双变流器（共4篇）
双变流器 篇1
0前言
现阶段双馈式风电机组在大型并网型风电机组中, 占据主流[1]。对于双馈发电系统, 当电机转速低于同步转速时, 变流器从电网吸收功率输出到电机转子;当转速高于同步转速时, 变流器从转子吸收能量输送到电网。双馈式风电机组的运行要求变流器能够实现能量的双向高质量流动。双馈式风电机组安装的位置及其恶劣的运行环境[2], 决定了双馈变流器将面临众多严峻的挑战, 其中桥臂间、相间或对地短路是其中之一。双馈电机使用滑环碳刷, 当碳粉没有及时清理或清理不完全时, 将产生变流器的相间或对地短路;外部环境气候的急剧变化将导致凝露的发生, 进而引发短路;雷击破坏绝缘引起短路;双馈发电机绝缘损坏引起短路;控制系统故障引起桥臂间短路等。双馈变流器运行环境的特殊性, 面对的复杂多变的电网条件, 以及连接使用滑环碳刷的双馈电机, 这些因素都决定双馈式风电变流器的短路工况发生几率高、强度大, 因此双馈变流器的过流保护需谨慎设计。
1 双馈式风电变流器短路保护要求
通常将IGBT的过流工况分为Ⅰ型短路过流和Ⅱ型短路过流, 前者是指IGBT从阻断状态直接进入短路状态, 发生这种情况的原因是IGBT开通于一个已经短路的负载回路中, 一般是由于负载短路或桥臂的另一IGBT尚未关闭;后者是指IGBT从正常导通进入短路。IGBT短路时, 并不会立即损坏, 随着电流迅速增大, 引起芯片热应力急剧上升。当芯片结温达到约250℃时, 掺杂硅片将变为本征态;而当硅片温度达到铝硅共晶态温度约580℃时, 硅片表面铝电极的触点铝将迁移到硅片里, 进而迁移到PN结, 导致芯片阻断能力的彻底失效;而当硅片温度达到约900℃时, 硅片将完全烧毁。而当芯片温度达到900℃, 或是在580℃时发生了铝迁移, 保护IGBT就已经不可能。
过流保护的根本在于IGBT进入过流工况后, 在其安全可控的时间段内及时切断电路。国内外对变流器的过流保护进行了较多的研究, 文[3]提出了IGBT变流器过流保护的方法, 主要分析介绍了IGBT应对Ⅰ型短路过流的驱动电路设计;文[4]虽然提出了系统级的过流保护策略, 依靠软件采样电流值, 判断是否过流, 由于软件不可能时刻对电流采样, 在两次电流采样之间, 该方法存在过流保护空白时间段, 因此不适合双馈式风电变流器的特殊工况。双馈式风电变流器过流保护所面临的特殊性, 主要体现在如下几方面:
1) 双馈式风电机组存在故障电压穿越问题, 其中主要是低电压穿越。当发生低电压穿越时, 变流器电流比正常运行的电流值大很多。例如某型双馈式风电机组, 正常运行时变流器电流约为300 A, 在低电压穿越时, 运行电流可达800 A。采用常规的过流保护, 可能会将正常的低电压穿越工况误当过流工况。如果将过流保护电流值按照低电压穿越时的电流来设定, 正常运行时发生的过流可能因为过流保护阀值过大而不能及时得到保护, 最终造成变流器或外网电路部件损坏。
2) 双馈变流器直接驱动发电机的转子, 而转子对地的寄生电容比定子对地的寄生电容大10倍以上[5], 因此, 双馈变流器的共模电流远大于常规变流器。目前, 我国双馈发电机的生产制造及质量控制还不成熟, 发电机本身的共模电流较大。某双馈式风电机组共模电流如图1所示, 虽然共模电流有效值只有几个安培, 但其峰峰值达到约200 A。共模电流叠加在相电流上, 可使相电流瞬时值较高, 触发过流保护。
3) 双馈变流器机侧发生对地短路时, 短路回路如图2所示。该回路经过箱式变压器的次边绕组、网侧电抗器和机侧电抗器, 回路电感较大, 电路的di/dt较低 (经实际测试, 某型机组对地短路时电流的di/dt约为30 A/μs) 。此种情况下, 短时间内既不能触发IGBT驱动电路板上的Ⅰ型短路保护功能, 也不能触发依靠电流传感器测量的过流保护。而当电流达到能够触发过流保护时, 其过流时间已经足够长, 可能使IGBT损坏。如果过流保护阀值设定低一些, 保护虽然能早一些动作, 却又不能满足低电压穿越的正常工况要求。对于此种短路保护, 传统的保护方法已经不适用。
4) 双馈式风电机组多位于电网末端, 大功率运行时, 电网电压较高, 通过长期观察发现, 满功率运行时, 690 V的电网电压可升高到740V左右, 加上严格的并网谐波限制, 使得变流器的中间直流电压需设定到1 100 V左右。这对于1 700 V电压等级的IGBT, 容易发生关断过电压。双馈式风电机组有低电压穿越的特殊要求, 在发生低电压穿越时, 大量能量从转子流向变流器, 使变流器中间电压进一步升高, 甚至达到1 400 V, 该工况下, IGBT更容易发生关断过电压。关断过电压可使IGBT失效, 进而发生Ⅰ型短路故障。从以上分析可知, 如果不采取特殊措施, 双馈变流器发生Ⅰ型短路故障的几率将比常规变流器大得多。
从以上列举的四种短路工况可知, 双馈式风电变流器和双馈风力发电机系统, 有其特殊的运行要求, 传统的保护方法, 已不能满足其短路保护的要求。
2 适用于双馈变流器的短路保护
双馈变流器运行工况的特殊要求, 决定其短路保护不同于常规变流器, 需多种保护功能共同作用, 才能很好实现保护功能。这些保护功能包括:退饱和保护, 关断过压保护, 软件过流保护, 硬件过流保护, 熔断器保护。
2.1 退饱和保护
退饱和是指IGBT电流过大, 退出饱和区, 一旦退出饱和区, IGBT会承受全部外部电压, 此时IGBT的压降显著增大, 同时电流也很大, IGBT的损耗非常大。工业标准下, IGBT在该状态下能承受10μs;系统必须能在此时间内将器件关断。要在如此短的时间内完成动作, 较好的方法是通过硬件实现, 利用驱动电路识别退饱和工况。根据具体IGBT的型号, 选择合适的集电极-发射极电压阀值, 在IGBT开通时, 当检测到Vce大于该阀值, 认为发生了退饱和, 驱动电路执行保护动作, 关断IGBT。
2.2 关断过压保护
IGBT在关断时, 由于杂散电感的存在, 在IGBT上产生过电压;对于特定型号的IGBT, 当关断电阻选定后, 关断过电压与关断电流有关, 电流愈大, 关断过电压愈大。风电变流器多工作于电网末端, 电网线路较长, 当机组运行在满功率时, 690 V的电网电压常常会升高到约740 V, 这就要求变流器的中间电压不低于1 050 V;而在低电压穿越时, 大量转子能量涌向变流器, 中间电压更是可以达到约1 400 V。双馈变流器普遍采用的1 700 V等级的IGBT, 基于短路电流较大和直流电压较高的原因, IGBT容易发生关断过压。
文章[6]介绍了一种有源钳位电路, 其电路如图3所示, 当IGBT发射极电压超过瞬态抑制二极管TVS的击穿电压时, 发射极电压通过TVS, 二极管和电阻, 向IGBT的栅极产生电流, IGBT栅极电压被抬高, 使其导通, 从而避免由于过压而损坏。
2.3 软件过流保护
电流变化率不高, 电流又处于过流状态, 但IGBT又没有退饱和。此种情况, 使用软件过流保护能取得较好的效果。软件定期读取IGBT的电流值, 经一序列信号分析策略的处理, 与设定值比较, 当超过设定阀值时, 即启动过流保护, 封锁IGBT脉冲, 断开双馈变流器的网侧接触器, 断开双馈发电机定子接触器, 向主控系统报过流故障。更为详细的, 软件过流保护可以判断是机侧变流器还是网侧变流器过流, 是哪一相过流;不但能起到过流保护的功能, 还为过流分析和故障排除提供了方便。软件过流保护具有很好的灵活性, 可以从系统级的高度对变流器过流进行有效保护。
2.4 硬件过流保护
软件过流保护虽然有诸多优点, 但控制系统不可能将全部资源用于盯着传感器的电流值, 进而判别其是否过流。电流采样总会有时间间隔, 例如, 某型变流器的电流读取频率为2 k Hz, 这相当于两次读取电流值的时间间隔为500μs。在这500μs的时间内, 软件过流保护处于空白区。如果这个空白区中出现了过流, 而前一个电流检测时刻电流已处于过流边缘, 且该过流还不至于使IGBT退饱和, 那么软件过流保护需要经过500μs才能动作。在这段时间内, 器件可能已经出现了过热, 甚至损坏, 软件过流保护将失效。
为了弥补软件过流保护的这个不足, 需要设置硬件保护, 其电路结构如图4所示。电流传感器信号送入积分器积分, 在软件读取电流值的同时对积分器清零。积分器在软件过流保护的空白时间内对电流积分, 当累计值超过某设定值时, 触发硬件过流保护, 封锁IGBT脉冲, 断开双馈变流器网侧接触器, 断开双馈发电机定子接触器, 并报硬件过流信号。
2.5 熔断器保护
熔断器是短路保护的最后屏障, 当上述几种短路保护全部失效后, 熔断器要保证仍能将故障支路从电路中切除, 从而保证故障造成的损失不持续扩大。熔断器的工作原理是当过流时熔体发热而熔断, 形成开路。熔断器是传统的过流保护元件, 用于电力电子系统的过流保护, 要求熔断器至少具有快速保护的特性。熔断器要求在满足双馈变流器的额定电压和额定电流的前提下, 其分断能力不低于变流器短路后的最大电流, 熔断时的弧电压不高于IGBT的耐受电压;弧前焦耳积分和总焦耳积分尽量低, 弧前时间尽量短。
为了选择最合适的熔断器, 需要考虑变流器主电路短路运行的诸多要素, 选型时需要协调各要素之间的相互关系, 通过该关系对熔断器进行校核。对于熔断器保护, 好的设计结果是变流器正常工作时, 熔断器不动作;变流器发生短路时, 在前几种短路保护失效后, 熔断器能熔断, 而IGBT完好。
3 短路保护试验
模拟风电变流器的各种短路工况, 主要包括相间短路, 相对地短路, 桥臂间短路等。相间短路如图5所示, 变流器通过输出电抗器及电缆形成短路;相对地短路如图6所示, 短路电流通过机侧电抗器、电缆、箱式变压器的次边绕组、网侧电抗器, 再回到变流器, 其短路阻抗较大, di/dt较低, 过流保护启动时间较长;桥臂间短路如图7所示, IGBT承受全部直流电压。
通过接触器串联熔断器模拟短路, 当接触器闭合时短路发生, 从等风 (变流器启动前发生短路) 、并网、小功率发电、中功率发电、满功率发电, 共5种状态, 多次进行短路试验, 变流器过流保护均正常及时动作, 期间功率器件均完好, 变流器向主控系统正常报错。相对地短路时短路电流波形如图8所示, 保护动作电流约为1 500 A, 结合变流器的短路保护设定参数, 判断为硬件过流保护动作结果;桥臂间短路波形如图9所示, 期间IGBT承受全部直流电压, 驱动电路的退饱和保护动作, 从关断过程的明显延迟可以判断关断过压保护正常动作。
4 结束语
双馈式风电变流器运行于高山、滩涂等恶劣的工作环境, 有严格的谐波限制, 有低电压穿越等特殊要求, 这些特点决定了常规的过流保护措施不能完全满足其短路保护的要求, 应从驱动电路到系统控制、从软件到硬件进行全面的短路保护。
大量的风电机组运行经验及长期的实践考核表明, 通过上述短路保护措施, 可以对双馈式风电变流器的短路工况进行较好的保护。当外部电路发生短路时, 变流器能保护自身不受损坏;当变流器内部发生短路时, 能及时切除故障支路, 不使故障扩大。
摘要：双馈式风电变流器运行于特殊工况, 常规的过流保护措施只能满足双馈变流器在特殊工况下的部分过流保护要求, 应在常规过流保护的基础上, 运用新的短路保护措施, 才能使变流器在外部出现短路情况时, 保护自身免受损害, 而当变流器内部发生短路时, 能及时切除故障支路, 不使故障扩大。以此目标为基础, 本文对双馈式风电变流器短路保护的特殊性及其措施进行了初步探讨。
关键词：双馈,风电,变流器,IGBT,短路保护
参考文献
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双变流器 篇2
双PWM变流器由两个以全控型器件为基础的电压源型变流器背靠背连接构成,中间采用电容器做电压支撑。该装置具有能量可以双向流动、两端功率可独立控制、交流侧功率因数可调、 输出谐波含量小、交流电流与交流电压同步、直流电压可控等诸多优点,因此在诸多领域中获得了广泛的应用[1,2]。
双PWM变流器的控制方法很多,文献[3]采用的是基于Lyapunov稳定理论的控制方法,此种控制方法可保证系统在大范围大干扰的情况下稳定,前提是必须找到合适的Lyapunov函数,但Lyapunov能量函数向系统期望点收敛速度不可控,导致系统动态性能不理想;文献[4-5]采用的是自抗扰控制方法,此种控制方法需要调节的参数过多,不利应用于实际工程中;文献[6-7]采用的是直接功率控制方法,此种控制方法采用功率滞回比较器对功率进行控制,这使得开关频率变化,电流谐波大,从而导致直流电压在稳态时仍有小的波动,进而影响整个系统的性能。
以上这些方法均是在供电电源为三相平衡电压源的情况下提出的,然而在实际的工业生产中,经常会遇到供电电压不平衡的情况。供电电压不平衡会导致交、直流侧产生大量谐波电流, 直流侧电压产生畸变,严重影响了双PWM变流器的性能。
鉴于此,本文首先利用“延迟法”对不平衡供电电压进行正负序电压分离,之后采用了基于EL模型的无源控制[8,9]与PI控制相结合的控制方法。根据双PWM变流器主电路的拓扑结构,分别建立了机侧整流器和网侧逆变器在两相同步旋转dq坐标系下的EL模型。以系统的设计目标为依据确定了期望平衡点,增加耗散矩阵的注入阻尼,进而设计了无源控制器。设计2个PI控制器分别用于控制直流电压和为网侧三相交流线电流d轴分量提供给定值。仿真和实物实验结果均证明,本文所提出的控制方法是可行的。
2不平衡供电电压的正负序分量描述及分离
2.1不平衡供电电压的正负序分量描述
在三相供电电压不平衡系统中,如果只考虑基波电动势,则供电电动势可以分解为正序电动势Ep,负序电动势En和零序电动势E0的合成,如下式:
其在两相同步旋转dq坐标系下的形式为
则dq坐标系中,正序交流电动势为直流电动势, 负序交流电动势为2次谐波电动势。
2.2不平衡供电电压的正负序分量分离
本文采用“延迟法”对正负序电压进行分离。此方法是将不平衡三相供电电压相加,之后通过整理进而得到各相电压正负序分量:
3双PWM变流器的EL模型
3.1双PWM变流器的拓扑结构
三相平衡正序电压下,双PWM变流器拓扑结构如图1所示。图1中,eup,evp,epw为三相平衡的正序电压;iL为整流器输出电流;uga,ugb,ugc为网侧三相交流电源。
3.2双PWM变流器的EL模型
将图1中网侧部分等效为电阻负载RL,则整流器在两相同步旋转dq坐标系中的数学模型如下式所示:
式(4)则可写成EL模型的形式,即
其中,M为正定对角阵;反对称矩阵J反映了系统内部的互联结构;对称正定矩阵R反映了系统的耗散特性;系统与外部的能量交换由u表示。则:
同理,可得网侧逆变器数学模型为
与EL模型的形式相对照,可得:
4双PWM变流器无源控制器的设计
4.1系统期望平衡点的确定
机侧整流器在稳态运行时,期望功率因数为1,直流电压等于给定电压uDCR,uDCR> 3Um(Um为三相平衡正序电压的幅值)。为了设计的方便,设dq坐标系中的d轴与电网电动势矢量Udq重合,则电网电动势矢量q轴分量uq= 0。因此设期望稳定平衡点为
网侧逆变器在稳态运行时,期望功率因数也为1, 设期望稳定平衡点为
4.2无源控制器设计
对于机侧整流器,令xe= x - x*,由式(5)得:
取误差能量函数为
为使系统快速收敛到期望点,使误差能量函数快速变零,需注入阻尼,加速系统能量耗散。注入阻尼耗散项为
得控制律为
进而得到无源控制律为
将无源控制律代入式(4)得:
若Ra1,Ra2选择比较大,则id很快稳定于i*d,iq稳定于0,则有:
由式(13)的第1个和第2个式子可见,无源控制律式(11)可实现系统电流的解耦,提高系统的动、静态性能;第3个式子满足功率平衡,直流电压的稳态值为给定值uDCR。
同理,设计网侧逆变器的无源控制律为
其中,i*d和i*gd均由直流侧电压uDC与给定值uDCR之间的差值经相应的PI控制器所得。
5总体控制设计与实验
控制系统总体控制框图如图2所示。机侧整流器与网侧逆变器的电流内环均采用基于EL模型的无源控制,电压外环均采用PI控制。电压外环的输出即为电流内环d轴电流的给定值。
为测试所设计的控制系统的性能,采用Matlab/Simulink对系统进行仿真。三相供电电压相电压幅值分别为360 V,330 V,300 V;供电电压频率和电网频率均为50 Hz;直流侧电容为C=15 000 μF ;输出直流电压期望值uDCR=680 V;机侧无源控制器注入阻尼Ra1=Ra2=700;网侧无源控制器注入阻尼Rga1=Rga2=500;PI控制器1参数为Kp1=2,KI1=2.9;PI控制器2参数为Kp2= 1.1 ,KI2=3.57 。 系统仿真 结果如图3~ 图15所示。
图3和图4分别是网侧三相不平衡电压及其经“延迟法”正负序分离所得到的正序电压波形; 图5是直流侧电压跟踪给定值的情况,由图5可见,约在0.03 s处直流电压进入稳态;图6是机侧交流电流与正序电压的波形图,大约在0.03 s处机侧交流电流与正序电压实现同步;图7是机侧有功电流id和无功电流iq的波形,大约在0.030 5 s处电流进入稳定状态;图8是机侧有功功率P和无功功率Q的波形,大约在0.03 s处功率进入稳定状态;图9是功率因数曲线,大约在0.031 s处功率因数稳定于0.983;图10所示是机侧电流的谐波畸变率,机侧THD=2.48%;图11是网侧交流电流与电网电压的波形图,大约在0.03 s处电流与电压实现同步;图12是网侧有功电流igd和无功电流igq的波形,大约在0.033 s处电流进入稳定状态;图13是网侧有功功率Pg和无功功率Qg的波形,大约在0.033 s处功率进入稳定状态;图14是功率因数曲线,大约在0.029 8 s处功率因数稳定于1;图15是网侧电流的谐波畸变率,网侧THD= 2.48%。
为了验证所提混合控制方法的可行性,利用5 k W整流器实物实验平台进行了整流侧实验研究。直流电压期望值为350 V,注入阻尼值为Ra*1= Ra*2= 30,电容值为2 200 μF ,滤波电抗器电感值为10 m H,电阻负载值为100 Ω,开关频率为10 k Hz,三相程控电源三相相电压有效值分别为100 V,110 V,90 V,三相程控电源频率为50 Hz。 采用TMS320F28335(DSP)作为控制器,程序控制流程图如图16所示。
采用FLUKE434电能质量分析仪和Tektronix TPS2104 100M数字隔离示波器进行测试,测试结果如图17~图23所示。
图17、图18分别是三相不平衡供电电压和三相交流电流的波形。图19~图21是每相交流电流与交流电压的情况;图22是稳态时直流电压uDC,u相、w相电源电压及u相交流电流的波形。由图可见,直流电压稳定于期望值,交流电流、电压基本保持同步。图23所示是交流侧电流谐波情况,u,v,w三相电流的谐波畸变率分别为2.3%,2.5%,3.5%。
7结论
基于双闭环控制的单向整流器研究 篇3
整流器是民用与工业领域中常见的电气装置, 整流器的电路结构有二极管不控整流、晶闸管相控整流, 这种电路结构简单、成本低廉、输出效率高, 但会向电网注入大量的谐波, 影响电网电能质量[1], 通常会附加无源滤波器进行滤波, 可这种措施往往不能满足预期要求。从电能质量角度考虑, PWM整流器具有低谐波畸变率和高功率因数, 但其成本高、可靠性低、输出效率低等特点[4]。目前研究整流器在追求单位功率因数、低谐波畸变率的同时, 还要适用于中、高压电气等级, 电路结构简洁、体积小、重量轻、低成本、高功率密度。将三相二极管不控整流串接对称BOOST电路即三相单开关整流器 (Single Switch Three-Phase Rectifier, SSTPR) 和三相单向PWM整流电路在直流母线与电网间简单并联[2~4]。这种混合整流器既可以实现不控整流的低频运行、承载较大功率的功能, 又可以调节PWM整流器工作于高频、低功率状态下[4], 集中体现了两种整流器的优点:鲁棒性、简洁性、高效性、高功率密度。本文的研究混合整流器工作原理的基础上, 重点阐述电压电流双闭环控制方法, 满足直流侧输出电压动态性能、稳态精度, 及交流侧电流跟踪控制精度。通过搭建三相三电平混合整流器系统仿真模型, 验证了控制策略的可行性, 电网电流畸变率及功率因数显著提高。
2 混合整流器工作原理
三相单向混合整流器拓扑结构有多种包括VIEN-NA三开关型[2]、VIENNA六开关型、T型等。本文研究以六开关型为主, 如图1所示。由两类整流器在直流母线电容与三相电网间并联而成, 分别为三相单开关BOOST整流器和三相单向PWM整流器电路。直流母线串联的两对称电容中点电位为三电平单向PWM整流器中点电位。
三相单开关BOOST整流器中的升压开关管主要负责直流母线电压的控制及该整流器输入电流波形控制。开关管导通时, 直流母线上两个电感充电, 负载电压、电流主要由输出电容放电提供;当开关管断开时, 输出端电容充电, 并提供负载电压、电流。在一个开关周期中, 电容充电电量大于电容放电电量时, 输出电压会升高;当电容充、放电电量相同时, 输出电压稳定。
单向PWM整流器主要用于控制整流器输入电流大小、方向, 每一相可以视为关于直流侧中点对称的BOOST电路, 上桥臂工作在电源电压为正半周, 下桥臂工作在电源电压为负半周。以图2中混合整流器并联VIENNA六开关整流器a相为例, 阐述其工作原理, 其工作模态如图2所示。当电网电压ua为正时, 若此时交流侧电感电流小于给定电流时, 控制a相上桥臂开关管导通, 如图2 (a) 所示;若大于给定电流, a相上桥臂开关管关断, 图2 (b) 所示;当电网电压ua为负时, 若交流侧电感电流小于给定电流时, 控制a相下桥臂开关管关断, 图2 (c) 所示, 若大于给定电流, 开关管导通图2 (d) 所示。通过调节开关管的通断及占空比, 控制电流跟踪给定电流的变化。与单开关BOOST整流电路并联的VIENNA型、T型整流电路工作原理类似。
3 混合整流器控制方法
从电路结构分析中我们知道, 混合整流器直流母线电压主要由三相单开关BOOST整流器中的功率开关管控制。而并联的三相单向PWM电路以利用直流侧电压控制网侧电流波形, 其工作中会影响直流母线电容电压大小, 及三电平电路结构中上、下端电容电压的平衡。考虑到直流母线电压的动态响应性能、稳定性及稳压精度等方面的要求, 采用双闭环即电压外环和电流内环的控制方法, 设计了电流内环滞环跟踪控制;电压外环PI控制方式[5], 电压外环控制量作为电流内环给定量。双闭环控制不但可提高输出电压的抗扰性, 还可调整两种并联整流器输出功率的比例关系。双闭环控制结构框图如图3所示。
KU、TU为电压外环PI调节器参数, K2三相单开关整流器功率分配系数, iref为电流波形参考量, 为整流器功率器件开关响应传函, 分别为电压、电流反馈回路信号采集中低通滤波传函。
混合整流器中并联的三相单向PWM整流器, 输出电压有三种电位+Vdc/2、零、-Vdc/2, 可定义为电压输出状态“1”, “0”, “-1”, 代表了输出电压为直流母线的正极、中点、负极, 三相电压状态量按相序组合表示为电压矢量。每一相输出的电位由该开关管状态决定。对于某一相桥臂而言, 开关S导通, 整流器输出电压钳位于直流母线中点;当开关S关断时, 输出电压为直流母线+Vdc/2或-Vdc/2, 具体是正电压还是负电压取决于电流方向。
滞环跟踪控制是非线性控制方法, 当电流偏差超越+h或-h时, 其中h为滞环宽度, 功率开关管按照一定的逻辑关系进行切换, 强迫电流误差减小, 达到跟踪指令电流的效果。环宽h选取需权衡电感及开关频率, h越小, 开关频率越高, 电流跟踪精度越高, 但往往受到功率开关频率限制而不能过高。针对单向PWM整流器电流控制采用滞环跟踪比较方法, 当电流方向不同时, 滞环比较器开关逻辑也不一样, 功率开关工作逻辑为:
针对三相单开关BOOST整流器电流控制时, 滞环比较器开关逻辑为:
4 仿真实验结果
为了证明混合整流器控制方法的可行性, 在Mat-lab/Simulink仿真环境下, 搭建了VIENNA六开关型三电平混合整流器拓扑结构的电路模型, 并加入控制算法, 对系统进行了仿真。仿真参数为:电源线电压为, 直流母线电压输出, 直流母线串联电容C1= C2=4700uF, 单向PWM整流输入端电感L=2.6mH, 单开关三相整流器中串接电感Lb=0.5mH, 开关频率fpwm=50k, 最大输出功率Pmax=10kW。
图4为混合整流器输出直流电压动态与稳态波形, 动态响应时间为0.03s, 稳态精度为5‰。混合整流器三相单开关BOOST整流器波形图5, 及三电平单向PWM整流器电流控制波形如图6。图7为混合整流器中两种并联整流器输出波形的匹配关系, 这样的匹配关系合成出的电流波形如图8所示, 畸变率较低的正弦电流。图9为对图8波形的谐波电流进行FFT分析与畸变率测试结果, 畸变率为2.1%。混合整流器电压电流同相位、同频率, 为单位功率因数, 如图10所示。
6 结语
本文分析了混合整流器电路结构, 对两种并联整流器在整个系统中所起的作用、功能进行了分析, 并针对各功能的实现提出了控制策略。提出了采用电压外环和电流内环的双闭环控制方法, 实现了直流母线电压控制及交流侧输入电流波形正弦化的目标。通过Mat-lab/Simulink仿真平台搭建了混合整流器控制系统模型, 仿真结果证明了混合整流器控制系统具有良好的动态性能和稳态性能, 网侧电流畸变率显著降低, 实现单位功率因数, 直流母线输出电压纹波小的特点。
摘要：研究三相单开关BOOST整流器与单向整流器并联构成的混合整流器控制方法。分析了混合整流器拓扑结构及工作机理, 采用电压、电流双闭环控制策略, 电压外环控制混合整流器直流侧母线输出电压具有良好的动态与稳态性能, 电流内环控制交流侧输入电流波形正弦化, 使混合整流器系统的功率因数为1。通过仿真实验证明了系统控制策略的可行、有效。
关键词：三相整流器,控制策略,功率因数,畸变率
参考文献
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PWM整流器无电感双闭环控制 篇4
三相电压型PWM整流器 (简称“PWM整流器”) 是一种网联变流器, 其与二极管不控整流相比, 因电流畸变小、输出直流电压恒定、功率因数可控、能量双向流动等符合“绿色”换流特点, 而广泛应用[1,2,3,4,5]。
因PWM整流器系统是时变的、耦合的、非线性的系统, 其控制复杂。PWM整流器一般采用基于dq坐标系模型的传统双闭环PI控制[2], 以此实现解耦控制, 但需利用电感L, 而L的变化或不确定, 会影响传统双闭环控制性能, 不利于解耦控制[3,4]。
为此, 研究一种PWM整流器无L的双闭环控制[3,4], 以提升系统性能。并在MATLAB/Simulink下搭建仿真模型, 对PWM整流器无L的双闭环控制的有效性进行分析、验证。
1 PWM整流器无L双闭环PI控制
1.1 电压环设计
为实现直流电压udc的稳定、可调控制, 设计基于PI控制器的外部udc环, 且将外部udc环的输出作为电流有功分量id给定。外部udc环表达式:
外部udc环控制结构如图1所示。
1.2 电流环设计
为分析简便, 首先定义整流器电流在dq坐标系下的复矢量[5]为idq=id+jiq, 同样, 整流器输出电压、电网电压的复矢量的表达式为udq=ud+juq、edq=ed+jeq。因此, 可以将PWM整流器数学模型用复矢量表示为:
将式 (2) 转换为s域下:
将式 (3) 中R+jωL当作整体变量, 由此设计PI控制器:
根据式 (3) 、 (4) , 采用合适截止频率、零极点对消原则设计PWM整流器无L电流内环的PI调节器参数。
PWM整流器无L的双闭环控制的输出电压指令复矢量u*dq (u*dq=ud*+juq*) 控制方程为:
将式 (5) 转换为dq坐标系下:
根据式 (6) , 设计PWM整流器无L的电流环结构, 如图2所示。可以看出, 此种电流环结构中无L, 减少了系统对参数的依赖, 提高了鲁棒性, 且实现简便。
2 仿真分析
为验证PWM整流器无L双闭环控制的有效性, 在MATLAB/Simulink下对其仿真研究。仿真中, 为获得单位功率因数, 令iq*=0, 产生的电压指令ud*、uq*经SVPWM模块产生整流器的PWM信号。
PWM整流器无L双闭环系统仿真参数为:电网线电压190V, 进线电抗1.5m H。仿真中令u*dc=400V, 图3为在0.3s时, 负载RL由16Ω的突变为8Ω的动态仿真结果。RL突变后, udc会有一定跌落, 但udc能迅速调整, 以使其能跟踪设定值u*dc, 这表明PWM整流器无L双闭环控制系统具有较强的抗负载突变能力。另外, 在此过程中, ia与ea保持同相位, 功率因数高。稳态时, ia正弦度高, 谐波小, 对电网污染小, 符合“绿色”换流要求。
图4为此负载RL突变过程中id、iq仿真结果, 以进一步分析无L双闭环控制系统性能。观察id、iq波形可以看出, 在稳态, id、iq恒定, 波动较小, 表明无L双闭环控制系统稳态性能优, iq在0附近波动, 获得了高功率因数;在RL突变过程中, iq基本保持不变, 保持了高功率因数。
3 结语
提出一种PWM整流器无L双闭环控制策略, 在控制中无需L值, 增强了系统鲁棒性。仿真研究表明, PWM整流器无L双闭环控制具有良好的udc控制性能, 抗扰性强, 获得了高功率因数, 稳态电流正弦度好, 是一种良好的PWM整流器改进控制策略。
摘要：提出一种无电感双闭环控制策略实现对PWM整流器的控制。该无电感双闭环控制无需电感值, 具有电流稳态正弦度高、鲁棒性强、动态响应快的优点。
关键词：PWM整流器,双闭环,矢量控制
参考文献
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[3]陈耀军, 钟炎平.基于合成矢量的电压型PWM整流器电流控制研究[J].中国电机工程学报, 2006, 26 (2) :143-148
[4]王恩德, 黄声华.三相电压型PWM整流的新型双闭环控制策略[J].中国电机工程学报, 2012, 32 (15) :24-30