变流控制（通用7篇）
变流控制 篇1
1 引言
目前的交流变频调速系统、电力系统大多都采用不控整流或传统PWM交-直-交电压型电力变流器, 导致交流侧电压和电流波形很差, 功率因数低, 这对于发电机组的稳定运行极为不利。目前, 矩阵式变流器在中高压变频调速、电力系统无功补偿和风力发电等领域得到了广泛研究。矩阵式变流器无中间直流环节, 结构紧凑、体积小、效率高, 便于实现模块化。降低生产成本的需求促使新型的电力变换器来替代原有的传统电力变换器, 而矩阵式变换器正是适应这种全新要求的电力装置。
2 矩阵式变换器原理分析
矩阵式变换器是一种直接AC-AC变换器[2]。它能实现能量的双向流动, 矩阵式变换器中的开关器件在关断状态下承受的电压可能是反向的, 也可能是正向的, 所以, 开关器件一定要采用双向开关器件[1]。
三相-三相交流矩阵式变换器中的每个双向开关可用开关函数Sij表示, 定义如式 (1) 。
矩阵式变换器在运行过程中必须满足三相输入端中任意两相之间不能短路, 避免使电压源短路造成过电流;三相输出端任意一相不能开路, 函数表示为式 (2) 。
在矩阵式变换器电路中, 没有续流二极管, 没有电流的自然续流通路, 使得开关器件直接的换流比传统的背靠背变频器困难。矩阵式变换器的换流控制, 必须严格遵守上面提到的两个条件。基于电流方向检测的四步换流策略得到广泛的应用, 从双向Sa切换到双向开关Sb。开始假定开关a中两个IGBT管都导通, 第一步, 关断IGBT管San, 因为没有负载电流, 也就是负导通部分。第二步, 打开IGBT管Sap, 使开关b有电流流过, 两个开关a和b只流过正电流是可以避免短路的。依靠的是瞬时输入电压, 第二步后, 二极管承受的电压Vab, 如果Vab<0, 则二极管反向偏置和发生自然换向。如果Vab>0, 将发生强制换向。第三步, 关断IGBT管Sap, 就是正向导通部分。第四步, 打开IGBT管Sbn, 负导通部分。这就完成了两个开关之间的换流。
四步换流成功地构成了对两个开关的换流控制, 即阻止了可能使电源发生短路的开关组合, 又保证了在任意时刻给负载提供至少一条路径。
3 矩阵式变换器的控制策略
矩阵式变换器包含开关多, 数学模型复杂, 控制繁琐, 在矩阵式变换器的应用中, 应用合适的控制策略, 以确保系统稳定可靠的运行。本文主要讨论间接矢量调制法。
间接调制的目标是由输入电压合成输出电压, 输出电流合成输入电流。三相矩阵式变换器可以由3×3的矩阵来描述, 从输入相到输出相由9个双向开关连接, 中间没有任何储能元件, 因此, 输出电压和输入电流可以有传递函数T或T的转置TT来表示。间接空间矢量 (Indirect SVM) 、矩阵式变换器的等效电路描述如图2所示, 电流源整流和电压源逆变, 中间有一个虚拟的中间直流环节, 逆变侧有一标准的三相电压源逆变器的拓扑结构, 由6个开关 (S7-S12) 组成。整流器侧有相同的电力拓扑结构, 由另外6个开关 (S1-S6) 组成。整流和逆变阶段通过虚拟直流环节直接连接。通过分离矩阵式变换器的传递函数T, 如式Vo=T×VI中的T, 得到整流器和逆变器的传递函数T=I×R。
矩阵I为逆变器传递函数, 矩阵R为整流器传递函数, 这种方式给矩阵式变换器提供了模型基础, 把矩阵变换器当作背靠背PWM变换器 (没有任何直流的储能环节) 。这就是众所周知的空间矢量PWM调制策略, 电压源型逆变器 (变频器) 或PWM整流器可以用在矩阵变换器中。
上述矩阵可以看出, 输出阶段是输入相逆变器开关S7-S12和整流器开关S1-S6的乘积和的混合, 式 (3) 的第一行表示从输入的a、b、c相如何输出A相以及它的数学表达式。如果等效电路可以看作是由逆变输出A相, A相的半桥开关S7和S8通过6个整流开关直接链接到输入相a、b、c相。
如图3所示显示了设置等效电路的开关使其转化为矩阵变换器相关的9个双向开关的开关设置的情况, 以A相为例, 给出了一个基本思想, 即通过矩阵变换器的占空比可以通过乘以相应等效电路中的整流和逆变开关的占空比。
因此, 矩阵式变换器的间接调制技术可以应用众所周知的空间矢量PWM的整流以及逆变阶段。下面介绍两个独立的空间矢量调制的电流源整流和电压源逆变, 然后两个调制相结合, 调制的矩阵式变换器。下面分别就虚拟整流器和虚拟逆变器进行研究。
逆变部分可看作为一个独立的电压源逆变器提供直流电压源, VDC=VDC+-VDC-, 如图4所示。
输出电压可表示为虚拟直流环节电压VDC乘以逆变阶段开关状态, 逆变器传递函数矩阵I, 同时, 直流电流IDC可以通过转置矩阵I T得到。
那么输出电压空间矢量和输出电流的空间矢量为:
该虚拟逆变器开关, S7-S12只能有8个允许组合的方式, 以避免短路电流通过三个半桥。这8个组合可分为6个非零电压输出, 是正矢量V1-V6和两个零输出电压, 是零矢量和V0。
电压空间矢量V1[100]表明, 输出相VA连接到直流母线正极VDC+, 另一相链接到VB, VC链接到直流母线的负极, 其向量幅度的计算如式 (6) 所示。
离散的7个空间矢量在复平面内可以构成一个六边形, 如图5所示。通过7个离散的电压空间矢量V0-V6和可以合成六边形任意输出电压Vout。
参考电压矢量VO*电压六边形一个边。VO*的合成通过邻近的矢量Vα和Vβ随着占空比dα和dβ的变化。如果输出电压在很短的时间间隔Ts内恒定, 参考矢量可表示通过相近正矢量电压时间的乘积之和VO*=dαVα+dβVβ。
输出电压的平均值和直流环节电流可以如式 (7) 表示。
虚拟整流器和逆变阶段相类似, 输入电流的平均值和直流环节电压如式 (8) 表示。
4 矩阵式变换器的间接空间矢量调制
上述内容所提到占空比和有关开关矢量来自虚拟整流和虚拟逆变器, 只是在矩阵式变换器下的等效电路下有意义。因此, 9个双向开关矩阵变换器的两个独立的空间矢量调制应该合并成一个调制方法, 本节讨论矩阵式式变换器开关状态整流器和逆变器阶段如何转化为相应的开关状态。
矩阵式变换器同时输出电压和输入电流的向量 (SVM) 可以通过采用虚拟逆变SVM的两个虚拟直流母线之间的电压幅值整流 (SVM) 。虚拟直流环节电压VDC是通过两个输入线电压和输入电流矢量Iγ和Iδ, 在dγ和dδ间, 然后, 两个输出电压矢量Vα和Vβ适用于合成所需要期望的输出电压。当Vα和Vβ应用于第一次电流矢量Iγ时, 两个新Vα的矢量, Vα-Iγ和Vβ-Iγ, 新矢量空间的占空比变成dαγ和dβγ, 下面分别给出了dαγ和dβγ的定义。当Vα和Vβ应用于第二个电流矢量Iδ时, 产生两个新的矢量, Vα-Iδ和Vβ-Iδ, 新矢量的占空比为dαδ和dβδ。下面分别给出了dαδ和dβδ的定义。这四个新的空间矢量占空比可作为现逆变器的占空比如式 (9) 所示。
在余下的部分开关转换TS, 零向量的应用如式 (10) 。
输出线电压等于零。这三个零矢量组合, 是[aaa]、[bbb]和[ccc], 可以以相同的输入端连接所有三个输出端。在零矢量作用期间, 所有输入电流为零, 输出的负载电流是自由通过矩阵变换器开关的。
因为逆变器和整流器的六边形都包含了6个扇区, 有6×6=36的组合或运作模式。例如, 输出参考电压VO*输入电流II*在特定瞬间都位于扇区S0, 输出电压可直接合成。
输入相电流在相同条件下,
图6所示为矩阵式变换器等效电路的开关状态, 当VO*在逆变器六边形的扇区S0电流II*也在整流器六边形扇区S0时。有效电压矢量Vα和Vβ为V6[101]和V1[100], 有效电流矢量Iγ和Iδ为I1[ab], I2[ac]。图6表示电压-电流的矢量对, V1和I1的开关组合中一直保持占空比dβγ, 由式 (9) 确定。在占空比dβγ的时间间隔内, 电流矢量I1[ab]是用于整流阶段。结果VDC+=VA和VDC-=VB。并同时作用于V1[100], 输出电压VA=VDC+、VB=VDC-、VC=VDC-。因此, 电压-电流矢量对V1-I1的开关组合, 使得VA=Va、VB=Vb、VC=Vb可以通过[abb]表示。同样, 图 (b) 和 (c) 和 (d) 说明开关组合[aba], [aca]和[acc]分别表示为V6-V2、V6-V1和V1-V2。
最后, 零向量[ccc]对应为V0-I0的矢量对, 以利用矩阵式变换器最小是开关数量来转换矩阵变换器如图6 (d) 所示。下一步是决定如何使4个矢量在开关间隔时间TS内和使用哪一个零向量[aaa], [bbb]和[ccc]。在可能的开关组合顺序, 一个标准的限制开关转换, 每个矢量变化只有一次, 通常是用来尽量减少总开关损耗。
间接空间矢量调制通常是用于矩阵式变换器输入电流和输出电压的分别控制。相互嵌套的双空间矢量PWM调制策略既可以保证输出线电压的良好正弦型, 又可以保证输入相电流良好的正弦型, 实现了在矩阵式变换器控制策略上运用空间矢量调制的目的, 并且矩阵式变换器具有双PWM变换器的效果。采用这样的方法建模真实地反映了矩阵式变换器的交交变换控制过程。
5 结论
针对矩阵式变换器在理论和其拓扑结构上进行了深入的研究, 进而对矩阵式变换器的控制策略进行了详细的分析和推导。
仿真时观察输入电压、电流和输出线电压、电流的波形, 仿真模型的输入为220V/50Hz的三相对称电源;设定的输出频率为90Hz;矩阵式变换器的输入和输出波形如图7、图8所示。
可以看出, 矩阵式变换器的输出线电压与一般的采用空间矢量调制策略的电压源PWM逆变器的输出线电压类似, 矩阵式交-交变换器输入电压、电流正弦且基本同相, 输出线电压正弦, 脉宽调制、线电流正弦变化。验证了本文矩阵式模型和矩阵式变换器控制策略的正确性。
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变流控制 篇2
随着风电、光伏等新能源发电规模的迅猛发展和部分地区电能供需矛盾的加剧, 电力系统的安全稳定运行面临诸多方面的挑战。大容量电池储能系统具有消峰填谷、平抑新能源发电功率波动、提供应急电源等功能, 是智能电网建设和微网运行的重要发展方向[1,2,3]。双向储能变流器 (Power Conversion System, PCS) 是实现储能电池与交流电网之间双向能量传递的关键设备, 其控制性能决定整个储能系统的可靠性、控制精度和输出电能质量等重要指标。
为保证电池安全长期运行, 储能系统通常对PCS直流侧电流纹波指标要求较高, 造成设备直流侧滤波电感量大, 增加了系统体积, 降低了系统动态响应速度。在交流并网侧, 目前IEEE Std 929—2000及GB/T 19939—2005都对并网变流器注入电网电流进行了严格限制, 要求馈入电网电流中的总谐波含量DTH<5%, 且各次谐波均在一定范围内。而由于电压扰动及调制的原因, PCS并网电流中含有大量的谐波, 导致系统的谐波含量指标欠佳。
本文针对PCS中直流侧和交流侧电流波形质量问题进行研究, 给出了一种针对低压大电流应用的双级式PCS综合控制策略。在直流侧采用双重化主电路, 并实施载波移相控制方法, 有效减小滤波电感体积;在交流并网侧, 采用PI控制和重复控制并联的复合控制方法, 将PI控制的快速动态响应和重复控制的谐波抑制相结合, 使系统的控制精度和输出电能质量指标得到较大提高。最后通过样机的实验结果验证了所提策略的有效性。
1 主电路拓扑
对于超级电容、钠硫电池和全钒液流电池等新型储能电池类型, 其电池组输出电压不高, 为减小变压器变比, 避免功率模块容量浪费, PCS宜采用双级式主电路以调制直流侧电压。同时双级式主电路拓扑可方便接入多组电池, 避免电池组间环流, 便于系统扩容, 又具备互为备用功能, 提高了系统冗余度和可靠性。
双级式PCS主电路拓扑结构如图1所示。
PCS直流侧通过前级DC/DC变换器与电池组对接, 电路结构采用多重化技术将2组半桥式双向Buck-Boost电路并联。DC/DC变换器将电池电压Ubat升压至直流母线电压Udc, 并根据直流侧电流/功率指令的闭环控制实现直流功率的双向传递。后级为三相DC/AC变换器, 采用三相全桥电路和LCL滤波器将Udc逆变为三相交流电网电压us, 其中滤波电感Lg可设计为隔离变压器的漏感, 减小装置体积。由于LCL滤波器在谐振频率之上以60dB/dec的斜率衰减, 所以可很好地抑制并网电流中的高频谐波。DC/AC变换器采用电压/功率外环、电流内环的双闭环控制方式, 实现PCS充放电方向和并网功率的控制。根据实际需要, DC/AC变换器既可工作在整流模式, 也可工作在逆变模式。
2 DC/DC变换器控制方法
2.1 控制方式
单组半桥式双向Buck-Boost电路相当于Buck和Boost电路的组合, 通常的控制方式是上下管独立工作:当上管以一定占空比进行PWM调制时, 下管关断, 变换器等效为Boost电路, 反之等效为Buck电路。由于储能系统存在频繁的正反向切换需求, 如采用常规方式, 为保证系统平稳过渡需在每次切换时插入逻辑控制单元, 系统控制不够灵活[4,5]。因此, 本文采用双管互补工作方式, 上下管都由控制器占空比实时调节, 系统响应更快。
单组半桥式双向Buck-Boost电路工作时, 电流纹波ΔiL1为
式中:D为调制占空比;L为直流滤波电感;fs为开关频率。
为提高系统功率密度, 本文基于双重化电路和载波移相控制方法对前级DC/DC变换器进行设计。2组半桥电路采用相同的PWM占空比调制, 2组驱动相位互差180°, 如图2所示, 在每个开关周期Ts中, 2组电流iL1, iL2是波形相同、相位互差180°的脉动电流。DC/DC变换器总输出电流iL为两者之和, 但由于2路纹波电流相位交错而相互抵消, 使得总输出电流纹波ΔiL大为降低。
采用双重化双向DC/DC变换器的总输出电流纹波ΔiL为
由式 (2) 可知, 在不增加开关频率和滤波电感的情况下, 总输出电流纹波得到有效抑制, 尤其在D=0.5时, DC/DC变换器内部2组电流纹波完全交错抵消, 总输出电流纹波ΔiL降为零。
2.2 DC/DC控制器设计
前级DC/DC变换器在控制上具备2种工作模式:电池电流单环控制和直流母线电压、电池电流双闭环控制。
PCS并网运行时, 前级DC/DC变换器采用电流环控制, 负责调节直流侧充放电电流, 直流母线恒压控制由后级DC/AC变换器负责。控制器采用PI控制, 以电池电流开关周期内电流平均值iL-与参考值iB_ref间误差作为输入量, 计算出占空比D, 并以上述载波移相方式驱动两相双向DC/DC电路开关管。PCS离网运行时, 后级DC/AC变换器工作于电压源模式, 直流母线电压的恒压控制由前级DC/DC变换器负责, 因此, 前级DC/DC变换器在电流环外增加直流母线电压外环, 构成双闭环控制, 如图3所示 (Udc_ref为直流母线电压参考值) 。电流内环提高了系统的动态性能和快速限流保护能力。
3 DC/AC变换器控制方法
3.1 数学模型
为了便于分析, 将后级DC/AC变换器模型从abc三相静止坐标系变换到d-q两相同步旋转坐标系, 得到DC/AC变换器的数学模型:
式中:ud, uq分别为变换器交流侧电压的d, q轴分量;uCd, uCq分别为电容Cf电压的d, q轴分量;usd, usq分别为电网电压us的d, q轴分量;i1d, i1q分别为电感Lf电流的d, q轴分量;i2d, i2q分别为电感Lg电流的d, q轴分量;Rf, Rg分别为电感Lf, Lg附加电阻;ω为电网电压角频率。
从式 (3) 可看出, d, q轴电流除受控制量ud, uq的影响外, 还与ωLf, ωLg, ωCf和电网电压us之间存在相互耦合关系, 需进行解耦后对d, q轴电流分量分别进行控制。
3.2 电流环复合控制器设计
DC/AC变换器最常用的控制方法是基于电网电压定向的PI控制。但由于实际电网电压中含有丰富的谐波成分, 尤其以工频谐波为主, 而基于LCL滤波器的DC/AC变换器系统在这个频率范围内的开环增益较低, 因此, PI控制在保证系统稳定性的前提下无法提供足够的低次谐波抑制能力。
重复控制是一种基于内模原理的控制策略[6,7], 其内模的离散形式为
式中:Kr为重复控制器增益, Kr越小, 系统的稳定性越好, 但其收敛速度变慢且稳态误差增大, 一般在保持系统稳定性的前提下, Kr应尽可能接近于1;k为相位超前环节, 用来补偿改造后控制对象在中低频段的相位滞后;N为1个周期的采样次数;Q为重复控制器的稳态精度, 一般Q取为常数, 当Q取1时, 系统的开环增益为无穷大, 容易造成系统不稳定, 所以通常Q取小于1但接近于1的一个常数, 实现对误差量逐周期的准积分, 因此, 控制器对周期性重复的扰动信号具有较高的增益;补偿环节S (z) 用来校正控制对象的幅频特性, 使其在中低频段的增益近似为零, 以提高系统的稳态性, 一般选择串联校正环节和二阶低通滤波器组合。
由于存在周期性延迟环节, 重复控制的作用要滞后1个周期才产生, 当负载出现大的扰动时, 重复控制器输出不能立即变化, 造成系统的动态性能难以达到设计要求。
根据PI控制和重复控制各自的优缺点, 本文采用PI控制和重复控制并联的电流环复合控制器来对PCS并网侧谐波电流进行抑制。图4为电流环复合控制器框图。
由图4可得PCS并网输出电流is与参考电流iref的闭环传递函数表达式为
式中:Gc (z) 为DC/AC变换器传递函数;GPI (z) 为PI控制器传递函数。
同样可得PCS并网输出电流is与扰动量Δd的传递函数表达式为
式 (5) 、式 (6) 中闭环传递函数特征方程包含因子[1+GPI (z) Gc (z) ], 即系统单独采用PI控制器的特征方程, 因此, 复合控制系统稳定的前提条件之一是单独的PI控制系统必须是稳定的, 故复合控制器中的PI参数可沿用单独PI控制器的参数。由式 (5) 、式 (6) 的离散域传递函数可计算出的闭环传递函数在低频段保持了较好的零增益和零相移特性, 而重复控制下扰动传递函数增益明显减小并趋于零, 表明复合控制器既保持了PI控制器的快速动态响应, 又增强了系统对低次谐波的抑制能力。
4 实验结果
研制了一台应用于镍盐电池储能系统的100kW双向储能变流器样机, 控制系统采用DSP+CPLD双核架构, 主控DSP芯片采用TM320F28335。系统主要技术参数:额定容量为100kW, 电池电压范围为DC250~420V, 允许电网电压范围为AC380±15%V, 允许电网频率范围为50±1%Hz, 直流侧滤波电感为2×1.5 mH, 并网变流器侧电感为0.2mH, 滤波电容为60μF。
图5为电池侧直流总电流和单路电流波形, 其中横坐标每格为1ms, 纵坐标每格为25A。总输出电流iL峰峰值为1.31A, 而单路电流iL1峰峰值为5.84A, 可见在DC/DC变换器侧所采用的双重化载波移相控制方式, 使直流电流均分至2路变流电路中, 并使其纹波互消, 有效降低了电流纹波, 提高了变换器等效开关频率, 有利于减小直流侧滤波电感的体积。
并网变流器轻载时电流谐波问题更为突出。图6为放电功率为30kW时PCS的并网电流is、电网电压us波形, 图6 (a) 为单纯PI控制下的测试波形, 图6 (b) 为采用复合控制下的测试波形, 其中横坐标每格为10ms, 纵坐标us为每格10V, is为每格50A, 图7与其相同。从图6可看出, 2种控制方法下系统都得到良好的稳态控制精度, 但PI控制的并网电流波形存在一定失真, 测定电流谐波含量为3.79%, 而复合控制方法明显改善了电流波形质量, 并网电流谐波含量降为1.56%, 谐波分量得到了很好的抑制。
图7为采用复合控制方法在充电模式下测得的并网电流is、电网电压us波形, 可见在复合控制下PCS充电电流波形畸变小, 系统双向运行稳定。
5 结语
针对PCS中直流侧和交流侧电流波形质量问题, 给出了一种应用于双级式双向储能变流器的电流波形控制策略。在电池直流侧采用双重化载波移相控制;在交流并网侧采用PI控制和重复控制并联的复合控制器。实验结果表明, 该控制策略改善了双向储能系统的整体性能, 系统双向运行平稳, 直流电流纹波小, 与传统PI控制对比, 复合控制下的并网电流谐波得到更有效抑制。
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交直流微电网互联变流器控制策略 篇3
随着微电网技术的发展,交直流混合微电网引起了人们的注意[1,2,3],因为它同时具有交流微电网和直流微电网的特点:(1)同时包含交流子系统、直流子系统、交直流互联变流器(ILC);(2)可同时向交直流负荷供电,减少了电力电子变换环节,降低了能量损耗;(3)交直流系统之间功率可以双向流动,各子系统也可以独立运行,并且可以运行在并网模式和孤岛模式。因此,交直流混合微电网能够更加高效地将分布式电源、储能装置、各类负荷按照分区、分层的原则整合到配电网中,并且对现有电网的改造程度较小,降低了投资成本[4]。
交直流混合微电网中网间ILC负责交流电网和直流电网之间的功率流动,对系统的电压稳定及电能质量的提高具有重要作用。双向直流/交流(DC/AC)变流器扮演着双重角色,当功率由直流侧向交流侧传输时,作为逆变器使用;当功率由交流侧向直流侧传输时,作为整流器使用。
目前针对ILC控制的文献相对较少,主要分为两类:一是将微电源用电力电子变流器的控制方法移植到ILC上[5,6,7,8],如恒功率控制[9,10]、电压—频率(Vf)控制、下垂控制、无差拍控制、模型预测控制[11,12]等,此类方法较易实现,但是没有考虑交直流两侧的电网特性;二是由文献[13,14]提出的单位化方法,采用一定的数学变换,将具有不同量纲的交流侧有功功率—频率下垂特性曲线和直流侧有功功率—电压特性曲线归一到一个坐标系下,维持交流侧频率标幺值和直流侧电压标幺值相等,即可使交直流两侧功率平衡,但是该方法存在有名值到单位化值再到有名值的转化过程,所需运算量较大。
本文在上述两种方法的基础上,根据交直流两侧功率波动造成直流侧电容能量波动的关系[15],以及低压微电网中阻抗比通常较大的特征,提出了适用于不同类型微电网间ILC的控制策略,该控制策略能够根据交直流两侧的电压信息计算出微电网间传输的功率,从而维持两侧微电网的功率平衡,起到保证混合微电网电压质量的作用。
1 交直流混合微电网拓扑及运行模式
图1所示为常见交直流混合微电网的组成拓扑,由交流子系统、直流子系统、互联功率交换系统以及微电网控制系统组成。
在交流子系统中,风力发电机和微型燃气轮机等输出为交流电的分布式电源接在交流母线上。直流子系统中,光伏发电单元和储能电池等输出为直流电的分布式电源接在直流母线上。互联功率变换系统连接交流母线和直流母线,承担两侧功率的交换。微电网控制系统负责检测微电网内部的电压、频率等信息,维持微电网内部功率平衡,除此之外,也实时接受上级电网调度部门的指令。
在交直流混合微电网中,ILC是连接交流部分和直流部分的关键设备。交直流混合微电网运行时,ILC承担着交直流两侧的功率传输和维持交直流两侧能量平衡的任务。ILC可根据实际需求工作在整流或者逆变模式。交直流混合微电网的运行模式分类如表1所示。
1.1 并网模式(CB1合闸)
1)联合并网模式,即交流侧和直流侧并网运行,交流微电网的电压和频率由大电网提供支撑,电源运行于恒功率控制方式;直流侧电压由ILC提供支撑,电源工作于恒功率控制模式。直流侧多余功率首先向储能设备充电,当满足储能设备和直流负荷需求时,再通过ILC向大电网反馈多余功率。该模式下,重点考虑的是直流侧能量平衡,交流侧能量平衡由大电网维持。为此不再对交流侧能量平衡关系进行分析,仅对直流侧功率关系进行分析。其功率平衡关系主要分为两类,如表2所示。
其中:PILC为交流侧和直流侧间的交换功率,PILC<0表示交流侧功率通过ILC流向直流侧;PILC>0表示交流侧功率通过直流侧流向ILC;Pdc,i为直流侧电源i输出功率;Pdcloa,jd为直流侧负荷j消耗功率;Pdcloss为直流侧变流器和线路的有功功率损耗。当直流侧电源功率不足时,需要由交流侧通过ILC进行功率补充;当直流侧电源功率充足时,剩余功率可通过ILC向交流侧反馈。
2)交并直离模式,即交流侧并网、直流侧离网运行。ILC发生故障或者交流侧出现故障时,直流微电网处于离网运行模式,采用主从控制方式,即直流侧由储能装置负责维持系统的电压稳定,其他分布式电源工作在恒功率控制模式。当故障处理完以后,重新并网运行。
功率平衡关系为PILC=0。
交流侧有Pgrid=∑Ploadac,j+Plossac-∑Pac,i,其中,Pgrid为交流侧系统与电网间的交换功率,Pac,i为交流侧电源i输出功率,Ploadac,j为交流侧负荷j消耗功率,Plossac为交流侧变流器和线路的有功功率损耗。
1.2离网模式(CB1分闸)
1)联合离网模式,即交流侧和直流侧互联运行,此时,混合微电网与大电网脱离,连接交直流微电网间的ILC控制尤为重要。当直流侧负荷功率大于电源功率时,交流侧通过ILC向直流侧注入功率,起到调节直流侧有功功率和电压稳定的目的。反之,当交流侧负荷功率大于电源功率时,直流侧通过ILC向交流侧注入功率,起到调节交流侧功率和频率稳定的目的。
该模式下功率平衡关系分为4类:Ⅰ类,交流侧和直流侧电源功率充足;Ⅱ类,交流侧电源功率充足,而直流侧电源功率不足;Ⅲ类,直流侧电源功率充足,而交流侧电源功率不足;Ⅳ类,交流侧和直流侧电源功率都出现不足。离网模式功率平衡关系如表3所示。表3中,C1和C2为常数。当C1=C1=0时,交直流两侧多发出(少发出)的功率由各自内部进行处理,如电池充放电、投切电源或者负荷。当C1≠0时,即交直流两侧有功率交换,此时涉及全网运行优化问题,由微电网能量管理系统进行统一调度。
2)分别离网模式,即交流侧离网、直流侧离网运行,此时,交直流微电网分别作为独立微电网运行,两者之间不再有能量交换,各自通过内部的控制策略实现能量平衡。
功率平衡关系为PILC=0。
交流侧有∑Ploadac,j+Plossac=∑Pac,i。
直流侧有∑Ploaddc,j+Plossdc=∑Pdc,i。
以上对交直流混合微电网4类运行模式下的8种功率平衡关系进行了详细说明,为下文设计不同运行模式下的控制策略提供基础。
1.3 4种基本运行模式之间的切换
图2所示为交直流混合微电网4种运行模式之间的切换关系。规定:在同一时刻只允许一个断路器动作,因此,相邻运行方式之间可以经过一步切换,而相对运行方式之间需经过两步切换。表4列写出了相邻运行方式和相对运行方式之间进行切换时的操作顺序。
需要说明的是:在相邻运行方式切换时,只存在一种切换策略,而在相对运行方式之间进行切换时,由图2可知有两个切换通道,如此可以看出与单纯交流微电网和单纯直流微电网相比,混合微电网运行方式之间的切换变得复杂、多样。
2 交流微电网中下垂控制
下垂控制是一种无互联信号线路独立控制技术,在分布式电源接入电网控制中,只需采集各接口电力电子变流器的输出电压、电流和功率信息,依赖其内部的控制策略,即可实现并联多逆变器的同步、均流运行。与恒功率控制、Vf控制以及其他控制技术相比,下垂控制更适合多个分布式电源通过逆变器并联接入电网运行[16]。
分布式电源通过DC/AC变流器接入交流母线,线路上传输的有功功率P和无功功率Q表达式见附录A式(A1)。可以看出,功率传输受到逆变器输出阻抗的影响。由于在分布式电源比例较大的低压微电网中,受到电力电子变换器的影响,线路的参数与常规情况下有较大的差异。在中低压微电网中输电线路主要呈现电阻特性,如附录A表A1和表A2所示[17]。低压架空线路和电力电缆的阻抗比较大,电抗可以忽略不计。
因此,对于附录A式(A1),在变流器的等效输出阻抗和线路阻抗之和呈阻性,即线路阻抗角θ=0°时,变流器的下垂特性可描述为:
式中:kp和kq分别为有功和无功功率下垂系数,且kp<0,kq<0;uac和uac,n分别为交流电压及其额定值;fn,Pn,Qn分别为频率、有功功率和无功功率额定值。
式(1)表明了在逆变器输出阻抗和线路阻抗呈现阻性时,有功传输主要与接入点电压幅值有关,无功传输主要与系统频率有关。
由以上分析可知,在变流器输出为阻性时可采用有功功率—电压和无功功率—频率的下垂控制方式。因此在设计控制策略时,为了使有功功率和无功功率解耦,需灵活设置逆变器的输出阻抗的性质,减小对功率分配的影响。交流微电网中DC/AC变流器控制策略见附录A图A1。
3 直流微电网中分布式电源下垂控制
在直流微电网中只有有功功率进行传输,不涉及无功功率和频率,因此在直流微电网中下垂特性可表示为:
式中:kdc为有功下垂系数,且kdc<0;udc和udc,n分别为直流电压及其额定值;Pref为有功功率参考值。
由式(2)可以看出,在输电线路参数一定的情况下,通过改变直流母线的电压即可改变输送的有功功率。
直流微电网中双向直流/直流(DC/DC)变流器采用下垂控制,如附录A图A2所示。内环为电压、电流双闭环控制,外环为利用下垂控制方程计算内环所需的电压参考值。
4 交直流混合微电网中ILC新型控制策略
4.1 原理分析
传统的双向交直流变流器建模方法主要针对“源—网”和“源—源”两种类型交流器,较少针对“网—网”型变流器,ILC的类型如附录A图A3所示。
“网—网”型变流器与常规“源—网”和“源—源”型变流器所承担任务不同的是:(1)能量双向流动,在某一时刻,直流微电网作为电源,交流微电网作为负荷,能量由直流侧流向交流侧,而在另一时刻,交流电网作为电源,直流微电网作为负荷,能量由交流侧流向直流侧;(2)稳定直流侧电压和交流侧电压、频率。由于交流微电网与直流微电网下垂特性不同,需要找到一种能够兼顾两侧功率平衡的控制策略。本文重点分析在离网情况下ILC的控制策略,控制系统原理图如图3所示。
根据交直流两侧瞬时功率平衡原理,忽略器件损耗,即直流侧、交流侧电源输出功率Pdc和Pac相等,此时直流侧电容储存能量为[18]:
当交直流侧出现功率波动,即交直流两侧的电压出现波动时,电容通过充放电来实现两侧功率差值的交换。因此有:
由于在低压交流微电网中,微电网表现为电压—有功功率的下垂特性,即
式中:kac=1/kp。
根据式(3)至式(5),利用前向欧拉逼近法,并设采样周期为Ts,可以得到新型“网—网”下垂控制的数学表达式为:
式中:kH=Cdc/(2Tskac)。
交直流两侧下垂特性可以由式(6)统一起来,当直流侧udc或交流侧uac出现跌落时,根据新型的“网—网”下垂控制就可以求出交直流两侧需要交换的功率。
4.2 控制器设计
本文ILC控制器采用功率外环、电流内环的双闭环控制策略。其中,外环功率的参考值根据交直流两侧的电压信息计算得出,如图4所示。
由于无功功率的分配仅在交流微电网电源和负荷之间进行,因此当交流侧出现频率偏差时,可以使直流侧通过ILC提供一定量的无功功率,进行频率调节。而ILC的主要任务是传输有功功率,因此考虑到ILC的容量限制,因此ILC无功功率最大值设定为,其中SILCmax为ILC的最大视在功率,无功功率的参考值计算采用交流频率—无功功率(fQ)下垂特性曲线。
5 仿真实验
为了验证在离网情况下本文所提出的新型控制策略能够使得交直流两侧微电网实现有功功率互支持,在PSCAD/EMTDC仿真软件上进行了仿真验证。
该系统包含2台交流微电源和2台直流微电源。其中,交流母线电压为380V,直流母线电压为0.8kV,线路阻抗比设置为6.4。交流侧电源DG1采用恒功率控制,额定功率为15kW;DG2采用下垂控制,下垂特性为E=0.38-1.9(P-0.020),其中E为变流器输出电压,交流负荷为电阻性负荷(380 V/50 Hz)。直流侧电源DG3额定功率为25kW,下垂特性为U=0.8+3.2(P-0.025);DG4额定功率为20 kW,下垂特性为U=0.8+4.0(P-0.020),直流负荷为恒功率负荷(800 V)。ILC额定容量为10kVA,直流侧电容为4 000μF,采用本文提出的新型控制策略,其下垂特性为0.22-Vac-RMS=kH(0.82-V2dc),其中Vac-RMS为交流电压有效值。
仿真实验仅对两种典型的功率平衡关系进行仿真验证,即交流侧向直流侧提供功率支持和直流侧向交流侧提供功率支持。
5.1 仿真1
当交流侧突加负荷,出现电压降落、直流侧功率充足时,控制系统通过检测交流侧电压波动,从而计算出直流侧需要向交流侧提供的功率,维持交流侧电压和频率稳定。
如附录A图A4所示,仿真开始时,交直流两侧功率平衡,此时交流负荷功率为30kW,DG1功率为10kW,DG2功率为20kW,交流母线电压有效值为220V。直流侧负荷功率为45kW,DG3功率为20kW,DG4功率为25kW,交流母线电压有效值为800V。3s时,交流侧负荷突增至40kW,由于DG1为恒功率控制,功率无法进行快速调节,而DG2最大输出功率为23kW,因此出现过载现象,此时ILC控制器检测到交流侧电压异常信息,根据“网—网”下垂控制策略计算出向交流侧的输出功率,由图5可以看出,ILC向交流侧注入有功功率为5kW。
由于直流侧电源处于额定状态,且有较大的功率输出能力,由附录A图A4(b)可以看出,DG3功率由20kW增大到22.5kW,DG4功率由25kW增大到27.5kW,交流侧电压有效值由220 V跌落4.5%至210V。直流侧电压由800V跌落1.3%至790V。在6s时,交流侧负荷切除10kW,恢复初始30kW,交直流两侧功率重新达到平衡。
5.2 仿真2
当直流侧突加负荷、电压出现降落且交流侧功率富裕时,控制系统通过检测直流侧电压波动,从而计算出交流侧需要向直流侧提供的功率,维持直流侧电压稳定。
如附录A图A5所示,仿真开始时,交直流两侧功率平衡,此时交流负荷功率为31kW,DG1功率为15kW,DG2功率为16kW,交流侧处于轻载情况,交流母线电压有效值较额定值升高2%至224V。直流侧恒功率负荷为45kW,DG3功率为20kW,DG4功率为25 kW,直流母线电压为800V。3s时,直流侧负荷突增45kW,由于直流电源DG3和DG4采用下垂控制,多余功率在两者之间按照下垂系数进行分配,其中DG3功率为45kW,DG4功率为50kW,此时出现过载现象,ILC控制器检测到直流侧电压异常信息,根据“网—网”下垂控制策略计算出向直流侧的输出功率,由图6可见,ILC向直流侧注入有功功率为7.5kW。
由于交流侧电源功率调节能力较小,在保证交流侧正常运行的情况下,向直流侧输入一定量的有功功率,由附录A图A5(a)可以看出,DG1输出功率不变,DG2输出功率增加至20kW,而交流负荷功率下降2.5kW至27.5kW,从而交流侧向直流侧输出功率为(15+20-27.5)kW=7.5kW。3~6s期间,交流侧电压跌落4.5%至210V,直流侧电压由800V跌落10%至720V,两者电压跌幅都在合理范围之内。在6s时,直流负荷切除45kW,恢复初始45kW,交直流两侧功率重新达到平衡。
6 结语
本文对交直流混合电网在4种基本运行模式下的功率平衡关系和模式之间的切换策略进行了详细分析。针对网—网之间ILC与其他类型双向DC/AC变流器的差别,推导出了基于直流电容能量波动与交直流两侧电压之间的函数关系,并设计了一种新型的ILC功率控制策略。该控制策略能够根据两侧的电压信息计算得出两侧需要交换的功率,控制实现交直流两侧功率平衡,起到交直流两侧有功功率互相支撑的作用。本文对交直流混合微电网运行模式切换及ILC控制等相关理论进行了深入研究,但是,对于微电源特性及其容量、线路阻抗以及网络拓扑差异性对ILC控制策略的影响,还需要更深入的研究,另外,如何减小模式切换过程中电压、电流冲击对系统稳定性的影响也是未来的研究方向。
附录见本刊网络版(http://www.aeps-info.com/aeps/ch/index.aspx)。
摘要：交直流混合微电网是未来智能电网的重要组成部分,文中给出了交直流混合微电网的典型拓扑和4种运行模式,并对每种运行模式的功率平衡关系进行了详细分析。针对低压交直流微电网中阻抗比通常较大的特点,设计了适合低压微电网的电压—有功功率控制策略。对交直流混合微电网中互联变流器的功率传输关系和控制作用进行了深入分析,提出了适用于交流微电网和直流微电网之间互联的新型控制策略。根据互联变流器直流侧电容在功率交换中的作用,推导了传输功率与两侧电压之间的函数关系。在PSCAD/EMTDC仿真平台上进行了仿真分析,结果表明,在混合微电网脱离大电网的情况下,互联变流器能够很好地维持交直流两侧功率平衡,保证了交直流两侧电压质量。
变流控制 篇4
半导体变流技术作为新兴的绿色高新技术在工农业生产中已得到甚为广泛的应用。经过几十年的不断发展,变流控制装置因集成了电子技术、PLC控制、PC控制、电气自动控制技术亦得到了飞速的发展。其中晶闸管变流装置在众多的变流装置中因具有高电压、大电流、高功率的特点受到用户的广泛青睐。上海海得控制系统股份南京分公司代理的施耐德电气公司、ABB等公司的ATS38、ATS48等系列智能型软启动器装置和浙江大学方圆科技公司的DKSZ-1变流装置等均采用了晶闸管作为可控型主器件。在这类装置中,晶闸管一般都采用了触发移相控制,而控制的关键就在于改变触发控制角α从而改变装置的输出电压ud,而α角与触发器电路的控制电压UK之间又有着密切关系。笔者通过正确揭示出控制电压UK与输出电压ud的关系,从而利于整个晶闸管变流装置实现自动化智能型控制。下面就以DKSZ-1电机自动控制装置为例来揭示触发器电路分别为锯齿波触发电路、KJZ6集成六脉冲触发器电路时,α、UK及Ud(ud的平均值)三者之间的关系。
1 锯齿波触发电路
电路原理图如图1所示。
根据电工学叠加定理:
式(1)中K1、K2、K3为叠加等效系数分别为:K1=R8//R9/(R7+R8//R9),K2=R7//R8/(R9+R7//R8),K3=R7//R9/(R8+R7//R9);Ic为恒流源电流,Ic≈V9/(R4+R3);t为C2充电时间;Ub为偏移电压;UK为控制电压,即图中UC。
V4管基极电压ub4=0.7V时,是产生触发脉冲时刻,该时刻对应的时间为t,由ωt=α+π/6可知,t=(α+π/6)/ω,ω为电源角频率。
(1)当UK=0时,对应产生触发脉冲的时间为tmax,触发控制角为αmax。由ωtmax=αmax+π/6知tmax=(αmax+π/6)/ω。
由式(1)可得到式(2):
由式(2)可知:
注意:需要说明的是在装置中,若控制电压UK为正给定(即UK>0),则αmax为变流装置α移相范围中的最大值;若UK为正负给定(即UK既可大于0,也可小于0),则αmax为变流装置α移相范围中的中间值。如DKSZ-1装置既可用于整流,也可用于有源逆变,α理论移相范围为0~π(实际装置为10°~160°),故UK正负给定时,αmax=π/2,只有正给定时αmax=π(实际装置中αmax=160°)。
(2)当UK≠0时,对应产生触发脉冲的时间为t,触发控制角为α,则t=(α+π/6)/ω。把式(3)代入式(1),令ub4=0.7V,则可得式(4)。
化简式(4)可得式(5):
由式(5)可知:
相同条件下,要得到同一α角,电源频率f增加,则UK下降;
相同条件下,要得到同一α角,电容C2增加,则UK下降(但C2不可太大,否则放电过程时间延长,锯齿波波形差);
相同条件下,要得到同一α角,充电恒流Ic增加,则UK上升(但Ic增加,一方面锯齿波斜率增大,α对UK的变化灵敏度小,另一方面使α不易达到αmax)。
2 KJZ6型集成六脉冲触发电路
该集成六脉冲触发电路是由3块KJ004、1块KJ041与1块KJ042集成组合而来。在这样的电路中寻找到控制电压UK与输出电压ud之间的关系,可以方便我们建立直流电机闭环调速和过电流保护系统,要确定这个关系,我们首先要了解一下KJ004集成触发器电路(如图2所示)。
图2中±15V电源、R6、R23、RP1、C1构成电容负反馈锯齿波形成环节。当V4导通时,C1通过V4(c、e)、VD3构成迅速放电电路;当V4截止时,由±15V电源、R6、R23、RP1、C1构成电容负反馈锯齿波形成环节。C1两端电压呈线性增长,锯齿波斜率由通过R23、RP1的充电电流IC1和电容C1来决定。在每个半波C1开始充电时,两端有1V左右电压,故uC1=(Ic/C1)*t+1,Ic≈15/(R23+RP1),与锯齿波触发电路同理,可得到控制电压UK与α的关系。只要把前面式(3)右端0.7V改为0.7-K1再代入式(4),式(4)中等式左端加K1,其它推导过程同上,最后式(4)整理后,就得到与上述式(5)一样的结果。此时式中K1=R21//R27/(R24+R21//R27);K2=R24//R27/(R21+R24//R27);K3=R21//R24/(R27+R21//R24)。
3 α与整流装置输出电压平均值Ud的关系
我们以四种常见的整流电路为例。列表分析如下:
注:式中U2是整流变压器二次侧相电压有效值。
通过上述分析,我们可以很方便得到晶闸管变流装置控制电压与输出电压之间的关系,为变流装置实现过流保护和闭环自动控制提供了一个平台。通过总结上述关系,希望能为广大从事电气工程技术开发、电气设备维修人员以及变流技术开发应用的爱好者提供有益的参考。
摘要：晶闸管变流装置通过改变触发控制角α从而改变装置的输出电压,而α角与触发器电路的控制电压之间有着密切关系。正确分析与揭示控制电压与输出电压的关系,能为变流装置实现过流保护和闭环自动控制提供一个平台。
关键词：晶闸管变流装置,触发控制角,输出电压,控制电压
参考文献
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变流控制 篇5
交流传动机车和动车组普遍采用“交-直-交”型主电路,整流部分为单相4象限PWM整流器,它能较好地解决电力牵引设备对于功率因数、等效干扰电流、优化粘着利用和再生制动能力等方面的特殊而苛刻的要求,具有高功率因数、低谐波含量、可实现能量的双向流动等优点[1]。随着我国铁路朝着高速重载方向的发展以及交流电力机车的国产化,4象限变流器及其控制问题具有重要的研究意义[2]。
4象限变流器的控制算法多种多样,根据是否引入电流反馈可分为间接电流控制和直接电流控制两种。间接电流控制为基于稳态模型的幅相控制,而直接电流控制有滞环电流控制、瞬态电流控制、预测电流控制等[3,4,5]。其预测电流控制具有良好的稳态特性和动态性能,已经在实际中得到了应用[5]。但数字控制中固有的控制延迟现象,将影响预测电流控制中电流环的性能[6,7,8]。
为了减小控制延时对电流控制的影响,本文采用了超前一拍的控制方法,对电网电流进行了提前一个控制周期的预测,消除了控制上的延时,提高了电流的稳定性。
2 4象限变流器原理
2.1 4象限变流器主电路
图1为4象限变流器的主电路结构图,图1中,S1～S4为可控半导体器件,L为储能电感,Cd为支撑电容,RL为等效负载电阻,ug为电网电压,ur为变流器侧电压,udc为直流输出电压,uL和ZL分别为交流侧电感上的电压和电流,idc为直流输出电流。
4象限变流器的交流侧等效电路如图2所示。通过对开关器件进行适当的导通与关断控制,可以在4象限变流器的交流端生成一个与基波与电网同频的脉宽调制电压ur。
设ur1为交流侧电压ur的基波分量,il1为电流i1的基波分量。则对于基波相量,有下面的方程式:
4象限变流器在牵引与制动工况下均可实现单位功率因数。因此,在牵引工况下Ur1和Il1同相位。由式(1)可知此时的矢量图如图3a所示,Ur1滞后Ug;而对于再生制动工况,Ug和Ul1的相位差应为180°,该工况下的矢量图如图3b所示,此时Ur1超前Ug。可见,通过控制变流器交流侧电压Ur1,便可控制交流电流Il1的幅值和相位,从而实现稳定直流电压及单位功率因数的控制目的。
2.2 4象限变流器控制算法
为了实现高控制性能,目前动车组的4象限变流器通常采用双闭环控制系统,包括直流电压外环与交流电流内环。电压外环为传统的PI调节器,其输出交流电流的幅值指令为
式中:为直流电压指令值;udc为实际的直流电压值;kp和ki为PI调节器参数。
变压器二次侧交流电压ug可写为
式中:Ugm为电压峰值;Ug为电压有效值;ωm为角频率;β为初相角。
为了实现单位功率因数,则由式(2)和式(3)可得交流电流指令为
双闭环控制系统中的电流内环将计算变流器交流侧的电压指令,保证实际电流能够跟踪如式(4)所示的指令值。控制框图如图4所示。
对于电流环,本文采用如下的预测电流控制方法。由图1可得4象限变流器系统的电感电流为
设Ts为控制周期,当前的采样时刻为kTs,将式(5)离散化可得
式中;为kTs时刻到(k+1)T,时刻的变流器侧电压的平均值;为kTs时刻到(k+1)Ts时刻的电网电压的平均值;iL(k+1)为(k+1)Ts时刻电感电流的瞬时值;iL(k)为kTs时刻电网电流的瞬时值。
若要在(k+1)Ts时刻的电感电流达到其指令值,则应为
由式(7)得到电压指令后,根据PWM算法可得开关器件的驱动信号。
3 电感电流估计算法
如图5所示,采用DSP等数字控制器将存在控制上的一拍滞后,也就是说kTs到(k+1)Ts周期内得到的变流器侧电压指令只能作用于(k+1)Ts到(k+2)Ts的周期。
采用如下所示的超前控制:
式(8)中,(k+1)Ts时刻到(k+2)Ts时刻的电网电压平均值可以利用当前时刻的电网电压采用外推法得到,而(k+1)Ts时刻的电感电流可以根据4象限变流器的数学模型进行估计,如下式所示:
式(9)中,kTs时刻到(k+1)Ts时刻的电网电压同样采用外推法得到,kTs时刻到(k+1)Ts时刻的变流器侧电压采用(k-1)Ts到kTs周期计算所得的指令值代替。
4 实验结果
为了对文中提出的采用电流估计的4象限变流器控制算法进行验证,搭建了小功率的实验平台并进行了实验。实验平台的参数为:输入电压160V,直流电容470μF,输出电压300 V,负载电阻140Ω,交流电感6 mH,开关频率5 kHz。
图6为采用不同控制策略时,电网电压ug和电网电流ig的实验波形。图6a采用滞后一拍控制策略,由于电感系数的取值超出了滞后一拍控制时的电流稳定范围,电网电流存在振荡。图6b采用了超前控制策略,提前一拍对电网电流进行了预测,使电网电流更加接近于正弦波,电流波形有了明显改善。
图7为采用电流预测算法时,电流预测值对电流实际值的跟随情况。可见采用电流预测时,除在电流峰值处略有误差以外,电流估计值与实际电流相差很小。图8为采用电流预测算法时,电网电流波形及频谱分析。由图8可知,采用开环电流预测时的电网电流中的3次、5次以及7次谐波含量很小,减小了对电网的谐波污染。
5 结论
本文详细分析了采用超前一拍的控制方法,对电网电流进行了提前一个开关周期的估计,并进行了实验验证,本文采用的电流预测算法能够使电网电流更加接近正弦波,消除了滞后一拍控制对电流稳定性带来的影响,降低了电网电流中低次谐波的含量,提高了功率因数。
摘要：分析了单相4象限变流器的主电路及其预测电流控制原理。为了减小控制延时对电流环稳定性的影响,根据电感电流方程,构造了超前一个控制周期的电流估计器。该算法能够消除滞后一拍控制对电流稳定性带来的影响,降低电网电流谐波含量,具有预测精度高、易于DSP实现的特点。实验结果验证了该方法的正确性和有效性,有效改善了交流电流波形。
关键词：4象限变流器,预测电流控制,电流估计,DSP
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变流控制 篇6
关键词：永磁同步发电机,双PWM变流器,矢量控制,最大功率跟踪
1 引言
风能因其储量丰富，分布广泛，可以有效减少环境污染，提高能源安全性，促进低碳产业的经济增长，是我国可以进行战略开发的可再生能源。在风力发电技术的发展过程中，变速恒频风力发电正逐步取代恒速恒频风力发电成为研究的热点，该发电技术具有风能转换率高、实用性强的优点。而随着永磁同步发电机研制的重大突破，其结构简单、体积小、重量轻、损耗小、可靠性高的特性在风力发电领域得到充分发挥，进而推动了永磁直驱式风力发电技术。其中，双PWM变流器拓扑结构已经成为永磁直驱式风力发电系统的主流电路拓扑结构。本文介绍了永磁直驱式风力发电系统变流器的工作原理，建立了其数学模型，进而推导出了单位功率因数并网变流器的控制思想。建立了永磁同步电机的数学模型，并引入电流矢量控制技术中的id=0的控制方式。通过转速外环和电流内环的双闭环控制策略实现了系统的最大风能捕获。仿真结果验证了本文采用的控制策略的正确性，整个系统具有良好的动静态性能，能够在不同风速下稳定运行。
2 网侧变流器控制策略研究
永磁直驱式风力发电系统的双PWM型变流器拓扑结构采用2个用全控型功率开关器件IG-BT构成的三相全桥式变流器，分别称为机侧变流器和网侧变流器。网侧变流器通过整流为机侧变流器提供了稳定的直流电压，并负责实现单位功率因数的并网控制;机侧变流器利用直流环节电压作为直流电源逆变出控制永磁电机所需要的电流，保证风力机在最佳叶尖速比状态下运行。
2.1 三相电压型整流器的数学模型
三相VSR在两相同步旋转坐标系中的数学模型如下式所示[1,2]:
可以看出，控制ud和uq就能达到控制id和iq的目的。但id和iq的控制又存在着相互耦合的关系，无法实现对id和iq的独立控制。为此采用状态反馈法进行解耦[3]，文献[3]引入了id,iq的前馈解耦控制，并使用PI调节器对电流环进行控制。由此得出三相VSR在dq坐标系下直接控制电流的电压指令由下式给出：
式中：ud*,uq*为dq坐标系中的网侧VSR指令电压;id*,iq*为dq坐标系中的网侧VSR指令电流。
这种前馈控制算法实现了id*,iq*的解耦控制，并且通过PI调节运算获得了三相VSR交流侧指令电压矢量U*(ud*,uq*)。考虑到跟踪的电流指令为与电网电动势同频率的三相对称正弦波电流，则id*,iq*在dq坐标系中均为直流量，因而采用PI调节器均可实现id,iq的无静差调节。
2.2 网侧变流器控制策略
本文研究的永磁直驱式风力发电系统网侧变流器工作在单位功率因数逆变状态，不但减小了对电网无功功率的需求，也相对降低了系统对变流器容量的要求。实现变流器在单位功率因数逆变状态下运行的控制策略，可通过变流器在两相同步旋转坐标系中的功率理论导出。按照电网电压矢量定向，将电网电压矢量定向在坐标系d轴上，则其在q轴上的投影uq=0，由功率理论可知，网侧变流器在dq坐标系中送入电网的有功功率和无功功率分别为
由式(3)可以看出，调节交流侧输出的电流在d,q轴上的分量，就可以独立地控制网侧变流器馈入电网的有功和无功功率，也就是控制了功率因数。在单位功率因数状态下，无功功率Q为零，应保证q轴电流为零;而d轴电流直接决定了有功功率P的大小。因此采用网侧变流器的双闭环控制策略，即外环为直流电压控制环，主要作用是稳定直流侧电压，外环的PI调节器输出作为d轴电流给定值;内环为双电流控制环，主要作用是快速跟踪电压外环输出的有功电流以及给定的无功电流值，实现快速的电流控制。根据以上分析，给出永磁直驱式风力发电系统网侧变流器控制策略结构如图1所示。在电网侧提取三相电压和电流值，经abc-dq变换产生控制环PI调节所需的各直流变量，使调节器输出变流器交流侧指令电压矢量在d轴和q轴上的分量，再经过一次dq-αβ变换产生指令电压矢量在α轴和β轴上的分量。运用SVPWM技术控制算法[4]产生网侧变流器所需的触发脉冲，控制功率开关器件的通断，进而实现变流器单位功率因数并网运行。
3 机侧变流器控制策略研究
永磁同步电机是采用高磁能积永磁材料励磁的一类电机，具有效率高、结构简单、易于控制等优点。随着电力电子技术的发展和钕铁硼(NdFeB)等高性能永磁材料的出现，人们不断研制出价格更低廉、体积更小、性能更高的永磁电机。
3.1 永磁同步电机数学模型
假设磁路不饱和，在空间磁场呈正弦分布，不计磁滞和涡流损耗影响条件下，采用id=0的PMSM转子磁场定向控制，转矩的大小只与定子电流的幅值成正比，实现了PMSG的解耦控制[5]。这时，PMSG电压方程为
式中：usdusq分别为等效的交、直轴电压;ωe为转子旋转的电角速度，rad/s;Rs为每相定子绕组的电枢电阻。
电磁转矩为
式中：np为永磁电机的极对数。
根据旋转物体的力学定律，电机运动方程为
式中：Tm为电机转子的机械转矩，N·m;ωr为电机转子角速度，rad/s，ωr=ωe/np;J为电机的转动惯量，kg·m2。
3.2 机侧变流器控制策略
在机侧变流器控制策略上仍采用跟踪指令电压矢量U*的SVPWM电流控制技术。式(4)说明永磁同步电机定子电流分量isd,isq也相互耦合，这给电流控制器的设计造成了一定困难，为此也采用文献[3]引入的状态反馈法进行解耦，并使用PI调节器对电流环进行控制。由此得出机侧变流器在dq坐标系下控制电流的电压指令为
式中：u*sd,u*sq为dq坐标系中的机侧VSR指令电压;i*sd,i*sq为dq坐标系中的机侧VSR指令电流。
根据永磁直驱式风力发电系统的工作原理，对于一定的风速发电机必须运行在一个对应的转速才能实现最大风能捕获，因此本文采用转速外环和电流内环的机侧变流器控制策略。即将测得的风速vw ind送入MPPT模块，输出的转速ω*即为发电机的给定转速。其与发电机实际转速ω之差经转速外环PI调节器调节后的输出值为发电机定子电流矢量q轴分量的给定值i*sq，按照id=0控制原理，d轴的给定电流i*sd应为零。利用传感器技术采集发电机abc三相定子电流并进行abc-dq变换，得到的isd,isq作为电流内环PI调节器的输入反馈。最后按照式(7)进行电流前馈解耦，即可得到dq坐标系下的机侧VSR指令电压u*sd,u*sq，再经过一次dq-αβ变换产生指令电压矢量在α轴和β轴上的分量。再运用SVPWM技术控制算法产生机侧变流器所需的触发脉冲，控制功率开关器件的通断，控制发电机转矩，进而调节转速实现最大风能捕获运行。机侧变流器控制策略结构图如图2所示。
4 仿真建模和结果分析
4.1 仿真建模
根据双PWM变流器拓扑结构，搭建起永磁直驱式风力发电系统的主电路，用三相对称交流电源模拟电网，与网侧电抗器连接。并将风力机仿真模型、永磁同步发电机仿真模型、机侧变流器控制仿真模块、网侧变流器控制仿真模块以及SVPWM仿真模块连接起来，即得到永磁直驱式风力发电系统整体仿真模型，如图3所示。
4.2 试验参数计算
仿真实验采用额定容量为2 MW的永磁直驱式风力发电系统，网侧变流器直接并入线电压有效值为690 V的电网。风力机的额定风速为12 m/s，电机模型输入负转矩就成了永磁同步发电机，每相定子绕线电阻Rs=0.005 5Ω，每相定子绕线电感Ld=Lq=Ls=2.3mH，电机极对数np=30，永磁体磁链Ψf=7.5Wb，转子转动惯量J=8 759 kg·m2，摩擦系数F=0。计算电感和电容参数时，按额定电压(电流)的20%选取最大电压(电流)波动幅值。
4.2.1 直流母线电压的选取
网侧变流器输出的相电压限峰值em=udc/3。也就是说要想获得相电压峰值em，母线电压必须满足：。把em=563V代入得母线电压取值范围：udc≥975 V。考虑一定的电压裕量选取母线电压为1 200 V。
4.2.2 网侧电感的选取
电网相电压峰值：
电网相电流峰值：
由文献[1]知要满足系统4象限运行条件并网电感：
即
要满足瞬态电流跟踪指标的条件并网电感：
所以
综合两取值范围，取网侧电感Lg=0.2mH。
4.2.3 直流侧电容的选取
设DImax为流入电容电流的最大变化量有效值，电压外环的最大惯性时间为Tmax，直流侧电压允许波动的最大值为Dudc max。网侧变流器电压外环的最大惯性环节时间常数Tmax=Tv=τv+3Ts=0.010 6 s[1],Ts为一个PWM开关周期0.000 2 s，则满足要求的电容值范围：
考虑到对泵升电压的抑制需要，取电容值为0.04 F。
4.3 仿真结果分析
使用上述仿真模块进行仿真，仿真时间为4 s，该过程中永磁直驱式风力发电系统波形如图4～图13所示。
由图4可知，0 s开始风力机受到7 m/s的风速作用，1 s时刻风速增加到10 m/s，低于额定值;2 s时刻风速增加到14 m/s，高于额定值;3 s时刻风速再次降到10 m/s，仿真至4 s结束。为了验证系统在恶劣环境下的运行情况，在3 s时刻风速下降的斜率设的非常大。从图5可看出，发电机能以较小的超调量跟随给定转速。从图6～图8可以看出，风速变化时风力机送入发电机的转矩变化，发电机定子绕组的电流也随之变化。当输入转矩增大时定子电流矢量的q轴分量isq线性增大，随着转速的增大电流频率也线性增大;定子电流矢量的d轴分量isd波动后总是稳定在零附近，说明很好地实现了永磁电机isd=0的控制。
由图9可以看出，当风速变化时网侧变换器能很好地稳定直流侧电压，电压波动值较小，且动态响应速度快，除风速变化时刻外都能稳定在1 200 V。满足了机侧变流器对直流电压的要求。
图10～图13为电网侧电压、电流波形，随着发电机馈入电网的功率不断变化，电流幅值也跟着变化，频率与电网电压始终保持一致。其中的电压、电流相位互差180°，实现了单位功率因数控制，无功功率输出在零附近震荡。有功电流的变化基本不影响无功电流，反之亦然，这表明变流器控制系统很好地实现了电流前馈解耦。
5 结论
本文根据永磁直驱式风力发电系统的特点，分析了机侧和网侧变流器各自的作用。网侧变流器通过整流，为机侧变流器提供了稳定的直流电压，并负责实现单位功率因数的并网控制;机侧变流器利用直流环节电压作为直流电源，逆变出控制永磁电机所需要的电流，保证风力机在最佳叶尖速比状态下运行，通过对网侧变流器的数学模型进行分析，给出了网侧变流器的电流内环、电压外环的双闭环控制策略及两相旋转坐标系下变流器的电压控制指令表达式。实现了电机定子绕组有功和无功的解耦控制。通过仿真分析，本文所建立的永磁直驱式风力发电系统仿真模型能较好地模拟实际的风力发电系统，通过在不同风速条件下对仿真结果的比较、分析，验证了永磁直驱风力发电系统变流器控制策略具有极高的实用性。
参考文献
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[4]肖春燕.电压空间矢量脉宽调制技术的研究及其实现[D].南昌:南昌大学,2005.
变流控制 篇7
1 现有控制硬件介绍
1.1 概述
现有风机变流器的控制硬件主要由4部分组成:DSP板、主控板、IGBT适配板及驱动板。该控制硬件可以满足双馈变流器的所有运算、控制及驱动的硬件需求, 具备完善的系统保护及故障诊断, 并提供标准的串行通信和CAN总线通信的接口能力。主要包含以下几部分电路:算法计算及逻辑控制电路;模拟信号调理及模数转换电路;硬件保护逻辑电路;数字量输入输出电路;IGBT模块脉冲驱动及状态反馈接口电路;SCI、CAN总线接口电路。其中DSP板是整个控制系统的核心, 是所有控制算法实现的载体, 由2片DSP56F807和1片CPLD XC95288组成嵌入式数字系统。
1.2 DSP56F807芯片
DSP56F807是freescale公司的56800系列16位定点DSP控制器, 它在一个单片上集成了DSP的数据处理能力和微处理器的功能。由于它的功耗低、构造灵活、程序内核简洁, 因此很好地适用于各种应用。56F807集成了120 k B的闪存, 包括了16通道的12bit ADC转换器;片上还集成了2个6通道的专用PWM模块和SCI、SPI、JTAG、e CAN等标准通信接口, 最大可扩展32路通用I/O口, 有两个单独的积分解码器。其频率最高可达80 MHz, 采用哈佛硬件结构, 支持14种寻址模式, 每条指令周期可以处理6条指令, 支持C/C++语言编程, 支持PWM控制电机。但56F807不支持安全密钥, 软件容易被破解及读取, 这也是它在实际应用中最大的不足。
1.3 CPLD XC95288芯片
CPLD (复杂可编程逻辑电路) 是一种具有丰富可编程I/O引脚的可编程逻辑器件, 具有系统可编程、使用方便灵活、可实现复杂时序逻辑功能的特点, 因此往往在DSP芯片外设不够的情况运用于采集数据和处理逻辑等。XC95288是Xilinx公司XC9500系列的高速CPLD芯片, 是一款高性能的可编程逻辑器件。从结构上看, 它包含3种单元:宏单元、可编程I/O单元和可编程的内部连线。在本文提到的控制硬件中, 用一片XC95288即可处理两片DSP芯片的外围数据交换。CPLD的主要特点有:1) 高性能, 在所有可编程引脚之间pin-pin延时6 ns, 系统的最大频率可达到208 MHz。2) 容量范围大, 容量范围为288个宏单元, 可用系统门为6 400个, 具有5 V和3.3 V的系统可编程能力和强大的强脚锁定能力, 每个宏单元都有可编程低功耗模式, 没有用的引脚有编程接地能力, 支持超过1万次程序擦写, 数据存储时长超过20 a, ESD防护电压超过2 000 V。
2 TMS320F2812芯片介绍
TMS320F2812是TI公司推出的32位定点DSP (数字信号处理器) 控制器。TMS320F2812的强大运算及数字信号处理能力, 使其在运动控制系统开发及生产过程控制方面备受关注。它支持PWM控制电机, 能够控制两台三相电机, 支持JTAG边界扫描;处理速度快, 频率高达150 MHz;功耗较低, 内核1.8 V供电, I/O口3.3 V供电。F2812采用高性能的静态CMOS技术, 可提供浮点数学函数库, 实现虚拟浮点运算。F2812集成了128KB的Flash存储器、优化的事件管理器和可编程通用计数器, 包括了16通道的12bit ADC转换器, 采用统一寻址方式。片上集成了SCI、SPI、EV、URAT和e CAN等标准通信接口。编程使用C/C++语言以及汇编语言, 可以和TMS320x/LF240x源代码兼容, 并有128位的安全密钥, 防止系统中的软件程序被修改或读取。
3 TMS320F2812与DSP56F807比较
TMS320F2812芯片在性能上优于DSP56F807芯片, 具体如表1所示。
由表1可见, 在运算响应速度、存储空间、输入输出方面, TMS320F2812都比DSP56F807更优, 而且TMS320F2812有密码保护功能, 能有效地避免片内代码的流出, 具有很好的商业保密功能。选用TMS320F2812能为以后硬件再次升级为更先进的TMS320F28335或者其它芯片预留空间。通过对比分析可知, TMS320F2812具有DSP56F807所不具备的资源优势和良好的可扩展性, 有较高适应性和可靠性的片上外设模块, 且内核能够更快、更有效地实现各种复杂的算法, 而且目前该芯片的周边应用软件、库函数等已经十分齐全, 因此在风电变流器控制硬件设计中完全可以取代现有的DSP56F807, 成为更利于统一的控制硬件核心。
DSP56F807采用的是Code Warrior编译工具。Code Warrior包括构建平台和应用所必需的所有主要工具:IDE、编译器、调试器、编辑器、链接器等。Code Warrior IDE借助集成开发环境的良好图形界面, 可以完成程序代码的编写、编译、执行、调试等DSP开发过程中的全部任务, 是目前商用嵌入式系统采用最多的软件编程工具。
TMS320F2812采用的编译工具为CCS (Code Composer Studio) , 是TI公司针对标准TMS320调试器接口设计的集成开发环境 (Intergrated Development Environment, IDE) 。CCS具有强大成熟的核心运算能力和简洁易上手的配置和图形可视化工具, 可以为硬件选型、系统设计提供参考, 方便程序优化设计。CCS支持C/C++语言和汇编语言的混合编程, 集成了Simulator和Emulator仿真器的驱动程序。CCS内部集成了以下软件工具:DSP代码生成工具、CCS集成开发工具、实时分析插件DSP/BIOS和实时数据交换模块等。由于CCS具有实时、多任务、可视化、开放式插入架构的特点, 因此使其成为TI公司DSP设计、开发、调试、优化不可或缺的工具。CCS仿真分为软件仿真和硬件仿真, 一般先进行软件仿真。
4 软、硬件移植
风机变流器机侧控制框图和网侧控制原理如图1、图2所示。
由于两个DSP芯片均采用C语言进行编程, 因此只需将代码从Code Warrior中按照格式要求移植至CCS, 修改相关I/O口的地址, 重新编码设计PWM波的生成即可。
TMS320F2812和DSP56F807的硬件封装相差不大, 因此先采用的BGA的DSP56F807尺寸完全可以容纳BGA的TMS320F2812, 仅需修改与DSP接口的相关引线, PCB设计无需大改。现已经实现了硬件设计, 通过在实验室对硬件调试表明, 硬件运行正常, 具备批量装机条件。
5 结语
通过对比TMS320F2812和DSP56F807的性能与相关硬件构造等, 说明了TI系列的DSP芯片优于Freescale系列的DSP芯片, 更适用于风机变流器的控制。TI系列的DSP芯片现已开发出基于TMS320F2812的远程程序可行手段, 所以更利于风电现场的应用。
参考文献
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