级联型变流器

级联型变流器（精选7篇）

级联型变流器 篇1

1 引言

大容量多电平变频器在工业领域逐渐广泛应用[1,2],其中最引人瞩目的是H桥级联型变换器[3]。这种结构输入电流多重化,波形较好;输出使用载波移相PWM,易于实现;无直流电容均压问题,是大容量变频调速比较理想的一种结构。

将级联型变换器每个功率单元的二极管整流器替换为PWM整流器[4,5,6],实现每个功率单元的能量双向流动,也就实现了整个级联型变换器的四象限运行[7],即快速制动和能量回馈。每个功率单元的PWM整流器可以独立控制,对整个系统的控制复杂性影响并不大。

由于对直流母线电压进行了控制,变换器使用PWM整流器后,母线电容容量通常比使用二极管不控整流的变换器的电容小很多。每个功率单元都减少母线电容容量,使得整个多电平变换器能节省大量电容器,这对于降低变换器成本、提高可靠性有很重要的意义。但是功率单元的H桥逆变器负载有其自身的特殊性,减小电容的容量对PWM整流器的控制提出了更高的要求。

文献[7]根据功率单元输入输出功率的平衡关系,为PWM整流器增加了负载功率前馈作为电流环的设定值,以期减小母线电容容量,但是由于使用PI调节器的电流环带宽有限,电流并不能很好地跟踪设定值,致使母线电压波动仍然较大。本文根据功率单元的功率平衡关系,得到PWM整流器的理想电流,在电压环上增加功率前馈,使电流指令值接近理想电流值;针对理想电流谐波成分的特点,采用比例积分加谐振(PIR)电流调节器[8,9],改善了电流环对电流指令的响应,在母线电容容量很小的情况下,仍然得到了较稳定的母线电压。

2 四象限运行的级联型变换器功率单元

四象限级联型变换器的结构如图1所示,逆变器的每一相输出都是由多个功率单元的输出串联而成,串联的功率单元数由负载电压等级决定。每个功率单元的结构完全相同,其主电路如图2所示,它与传统的功率单元的区别在于使用了PWM整流器而不是二极管整流器,因此它可以实现对母线电压的控制[10],还可以使能量双向流动。

级联型变换器具有模块化的结构,控制变换器实际上就是控制各功率单元。其中H桥逆变器可以按照常规的级联型变换器的控制方式,由主控制器实行集中控制[10],本文不对其进行讨论。

每个单元的输入侧PWM整流器相对比较独立,可以分别独立控制,控制目标是给H桥逆变器提供稳定的直流电压。具体控制方式采用电网电压定向控制[5,11],根据负载工作状况调节交流侧输入的功率,通过控制稳定直流母线电压。

电网同步旋转坐标系下,如果忽略交流电抗器的电阻,并假定开关器件为理想开关,整流器交流侧电压方程为

$\begin{array}{l}L\frac{\text{d}i{}_{\text{d}}}{\text{d}t}-\omega Li{}_{\text{q}}=E-u{}_{\text{d}}\\ L\frac{\text{d}i{}_{\text{q}}}{\text{d}t}+\omega Li{}_{\text{d}}=-u{}_{\text{q}}\end{array}(1)$

其中E是整流器输入侧电压矢量的幅值。进一步假定电抗器储能变化可以忽略,可以得出整流器的功率平衡关系如下

$p{}_{\text{s}}=\frac{3}{2}Ei{}_{\text{d}}=u{}_{\text{d}\text{c}}i{}_{\text{s}}(2)$

由式(2)可知,输入整流器直流侧的功率只与d轴电流有关,而与q轴电流无关。

根据整流器的数学模型可以设计出适当的控制器。图3所示的电网电压定向控制是一种常见的双闭环控制策略,外环是直流母线电压环,内环是交流电流环,内外环控制器都是PI调节器。对于常规的PWM整流器应用场合,这种控制策略具有很好的效果。但是如果负载是H桥逆变器,尤其在输出频率较高时,直流母线电压会有很大幅度的脉动,下面对此进行详细分析。

3 H桥负载对PWM整流器控制的影响

电力电子变换器在正常工作范围内的效率非常高,在分析系统控制策略时,通常假定其损耗可以忽略[7]。在这种情况下,H桥逆变器交流侧和直流侧的功率平衡关系式为

${\rm P}{}_{\text{L}}=u{}_{\text{o}}i{}_{\text{o}}=u{}_{\text{d}\text{c}}i{}_{\text{L}}(3)$

在分析电力电子变换器的控制策略时,关注的主要是受控对象的基波特性,一般假设电压电流高次谐波可以忽略[12,13]。此时逆变器输出的电压和电流可以用平均模型分别表示为[7]

$\begin{array}{l}u{}_{\text{o}}=U{}_{\text{o}\text{m}}\cos (\omega {}_{\text{o}}t)(4)\\ i{}_{\text{o}}={\rm I}{}_{\text{o}\text{m}}\cos (\omega {}_{\text{o}}t-\phi )(5)\end{array}$

其中Uom和Iom分别为输出电压和电流的幅值,ωo为输出的角频率,φ为负载的功率因数角。

要保持功率单元的母线电压恒定,必须使pS=pL,即整流器的输入功率与逆变器的输出功率相等,由式(2)和(3)得到

$i{}_{\text{d}}=\frac{2u{}_{\text{o}}i{}_{\text{o}}}{3E}(6)$

将式(4)和(5)代入式(6),得到

$i{}_{\text{d}}=\frac{U{}_{\text{o}\text{m}}{\rm I}{}_{\text{o}\text{m}}}{3E}[\cos \phi +\cos (2\omega {}_{\text{o}}t-\phi )](7)$

式(6)和(7)反映了理想情况下的d轴电流瞬时值。由式(7)可以看出,由于逆变器是由H桥构成的,它的输出功率除了直流分量外,还含有2倍于输出电压频率ωo的交流分量,因此整流器d轴电流也必须包含直流分量和2ωo频率分量,才能稳定住直流母线电压。这对于PWM整流器的控制器外环和内环都将产生影响。

首先,外环控制器的输出,即d轴电流指令值将总是落后于理想值。这是因为d轴电流指令值必须在负载功率变化并导致直流母线电压变化后,才由直流母线电压调节器调节而改变,它必然滞后于负载功率变化。

其次,即使外环控制器能产生理想的d轴电流指令值,由于指令值i*d中含有2ωo频率分量,内环PI调节器对该交流分量也不能实现无静差的跟踪。而且在大容量设备中,由于开关频率较低,电流环的带宽很有限,在频率ωo较高时,id与i*d之间会有很大的幅值和相位误差,跟随性能很差。

总之,由于H桥逆变器的特殊性,如果PWM整流器仍然按照传统方式进行控制,那么内外环都与理想情况有较大误差,当逆变器输出频率较高时,功率单元的母线电压会有较大幅值的波动。

4 改进的PWM整流器控制策略

改进的PWM整流器控制策略如图4所示。

为了使外环产生接近理想的有功电流指令值,在外环上增加了由负载功率决定的有功电流前馈,依据整流器输入功率与逆变器输出功率平衡的关系,可以得到整流器交流侧d轴电流的指令值。将H桥输出电压的指令值u*o与负载电流的采样值io相乘,得到H桥输出至负载的瞬时功率pL,然后根据式(6)计算出i*d。除了引入功率前馈,外环仍然保留了直流母线电压反馈,用以对直流母线电压值进行控制,补偿单元中主电路的损耗。

电流环有两个调节器,分别对d轴电流和q轴电流进行调节。q轴电流的指令值为0,是一个直流量,因此可以用传统的PI调节器进行调节。d轴电流指令值含有交流成分,用PI调节器对d轴电流进行控制会有较大的幅值和相位误差。为了无静差地跟踪含有直流和2ωo两种频率成分的电流指令,在d轴电流环上用谐振(Resonant)调节器与PI调节器并联,构成了PIR调节器。

下面以H桥逆变器工作于45Hz时为例,说明PIR调节器的作用。电流环的开环频率特性如图5所示。在谐振频率2ωo处,开环幅频特性趋于无穷大,因此闭环系统对于频率为2ωo的电流指令可以实现无静差跟踪。另外,R调节器只对谐振频率附近极小频段内的频率响应特性有较大影响,其余频率范围的频率响应主要由PI调节器决定,可以对电流指令的直流分量实现无静差跟踪。

5 实验结果

在一个功率单元原型系统上对上述控制策略进行了实验验证。功率单元的整流桥和逆变桥都使用三菱公司的PM50RVA120型IPM。控制器为TI公司的TMS320F2812型DSP,工作频率为150MHz。实验系统的其它参数如表1所示。

图6所示为功率单元在传统控制方式下的实验结果,直流母线电压有约130V的波动,直流母线电压波动造成逆变器输出电压的畸变,最终影响了负载电流,图中可以看到负载电流产生了明显的畸变。内环和外环都用PI调节器进行调节,因为内环带宽远大于外环带宽,d轴电流实际值较好地跟随了指令值。

图7为改进控制方式的实验结果。外环负载功率前馈获得了合适的电流指令值,使用PIR调节器的内环d轴电流实际值较好地跟随了指令值。内环性能的提高使外环也实现了更好的控制效果,直流母线电压波动峰-峰值降低至约40V。

6 结论

在四象限级联型多电平变换器中,功率单元的输入环节为三相PWM整流器,输出环节为H桥逆变器。本文分析了功率单元中的功率平衡关系,指出H桥的脉动功率对PWM整流器内环和外环控制的影响,并提出改进的控制策略,即外环控制使用负载功率前馈与直流母线电压反馈结合,内环使用比例积分加谐振电流调节器。实验结果表明了上述控制策略的有效性,即使直流母线电容很小,也能得到较为平稳的母线电压。

级联型变流器 篇2

基于电压 源换流器(VSC) 的柔性直流技术在可再生能源发电并网、城市供电以及向远距离无源负荷供电等应用场合具有明显的优势。众多学者开始将其引入配电技术领域,展开了柔性直流配电技术的研究[1,2]。柔性直流系统中的电压源换流器主要有三相两电平、三电平VSC以及模块化多电平换流器(Modular Multilevel Converter, MMC)几种。传统的三相两电平、 三电平VSC采用器件串联技术实现高电压等级的直流输出,器件直接串连技术对IGBT器件的一致性以及均压技术提出了较高的要求,国内尚未有采用直串技术的柔性直流工程应用。MMC无需器件直接串联, 采用子模块级联实现多电平输出, 在高压大容量场合得到广泛应用。 要实现高质量的电能输出,MMC需要较多的级联电平,整个换流器所采用的元件数较多,换流器造价较高,这限制了其在中低压配电网场合的推广应用。

采用VSC单元串连 是提升换 流器容量和输电电压等级的有效途径。中海油 ±10k V文昌海上平台柔性直流系统采用了基于多绕组变压器的三相两电平VSC单元级连型换流器实现平台远距离供电[4]。三相VSC单元级联方案可以采用低电压等级的IGBT器件实现高压直流输出,相同输电容量和输电电压等级的应用,采用三相VSC单元级联型换流器所需的器件数量显著少于MMC方案, 在配电网及一些中低压应用场合换流器系统的造价方面具有优势。

换流器交流侧单相接地故障是换流器系统常见的故障类型。不同原理的换流器,接地故障特性各不相同。关于传统的两电平VSC换流器国内外学者已经做了较多的研究。 文献 [2] 分析了两电平换流器交流侧接地故障对直流配电网电压平衡的影响,文献 [3] 分析了VSC-HVDC站内交流母线的故障现象及机制。 国内外对三相两电平VSC级联型换流器的研究较少,文献 [4] 结合文昌柔性直流输电系统对基于三相两电平串联型换流器的暂态故障仿真分析,未三相VSC单元级联型换流器交流输入侧单相接地故障特性进行分析。

基于多绕组变压器的三相两电平VSC单元级联型换流器拓扑较传统的三相两电平换流器结构复杂, 多个VSC单元的交流端分别通过多根电缆与多绕组变压器二次侧绕组相连接。由外力引起电缆断裂或电缆绝缘失效可能引起换流器交流侧单相接地故障。本文将重点对基于多绕组变压器的三相VSC单元级联型柔性直流换流器交流侧接地故障进行分析。在分析VSC单元级联型的故障电流通路的基础上,对故障电流的解析方程进行了推导,阐述了故障情况下各级联VSC单元的故障特性,为换流器的接地方式及保护的工程设计提供依据。最后通过建立的三相两电平VSC单元级联型换流器的RTDS试验系统,验证了本文理论分析的正确性和有效性。

1基本原理

三相两电平VSC单元串联型柔性直流换流器结构原理如图1所示。换流器系统包含多绕组变压器T和2m个级联三相两电平VSC单元,三相两电平VSC单元的原理图如图2所示。图1中UA,UB,UC为多绕组变压器一次侧(电网侧)交流电压;Uj_k(j ∈ {a,b,c}, k ∈ {1,2, …,m}) 为换流器级联VSC单元k的交流相电压;T为多绕组 变压器。Lj_k、R0j_k(j ∈ {a,b,c},k ∈ {1,2, …,m}) 为VSC单元k的连接电抗及等效电阻;Udc_k(k ∈ {1,2,…,m})为级联VSC单元k的直流输出电压。第1号及第2m号VSC单元分别与正极性直流母线P和负极性直流母线N相连。

理想情况下VSC单元的各相桥臂的上下管做互补通断,定义如下开关函数:

VSC单元的电流开关函数低频分量可以表示为:

换流器系统的各级联三相VSC单元采用PWM脉宽调制技术实现交直流变换,VSC单元在直流侧级联构成高压直流侧。VSC单元交流出口电压uj O_k可表示为:

其中,Uj O_k为第k个级联VSC单元换流阀出口的电压,由式(2) 可得:

换流器的直流侧输出电压UPN为:

式中:Udc_k为第k个级联VSC单元的直流输出电压。

换流器系统的交流侧单相接地故障特性与换流器系统接地方式直接相关。柔性直流换流器为保证直流母线电压正负对称性,通常在换流器直流侧中性电压或交流侧设置接地点。与传统的三相两电平、三电平结构的换流器系统不同,图1中的多绕组变压器包含多个二次绕组, 难以在换流器交流侧设置合适接地点,在直流侧设置接地点是较为可行的方案。本文将对换流器直流侧中性点直接接地方式下换流器交流侧(多绕组变压器换流器侧)发生单相故障后的故障特性进行分析。

2交流单相接地故障特性分析

换流器交流侧发生单相接地故障后,各级联VSC单元的故障特性与故障点位置直接相关。以图1中第n个级联VSC单元的C相F点发生单相接地故障为例分析换流器的故障特性。

图1中变压器二次侧采用角型接法, VSC单元n的交流侧 发生单相 接地不对 称故障后, 由于变压 器的零序 隔离作用, 故障电压 和电流中的零序分量不会传递到变压器 的网侧。

换流器的 级联VSC单元以故 障点F为分界点可以划分为4类: 1故障点F与正极母线P之间的级联单元(VSC单元1 ~ VSC单元n-1);2与故障点直接连接的级联单元(VSC单元n);3故障点F与接地极G之间级联单元(VSC单元n+1 ~ VSC单元m);4接地极G至负极母线N之间的VSC单元m+1 ~ 2m。

对于故障点F与正极母线P之间的VSC单元1 ~ VSC单元n-1不存在放电通路,不向故障点馈入故障电流。

与故障点F直接相连的VSC单元n,接地故障产生的零序电压会造成零序电流i0_n经过接地点与直流侧接地极形成回路,其故障机理与常规的三相两电平换流器类同, 文献 [3] 对三相两电平换流器交流侧接地故障机理已有研究。

基于多绕组变压器的三相两电平VSC单元级联型换流器的特别之处在于交流侧发生单相接地故障后, 故障点F与直流侧接地中性点G之间的级联VSC单元n+1 ~ VSC单元m的直流侧 将通过VSC单元n的下桥臂的二极管、相电抗器、故障接地点与直流侧接地极形成放电通路,故障放电通路如图3中电流支路1所示。因接地回路阻抗较小, VSC单元n+1 ~ VSC单元m的直流侧电容会通过故障回路快速放电,产生浪涌放电电流。VSC单元n+1 ~ VSC单元m在直流侧直流电容快速放电的过程中,交流输入端同时会通过VSC单元的反并联二极管支路向故障点馈入故障电流, 引起VSC单元n+1 ~ VSC单元m交流侧暂时性过流,故障电流的回路如图3中电流支路2所示。级联的VSC单元n+1 ~ VSC单元m相当于发生直流输出端间发生短路故障。

直流电容放电引起的故障电流的大小与电容容值、VSC单元的电感及放电初始电压值相关。图4给出VSC单元n+1 ~出VSC单元m电容放电回路的等值电路,其中Rf为等效接 地电阻。 电容通过VSC单元n的下桥臂 的二极管、 相电抗器、故障接地点与直流侧接地极形成放电通路,放电过程为一个已知电路初始条件的放电过程,放电电流在电容的存储的能量全部转化为电抗器储存的磁场能量时达到峰值,二极管的单向导通特性限制放电电流方向。电容的初始放电电压Udc_c0为:

VSC单元n发生接地故障前, 由于不存在放电回路,放电起始电流为0。由图4故障放电回路等值电路,电容VSC单元n+1 ~ VSC单元m的直流侧电容放电电流idc_c可以表示:

式中 τ 为放电电流衰减时间常数, ω 为震荡放电频率。

Le为放电支路的等效电抗,可表示为:

式中:Lσ_n为VSC单元n的交流等效输入阻抗,Ce为等效电容,VSC单元n+1 ~ VSC单元m参数一致时, Ce为:

式中:C为VSC单元直流电容值。

由式(6)、式(7)故障放电电流与子模块的电压Udc_i及n取值的相关,即故障点位置越靠近直流母线P的级联VSC单元(n取值越小)发生接地故障,引起的故障电流越大。

VSC单元n+1 ~ VSC单元m在直流侧直流电容快速放电的过程中,交流输入端同时会通过各VSC单元的功率器件向故障点馈入故障电流,故障电流值由VSC单元的交流输入阻抗、相电抗、等效电阻以及电容电压等共同确定。

换流器检 测到过流 故障, 闭锁VSC单元触发脉冲后,VSC单元n+1 ~ VSC单元m的二极管仍然继续 提供短路 电流通流。VSC单元n+1 ~ VSC单元m在故障回路中为 串联电路, 忽略级联 的各VSC单元参数差异性, 各级联单元交流侧电源馈入故障回路的故障电流相等。当VSC单元的直流侧电容 放电至较 低电压时, 此时VSC单元n+1 ~ VSC单元m的交流侧故障iac_j_s电流接近三相交流短路电 流。VSC单元交流 侧向故障点注入故障电流为iac_c为三相交流通过VSC单元上桥臂二极管电流的叠加。

接地极与负极母线之间的VSC单元m+1 ~ VSC单元2m与VSC单元1 ~ VSC单元n-1的工况类似VSC单元发生单相接地故障时不存在放电通路,不向故障点馈入故障电流。

综上,VSC单元n交流端C相发生单相接地故障电流为多个故障电流通路故障电流的叠加,总的故障电流ifault_0可表示为:

发生单相接地故障后,故障点F与接地极G之间的VSC单元均流过较大的故障电流,且VSC单元n+1 ~ VSC单元m的直流侧电容放电电流及交流输入短路电流均通过续流二极管构成回路,无法通过闭锁换流器切断故障电流,此时需要通过跳交流进线开关进行故障隔离。 直流短路电流将持续至电容放电完成。整个故障放电过程中,故障点对应的VSC单元n下桥臂的二极管长时间持续流过数k A故障电流, VSC单元n+1 ~ VSC单元m的二极管交替流过三相短路故障电流。 故障后换流器功率器件的电流应力较大,易出现电流应力超过器件的耐受极限器件损坏的情况。因此实际工程中基于多绕组变压器的三相两电平模块串连型的换流器可考虑直流侧采用中性点接地电阻方式, 通过接地电阻Rg可以抑制零序电流,降低换流器的故障电流应力, 避免功率器件在故障过程中过应力损坏。

3仿真与试验验证

为验证本 文对基于 多绕组变 压器的三相VSC单元级联型的柔性直流换流器交流侧单相接地故障的特性,构建了 ±2k V柔性直流换流 器RTDS试验系统, 其中换流器控制器采用真实的控制保护装置实现,级联VSC单元及变压器等 一次回路 部分通过RTDS建模实现。RTDS试验系统参数如表1所示, 换流器采 用四个三 相V S C单元级连构成 , 每个模块的串联电压为1000V。

图5给出换流器额定运行工况下VSC单元1交流侧C相1.0s时刻单相接地故障后,VSC单元1 ~ VSC单元4直流电压波形(UDC1REC ~ UDC4REC),同时给出换流器正极直流母线电压波形(UPREC)和负极直流电压(U4REC)波形。VSC单元2处于故障点F与接地极G之间,VSC单元1与正极母线相连, 其C相发生故障后,IGBT脉冲封锁前,直流侧将通过故障点放电, 脉冲闭锁后电容通过并联的放电电阻缓慢放电;VSC单元2在VSC单元1 C相发生单相接地故障后直流侧电容通过故障点快速放电,直流电压UDC2REC迅速降低至0,电容的浪涌放电电流波形如图7中I2所示。

图6给出接地故障后,VSC单元1和VSC单元2的交流侧 三相故障电流波形,ISM1A、ISM1B、 ISM1C分别为VSC单元1的A、 B、C三相电流电流波形。 故障后VSC单元1的A相、B相将通过 下桥臂的二极管流过较大的故障电流。VSC单元2交流端在 直流侧电容放电的同时向故障点注入故障 电流,交流三相电流波形如图6中ISM2A、ISM2B、ISM2C所示,VSC单元2交流侧近似发生三相短路,峰值电流近5k A。 图7给出VSC单元1 C相单相接地故障点的电流波形(IEGS1),该故障电流为直流电容放电电流、交流侧馈入的故障电流等多个故障电流分量的叠加。

4结语

混合级联型变换器的新型运行策略 篇3

多电平技术是进一步提高变换器容量的有效方案之一,目前广泛应用的多电平变换器有二极管箝位型、电容箝位型和级联H桥型变换器等[1,2,3,4]。

级联H桥型变换器采用多级H桥单元级联产生高电压,具有箝位可靠、模块化程度高、稳定性好等优点,已广泛应用于6 k V以上的高压大容量场合[5,6,7,8]。然而级联H桥型变换器需要多组独立的直流母线,因此其输入端一般需要多绕组变压器以提供彼此电气隔离的三相电源,增大了系统的成本和体积[1,9,10,11]。将级联H桥变换器中的部分H桥单元用其他变换器结构代替,可产生多种不同类型的混合级联型变换器结构[11,12,13,14],并具有各种不同的运行特性和功能。变换器的容量反映了其对外做功能力。变换器在工作过程中,其输出电压和电流的基波均为正弦,因此变换器的瞬时输出功率随时间变化而变化,这说明变换器并没有完全发挥其对外做功能力。本文针对混合级联型变换器,提出了一种通过对其中直流母线输出功率进行管理从而提高变换器输出电压的运行策略。基于该策略,将变换器进行多级串联,可以输出更高的电压并获得更好的谐波相抵效果,提高了系统的输出电压和波形质量。

基于混合级联型变换器并采取适当的运行策略,可产生多种新型变换器拓扑,并可以对传统变换器结构进行改进和优化。例如减少变压器绕组的个数,降低系统成本和体积;降低直流母线电压,降低器件成本,提高系统性能;在达到器件电压极限的高压场合,利用该拓扑,可以在降低直流母线电压的情况下仍然实现高压输出,因此具有较好的应用前景。

1 混合级联型变换器拓扑分析

混合级联型变换器拓扑如图1所示,变换器由模块1和模块2串联构成,模块1的输出电压为ua N,模块2的输出为uNm。直流母线电压为Udc,悬浮电容电压为uCf,变换器输出的电压uam为ua N和uNm之和,输出电流为ia。

图1的变换器中,模块1和模块2各有4种开关状态,变换器共有16种开关状态,考虑其中重复的零电压输出状态,合并可得到图2的9种等效电路。

理论上变换器最多可以输出9种电平,特别地,当Udc=uCf时,变换器可以输出5种电平。为保持变换器正常工作,需要动态维持电容电压uCf。不同工况对电容电压uCf的影响亦不相同,以输出为Udc时为例,相关的工况及对uCf的影响如表1所示。

由表1可知,在变换器的运行过程中,选择不同的冗余输出状态,即可以使电容电压uCf保持动态平衡,维持系统正常工作。

2 运行策略研究

图1中,为保证系统正常运行,必须对电容电压进行管理,以维持电容电压为期望值。对于任意时刻t,模块2输出的电压为uNm(t),电流为ia(t),如图1所示。则此时模块2输出的功率Pout(t)为

由于开关为非储能器件,因此模块2输出的功率即为直流母线电容输出的功率,直流母线电容电压为uCf(t),输出电流为iCf(t),则有

联立式(1)(2),令z(t)=u2Cf(t),由此化简得:

由式(3)可以看出,通过控制uNm(t)的极性可控制z(t)的变化趋势,例如当uNm(t)与ia(t)极性相同时,z(t)减小;当uNm(t)与ia(t)极性相反时,z(t)增大;当uNm(t)或ia(t)为0时,z(t)保持不变。且对于一个给定时刻,uNm(t)的大小决定了z(t)的变化率。因此通过调节uNm(t)即可以保持z(t)为期望值。

在实际运行中,模块2有2个运行模式,称为β模式和γ模式。当变换器的参考电压超过模块1的最大输出电压时,模块2运行在β模式,补足模块1的输出电压;当变换器的参考电压小于模块1的最大输出电压时,模块2运行在γ模式,来保持直流母线电压为给定值。如图3所示,按时间先后共分为8个区域,其中区域(2)(4)(6)(8)表示β模式,此时模块2与模块1一起输出参考电压;区域(1)(3)(5)(7)则表示γ模式,此时模块2的运行目标是保持电容电压为指定值。

图4给出了模块2运行于β和γ模式时的输出电压波形。其中区域(2)表示运行于β模式,此时由于参考电压uref_am大于模块1的输出极限(见图3中区域(2)),因此模块1输出最大值(为方波),不足部分由模块2提供,为正弦波的顶端部分;区域(1)(3)表示运行于γ模式,此时模块2为维持电容电压动态改变电压参考值uref_Nm,模块1相应改变自身的参考值uref_a N,以满足变换器的总输出uam等于参考值uref_am。

β模式时参考电压的计算方法如下:如果uref_am大于Udc,则uref_a N取Udc,不足的部分由uref_Nm补充;如果uref_am小于-Udc,则uref_a N取-Udc,不足的部分由uref_Nm补充。

γ模式时模块1和模块2的参考电压的计算方法如下:Kp与误差e的乘积作为模块2的电压参考值uref_Nm,其中Kp是直流母线电压误差值的放大系数,当ia(t)>0时,Kp为正数,当ia(t)≤0时,Kp为负数;对uref_Nm进行限幅以后,又由于uref_am已知,所以便可求出uref_a N=uref_am-uref_Nm,最后经过限幅后送入模块1、模块2产生PWM脉冲。

当得到模块1和模块2各自的参考电压之后,即可与各自的载波相比以产生各开关器件的驱动脉冲。为提高变换器的输出波形质量,在各模块中采用“单极倍频”调制方法[4,9,15]。以模块1为例,其实现原理如图5所示,其中M1(t)=0.5 uref_a N。三角载波C1(t)与调制波M1(t)相比较所得驱动信号K1来驱动VT1,与K1互补的驱动信号K2来驱动VT2;三角载波C1(t)与调制波M1(t)相比较取反后的驱动信号K3来驱动VT3,与K3互补的驱动信号K4来驱动VT4。

同理对于模块2,三角载波为C2(t),调制波M2(t)=0.5 uref_Nm,即可得驱动脉冲K5、K6、K7、K8。为了提高输出波形的质量,降低低次谐波的含量,采用载波相移调制方法[4](此时由于模块1和模块2的参考电压不同,因此采用载波相移之后并不能完全抵消低次开关频率处的谐波以提高系统的等效开关频率),C2(t)滞后C1(t)的相位为π/2,如图6所示[9]。

3 仿真验证及分析

仿真环境采用科学计算软件Matlab 6.5和Simulink 5.1仿真工具包。根据图1所示的拓扑结构,并扩展为三相,其中三相输出分别用A、B、C表示。采用Simulink基本仿真模块提供的s-function编写仿真控制模块。模块1的H桥的直流母线电压为500 V,模块2的直流母线电压参考值设定为500 V。A、B、C三相参考电压幅值为600 V,相位互差120°,频率为50 Hz,开关频率为5 k Hz,三相对称负载为阻感性,电阻为2Ω,电感为1 m H。由仿真参数可知,三相参考电压已经超过了独立供电的H桥单元所能输出的最大电压。

图7为变换器运行过程中模块1的参考电压uref_a N,其最大值和最小值分别为500 V和-500 V。对比图4可知,uref_a N的极值区域即β区域(对应图4的区域(2)),非极值区域即γ区域(对应图4的区域(1)(3))。图8为模块1的输出电压ua N,对比图7可以看出,ua N保持与给定值uref_a N基波相同,这一方面表明uref_a N的算法正确,对于模块1具有可实现性;另一方面表明模块1的调制方法正确,可以准确跟踪参考电压。

图9为模块2的参考电压uref_Nm,对应图7中uref_a N的极值位置,uref_Nm的值为正弦波的波峰和波谷,因此uref_a N与uref_Nm之和即为A相的正弦参考电压。uref_Nm的其他部分则对应模块2运行在γ模式,此时uref_Nm的选取原则为保持直流母线电压为给定值。图10为模块2的输出电压uNm,其输出的正负趋势与图9中uref_Nm相吻合,说明模块2的输出电压正确跟踪了参考电压。

图11为A相负载的端电压uload_A,电压波形的最大值约为1 100 V,这反映出系统的瞬时输出能力有所提高。uload_A的频率为50 Hz,同时具有较好的正弦性,基波幅值明显超过500 V,这说明变换器输出的电压超过了模块1所能输出的最大电压。图12为uload_A的FFT分析(η为各次谐波相对于基波的百分比),可以看出其谐波簇主要出现在10 k Hz的整数倍附近,而开关频率5 k Hz处的谐波已经被消去,这是由于采用了单极倍频调制方法,等效开关频率提高为原来的2倍。

图13为模块2的母线电容电压波形,可见其脉动频率为100 Hz,对比图7可知,每个母线电容电压的极值点都是β和γ模式的分界点,母线电容电压的下降和上升表明其不断地吸收和释放能量,按照一定的运行策略分配和使用能量,从而优化了系统中的能量流动,提高了变换器的最大电压输出能力。

图14为三相负载的电流波形iA、iB和iC,三者幅值均为300 A,频率为50 Hz,相位互差120°,正弦度很高。由电流波形可以看出,此时变换器的输出相电压幅值约为600 V,与三相参考电压的给定值相同。这说明应用本文提出的运行策略,在不增加独立直流母线个数的情况下,变换器的输出电压得到了提高,变换器运行良好。

4 结论

级联型变流器 篇4

目前多电平SVPWM的研究,主要集中在错时采样SVPWM。错时采样SVPWM(STS-SVPWM)技术是结合传统两电平SVPWM技术,而得到的一种适合级联型多电平逆变器的多电平空间矢量调制方法。

本文对STS-SVPWM的调制机理进行研究,针对其不足之处,应用一种新型简化多电平PWM技术,即单元矢量延时叠加SVPWM(overlap time staggered-SVPWM,OTS-SVPWM)技术,并将其应用于级联型逆变器中,通过仿真和实验验证了方案的可行性和实用价值。

2 STS-SVPWM技术

错时采样SVPWM(STS-SVPWM)技术是将各个级联功率单元的采样时间错开一个固定的时间,以达到各个级联单元输出电压矢量相互错开的目的。即级联型逆变器的总输出电压矢量可以看作是各个功率单元输出的小电压矢量的总和,各个小电压矢量的幅值相同,只是在空间上相差一定角度。

对于STS-SVPWM技术,一级单元逆变电路的2个桥臂开关信号均需采样计算,总采样频率为左桥臂采样频率的2倍,对于N单元级联型逆变器,采样频率为左桥臂采样频率的2N倍,说明采样频率随级联数目的增加成比例增加,采样周期成比例减小,这无疑提高了对控制芯片运算性能的要求,限制了逆变器的级联数量。

3 OTS-SVPWM技术

从调制方法的结果来看,错时采样得到的多电平PWM输出,相当于对输出电压相位进行了移动,而与对同一个矢量通过适当的延时发送,得到的多个PWM输出几乎一模一样。而延时发送与前者相比,几乎不占用系统内存,与采样频率和级联数目无关,算法实现和实时性都会非常好。

从调制原理上讲,通用的两电平SVPWM基于矢量合成,必须是三相生成。为此,需要一些特殊处理,才能应用到H桥。从两者功能的实现上,即三相的角度来分析,三相一单元H桥和三相通用桥都可以让电机转,那么,它们在结构上应有共同点。可以把H桥左右桥臂分开来看待,如果对左右桥臂分开控制,3个左右桥臂相当于2个三相桥。从实现的安全性角度,只要保证同一个桥臂上下2个开关管不直通,即取反的关系即可。分开控制与这个安全性要求不冲突。

具体实现上,对单个桥臂施加SVPWM,得到正电平和零电平交替的两电平信号。如果对SVPWM信号进行逻辑取反得到负电平和零。这时H桥输出的是2倍幅值的正电平和零电平交替的两电平信号。如果加上一定的延时,再逻辑取反,即可得到正,零,负交替的三电平PWM信号。

OTS-SVPWM技术的采样频率只是第1个桥臂的采样频率,不随级联数的增加而增加,因此并不额外增加CPU的工作量,而输出电压性能影响不大,因而应用于级联型逆变器拓扑中,具有明显优势。使得研究者可以把主要精力集中在控制策略的改善上,从而极大地促进了级联多电平SVPWM技术的实用化进程。

4 仿真及分析

为简化起见,仿真采用Matlab7.1自带的SVPWM发生器,对STS-SVPWM和OTS-SVPWM进行对比研究。通过仿真,验证了OTS-SVPWM技术良好的控制效果。

4.1 级联型STS-SVPWM技术仿真研究

STS-SVPWM技术电压利用率高,且便于数字实现。但由于其基于错时采样和矢量合成,需要非常大的系统资源和强大的CPU运算能力。出于实时性控制考虑,本文取级联单元数为3,其总体结构、主电路及脉冲分配如图1～图3所示。

图4中,仿真参数如下:直流电压为400 V,SVPWM调制度m=0.90,采样频率fs=10 kHz。输出相电压UA为1 200 V、7电平的阶梯波形,线电压UAB为2 400 V、13电平阶梯波形。且线电压UAB,UBC,UCA互成120°。从波形上可以看出,线电压上下半周输出电压波形略有不同,出现一定的脉冲混叠现象。若想保持平衡,须增大采样频率。而这个受限于CPU运算速度和系统实时性要求。如果继续增大级联数目,对CPU运算能力的要求更高,实时性更差。

4.2 级联型OTS-SVPWM技术仿真研究

OTS-SVPWM和STS-SVPWM主电路结构完全一样。其差别仅在于脉冲发生器的处理上。OTS-SVPWM技术由于其基于矢量合成和依次延时发送环节,只要延迟环节取得合适,其不会出现STS-SVPWM常有的脉冲混叠现象。叠加形成的多电平SVPWM波形更加趋于正弦波,谐波含量更少。其相应的问题是脉冲量比STS-SVPWM少一些。仍以三相3单元为例,其总体结构和脉冲分配如图5、图6所示。

两电平SVPWM是通过空间矢量变换得到的,SVPWM的延时发送必须加布尔代数的逻辑取反得到。考虑到信号的延迟造成的积累误差。这里延迟时间依次增大0.1Ts。即第一个延迟单元unitdelay=0.000 04 s,unitdelay(N+1)=unitdelay1+0.1N×Ts。N=0,1,2,3。

图7中,仿真参数和仿真输出的波形幅值及相位关系与图4中的完全一样。但OTS-SVPWM仿真时间比STS-SVPWM快得多。输出波形质量也较STS-SVPWM理想,没有脉冲混叠现象。

随着级联数目的增加,采样周期和单元延迟时间均应适当减小。如果处理不当,很容易造成电平的跳变和电平间的相互抵消。

图8中,直流电压为577 V,SVPWM调制度m=0.90,采样频率Ts=8×10-5 s。这里,第一个延迟单元unitdelay=0.000 04 s,unitdelay(N+1)=unitdelay1+0.1N×Ts。N=0,1,2,…,11。输出相电压UA为3 500 V的13电平阶梯波形,线电压UAB为7 000 V的25电平阶梯波形。尽管线电压近似UAB,UBC,UCA互成120°,但存在电平波动,波形质量较差。

如果采用改进的SVPWM发生器,并且把各单元延迟时间一律改为0.000 03 s。其他电路结构和参数与图5一样。则可在一定程度上缓解这种情况。SVPWM脉冲发生器和输出波形如图9、图10所示。

图10中,幅值和相位情况与图8一致,但没有较大的电平波动和缺失,波形对称性良好,得到了近乎完美的多电平SVPWM输出。

比较STS-SVPWM和OTS-SVPWM仿真情况如下。

1)OTS-SVPWM的仿真速度比STS-SVPWM快得多。OTS-SVPWM仅第一个桥臂需要矢量运算,其后续的实现,只要统一加逻辑运算即可。而STS-SVPWM每个桥臂都需要采样和矢量运算,占用系统资源,仿真时间很慢。如果有N个单元的三相逆变桥。OTS-SVPWM的运算速度是STS-SVPWM的2N倍。OTS-SVPWM便于实时控制和集成控制。

2)OTS-SVPWM技术由于其基于矢量合成和依次延时发送环节。只要延迟环节取得合适,其不会出现STS-SVPWM常有的脉冲混叠现象。叠加形成的多电平SVPWM波形更加趋于正弦波,谐波含量更少。其相应的问题是脉冲量比STS-SVPWM少一些,同时需存在一定的延迟,在系统其它参数一致的情况下,其脉冲缺失的情况比STS-SVPWM严重。可见,OTS-SVPWM以牺牲一定的脉冲数量,来换得更为理想的输出波形。

3)随着级联数目的增加,OTS-SVPWM延迟环节的考虑更加复杂,一般而言,需要更小的延迟时间和更高性能的SVPWM脉冲发生器才能实现其控制效果。OTS-SVPWM技术应用在高压领域,尚有一些难题。但其便于实时控制和集成控制的优点,是STS-SVPWM所无法比拟的。因此,OTS-SVPWM技术将是研究的热点。

5 实验及分析

鉴于实验室条件限制,采用三相一单元级联型H桥结构为实验平台。主电路采用3个富士IPM-7MBP75RA120,只用其前两路构成H桥结构,通过和3个30 V的直流稳压电源互连,构成三相一单元结构。控制器采用DSP-TMS320F2812,其共有12个PWM输出口,刚好可以满足三相一单元结构的OTS-SVPWM脉冲实现。

采用5段式硬件生成模式得到两电平三相SVPWM波,采样周期为10 kHz。通过逻辑延迟生成多电平SVPWM波。最终得到相电压30 V的3电平波形和线电压60 V的5电平波形。电机为额定相电压220 V,额定电流8.8 A。带电机空载的逆变器实验波形如图11、图12所示。

OTS-SVPWM在作用效果上,完全可以与STS-SVPWM相媲美。通过带电机负载测试发现,在效果上,采用三相一单元H桥结构的5电平OTS-SVPWM比直接加相同幅值的两电平SVPWM使电机运行更平稳,噪声更小。

6 结论

OTS-SVPWM技术以其实时性好和算法简单的优势,在一定采样频率和级联单元下,比STS-SVPWM技术更加具有实用价值。考虑到FPGA等逻辑处理芯片在逻辑处理方面具有的优势,采用DSP+FPGA的方案可以实现多单元高压OTS-SVPWM技术。总之,OTS-SVPWM技术在高压变频器领域有着广阔的应用前景。

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级联型变流器 篇5

1级联型高压变频器载波移相原理

所谓载波水平移相, 就是三角载波在水平方向移动移动一定的角度。5个功率单元级联, 每相载波相互错开36º, 每相的正弦波都是一样, 通过正弦波与载波的比较产生SPWM波, 变频器产生的电平数M=2N+1, N为功率单元级联数目。但是调制度m减小以后, 这个表达式不在成立。

2仿真

图1、2为采用不同调制度的输出电压波形和频谱, m=0.9时, 其输出电压电平数满足M=2N+1, 谐波主要分布在2Nkfc附近。m=0.45时, 其输出电压电平数为3, 谐波主要分布在Nkfc附近, 低次谐波含量增多。

3实验分析

建立了2个功率单元级联的高压变频器, DSP采用TI公司的TMS320F2812, FPGA采用Altera公司的EMP10K20TC144。载波偏移角度为90º, 频率为1000Hz。

图3为不同调制度下级联型高压变频器实验波形, 当调制度m>=0.5时, 输出电平数为5, 满足M=2N+1, 输出波形好, 谐波含量少。当调制度m<=0.5时, 输出电平数为3, 输出波形不好, 接近矩形波, 谐波含量多, 验证了本文理论分析的正确性。

4结论

本文从理论上分析了调制度不仅与幅值比有关, 还与电平数有密切关系。通过MATLAB仿真和实验证明调制度小到一定程度时, 变频器输出电平数V减少, 谐波含量增多, 甚至出现了低次谐波, 对级联型高压变频器输出性能造成很大影响。

摘要：很多人认为调制度仅仅是调制波与载波的幅值比, 但是本文通过理论分析得出调制度还与电平数、谐波、频谱有着密切关系, 通过MATLAB搭建仿真电路和变频器带电机实验, 验证了该理论分析的正确性。

关键词：级联型高压变频器,载波移相,调制度

参考文献

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级联型变流器 篇6

采用多电平逆变器是实现高压大容量电能变换的有效途径,多电平逆变器拓扑及控制策略正成为研究的热点[1,2]。与传统的二电平逆变器相比较,多电平逆变器具有使用低压器件实现高电压等级输出,输出电压的dv/dt小、谐波性能好等优点。目前研究较多的主电路拓扑主要有二极管钳位逆变器、H桥级联多电平逆变器和悬浮电容多电平逆变器等3种结构。

目前已提出的几种多电平逆变器控制方法主要有:1)多载波SPWM法,这种方法可以降低逆变器输出谐波含量,适用于任何电平数的多电平逆变器;2)相移SPWM法,这种方法能够增大输出谐波的频率,使之更易于滤除,一般适用于各级联单元相同的逆变器;3)谐波消除法,这种方法已发展了3种控制方式:阶梯波PWM法、特定谐波消除SHEPWM法、虚拟脉宽调制VSPWM法[3,4]。

不论多载波SPWM法还是相移SPWM法,均采用双极性PWM法,即载波在调制波的半个周期内有正有负,所得PWM波也有正有负。而对于单极性PWM法,即载波在调制波的半个周期内只在正极性或负极性的范围内变化,所得到的PWM波形也只在单个极性范围内变化。本文所提出的一种新颖的准单极性PWM法,载波在调制波的整个周期均为正极性,而所得到的PWM波形在调制波的正半周为正的PWM波,在调制波的负半周一直为零电平,这样主控制器在实时计算PWM波形时只需计算调制波半个周期的PWM高低电平触发时间即可,从而减少了主控制器大量的计算工作,同时在调制波的负半周期,总有一个桥臂的IGBT一直处于开状态或关状态,这样可以减少IGBT一半的开关损耗[5]。

本文以相移SPWM法为例对H桥级联多电平逆变器进行了研究,实验结果证明了本文所提出的准单极性PWM法较双极性PWM法具有更好的输出电压波形和更高的电压利用率,尤其对于大功率高压电机具有更好的启动性能等。

2 单极性与双极性控制算法

图1为级联型多电平逆变器一相的拓扑结构,其它两相的结构相似,每相通过多个低压单相桥的串联来实现高压多电平的输出。而对其中每个低压单相桥的控制按载波与PWM波极性的不同可以分为单极性与双极性[6]。

图2为级联型多电平逆变器中单个低压单相桥控制结构图,其为采用IGBT作为开关器件的单相桥式电压型逆变电路。工作时V1和V2的通断状态互补,V3和V4的通断状态也互补。具体的控制规律如下:在输出电压uo正半周,让V1保持通态,V2保持断态,V3和V4交替通断。在u。的负半周,让V2保持通态,V1保持断态,V3和V4交替通断,输出电压u。可以得到负和零两种电平[7]。

2.1 单极性控制算法

图2中的单相桥采用单极性控制算法时,控制V3和V4的通断如图3所示。

调制信号ur为正弦波,载波uc在ur的正半周为正极性的三角波,在u,的负半周为负极性的三角波。在ur和uc的交点时刻控制IGBT的通断。在ur的正半周,V1保持通态,V2保持断态,当ur>uc时使V4导通,V3关断,输出uo—ud;当ur<uc时使V4关断,V3导通,输出uo=0。在ur的负半周,V1保持断态,V2保持通态;当ur<uc时使V4关断,V3导通,输出uo=—ud;当ur>uc时使V4导通,V3关断,输出uo=0o这样ur在半个周期内三角载波只在正极性或负极性一种极性范围内变化,所得到的PWM波也只在单个极性范围内变化[8]。

2.2 双极性控制算法

和单极性控制方式相对应的是双极性控制方式,图2中的单相桥采用双极性控制算法时,IG-BT控制波形如图4所示。

在ur的半个周期内,三角载波不再是单极性的,而是有正有负,所得的PWM波也是有正有负的。在ur的一个周期内,输出的PWM波只有±ud两种电平,而不像单极性控制时还有零电平。在ur的正负半周,对各开关器件的控制规律相同。当ur>uc时,给V1和V4以导通信号,给V2和V3以关断信号,此时输出uo=ud;当ur<uc时,给V1和V4以关断信号,给V2和V3以导通信号,此时输出uo=-ud。

可以看出单相桥式电路即可以采用单极性控制也可以采取双极性控制,由于对开关器件通断控制规律不同,它们输出波形也有较大差别。而对于由多个单相桥级联形成的级联型多电平逆变器对每个单相桥采取单极性或双极性控制时,对变频器输出的性能也有较大的差异,在后面的试验结果中可以明显看到两种控制方式引起输出的差异。

3 准单极性控制

在对比单极性与双极性控制的基础上本文提出了一种新的控制方式——“准单极性”控制。其对单相桥的控制波形如图5所示[9]。

对图1所示级联型多电平逆变器的每个H桥采用本文所提的准单极性控制算法控制时,每个H桥具体的控制过程如下:对于图2所示的H桥,工作时V1和V2的通断状态互补,V3和V4的通断状态也互补,对H桥左上桥臂的控制如图5a所示,载波u。仅在调制波ur的每个正半周期出现,且载波uc为正极性,在调制波ur的每个负半周期载波为零电平,这样在整个调制波周期上载波uc仅为正极性,当ur>uc时,输出uo=ud,在ur的负半周期,输出uo=0,这样H桥左上桥臂的控制脉冲仅为正极性的PWM波;对H桥右上桥臂的控制如图5b所示,其产生PWM波形的方式同左上桥臂相似,只是同一时刻左上桥臂的调制波ur与右上桥臂的调制波相移180°,这样右上桥臂控制脉冲亦仅为正极性的PWM波[10]。

对于用本文所提出的“准单极性”控制所产生的PWM波通过DSP或单片机计算产生,其每个脉冲产生的时间仍然可以用规则采样法求得,每个脉冲高低电平计算推导如图6所示。

此时载波仅为正极性,且仅在调制波的正半周与其相交产生相应的开关脉冲,而且左右桥臂产生脉冲的方式相同,仅存在相移180°的关系,所以左右桥臂可以用相同的计算方式产生脉冲。利用三角形ABG相似于三角形CDG可以得到:

式中:tg,td分别为每个脉冲产生高、低电平的时间。

4 实验结果

对于级联型多电平逆变器,本文采用每相由6个功率单元级联的6 kV/1 000 kW高压变频器作为实验对象。其采用的控制方式为相移SP-WM法,同一相中每个H桥载波间依次移位1/6个载波周期。对高压变频器采用了通用的双极性SPWM控制和本文所提出的“准单极性”控制,得出了一系列的实验结果。

图7为准单极性与双极性控制每个H桥的实际控制脉冲。图8为准单极性与双极性控制每个H桥时实际输出电压波形,从图8可以看出,准单极性控制时每个H桥输出脉冲波形正负电平具有更好的对称性。图9为准单极性与双极性控制时,每相6个H桥串联输出电压波形,从叠加电压波形的顶部和底部可以看出,准单极性控制时,级联变频器具有更好的输出电压波形。图10为准单极性与双极性控制时,高压变频器带动高压电机启动时的电流波形,启动过程中变频器不断调频调压,故所测得的电流波形为一系列震荡电压波形。从图10可以看出准单极性控制时,启动和加减速过程中电流波形具有更好的圆滑性,故变频器在调频调压过程中电流的突变更小,使变频器更不容易出现过流保护等。

5 结论

级联型多电平逆变器均采用双极性载波水平移相PWM控制,为了改善级联型逆变器输出电压波形,减少功率器件开关损耗,提升变频器加减速过程中的性能,本文提出了准单极性载波水平移相PWM控制,其载波仅在调制波的正半周期出现,且仅为正极性,载波与调制波比较所得的PWM波在调制波的正半周期为正极性PWM波,在调制波的负半周期为零电平。由于PWM波有一半周期为零电平,此时主控制器只需输出低电平即可,而不需要计算脉冲高低电平触发时间,所以可以为主控制器减少一半的计算时间。而且由于PWM波有一半周期为零电平,则IG-BT将有一半时间一直处于开或关状态,从而减少了IGBT的开关损耗。从实验结果可以看出准单极性载波水平移相PWM控制较双极性载波水平移相PWM控制具有更好的电压输出波形和对变频器具有更好的启动性能,所以对级联型多电平逆变器采用移相PWM法控制具有一定的改进。

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级联型变流器 篇7

动态电压恢复器DVR(Dynamic Voltage Restorer)装置是一种能够保护关键负荷免受供电端电压跌落、骤升等扰动的新型电力电子设备[1]，其工作原理是：将DVR接于系统与用户之间，作为串联电压补偿装置，当检测到公共耦合点PCC(Point of Common Coupling)电压跌落时，补偿装置产生一定的电压，使负载侧电压保持额定值[2,3]。

多电平逆变器可降低器件的开关应力、频率和损耗，优化输出波形[4]。级联型多电平逆变器结构简单，技术成熟，易于封装和模块化，已广泛应用在有源滤波、无功补偿等电能质量控制领域[5]。现已逐步展开了对多电平DVR的研究[6,7,8]。

直流侧电压控制是DVR控制中的一个关键问题，当电网电压发生跌落或者骤升时，DVR与电网之间会存在有功能量的交换，其直流侧电容电压将发生变化。为保证直流侧电容电压为一个稳定值，须对直流侧电压进行稳压控制[8,9]。采用级联结构的DVR，不单独设置充电电路及并联变压器的可在线充电控制是极具吸引力的研究方向[10]。

现针对级联型DVR直流侧电压控制问题，通过对DVR稳态特性的详细定量分析，提出可以通过调节补偿电压相角来实现直流侧电压稳定控制，同时考虑了级联逆变器功率均衡问题。最后，应用Matlab/Simulink进行了仿真，证明了所提方法的有效性。

1 电路拓扑与控制原理

单相级联型DVR系统控制框图如图1所示，DVR由储能系统、输出滤波器、电压源逆变器及检测控制系统构成，在此，级联型五电平逆变器的储能单元仅由独立的储能电容组成。

DVR的控制系统主要由锁相环PLL、电压跌落检测、注入电压生成、独立电容控制器及载波移相PWM驱动脉冲生成等环节组成，其中，Udc为直流侧总电压。控制系统设计中，电压跌落检测中采用基于瞬时无功功率理论的dq0变换方法，该环节输出量为电网基波电压幅值US和相位跳变Δθ。关于电压跌落检测的dq0变换方法在文献[2,8]中已有详细的论述。注入电压生成是基于最小能量补偿控制策略，对直流侧电压采用PI闭环控制，其输出量为DVR注入电压的幅值和相角。独立电容控制器是针对级联型逆变器功率均衡问题，消除各个独立电容电压之间的偏差。该环节的输出为各个H桥输出电压的相角，载波移相PWM的调制方式下，只需要将其加到调制波上，即可控制交流输出相角为所需要的值。

2 直流侧电压控制方案

2.1 注入电压生成方法

当电网电压发生跌落，DVR注入补偿电压时与系统会有一定的有功和无功交换，无功功率的注入不会从直流侧电容带走能量，但是有功注入必然会消耗电容储能[6]。最小能量补偿策略[11,12]通过控制负荷电压相位使系统电流矢量和补偿电压矢量互相垂直，可以减少DVR与系统间的有功交换，从而在降低储能单元容量的同时，保证DVR有尽可能长的故障穿越能力。

对于功率因数确定的负载，负载电压和负载电流有确定的相角关系，假设负载为感性。图2所示为电压补偿策略矢量图。

图2中，移相角θ为系统电压和负载补偿后电压的夹角，调节θ的大小可改变补偿电压大小和相位，其值由下式给出：

δ为系统电流矢量和补偿电压矢量的夹角，根据图2，可以得到δ的计算公式：

从而，DVR补偿电压的幅值和相对于系统电压的相角分别如式(3)和式(4)所示。

图2中虚线AB是DVR吸收、释放能量的分界线[13]。当电网电压US落在阴影区域的圆弧上时，DVR从电网吸收有功;反之，DVR向电网注入有功。在不考虑电压补偿极限的前提下，若DVR要实现可同时具有吸收和注入有功的能力，应满足下式：

式(5)是一个很重要的判断条件，也是本文提出的控制方法可实现的前提。当US≤ULcosφ时，不能通过调节移相角θ来改变DVR发出功率方向，只有通过备用的外加辅助电路来对电容充电，以保证直流侧电容电压维持在额定值。

这一结论也可以通过DVR稳态功率潮流分析得出。如图3所示为单相DVR简化原理图。这里，US是电网相电压，UL是负载相电压，Udvr是DVR注入电压，IL是负载电流，标么量Usag为电压跌落深度。电网侧和负载端有功功率潮流可写为

则DVR注入有功功率为

考虑以负载电压UL和负载视在功率ULIL为基准值进行标么化，可得：

由式(9)可知，当cosφ=1时，PL恒大于零。这表明，负载为纯阻性时，DVR必然向系统注入有功功率。图4是cosφ=0.6时，DVR注入有功Pdvr与电压跌落深度Usag及移相角θ之间的关系示意图。

DVR发出的有功功率与直流侧电容储能的关系为

其中，C为DVR直流侧总电容;Udc0为直流侧平均电压(恒定值);ΔUdc0为Udc0的偏差。对式(10)右端在工作点Udc0附近进行小变量线性化处理，两边同时求导得：

即

由上式可知，直流侧电容电压的变化率取决于注入功率的方向和大小，注入功率Pdvr是移相角θ和电压跌落深度Usag的函数，因此，在一定的电压跌落下，调节移相角θ的大小，可以控制直流侧电容充放电，使其保持在正常的工作电压。

图5给出DVR注入电压生成控制框图。当发生电压跌落时，直流侧电压Udc下降，直流侧电压之和与参考值比较的差值经过PI调节器，作为移相角的微调量，实际输出的移相角θ增大，使DVR发出有功为负值，直流侧电容吸收来自电网的有功，其电压随之上升。最后，直流侧电压与给定信号Udcref达到相等时，PI调节器输出为零，移相角θ维持不变，DVR工作在最小能量补偿模式下，直流侧电压保持恒定。当发生电压骤升时，其调节过程相反。这样，通过调节移相角θ的大小实现直流侧电压稳定控制。

2.2 级联单元功率均衡方法

载波移相PWM调制是级联型多电平逆变器常用的调制方法。在该控制方式下，各级输出电压的PWM波形基本一致，理论上H桥单元之间不存在输出功率不平衡的问题[14]。

在级联H桥型DVR的实际工程中，由于各H桥之间的差异是不可避免的，仅靠外环调节不能保证每个电容电压平衡。为使装置安全可靠地运行，必须采取一定的平衡控制策略。一般是调节H桥和系统之间的相位差或者H桥输出电压幅值，实现电容电压的平衡[15]。这种调节方法不需要额外的硬件平衡电路，成本低。本文采用闭环PI控制调节相位差实现电容电压的平衡。

图6所示为独立电容控制器框图，将H桥的直流侧电压与全体H桥直流侧电压总和的平均值的差通过PI调节，其输出的Δα1及Δα2为载波移相PWM的正弦调制波所需要的相移，最后合成的正弦调制波的相位角α1及α2送给PWM信号调制单元。

3 仿真结果

在Matlab/Simulink中建立以实际系统为例的仿真模型，仿真参数如下：负载电压额定值为205 V(峰值304 V)，频率为50 Hz，三相负载容量为3.15 kW，功率因数为0.537，各H桥单元直流侧电容C=5000μF，额定电压200 V，滤波器电感Lf=1.8 m H，电容Cf=350μF,PWM为载波频率3.2 kHz。

图7所示为发生三相对称电压跌落时电网电压和负载电压仿真结果。在t=0.06 s时出现三相对称电压跌落，跌落深度为28.9%(即跌落到额定值的71.1%)，并且伴随有-9.2°的相位跳变，持续时间100 ms。比较图7(a)和7(b)可以看出，补偿效果较好，动态性能可满足实际工程的需要。

图8所示为直流侧总电压Udc的波形，图9所示为a相的注入电压uia和负载电流iLa波形。

由图8、9可以看出，在补偿电压跌落时，直流侧电容电压未发生较大波动，并且注入电压和负载电流相差90°，DVR注入的有功很少。

4 结论

为保证直流侧电容电压为一个稳定值，必须对直流侧电压进行稳压控制。能量优化补偿控制策略在实现DVR补偿目标的同时，由于减少DVR的有功输出，可以能够稳定直流电容的电压。本文在最小能量补偿策略的基础上，提出可以通过调节补偿电压相角来调节直流侧电压的控制方法，并对级联逆变器的独立电容电压采用均衡控制。仿真结果表明，运用所提出的控制算法可以实现预期的控制目标，该策略实用可行。

摘要：针对级联型多电平无串联注入变压器拓扑结构的动态电压恢复器(DVR),详细定量分析DVR的稳态工作特性。分析表明调节补偿电压相角,可以实现稳定直流电容电压。提出通过调节DVR注入电压相角实现快速补偿电网电压跌落的同时保持直流侧电压稳定的控制策略。该控制策略在最小能量补偿模式的基础上,将比例积分控制引入到注入电压生成方法中,DVR从电网吸收或发出有功功率,储能电容随之充电或放电以使电压恢复到额定值。为了减小直流电容间的电压偏差,进而提出采用闭环PI控制解决级联型多电平逆变器工作时H桥单元之间的电容电压均衡问题的方法。仿真结果验证了理论分析的正确性和所设计方法的可行性。