变流系统

变流系统（共7篇）

变流系统 篇1

1 智能变流调速系统的概念及组成

就现有的状况而言, 我国目前大型矿山运用的运输系统还是传统的电阻式的调速电机车, 这种运输方式虽然在一定的程度上降低了劳动力度, 但是其自身却具有线路长、岔道多, 且接头处的电阻大等缺陷问题, 导致在运输的过程中电压的波动幅度太大, 运输车启停的次数太多, 增加了企业的生产成本。为了能够更好地解决这一问题切实的降低企业能耗, 缩小成本支出, 我们正在积极地进行研发智能变流调速运输系统, 以便投入到生产的一线, 解决现在矿山运输难的问题。所谓的智能变流调速系统主要是针对传统的电阻系统而言的, 可以使矿山运输车根据实际的路况及运输的过程进行智能的调速, 以便有效提高运输效率。目前研发的智能变流调速系统主要是由以下几个方面组成的:

(1) 司机控制器。这是系统的重要操作系统, 在实际的运输的过程中, 司机通过对实际的观察进行实际的操作, 并向中心系统传输信号指令, 以便智能系统能够及时地对操作过程进行调整, 从而有效提高运输的安全与效率。

(2) 微机板。这是系统的核心部分, 外界的指令信号通过微机板进行汇集, 微机处理器经过分析处理后再向不同的系统进行数据输出, 这样就可以使运输车按照实际的情况具体的进行调整。同时微机板也是整个运输车的核心技术, 没有微机板就不能进行有效的数据输入与输出。

(3) IGBT模块。这一系统的主要功能是根据微机板发出的信息指令进行电压调控, 从而有效的牵动电动机进行工作, 保证运输车平稳有效的运行。这样就可以使运输车一直以实际可行的电压数进行工作, 避免传统的电压波动大的问题的发生。

(4) 同时系统还包括了主接触器、牵引电动机、制动电阻及传感元件等其他重要的组成部分, 通过互相的作用于配合, 使智能变流调速系统的电动车更加有效的运行, 极大地提高运输效率, 降低企业的成本支出。

2 智能变流调速系统的工作原理

智能变流调速系统的工作主要是通过操作控制司机控制器的来实现了对整个电机运输车的启动、调速、换向、制动以及电源的通断的控制, 同时通过智能微机板的自我调控开技术的分析处理实际遇到的情况, 输出正确的指令信号, 以指挥矿山运输车进行运行。总的来说, 其工作的原理主要可以分为牵引控制、制动控制这两个方面。

2.1 牵引控制工作原理

牵引控制工作主要是实现运输车的前进与倒退功能, 它的工作原理主要表现为:首先是将司机控制器这一实际操作系统放置到前进或者是倒退的功能项上, 然后将牵引工具处于准备的状态上、微机板处于初始工作的状态, 这样当直流的主控器闭合了后, 主回路也就接通了。此时再把牵引工具置于到牵引的位置后, 微机板就自动进入到了牵引的工作状态之中, 通过顺时针的转动手柄, 位移传感器就开始向微机板输出控制信号, 经过微机板的分析处理后再向电子的开关驱动板输出控制信号, 这样电机车就可以开始运作了。一般来讲, 电压越高, 电机车的牵引力就会越大, 从而运行的速度也会越快。在智能交流调速系统中的牵引工作之中, 系统还有一个巨大的优势就是电流的互感器与电压的互感器对主线回路的电流、电压及电动机的反电动势具有动态的检测功能, 这样就可以即时的将采集到的电流电压信号反馈给微机板, 然后微机板通过数据分析就可以对电动机进行有效的保护。

2.2 制动控制工作原理

制动控制主要是当电机车需要进行停车的时候使用, 它的工作原理主要表现为:首先转动制动工具到制动的位置上, 然后微机板就可以进入到了制动的工作状态之中, 同时我们还需要通过司机控制器操作柄来切断电机车的电源, 这样电机车的反电势通过续流管和电子开关就可以开始对接入的制动电阻进行制动操作了。此时再逆时针的转动制动手柄, 位移传感器就开始向微机板输出制动信号, 经过微机板的分析处理后再向电子的开关驱动板输出控制信号, 这样电机车就成功的制动了。一般来说, 电压越高, 电机车的制动力就会越大, 从而制动的速度与效率也会越高。

3 智能变流调速系统在矿山运输方面的重要作用

智能变流调速系统作为现代智能化运输的一个重要技术支撑, 其发展的水平与好坏也会严重影响矿山运输工作的发展。

3.1 是改进矿山运输的基础

随着人们生活观念的转变和科学技术的发展, 现矿山运输中对于智能变流调速系统的应用越来越广泛, 传统的电阻式的调速电机车已不再符合人们的需求, 需求庞大、功能齐全的智能变流调速系统电机车为了矿山运输的首要选择, 要想使智能变流调速系统能够正常稳定的运行, 我们就必须要保证其涉及的多项技术都能够安全达标, 智能变流调速系统可以说是矿山运输系统完善的重要基础支持。

3.2 可以提高矿山运输安全功能

在智能变流调速系统之中, 安全防范的措施相对于传统的电阻式的调速电机车而言有了很大的改进, 多个子系统相互之间是互相联系相互协调, 提高了安全防范系统的可靠性与严密性, 更好的提高了矿山运输的安全。

3.3 可以节省企业生产成本, 提高企业效率

智能交流调速系统的电机车在一个空车进、重车出的循环之中相对于传统的电阻式的调速电机车来比较可以节省31.3%的电量, 这就可以降低矿车运输的能耗量, 从而减少企业在这方面的资金支出, 提高运输的相对效率, 增加企业的资金利用率。

3.4 节省维修时间

在智能的变速调速装置之中, 我们可以根据矿山运输的实际情况进行有针对性的调控设计, 对于不同的系统我们也可以通过接线或是设置参数来实现系统之间的协调运作, 这样就可以降低智能变流调速系统的电机车调试与维修的复杂度, 提高维修的效率, 从而节省了矿山运输车的维修时间。

4 加强智能变流调速系统在智能变频调速系统中的应用的有效措施

智能变频调速系统作为现代智能变频调速系统发展的一个重要的方向, 随着社会的发展其利用效率越来越高, 为了能够在实际运输生产之中切实的加强智能变频调速系统的发展, 我们必须要做好智能变频调速系统的保障工作, 不断提高其涉及的各项技术水平, 满足智能变频调速系统发展进步的需求, 不断提高矿山运输的效率, 降低企业的生产成本。

4.1 经济方面的注意事项

在智能变流调速系统设计的过程中对于经济效益要进行充分的考量, 矿山运输电机的经济实用性是其选择的重要依据, 我们在实际的工作中, 一定要尽可能地选择经济性价比高、合乎智能矿山运输电机系统趋势高的变流调速设计方案, 保证所有的矿山运输电机都是安全可靠且经济实惠的, 从而降低企业成本, 保障矿山生产的经济效益。

4.2 设计方面的注意事项

我们在矿山运输车的设计过程中一定要充分考虑智能变流调速系统的设计方案, 要按照脚踏实地、实事求是的原则进行实际的设计, 切不可盲目追求不切实际的目标。若是我们在设计的过程中强行的追求不切实际的设备功能及先进性要求, 不仅会给企业的资本带来巨大的难题, 而且还会使设计脱离现状的要求, 从而增加了工程的难度。因此我们在进行智能变流调速系统的过程中一定要遵循项目的实际要求, 选择合适的设备、系统及技术, 有效的保障矿山运输车的工作质量。

4.3 人才保障方面的注意事项

创建专业的运输团队, 提供技术人员的技能水平和业务素质。现在矿山作业中的一个重要的弊端就是技术人员参差不齐, 业务水平有高有低, 不能够满足矿业发展的要求。因此当前加强矿山运输完善的一个重要举措是就是加强专业人员的培养, 创建专业的运输团队, 实现技术化、科技化运输, 从而从根本上解决人员弊端问题。

4.4 技术操作方面的注意事项

严格按照智能变流调速系统电机车的操作规范, 全面落实操作的流程, 以保证运输进度稳定有序。在矿车运输的过程中, 对于智能变流调速系统电机车的操作规范和作业流程, 我们必须要全面的掌握, 不可有一丝的疏忽, 如在制动控制的操作之中, 制动柄必须要达到准确的位置之后才能进行操作, 我们在实际的操作之中就必须掌握好这一规范要求, 以有效的调高制动的速度, 保证工作效率与安全。

5 结语

经过多年的研究与改造, 现在的智能变流调速系统得到了进一步的完善, 矿山运输系统的现状也得到了大大的改进, 为了在以后的工作中进一步的提高智能变流调速系统的应用, 促进矿山运输系统更加的发展完善, 我们必须对其进行研究, 加大研究投入力度, 从而提高矿山运输系统的工作效率, 提高企业的效益, 降低企业成本支出。

参考文献

[1]郭丽梅, 郑贵翔.智能变流调速系统在矿山运输系统中的应用[J].有色冶金节能, 2011, 02:45-48.

[2]卫俊乐, 等.智能变流调速在井下14t电机车控制系统中的应用[J].电世界, 2013, 06:22-23.

[3]胡建成.变频调速技术在矿山运输中的应用[J].企业技术开发, 2012, 13:88-89.

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变流技术在电机拖动系统中的应用 篇3

变流技术是指利用电力电子器件对电能进行控制和转换的技术, 电能的转换与控制包括整流、逆变、斩波、变频等方面的控制。变流技术是工业企业电气化与自动化中一门非常重要的应用技术。工业应用中常要求电动机能实现快速的可逆控制, 既能正转或反转, 又能作为电动机或发动机运行, 利用变流技术并合理选用相应的电力电子器件, 可以实现电机四象限运行, 并拖动负载运行满足工业要求。自20世纪90年代中期以来, 电力电子器件逐渐形成以绝缘栓双极型晶体管IGBT为主体的局面。到目前为止, IGBT管已发展到了第四代产品, 兆瓦以下功率电力电子器件IGBT为首选器件。而在兆瓦以上大功率场合, 门极可关断晶闸管GTO为首选器件, 功率更大场合可使用光控晶闸管。

1 应用方案一

1.1 利用晶闸管桥路供电, 控制电动机的正/反转

采用两组变流桥的可逆电路, 两组晶闸管变流电路反并联组成可逆拖动系统, 可以方便地实现电动机正/反向调速运行, 并能够实现发电反馈制动, 此时电动机的电磁转矩变成制动转矩, 把电动机轴上的机械能变成电能送回电网。两组变流电路可用同一交流电源供电, 采用反并联连接。电气控制原理图如图1:

1.2 直流拖动系统控制原理分析

当电动机磁场方向不变时, 正转时由I组电桥供电。反转时由II组电桥供电, 任何时候只允许一组桥路工作, 另一组桥路阻断, 这样不会产生环流。电机四象限运行情况如下, 其中α为控制角、β为逆变角、Em为电机电动势、Ud为输出负载电压。

第一象限:电机正转, 电机作电动运行, I组桥工作在整流状态, II组桥不工作, 此时, 第一象限中I组桥晶闸管控制角α1<90°, 且Em<Udα。

第二象限:电机正转, 电机作发电运行, II组桥工作在逆变状态, I组桥不工作, 此时, 第二象限中II组桥逆变角βII<90, 且Em>Udβ。

第三象限:电机反转, 电机作电动运行, II组桥工作在整流状态, I组桥不工作, 此时, 第三象限中II组桥控制角αII<90, 且Em<Udβ。

第四象限:电机反转, 电机作发电运行, I组桥工作在逆变状态, II组桥不工作, 此时, 第四象限中I组桥逆变角βI<90, 且Em>Udα。

电机四象限运行图如图2:

由此可知, 四象限的运行主要在于控制每组晶闸管的控制角α大小。利用单结晶体管触发电路或正弦波触发电路或锯齿波触发电路控制触发脉冲发出时刻, 使α移相范围在0-90°间实现整流, 在0-180°间实现逆变。若采用带晶闸管涡流制动器调速装置工作的交流绕线型应用电动机, 改变晶闸管移相角而变换涡流缺点器的励磁电流, 也可以控制电动机的正反转速度。

2 应用方案二

2.1 利用VVVF的调速装置, 实现电机变压变频调速

VVVF调速装置适用于鼠笼型感觉电动机, 通过改变感应电动机的定子电压、频率而控制电动机的转速。这种V/F控制在改变频率的同时控制变频器输出电压, 使电机磁通保持一定, 在较宽范围内, 电动机的效率, 功率因数不下降。将变频器作为各类生产设备内电机的供电电源, 根据异步电动机的工作原理, 实现变频调速。多用于通用变频器、风机、泵类机械的节能运转及生产流水线的工作台传动, 空调等家用电器也采用V/F控制的变频器。三相异步电动机变频调速传动与直流电动机调速传动相比具有单机容量不受限制、体积小、重量轻、动态响应好、转动惯量小、维护简单、节约能源等优点, 通过三相异步电动机变频调速传动能实现节能、实现高精度的速度转矩控制、实现高速传动。

2.2 变频器的构成框图及各部分的作用

变频器电路构成框图如图3:

各部分作用如下:

主回路:包括变流器部分, 平滑回路, 逆变部分。给异步电动机提供调压调频电力变换。变流器部分起整流作用, 将工频50HZ交流电变成直流电, 实现交-直变换。逆变器部分起逆变作用, 将直流电再次变为可调频率的交流电, 实现直-交变换。平滑回路部分当电机处于再生制动状态时, 将再生到直流侧的能量消耗一部分, 使直流电侧电压保持在许可范围内。

控制回路:包括运算回路, 电压/电流检测回路, 速度检测回路, 驱动回路, 保护回路。为变频器主回路提供通断信号。运算回路是将外部的速度、转矩等指令同检测回路的电流、电压信号比较运算, 决定变频器的输出电压、频率。电压/电流检测回路的作用是与主回路电位隔离, 检测电压、电流。

驱动回路:驱动主回路元件导通, 关断。

速度检测回路:检测异步电动机的速度。

保护回路:检测主回路的电压、电流等, 当发生过载或过流等异常时, 为了防止变频器和异步电动机损坏, 使变频器停止工作或抑制电压、电流。

2.3 控制原理分析

感应电机动的转速为n和电流频率为f, 电动机极对数为p、转差率为s。已知电动机转速公式n=60f (1-s) /p, 从上式可知, 改变电机三相定子电流频率f, 可改变电动机的输出转速n。只需要把变频器输出电压作为电机供电电压即可实现变频调速;另一方面, 即使在低速时电动机的输出转矩也要保持在额定值以上, 此时, V/F=恒定值。所以在控制电动机电源频率的同时, 控制变频器输出电压。变频的同时也改变了三相笼型异步电机供电电压。若采用中频电子电力变频器作为中频交流供电电源, 利用变流技术先将工频交流电通过可控整流变为直流, 再通过逆变电路将直流信号变为频率可调的交流电, 通过这种交流-直流-交能的电能变换, 一般可节电30-50%, 被广泛应用于通风机、空调器、泵的电机拖动系统内作为供电电源, 利用变频器作为供电电源效率高达95%, 长期工作效果更显著, 并且变频变压使电机从小到大同步起动, 起动电流限制在额定电流以内, 升速平稳。停车时可作能耗制动, 停车比发电机时间快。同时具有无噪音、无振动, 消除了噪声与污染, 控制方便的优点, 是发电机无法比拟的。

3 结论

利用变流技术, 合理选择控制角或逆变角, 可实现电机正/反转控制。近年来更多地使用高效、节能的电气设备, 同时需要提高电机的工作效率。利用变流技术, 合理选择晶闸管, 并且通过电机的变频调速可以满足用户要求。由晶闸管组成的变流装置具有功率放大倍数大, 可达10000以上;快速响应好, 为毫秒级;功耗低、效率高、节能效果显著;体积小, 无噪音, 无火花磨损, 维护方便, 可靠性高等优点。例如在各大钢铁行业上的主轧机, 开卷机和卷取机中的主拖动电机, 通常选用了变频调速电动机。国内外为节能, 在调速及自动化方面已经普遍利用变流技术实现对电机变频调速。

摘要：利用变流技术, 通过晶闸管可控制整流和逆变电路, 实现电机拖动系统中电机正/反转调速;利用变流技术, 亦可将变频器作为三相异步电动机供电电源, 实现电机变频调速, 达到节能的目的。

关键词：变流技术,电动机,正/反转,变频调速

参考文献

变流系统 篇4

根据风力发电机的运行特征和控制技术可以把风力发电技术分为恒速恒频(CSCF)风力发电技术和变速恒频(VSCF)风力发电技术。变速恒频技术具有能量转换效率高、电力系统的调节能力及稳定性好、能实现柔性并网操作、可减小励磁电源的容量等优点。

变速恒频技术风力发电系统有多种形式,其中双馈发电系统最具有优势:能使定子输出电压频率恒定,还可以参与电网的无功调节、实现柔性并网[1]。要实现双馈风力发电系统的变速恒频控制,主要是通过励磁变频器,也就是励磁电源对转子励磁的控制来实现。根据双馈风力发电系统的特点可以归结出励磁电源的要求如下[2]:能量的双向流动;优良的输出/输入特性;对电网故障的适应能力、隔离电网故障对发电机的影响;开关损耗小。双PWM变流器存在结构与控制简单、成熟、可靠、成本低,控制性能好的优点。

本研究主要探讨双馈风力发电系统的PWM变流技术研究。

1 双PWM变流器的数学模型及控制策略

变速恒频双馈发电机发电系统采用双馈异步发电机定子挂网,转子通过三相变频电源实现交流励磁[3]。当发电机转速n随风速改变时,应控制发电机转子励磁电流频率f2,使定子输出频率(f1=pn/60+f2)恒定,实现变速恒频发电[4]。

风力反馈发电系统中发电机的3个运行状态(亚同步、同步、超同步),两个PWM变流器交替在整流、逆变之间切换。当亚同步运行时,网侧PWM变流器工作在整流状态,转子侧PWM变流器工作在逆变状态,功率从电网通过双PWM变流器输入发电机转子。当超同步运行时,转子侧PWM变流器工作在整流状态、网侧PWM变流器工作在逆变状态,功率从发电机转子通过双PWM变流器回馈至电网,从而实现发电机转子滑差功率的双向流动。

1.1 双PWM变流器的数学模型

风力双馈发电交流励磁用双PWM变流器主电路如图1所示,本研究主要分析网侧PWM变流器的控制[5,6,7]。

设三相电网电压平衡,根据网侧变流器的拓扑结构,其静止坐标系下的数学模型如下:

$\{\begin{array}{l}u{}_a=Ri{}_a+L{\rm P}i{}_a+S{}_{a}u{}_{\text{d}\text{c}}+u{}_{no}\\ u{}_b=Ri{}_b+L{\rm P}i{}_b+S{}_{b}u{}_{\text{d}\text{c}}+u{}_{no}\\ u{}_c=Ri{}_c+L{\rm P}i{}_c+S{}_{c}u{}_{\text{d}\text{c}}+u{}_{no}\\ C{}_d{\rm P}u{}_{dc}=S{}_{a}i{}_a+S{}_{b}ib+S{}_{c}i{}_c\end{array}(1)$

这里定义三相整流桥的开关函数Sa,Sb,Sc为:

$S{}_k=\{\begin{array}{l}1,\text{上}\text{桥}\text{臂}\text{开}\text{通},\text{下}\text{桥}\text{臂}\text{关}\text{断}\\ 0,\text{上}\text{桥}\text{臂}\text{关}\text{断},\text{下}\text{桥}\text{臂}\text{开}\text{通}\end{array}$

其中,k=a,b,c,正常工作时,上下桥臂只有一个开通。

经过3s/2r坐标变换,得到同步旋转坐标下的数学模型:

$\{\begin{array}{l}u{}_d=Ri{}_d+L\frac{\text{d}i{}_d}{\text{d}t}-\omega {}_{e}Li{}_q+u{}_{d1}\\ u{}_q=Ri{}_q+L\frac{\text{d}i{}_q}{\text{d}t}-\omega {}_{e}Li{}_d+u{}_{q1}\end{array}(2)$

1.2 电压矢量控制策略

整理式(2),可得到整流器前端电压方程式为:

$\{\begin{array}{l}u{}_{d1}{}^{\cdot }=-(Ri{}_d+L\frac{\text{d}i{}_d}{\text{d}t})+\omega {}_{e}Li{}_q+u{}_d\\ u{}_{q1}{}^{\cdot }=-(Ri{}_q+L\frac{\text{d}i{}_q}{\text{d}t})-\omega {}_{e}Li{}_d\end{array}(3)$

根据式(3),可得到电压矢量控制的系统原理图,如图2所示。

2 电压空间矢量调制

2.1 空间矢量合成原理

三相电压PWM变流器不同开关组合时的交流侧电压可以用一个模为2Udc/3的空间电压矢量在复平面上表示出来,如图3所示。其中,有6个有效空间电压矢量(Ui,i=1,2,…,6)和两个零矢量(U0,U7),这8个电压矢量是离散的,而参考电压矢量却是连续的,如果开关频率足够高,则可以以一个开关周期内的平均值为标准进行等效。每个矢量切换区间都是以零矢量(000)开始和结束,中间的零矢量为(111);每个区间虽有多次开关状况的切换,但是非零矢量的顺序保证每次切换只涉及一个开关器件[8]。如图3所示,给定电压可以由临近的两个空间矢量合成。通过分配电压空间矢量的作用时间,形成PWM脉冲波,以实现对给定电压的追踪。

2.2 扇区的确定

通常情况下,根据公式tan γ=Uα/Uβ,可计算得到角度γ,由角度γ来确定扇区。由于反三角函数的计算比较复杂,所以本研究通过逻辑判断来确定扇区。

设:

$A=\{\begin{array}{l}1,\text{s}\text{i}\text{g}\text{n}(U{}_{\alpha })=1\\ 0,\text{s}\text{i}\text{g}\text{n}(U{}_{\alpha })=-1\end{array}$;

$B=\{\begin{array}{l}1,\text{s}\text{i}\text{g}\text{n}(U{}_{\beta })=1\\ 0,\text{s}\text{i}\text{g}\text{n}(U{}_{\beta })=-1\end{array}$;

$C=\{\begin{array}{l}1,U{}_{\beta }/U{}_{\alpha }\le \sqrt{3}\text{s}\text{i}\text{g}\text{n}(U{}_{\alpha })\text{s}\text{i}\text{g}\text{n}(U{}_{\beta })\\ 0,U{}_{\beta }/U{}_{\alpha }>\sqrt{3}\text{s}\text{i}\text{g}\text{n}(U{}_{\alpha })\text{s}\text{i}\text{g}\text{n}(U{}_{\beta })\end{array}$。

由图3,并根据电压V在分布图中的8种情况,可得到真值表,如表1所示。

基于真值表,通过如图3所示的卡诺图逻辑简化法可以得到Y1,2,0的逻辑表达式:

$Y{}_2=\overline{B}‚Y{}_1=\overline{C}+\overline{A}B+A\overline{B}‚Y{}_0=\overline{A}B\overline{C}+ABC+A\overline{B}\overline{C}$

2.3 开关矢量及作用时间的确定

对于所有扇区的参考电压空间矢量,通过下式计算得到开关矢量的作用时间[4]:

$U{}_{\text{r}\text{e}\text{f}}=U{}_{\alpha }+jU{}_{\beta }=\frac{t{}_k{U}^{\prime }{}_{\text{d}\text{c}}e{}^{jn\text{π}/3}+t{}_{k+1}{U}^{\prime }{}_{\text{d}\text{c}}e{}^{j(n+1)\text{π}/3}}{{\rm T}{}_s}(4)$

式中$U^{\prime }{}_{\text{d}\text{c}}=\sqrt{2/3}U{}_{\text{d}\text{c}}$;tk和tk+1—参考电压空间矢量所在扇区的前后相邻的两个控制状态的作用时间;n=0,…,5分别对应于扇区Ⅰ,Ⅱ,Ⅲ,Ⅳ,Ⅴ,Ⅵ。

由式(4)得到tk,tk+1和t0的表达式如下:

$t{}_k=\frac{U{}_a\sin \frac{(n+1)\text{π}}{3}-U{}_{\beta }\cos \frac{(n+1)\text{π}}{3}}{\sin \frac{\text{π}}{3}{U}^{\prime }{}_{\text{d}\text{c}}}{\rm T}{}_s$

$t{}_{k+1}=\frac{U{}_a\sin \frac{n\text{π}}{3}-U{}_{\beta }\cos \frac{n\text{π}}{3}}{\sin \frac{\text{π}}{3}{U}^{\prime }{}_{\text{d}\text{c}}}{\rm T}{}_s$

t0=Ts-tk-tk+1 (5)

这里,对于扇区Ⅰ,Ⅲ和Ⅴ,t1=tk,t2=tk+1;对于扇区Ⅱ、Ⅳ和Ⅵ,t1=tk+1,t2=tk。

得到t0/4、t1/2、t2/2和t0/2后,通过输入计数器便可产生与abc三相分别协调的PWM波,对应每扇区的控制时序如表2所示。这里采用7段式合成方式,后3段矢量及其作用时间与前3段关于中间零矢量(111)对称。

当负载或三相电源在短时间内变化幅度比较大时,ΔIs的幅度将比稳态时大得多,致使t1+t2>Ts。所以,为维持开关频率恒定,过调制时电压空间矢量只由两相邻电压矢量合成,零矢量不发生作用。将t1和t2乘以一个衰减系数得到t′1和t′2,使得t′1+t′2=Ts,即:

t′1=t1Ts/(t1+t2),t′2=t2Ts/(t1+t2),t′0=0 (6)

3 仿真结果

本研究利用Matlab/Simulink软件对风力双馈发电机用双PWM变流器的电压矢量控制策略进行了仿真。三相电压型PWM变流器系统的仿真模型如图4所示。

在本研究中,仿真参数给定如下:三相电压幅值Ua=Ub=Uc=110 V;直流输出参考电压为360 V;逆变外加电动势为365 V;输入电感L=7.8 mH;直流输入电容1 880 μF;开关频率f=20 kHz;输出功率为1 000 W;直流侧电动势及线路有效电阻RL=3 Ω;电压环比例系数Kpv=0.15;电压环积分系数Kiv=0.02;电网频率为50 Hz;电流环比例系数Kpi=5;电压环积分系数Kii=0.005。

网侧变流器整流状态时a相电流和电压的波形图如图5所示,图中的电压和电流的相位差为0,说明这时由电网向PWM变流器输入功率因数为1的有功功率。网侧变流器从整流状态向逆变状态转变时的a相电流电压波形图如图6所示,由图可以看到电流电压的相位差从0°～180°变化,功率因数实现了从1到-1的转变。

4 结束语

本研究对双馈风力发电机用双PWM变流器在控制策略方面进行了研究。提出了用逻辑判断来确定扇区,又引入了逻辑函数的卡诺图化简法,对算法进行简化。通过Matlab软件的Simulink工具,完成了双PWM变流器的空间矢量控制策略的仿真,验证了该算法的有效性和正确性。

摘要：为了研究双馈风力发电系统的双脉宽调制(PWM)变流器的控制策略,分析了双PWM变流器的主电路拓扑,建立了基于三相静止坐标系和两相同步旋转坐标系的数学模型,给出了变流器的电压矢量控制方案。研究了电压空间矢量脉宽调制(SWPWM)技术,并利用逻辑函数的卡诺图化简法来判断扇区。在Matlab/Simulink环境下对其进行了仿真研究,其结果表明双PWM变流器是理想的励磁变频电源。

关键词：双脉宽调制变流器,矢量控制,逻辑函数化简,空间矢量脉宽调制

参考文献

[1]王锋,姜建国.风力发电机用双PWM变换器的功率平衡联合控制策略研究[J].华北电力大学学报,2006,26(22):134-139.

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[8]李谦,李永东.三相PWM整流器闭环控制研究[J].电气传动,2007,37(11):18-21.

变流系统 篇5

1 直驱式风力发电变流系统概述

双PW M全功率变流器是目前投入商业化运行的直驱式风力发电系统中使用范围最广的变流器。在风力发电技术研究起步比较早的欧美国家, 双PW M全功率变流器控制技术已经成熟。以双风力PW M全功率变流器为变流器, 发电机采用永磁同步发电机是直驱式风力发电系统比较常见的配置。与变流器相对应, 目前最常用的的变流器拓扑是如图1所示的变流器拓扑及其变型。其工作原理是:首先, 由永磁同步电机产生幅值和频率都变化的交流电, 经过机侧变流器转换成直流电, 待直流电经过支撑电容滤波和稳压后输送给网侧变流器, 最后, 通过网侧变流器转换为频率和幅值稳定的交流电馈入电网。

通过实践中对图1所示的变流器拓扑及其变型几种拓扑的对比分析, 发现这几种拓扑的性价比程度都差不多。然而, 考虑到长远的发展, 随着风力发电机的运用范围逐渐扩大, 发电机的维护简易性和性能可靠性对发电机发展越来越重要。因此, 虽然国外对双PW M变流器控制的研究已经比较成熟了, 但是对大型直驱式风电系统变流器的研究还是会不断深入, 根据实际检验挑选出最符合实际需要的拓扑。国内的相关研究机构和企业应该抓住这一机遇, 不断研发自己的核心直驱式技术, 提高直驱式风电系统的性能, 争取在将来的风电技术发展中占有一席之地。一般来说, 控制直驱式风力发电变流系统拓扑的基本原则就是:在尽可能提高单台变流器容量的前提下, 采用变流器的多重化并联技术。

2 直驱式风力发电变流系统拓扑控制策略研究

2.1 基于功率模块并联的变流器扩容方案

要构建大功率的机侧变流系统, 关键在于突破单变流器容量。通过并联数个功率模块, 可以提高系统的容量。由于并联功率模块各自拥有独立的驱动电路, 即使进入功率模块的是同一路驱动脉冲, 各功率模块实际的开关动作时刻仍不可避免地存在一定微小差异, 不同功率模块输出电流存在较大的瞬时差异, 导致各并联功率模块的单变流器扩容方案可能存在瞬间电流峰值超限、器件致损的缺陷。要对这个问题进行控制和避免, 就要需要在并联功率模块间额外串入交流电感来对并联功率模块之间输出电流存在的瞬时差异, 即动态环流进行抑制。功率模块并联的数量是限制的, 当数量超过一定限度时, 就会对主电路结构的对称性产生影响。因此, 要进一步扩大系统容量, 就要从变流器并联入手, 研究变流器并联的方案。

2.2 基于变流器并联的系统扩容方案

2.2.1 网侧变流器系统扩容方案分析

网侧变流器在系统中起着稳定母线电压的作用。网侧变流器对电流的无功、有功功率进行控制, 以保证向电网输送的电流符合要求。

将两网侧变流器直接并联主电路拓扑如图2所示, 将数个变流器并联时, 可以借助错时矢量调制技术现谐波对消, 大大减小注入电网的电流谐波。

网侧变流器并联时会出现零序环流的问题, 即当数个变流器的主电路参数和控制存在一定差异时, 会导致变流器发生过电流保护。要控制零序环流就要从根本上消除零序环流, 切断零序环流通路。主要有两种方法, 一是采用多绕组变压器, 侧隔离两变流器的交流;一是采用独立的直流电源。

2.2.2 机侧变流器并联的系统扩容方案

机侧变流器采用矢量控制, 提高电机使用频率的稳定性。机侧变流器控制电机转速及电机电流波形, 并实现最大转矩/电流比最优控制。通过机侧变流器的控制, 能使发电机电流几乎为正弦, 有效解决由低次谐波和同步电抗所带来的效率低、输出功率低等问题, 提高电机的功率因数, 在设计系统时可减小发电机及变流器的设计容量。机侧变流器并联的设计方案如图3所示:

与网侧变流器不同, 机侧变流器与电机直接相连, 没有交感电流通过。当处于同一拓扑的变流器开关动作不一致时就会导致直流电母直接短路。通过在交流侧额外加入适当大小的交流电感可以抑制这种现象的发生。然而这种解决方法存在一定的缺陷:一方面这种方案必然会使系统主电路复杂化, 加大系统运转的工作量, 带来加大维护难度、噪音、机体发热等问题。另一方面, 这种方案采取两台变流器交流侧和直流侧分别相连的方法, 必然会导致零序环流。要同时解决机侧变流器直流瞬间短路和零序环流, 一个简单有效的解决方案是增加永磁同步发电机定子绕组相数, 对变流器交流侧之间进行电器隔离。

3 结语

综上, 可以采取并联功率模块和并联变流器的变流系统拓扑方案来增大直驱式风力发电变流系统的容量。采用功率模块并联扩大单台变流器容量的方案简单易行, 但是对并联数量有所限制, 功能作用一般。利用变流器并联的方案, 操作难度大, 系统的方案设计比较复杂, 但是可以进一步扩大系统容量, 减小注入电网电流谐波。

参考文献

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[2]申洪, 王伟胜, 戴慧珠.变速恒频风力发电机组的无功功率极限[J].电网技术, 2003.

变流系统 篇6

关键词：永磁同步发电机,双PWM变流器,矢量控制,最大功率跟踪

1 引言

风能因其储量丰富，分布广泛，可以有效减少环境污染，提高能源安全性，促进低碳产业的经济增长，是我国可以进行战略开发的可再生能源。在风力发电技术的发展过程中，变速恒频风力发电正逐步取代恒速恒频风力发电成为研究的热点，该发电技术具有风能转换率高、实用性强的优点。而随着永磁同步发电机研制的重大突破，其结构简单、体积小、重量轻、损耗小、可靠性高的特性在风力发电领域得到充分发挥，进而推动了永磁直驱式风力发电技术。其中，双PWM变流器拓扑结构已经成为永磁直驱式风力发电系统的主流电路拓扑结构。本文介绍了永磁直驱式风力发电系统变流器的工作原理，建立了其数学模型，进而推导出了单位功率因数并网变流器的控制思想。建立了永磁同步电机的数学模型，并引入电流矢量控制技术中的id=0的控制方式。通过转速外环和电流内环的双闭环控制策略实现了系统的最大风能捕获。仿真结果验证了本文采用的控制策略的正确性，整个系统具有良好的动静态性能，能够在不同风速下稳定运行。

2 网侧变流器控制策略研究

永磁直驱式风力发电系统的双PWM型变流器拓扑结构采用2个用全控型功率开关器件IG-BT构成的三相全桥式变流器，分别称为机侧变流器和网侧变流器。网侧变流器通过整流为机侧变流器提供了稳定的直流电压，并负责实现单位功率因数的并网控制;机侧变流器利用直流环节电压作为直流电源逆变出控制永磁电机所需要的电流，保证风力机在最佳叶尖速比状态下运行。

2.1 三相电压型整流器的数学模型

三相VSR在两相同步旋转坐标系中的数学模型如下式所示[1,2]:

可以看出，控制ud和uq就能达到控制id和iq的目的。但id和iq的控制又存在着相互耦合的关系，无法实现对id和iq的独立控制。为此采用状态反馈法进行解耦[3]，文献[3]引入了id,iq的前馈解耦控制，并使用PI调节器对电流环进行控制。由此得出三相VSR在dq坐标系下直接控制电流的电压指令由下式给出：

式中：ud*,uq*为dq坐标系中的网侧VSR指令电压;id*,iq*为dq坐标系中的网侧VSR指令电流。

这种前馈控制算法实现了id*,iq*的解耦控制，并且通过PI调节运算获得了三相VSR交流侧指令电压矢量U*(ud*,uq*)。考虑到跟踪的电流指令为与电网电动势同频率的三相对称正弦波电流，则id*,iq*在dq坐标系中均为直流量，因而采用PI调节器均可实现id,iq的无静差调节。

2.2 网侧变流器控制策略

本文研究的永磁直驱式风力发电系统网侧变流器工作在单位功率因数逆变状态，不但减小了对电网无功功率的需求，也相对降低了系统对变流器容量的要求。实现变流器在单位功率因数逆变状态下运行的控制策略，可通过变流器在两相同步旋转坐标系中的功率理论导出。按照电网电压矢量定向，将电网电压矢量定向在坐标系d轴上，则其在q轴上的投影uq=0，由功率理论可知，网侧变流器在dq坐标系中送入电网的有功功率和无功功率分别为

由式(3)可以看出，调节交流侧输出的电流在d,q轴上的分量，就可以独立地控制网侧变流器馈入电网的有功和无功功率，也就是控制了功率因数。在单位功率因数状态下，无功功率Q为零，应保证q轴电流为零;而d轴电流直接决定了有功功率P的大小。因此采用网侧变流器的双闭环控制策略，即外环为直流电压控制环，主要作用是稳定直流侧电压，外环的PI调节器输出作为d轴电流给定值;内环为双电流控制环，主要作用是快速跟踪电压外环输出的有功电流以及给定的无功电流值，实现快速的电流控制。根据以上分析，给出永磁直驱式风力发电系统网侧变流器控制策略结构如图1所示。在电网侧提取三相电压和电流值，经abc-dq变换产生控制环PI调节所需的各直流变量，使调节器输出变流器交流侧指令电压矢量在d轴和q轴上的分量，再经过一次dq-αβ变换产生指令电压矢量在α轴和β轴上的分量。运用SVPWM技术控制算法[4]产生网侧变流器所需的触发脉冲，控制功率开关器件的通断，进而实现变流器单位功率因数并网运行。

3 机侧变流器控制策略研究

永磁同步电机是采用高磁能积永磁材料励磁的一类电机，具有效率高、结构简单、易于控制等优点。随着电力电子技术的发展和钕铁硼(NdFeB)等高性能永磁材料的出现，人们不断研制出价格更低廉、体积更小、性能更高的永磁电机。

3.1 永磁同步电机数学模型

假设磁路不饱和，在空间磁场呈正弦分布，不计磁滞和涡流损耗影响条件下，采用id=0的PMSM转子磁场定向控制，转矩的大小只与定子电流的幅值成正比，实现了PMSG的解耦控制[5]。这时，PMSG电压方程为

式中：usdusq分别为等效的交、直轴电压;ωe为转子旋转的电角速度，rad/s;Rs为每相定子绕组的电枢电阻。

电磁转矩为

式中：np为永磁电机的极对数。

根据旋转物体的力学定律，电机运动方程为

式中：Tm为电机转子的机械转矩，N·m;ωr为电机转子角速度，rad/s，ωr=ωe/np;J为电机的转动惯量，kg·m2。

3.2 机侧变流器控制策略

在机侧变流器控制策略上仍采用跟踪指令电压矢量U*的SVPWM电流控制技术。式(4)说明永磁同步电机定子电流分量isd,isq也相互耦合，这给电流控制器的设计造成了一定困难，为此也采用文献[3]引入的状态反馈法进行解耦，并使用PI调节器对电流环进行控制。由此得出机侧变流器在dq坐标系下控制电流的电压指令为

式中：u*sd,u*sq为dq坐标系中的机侧VSR指令电压;i*sd,i*sq为dq坐标系中的机侧VSR指令电流。

根据永磁直驱式风力发电系统的工作原理，对于一定的风速发电机必须运行在一个对应的转速才能实现最大风能捕获，因此本文采用转速外环和电流内环的机侧变流器控制策略。即将测得的风速vw ind送入MPPT模块，输出的转速ω*即为发电机的给定转速。其与发电机实际转速ω之差经转速外环PI调节器调节后的输出值为发电机定子电流矢量q轴分量的给定值i*sq，按照id=0控制原理，d轴的给定电流i*sd应为零。利用传感器技术采集发电机abc三相定子电流并进行abc-dq变换，得到的isd,isq作为电流内环PI调节器的输入反馈。最后按照式(7)进行电流前馈解耦，即可得到dq坐标系下的机侧VSR指令电压u*sd,u*sq，再经过一次dq-αβ变换产生指令电压矢量在α轴和β轴上的分量。再运用SVPWM技术控制算法产生机侧变流器所需的触发脉冲，控制功率开关器件的通断，控制发电机转矩，进而调节转速实现最大风能捕获运行。机侧变流器控制策略结构图如图2所示。

4 仿真建模和结果分析

4.1 仿真建模

根据双PWM变流器拓扑结构，搭建起永磁直驱式风力发电系统的主电路，用三相对称交流电源模拟电网，与网侧电抗器连接。并将风力机仿真模型、永磁同步发电机仿真模型、机侧变流器控制仿真模块、网侧变流器控制仿真模块以及SVPWM仿真模块连接起来，即得到永磁直驱式风力发电系统整体仿真模型，如图3所示。

4.2 试验参数计算

仿真实验采用额定容量为2 MW的永磁直驱式风力发电系统，网侧变流器直接并入线电压有效值为690 V的电网。风力机的额定风速为12 m/s，电机模型输入负转矩就成了永磁同步发电机，每相定子绕线电阻Rs=0.005 5Ω，每相定子绕线电感Ld=Lq=Ls=2.3mH，电机极对数np=30，永磁体磁链Ψf=7.5Wb，转子转动惯量J=8 759 kg·m2，摩擦系数F=0。计算电感和电容参数时，按额定电压(电流)的20%选取最大电压(电流)波动幅值。

4.2.1 直流母线电压的选取

网侧变流器输出的相电压限峰值em=udc/3。也就是说要想获得相电压峰值em，母线电压必须满足：。把em=563V代入得母线电压取值范围：udc≥975 V。考虑一定的电压裕量选取母线电压为1 200 V。

4.2.2 网侧电感的选取

电网相电压峰值：

电网相电流峰值：

由文献[1]知要满足系统4象限运行条件并网电感：

即

要满足瞬态电流跟踪指标的条件并网电感：

所以

综合两取值范围，取网侧电感Lg=0.2mH。

4.2.3 直流侧电容的选取

设DImax为流入电容电流的最大变化量有效值，电压外环的最大惯性时间为Tmax，直流侧电压允许波动的最大值为Dudc max。网侧变流器电压外环的最大惯性环节时间常数Tmax=Tv=τv+3Ts=0.010 6 s[1],Ts为一个PWM开关周期0.000 2 s，则满足要求的电容值范围：

考虑到对泵升电压的抑制需要，取电容值为0.04 F。

4.3 仿真结果分析

使用上述仿真模块进行仿真，仿真时间为4 s，该过程中永磁直驱式风力发电系统波形如图4～图13所示。

由图4可知，0 s开始风力机受到7 m/s的风速作用，1 s时刻风速增加到10 m/s，低于额定值;2 s时刻风速增加到14 m/s，高于额定值;3 s时刻风速再次降到10 m/s，仿真至4 s结束。为了验证系统在恶劣环境下的运行情况，在3 s时刻风速下降的斜率设的非常大。从图5可看出，发电机能以较小的超调量跟随给定转速。从图6～图8可以看出，风速变化时风力机送入发电机的转矩变化，发电机定子绕组的电流也随之变化。当输入转矩增大时定子电流矢量的q轴分量isq线性增大，随着转速的增大电流频率也线性增大;定子电流矢量的d轴分量isd波动后总是稳定在零附近，说明很好地实现了永磁电机isd=0的控制。

由图9可以看出，当风速变化时网侧变换器能很好地稳定直流侧电压，电压波动值较小，且动态响应速度快，除风速变化时刻外都能稳定在1 200 V。满足了机侧变流器对直流电压的要求。

图10～图13为电网侧电压、电流波形，随着发电机馈入电网的功率不断变化，电流幅值也跟着变化，频率与电网电压始终保持一致。其中的电压、电流相位互差180°，实现了单位功率因数控制，无功功率输出在零附近震荡。有功电流的变化基本不影响无功电流，反之亦然，这表明变流器控制系统很好地实现了电流前馈解耦。

5 结论

本文根据永磁直驱式风力发电系统的特点，分析了机侧和网侧变流器各自的作用。网侧变流器通过整流，为机侧变流器提供了稳定的直流电压，并负责实现单位功率因数的并网控制;机侧变流器利用直流环节电压作为直流电源，逆变出控制永磁电机所需要的电流，保证风力机在最佳叶尖速比状态下运行，通过对网侧变流器的数学模型进行分析，给出了网侧变流器的电流内环、电压外环的双闭环控制策略及两相旋转坐标系下变流器的电压控制指令表达式。实现了电机定子绕组有功和无功的解耦控制。通过仿真分析，本文所建立的永磁直驱式风力发电系统仿真模型能较好地模拟实际的风力发电系统，通过在不同风速条件下对仿真结果的比较、分析，验证了永磁直驱风力发电系统变流器控制策略具有极高的实用性。

参考文献

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变流系统 篇7

关键词：采煤机,四象限变流器,同步PI解耦电流控制,牵引变频器

0 引言

采煤机是煤矿企业的重要生产设备,其安全稳定运行是煤矿生产的重要保障,采煤机在刮板输送机上往复行走进行采煤工作,主要依靠牵引变频器作为驱动力,一般采用1台或2台通用型(整流单元为不控整流桥二极管)牵引变频器[1]来驱动。对于这类依靠牵引变频器来驱动的采煤机具有如下的缺点:①2台牵引电动机运行不同步、负荷不平衡。②对于有较大倾角的采煤工作面,向下运行时需要足够大的制动力,同时采煤机工作过程中经常性出现急停产生的制动能量,往往需要采用外加制动单元的方案来解决,造成能耗大,故障率高,防爆性差,且占用采煤机电控箱内有限的空间[2]。③采煤机供电电压往往波动较大,严重时高达-30%~35%,造成二极管整流桥的牵引变频器中间直流电压波动较大,严重影响采煤机的正常运行。④采煤机牵引变频器在运行过程中产生的谐波会危害整个采煤机的安全运行,造成电网功率因数低[3,4]。⑤采煤机电控箱内密闭的环境要求牵引变频器具有很好的散热性;采煤机工作时会产生强烈的振动和冲击,要求牵引变频器有很好的抗振能力[5]。要解决上述问题,就要将采煤机牵引变频器改换成四象限变流器,研究其驱动控制系统,通过适当的脉冲控制方法实现其能量的双向流动,使制动能量回馈电网,改善输入电流波形,提高功率因数,消除谐波污染,实现节能环保,稳定中间直流电压,提高采煤机牵引的控制性能、安全性,降低故障率。为此,根据采煤机运行特点和应用要求,兼顾技术先进性和工程实用性,笔者设计了全数字化智能控制的高性能采煤机牵引四象限变流器驱动控制系统。

1 系统组成及硬件电路设计

1.1 系统组成

采煤机牵引四象限变流器驱动控制系统由滤波单元、输入电抗器、IGBT功率单元、滤波支撑电容、DSP控制系统、驱动电路、各种信号检测电路及人机接口组成,如图1所示,三相交流输入电源通过四象限变流器在整流工况运行时,输出稳定的直流电压,并提供给逆变器,带动采煤机向左或者向右运行;当采煤机瞬间停车或者下坡运行时,四象限变流器通过逆变工况运行将制动能量回馈电网。

1.2 DSP控制系统

DSP控制系统如图2所示,系统核心芯片采用TMS320F28035定点DSP,利用TMS320F28035丰富的外围接口、12位高精度片内AD,完成四象限变流器驱动控制系统各种检测信号采样、PWM脉冲及保护状态信号输入。DSP控制系统是整个四象限变流器驱动控制系统的核心部分,其主要由DSP数字系统、模拟量输入电路、IGBT驱动电路、人机接口电路及电网电压相位/频率/相序检测[6]、缺相保护电路等部分组成。DSP数字系统由TMS320F28035、外部端子数字量输入信号等组成,它能完成各种数字计算,外部端子控制,四象限变流器的启停控制、运行等功能。模拟量输入电路主要由网侧电压、电流和直流电压检测与调理电路,IGBT温度检测与调理电路等组成。电压、电流检测电路主要是将强电信号转换为弱电信号,供DSP进行数字采样。IGBT驱动电路将DSP系统发出的SVPWM信号转换为可驱动IGBT的脉冲信号,同时当IGBT发生短路或过流故障时,向DSP控制系统反馈故障信号。人机接口电路主要由CAN通信电路、上位PC机显示电路及操作键盘组成,可以通过键盘设定各种给定指令和参数,如实现四象限变流器的启动与停止,给定中间直流电压值等;可以显示四象限变流器的各种状态,并记录四象限变流器的历史运行故障。

1.3 硬件电路

1.3.1 网侧电流检测电路

网侧电流的检测对四象限变流器驱动控制系统十分重要,其值将作为同步PI解耦电流控制时的指令电流,检测的可靠性与精度是首要考虑的指标。按典型功率45kW考虑,在三相平衡系统中,线电压为380 V,每相最大电流不超过100 A,考虑到一些裕量,选用TBC100EH3型三相交流电流传感器来检测网侧电流。TBC100EH3型三相交流电流传感器初次级绝缘分辨率为1 000∶1,测量范围为300A,可用于测量直流、交流和脉冲电流,其额定输出电流有效值为20mA,电源电压为±15V。

网侧电流检测电路如图3所示,电源的三相线分别从传感器的3个测量孔中穿过,传感器的M1、M2、M3分别为三相的测量电流输出。由于是三相平衡系统,三相电流调理电路一致,图中给出了其中一相电流调理电路。各相电流检测值输出经过磁珠(抑制高频干扰与尖峰)后流过采样电阻,使电流信号变为电压信号,然后经过TL082运放调理,使输出电压在0~3.3V,最后经过DAN217箝位保护后输入DSP的AD口。

1.3.2 网侧电压和直流电压检测电路

网侧电压值也作为同步PI解耦电流控制的指令,实现解耦算法。检测的网侧电压,其线电压额定值为380V,故选择电压传感器的型号为TBV10/25A,该型号传感器初级与次级绝缘,可用于测量直流、交流和脉冲电压,额定输入电流为10mA,输出电流为25 mA,电源电压为±15 V。网侧电压三相检测电路是一致的。网侧电压两线电压的检测电路如图4所示。两线电压经过传感器输入侧限流电阻R5接入,经过采样电阻R8后变为电压信号,然后经电容滤波后由TL082运放调理运算后输入DSP的AD口。

直流电压的值作为同步PI解耦电流控制的外环控制反馈指令,使四象限变流器输出稳定的直流电压,直流电压检测电路与网侧电压检测电路相同,只是输入限流电阻R5和采样电阻R8的值不同。

1.3.3 电网电压相位、相序、频率检测电路

电网电压频率、相位、相序的值作为同步PI解耦电流控制中SVPWM算法运算的参数,使四象限变流器回馈电网时能准确并网,检测电路如图5(a)所示。输入交流三相电压经过隔离变压器变换为5V,其频率、相位与电网一致,然后经电容滤除高频谐波,输入到由TL082运放构成的过零比较器,左侧2个反并联二极管为输入级保护,经过过零比较器后,变为同频率同相位的方波(图5(b))。方波信号经过滤波稳压管稳压后,送入74LS14(六路施密特触发反相器),进行2次反相的信号为SX1、SX2、SX3,对SX1、SX2、SX3进行整形,最后经过箝位保护后送入DSP的捕获口。

由于DSP自带高精度捕获口,且具有相位计数模式,依据输入的3路方波信号,可很方便计算出电网电压的频率、相位,用于判断正、逆相序及进行缺相检测。

1.3.4 IGBT温度检测电路

四象限变流器驱动控制系统安装在采煤机密闭的电控箱里面,本身是自然冷却,依靠安装在采煤机水冷系统外壁上来加强散热效果,但工作时温度会急剧升高,即使由采煤机外壳加强散热,长期使用,冷却效果仍不理想,会使系统温度过高,从而损坏驱动控制系统,所以,须对IGBT温度进行检测。IGBT温度检测采用PT100温度传感器来完成,检测电路如图6所示,PT100与系统散热器表面充分接触,当四象限变流器驱动控制系统温度发生变化时,PT100的阻值也随之变化,利用检测电路可以测得阻值的变化,从而测得驱动控制系统的温度。图6中TL431构成稳压电路,提供精准+5 V电压,运算放大器TL082和电阻组成一个200mA的恒流源电路,利用恒流源将PT100的阻值转换为电压信号,再利用AD620调理信号后,将信号送入DSP的AD口进行转换。整个温度检测电路将实时反馈四象限变流器IGBT的温度情况,利用DSP可实现实时监测与温度保护。

1.3.5 IGBT驱动电路

针对45kW的四象限变流器驱动控制系统,驱动电路的IGBT型号为FF300R12ME4,这是第4代IGBT,该IGBT的电感低,开关损耗低,进一步优化了软开关特性,其封装两端接线结构简化了主回路电气连接。IGBT驱动电路如图7所示,选择配套的驱动板2SP0115T,直接焊接到IGBT上,只需设计外围电路,便可使用,采用光纤直接与DSP控制系统连接,使得系统更加稳定可靠。

2 同步PI解耦电流控制算法

四象限变流器驱动控制系统同步PI解耦电流控制算法[5,6]如图8所示,取q轴电流i*q为0,直流电压为外环控制,计算出同步旋转坐标系下交流电流d轴的指令值i*d,通过id的控制实现直流电压无静差控制。检测网侧三相电压和三相电流,经坐标变换计算出该电流的d、q轴分量id、iq,计算出该电压的d、q轴分量ed、eq及相位,通过2个单独的PI控制器,计算出对应电感上的电流变化,实现解耦。通过内环电流环控制实现四象限变流器交流侧电流波形和相位的直接控制,用于快速跟踪参考电流值,实现电压、电流、相位的控制。最后计算四象限变流器交流输入侧IGBT桥臂中点电压的d、q轴分量vd、vq,通过坐标变换,再经过空间矢量脉宽调制(SVPWM)[6,7,8,9]算法得到控制开关管的触发脉冲。

3 系统软件设计

四象限变流器驱动控制系统程序主要由主程序、AD定时器中断服务程序、捕获中断服务程序、CAN通信中断程序、波形发生器中断服务程序等组成。系统主要程序流程如图9所示。

主程序主要完成初始化变量和数据设置、特殊功能寄存器和外部事件管理寄存器的初始化设置、各种中断设置、开中断等功能,以及完成外部端子的信号采样,管理四象限变流器的启停、CPU的复位信号,输出故障信号等。

CAN通信中断程序主要完成与操作键盘的通信,将四象限变流器驱动控制系统的运行状态、故障信息发给键盘显示,同时接收键盘的设置命令。捕获中断服务程序主要完成电网相位、相序和频率的采样计算。波形发生器中断服务程序主要完成周期寄存器和占空比的更新、占空比的计算及SVPWM波的生成输出。AD定时器中断服务程序主要完成以下工作:①三相交流电流与电压、直流电压、IGBT温度采样的计算。②完成死区补偿、波形发生器周期寄存器值的计算,相位累加值及过载、过流值的计算等。③完成同步PI解耦电流控制算法的计算。

4 实验研究

为了验证四象限变流器驱动控制系统的可靠性,对其进行了实验研究,系统主要参数:额定功率为45kW,输入三相交流电压为AC380V,调制频率为5kHz。四象限变流器额定功率整流工作时,网侧相电压、相电流和整流输出直流电压波形如图10(a)所示,从图10(a)可以看出,直流电压稳定在DC672V,输入相电压和相电流同相位,功率因数接近1,网侧电流波形变得明显正弦化,谐波含量大大减小。四象限变流器逆变回馈电网时,网侧相电流、相电压及中间直流电压波形如图10(b)所示,从图10(b)可以看出,直流电压稳定在DC672V,输入相电压和输出相电流相位反向,功率因数接近-1,电流波形也明显成正弦波。可见四象限变流器整流工况和逆变工况工作稳定,谐波含量低。

5 结语

针对采煤机牵引四象限变流器特点,设计了全数字化智能控制的高性能采煤机牵引四象限变流器驱动控制系统。该系统具有电路简洁、模块化强、参数设置灵活、动态性能好、能量双向流动的特点。现场调试结果表明,系统在整流工况工作时,可输出稳定的直流电压,能够适应波动范围较大的输入电源;在逆变工况工作时,制动能量能快速回馈电网,无需外加制动单元,实现了采煤机的快速制动,为采煤机提供持续的制动力,提高了采煤机牵引运行的控制性能和可靠性,具有较好的工程应用推广价值。

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