变流器拓扑结构（精选4篇）
变流器拓扑结构 篇1
1 引言
近年来, 随着海上风电的快速发展, 海上风电机组容量不断增加, 目前主流的机型的功率已达到5MW甚至6MW, 机组的功率等级的增加, 对配套的变流器提出了更高的要求。陆上风电的主流机型采用的多为2MW或3MW机型, 配套的变流器电压等级为690V, 因受到功率器件的电流限制, 多采用变流器并联或功率器件的并联来完成功率的扩容, 而模块并联或变流器的并联会带来较多的问题, 例如: 零序环流的产生, 变流器体积变大、变流器的可靠性降低等。因此, 目前海上风电机组多采用中压机组, 如金风科技目前研发的海上风电机组即采用3k V的中压永磁同步电机, 通过提高电压等级, 可以降低系统的电流, 降低系统的电缆成本和线路损耗, 而三电平变流器因为其具有更低的谐波和更好的控制性能成为首选[1,2,3,4]。
已有的三电平变流器多采用二极管箝位式的拓扑结构, 但是随着电压等级的提高和电平数的增加, 箝位二极管的数量也随着增加, 分压电容中点电位不平衡的问题会更加突出, 可靠性进一步降低。文献[5] 中提出了一种采用NPP拓扑的三电平电路, 该电路中将箝位二极管替换为反串联的两个开关管, 通过这个替换, 当电压等级提高时, 只需要将开关管串联即可完成更高电压等级的输出[5]。文献[6-7] 中介绍了采用的二极管箝位式电路的多电平拓扑, 随着电压等级提高需要大量增加箝位二极管且中点电位的控制变得更加复杂[6,7]。本文在详细分析了NPP和NPC拓扑的电路工作原理, 并搭建了两种拓扑的仿真模型, 采用最近三矢量方法实现SVPWM算法, 分析了两种电路的输出电流波形和控制性能, 在此基础上介绍了两种拓扑结构在电压等级提高后的拓扑,并针对提高电压等级后的拓扑分析了优缺点,明确了NPP拓扑结构在电压等级提升后更有优势。
2 NPP三电平变流器主回路拓扑及工作原理
NPP拓扑三电平变流器主回路如图1 所示, 每个桥臂由六个反并联二极管的开关管组成, 上下桥臂各有两个开关管, 与中点连接的两个开关管为反串联连接。
以A相桥臂为例说明电路工作原理。
当Vao>0,ia>0 时:Sa5 常通,Sa3 和Sa4 常断;Sa6和Sa1、Sa2 作PWM切换,Sa1、Sa2 导通时, 输出为Vdc/2;Sa5 与Da6 构成通路, 输出为0。
当Vao>0,ia<0 时:Sa6 常通,Sa3 和Sa4 常断;Sa6 和Sa1、Sa2 作PWM切换,Sa6 导通时,Sa6 与Da5 构成通路, 输出为0;Da1 和Da2 构成通路, 输出Vdc/2。
当Vao<0,ia>0 时:Sa5 常通,Sa1 和Sa2 常断;Sa5和Sa3、Sa4 作PWM切换,Sa3 和Sa4 导通时输出为-Vdc/2;Sa5 和Da6 构成通路, 输出为0。
当Vao<0,ia<0 时:Sa6 常通,Sa1 和Sa2 常断;Sa5和Sa3、Sa4 作PWM切换,Da3 和Da4 构成通路, 输出-Vdc/2;Sa6 导通时,Sa6 与Da5 构成通路, 输出为0。
通过分析电路的工作原理可以得到NPP拓扑结构电路工作特点:Sk1 和Sk2、Sk3 和Sk4 共同承受正向阻断电压为Vdc/2, 每个开关管承受的电压为Vdc/4;且每个开关管的工作时间基本相等。
3 NPC三电平变流器主回路拓扑及工作原理
NPC拓扑三电平变流器主回路如图6 所示, 每个桥臂由四个反并联二极管的开关管和两个箝位二极管组成。
以A相桥臂为例说明电路工作原理。
当Vao>0,ia>0 时:Sa1 和Sa2 常通,Sa3 和Sa4 常断; Sa1 和Sa2 导通时, 输出为Vdc/2;Sa2 与Da5 构成通路, 输出为0。
当Vao>0,ia<0 时:Sa6 常通,Sa3 和Sa4 常断;Sa6和Sa1、Sa2 作PWM切换,Sa6 导通时,Sa6 与Da5构成通路, 输出为0;Da1 和Da2 构成通路, 输出Vdc/2。
当Vao<0,ia>0 时:Sa5 常通,Sa1 和Sa2 常断;Sa5和Sa3、Sa4 作PWM切换,Sa3 和Sa4 导通时输出为-Vdc/2;Sa5 和Da6 构成通路, 输出为0。
当Vao<0,ia<0 时:Sa6 常通,Sa1 和Sa2 常断;Sa5和Sa3、Sa4 作PWM切换,Da3 和Da4 构成通路, 输出-Vdc/2;Sa6 导通时,Sa6 与Da5 构成通路, 输出为0。
通过分析电路的工作原理可以得到NPC拓扑结构电路工作特点: 开关管Sk1 和Sk4 不能同时导通,Sk1和Sk3、Sk2 和Sk4 的工作状态正好相反, 为互补状态,平均每个主开关管的正向阻断电压为Vdc/2, 且每相桥臂中间的两个开关管导通时间最长。
4 NPC和NPP三电平拓扑SVPWM实现
采用最近三矢量的SVPWM方法实现NPP和NPC拓扑的控制。因NPP拓扑每相有六个开关管, 需要六路脉冲输出, 按照分析的工作原理, 采用的脉冲控制规律为:Sk1、Sk2 脉冲相同,Sk1、Sk2 和Sk6 互补;Sk3、Sk4 脉冲相同,Sk1、Sk2 和Sk5 互补。NPC拓扑的脉冲控制规律为:Sk1 和Sk3 互补;Sk2 和Sk4 互补。
使用MATLAB软件搭建系统仿真模型。仿真模型参数为: 电网线电压3k V(RMS), 频率50Hz, 等效电阻R=0.03Ω。LCL滤波器,Lg=1m H,Lcon=0.5m H,C=80μF。直流母线电容C1=C2=1200μF, 电压指令Udc*=5400V。额定电流Ie=577A(RMS)。开关频率fs=1600Hz。
由图11 和图12 所示的仿真结果可以看出, 两种拓扑结构的输出电流波形基本一致,THD分别为1.7%(NPP) 和1.84%(NPC)。
由图13 和图14 所示波形可以看出: 通过电网电压与交流侧输出电流的对比显示, 两种拓扑结构功率因数基本为1。
5 NPC和NPP拓扑扩容分析
当电路的电压等级进一步提高时,NPP电路拓扑结构可以通过电路中器件的串联提升电压等级, 电路改动较小, 且控制方案不需要较大的改动, 只需要在硬件电路增加驱动就能实现,NPP拓扑通过器件串联提升电压等级的主回路如图所示:
NPC电路提升电压等级时, 与NPP拓扑类比, 每个桥臂由八个开关管组成时, 电路拓扑结构如图14 所示。分析电路特点可知因电平数需要增加, 箝位二极管的数量按照电平数目的二次方快速增加, 母线电压的平衡控制很难实现, 内外开关管的损耗不平衡等问题。上述这些问题对控制系统的实现提出了很多难题, 尤其是在实际应用中, 受到控制系统资源限制等, 此电路应用受到限制。
通过对比分析可知, 在拓扑结构和控制方案实现难度方面都是NPP拓扑更易于实现,NPP拓扑结构更适合于高压大容量的应用场合。
6 结束语
本文通过分析三电平电路的NPP和NPC拓扑工作原理, 说明了两种拓扑结构的优缺点; 同时分析了当电压等级升高后两种拓扑结构的改造方法, 通过对比可以发现,NPP拓扑结构更适合与电压等级升高的情况下使用, 硬件电路变化较小, 且控制方案不需要进行较大改动, 易于实现的优点,NPP拓扑更适用于高压大容量的场合应用。
摘要：随着海上风电机组的功率等级的不断增加,越来越多的整机厂商采用中压等级的机组,而三电平因更低谐波和更好的控制性能得到越来越广泛的使用。分析了采用NPC和NPP拓扑的三电平变流器工作原理,并通过MATLAB进行了两种拓扑的SVPWM仿真验证,仿真结果显示两种拓扑结构输出的电流波形基本一致。针对两种电路的特点进行扩展分析,通过分析说明当电路的电压等级和容量进一步上升时,NPP拓扑结构具有明显的优势,扩容易于实现、控制简单且具有冗余功能,在更高电压等级和更大容量系统中具有一定的优势。
关键词：三电平变流器,NPP,NPC
参考文献
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[3]杨勇,阮毅,张朝艺等.基于背靠背三电平电压变换器的直驱式风力发电系统[J].电网技术,2009.10,33(18):148-155.
[4]李经纬,童亦斌,苏昆仑等.3MW/3k V直驱风力发电并网变流器设计[J].电力电子技术,2013.10,47(10):12-14.
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[7]王琛琛,李永东.多电平变换器拓扑关系及新型拓扑[J].电动技术学报,2011,26(1):92-99.
变流器拓扑结构 篇2
近年来, 随着传统能源的日益枯竭和人们环保意识的增强, 可再生能源发电得到了越来越多的应用。由于光伏等可再生能源所具有的间歇性和随机性特点, 大量并网会对电网的安全稳定及电能质量带来影响[1]。储能作为一种可调度资源应用于电力系统, 能够很好地解决这一问题[2,3]。
现有储能装置的储能载体主要采用蓄电池和超级电容器两种。蓄电池的能量密度较高, 但功率密度小, 不适用大功率充放电和频繁充放电等场合[4];而超级电容器则相反, 其响应速度快、大功率输出能力强、循环使用寿命长, 但能量密度较低[5,6]。将蓄电池和超级电容器混合使用, 具有较大的技术经济优势, 是平抑系统功率波动的有效手段。
近些年, 对蓄电池—超级电容器混合储能 (Battery-supercapacitor Hybrid Energy Storage, BSHES) 在电动汽车上应用的研究比较广泛[7]。由于BSHES的性能特点, 在面向间歇式分布式电源的应用方面, 国内外也已经出现了一些理论研究和模型测试[8,9,10]。将BSHES应用于配电系统, 现已成为研究热点, 而蓄电池和超级电容的接入方式是其中的一个重点研究内容。文献[11]介绍了几种蓄电池和超级电容器并入电网的接入方式, 并分析了各自的特点, 从中可以看出, 寻找一种高效、简单的多端口DC/DC变换器是关键。目前, 蓄电池和超级电容器常规的并网接入方式是将两者通过变换器并联或直接并联, 然后接入直流母线, 再通过逆变器并入电网。文献[12]研究了一种通过两个双向DC/DC变换器将两者接入直流母线的拓扑结构, 此种结构虽然能起到延长蓄电池使用寿命, 提高混合储能系统的最大功率输出能力等作用, 但存在调节功率小、不能实现蓄电池、超级电容器低压侧与电网高压侧电气隔离等缺点。文献[13]分析了一种分别将蓄电池、超级电容器通过DC/DC、DC/AC接入电网的拓扑结构, 这种结构能够实现蓄电池和超级电容能量的完全解耦, 控制比较灵活, 但其存在所用变换器较多、结构集成度低等缺点, 极大地限制了混合储能技术的推广利用。
本文在已有混合储能系统结构的基础上, 提出一种新型的用于混合储能的组合级联式双向隔离型多端口变流器拓扑结构, 如图1所示。它由蓄电池组、超级电容器组、多端口隔离半桥DC/DC变换器和级联式H桥DC/AC变换器组合而成, 能够进行高压大功率的双向功率变换。多端口DC/DC变换器能够实现不同电压等级电源的输入, 降低了对蓄电池、超级电容器端电压的要求, 且各输入端口能量完全解耦, 可独立均衡控制。另外, 该多端口DC/DC变换器输入端口n可以根据实际需要进行设定。DC/AC变换器交流侧采用级联式拓扑并网 (级联数为k) , 其电平数高, 谐波特性好, 适合模块化设计。文中首先对该拓扑的工作原理进行了分析;然后在PLECS上搭建了基于该装置的光伏电站并网模型, 并结合相应的控制策略进行了仿真;最后, 本文又结合仿真结果和实际工程项目数据对该装置可带来的经济效益进行了定量分析。通过仿真算例分析, 验证了所提拓扑能够实现延长蓄电池使用寿命, 降低储能电站运行周期成本的功能。
1 拓扑结构及工作原理
1.1 系统拓扑结构
图1为本文提出的组合级联式隔离型多端口变流器拓扑结构。以A相为例, 该结构由多端口隔离型半桥DC/DC变换器和级联式H桥DC/AC变换器两部分组成。蓄电池组和超级电容器组通过多端口DC/DC变换器与级联H桥的直流侧电容Co并联, 各相经连接电抗Ls和启动电阻Rs接入交流电网。多端口DC/DC变换器能实现不同电压等级的蓄电池组和超级电容器组的接入;通过移相控制, 实现功率的双向传输;DC/AC变换器可实现装置的有功功率和无功功率的独立控制[14]。
对于高压大功率的蓄电池组、超级电容器组混合储能系统, 级联式H桥可直接与10 k V以上的高压交流电网相连。图2为该装置的并网结构图, 其中装置并网级联数k=9。为了避免蓄电池、超级电容器低压侧系统在高电位下运行, 发生电离放电, DC/DC变换器须通过高频变压器实现交流电网与低压侧系统的电气隔离。DC/AC侧的级联式H桥利用多重化技术输出高压侧交流电压波形, 降低了对输入电压等级的要求, 交流侧可直接并网, 省去了并网工频变压器。
1.2 多端口DC/DC变换器结构及工作原理
图3 (a) 是n=2的多端口隔离型半桥DC/DC变换器的基本拓扑。主要元件有开关器件S1、S2、S3、S4、S5、S6、S7、S8, 分压电容C1、C2、C3、C4, 电源滤波电感Li1、Li2, 储能电感Lk, Lk代表原边外接电感与变压器漏感之和。n=N的多端口隔离型半桥DC/DC变换器变形拓扑如图3 (b) 所示。
如图3 (a) 所示, 多端口DC/DC变换器的基本工作原理是控制S1、S2、S3、S4的通断, 将电压等级不同的蓄电池、超级电容器端口的能量传递到隔离变压器T一次侧直流母线上, 同时通过恒压控制策略, 维持一次侧直流母线电压Vo1恒定。控制S5、S6、S7、S8的通断, 通过移相控制方式, 改变变压器两侧桥臂触发信号超前或滞后的相位关系, 可以改变传输功率的方向;而改变变压器两侧桥臂触发信号移相角的大小, 可以改变蓄电池、超级电容器侧的输出功率大小;通过移相控制, 也可维持隔离变压器T二次侧直流母线电压Vo2稳定, 从而保证DC/AC变换器正常运行。
下面对多端口隔离半桥DC/DC变换器进行稳态分析。
图4为多端口DC/DC变换器工作在输出功率模式下一个周期内 (t0~t8) 开关管S5、S6、S7、S8的驱动信号及关键部件电压电流波形。图中V1、V2分别为C1、C2上的电压, V3′、V4′分别为C3、C4上电压变换到变压器一次侧的电压, D为开关管S5、S7的占空比, φ为开关管S5超前S7的相角。为使开关管S5、S6、S7、S8的电压应力相同, 同时使电容C1、C2及C3、C4上电压相等 (即V1=V2, V3=V4) , 可设定占空比D=0.5。Np、Ns为隔离变压器原副边线圈匝数, 且Np:Ns=1:1, VLk、ILk为储能电感Lk上电压、电流。
对储能电感和隔离变压器列伏秒平衡方程:
由式 (1) 、式 (2) 得
通过移相控制, 可保证装置在电压匹配情况下运行。所谓电压匹配, 即Up0、Up1的电压满足:
根据以上各式, 得
通过推导隔离变压器原边电压电流的表达式[15], 可得一个周期内变流器输出有功功率的表达式:
式中, ω是开关频率。由式 (7) 、式 (8) 可知, 当给定高压侧目标值Vo时, 在占空比D=0.5给定条件下, 给定一个移相角φ, 便对应一个输出功率Po。图5为隔离变压器变比Np:Ns=1:1 (V4=180 V) 时, 变压器原副边电压匹配条件下的DC/DC变换器传输功率特性曲线。由图5可知, 采用移相控制可以实现多端口隔离型半桥DC/DC变换器的双向功率传输。通过调节移相角的大小和相位关系, 可以改变DC/DC变换器传输功率的大小和方向。
2 控制策略
为了保证组合级联式双向功率调节装置正常工作, 蓄电池和超级电容器与交流电网传递的功率要保持动态平衡, 各级联模块隔离变压器T两侧的直流母线电压要保持稳定。本文的基本控制思路是通过电网电压定向的PQ解耦控制使得DC/AC变流器跟随外界目标参考功率P_ref变化;由DC/DC变换器的移相控制保证蓄电池和超级电容器与交流电网传递的功率保持动态平衡;通过DC/DC变换器蓄电池端口的恒流控制平抑P_ref中的低频功率波动 (本文设定波动周期>20 min) ;同时由DC/DC变换器超级电容端口的恒压控制来平抑P_ref中的高频功率波动 (波动周期≤20 min) [16]。下面结合控制框图具体分析一下相关控制策略。
2.1 DC/AC变换器的控制策略
图1中DC/AC变换器各相均由k个H桥级联而成, 采用载波移相SPWM调制, 各级联单元三角载波的相位依次相差ϕ (ϕ=180/k) , 交流侧得到2k+1电平线电压。多电平SPWM的输出电压波形更接近正弦, 输出电流谐波成分更小, 其等效载波频率是开关频率的2k倍。该方法能够在较低的器件开关频率下获得较高的等效开关频率, 这不但可以减小变换器的开关损耗, 还可以大大改善输出电压和电流波形[17]。
图6为级联式DC/AC变换器的控制原理图。外界目标参考功率指令P_ref由实际发出功率Pv与给定调度功率输出指令Pv_ref做差得到。同时, 为了避免d-q旋转坐标系中有功电流和无功电流相互影响, 利用直接电流解耦控制实现有功功率和无功功率的独立控制。系统控制采用无功电流Iq_ref=0控制, 采样三相电网电压ea、eb、ec进行锁相, 获得电压相位和频率信号作为并网电流的相位和频率给定。同时采样三相并网电流, 通过坐标变换得到d轴电流和q轴电流, 与给定的并网电流参考值Id_ref、Iq_ref做PI调节, 产生参考电流控制信号, 采用前馈解耦得到DC/AC输出参考电压, 将电压指令合成并反变换至三相静止坐标系下, 作为DC/AC的调制波形, 通过SPWM调制运算得到占空比信号驱动开关, 实现单位功率因数并网运行。
2.2 DC/DC变换器的控制策略
由图3 (a) 多端口隔离半桥DC/DC变换器的基本结构可以看出, 蓄电池组、超级电容器组输入端的能量通过S1、S2和S3、S4组成的两个半桥桥臂传递到隔离变压器一次侧直流母线, 然后通过移相控制将一次侧直流母线上的能量通过隔离变压器T传递到二次侧直流母线, 为了使装置正常运行, 必须维持一次侧、二次侧直流母线电压Vo1、Vo2稳定。
为了将外界参考功率指令P_ref中高频和低频功率波动分离, 该系统采用滑动平均滤波算法分配混合储能系统功率, 由蓄电池承担低频功率波动, 超级电容器承担高频功率波动[18]。电池输出功率为
超级电容器输出功率为
式中, T为滑动平均滤波时间常数。
将P_ref中提取的低频分量Pbess_ref除以蓄电池端电压作为蓄电池端口恒流控制的参考指令Ibess_ref。如图7 (a) , 通过恒流控制, 调节开关管S3、S4, 使蓄电池端口实时跟踪P_ref中长期缓慢的低频功率波动。目标参考功率指令P_ref与低频分量Pbess_ref的差值 (高频功率波动) 由超级电容器端口补偿, 如图7 (b) , 通过恒压控制, 调节开关管S1、S2维持Vo1恒定, 从而使超级电容器端口跟随P_ref中的高频功率波动。外界参考功率指令P_ref的变化会反映为隔离变压器二次侧直流母线电压Vo2的波动, 如图7 (c) , 通过移相控制调节开关管S5、S6、S7、S8来维持Vo2稳定, 从而达到蓄电池和超级电容器与交流电网传递的功率保持动态平衡。
3 仿真验证分析
本文在PLECS仿真环境下建立了基于锂电池、超级电容器混合储能的组合级联式功率转换系统模型, 装置的并网系统结构如图2所示。为验证本文所提拓扑及控制策略的有效性, 对装置平抑光伏电站功率波动的系统模型进行了仿真, 并结合仿真结果和实际工程项目数据, 对该混合储能装置延长锂电池使用寿命所带来的经济效益进行了定量分析。
3.1 仿真参数
该系统中光伏电站装机容量为12 MW·h, 混合储能装置设计的最大调节功率为±2.2 MW, 其中蓄电池最大调解功率为±1 MW, 超级电容器最大调节功率为±1.2 MW, 只调节有功功率, 无功功率为零。交流电网侧线电压10 k V, DC/AC变换器每相H桥级联数k=9, 开关频率为2 k Hz, 采用星型接线。DC/DC变换器采用n=2的双端口输入基本拓扑结构, 开关频率20 k Hz, 高频变压器变比T为1:3。电感参数Li1=Li2=1 mH, Lk=20µH, 电容参数C1=C2=4 m F, Co=5 m F, C3=C4=10 mF, 超级电容器组额定电压为180 V, 蓄电池组额定电压也为180V, 隔离变压器一次侧直流母线电压目标值Vo1=360 V, 二次侧直流母线电压目标值Vo2=1080 V。装置启动电阻Rs=50Ω, 连接电抗Ls=4 m H。其中仿真时间0.3~2.1 s, 模拟一天白昼时间05~18时。
3.2 仿真结果
图8为该系统模型某日光伏电站平抑前后的功率输出曲线。其中Pv_ref为外界调度给定目标功率输出指令;Pv为光伏电站实际功率输出, 其数据来源于文献[19], 并结合该仿真系统进行了合理修改。由图可以看出, 该混合储能装置能很好地平抑光伏电站发出功率的波动, 从而减小了其并网后给电网带来的冲击, 改善了电能质量。
图9 (a) 、 (b) 分别为装置目标功率指令P_ref和装置实际功率输出Ptotal的波形, 由图可以看出, 装置实际输出功率Ptotal可快速响应目标功率指令P_ref;图9 (c) 、 (d) 分别为蓄电池发出功率Pbess及超级电容器发出功率Psc的波形, 可以看出, 蓄电池的输出功率曲线变化比较平缓, 调节功率在±1 MW以内;而超级电容器的输出功率曲线波动较剧烈, 调节功率在±1.2 MW以内。由此验证了本文所采用的滑动平均滤波法及相关控制策略的有效性。
图10 (a) 、 (b) 分别为隔离变压器一、二次侧直流母线电压。由图可以看出, 一次侧直流母线电压Vo1基本维持在目标值360 V左右, 而二次侧直流母线电压Vo2随外界功率指令的变化在目标值1 080 V上下小幅度波动。一、二次侧直流母线电压的稳定, 保证了装置持续正常的运行。
图11为仿真过程中单个DC/DC变换器移相角的动态变化, 由图示可知, 移相角的调节范围在±60º之间, 其变化趋势与装置发出功率变化趋势相同。移相角为负时, 装置吸收功率, 移相角为正时, 装置发出功率。
图12、图13分别为装置输出和吸收功率时电压Up0、Up1及电流ILk的匹配波形。可以看出, 装置输出功率时Up0相位超前Up1, 移相角为正, 吸收功率时则相反;装置运行过程中电压Up0、Up1大致匹配。
3.3 经济效益分析
经济效益分析一般要进行两方面的成本分析, 即投资安装成本和运行成本。投资安装成本涉及到蓄电池、超级电容的容量最优配置, 本文结合仿真结果和实际工程项目数据, 对它们进行定量分析。
运行成本分析的关键是对蓄电池和超级电容器循环寿命的计算。由于超级电容器的循环寿命长达10年以上, 循环寿命高达50万~100万次[20], 远高于蓄电池的寿命, 在使用过程中的平均成本很低, 因此可将超级电容器的循环寿命设为常数。下面重点分析蓄电池循环寿命的计算方法。
蓄电池的循环寿命受诸多因素影响, 例如温度、峰值电流、放电深度 (Depth of discharge, Dod) 以及充放电次数等。为简化分析, 仅考虑充放电次数和放电深度对蓄电池循环寿命的影响。当蓄电池工作时, 每经受一次全充电和全放电过程称为一个循环。蓄电池除了发生的充放电大循环外, 还会由于自然条件的影响每天发生数次充放电小循环, 如日照强度和环境温度的变化等。频繁发生充放电小循环, 也会导致蓄电池寿命的缩短。
蓄电池的循环寿命在很大范围内与Dod呈近似线性关系, 如图14所示。Dod越大, 蓄电池的循环寿命越短。另外, 从器件的失效进程上看, 蓄电池发生3次Dod为20%的充放电循环, 与发生1次Dod为60%的充放电循环相当。为了便于分析和计算, 可以将蓄电池的充放电循环次数统一在一个标准的Dod上。
假设蓄电池以放电深度Dod_r作为标准, 以Dod_r进行充放电时, 循环使用寿命为LDod_r;以放电深度Dod进行充放电时, 循环使用寿命为LDod。则蓄电池发生一次放电深度为Dod的充放电循环, 等效为发生一次放电深度为Dod_r的充放电循环次数:
在本仿真系统中, 根据设计时蓄电池容量的配置, 将其每天发生的充放电大循环的Dod控制为80%, 并将其设为Dod_r。假设每天充放电大循环次数为a, 同时发生b次放电深度为Dod的小循环, 则蓄电池平均每天发生Dod为80%的等效循环次数为
由以上分析结合仿真结果图9, 可以计算出由于超级电容器的作用, 蓄电池的充放电等效大循环次数大约从每天的5次减少到每天3次, 相当于蓄电池使用寿命延长了40%。
下面结合1 MW/1 MW·h的北京某实际储能工程项目, 对该装置可带来的经济效益进行分析。
该项目采用某公司锂电池作为储能元件, 锂电池采购费用为350万元。锂电池循环寿命大约为5年, 第5年末锂电池堆的平均容量衰减率为80%, 单个电芯的最大容量衰减率为75%, 需要进行更换。忽略维护成本, 单一蓄电池储能系统 (Battery Energy Storage System, BESS) 每年的运行成本约为70万元。假如采用基于该装置的BSHES系统, 则蓄电池使用寿命将延长至7年。锂电池和超级电容器单价如表1所示[21]。
文献[22]应用粒子群优化算法对蓄电池和超级电容器的功率配置比进行了优化。根据其优化结果, 并结合该仿真模型, 将蓄电池和超级电容器的容量配比设置为3:2, 即蓄电池容量为0.6 MW·h, 超级电容器容量为0.4 MW·h。以每14年为一个运行周期, 如表2所示:BESS系统中锂电池每个运行周期等效采购成本为980万元, 忽略维护成本, 其年平均运行成本为70万元;BSHES系统中每周期锂电池等效采购成本为420万元, 超级电容器采购成本为200万元, 总采购成本为620万元, 忽略维护成本, 其每年运行成本为44.3万元。由此可知, 该装置每个运行周期内可节约运行成本37%左右。
万元
因此, 采用蓄电池和超级电容器混合储能, 通过该装置和相关控制策略, 使储能装置的充放电小循环尽量发生在超级电容器上, 可以有效地减少蓄电池的充放电循环次数, 延长电池使用寿命, 显著降低系统的运行成本, 提高储能系统的经济性。
4 结论
变流器拓扑结构 篇3
1 直驱式风力发电变流系统概述
双PW M全功率变流器是目前投入商业化运行的直驱式风力发电系统中使用范围最广的变流器。在风力发电技术研究起步比较早的欧美国家, 双PW M全功率变流器控制技术已经成熟。以双风力PW M全功率变流器为变流器, 发电机采用永磁同步发电机是直驱式风力发电系统比较常见的配置。与变流器相对应, 目前最常用的的变流器拓扑是如图1所示的变流器拓扑及其变型。其工作原理是:首先, 由永磁同步电机产生幅值和频率都变化的交流电, 经过机侧变流器转换成直流电, 待直流电经过支撑电容滤波和稳压后输送给网侧变流器, 最后, 通过网侧变流器转换为频率和幅值稳定的交流电馈入电网。
通过实践中对图1所示的变流器拓扑及其变型几种拓扑的对比分析, 发现这几种拓扑的性价比程度都差不多。然而, 考虑到长远的发展, 随着风力发电机的运用范围逐渐扩大, 发电机的维护简易性和性能可靠性对发电机发展越来越重要。因此, 虽然国外对双PW M变流器控制的研究已经比较成熟了, 但是对大型直驱式风电系统变流器的研究还是会不断深入, 根据实际检验挑选出最符合实际需要的拓扑。国内的相关研究机构和企业应该抓住这一机遇, 不断研发自己的核心直驱式技术, 提高直驱式风电系统的性能, 争取在将来的风电技术发展中占有一席之地。一般来说, 控制直驱式风力发电变流系统拓扑的基本原则就是:在尽可能提高单台变流器容量的前提下, 采用变流器的多重化并联技术。
2 直驱式风力发电变流系统拓扑控制策略研究
2.1 基于功率模块并联的变流器扩容方案
要构建大功率的机侧变流系统, 关键在于突破单变流器容量。通过并联数个功率模块, 可以提高系统的容量。由于并联功率模块各自拥有独立的驱动电路, 即使进入功率模块的是同一路驱动脉冲, 各功率模块实际的开关动作时刻仍不可避免地存在一定微小差异, 不同功率模块输出电流存在较大的瞬时差异, 导致各并联功率模块的单变流器扩容方案可能存在瞬间电流峰值超限、器件致损的缺陷。要对这个问题进行控制和避免, 就要需要在并联功率模块间额外串入交流电感来对并联功率模块之间输出电流存在的瞬时差异, 即动态环流进行抑制。功率模块并联的数量是限制的, 当数量超过一定限度时, 就会对主电路结构的对称性产生影响。因此, 要进一步扩大系统容量, 就要从变流器并联入手, 研究变流器并联的方案。
2.2 基于变流器并联的系统扩容方案
2.2.1 网侧变流器系统扩容方案分析
网侧变流器在系统中起着稳定母线电压的作用。网侧变流器对电流的无功、有功功率进行控制, 以保证向电网输送的电流符合要求。
将两网侧变流器直接并联主电路拓扑如图2所示, 将数个变流器并联时, 可以借助错时矢量调制技术现谐波对消, 大大减小注入电网的电流谐波。
网侧变流器并联时会出现零序环流的问题, 即当数个变流器的主电路参数和控制存在一定差异时, 会导致变流器发生过电流保护。要控制零序环流就要从根本上消除零序环流, 切断零序环流通路。主要有两种方法, 一是采用多绕组变压器, 侧隔离两变流器的交流;一是采用独立的直流电源。
2.2.2 机侧变流器并联的系统扩容方案
机侧变流器采用矢量控制, 提高电机使用频率的稳定性。机侧变流器控制电机转速及电机电流波形, 并实现最大转矩/电流比最优控制。通过机侧变流器的控制, 能使发电机电流几乎为正弦, 有效解决由低次谐波和同步电抗所带来的效率低、输出功率低等问题, 提高电机的功率因数, 在设计系统时可减小发电机及变流器的设计容量。机侧变流器并联的设计方案如图3所示:
与网侧变流器不同, 机侧变流器与电机直接相连, 没有交感电流通过。当处于同一拓扑的变流器开关动作不一致时就会导致直流电母直接短路。通过在交流侧额外加入适当大小的交流电感可以抑制这种现象的发生。然而这种解决方法存在一定的缺陷:一方面这种方案必然会使系统主电路复杂化, 加大系统运转的工作量, 带来加大维护难度、噪音、机体发热等问题。另一方面, 这种方案采取两台变流器交流侧和直流侧分别相连的方法, 必然会导致零序环流。要同时解决机侧变流器直流瞬间短路和零序环流, 一个简单有效的解决方案是增加永磁同步发电机定子绕组相数, 对变流器交流侧之间进行电器隔离。
3 结语
综上, 可以采取并联功率模块和并联变流器的变流系统拓扑方案来增大直驱式风力发电变流系统的容量。采用功率模块并联扩大单台变流器容量的方案简单易行, 但是对并联数量有所限制, 功能作用一般。利用变流器并联的方案, 操作难度大, 系统的方案设计比较复杂, 但是可以进一步扩大系统容量, 减小注入电网电流谐波。
参考文献
[1]邓小凌, 冯志文.我国风力发电产业发展的现状问题与对策[J].电力环境保护, 2001.
[2]申洪, 王伟胜, 戴慧珠.变速恒频风力发电机组的无功功率极限[J].电网技术, 2003.
变流器拓扑结构 篇4
由于在拓扑上采用了模块化设计理念,模块化多电平换流器(MMC)可以通过调整子模块串联个数实现功率和电压等级的改变,能够扩展到任意电平输出,从而减小了电磁干扰和输出电压的谐波含量。因为输出电压非常平滑且接近理想正弦波形,因此,在网侧不需要配置大容量交流滤波器。同时,由于MMC拓扑将能量分散存储在桥臂各个子模块电容中,避免了两电平拓扑结构三相桥臂间耦合关系,从而提高了故障穿越能力。基于以上优势,使得MMC在有源滤波器、电机拖动、无功补偿、电力牵引及高压直流输电等领域具有广阔的应用前景[1,2,3,4,5]。
当MMC应用于远距离高压直流输电领域时,直流线路故障是其不可回避的问题。由于采用半桥型子模块拓扑,在直流侧发生故障时,虽然可以闭锁所有绝缘栅双极型晶体管(IGBT)实现对器件的保护,然而因为IGBT所并联续流二极管,造成短路电流不能被闭锁,从而使其不具备直流侧故障自清除能力。而高压大容量直流断路器制造工艺目前尚不成熟,在高压大容量场合鲜有应用,因此,直流侧故障只能够依靠换流站跳开交流断路器来切断故障电流,但该方法却带来了系统响应速度较慢、重新启动配合动作时序复杂、恢复时间较长的问题[5,6]。为了减少系统直流侧故障概率,当前直流输电工程不得不采用故障率低而价格昂贵的直流电缆作为传输介质,从而限制了成本较低的架空线路应用。针对上述问题,本文在总结目前学术界和工业界对MMC拓扑结构研究及改进方案基础上,对传统半桥型拓扑进行了相应改进,从而在保持子模块间串联形式下,设计了具有直流故障电流闭锁能力的复合拓扑结构,以提高系统直流侧故障穿越能力。
1MMC电路模型
德国慕尼黑联邦国防军大学学者MarquardtR及其合作者最早在2002年提出基于级联结构模块化组合多电平换流器拓扑,并分析了其基本工作原理[7]。典型MMC桥型拓扑如图1所示,其中上下桥臂各串联N个结构相同子模块(SM)并通过限流电抗器LX与交流系统相连。由于直流侧具有公共直流母线,该拓扑可以直接应用于直流输电领域。
MMC中子模块一般采用如图2(a)所示的半桥型结构(HBSM),其中开关K为旁路开关,当模块发生故障时闭合,从而旁路掉故障模块,并投入冗余模块,保证系统继续运行。晶闸管T3的主要作用是在直流侧故障导致IGBT闭锁后,保护二极管D2免遭大电流损坏。Usm为子模块输出电压,Uc为子模块电容电压。
当直流侧发生故障后,根据电流方向,子模块闭锁模式可以分为如图2(b)所示的两种:桥臂电流大于零,子模块中 电容处于 充电状态,桥臂等效为N个电容串联,由于桥臂模块电容所提供的电压将使二级管D1处于反向偏置状态,从而迫使桥臂电流迅速衰减,系统自动起到故障电流抑制作用。而当桥臂电流小于零时,子模块处于切除状态,桥臂等效为仅含电阻和桥臂电抗电路,不具备故障电流抑制功能,交流系统近似发生三相短路故障,因此电流比较大,需要触发保护晶闸管T3实现对二极管D2的保护。根据上述分析,对于HBSM拓扑,故障电流抑制问题出现在桥臂电流小于零阶段,如果能够保证模块电容级联充电,则能够解决故障电流抑制问题。
2子模块拓扑研究
2.1双钳位子模块拓扑
探求具有直流故障穿越能力的子模块拓扑是目前学术界和工业界研究热点[8,9,10,11,12,13,14]。Alston公司结合IGBT串联和全桥型子模块级联两种结构优点,设计了变桥臂多电平拓扑,与半桥型MMC相比,在交流电压等级相同情况下,该拓扑结构所需IGBT数量较多。文献[12-13]为降低变桥臂多电平拓扑中全桥型子模块数量,提出一种全桥变桥臂拓扑,在变桥臂多电平拓扑基础上,将IGBT串联改为IGBT级联全桥型结构,虽然达到了降低级联模块数量目的,但也导致直流母线电压下降,且该拓扑表现出三相六线制结构特性。上述拓扑都是基于全桥型子模块结构双向电流阻断原理实现直流侧故障电流抑制,与传统MMC相比,由于改动较大,造成了电容电压均衡控制复杂问题。
为了降低全桥拓扑所需要的器件数量,并保持子模块级联特性,MarquardtR提出了如图3所示拓扑[15,16]。该拓扑通 过增加电 容器 (C2)、IGBT(T5)和钳位二极管(D6和D7)构造了双钳位子模块(DCSM),实现了直流侧故障电流阻断能力。
DCSM正常运行时,T5处于恒通 状态,D6和D7由于电容反向电压作用而处于截止状态,此时DCSM等效为两个半桥子模块串联。在直流侧线路发生故障时,保护系统闭锁所有IGBT,流经模块的桥臂电流如图4所示,此时无论电流是正还是负,都能够保证桥臂各个子模块电容处于级联充电状态,从而解决了HBSM拓扑中电流为负时桥臂短路问题,因而达到了故障电流抑制效果。但是,当流经模块电流方向不同时,DCSM中的两个电容呈现出不同连接方式。在图4中,电流大于零时,子模块等效为两个电容的串联电路;而在电流小于零时,子模块等效为两个电容的并联电路。虽然从能量守恒角度而言,两个电容并联连接可以减少闭锁后单个模块电容电压的上升幅度,但是从故障电流抑制角度而言(级联模块电容提供二极管反向偏置电压),两个电容并联意义不大。
2.2改进复合子模块拓扑
为解决DCSM中电容并联耦合效应问题,本文在不改变传统MMC中子模块间串联连接方式的前提下,对半桥型拓扑进行了改进,设计了如图5所示的改进复合子模块(improvedhybridsubmodule,IHSM)拓扑。
类似于DCSM,T3作为引导开关,工作于常通状态,等效为短路,而D6由于电容C1两端电压作用而处于反向偏置状态,等效为开路,所以两个子模块间不具有耦合性,呈现出各自独立的工作状态且为串联连接。
在故障闭锁后,当i小于零时,此时电流通路是B→D4→D6→C1→D2→A,由于SM2处于旁路状态,因而只有SM1中的C1处于充电状态,此时模块输出电 压为 -Uc。当i大于零时,电流通路是A→D1→C1→D3→C2→D5→B,类似于半桥型拓扑,模块中电容C1和C2串联且处于充电状态,模块输出电压为2Uc。从而在电流双向流动下,改进拓扑既提供了二极管反向偏置电压,同时也消除了i小于零时DCSM中电容C1和C2并联耦合问题及半桥型拓扑中桥臂短路问题。
根据MMC工作机理,系统正常运行时,直流电压Udc、模块电容电压Uc与阀侧交流相电压Uph和线电压UL关系如式(1)所示。
式中:m为调制度,一般取0.8到0.9之间。
故障电流衰减到零所需时间关系到故障清除时间。当桥臂二极管处于反向偏置状态时,桥臂电流、交流侧电流和直流侧电流将会衰减为零。而二极管是否处于反向偏置则取决于充电回路中处于充电状态的电容电压总和(桥臂等效直流电压)与交流电压幅值的关系。因此,定义桥臂等效直流电压与交流电压幅值的比值为故障电流抑制系数λ,系数越大,故障电流衰减到零所需时间越短,则系统故障抑制能力越强。
根据图6,当直流侧发生单极接地故障时,充电回路中有N个模块电容投入充电,而桥臂端电压为交流相电压,根据式(1)则有:
当直流侧发生极间短路故障时,充电电流将在桥臂相间循环流动,此时对于改进拓扑共有2N个模块电容投入充电,而两相桥臂间电压为交流线电压,根据式(1)同样可以得出:
此外,对于图6中上桥臂之间或下桥臂之间可能存在的充电电 流路径,此时投入 的电容个 数为3N个,而桥臂间电压依然为线电压,根据式(1),可以得出:
所以,由式(2)、式(3)和式(4)可知,无论是直流侧极间短路还是单极接地故障,伴随着投入模块电容的充电效应,改进复合拓扑都能够保证故障电流抑制系数λ大于1,从而实现续流二级管反向偏置,达到抑制故障电流效果。
实际中,当直流侧故障闭锁后,投入模块电容电压由于桥臂电流充电效应会有不同程度上升。而影响电容电压上升幅度的因素之一是闭锁瞬间桥臂电流的大小,桥臂电流越大,则闭锁后模块电压上升幅度也就越大。而故障闭锁前桥臂电流大小除了受限流电抗器LX影响外,还会受到系统闭锁时间影响。在限流电抗一定情况下,系统闭锁时延越长,电容放电时间就越长,则桥臂电流也越大。因此,如果系统闭锁时间不能够满足要求,导致闭锁后模块电容电压出现增幅过大情况,一种解决方法是在换流器出口侧安装平波电抗器来限制短路电流,或者在SM1中与D6串联耗能电阻,消耗部分能量[5]。
由于闭锁期间电容C1处于充电状态而C2处于旁路状态,如果故障电流比较大,可能会造成模块内电容电压不均衡问题,因此需要考虑电压均衡控制。在故障清除后,系统重新启动之前,通过检测各个子模块电容电压来判断其是否在合理范围内(一般电容电压波动范围在±10%之间[17,18])。如果满足要求,则可以直接解锁进入正常功率传输模式,否则解锁后两端系统进入电容电压自均衡阶段。此时将工作于定功率模式的换流站功率指令初值设置为零,另一端工作于定直流电压模式,从而两端换流站利用电容电压均衡控制进行电压均衡处理。当子模块电容电压处于合理波动范围,则增加功率指令,恢复正常功率传输。
表1列出了不同子模块拓扑在输出单位电平时所需要器件数量及极间短路故障抑制系数。对于具有故障电流抑制功能的子模块拓扑,传统半桥中的保护晶闸管不再需要。
从表1可以看出,本文对半桥型拓扑的改进,既实现了直流侧故障电流阻断效果,同时也避免了全桥结构器件数量过多和双钳位子模块中电容并联耦合问题。由于T3和D3作用,系统正常运行损耗会相应增大,对经济性带来一定影响。但是,由于改进复合拓扑具备了直流侧短路电流闭锁能力,因此,实际工程可以考虑采用价格相对低廉的架空线路来代替昂贵的电缆线路,从而降低直流输电系统工程造价,也相应拓展了模块化多电平换流器型高压直流输电(MMC-HVDC)的应用领域。
2.3IHSM启动分析
类似于HBSM,IHSM启动分为利用交流电源的自励启动和借助于外加直流电源的辅助启动,本文主要对自励启动过程进行说明。根据2.2节分析,对于HBSM,在不控整流阶段,充电回路中电容个数为2N个,对于IHSM,电容个数为3N个,且由于IHSM中C1充电时间长于C2,导致模块电容电压不均 衡,因此在不 控整流结 束后,不同于HBSM,IHSM不能直接转换为可控整流。由于此时C1电容电压较高(大于50%额定值),具有控制取能可能性[19],所以SM1具有可控性,因此可以转换为半控整流,即将IHSM中SM1旁路,SM2闭锁对C2充电。由于此时充电回路中只有N个电容充电,根据式(1),电容电压能够充电到额定值。当C2达到额定值,旁路SM2,闭锁SM1对C1充电。在C1电压达到额定值后,同时闭锁SM1和SM2,由于IHSM自身的电流闭锁能力,交流电流会逐渐衰减为零,此时切除启动电阻并解锁,将两端换流站转换为正常控制模式,系统自启动过程结束。
3直流侧故障电流抑制分析
为验证本文设计的子模块拓扑对直流侧故障电流抑制的有效性,在PSCAD/EMTDC中搭建了两端MMC-HVDC模型进行仿真分析(为了减少仿真时间,采用了21电平 )。两端系 统交流电 压为220kV,直流母线电压Udc为400kV,一端换流站采用定直流电压、定无功功率控制,另一端换流站采用定有功和无功功率控制。调制策略和均压策略采用文献[20]中的最近电平逼近调制策略和基于电容电压排序的均衡控制策略。
本文首先对基于IHSM拓扑的MMC-HVDC系统自励启动过程进行了仿真分析。从图7(a)可以看出,通过不控整流和半控整流两个阶段充电,电容C1和C2的电压均达到了额定值(20kV),为系统切换到正常工作模式做好准备。在图7(b)中,由于IHSM自身电流闭锁能力,在充电完毕后,交流电流衰减为零,为启动电阻切除创造了条件,进而可以零电流切除启动电阻。仿真结果表明,本文设计的自励启动方法实现了换流器预期启动效果。
为验证复 合拓扑故 障抑制能 力,对MMCHVDC直流侧暂时性极间短路故障进行了仿真分析。线路采用架空线路,在2s时发生故障(故障持续时间为0.2s),故障点距两端换流站50km,延时2ms闭锁。
从图8中可以看出,闭锁后,在桥臂电容电压作用下,续流二极管很快处于反向偏置状态,从而交流电流和直流电流很快衰减为零,达到了限制直流侧故障电流的 目的,避免了交 流断路器 动作。根据2.2节分析可知,因为C1充电和C2旁路不同状态的影响,在改进拓扑中C1位置电容电压要高于C2位置电容电压,如图8(a)所示,但是电压波动幅度总体小于额定值的10%,因而系统可以直接解锁启动进行正常功率传输。由于避免了两端换流站交流断路器动作,所以系统可以在故障结束后短时间内恢复正常功率传输,如图8(b)至图8(d)所示。
4结语