[1-(-1){}^n]{\rm I}{}_{\text{d}\text{c}}}{\sqrt{3}k{}_{n}mn\text{π}}\sin \frac{n\text{π}}{12m}\cos \frac{n\text{π}}{6}\left(\cos \frac{n\text{π}}{6}+\frac{\sqrt{3}}{2}\right)\times \\ \left[m\text{s}\text{i}\text{n}\frac{n\text{π}}{6}+{\displaystyle \sum _{i=1}^{m-1}i}\sin \left(\frac{n\text{π}}{3}+\frac{in\text{π}}{6m}\right)\right](8)\\ i{}_{\text{A}}\text{的}\text{基}\text{波}\text{电}\text{流}\text{幅}\text{值}\text{为}\end{array}$

${\rm I}{}_{\text{A}1}=\frac{16\sqrt{3}{\rm I}{}_{\text{d}\text{c}}}{mk{}_n\text{π}}\sin \frac{\text{π}}{12m}\times \left[\frac{m}{2}+{\displaystyle \sum _{i=1}^{m-1}i}\cos \left(\frac{\text{π}}{6}-\frac{i\text{π}}{6m}\right)\right](9)$

iA 的电流有效值为

${\rm I}{}_{\text{A}\text{r}\text{m}\text{s}}=\sqrt{\frac{1}{\text{π}}{\displaystyle {\int }_0^{\text{π}}i}{}_{\text{A}}^2(\omega t)\text{d}(\omega t)}=$

$\frac{\sqrt{4+\sqrt{3}}}{3k{}_n}\sqrt{1+\frac{11-6\sqrt{3}}{13m{}^2}}{\rm I}{}_{\text{d}\text{c}}(10)$

变压器原边电流的总谐波畸变率为

$\text{Τ}\text{Η}\text{D}{}_1=\frac{\sqrt{(\sqrt{2}{\rm I}{}_{\text{A}\text{r}\text{m}\text{s}}){}^2-{\rm I}{}_{\text{A}1}^2}}{{\rm I}{}_{\text{A}1}}(11)$

2.2三电平示例

根据前文给出的开关控制原则, 图3为三电平变换结构的一组可用开关工作状态。

图3中, 将触发角 α 置于坐标零点, 各开关的触发脉冲如图所示, 在任意时刻 VSYr1、VSYr2触发脉冲的叠加波形与 IY 理想波形完全一致, VSΔr1、VSΔr2触发脉冲的叠加波形与 IΔ 理想波形完全一致。

图4为系统电流波形。各电流值均为标么化后的结果, 变压器二次侧各电流标么化基准值为 Idc, 一次侧电流标么化基准值为 Idc/kn, 图中 kAn=IAn/IA1。

直流侧输出电压 Udc1、Udc2的波形只有相位上的差别, 这里给出 Udc1的表达式 (以触发角 α 为起始点)

变压器原边电压表示为

$\{\begin{array}{l}u{}_{\text{A}}=U{}_{\text{m}}\sin \omega t\\ u{}_{\text{B}}=U{}_{\text{m}}\sin (\omega t-120°)\\ u{}_{\text{C}}=U{}_{\text{m}}\sin (\omega t+120°)\end{array}(13)$

在以触发角 α 为起点的60° 区间内, UdcY、UdcΔ的表达式为

$\begin{array}{l}U{}_{\text{d}\text{c}\text{Y}}=\sqrt{3}k{}_n^{-1}U{}_{\text{m}}\sin (\omega t+\alpha -30°)(14)\\ U{}_{\text{d}\text{c}\text{Δ}}=\sqrt{3}k{}_n^{-1}U{}_{\text{m}}\sin (\omega t+\alpha -60°)(15)\end{array}$

系统相关电压波形见图5 (α=-30°) , 各电压值均为标么化后的结果, 变压器一次电压标么化基准值为 Um, 直流电压的标么化基准值为 Um/kn。

3仿真研究

为验证新型拓扑电路及其工作原理分析的正确性, 本文基于 PSCAD/EMTDC 软件环境, 以三电平结构为例进行了仿真研究。仿真参数为变压器容量为100 MV·A, 短路阻抗为0.05 p.u.原边线电压为100 kV, 原边对副边的变比分别为10∶1 (Y) 和$10:\sqrt{3}(△)$, 两平波电感 L1、L2的电感值取为0.5 H, 负载取纯阻性负载 R=10 Ω, 触发角 α=-30°, 系统仿真电流波形见图6。各电流值均为标么化后的结果, 标么化基准值与图4各对应量的标么化基准值相同。

图6的仿真波形与图4的理论分析波形十分相似, 不同之处是仿真波形的电流阶梯变化有上升和下降的过渡沿, 原因是开关器件的吸收电路在开关状态变化时吸收和放出漏感能量。仿真中的变压器原边电流谐波畸变率为8.01%, 略大于理论值7.77%, 其中23、25次谐波所占比例最大。两注入支路的电压电流波形和直流输出电流Idc的波形见图7。

在电源三相对称的条件下, 两注入支路的电压电流的周期为240°, 两支路电流具有一定的幅值波动, 两支路电流合成直流输出电流Idc, Idc 的幅值波动很小, 已接近恒定的直流量。这里可根据电路运行的直流电流波动范围要求, 确定直流注入支路电感值的大小。当负载为感性时, 对直流输出电流波动值也有一定的限制, 可根据实际运行情况和要求选择适当的电路参数。

4与现有结构的比较

文献[15,16,17]中采用的并联多电平电流型变换器拓扑见图8, 本文提出的拓扑结构与之比较得出3点结论。

a. 图8所示拓扑中注入开关器件导通时的平均电流为系统直流输出电流, 所提出拓扑注入支路开关器件导通时的平均电流为系统直流输出电流除以电平数, 这不但降低了对开关器件的电流容量要求, 而且在开关状态转换时间相同的情况下, 电流变化率也相应降低。

b. 图8中, 在1个电源周期内, 各支路注入开关工作处于通态的时间为电源周期除以电平数, 所提出的新型拓扑中各注入支路开关处于通态的平均时间为电源周期的一半, 显然是在电平数大于等于3时, 新型拓扑中注入开关处于通态的时间与电源周期的比值更大, 开关利用率更高。

c. 所提出的新型拓扑中, 注入单元开关的控制相对复杂。在电平数较多时, 开关的触发时序组合数目为电平数的阶乘, 但并不是每种组合都可以作为正常的开关触发信号, 错误的组合时序将导致各注入支路的电流不平衡甚至电路不能正常工作。

5结论

文中提出了一种并联多电平注入式电流型变换器的新型拓扑, 给出了主桥开关与注入开关的控制方案, 分析了其工作原理。新型拓扑结构完全满足多电平注入交直流变换原理的要求, 与现有使用多抽头电抗器的并联型拓扑结构相比, 具有注入开关通态平均电流小、开关转换时电流变化率低、开关利用率高等优点。

文中采用“状态遍历”的方法, 成功地使各注入支路达到良好的均流效果, 这一思路对大容量开关器件的串并联具有借鉴意义。

摘要：根据多电平注入交直流变换原理, 设计了一种新的并联多电平注入式电流源型变换器拓扑结构, 注入开关的导通电流为直流输出电流与电平数的比值。新型拓扑中每个注入支路单元由2个等效开关和1个独立电抗器构成;同一注入单元的开关交替通断;不同注入单元的开关采用状态遍历的开关控制方法, 使处于通态的各单元开关平均分配直流输出电流。以三电平为例, 对系统电压、电流波形及开关控制方法进行了论述, 并在PSCAD/EMTDC软件环境下进行了仿真, 分析与仿真结果表明了新型拓扑的良好特性。与现有的并联多电平注入式电流源型变换器拓扑结构相比, 新型电路结构中注入单元开关器件的电流容量和开关通断时的电流变化率降低;各注入单元支路开关通态时间延长。

多电平拓扑 篇4

在交流调速领域, 随着低压变频器的研究和应用的成熟, 大功率高压变频器成为近年来国内研究和开发的热点。

目前高压变频器产品的拓扑结构主要分为三类, 即:中点钳位式, 飞跨电容式和级联式。相比较而言, 前两类变频器拓扑结构简单, 但输出电平少, du/dt大, 输出谐波大, 故在输出端需加滤波装置。而后一类拓扑结构, du/dt和输出结构都较小, 但结构复杂, 输入变压器引线多, 绕组多。针对上述问题, 本文主要对最后一类进行研究, 并提出了一种非对称多电平逆变器的结构设计和控制思想。

(二) 拓扑结构研究

级联型多电平变频器都是由一套功率单元串联组成的。将拓扑结构不同、各单元输入电压不同或功率单元数不同的逆变器称为非对称多电平逆变器。为了使非对称多电平逆变器能够组成一个高能效、高精度的变频调速系统, 在拓扑结构上应该考虑以下问题: (1) 单元供电问题;级联型逆变器的主要缺点是单元供电需要绝缘, 这增加了变换器的复杂程度和成本, 降低了能效。 (2) 同步导通问题;对于一些结构和工作点, 有很多同步导通增加了开关损耗。运用适当的设计规则和控制方案, 这个问题可以被避免。因此, 提出了一种三相非对称多电平逆变器, 如图1所示。

从能量循环的角度看, 三相六开关电压源逆变器直流侧被三相共享, 是一种比较有利的结构。然而是这种简单的结构只能产生两个电平。从开关损耗和精度方面考虑, 级联多电平逆变器是一种比较合适的结构, 但要得到一个可逆的变换器, 功率单元必须由可逆的DC-DC变换器供电。这意味着用三层转换完成了一个简单DC/AC转换, 这是与高能效不相符的。

将两种结构合并, 与可逆级联逆变器相比较, 这种结构仍保留DC-DC变换器, 但由于结构设计的原因, 只有少量的能量 (20%~50%) 能量流经这些变换器。

(三) 逆变器电平条件

图1所示的拓扑结构从单相结构来考虑, 本逆变器是由一个两电平逆变器和几个3电平H桥串联组成的。为了方便计算且实现PWM调制, 必须遵循以下条件。

1. 均衡电平条件

把多电平逆变器可以看作为在一系列电平间变换的电压源。当电平阶跃值相等时, 可以大大简化控制方案和运算法则。当只有两个单元串联时, 为了使逆变器输出电平阶跃值相等, 单元电平阶跃值必须满足以下条件:

ΔUA和ΔUB为单元电平电压阶跃值, na为单元A的电平数。

当k个单元串联时, 输出电压阶幅值ΔUo和电平数N为:

综合式 (1) 和式 (3) 可以得到第k个单元的电平电压阶跃值应满足:

称式 (4) 为均衡电平条件。相应的各单元的输入电压应满足:

2. 调制条件

为了使逆变器能够组成变频调速系统, 逆变器还必须满足PWM调制条件。当采用图1所示的拓扑结构且满足条件1时, 高压单元为两电平可产生7个空间矢量 (基向量) , 低压单元为三电平可产生19个空间矢量。如高压单元输入电压和低压单元输入电压的比率为3, 通过分析可知, 在此情况下存在少数区域范围内不能用同一个基向量来调制, 开关损耗比较高等情况。

为了满足PWM调制条件, 保持高压单元开关频率接近于基频, 减少同步导通和开关损耗, 即使调制区域尽可能覆盖整个六边形区域。取输入电压比例为2, 可以得到如图2所示的空间矢量分布图。

可以看到图中六边形区域完全被灰色区域覆盖, 即满足PWM调制条件。从式 (5) 可得到此时输入电压满足:

因此可以得到调制条件表达式为:

(四) 仿真实验验证

为了检验本逆变器的运行效果, 进行了仿真实验验证。利用采用MATLAB/simulink仿真软件, 对个功率单元及整个系统进行了仿真实验。实验波形如图4所示:

图a为高压单元触发脉冲波形, 图b为低压单元触发脉冲波形, 图c为逆变器线电压波形。

(五) 结论

从以上分析和仿真实验波形可以得知, 在产生相同的电平数时, 相对对称级联型逆变器拓扑结构, 本拓扑结构所需的输入变压器副边引线更少。由于满足调制条件, 使高压单元开关器件所需的导通频率更低, 这样就可以选择GTO、SCR、IGCT等慢速开关器件, 此类器件往往通流容量较大, 有利于设计和制造大功率高压变频器。低压单元可以选择MOSFET等开关器件, 此类器件开关频率较高, 且低压单元电平阶跃值小, 使得输出波形du/dt和输出结构都较小, 还可以通过增加串联低压单元数来提高输出电压精度。综上所述, 非对称多电平逆变器是一种高精度的结构。能够减少绝缘电源数目, 提高能效。这种结构扩展了设计灵活性和提高了优化组合匹配的可能性。

摘要：文章提出了一种非对称多电平逆变器, 该逆变器以级联式拓扑结构为基础, 逆变器的每个单元采用将个两电平逆变器和几个3电平H桥串联组成。描述了该逆变器的拓扑结构以及控制思想, 通过采用MATLAB/simulink软件进行了仿真实验, 实验结果证明:该逆变器具有结构简单、输出谐波小、精度高等优点。

关键词：级联式,非对称,脉宽调制

参考文献

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