电压型变流器

电压型变流器（精选8篇）

电压型变流器 篇1

0 引言

失速型异步风电机组与双馈、直驱机组不同,难以通过增加Crowbar电路[1]或改进控制策略[2]来提升其低电压穿越能力,这在2011年频繁出现的大规模风电机组脱网事故中得到了体现[3]。失速型风电机组的定子直接与电网连接,出现电压跌落时,定子电压突然下降,由于磁链不能发生突变,将会在定子绕组中出现不随时间变化的磁链直流分量,从而产生很大的故障电流,转速飞升,最终导致机组出于自身保护而脱网[4]。

针对风电并网的严峻形势,中国电力科学研究院制定了《风电场接入电力系统技术规定》,主要从3个方面对风电机组的低电压穿越提出要求:不间断并网运行能力、有功恢复能力和无功补偿能力。由于失速型风电机组在已安装的风电机组中仍占一定的比例,且不具备低电压穿越能力,因此需要对其进行改造。文献[3]对失速型机组的改造方案进行了总结,主要可以分为静止同步补偿器(STATCOM)、动态电压补偿器(DVR)、动态制动电阻(DBR)和全功率变流器4种方案,但并未对这几种方案进行详细分析和对比。STATCOM属于并联设备,专注于提供无功电流,对定子电压的跌落难有改善,一般是在电压恢复时用来提高机组的稳定性[5];DBR与DVR由于都是串联设备,无功补偿能力有限。因此,考虑采用全功率变流器方案[6]来满足《风电场接入电力系统技术规定》3个方面的要求。

本文针对使用全功率背靠背变流器的低电压穿越方案,对各部分功能进行详细介绍,并建立相应数学模型;提出一种不以转速和磁链为控制目标的电机控制策略。最后,通过仿真和实验验证该方案的有效性。

1 低电压穿越方案

采用全功率变流器的低电压穿越方案的拓扑图如图1所示。该方案主要由4个部分组成,其各自的功能如下。

1)机侧变流器:

正常情况下封锁脉冲;电网电压跌落时模拟跌落前的电网电压相位和幅值,维持定子电压稳定;电网恢复后实现发电机定子与电网的软并网。

2)网侧变流器:

正常情况下封锁脉冲;电网电压跌落时维持直流侧电压稳定,并根据低电压穿越要求发出给定无功电流。

3)直流卸荷电路:

在跌落过程中吸收直流母线上的过剩有功功率。

4)旁路开关:

正常情况下将背靠背变流器旁路,风电机组并网运行;电网电压跌落时通过断开旁路开关将变流器投入使用。

之所以在电网正常时要使用旁路开关将设备旁路,而不是采用类似于西门子NetConverter的技术[7]实现异步风力发电机的变速恒频控制和最大功率跟踪,主要有以下2个原因:①采用全功率变流器控制异步电机发电的形式,需要对现有机组进行很大的改动,这是整机厂商和风电业主所不能接受的;②若全功率变流器长期投入运行,则设备中的元件都需由短期工作制换为长期工作制,并且需要增强散热系统,这会导致设备成本和体积大幅增加。

因此,本文的方案尽管技术难度大,但是改造成本更低,工作量更小。

2 电路建模与控制策略

2.1 机侧变流器

2.1.1 机侧变流器的控制目标

异步电机在电压跌落时,定子电压突然降低引入的磁链直流分量造成了过流,输入输出功率不平衡引起了过速[8],这是失速型风电机组低电压穿越最主要的问题。使用机侧变流器后,使得异步电机在跌落过程中的运行状态可控,可以选择电流、电压、转速、功率等作为控制目标进行控制。

异步电机的数学模型可用dq坐标系下的电压、磁链和转矩方程来表达[9]。

电压方程:

$\{\begin{array}{l}u{}_{d1}=R{}_{1}i{}_{d1}+\text{D}\psi {}_{d1}-\psi {}_{q1}\omega {}_1\\ u{}_{q1}=R{}_{1}i{}_{q1}+\text{D}\psi {}_{q1}+\psi {}_{d1}\omega {}_1\\ u{}_{d2}=R{}_{2}i{}_{d2}+\text{D}\psi {}_{d2}-\psi {}_{q2}S\omega {}_1\\ u{}_{q2}=R{}_{2}i{}_{q2}+\text{D}\psi {}_{q2}+\psi {}_{d2}S\omega {}_1\end{array}(1)$

磁链方程:

$\{\begin{array}{l}\psi {}_{d1}=L{}_{1}i{}_{d1}+L{}_{\text{m}}i{}_{d2}\\ \psi {}_{q1}=L{}_{1}i{}_{q1}+L{}_{\text{m}}i{}_{q2}\\ \psi {}_{d2}=L{}_{\text{m}}i{}_{d1}+L{}_{2}i{}_{d2}\\ \psi {}_{q2}=L{}_{\text{m}}i{}_{q1}+L{}_{2}i{}_{q2}\end{array}(2)$

电磁转矩方程:

${\rm T}{}_{\text{e}\text{m}}=1.5n{}_{\text{p}}(i{}_{q1}\psi {}_{d1}-i{}_{d1}\psi {}_{q1})={\rm T}{}_{\text{L}}-\frac{J}{n{}_{\text{p}}}\text{D}(S\omega {}_1)(3)$

式中:u,i,ψ,L,R分别表示电压、电流、磁链、电感和电阻;下标1,2,m分别表示定子侧物理量、转子侧物理量和励磁分量;ω为转子角速度;TL为机械转矩;S为转差率;J为转动惯量;np为电机的极对数;D表示微分算子。

对于转子短路的鼠笼型电机,ud2=uq2=0,机械转矩TL作为外部输入,因此上述数学模型中总共有ud1,uq1,id1,iq1,id2,iq2,ψd1,ψq1,ψd2,ψq2,S这11个变量。而电压、磁链和转矩方程只有9个,存在2个自由度,可以将这2个自由度作为控制量。只要控制了11个变量中的2个,其他的变量便可以通过上述方程来求解,并且在初始条件确定的情况下,解是唯一的[10]。而对于不同的外部输入,即不同的机械转矩TL,所得到的解也不同。

基于以上分析,对于传统的机侧矢量控制[11],控制的2个量是转速和转子磁链,假如能够保证其在电网电压跌落前后不变,也就能实现机组在电压跌落过程中的运行状态不变。但是,矢量控制需要对转子磁链进行观测,并且需要编码器得到转子转速,或者采用无速度传感器控制策略[11],增加了控制难度。

如果不采用传统的矢量控制,而选取定子电压ud1和uq1为控制对象,通过机侧变流器控制其在电网电压跌落前后保持不变,也能实现机组在电压跌落过程中的稳定运行。并且,直接控制定子电压,能够保证电网恢复后定子重新投入时其与电网电压保持大小和相位一致,实现无冲击并网,整个动作过程与不间断电源(UPS)工作原理类似[12]。因此,本文采用稳定定子电压作为机侧变流器的控制目标。

2.1.2dq坐标系下机侧变流器的控制策略

由于三相电路具有对称性,给出机侧电路单相简化图,如图2所示,其中:$\dot{{\rm I}}{}_{\text{i}\text{n}\text{v}\text{t}}$和$\dot{U}{}_{\text{i}\text{n}\text{v}\text{t}}$分别为变流器侧的电流和电压;$\dot{{\rm I}}{}_{\text{w}\text{t}}$和$\dot{U}{}_{\text{w}\text{t}}$分别为机组的电流和电压;Lf为机侧滤波电感;Rf为机侧滤波电路的电阻;Cf为并联的无功补偿电容。

通过软件锁相环[13](SPLL)锁住电网电压跌落前的相位,以电网电压空间矢量为d轴,超前90°的为q轴,得到该坐标系下的电压方程:

$\{\begin{array}{l}U{}_{\text{w}\text{t}\_d}=U{}_{\text{i}\text{n}\text{v}\text{t}\_d}+L{}_{\text{f}}\text{D}{\rm I}{}_{\text{i}\text{n}\text{v}\text{t}\_d}+R{}_{\text{f}}{\rm I}{}_{\text{i}\text{n}\text{v}\text{t}\_d}-\omega L{}_{\text{f}}{\rm I}{}_{\text{i}\text{n}\text{v}\text{t}\_q}\\ U{}_{\text{w}\text{t}\_q}=U{}_{\text{i}\text{n}\text{v}\text{t}\_q}+L{}_{\text{f}}\text{D}{\rm I}{}_{\text{i}\text{n}\text{v}\text{t}\_q}+R{}_{\text{f}}{\rm I}{}_{\text{i}\text{n}\text{v}\text{t}\_q}+\omega L{}_{\text{f}}{\rm I}{}_{\text{i}\text{n}\text{v}\text{t}\_d}\end{array}(4)$

由于Lf和Rf都很小,因此式(4)中含有电流的项在稳态下都很小,可认为Uwt_d≈Uinvt_d,Uwt_q≈Uinvt_q。如果采用开环控制,如图3所示,则在稳态时定子电压等于逆变器的控制电压。但由于微分项Lfs的存在,会在动态时引入干扰,导致振荡。

由于振荡是因电流存在微分项而造成的,因此,需要对电流也进行控制。机侧电路在dq坐标系下的电流方程为:

$\{\begin{array}{l}{\rm I}{}_{\text{w}\text{t}\_d}={\rm I}{}_{\text{i}\text{n}\text{v}\text{t}\_d}+C{}_{\text{f}}\text{D}U{}_{\text{w}\text{t}\_d}-\omega C{}_{\text{f}}U{}_{\text{w}\text{t}\_q}\\ {\rm I}{}_{\text{w}\text{t}\_q}={\rm I}{}_{\text{i}\text{n}\text{v}\text{t}\_q}+C{}_{\text{f}}\text{D}U{}_{\text{w}\text{t}\_q}+\omega L{}_{\text{f}}U{}_{\text{w}\text{t}\_d}\end{array}(5)$

取变流器电流Iinvt_dq和定子电压Uwt_dq为控制对象,将式(4)和式(5)中的耦合项和干扰项通过前馈进行补偿,设计电流内环、电压外环的双闭环控制系统[14]。定子电压的参考值是跌落前的电网电压,一般取定子电压参考值U*wt_d=1(标幺值),U*wt_q=0;经过比例—积分(PI)调节和前馈补偿之后,输出作为电流内环的参考值。机侧变流器双闭环控制框图如图4所示,其中虚线方框中的为被控对象。

2.2 网侧变流器

网侧变流器在跌落过程中主要有2个功能:一是维持直流母线电压稳定;二是发出无功电流。网侧电路在dq轴下的数学表达式为:

$\{\begin{array}{l}U{}_{\text{g}\text{r}\text{i}\text{d}\_d}=U{}_{\text{i}\text{n}\text{v}\text{t}\_d}+(L{}_{{\text{f}}^{\prime }}s+R{}_{{\text{f}}^{\prime }}){\rm I}{}_{\text{i}\text{n}\text{v}\text{t}\_d}-\omega L{}_{{\text{f}}^{\prime }}{\rm I}{}_{\text{i}\text{n}\text{v}\text{t}\_q}\\ U{}_{\text{g}\text{r}\text{i}\text{d}\_q}=U{}_{\text{i}\text{n}\text{v}\text{t}\_q}+(L{}_{{\text{f}}^{\prime }}s+R{}_{{\text{f}}^{\prime }}){\rm I}{}_{\text{i}\text{n}\text{v}\text{t}\_q}+\omega L{}_{{\text{f}}^{\prime }}{\rm I}{}_{\text{i}\text{n}\text{v}\text{t}\_d}\end{array}(6)$

式中:Lf′为网侧滤波电感;Rf′为网侧滤波电路的电阻。

控制策略与直驱机组在电压跌落时网侧变流器的控制策略类似[15],电压外环用于控制直流母线电压稳定,输出作为有功电流的参考值;无功电流的参考值由电压跌落深度以及无功支撑要求来决定。由于在电压跌落过程中以无功电流为主要控制对象,即无功电流优先,因此,需要根据${\rm I}{}_{\text{i}\text{n}\text{v}\text{t}\_d2}^{*}=\sqrt{{\rm I}{}_{\max }^2-({\rm I}{}_{\text{i}\text{n}\text{v}\text{t}\_q}^{*}){}^2}$对有功参考电流进行限制,其中Imax为网侧变流器允许输出的最大电流,I*invt_q 为无功参考电流。当原有功参考电流I*invt_d1大于限制值I*invt_d2时,电压外环已经不能有效保持直流侧电压稳定,即不能将机组所有的有功功率都输送到电网,此时需要投入直流卸荷电路。网侧变流器的控制框图如图5所示。

2.3 旁路开关

旁路开关的作用是:在正常情况下将背靠背变流器旁路,风电机组正常并网运行;出现电压跌落时通过断开旁路开关将变流器投入使用。为了能够迅速投切变流器,选择绝缘栅双极型晶体管(IGBT)和二极管组成的电力电子交流开关,旁路开关单相拓扑如图6所示。

电压跌落是否发生,可以通过检测电网电压正序分量的偏差U+err_dq得到,即

$U{}_{\text{e}\text{r}\text{r}\_dq}^{+}=\sqrt{(U{}_{\text{r}\text{e}\text{f}\_d}^{+}-U{}_{\text{g}\text{r}\text{i}\text{d}\_d}^{+}){}^2+(U{}_{\text{r}\text{e}\text{f}\_q}^{+}-U{}_{\text{g}\text{r}\text{i}\text{d}\_q}^{+}){}^2}(7)$

式中:U+ref_d 和U+ref_q分别为电网电压正序分量的d,q轴参考值,一般取U+ref_d=1(标幺值),U+ref_q=0。

当式(7)计算的正序电压偏差大于一定阈值时,便判定发生了电压跌落,通过封锁交流开关中IGBT的脉冲,瞬时断开旁路开关,将变流器投入使用。

3 仿真结果

在MATLAB/Simulink中建立780 kW失速型风电机组仿真模型。机组额定电压690 V,直流侧额定电压1 050 V,直流侧电容14 mF,卸荷电阻1.2 Ω,机、网侧滤波电感均为0.2 mH,开关频率5 kHz。总仿真时间为1 s,三相对称电压跌落在0.3 s时发生,跌落幅度为80%,维持625 ms后结束,仿真结果中的物理量都经过了标幺化处理。图7是机侧变流器使用开环控制的仿真波形。机侧变流器的控制电压等于电网跌落前的电压,即Uinvt_d=1,Uinvt_q=0。

从图7中可以看出,由于机侧变流器稳定了定子电压,因此定子电流和转速基本没有出现波动,机组正常运行,实现了低电压穿越。但是由于开环控制忽略了式(4)中的暂态分量和电流分量,因此在跌落瞬间会出现较大振荡。

图8是机侧变流器使用了电压电流闭环控制的仿真波形,同样也取得了很好的低电压穿越效果。并且由于引入了电流内环、电压外环的双闭环控制器,与开环控制相比,有效抑制了振荡,提高了控制精度。

图9(a)给出了电网电压跌落瞬间定子电压的细节图。可以看出,由电网电压发生跌落到机侧变流器控制住定子电压之间有1 ms左右的凹陷,它是电压跌落检测、旁路开关断开及机侧变流器启动所花费的时间。图9(b)是电网恢复瞬间定子电压的细节图。电网在0.925 s时恢复,此时机侧变流器仍运行一段时间,以确保在并网之前已经将定子电压的相位和大小控制得与恢复后的电网完全一致。然后,再闭合旁路开关,机侧变流器退出运行,实现无冲击并网。

图10给出了网侧电流、直流母线电压及流向电网的有功和无功功率波形。

网侧变流器在满足无功补偿需求的前提下,还向电网输送少量的有功功率。而过剩的有功功率则由直流卸荷电路消耗。因此,在电网电压跌落过程中,电网吸收的有功功率减小,而无功功率由向失速型风电机组提供变为从网侧吸收。

4 实验验证

为了进一步验证提出方案的可行性,设计了一台实验样机,并在110 kW的电机平台上进行实验。发电机为一台鼠笼型异步电机,由一台直流拖动电机拖动到满功率发电。使用跌落发生器模拟电网跌落。限于篇幅,仅给出电网三相对称电压跌落深度为20%,跌落时间为625 ms的波形,这种情况下为《风电场接入电力系统技术规定》所允许的最大跌落深度,如图11所示。其他跌落深度下的实验波形见附录A图A1。从实验结果可以看出,在跌落期间,由于定子电压得到了很好的补偿,因此定子电流的波动和冲击都较小。并且网侧变流器发出大量的无功电流,为电网的恢复提供支撑。需要注意的是,网侧在正常情况下检测到的电流是流向网侧滤波电容的电流,此时网侧变流器并未启动。

5 结语

使用全功率背靠背变流器的改造方案能够使失速型风电机组与电网“解耦”,通过分别控制机侧和网侧变流器,实现机组在电压跌落过程中的不间断运行与动态无功支撑。本文对该种方案的各个部分进行了详细介绍与分析,提出了一种不以转速和磁链为控制目标的电机控制策略,设计了电压电流双闭环来抑制机侧滤波电路带来的振荡,并通过电网三相对称电压跌落下的仿真与实验结果验证了该方案的有效性与控制策略的正确性。对于电网三相电压不对称跌落,通过精确锁定电网正序分量的相位,仍能保证机侧变流器良好的补偿性能;但对于网侧变流器在电网三相电压不对称情况下的运行,则需采用瞬时功率理论等作进一步的分析与研究。

附录见本刊网络版(http://aeps.sgepri.sgcc.com.cn/aeps/ch/index.aspx)。

摘要：提出了一种基于变流器的失速型风电机组低电压穿越改造方案。该方案采用全功率背靠背变流器,机侧变流器稳定定子电压,网侧变流器稳定直流母线电压并发出无功电流,实现了机组在电压跌落期间的有功平衡和无功补偿。结合失速型风电机组的特点,提出了一种以稳定定子电压为控制目标的机侧控制策略,并设计了电压电流双闭环控制来抑制机侧滤波电路带来的振荡。在MATLAB/Simulink中建立了780kW失速型风电机组仿真模型,并在110kW电机平台上进行了实验,验证了方案的可行性。

关键词：失速型风电机组,全功率变流器,低电压穿越,定子电压控制,双闭环控制

电压型变流器 篇2

摘 要：以往对模块化多电平换流器（modular multi-level converter，MMC）的研究中，大部分都强调MMC中环流存在的弊端，但本文分析了环流产生的原因，考虑到环流在三相之间能量平衡的作用，提出对环流进行控制，使MMC变得更加稳定且减小MMC中直流电容电压的波动，这对降低MMC成本具有重要意义。

关键词：MMC；环流控制；直流电容电压

中图分类号： TM451+.2 文献标识码： A 文章编号： 1673-1069（2016）24-251-2

0 引言

MMC是由R.Marquardt于2001年首次提出，它具有以下优点：模块化的结构，能够运行于弱交流系统，不需要为其提供额外的无功补偿设备，谐波含量少等[1～3]。

在对MMC的研究中，环流的研究占了很大比重。由于环流流经六个桥臂，使桥臂电流不再是正弦的。环流的存在意味着子模块的额定电流要相应增加，但更重要的是能量在桥臂间的传输，如果不加控制，会因为能量的不平衡引起MMC的不稳定。以往对环流的研究目的都是要把环流消除，没有看到环流存在的意义，并提出一种环流的控制方法对环流进行利用。

1 MMC的数学模型

MMC由三个相单元组成，每个相单元由两个臂单元组成，每个臂单元由N个串联的功率子模块串联而成。每个子模块包括两个IGBT，一个旁路接触器，一个SCR和一个直流电容组成。（图1）

由MMC的结构可得到如图2所示的单相数学模型。其中为电网的相电压，为电网的相电流，和为上桥臂的电压和电流，和为下桥臂的电压和电流，为直流母线电压。

2 MMC环流产生的原因

假定交流系统的相电压和线电流分别为：

则每相由电网传输到MMC换流器的瞬时功率为

对该瞬时功率进行积分便得到MMC的每相从电网获得的能量

从公式（3）可以看出每相的能量有一个二倍频的波动分量，该二倍频的直流电容电压波动造成了三相之间环流的产生。

3 环流的控制

假定三相之间的环流为零，既内部不平衡电流只有直流分量 。此时输入上下桥臂的功率分别为：

对这两个功率进行积分的到上下桥臂的能量：

从公式（5）中可以看出wah和wal中有二倍频分量和基波分量，其幅值分别为 和 （为了方便这里按φ=π/2计算）。

现在引入的环流：

此时输入上下桥臂的瞬时功率分别为

对公式（7）两边做积分处理，得到此时上下桥臂的能量为：

从公式（8）中可以看出此时上下桥臂的能量中具有基波和三次谐波的波动，幅值分别为 和 。同时在MMC中，Udc≈2U。显然存在 ， 。因此，在加入 这一环流后，上下桥臂能量的波动都会减小，那么在上面的电容电压的波动也会减小。

4 仿真验证

为了验证上述控制方法的有效性，本文在PSCAD/EMTDC平台下建立了一个10kV、10MVA的MMC模型。整个MMC运行期间发出5MVar的无功功率，在8S之前采用将环流控制为0，在8S之后为把环流控制为 。图3为a相上下桥臂电容器里的能量，图4为a相所有电容器的能量。从图中可以看出在加入环流后电容器中的能量波动明显减小，这说明电容电压的波动也会减小。

5 结论

当环流为零时，电容电压的波动并不是最小的，根据系统的状态，按照本文中的方法，加入特定的环流后能有效地减小电容电压的波动。这样在同样电容电压波动的条件下，就可以减小电容的容值。

参 考 文 献

[1] 杨晓峰，郑琼林.基于MMC环流模型的通用环流抑制策略[J].中国电机工程学报，2012（18）：59-65.

[2] 杨晓峰，林智钦，郑琼林，游小杰.模块组合多电平变换器的研究综述[J].中国电机工程学报，2013（06）：1-15.

三相电压型SVPWM整流器研究 篇3

传统整流器采用二极管不可控整流电路或晶闸管相控整流电路,对电网造成严重的谐波污染。而PWM整流器能实现网侧电流正弦化、功率因数可控且能量能够双向流动,成为学术界研究热点。根据直流储能形式不同,PWM整流器分为电压型和电流型。空间矢量脉冲宽度调制SVPWM技术是PWM整流器技术中的一种,具有电压利用率高、动态响应快等特点。本文研究的就是三相电压型SVPWM整流器。

本文研究的整流器采用了一种易于数字化实现的SVPWM算法,主电路电感电容参数设计方法大大减少了参数的取值范围。在Matlab Simulink环境下仿真验证了设计方案的正确性。

1 原理与设计

1.1 SVPWM原理

设va、vb、vc是三相角峰值为Vm、频率为ω的三相对称正弦量,定义空间矢量为:

式(1)说明V是模为相电压峰值且以角频率ω按逆时针方向匀速旋转的空间矢量,且空间矢量V在三相坐标轴(a,b,c)上的投影就是对称的三相正弦量va、vb、vc。

三相电压型整流器拓扑结构如图1所示。其中ea、eb、ec为电网电动势,L为交流侧滤波电感,R为电感等效电阻与开关管损耗等效电阻之和,C为直流侧稳压电容,RL为负载电阻,开关表示开关管,直流侧电压为vDC。

每个桥臂上下开关管开关状态互补,定义开关函数:

显然,(sa,sb,sc)有(000)~(111)8种不同组合。三相电压型整流器不同开关组合时直流侧电压(va,vb,vc)可以用一个模为2vDC/3的空间电压矢量在复平面上表示[1]。其中V0(000)和V7(111)模为0,称之为零矢量。如图2所示。

由图2可知,6条非零电压矢量将复平面分为(1)~(6)6个扇区。对于指令电压V*,可以在扇区相邻的两条矢量及零矢量合成。若V*在复平面按逆时针方向匀速旋转,由式(1)知,可得到三相对称的正弦量。

当V*在(1)扇区时,V*可以由V4、V6和零矢量V0,7合成,如图2所示,有:

式中Ts为PWM开关周期,T4、T6分别是矢量V4、V6在一个开关周期中持续的时间。写成占空比的形式:

一个周期里,不足的时间由零矢量补齐。对于零矢量的分配,通常采用七段式。七段式中,零矢量V0和零矢量V7的作用时间相同。七段式中各矢量在一个开关周期中分配时间依次是:

其中T0、T7分别是零矢量V0、V7作用时间,T1、T2分别是合成矢量中下标较小、较大的非零矢量作用的时间。

第(1)扇区各矢量对应开关状态作用时间的占空比分布情况如图3所示。类似地,可以推知其他扇区各矢量对应开关状态作用时间的占空比分布。

观察图3可知,七段式中相邻开关状态只差一个开关动作,这样可以最大限度地减少一个周期里的开关次数,从而减少开关损耗;同时,各开关状态对称分布,得到的各相开关函数波形亦对称,从而大大减少PWM波形的谐波。

将式(3)写成坐标分量的形式,其中V*的坐标分量分别为vα和vβ,解得:

类似地,可以计算当电压矢量V*其他扇区时相应合成矢量的占空比。但在此之前,须先确定指令电压矢量V*所在扇区。观察图2可知,6个扇区由3条直线确定。

再观察k4、k6的表达式(4),可定义3个中间变量[3]:

定义扇区变量:

从而可以得到N值与扇区编号的对应关系,见表1中第1行。

确定指令电压矢量V*所在扇区后,用类似k4、k6的计算方法,可以计算出当V*处在其他扇区时相应合成矢量作用时间的占空比。分别用k1、k2表示合成矢量下标较小、较大的矢量作用时间的占空比值。各扇区对应k1、k2值见表1内容第2、3行。

当指令电压矢量V*超过图2所示的圆形区域时,会发生过调制,此时k1+k2>1,需要进行过调制处理,否则调制波形会失真,交流侧电流中谐波含量大大增加[2]。处理方法是令k′1=k1/(k1+k2),k′2=k2/(k1+k2),然后分别用k′1、k′2代替k1、k2。

本文用等腰直角三角波与给定的比较值比较产生PWM波形,类似DSP中事件管理器产生PWM波形方法[3]。例如图3所示的a相PWM波形,当三角波大于比较值ka,PWM波值为1,反之为0。由图3可以看出:

即指令电压矢量在(1)扇区产生a、b、c三相PWM波形对应的比较值kam、kbm、kcm分别是式(6)所示的ka、kb、kc。

用同样的方法计算指令电压矢量在其他扇区的kam、kbm、kcm值,结果如表1所示。

以上叙述的SVPWM算法采用V*的坐标分量判断扇区和计算每个扇区各矢量作用时间的占空比,只需普通的四则运算,相比于需要用到反正切函数的传统SVPWM算法,更易于数字化实现,并且消除了三角函数带来的计算误差,使结果更精确。

1.2 控制系统

整流器在同步旋转dq坐标系下采用电流内环,电压外环的双闭环控制[1]。电压外环控制整流器直流侧电压,输出指令电流;电流内环按电压外环输出的电流指令进行电流控制,以实现单位功率因数正弦电流控制。

对于整流器的dq模型,电流内环采用前馈解耦控制策略,按典型I型系统设计电流调节器,按典型II型系统整定PI参数[1]:

其中Tv为电压采样小惯性常数,可以取为7Ts。

2 Matlab仿真实验

根据上文的分析,在Matlab Simulink环境下搭建仿真模型。三相SVPWM整流器仿真模型参数[4]:三相电网相电压有效值为220 V,指定直流电压为700 V,负载电阻为70Ω,电感和开关损耗等效电阻R=3 mΩ。仿真系统采样时间为10-5 s。设定整流器在0.3 s时刻突然增加一倍负载,在0.4 s时刻将710 V直流电压源并入直流侧电路,整流器工作在逆变模式。

根据式(9)[1,5]设计交流侧电感,根据式(10)[6]设计直流侧电容。其中P为负载功率,em为电网相电压峰值。

综合考虑后取L=10 m H,C=4 700μF。

按式(7)、式(8)计算PI参数。电流内环PI参数:ki P=17,ki I=5;电压外环PI参数:kv P=1.88,kv I=188。

增大kv P、ki P可以提高响应速度,但会使超调增大,超调可以通过PI调节器限幅来减少;增大kv I会改变直流电压静差,使稳定速度变慢。观察PI调节器的输出,可以确定其限幅。最终设定电流PI调节器限幅为[-400,400],电压PI调节器限幅为[-60,60]。

仿真结果如图4、图5所示,其中图4中电流波形是实际的3倍,方便观察。

分析仿真结果波形可知,直流侧电压波形在0.22 s时刻达到稳定值700 V;0.3 s时负载突然增大一倍,电压波形只有约1%的超调,经过约0.025 s恢复稳定值;0.4 s直流电压源并入电路,电压等于直流电压源电动势710 V。在0.22 s前电压有很大的超调,是由于仿真开始时电路给直流电容充电,产生极大的充电电流造成的。若仿真在初始时刻设定电容电压为700 V,超调现象会消失。实际情况下,可以给整流器直流侧增加限流电阻以限制充电电流大小,使这一情况得到缓解。

交流侧电流波形在0.22 s时达到稳定值,波形近似正弦,且与电网电压近似同相位,说明功率因数近似为1,实现了单位功率因数整流;0.3 s负载增大一倍,经过0.025 s,电流幅值相应地增大一倍;0.4 s直流电压源并入电路后,经0.025 s,电流波形变为近似与电网电压相位相差180°的近似正弦波形,说明整流器工作在逆变状态下,功率因数为-1。

仿真结果表明,本文设计SVPWM整流器具有良好的跟随性和抗扰性,可以实现单位功率因素整流,并且能量能够双向流动。另外,控制系统采用dq坐标下的前馈解耦控制,实现了有功和无功电流的独立控制,因此还可以通过给定Iq*一个合适的值,做到系统的任意功率运行。

本文采用的SVPWM算法易于数字化实现,计算整流器的各种参数的方法和结果对于工程实践有很大的参考价值。

参考文献

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[4]徐金榜,何顶新,赵金,等.一种新的PWM整流器电感上限值设计方法[J].华中科技大学学报,2006,34(4):33-35.

电压型变流器 篇4

随着电力电子装置在各个领域的广泛应用, 其中大量低功率因数的不控整流设备只能实现能量的单向传输, 并且对电网的谐波污染十分严重。而新型PWM整流装置具有高功率因数、输入电流波形为正弦、低谐波污染、能量双向流动、小容量储能环节和恒定直流电压控制等优点, 真正实现了“绿色电能变换”, 在电力系统有源滤波、无功补偿、太阳能发电以及交直流传动系统等领域, 越来越具有广阔的应用前景[1,2], 其中SVPWM (空间矢量调制) 因具有直流电压利用率高、动态响应快速等优点而备受关注, 本文通过在d-q坐标下与解耦控制相结合的控制策略, 使系统获得良好的控制性能, 并通过仿真加以验证。

1三相PWM整流器的数学模型及前馈解耦控制理论

1.1三相静止坐标系下的数学模型

三相电压型PWM整流器主电路拓扑结构如图1所示。分析PWM整流器要从其数学模型入手, 在推导整流器的数学模型之前, 先作出以下假设:

1) 忽略分布参数的影响;

2) 三相电源为理想电压源;

3) 主回路等效电阻和电感相等;

4) 忽略功率器件的导通压降和开关损耗;

在图1中, 定义三相整流桥开关函数, Sa, Sb, Sc为

undefined

其中, k=a, b, c, 正常工作时, 上下桥臂有且只有一个导通。取图1中的o点为零电位, 根据基尔霍夫电压定律和电流定律, 可以列写如下方程:

对三相对称平衡且无中线系统有:

将式 (2) 带入式 (1) 中, 整理可得:

undefined. (3)

1.2两相同步旋转坐标下的数学模型

三相静止坐标系[3]下的数学模型物理意义清晰、直观, 但由于整流器交流侧均为时变交流量, 不利于控制系统的设计。三相静止坐标系到两相静止坐标系的变换矩阵C3s/ 2s和两相静止坐标系到两相同步旋转坐标系的变换矩阵C3s/2r分别为

式中:θ=ωt+φ0, φ0定义为d轴与a相电压相量夹角初始值。

因此, 通过坐标变换将三相静止坐标系 (a、b、c) 转换成以电网基波频率同步旋转的坐标系 (d、q) , 得到整流器在两相同步旋转d、q 坐标系中的数学模型如下:

1.3前馈解耦控制

由式 (6) 可以看出, d、q 轴电流不独立, 存在交叉耦合关系。这是因为整流电路虽是静止电路, 但在变换至同步旋转坐标系中, 经电感作用会使d、q 轴之间产生耦合。控制系统通过解耦可以单独控制id、iq。式 (6) 中, UdcSd、UdcSq分别为电网电压空间矢量Us在两相同步旋转坐标系下的d、q 轴分量, 可令Ud=UdcSd, Uq=UdcSq, 则有:

由式 (7) 可知, d、q 轴电流除受控制量Ud、Uq的影响外, 还受到交叉耦合电压ωLiq、-ωLid 扰动和电网电压Ed、Eq的扰动。因此单纯的d、q 轴电流负反馈不能实现解耦。为此引入前馈解耦控制[4]。采用前馈解耦控制即可实现由Ud、Uq分别独立控制两电流。此时有:

前馈解耦控制框图如图2所示。

2空间电压矢量 (SVPWM) 控制原理

2.1扇区判断

由图1根据功率管不同的开通和关断状态, 整流器有8种导通模式, 对应8个空间电压矢量状态 (000～111) , 矢量[5]分布如图3所示。

引入Clarke变换可把Ea, Eb和Ec变换到两相静止坐标系α, β中, 变换式如 (4) 所示。

如图3所示, 在两相静止坐标系α, β下, Uref在一个载波周期Ts中的作用效果可等效为UrefTs=UαTs+jUβTs, Uref所在的扇区由Uα和Uβ决定, 若Uref在第一扇区, 则由图3可知:Uβ>0且Uα/Uβ<3。同理可得Uref在其它扇区时的等价条件, 归纳总结可定义:

并令N=sign (X) +2sign (Y) +4sign (Z) , 其中sign是符号函数。则N与所属扇区的对应关系, 如表1所示。

2.2空间矢量作用时间的计算

以第Ⅰ扇区为例, 由图2可得:

当电压矢量所对应的开关管导通时, 有

undefined. (11)

由式 (10) 和 (11) 可得

同理可计算当Uref在其它扇区时的T1和T2。T1和T2求出后, 还要对其进行饱和判断, 若T1+T2>Ts, 则定义:

为了填补Ts和T1+T2之间的时间差, 在U1、U2逼近Uref的过程中需插入零矢量, 其作用时间为:T0=Ts-T1-T2。

2.3电压空间矢量的作用顺序

以第Ⅰ扇区为例, 合成第Ⅰ扇区相邻两个矢量分别为U1 (100) , U2 (110) 。若采用零矢量对称的插入法, 则三相桥臂导通情况, 如图4所示。转换顺序为:000→100→110→111→110→100→000。其它扇区开关矢量分配类似。

3仿真结果及分析

根据以上分析, 建立了三相电压型PWM整流器的电路模型, 利用MATLAB/Simpower工具箱搭建了电路的仿真模型, 系统的主要参数如下:直流电压600 V, 交流三相电源380 V, 网侧滤波电感5.5 mH, 直流侧支撑电容2 500 μF, 开关频率5 kHz。按上述原理搭建的SVPWM调制仿真模型如图5所示, 其中包括扇区计算模块, 相邻电压矢量计算模块, PWM产生模块。

根据电路的仿真模型, 通过对iq、PI等参数的调节[6], 可使得电网电流的相位超前电压的相位, 滞后电压的相位, 以及与电压同相位。在此仅给出同相位的波形。系统的输出波形如图6, 图7所示, 从图中可以看出, 系统既能达到稳定直流电压的目的, 又能实现单位功率因数整流, 且具有良好的动静态性能。

4结束语

本文对三相电压型PWM整流器从控制策略方面进行了研究。仿真模型验证了控制算法的正确性。

参考文献

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[5]谢宝昌, 任永德.电机的DSP控制技术及其应用[M].北京:北京航空航天大学出版社, 2005.

电压型变流器 篇5

与传统的二极管整流器和晶闸管整流器相比,三相电压型PWM整流器(PWM整流器)具有网侧交流电流低谐波、单位功率因数、直流侧直流电压恒定控制以及能量双向流动等优点,从而得到了广泛的应用和研究[1]。由于PWM整流器是一个典型的非线性多变量强耦合系统,对外界扰动和系统参数变化较为敏感,仅采用常规的线性控制很难获得理想的控制效果。为此,国内外学者先后提出了一些非线性控制策略用于PWM整流器的控制,如:滑模控制[2]、反馈线性化控制[3]、直接功率控制[4]、基于Lyapunov稳定性的控制[5]、基于无源性的控制[6]等,这些非线性控制策略不同程度地改善了系统的动态和静态性能,提高了系统的鲁棒性。

本文综合利用滑模控制和前馈控制的优点,设计了一种PWM整流器混合控制方案。仿真结果验证了所提控制策略的有效性和优越性。

2 PWM整流器数学模型

PWM整流器主电路拓扑结构如图1所示,

网侧电路采用三相对称的无中线连接方式,功率开关管桥路采用三相桥式全控整流电路,IGBT (insulated gate bipolar transistor)和续流二极管并联作为桥臂开关器件。

PWM整流器在两相同步旋转d-q坐标系的数学模型[1]为

$\{\begin{array}{l}\frac{\text{d}i{}_d}{\text{d}t}=\frac{1}{L}e{}_d-\frac{R}{L}i{}_d+\omega i{}_q-\frac{1}{L}u{}_d\\ \frac{\text{d}i{}_q}{\text{d}t}=\frac{1}{L}e{}_q-\frac{R}{L}i{}_q-\omega i{}_d-\frac{1}{L}u{}_q\\ \frac{\text{d}u{}_{\text{C}}}{\text{d}t}=-\frac{i{}_{\text{o}}}{C}+\frac{1}{C}(\frac{3}{2}F{}_{d}i{}_d+\frac{3}{2}F{}_{q}i{}_q)\end{array}(1)$

式中:Fd,Fq为整流桥d-q坐标系下的开关函数;ed,eq和id,iq分别为电网侧电动势和电流的d,q分量;ω为交流电源的角频率;ud=FduC,uq=FquC。

由式(1)可以看出,PWM整流器是一个典型的非线性多变量强耦合系统,含有状态变量和控制变量的乘积。当忽略整流桥路自身损耗,则PWM整流器交流侧有功功率与桥路直流侧功率相平衡,即

$\{\begin{array}{l}{\rm P}{}_{\text{a}\text{c}}=\frac{3}{2}(e{}_d-Ri{}_d)i{}_d+\frac{3}{2}(e{}_q-Ri{}_q)i{}_q\\ {\rm P}{}_{\text{d}\text{c}}=u{}_{\text{C}}i{}_{\text{o}}+u{}_{\text{C}}C\frac{\text{d}u{}_{\text{c}}}{\text{d}t}\end{array}(2)$

3 PWM整流器混合控制

3.1 控制系统的结构

PWM整流器的控制要求为:直流电压恒定、单位功率因数运行、良好的动态和静态性能以及对负载和系统参数扰动具有很强的鲁棒性。为了满足控制要求,提出一种混合控制方案,控制系统框图如图2所示。控制系统采用电压外环和电流内环组成的双闭环串级控制结构。

3.2 基于滑模控制的电流控制

电流内环控制的目的是通过控制Fd,Fq使得电流id,iq跟踪电压外环给定的idref,以提供直流侧所需功率和设定的iqref以获得给定的无功功率。在众多的滑模控制求解方法中,趋近律方法[7]具有设计过程简单,控制量易于求取的优点。下面采用趋近律方法设计两个滑模电流控制器。

选择的滑模面如下:

$\{\begin{array}{l}s{}_d=i{}_{d\text{r}\text{e}\text{f}}-i{}_d\\ s{}_q=i{}_{q\text{r}\text{e}\text{f}}-i{}_q\end{array}(3)$

选择指数趋近律,则可得到下面的方程

$\{\begin{array}{l}\frac{\text{d}s{}_d}{\text{d}t}=-k{}_{d}s{}_d-\epsilon {}_d\mathrm{sgn}(s{}_d)\\ \frac{\text{d}s{}_q}{\text{d}t}=-k{}_{q}s{}_q-\epsilon {}_q\mathrm{sgn}(s{}_q)\end{array}(4)$

式中,kd,kq和εd,εq均为大于零的常数。

参数kd,kq影响到达滑模面的时间,增大kd,kq可以提高响应速度,但是太大的kd,kq会导致趋向滑模面的速度过大,所以kd,kq的选取还要考虑实际系统的特点和性能要求。参数εd,εq影响相轨迹接近切换面时的趋近速度,取εd,εq足够小,就保证了趋近速度小,也就保证了抖振小;反之,εd,εq取得大,将导致强的抖振。

将式(1)、式(3)代入式(4)后,可求得控制量为

$\{\begin{array}{l}u{}_d=e{}_d-Ri{}_d+\omega Li{}_q-L\frac{\text{d}i{}_{\text{d}\text{r}\text{e}\text{f}}}{\text{d}t}-\\ k{}_{d}s{}_d-\epsilon {}_d\mathrm{sgn}(s{}_d)\\ u{}_q=e{}_q-Ri{}_q-\omega Li{}_d-L\frac{\text{d}i{}_{q\text{r}\text{e}\text{f}}}{\text{d}t}-\\ k{}_{q}s{}_q-\epsilon {}_q\mathrm{sgn}(s{}_q)\end{array}(5)$

3.3 基于前馈-反馈控制的输出直流电压控制

为了实现PWM整流器的单位功率因数运行,需要设定iqref=0。通过电流环的作用,稳态时iq=0,动态过程中iq的变化也比较小。忽略iq的影响,并在分析电压环时把电流环近似成一阶惯性环节,设其传递函数为Gi(s),这样电压环控制框图可以近似等效成图3所示,然后按照经典控制理论中的方法来整定PI调节器的参数。

图3中,PI控制器主要用来改善输出直流电压的稳态精度,为了改善输出直流电压的动态性能,图3中增加了负载电流前馈补偿环节。对于三相对称的交流电源,按d轴定向时,则有eq=0。在忽略iq的影响,且不考虑流过支撑电容的电流情况下,由式(2)可得按功率平衡原则确定的补偿量为

$i{}_{d2}=\frac{2}{3}\frac{u{}_{\text{C}}}{e{}_d-Ri{}_d}i{}_{\text{o}}(6)$

引入前馈控制后的输出直流电压调节性能比仅采用反馈控制的将得到显著提高,前馈-反馈控制能实现输出直流电压的高精度控制。

3.4 空间矢量调制

由式(5)得到两相同步旋转d-q坐标系的控制量后,需要将其变换成两相静止α-β坐标系下的参考电压矢量,然后采用空间矢量PWM使整流器的空间电压矢量跟踪电流内环输出的空间电压矢量,从而达到控制电流的目的。

4 仿真实验

为验证本文所提控制策略的有效性和优越性,利用Matlab软件对系统进行了仿真。系统仿真参数为:工频380V三相正弦输入,输出直流电压700V,单位功率因数运行,交流侧电感4mH,交流侧电阻0.1Ω,直流侧电容3300μF,额定功率28kW,最大功率56kW,开关频率10kHz。控制系统参数为:PI控制器中比例系数取1.2,积分系数取0.01;滑模控制器中kd和kq都取25,εd和εq都取3.0。负载电阻为无穷大,35Ω,17.5Ω,8.75Ω时(或负载电流为0,20A,40A,80A时),分别对应输出功率为0、二分之一额定值、额定值、最大值。

图4为系统带17.5Ω负载电阻时的启动响应波形。可以看出直流电压响应速度快,无超调,无稳态误差;输入电流为畸变很小的正弦波,且与电源电压相位一致。

图4~图8中最初的一段时间均为启动阶段,所带负载电阻有无穷大,35Ω,17.5Ω,8.75Ω等4种情况,可以看出带不同负载启动,直流电压均无超调。

图5为稳态波形。负载电流有0,±20A,±40A,±80A等7种取值,负载电流大于0时为整流工况,负载电流小于0时为逆变工况,负载电流突变时有一小段为动态过程,然后进入稳态。可以看出直流电压在整流和逆变工况下都有很高的稳态精度。

图6为负载突变时的动态响应波形。可以看出直流电压跌落或上升的值较小,恢复到稳态值的时间短,动态过程中无振荡;输入电流为畸变很小的正弦波,且整流工况时与电源电压相位相同,逆变工况时与电源电压相位相反;d轴电流和q轴电流能快速跟踪给定值,且有较高的精度。

图7为指定输出电压参考变化时的动态响应波形。系统所带负载电阻为8.75Ω。可以看出直流电压较好地跟踪了指令输出值,响应平滑;d轴电流和q轴电流能快速跟踪给定值,且有较高的精度。图8为网侧电源电压突变时的动态响应波形。系统所带负载电阻为8.75Ω。系统在额定电网电压下启动,后面的过程中电网电压突然上升20%或下降20%。可以看出直流电压跌落或上升的值较小,恢复到稳态值的时间短,动态过程中无振荡;d轴电流和q轴电流能快速跟踪给定值,且有较高的精度。

图9为参数不匹配时的波形。实际系统运行时,系统元件参数会有一定的漂移,本文考察了系统主参数电感L,电容C和电阻R偏离设定值时,系统的动态响应,控制系统参数同额定设定值。可以看出系统主参数的变化对系统的启动过

程和动态过程影响较小,对直流电压的稳态精度影响很小。

5 结论

本文提出的混合控制方案综合利用了滑模控制和前馈控制的优点。电流内环采用滑模控制方法,提高了系统对负载及系统参数扰动的鲁棒性。电压外环采用负载电流前馈控制与输出直流电压反馈控制相结合的方法,既充分发挥了前馈控制作用及时的优点,又保持了反馈控制能克服多个扰动和具有对被调量实行反馈检验的长处,使系统获得了良好的动态和稳态性能。

摘要：针对三相电压型PWM整流器的非线性特点,提出了一种混合控制方案。电流内环采用滑模控制,根据指数趋近律算法设计两个滑模电流控制器。电压外环采用负载电流前馈补偿和输出直流电压反馈控制的方法。采用空间矢量脉宽调制方法生成整流器的开关信号。仿真结果表明:系统不仅具有良好的动态和稳态性能,而且对负载及系统参数扰动具有很强的鲁棒性。

关键词：整流器,滑模控制,趋近律,前馈控制,空间矢量脉宽调制

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[1]张崇巍,张兴.PWM整流器及其控制[M].北京:机械工业出版社,2003.

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[6]乔树通,姜建国.三相Boost型PWM整流器输出无误差无源性控制[J].电工技术学报,2007,22(2):68-73.

电压型变流器 篇6

电压型PWM整流器能实现能量双向流动并且具有输入电流正弦性好、单位位功率因数、整流电路侧谐波含量低等特性, 经常被用于整流、交流传动和无功补偿、以及有源滤波等变流控制中。为了提高整流器控制性能, 国内外学者将各种控制方式应用于电压型PWM整流器, 除了传统的线性控制策略外, 近些年兴起的一些非线性控制策略, 如单周控制、Lyapunov控制、H-∞控制、无源控制等用于对电压型PWM整流器进行控制, 取得了很好的控制效果。基于无源理论的控制是一种本质上的非线性控制, 基于无源理论的控制是从能量的角度处理问题, 能够从全局定义, 实现全局稳定, 无奇异点, 对未知参数和未建模动态具有很强的鲁棒性。具有其它控制策略不可比拟的优点, 被国内外学者广泛关注。

对整流器的无源控制一般都是以阻尼注入的形式进行的, 反应速度会因阻尼注入变大而大加快, 稳态误差减小, 输出直流电压稳定性能变好, 但THD值较大, 反之亦然, 阻尼注入过小, 反应速度降低, 稳态误差变大, 但是THD值比较小, 所以如果注入定阻尼的话很难控制效果, 本文将研究注入变阻尼的无源控制技术, 采用跟踪微分器予以实现。通过仿真实验可以看出变阻尼注入能够进一步提高整流器的动静态性能。

1 电压型PWM主电路

电压型PWM整流器主电路如图1所示, 图1中uu=uv=uw, Su、S v、Sw为整流器开关函数, 将Sj定义为单极性二值逻辑开关函数, 令Sj=j=u、v、w=1时, 上桥臂导通, 下桥臂关断, 令Sj=0时下桥臂导通, 上桥臂关断;u DC为直流电压, R, L用于滤波。

2 电压型PWM整流器EL模型

为建立数学模型, 首先作理想假设, 电源设为三相平衡正弦电压;滤波电感是线性的, 且不考虑饱和;开关管为理想开关, 无损耗。将整流器在三相坐标系中的系统变量变换到两相同步旋转坐标系中, 经过变换整理可以得到电压型PWM整流器EL方程, u为系统输入:

其中, M=L000L0002C3, x=idiqu DC=x1x2x3, u=uduq0, J=0-ωLSdωL0Sq-Sd-Sq0, R=R000R00023RL

3 无源控制器设计及变阻尼注入

令系统的能量存储函数为:V=12x TMx, 根据无源理论, 可以证明该系统是无源的。得到无源控制率为:

本文采用跟踪微分器实现变阻尼的注入, 开始时注入较大阻尼, 结束时注入较小阻尼, 可以在开始时取较大值, 结束时取较小值。

4 仿真分析

由MATLAB仿真实验得到的仿真曲线如图2所示:

5 结论

本文采用跟踪微分器对电压型PWM整流器实现变阻尼注入, 从仿真结果可以看出, 系统启动速度很快, 启动过程平滑, 鲁棒性较强, 同时该系统能够实现单位功率因数、交流电流低谐波及直流电压恒定确定的平衡点。

摘要：通过跟踪微分器对电压型PWM整流器的无源控制器进行变阻器注入, 克服了定阻尼注入的缺点, 实验证明这种方法是可行的, 系统启动速度很快, 启动过程平滑, 取得了较好的控制效果。

关键词：PWM整流器,无源控制,研究

参考文献

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电压型变流器 篇7

1 控制方法分析

1.1 PWM整流控制方式

不断发展的PWM整流器有许多种控制方法,就电压型PWM整流器的控制方式[3,4]而言,主要分为间接电流控制和直接电流控制。间接电流控制是指通过控制整流器输入端电压,使其与电源电压保持一定的幅值相位关系,从而控制交流侧输入电流呈正弦波形,使装置运行在单位功率因数状态。直接电流控制通常在控制系统中引入实际的交流输入电流的反馈信号,将其与给定信号比较,通过对其误差的调节来控制器件的通断,使得在一定误差范围内,保证实际电流与给定信号的一致,形成电压外环和电流内环的双闭环结构。

由于幅相控制策略动态性能不好,电流调整能力不强,计算模块依赖参数精确性,稳态性能有偏差。而直接电流控制系统的稳态、动态性能好,因此得到了广泛应用,其主要分为滞环电流控制、预测电流控制、定频PWM控制等。其中,滞环PWM电流控制,能加速电流的响应,并能对电压外环控制的对象起改造作用,从而改善电压外环的性能。

1.2 PWM滞环电流控制方式

滞环电流控制是通过反馈电流if与给定电流ir进行滞环比较,将两者的偏差限制在设定的范围内,当反馈电流if<ir-0.5ih时,ih为滞环宽度,调制电路的输出使系统输入侧电流is增大;当if>ir-0.5ih时,调制电路的输出使系统输入侧电流is减小。这样不断进行滞环比较调节,使is始终跟踪给定电流ir,围绕给定电流波形作锯齿状变化,并将误差限制在滞环宽度范围内。若给定电流波形为正弦,滞环宽度ih恒定,则is的波形就会接近于正弦。

滞环PWM电流控制结构中无传统的电流调节器,而是一个非线性的滞环环节。当电流偏差超越滞环宽度时,主电路功率开关管切换,迫使电流偏差减小,是一种典型的非线性控制。

2 三相电压型PWM整流器系统

2.1 系统结构框图

按照三相电压型PWM整流器的工作原理组建了双闭环自动控制系统如图1所示,控制器采用TMS320F2812[5]。

2.2 系统主电路

系统主电路如图2所示。6个全控型器件由3个型号为SMK 100 GB 121 D的模块组成,电感IS=5 mH,C=2 200 μF,R=25 Ω,三相交流电压为70 V。驱动电路采用三菱公司生产的驱动模块M57962L,其内部具有退饱和检测和保护环节。

2.3 电流电压检测

采取控制回路和主回路的隔离,保证系统的稳定。对直流电压反馈采样时,用线性光耦LOC110进行隔离,直流电压检测调理电路为图3所示。数字控制部分只能识别正的电压信号,而采样的交流电压和交流电流信号是交流的,既有正半周又有负半周,要通过调理电路把采样的信号转换为DSP能够全部识别的信号。TMS320F2812片内A/D采样的输入电平范围为0~3 V,因此需要通过模拟采样调理模块,将采集信号经过适当的变换,得到DSP可以处理的0~3 V以内的信号。交流采样调理电路如图4所示,对传感器的输出电压进行隔离采样,将采样到的电压信号经运算放大器变换到-1.5~+1.5 V的电压区间内,最后再加上1.5 V的电压偏移量形成0~3 V的交流电压送到DSP。

2.4 软件流程图

PWM整流采用滞环电流控制,电压调节器选用PI调节,其软件流程如图5所示。

3 实验结果分析

为验证控制方式和控制策略的正确性,以TI公司的 TMS320F2812 EVM板为控制器,组建了三相电压型PWM整流器控制系统,实验系统框图如图1所示。实验参数IS=5 mH,C=2 200 μF,R=25 Ω,三相交流电压为70 V,电压反馈系数为α=0.01。整流输出额定电压为160 V,阻性负载功率为1 kW。稳态时电源电压和电流波形如图6所示,系统阶跃响应和负载跳变时输出电压的实验波形如图7所示。从实验波形可以看出:输入电流接近正弦,且和输入电压几乎同相位,系统具有良好的静态、动态性能。

4 结束语

文中采用PWM滞环电流控制,组建了一台1 kW的PWM整流电源。实验结果表明该系统具有较高的功率因数,输入电流接近正弦,对电网的谐波污染少,系统具有较好的稳态和动态性能。

摘要：根据PWM整流电路的工作原理,分析了PWM整流控制方式,采用滞环电流控制方式,以TMS320F2812为控制器组建了电压型PWM整流器双闭环自动控制系统。实验结果表明,该系统具有良好的静态、动态性能。为设计PWM整流器提供了一定的理论依据。

关键词：PWM整流,滞环电流控制,DSP

参考文献

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电压型变流器 篇8

三相电压型PWM整流器是并网技术和整流技术的核心,提高它的性能有着举足轻重的作用。就控制策略而言,目前实际应用较多的是直接电流控制,而直接功率控制(DPC)因其具有高功率因数、动态响应快、算法和结构简单等优点,引起了国内外学者的关注。

目前对DPC的研究大多集中在功率内环,通过对现有研究成果的总结,大体可以分为两大类:基于调制器的功率内环和无调制器的功率内环。无调制器的功率内环的研究有:对滞环DPC的改进,包括扇区的划分和开关表的优化以及模糊开关表的研究;基于输出调节子空间的直接功率控制(ORS-DPC);基于开关状态预测的功率控制。基于调制器的功率内环的研究有:功率前馈解耦控制;反馈线性化解耦控制;无源功率控制;滑模直接功率控制(SMC-DPC);预测直接功率控制(P-DPC)。其中P-DPC的性能尤为突出,兼有DPC响应速度快和直接电流控制电流谐波低的优点,具有很好的应用前景。文献[1]首先将预测理论应用在PWM整流器的控制上,文献[2]在文献[1]的基础上针对实际系统中的控制延迟设计了详细的控制延时补偿方案,文献[3]对电压矢量的选择和作用时间进行了分析,对文献[1]进行了优化。文献[4]针对预测功率控制对电感参数比较敏感的问题,为提高预测控制的性能,提出在线估算电感的预测功率控制方法,并通过仿真进行了验证。

目前对P-DPC的研究大都集中在提高稳态性能,没有考虑动态性能;再者,目前PWM整流器大多采用独立控制方式,负载扰动时直流环节动态响应较慢。为避免直流电压出现较大的波动,通常采用加大直流母线电容的方法,而大电容的引入必然会造成成本提高、体积增大及故障增多等问题。为解决这一问题,已有学者进行了相关研究,针对电流控制,文献[5-6]分别提出负载电流前馈控制和直接电容电流控制策略,改善了系统的性能[7]。对于功率控制研究较少,仅文献[8]从理论上对电容功率进行了分析。

本文分析了电压矢量对功率的作用机理,提出了划分动态扇区的方法;在P-DPC相关成果的基础上,提出了预测直接电容功率控制策略(P-DCPC)。对于功率内环,以电网无功功率和电容功率误差最小为原则设计指标函数,推导出电压矢量的作用时间,通过负载功率的反馈,实现对电容功率的快速直接控制;对于外环,通过建立电压平方外环PI调节器,引入负载功率,实现电容功率、网侧有功功率和负载有功功率的解耦。通过功率内环的预测控制和电压外环功率的解耦控制,实现了对电容功率的直接控制,提高了P-DPC的动态性能。最后通过对比仿真及实验,验证了此理论的有效性。

1 三相电压型PWM整流器数学模型

图1为三相电压型PWM整流器的拓扑结构,其在两相静止坐标系(等功率变换)下的数学模型可表示为

其中:us、is为网侧电压、电流矢量;ur为整流器侧电压矢量;R、L为电感内阻和电感值。

根据瞬时功率理论,系统的瞬时有功、无功功率可表示为

假设三相电网电压对称平衡,则有

对式(2)求导,并将式(3)、式(4)代入,得

将式(6)写成PI形式,设uD=u2dc,可以得到电压平方外环的设计公式为

若忽略整流器的损耗,从能量流动的角度看,网侧瞬时有功功率可表示为

2 预测直接电容功率控制策略

由式(5)~式(8)可知,直流侧电容功率的流动会引起直流电压的波动。对于电压外环来说,将负载功率与电容功率解耦,可消除负载功率扰动对电容功率的影响;对于功率环,若能控制pc=0或控制其变化率,则直流电容上没有能量流动,从而可以用较小的直流侧电容获得稳定的直流电压[8]。针对上述思想,本文以电容功率为控制目标设计控制器,提出直接电容功率控制策略。

2.1 传统预测直接功率控制

由式(5)的预测功率模型可知,瞬时功率的变化率与当前时刻的系统参数、功率、电网电压及开关状态有关。表1为不同开关状态下的电压矢量作用表。每个控制周期Ts内,选用不同的电压矢量作用可以得到不同的功率变化。

P-DPC的控制目标是在一个控制周期结束时功率的误差Ep、Eq为最小,定义指标函数W为

以指标函数最小为约束条件即可求出各矢量作用时间。以上是P-DPC的控制思想[1,2,3]。

2.2 预测直接电容功率控制

本文的功率预测模型如式(11)所示。

对式(10),不同的ui可得到不同的功率变化。

对于每个控制周期Ts,不同的ui组合作用,可得到Ts时间内功率的变化量为

由直接电容功率控制思想可知,对功率控制的最终目标有两个:1)使流过电容的功率近似为零,从而使功率直接由整流器输送到负载;2)使从网侧吸收的无功功率近似为零,从而实现网侧单位功率因数控制。因此按下式设计指标函数W,使单控制周期Epc、Eq变化最小。

2.3 电压矢量选择

电压矢量的选择决定着系统的性能[9]。文献[1-2]以稳态时“开关损耗最小”为原则,划分12(或6)扇区,选择两个相邻的电压矢量和一个零矢量进行作用。文献[3]分析指出上述选择会出现矢量作用时间为负的情况,系统出现大量低次谐波。本文在文献[1-3]的基础上,进一步研究电压矢量对功率的作用机理,划分了动态分区。

设电网电压三相对称,则

经等功率变换得到

以电压矢量u1为例,令式(5)作用为0。

整理得u1作用下功率增减分界线为

同理,可得ui作用下功率增减分界线为

如图2所示,实线为三相静止坐标轴,虚线和点划线分别为有功、无功作用增减分界线,功率作用分界线将坐标系划分出与p、udc有关的动态的18个扇区。为实现功率的精确控制同时保证谐波最小应满足两点要求:1)每个扇区内要选择可使有功、无功增大和减小的电压矢量;2)选择的电压矢量要满足“开关损耗最小”原则。由图3进一步分析可知,文献[1-2]矢量选择方法没有满足1),文献[3]的解决措施只是在出现负的作用时间后对矢量重新选择,没有从根本上解决问题,并且目前的电压矢量选择都是针对稳态性能而言,没有考虑动态性能。

为满足上述两点要求,同时保证系统动态性能和稳态性能,本文采用动态18扇区、三电压矢量(主矢量、副矢量、零矢量)选择法,矢量选择如表2。根据伏秒平衡原则,将每个矢量作用时间平均对称分配,进一步减小功率的脉动。

设Ts/2时间内三个矢量的作用时间分别为t1,t2,t0,对于式(12),n=2,结合指标函数(13),得到各矢量的作用时间,如下式所示。

3 仿真及实验分析

根据P-DCPC设计方法,搭建控制仿真结构图,如图3所示。模型中Pload Observer模块为负载功率及其变化率的观测模块,在不同的负载条件下此模块的设计方法不同,这里研究线性电阻负载条件下P-DCPC的性能,负载功率模块由负载电流与电容电压得到。

仿真参数见表3,t=0.4 s时突加200Ω负载。

图4是传统P-DPC与采用动态扇区的P-DPC电流频谱对比,分析的电流波形为0.2~0.6 s时间段的A相电流,包括0.4 s负载突变这一动态过程。对比可以看出,改进后的谐波大多分布在开关频率及其倍频附近,低频谐波明显减少。

进一步验证本文提出的P-DCPC的性能,与改进后的P-DPC进行对比,仿真结果见图5、图6。

由图5、图6可以看出,P-DCPC不仅能够保证网侧单位功率运行,而且在负载突变时能够实现快速调整,与P-DPC相比具有更好的动态性能。

为了验证P-DCPC实际动态性能,搭建实验平台进行实验验证,采用TI公司的TMS320F2812作为控制芯片,采用富士公司的7MB150N-120型IPM作为整流模块[10],调压器输入相电压60 V,直流电压给定为200 V,负载为150Ω,稳态时突加负载100Ω,直流电压动态响应的实验波形见图7。可以看出,P-DCPC比P-DPC有更好的动态性能。

4 结论

本文针对P-DPC的不足,分析了电压矢量对功率作用机理,采用划分动态扇区的方法,解决了矢量作用时间为负时低频谐波问题;为进一步提高动态性能,设计了一种预测直接电容功率控制方法,通过电压平方外环和预测功率内环的设计,对电容电压与负载功率进行解耦,实现了对电容功率的直接控制。仿真和实验验证了本文的方法具有更好的稳态性能和动态性能。

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