双馈变流器（精选7篇）
双馈变流器 篇1
0前言
现阶段双馈式风电机组在大型并网型风电机组中, 占据主流[1]。对于双馈发电系统, 当电机转速低于同步转速时, 变流器从电网吸收功率输出到电机转子;当转速高于同步转速时, 变流器从转子吸收能量输送到电网。双馈式风电机组的运行要求变流器能够实现能量的双向高质量流动。双馈式风电机组安装的位置及其恶劣的运行环境[2], 决定了双馈变流器将面临众多严峻的挑战, 其中桥臂间、相间或对地短路是其中之一。双馈电机使用滑环碳刷, 当碳粉没有及时清理或清理不完全时, 将产生变流器的相间或对地短路;外部环境气候的急剧变化将导致凝露的发生, 进而引发短路;雷击破坏绝缘引起短路;双馈发电机绝缘损坏引起短路;控制系统故障引起桥臂间短路等。双馈变流器运行环境的特殊性, 面对的复杂多变的电网条件, 以及连接使用滑环碳刷的双馈电机, 这些因素都决定双馈式风电变流器的短路工况发生几率高、强度大, 因此双馈变流器的过流保护需谨慎设计。
1 双馈式风电变流器短路保护要求
通常将IGBT的过流工况分为Ⅰ型短路过流和Ⅱ型短路过流, 前者是指IGBT从阻断状态直接进入短路状态, 发生这种情况的原因是IGBT开通于一个已经短路的负载回路中, 一般是由于负载短路或桥臂的另一IGBT尚未关闭;后者是指IGBT从正常导通进入短路。IGBT短路时, 并不会立即损坏, 随着电流迅速增大, 引起芯片热应力急剧上升。当芯片结温达到约250℃时, 掺杂硅片将变为本征态;而当硅片温度达到铝硅共晶态温度约580℃时, 硅片表面铝电极的触点铝将迁移到硅片里, 进而迁移到PN结, 导致芯片阻断能力的彻底失效;而当硅片温度达到约900℃时, 硅片将完全烧毁。而当芯片温度达到900℃, 或是在580℃时发生了铝迁移, 保护IGBT就已经不可能。
过流保护的根本在于IGBT进入过流工况后, 在其安全可控的时间段内及时切断电路。国内外对变流器的过流保护进行了较多的研究, 文[3]提出了IGBT变流器过流保护的方法, 主要分析介绍了IGBT应对Ⅰ型短路过流的驱动电路设计;文[4]虽然提出了系统级的过流保护策略, 依靠软件采样电流值, 判断是否过流, 由于软件不可能时刻对电流采样, 在两次电流采样之间, 该方法存在过流保护空白时间段, 因此不适合双馈式风电变流器的特殊工况。双馈式风电变流器过流保护所面临的特殊性, 主要体现在如下几方面:
1) 双馈式风电机组存在故障电压穿越问题, 其中主要是低电压穿越。当发生低电压穿越时, 变流器电流比正常运行的电流值大很多。例如某型双馈式风电机组, 正常运行时变流器电流约为300 A, 在低电压穿越时, 运行电流可达800 A。采用常规的过流保护, 可能会将正常的低电压穿越工况误当过流工况。如果将过流保护电流值按照低电压穿越时的电流来设定, 正常运行时发生的过流可能因为过流保护阀值过大而不能及时得到保护, 最终造成变流器或外网电路部件损坏。
2) 双馈变流器直接驱动发电机的转子, 而转子对地的寄生电容比定子对地的寄生电容大10倍以上[5], 因此, 双馈变流器的共模电流远大于常规变流器。目前, 我国双馈发电机的生产制造及质量控制还不成熟, 发电机本身的共模电流较大。某双馈式风电机组共模电流如图1所示, 虽然共模电流有效值只有几个安培, 但其峰峰值达到约200 A。共模电流叠加在相电流上, 可使相电流瞬时值较高, 触发过流保护。
3) 双馈变流器机侧发生对地短路时, 短路回路如图2所示。该回路经过箱式变压器的次边绕组、网侧电抗器和机侧电抗器, 回路电感较大, 电路的di/dt较低 (经实际测试, 某型机组对地短路时电流的di/dt约为30 A/μs) 。此种情况下, 短时间内既不能触发IGBT驱动电路板上的Ⅰ型短路保护功能, 也不能触发依靠电流传感器测量的过流保护。而当电流达到能够触发过流保护时, 其过流时间已经足够长, 可能使IGBT损坏。如果过流保护阀值设定低一些, 保护虽然能早一些动作, 却又不能满足低电压穿越的正常工况要求。对于此种短路保护, 传统的保护方法已经不适用。
4) 双馈式风电机组多位于电网末端, 大功率运行时, 电网电压较高, 通过长期观察发现, 满功率运行时, 690 V的电网电压可升高到740V左右, 加上严格的并网谐波限制, 使得变流器的中间直流电压需设定到1 100 V左右。这对于1 700 V电压等级的IGBT, 容易发生关断过电压。双馈式风电机组有低电压穿越的特殊要求, 在发生低电压穿越时, 大量能量从转子流向变流器, 使变流器中间电压进一步升高, 甚至达到1 400 V, 该工况下, IGBT更容易发生关断过电压。关断过电压可使IGBT失效, 进而发生Ⅰ型短路故障。从以上分析可知, 如果不采取特殊措施, 双馈变流器发生Ⅰ型短路故障的几率将比常规变流器大得多。
从以上列举的四种短路工况可知, 双馈式风电变流器和双馈风力发电机系统, 有其特殊的运行要求, 传统的保护方法, 已不能满足其短路保护的要求。
2 适用于双馈变流器的短路保护
双馈变流器运行工况的特殊要求, 决定其短路保护不同于常规变流器, 需多种保护功能共同作用, 才能很好实现保护功能。这些保护功能包括:退饱和保护, 关断过压保护, 软件过流保护, 硬件过流保护, 熔断器保护。
2.1 退饱和保护
退饱和是指IGBT电流过大, 退出饱和区, 一旦退出饱和区, IGBT会承受全部外部电压, 此时IGBT的压降显著增大, 同时电流也很大, IGBT的损耗非常大。工业标准下, IGBT在该状态下能承受10μs;系统必须能在此时间内将器件关断。要在如此短的时间内完成动作, 较好的方法是通过硬件实现, 利用驱动电路识别退饱和工况。根据具体IGBT的型号, 选择合适的集电极-发射极电压阀值, 在IGBT开通时, 当检测到Vce大于该阀值, 认为发生了退饱和, 驱动电路执行保护动作, 关断IGBT。
2.2 关断过压保护
IGBT在关断时, 由于杂散电感的存在, 在IGBT上产生过电压;对于特定型号的IGBT, 当关断电阻选定后, 关断过电压与关断电流有关, 电流愈大, 关断过电压愈大。风电变流器多工作于电网末端, 电网线路较长, 当机组运行在满功率时, 690 V的电网电压常常会升高到约740 V, 这就要求变流器的中间电压不低于1 050 V;而在低电压穿越时, 大量转子能量涌向变流器, 中间电压更是可以达到约1 400 V。双馈变流器普遍采用的1 700 V等级的IGBT, 基于短路电流较大和直流电压较高的原因, IGBT容易发生关断过压。
文章[6]介绍了一种有源钳位电路, 其电路如图3所示, 当IGBT发射极电压超过瞬态抑制二极管TVS的击穿电压时, 发射极电压通过TVS, 二极管和电阻, 向IGBT的栅极产生电流, IGBT栅极电压被抬高, 使其导通, 从而避免由于过压而损坏。
2.3 软件过流保护
电流变化率不高, 电流又处于过流状态, 但IGBT又没有退饱和。此种情况, 使用软件过流保护能取得较好的效果。软件定期读取IGBT的电流值, 经一序列信号分析策略的处理, 与设定值比较, 当超过设定阀值时, 即启动过流保护, 封锁IGBT脉冲, 断开双馈变流器的网侧接触器, 断开双馈发电机定子接触器, 向主控系统报过流故障。更为详细的, 软件过流保护可以判断是机侧变流器还是网侧变流器过流, 是哪一相过流;不但能起到过流保护的功能, 还为过流分析和故障排除提供了方便。软件过流保护具有很好的灵活性, 可以从系统级的高度对变流器过流进行有效保护。
2.4 硬件过流保护
软件过流保护虽然有诸多优点, 但控制系统不可能将全部资源用于盯着传感器的电流值, 进而判别其是否过流。电流采样总会有时间间隔, 例如, 某型变流器的电流读取频率为2 k Hz, 这相当于两次读取电流值的时间间隔为500μs。在这500μs的时间内, 软件过流保护处于空白区。如果这个空白区中出现了过流, 而前一个电流检测时刻电流已处于过流边缘, 且该过流还不至于使IGBT退饱和, 那么软件过流保护需要经过500μs才能动作。在这段时间内, 器件可能已经出现了过热, 甚至损坏, 软件过流保护将失效。
为了弥补软件过流保护的这个不足, 需要设置硬件保护, 其电路结构如图4所示。电流传感器信号送入积分器积分, 在软件读取电流值的同时对积分器清零。积分器在软件过流保护的空白时间内对电流积分, 当累计值超过某设定值时, 触发硬件过流保护, 封锁IGBT脉冲, 断开双馈变流器网侧接触器, 断开双馈发电机定子接触器, 并报硬件过流信号。
2.5 熔断器保护
熔断器是短路保护的最后屏障, 当上述几种短路保护全部失效后, 熔断器要保证仍能将故障支路从电路中切除, 从而保证故障造成的损失不持续扩大。熔断器的工作原理是当过流时熔体发热而熔断, 形成开路。熔断器是传统的过流保护元件, 用于电力电子系统的过流保护, 要求熔断器至少具有快速保护的特性。熔断器要求在满足双馈变流器的额定电压和额定电流的前提下, 其分断能力不低于变流器短路后的最大电流, 熔断时的弧电压不高于IGBT的耐受电压;弧前焦耳积分和总焦耳积分尽量低, 弧前时间尽量短。
为了选择最合适的熔断器, 需要考虑变流器主电路短路运行的诸多要素, 选型时需要协调各要素之间的相互关系, 通过该关系对熔断器进行校核。对于熔断器保护, 好的设计结果是变流器正常工作时, 熔断器不动作;变流器发生短路时, 在前几种短路保护失效后, 熔断器能熔断, 而IGBT完好。
3 短路保护试验
模拟风电变流器的各种短路工况, 主要包括相间短路, 相对地短路, 桥臂间短路等。相间短路如图5所示, 变流器通过输出电抗器及电缆形成短路;相对地短路如图6所示, 短路电流通过机侧电抗器、电缆、箱式变压器的次边绕组、网侧电抗器, 再回到变流器, 其短路阻抗较大, di/dt较低, 过流保护启动时间较长;桥臂间短路如图7所示, IGBT承受全部直流电压。
通过接触器串联熔断器模拟短路, 当接触器闭合时短路发生, 从等风 (变流器启动前发生短路) 、并网、小功率发电、中功率发电、满功率发电, 共5种状态, 多次进行短路试验, 变流器过流保护均正常及时动作, 期间功率器件均完好, 变流器向主控系统正常报错。相对地短路时短路电流波形如图8所示, 保护动作电流约为1 500 A, 结合变流器的短路保护设定参数, 判断为硬件过流保护动作结果;桥臂间短路波形如图9所示, 期间IGBT承受全部直流电压, 驱动电路的退饱和保护动作, 从关断过程的明显延迟可以判断关断过压保护正常动作。
4 结束语
双馈式风电变流器运行于高山、滩涂等恶劣的工作环境, 有严格的谐波限制, 有低电压穿越等特殊要求, 这些特点决定了常规的过流保护措施不能完全满足其短路保护的要求, 应从驱动电路到系统控制、从软件到硬件进行全面的短路保护。
大量的风电机组运行经验及长期的实践考核表明, 通过上述短路保护措施, 可以对双馈式风电变流器的短路工况进行较好的保护。当外部电路发生短路时, 变流器能保护自身不受损坏;当变流器内部发生短路时, 能及时切除故障支路, 不使故障扩大。
摘要：双馈式风电变流器运行于特殊工况, 常规的过流保护措施只能满足双馈变流器在特殊工况下的部分过流保护要求, 应在常规过流保护的基础上, 运用新的短路保护措施, 才能使变流器在外部出现短路情况时, 保护自身免受损害, 而当变流器内部发生短路时, 能及时切除故障支路, 不使故障扩大。以此目标为基础, 本文对双馈式风电变流器短路保护的特殊性及其措施进行了初步探讨。
关键词：双馈,风电,变流器,IGBT,短路保护
参考文献
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双馈变流器 篇2
风电变流器作为风能转换系统中的枢纽,是影响风电机组及其入网稳定性的重要环节,但现有文献表明,风电变流器是风能转换系统中的薄弱环节之一,因变流器失效导致系统故障占的比重很大,而且其中超过50 % 的故障是因IGBT模块(6组IGBT及其反并联二极管构成)功率循环失效造成的[1,2,3,4]。此外,GB / T 25388.1—2010《风力发电机组双馈式变流器技术条件》对风电机组适应风况的能力提出了明确要求,其中一项重要指标是变流器在各典型风况下其平均失效时间MTTF(Mean Time To Failure)不小于2 a[5]。另外,风电变流器IGBT模块结温的大小、波动幅值及波动频率与风速密切相关,因此,风速可能对IGBT模块的失效产生影响[1,2,5]。综上所述,如何准确评估不同风况下风电变流器IGBT模块功率循环能力并分析风速对其的影响规律,以提高变流器可靠性显得十分重要。
目前,已有文献主要是基于器件结温来衡量变流器IGBT模块功率循环能力。如文献[6-7]利用评估手册MIL-HDBK-217F,分析了变流器拓扑结构对IGBT模块功率循环能力的影响 ;文献 [8] 利用电子设备评估模型,对混合电动汽车中逆变器IGBT模块的功率循环能力进行了评估。但上述评估方法仅关注结温平均值对IGBT模块功率循环能力的影响,而没有考虑结温波动的影响。文献[9-10]基于IGBT模块功率循环失效模型,分析了风速及风机参数对永磁同步风电机组网侧变流器功率循环能力的影响。但由于机侧变流器长期处于低频下运行,且运行频率随风速的变化而改变,使得机侧IGBT模块的结温波动幅值更大,且波动频率随风速随机变化,因此现有网侧评估模型很难对机侧变流器IGBT模块的结温波动信息进行准确提取。文献[11]分析了机组控制方式对机侧变流器IGBT模块功率循环能力的影响,但分析模型假设各风速区间的风速为恒定值,并未考虑各区间内风速的变化。因此,有必要研究湍流风速下机侧变流器IGBT模块功率循环能力的准确评估方法。
基于此,本文在分析结温大小及波动对机侧变流器IGBT模块失效影响的基础上,结合双馈风电机组仿真模型,基于变流器实时运行参数,建立机侧变流器IGBT模块结温计算模型,并分析湍流风速对IGBT结温波动的影响 ;其次 ,考虑湍流风速导致器件结温随机波动的特点,提出基于雨流算法提取随机结温波动信息的机侧变流器IGBT模块功率循环能力评估模型。最后,以某1.5MW双馈风电机组机侧变流器IGBT模块为例,对传统功率循环能力评估模型和本文模型的有效性进行比较,并分析年平均风速及湍流强度对机侧变流器IGBT模块功率循环能力的影响。
1 机侧变流器 IGBT 模块失效模型
1.1 器件功率循环失效模型
功率循环是IGBT及二极管器件在工作中失效的主要诱因,这是由器件材料的热膨胀系数不同导致的。当器件的温度波动变化时,材料形成不同程度上的压缩或拉伸从而产生剪应力,最终使器件因功率循环疲劳累积而失效[10,11]。LESIT项目利用不同器件制造商的IGBT模块,通过功率循环试验,得出器件发生失效主要与结温及其波动幅值有关,见图1[12]。
图中,ΔTj、Tm分别为结温波动幅值及平均值。从图1可以看出,随着ΔTj或Tm的增大,器件可进行的功率循环次数减少,而且ΔTj对器件寿命的影响比Tm更为显著。基于器件失效机理,总结出器件的CoffinManson失效寿命模型[12]:
其中,Nf(Tm,ΔTj) 表示在Tm及ΔTj下器件可进行的功率循环总次数;A、α为与器件相关的常数,文中分别取值640、-5;Q为激活能量常数,取值0.8e V;R为玻尔兹曼常量。
为了预测在工作条件下器件的平均失效时间,通常采用线性疲劳累计损伤模型,由此,器件的平均失效时间tdevice可计算如下[12]:
其中,N(Tm,ΔTj)表示在时间段T内 , 器件所经历的结温波动幅值及平均值分别为ΔTj及Tm时的功率循环次数。
1.2 机侧变流器 IGBT 模块的平均失效时间
为衡量器件结温对机侧变流器IGBT模块失效的影响,本节基于器件功率循环失效模型,结合双馈风电机组拓扑结构(如图2所示),建立机侧变流器IGBT模块的平均失效时间计算模型。
由图2可知,机侧变流器IGBT模块由6组IGBT及反并联二极管组成。在由M个器件组成的系统中,系统的平均失效时间tsystem定义如下[12]:
则机侧变流器IGBT模块的平均失效时间tsystem可计算如下:
其中,tdevice_I、tdevice_D分别为IGBT和二极管的平均失效时间,其可由式(2)计算。
2 湍流风速对机侧变流器结温波动的影响
2.1 机侧变流器 IGBT 模块结温计算模型
为准确计算机侧变流器运行过程中IGBT模块的结温,本节基于开关周期损耗计算方法及机侧变流器功率模块热模型,结合机侧变流器运行参数,建立机侧变流器结温计算模型。
对于双极性正弦脉宽调制的三相变流器,IGBT与二极管基于开关周期的导通损耗PIc与PDc分别如式(5)、(6)所示[17,18,19]:
其中,uI、uD分别为IGBT、二极管的饱和压降;rI、rD分别为IGBT、二极管的导通电阻;i(t)为变流器输出电流;δ(t)为占空比;“±”内的“+”、“-”分别用于机侧变流器逆变和整流工作模式;m为调制度;ω为角频率;为交流电压和电流基波分量之间的相位角。
IGBT与二极管基于开关周期的开关损耗PIs与PDs分别如式(8)、(9)所示[17,18,19]:
其中,fs为开关频率;Eon、Eoff分别为IGBT额定条件下的单位开通、关断损耗;Udc为变流器直流侧电压;UN、IN分别为IGBT额定电压和额定电流;Erec为二极管额定条件下的单位恢复损耗。
单个IGBT与二极管的总损耗PI及PD分别表示如下:
机侧变流器功率模块的总损耗Ptot为:
机侧变流器功率模块的热模型如图3所示,则IGBT的结温TIj与二极管的结温TDj分别计算如下:
其中,ZIjc、ZDjc分别为IGBT、二极管的结-壳热阻抗,ZIch、ZDch分别为IGBT、二极管的管壳至散热器热阻抗,Zh为变流器功率模块散热器的热阻抗,上述热阻抗分别由各自的等效热阻及热容构成,其具体参数可根据厂商提供数据获取;Ta为环境温度;Δt为损耗持续作用的时间,且Δt=f / 2,f为变流器运行频率。
基于上述损耗计算方法及热模型,机侧变流器IGBT模块结温计算步骤如下 : 首先利用厂商提供数据,可得各项损耗特性参数uI、uD、rI、rD、Eon、Eoff、Erec、Un、In及热网络模型参数ZIjc、ZDjc、ZIch、ZDch、Zh; 然后,结合双馈风电机组仿真模型,在考虑机组控制特性的基础上,获取机侧变流器运行参数fs、Udc、m、、i(t)及ω,即可得到各时刻下的损耗PI、PD、Ptot,进而通过构建的热模型,便可获得IGBT或二极管结温。
2.2 湍流风速对结温波动的影响
为分析湍流风速对机侧变流器IGBT模块结温的影响,本文基于MATLAB平台,首先利用短期风速仿真模型[20],构造2组平均风速均为11m / s、但湍流强度分别为0% 及15% 的风速,以模拟恒定风速及湍流风速;然后,基于2.1节中建立的结温计算模型,以某1.5 MW双馈风电机组机侧变流器IGBT为例,对比分析恒定及湍流风速下IGBT的结温特性。双馈风力发电机组的主要参数如下:额定功率为1.5 MW;额定电压为690 V;直流侧电压为1 150 V;额定频率为50 Hz;额定转速为1 800 r / min;定子电阻Rs为0.00706 p.u.;转子电阻Rr为0.005 p.u.;定子漏感Lsl为0.171 p.u.;转子漏感Lr l为0.156 p.u.;定、转子互感Lm为2.9 p.u.;同步转速点风速为9.325m /s;恒转速区起始点风速为11.3 m / s;恒功率区起始点风速为12.3 m / s;切出风速为25 m / s。
图4为恒定和湍流风速下,机侧变流器IGBT结温。图4(a)为仿真风速;图4(b)为恒定风速下机侧变流器IGBT结温,由图可知其结温的Tm、ΔTj及波动频率均恒定,分别为57.8℃、11.5℃及6 Hz;图4(c)为湍流风速下IGBT结温,基于雨流算法对图中的结温数据进行统计可知,Tm的最大值为60.5℃、最小值为55.3℃,ΔTj的最大值为34.2℃、最小值为8.9℃,波动频率的最大值为12Hz、最小值为0.3Hz,由此可见,Tm、ΔTj及波动频率随时间而随机变化,尤其是ΔTj及波动频率变化较为剧烈。此外,对比图4(b)、(c)可知,湍流及恒定风速下结温的Tm相差不大,但两者结温的ΔTj及波动频率存在显著差异,尤其是湍流风速下存在具有较大ΔTj的结温,其可能对IGBT模块的平均失效时间产生较大影响。
3 IGBT 模块功率循环能力评估模型
3.1 基于雨流算法的随机结温波动信息提取
针对湍流风速下器件结温的Tm、ΔTj及波动频率均随机变化,导致传统结温提取方法[9,10,11]不能有效提取其结温波动信息的问题,考虑雨流算法具有简单、直观、计算量小等特点,本文提出利用雨流算法对随机结温载荷进行提取,以准确统计一段时间内器件结温的ΔTj、Tm及N(Tm,ΔTj)。
雨流算法由Matsuiski和Endo等人提出,主要用于分析材料的应力-应变演化规律[21]。其用于提取器件结温波动信息时的步骤如下。
a. 把结温-时间曲线旋转90°,采用竖坐标轴表示时间,横坐标轴表示结温,如图5所示。
b. 规定雨点以峰值(或谷值)为起点沿各层层顶向下流动,然后根据雨点的轨迹(图中虚线所示)提取器件结温波动信息:即雨滴从每个谷值外边(或峰值内边)开始流动,在峰值(或谷值)处竖直落下并继续流动,一直流到比起始点值更大的峰值(或更小的谷值)处停止;此外,若雨滴在流动过程中,遇到上层斜面流下的雨滴时也停止流动。当雨滴停止流动时,其轨迹就会形成一个闭合曲线,即一个完整的结温波动循环。
c. 根据结温波动循环的起点值To和终点值Ts,结温的ΔTj、Tm可分别由式(15)、(16)计算,且对应的结温波动次数N(Tm,ΔTj)加1。
d. 重复步骤b、c,直至结温-时间历程末点。
3.2 IGBT 模块功率循环能力评估模型
基于雨流算法提取随机结温波动信息,并结合风速的统计特性[22],建立机侧变流器IGBT模块功率循环能力评估模型,其评估流程如图6所示,其评估步骤如下。
a. 将0~30 m / s的风速,以1 m / s为间隔,划分为30个风速区间,各风速区间的分布概率用fk表示,平均值用vk表示,湍流强度用Ik表示;根据年风速的统计特性[22],将vk取为各风速区间的中间值(即0.5、1.5、…、29.5 m / s);fk符合Rayleigh分布,其与年平均风速vave的关系如式(17)所示;Ik与年风速的湍流强度Iref的关系如式(18)所示。
b. 基于MATLAB / Simulink仿真平台,利用湍流风速仿真模型,得到各风速区间的时序风速,时序风速的持续时间为T(通常取600 s),并基于风电机组仿真模型及机侧变流器结温计算模型,得出各风速区间下机侧变流器IGBT模块的结温载荷,然后利用雨流算法提取Tm、ΔTj及N(Tm,ΔTj),再利用式 (1)—(4)计算各风速区间下机侧变流器的平均失效时间tk。
c. 结合各风速区间的分布概率fk,基于Miner线性累加原则,利用式(19)便可预测各区间风速综合作用下,机侧变流器IGBT模块的平均失效时间ttot。
4 年平均风速及湍流强度对 IGBT 模块功率循环能力的影响
4.1 年平均风速的影响
为研究年平均风速对机侧变流器IGBT模块功率循环能力的影响,结合《风力发电机组双馈式变流器技术条件》[5]中定义的典型风况,选取不同年平均风速、相同湍流强度的4种风况(vave分别为6、7.5、8.5、10 m / s,Iref均为0.12),基于本文建立的机侧变流器IGBT模块功率循环能力评估模型,以某1.5MW双馈风电机组机侧变流器IGBT模块为例,对其在上述4种风况下运行时,IGBT模块的平均失效时间进行计算,并将此计算结果与利用传统模型[9,10,11]的评估结果进行比较。机侧变流器参数为:Udc为1200 V;Ta为30℃;IGBT模块型号为FF1000R17IED_B2。其损耗参数:UN、IN分别为1700 V和800A;fs为4000Hz;uI、uD分别为3.1、1.2 V;rI、rD分别为3.3×10-3、2.3×10-3Ω;Eon、Eoff、Erec分别为260、350、120 m J。热网络参数如下:RI1—RI5分别为0.8、3.7、13、2.5、16 K / k W;RD1—RD5分别为2.19、8.41、21.94、2.56、16 K / k W;R6为5 K / k W;CI1—CI5分别为1、0.351 4、3.846 2、240、6.25 s·W / K;CD1—CD5分别为0.365、1.55、2.27、234、7.13 s·W / K;C6为166.7 s·W / K。
表1显示了不同年平均风速、相同湍流强度下,本文模型及传统模型的评估结果。由表1中本文模型的评估结果可知,随着年平均风速从6 m / s增大到10 m / s, 机侧变流器IGBT模块的平均失效时间从1.56 a减小到0.93 a。同时,表中传统模型评估结果也表明,IGBT模块的平均失效时间随着年平均风速的增大而减小,此变化规律与本文模型评估结果的变化规律相同,验证了本文模型的有效性。另外,对比表中相同年平均风速下不同模型的评估结果可知,本文模型的评估结果小于传统模型的评估结果,可见传统评估模型的结果偏乐观。这是由于本文模型同时考虑了风速平均分量和风速湍流分量,而传统模型仅考虑各风速区间内风速平均分量。此外,由表1还可知:各典型风况下机侧变流器IGBT模块平均失效时间均小于2 a,无法满足《风力发电机组双馈式变流器技术条件》[5]中的要求。
4.2 湍流强度的影响
为分析风速湍流强度对机侧变流器IGBT模块功率循环能力的影响,结合变流器典型运行风况[5],选取年平均风速均为6 m / s,但湍流强度Iref分别为0.12、0.14、0.16的3种风况 ,基于本文建立的IGBT模块功率循环能力评估模型,对机组在上述风况下运行时,其机侧变流器IGBT模块的平均失效时间进行计算,计算结果如表2所示。
由表2可知,当湍流强度取最小值0.12时,机侧变流器IGBT模块的平均失效时间最大,为1.56 a;而当湍流强度取最大值0.16时,机侧变流器IGBT模块的平均失效时间最小,为1.29 a。由此可知,机侧变流器IGBT模块的平均失效时间随湍流强度的增大而减小。
5 结论
本文在分析结温平均值及波动幅值对机侧变流器IGBT模块失效影响的基础上,结合双馈风电机组仿真模型,基于变流器实时运行参数,建立机侧变流器IGBT模块结温计算模型,分析湍流风速对结温波动的影响,进而提出基于雨流算法提取随机结温波动信息的机侧变流器IGBT模块功率循环能力评估模型,并以某1.5MW双馈风电机组机侧变流器IGBT模块为例,分析年平均风速及湍流强度对其功率循环能力的影响。所得结论主要如下。
a. 与恒定风速下机侧变流器IGBT结温相比 ,湍流风速作用下结温的平均值、波动幅值及波动频率不再保持恒定,而呈现随机变化的特性;且相比于结温的平均值,结温波动频率及波动幅值的大小受湍流风速的影响较大。
b. 与仅考虑各风速区间风速恒定分量作用的传统评估模型相比,本文提出的基于雨流算法提取随机结温波动信息的评估模型能同时考虑风速的恒定分量及湍流分量的作用,更能准确反映湍流风速对机侧变流器IGBT模块功率循环能力的影响。
c. 随着年平均风速及湍流强度的增大 , 机侧变流器IGBT模块的平均失效时间减小,功率循环能力减弱。
本文实现了湍流风速作用下变流器IGBT模块可靠性的定量分析;本文模型及结论为不同风况下风电场选择合适的IGBT模块,以提高其运行可靠性、降低运行及维护成本,提供了重要的理论依据。
摘要：为准确评估不同风况下双馈风电机组变流器的可靠性水平,提出一种机侧变流器IGBT模块的功率循环能力评估方法,并研究了风速对功率循环能力的影响。基于器件失效模型,建立机侧变流器IGBT模块的平均失效时间(MTTF)计算模型。结合变流器实时运行参数,建立机侧变流器IGBT模块结温计算模型,并分析湍流风速对结温波动的影响,进而提出基于雨流算法提取随机结温波动信息。根据提取的随机结温波动信息,结合风速统计特性,提出机侧变流器IGBT模块功率循环能力评估模型。最后,以某1.5 MW双馈风电机组机侧变流器IGBT模块为例,分析年平均风速及湍流强度对其功率循环能力的影响。分析结果表明:该变流器IGBT模块的MTTF其随着年平均风速及湍流强度的增大而减小;相比传统评估模型,所建立的评估模型更准确。
双馈变流器 篇3
关键词：双馈风机,次同步谐振,转子侧变流器,附加阻尼控制,频率响应
0 引言
风能作为一种可再生能源,在全世界范围内得以大力发展。截至2010年底,中国风机装机容量已超过美国成为世界第一。但中国风能资源主要集中在“三北”,远离负荷中心,分布极不平衡。所以,经常会采用串联电容补偿提高输电容量,进行远距离输电,但同时也带来了发生次同步谐振(subsynchronous resonance,SSR)的风险。 近年来,国内外已发生了多起由串补引发的风电场SSR问题[1,2,3,4]。
笔者通过前期的研究已取得了一些结论。研究发现:当风机转速越低或者串补度越高时,风机发生SSR的风险就越大。同时还发现,转子侧变流器(rotor side converter,RSC)内环比例系数对系统的SSR特性影响较大,该系数越小,系统越稳定。但当该系数降低到一定程度后,电流跟踪效果就会变差,变流器性能下降,不能从根本上解决SSR问题。如何抑制风电场发生的次同步振荡显得尤为重要。
目前,针对风电场串补输电系统SSR的抑制方法大致可以分为两类:一类是利用柔性交流输电系统(flexible alternative current transmission system,FACTS)装置来进行抑制[5],另一类则是通过在风机自身增加附加阻尼控制来进行抑制。为了抑制SSR而加装FACTS装置则需要增加投资,并且设备的利用率也不高,针对晶闸管可控串联补偿(thyristor controlled series compensation,TCSC)设计的附加阻尼控制策略无法应用于采用固定串补的系统中。在利用双馈风机中的变流器进行SSR抑制方面,文献[6-8]研究利用网侧变流器(grid side converter,GSC)对SSR进行抑制,文中分别研究了在GSC的直流电压控制环(有功控制环)以及机端电压控制环(无功控制环)中增加附加控制策略,通过特征值分析方法对抑制效果进行研究,并通过时域仿真进行验证。在利用RSC进行SSR抑制方面,文献[9]研究利用RSC的附加控制策略对SSR进行抑制。附加控制策略以电机转速作为反馈信号,电机转速的实际值与参考值相减后通过比例—积分(PI)环节后作为RSC控制策略中的附加电压信号,PI环节中的参数采用细菌觅食(bacterial foraging,BF)算法进行优化。文献[10]提出在RSC的电流控制环中增加一个微分环节,使得RSC电流环变为二维自由度,增加的微分环节等效于在转子绕组中增加一个电感,能够改变系统SSR的特性,从而保证系统的稳定性。文献[11-12]都采用电机转速作为反馈信号,经过带通、比例移相环节后作为RSC附加控制信号,实现对SSR的抑制。文献[13]建立了系统的线性化模型,通过控制系统中的模型降阶和极点配置的方法,分别设计了RSC和GSC的附加阻尼控制策略。总的来说,利用风机自身变流器进行SSR抑制的方法由于缺乏对SSR机理的研究,所提出的方法的物理意义大都不明确,也没有给出具体的控制器设计思路和方法。采用增加微分环节的方法改变了RSC的电流控制环的结构,会对RSC电流跟踪效果产生影响。采用控制理论中的极点配置方法对控制器设计,使得控制策略中的参数物理含义不明确,也会增加风机状态采集和控制系统的复杂程度。
本文从RSC入手,通过改进控制系统,增大转子电磁转矩对SSR的阻尼,提出新的双馈风机SSR抑制方法,从机理上给出控制器设计的解释,并给出了详细的控制器参数设计思路和过程;通过在转子侧进行附加阻尼控制,使双馈风机在低转速或者串补度较高的情况下,也能安全稳定运行;同时,在保证RSC变流器电流跟踪效果的情况下,即不降低RSC内环比例系数时,使SSR得到有效抑制。通过对比在相同的运行工况下,有无附加阻尼控制策略来说明对SSR的抑制效果。
1 系统建模
本文以华北地区某风电场实际参数为背景进行等效建模。风电场经变压器升压后接至串补输电系统,考虑低压输电线路阻抗,从该风电场侧看电网等效后串补度约为6.67%。当风电场内各个风机运行工况相差不大时,整个风电场可用一台双馈电机等效[14],等效后的系统如图1所示。
图1中:er和es为分别为转子和定子的感应电动势;ucr和ucg分别为RSC和定子侧变流器的输出电压;Rr和Rs分别为异步电机转子和定子绕组的电阻;Rcr和Lcr分别为RSC连接电抗的等效电阻和电感;Rcg和Lcg分别为GSC连接电抗的等效电阻和电感;Tg表示等效升压变压器;Rg,Lg,Cg分别为串补输电系统的等效电阻、电感和电容。双馈风机及输电系统参数如下:容量基值为1 500 MVA;风机励磁电抗为13.68,风机定子电阻为0.016 4,线路等效电阻为0.02,风机定子漏抗为0.255,线路等效电感为0.21,风机转子电阻为0.018 3,串补电容为0.03,风机转子漏抗为0.222,变压器等效漏抗为0.22,均为标幺值。
2 基于转矩分析法的SSR机理解释
2.1 定转子转矩分析
双馈风机中异步电机的电磁转矩关系式为:
式中:下标“*”表示标幺值;np为极对数;isd*,isq*和ird*,irq*分别为定、转子的dq轴电流;Lm*为定、转子之间的互感。
将式(1)线性化,可以得到:
从式(2)中可以看出,转速变化时的电磁转矩变化量分为转子变化量 ΔTer*和定子变化量 ΔTes*两部分。本文首先根据双馈风机中异步电机的磁链及感应电动势方程,推导出转速变化时,定子和转子感应电动势的变化量。然后,利用定子和转子电路方程、变流器电路方程及控制策略方程,解得定子和转子电流的变化量。接着可以得到定子和转子电磁转矩的变化量与转速变化量的关系式。然后根据定子和转子电磁转矩—转速关系式的相频响应和幅频响应,最终确定电磁转矩对该频率的转速变化量阻尼的性质和大小。然后从RSC进行附加阻尼控制,通过增大转子的电磁转矩对SSR的阻尼,从而抑制SSR。
需要特别说明的是,为了简化推导过程,本文作如下假设:①忽略RSC控制策略中外环的比例和积分系数,以及内环的积分系数;②当GSC控制策略有效时,若忽略输出电流中开关频率的分量,其输出电流中仅含工频基波分量,对于外电路来说可等效为一个基波电流源,其次同步频率的等效阻抗可认为是无穷大。因此,在研究转速变化导致的定子电流变化时可以将GSC忽略。在①和②的假设下,转子感应电动势变化量只会产生转子电流变化量,而不会产生定子电流变化量,定转子电流变化量是解耦的,定转子电磁转矩变化量也是解耦的。
2.2 转子转矩与转速关系
设双馈风机转子转速标幺值为ωr0*。同时,有一个幅值为ε、角频率为Ω 的扰动 Δωr*,即 Δωr*=εsin(Ωt+φ)。由异步电机的磁链方程、楞次定律及拉氏变换可以得到转子dq轴的感应电动势变化量为:
式中:ωBase为基准角频率;ωs*为定子角频率的标幺值。
由图1中的转子及RSC部分的主电路,可以得到它们在abc坐标下的方程,然后再进行dq变换,除以基准值,并进行拉氏变换后可得:
RSC控制策略如图2(a)所示,dq轴分别采用双闭环控制策略,d轴控制目标是保证转子转速跟踪参考值,q轴控制目标是保证定子无功功率跟踪参考值。
假定变流器输出电压等于参考电压,可得转子转速变化时,RSC输出电压的变化量为:
假设将转子电路、RSC及控制策略的约束方程合并,分别消去中间变量后,联立式(3)—式(5),可以解得转子电流的变化量为:
再将式(6)代入式(2),可以得到 ΔTer*与 Δωr*的关系,可以表示成:
2.3 机理解释
不失一般性,可假定转速振荡 Δωr*的初相位为0,则 Δωr*在向量图上的位置与x轴正向重合,如图3所示。 对于角频率为 Ω 的转速变化量,若ΔTer*在x轴上的投影与 Δωr*的方向相同,即当GTer位于第一或第四象限,φTer∈[-90°,90°],GTer的实部GTerx>0时,则 ΔTer*的作用会导致 Δωr*的幅值增大,因而起负阻尼的作用,并且投影越大,负阻尼越大。反之,若 ΔTer*在x轴上的投影与 Δωr*的方向相反,当向量GTer位于第二或第三象限,φTer∈[90°,270°],GTerx<0时,则 ΔTer*的作用是使得 Δωr*的幅值减小,因而起正阻尼的作用,并且投影越大,正阻尼越大。
3 转子侧阻尼控制器设计
根据上节的分析,转子侧附加阻尼控制策略的目的是产生一个和转速变化量反相的电磁转矩,从而起正阻尼的作用。因此,选取转子转速为反馈量,在RSC的d轴引入反馈,附加阻尼控制策略的框图如图2(b)所示,其中GSEDC(s)为附加阻尼控制。此时,RSC参考电压可表示为:
式中:ucrdref*为RSC未加附加控制时的输出参考电压;ucrdsedc*为附加转矩控制所产生的输出电压。
当转子转速中包含 Δωr*的变化量时,RSC参考电压的变化量可表示为:
根据叠加定理,附加转矩控制所产生的RSC输出电压变化量 Δucrdsedc*会在转子中产生电流 Δirdsedc和 Δirqsedc,这两个电流将会产生附加转矩 ΔTersedc,对次同步振荡的阻尼产生影响。
不经过任何变换,即GSEDC(s)=1 时,由式(2)—式(4)可以解得:
由于风机通常运行于单位功率因数的状态,所以可以假定Isq0*。此时,式(10)变为:
从上式中易得,GTersedc(s)的极点为:
GTersedc(s)的幅值增益和相位与振荡频率的关系见附录A图A1。
3.1 带阻滤波器
从附录A图A1(a)中可以看出,|GTersedc(s)|在角频率为ωc1=(ωs0*-ωr0*)ωBase附近达到最大值。显然,该频率并非SSR的频率,所以必须在GSEDC(s)中包含带阻滤波器GBR(s),并将带阻滤波器的特征角频率设定为ωc1,尽量减小该频率下的增益。阻尼比ξ1=0.707。因此,带阻滤波器GBR(s)可以表示为:
从附录A图A1(b)中可以看出,在整个次同步频率范围内,相位在0°~180°之间,并且转速等于0.9~1.1(标幺值)时的相位相同。
3.2 带通滤波器
为了提高附加阻尼控制在SSR频率下的阻尼效果,可以在GSEDC(s)中加入带通滤波器GBP(s),提高GSEDC(s)在特征频率下的增益。因此,根据已有的研究结果,双馈风机串补系统的振荡频率主要取决于线路的串补度,其他因素(如转速等)虽然会对振荡频率产生一定的影响,但振荡频率的变化范围并不大[15,16]。由于实际上系统中串补度通常已知,因此可事先计算出系统的SSR频率fssr(本文所研究的系统SSR频率为43 Hz)或通过在线傅里叶变换得到fssr。 然后GBP(s)的特征角频率 ωc2=2πfssr,并且取阻尼比ξ2=0.02。因此带通滤波器GBP(s)可以表示为:
当GSEDC(s)=GBR(s)GBP(s)时,GTersedc(s)的幅频及相频响应如附录A图A2所示。从中可以看出,在SSR频率处,相位为36°。
3.3 移相环节
为了使附加转矩在次同步频率下的相位为180°,需要在GSEDC(s)中加入时间常数为Tps、增益为K的的移相环节GPS(s):
加入移相环节后,附加阻尼控制的传递函数为GSEDC(s)=GBR(s)GBP(s)GPS(s)。由于增益K取为1,所以这里只给出相位,如附录A图A3所示。从中可以看出,附加转矩在次同步频率下的相位变为180°,起正阻尼的作用。
4 仿真验证
为了验证本文所提出的RSC附加阻尼控制策略的正确性和有效性,在PSCAD/EMTDC软件中建立了图1 所示系统的仿真模型,系统参数与第1节对应。仿真开始时,串补电容被旁路。当仿真时间等于3s时,串补电容投入。下面给出不同影响因素变化时有无附加阻尼控制时的仿真结果对比。
4.1 转速变化
各种稳态转速条件下的仿真结果如图4所示,从如图4中可以看出,无论稳态转速为1.0(标幺值)还是0.9(标幺值),无附加阻尼控制时,在串补电容投入后,系统快速发散,失去稳定。增加附加阻尼控制后,振荡被抑制,系统快速收敛。
4.2 串补度变化
为了验证附加阻尼控制策略的有效性,在不同串补度下对比仿真结果。图5 所示是风机转速为1.1(标幺值)时,不同串补度条件下有无附加阻尼控制时的仿真结果。需要指出的是,由于串补度发生变化,因此带通以及移相环节中的参数必须重新设定。图5(a)中,串补度为7%,无附加阻尼控制时,系统缓慢收敛,增加附加阻尼控制后系统快速收敛。图5(b)中,串补度进一步增加至10%,无附加阻尼控制时,系统振荡,最终发散,而增加附加阻尼控制后系统能够快速收敛。
4.3 RSC内环比例系数变化
尽管降低RSC内环比例系数kp可以降低SSR的风险[17],但是为了保证电流跟踪效果,一般情况下参数值不能设定得过小。下面在不同比例系数的情况下,比较有无附加阻尼控制策略对SSR的抑制效果,如图6所示。图6(a)中,kp为0.1时有阻尼控制策略和无阻尼控制策略时的收敛速度明显不同。当kp增大到0.15时,如图6(b)所示,无附加阻尼控制器时系统发散,有阻尼控制器时系数快速收敛。说明在kp参数值较大的情况下,通过附加阻尼控制仍然可以使系统快速收敛。
5 结论
本文主要针对双馈风机串补系统的SSR问题抑制方法进行研究,通过风机自身附加阻尼控制对SSR进行抑制,可以大大节约投入成本,且具有良好的响应速度。主要结论如下。
1)在对双馈风机串补系统SSR机理研究的基础上,提出一种新的通过RSC实现SSR抑制的附加阻尼控制策略。其主要由带阻滤波器、带通滤波器及比例移相环节三部分组成。带阻滤波器的特征频率与转速有关,带通滤波器的特征频率为系统的SSR频率,移相环节使得附加转矩在次同步频率处的相位为180°。
2)通过在转子侧进行附加阻尼控制,使双馈风机在不同风速及串补度条件下,都能安全稳定运行。同时,在保证RSC电流跟踪效果的情况下,即不降低RSC内环比例系数时,使SSR得到有效抑制。
双馈变流器 篇4
据中国风能协会统计,2013年中国新增装机容量1. 6×105MW,同比增长24. 1% ,累计装机容量9. 1×105MW,同比增长21. 4% —新增装机和累计装机容量两项数据均居世界第一[1]。这表明我国风电行业已取得了长足发展。然而,我国大规模风电“集中式开发、远距离输送”的运营模式,造成风电场多建在电网末端,使得风电机组所联电网实质上是一个存在各种形式故障的“弱电网”,其中电压不平衡和谐波畸变更是常见的电网故障[2]。作为主流机型的双馈风电机组由于励磁变频器容量有限,致使其抗电网扰动能力相对薄弱,该类机组在电网电压不平衡以及谐波畸变等工况下,存在机组输出功率波动、电流不平衡/谐波、转矩脉动等严重影响输出电能质量、危害机组运行安全问题。
针对不平衡、谐波畸变电网条件下双馈风电机组的控制研究已见大量报道。文献[3-5]系统研究了电网电压不平衡条件下双馈风电机组网侧、转子侧变流器( GSC、RSC) 的数学建模问题,提出了改进的矢量控制策略,减轻了电网电压三相不平衡对双馈感应电机 ( DFIG) 运行的有害影响; 文献[6-9]研究了电网电压不平衡及含有5次、7次电压谐波时双馈风电机组瞬态、稳态特性,提出了相应的改进控制策略。但上述研究的不足之处是: 1需要计算网侧、转子侧变流器的负序及谐波电流指令,离不开复杂的电压或磁链相序分离步骤,占用大量的系统资源; 2负序及谐波电流指令的获得依赖于系统参数的准确评估,导致控制策略的鲁棒性较差; 3电流正序、负序及谐波分量的集中调节,破坏了传统矢量控制的控制结构,不便于理想电网条件下控制器的设计。
对此,本研究将在系统评估电压不平衡且含有5次、7次谐波电网环境对双馈风电机组的影响基础上,提出一种更便于工程实施的双馈风电机组转子侧、网侧变流器的协同控制方案。该方案无需进行负序及谐波电流指令计算,无需进行电压或磁链的相序分离。
1电网故障对 DFIG 机组的影响分析
电网电压不平衡及含有低次电力谐波时DFIG机组的瞬态、稳态特性在作者前期工作中已有系统分析。为表述方便起见,这里仅列述其重要结论。
假定电网电压不平衡且同时含有5次、7次谐波成分,则正转( dq)+坐标系下DFIG定( 转) 子电压、电流和磁链矢量均可被分解为正转同步速、反转同步速、反转5倍速和正转7倍速分量,即:
式中: F—广义地代表电压、电流或磁链矢量; 下标s, r—定、转子绕组中变量; 下标 + ,- ,5 - ,7 + —基波正序、基波负序以及5次、7次谐波分量; 上标 + ,5 - ,7 + ,r—( dq)+、( dq)5 -、( dq)7 +和转子参考坐标系。
各坐标系之间的空间位置关系如图1所示。由式 ( 1) 和图1可知,在( dq)+坐标系下,负序分量表现为2倍频脉动分量,而5次、7次谐波分量均呈现为6倍频的脉动分量。
图 1 αβ,( αβ)r,( dq)+,( dq)-,( dq)5 -和( dq)7 + 坐标系间的空间位置关系
考虑到大容量风电机组定子电阻设计较小,可以忽略其上的压降,参考式 ( 1) ,定子电压方 程可表示为:
式中: Us+dq,Ur+ dq—定、转子电压矢量; ψs+dq,ψr+dq—定、转子磁链矢量; ω1—同步电角速度。
同时DFIG定、转子磁链方程可表示为:
已知DFIG定子输出有功和无功功率可计算为:
式中:—定子电流I+sdq的共轭矢量。
则联立式( 2 ~ 4) ,即可计算出电网电压不平衡且谐波畸变时DFIG定子输出有功、无功功率。为分析方便,可按波动频率将有功、无功功率归纳成如下分量形式:
同理,也可将电磁功率归纳成不同波动频率的分量形式,即:
式( 5,6) 表明,电网电压不平衡且含有低次谐波成分时,如不采取有效控制措施,DFIG定子输出瞬时有功、无功功率和电磁转矩中将含有2倍、4倍、6倍、8倍和12倍电网频率的5类正弦、余弦脉动分量。需要指出的是,与2倍频和6倍频的正弦、余弦交流分量相比,4倍频、8倍频和12倍频的波动主要由负序分量与谐波分量所对应的定、转子磁链( 或电流) 矢量相互作用形成,其幅值小,对功率、转矩波动的影响基本可以忽略。
类似地,网侧变流器( GSC) 输出有功、无功功率归纳成不同波动频率的分量形式,即:
同时直流母线电压方程可表示为:
综合以上分析可知,电网电压不平衡及谐波畸变电网故障对DFIG机组的主要危害有:
( 1) DFIG定子电流、网侧变流器( GSC) 电流均不平衡且谐波畸变,特别是DFIG转子电流的谐波畸变可能引起转子侧变流器( RSC) 过流,导致机组从电网中解列;
( 2) 网侧变流器( GSC) 以及DFIG定子侧输出有功、无功功率中,均含有2倍频、4倍频、6倍频、8倍频、12倍频共5类正弦、余弦波动成分,这些波动成分会严重降低DFIG输出电能质量; 而上述5类波动成分中尤其以2倍频、6倍频的正弦、余弦波动成分最为剧烈、所占比重最大;
( 3) DFIG电磁功率中同样会含有以上5类正弦、余弦波动成分,电磁转矩的波动势必会危害机组轴系特别是齿轮箱等重要部件的运行安全;
( 4) DFIG变流器的网侧、转子侧功率波动会影响直流母线电压的稳定,致使直流母线电压上叠加脉动成分,直接危害直流链电解电容器的运行安全。
因此,电网不平衡且含有低次谐波电压时,DFIG风电机组的改进控制应以解决上述4点危害为目标,充分利用GSC、RSC两变流器的潜在控制功能, 采取GSC、RSC的协同控制,实现机组的优化并网运行。
2转子侧、网侧变流器的控制改进
2. 1 控制目标的设定
理论上讲,RSC的4个控制目标与GSC 4个预设控制目标之间可以组合成多个控制目标组。但显然不是所有目标组都能满足风电机组自身安全运行需要和电网规范的约束要求。
电网电压不平衡及谐波畸变条件下,按照风电机组自身安全运行要求所期望的控制效果应是: 1保证转子侧、网侧变流器不过流; 2抑制电磁转矩的脉动, 保证齿轮箱的可靠运行; 3抑制直流母线电压的脉动, 维护电容器的安全运行。从电网规范的要求看,对风电机组的主要的约束是: 1确保机组不脱网运行; 2保证输出电能质量。显然,GSC控制目标的确定需要与RSC的控制期望值相结合才有意义,于是转子侧、网侧变流器可设定如下两个协同控制目标组合:
协同目标Ⅰ: 抑制电磁转矩的主要波动,输出平滑的总有功功率;
协同目标Ⅱ: 抑制电磁转矩的主要波动,输出三相对称、正弦的电流。
2. 2 转子侧变流器( RSC) 的控制改进
文献[6-8]中为实现DFIG机组运行性能的优化, 需要利用式( 5 ~ 8) 的功率、转矩方程计算RSC的参考电流指令,复杂的相序分解过程增加了计算量和工程实施的难度。为弥补这一不足,这里给出一种无需参考电流指令计算的RSC改进控制结构,转子侧变流器 ( RSC) 的改进控制结构如图2所示。
改进后的RSC控制可分两个工作模块同步进行: 1DFIG平均有功功率、无功功率的追踪依然采用电流控制器为比例积分( PI) 的传统矢量控制方式; 2电磁功率、定子无功功率中的波动通过辅助的谐振控制环进行抑制。谐振控制环既可以看作是对转子负序以及谐波电压的反馈补偿,也可以看作是直接功率控制思想的局部运用。特别需要指出的是,谐振控制模块未引入平均分量的控制,但要求所选用的控制器具有较好的频率选择特性,而这正是谐振( R) 控制器的固有特性和优势。
图2中谐振控制器R1的传递函数为:
式中: kr1,kr2—两个谐振控制器的谐振系数; ωc1,ωc2—之相对应的谐振控制器的截止频率。
图2中式( 10) 表示转子侧调制电压计算方程,可表示为:
式中: Rr,Lr—转子绕组的电阻和电感; Lm—定、转子绕组间的电感; σ—漏感系数,σ = 1 - L2 m/ ( LsLr) ; ωsl—滑差电角速度,ωsl= ω1- ωr。
2. 3 网侧变流器( GSC) 的控制改进
协同目标Ⅰ要求网侧变流器( GSC) 补偿DFIG定子中的主要波动成分,其等效控制目标是实现直流母线电压的平直。参考RSC的改进控制思想,也可将电压外环中的PI调节器更换为可同时控制直流和交流成分的比例积分谐振( PIR) 控制器,同时内环电流控制器则调整为传统PI调节器,简化后的控制结构如图3( a) 所示。文献[10]的研究结果表明,直流母线电压的平直会导致GSC输出电流含有大量谐波成分,尤以3次谐波含量最为显著,即母线电压平直和电流3次谐波抑制不能够同时实现。因此如要对于协同目标Ⅱ控制结构进行改进,首先需要从电流指令中剔除负序和谐波成分,一种简单的处理办法是在反馈电压Vdc送入外环PI控制器之前中进行滤波( 陷波) ,如图3( b) 中模块1所示。图3中只对母线电压中的2倍频波动进行了滤除而未进行6倍频波动的滤除,其考虑基于: 1GSC输出电流中的主要谐波成分是3次谐波,其产生主要与2倍频电压波动有关而与6倍频电压波动无关; 2如采用2倍频、6倍频两个陷波器串联滤波,将严重影响电压外环的动态性能,甚至可能造成系统失稳。其次,协同目标Ⅱ要求GSC补偿DFIG定子电流中的负序及谐波分量以实现总输出电流对称、正弦的目标。对此同样可借鉴RSC的改进控制思想,即: 1基波电流的调节仍采用传统PI控制器; 2将定子负序和谐波电流抑制所需的电压矢量用作为GSC的电压补偿项,如图3( b) 中模块2所示。为了避免定子负序和谐波电流的相序分离,图3中仍然采用谐振控制器作辅助电流环控制器,其传递函数为:
需要指出,与图2中电磁功率、定子无功功率的辅助控制环不同,图3( b) 中的电流辅助控制环是一个开环结构,因此式( 11) 中谐振控制器可以等效成一个带通滤波器,只对相应的负序和谐波电流分量提供单位增益。
图3中式( 12) 表示网侧变流器( GSC) 调制电压计算方程,可表示为:
3算例分析
为了验证本研究所提出的电网电压不平衡及谐波畸变时DFIG变流器改进控制方案的有效性,笔者在Matlab / Simulink环境中建立了一台2 MW商用DFIG风电系统的仿真模型,DFIG风电机组的仿真结构图如图4所示。DFIG参数详如表1所示。仿真中,网侧和转子侧PWM变换器开关频率定为2. 5 k Hz,直流母线电压额定值为1 050 V; 电压基值选为Ub= 690 V,功率基值选为Sb= 2 MW。
仿真中设定: 1电网电压不平衡度为δ = 4% ,5次谐波含量为基波分量的3% ; 2DFIG作单位功率因数运行,转速恒定在1 800 r/min( 额定转速) 。本研究针对上述电网条件和机组运行状态进行了传统PI控制与本研究提出的改进控制策略的比较研究,结果如图5、图6所示,其中图5考察了RSC控制改进及GSC采用协同目标Ⅰ控制改进后的效果; 而图6考察的是RSC控制改进及GSC采用协同目标Ⅱ控制改进的效果。为便于观察两个变流器控制改进前后机组运行性能的变化,图5、图6的仿真均分3个阶段进行: 1阶段ⅰ( t = 0. 5 s ~ 0. 6 s) : RSC和GSC电流环均采用传统矢量控制; 2阶段ⅱ( t = 0. 6 s之后) : RSC采用图2的改进控制结构,GSC的控制同阶段ⅰ; 3阶段ⅲ( t = 0. 7 s之后) : RSC的控制同阶段ⅱ,GSC采用图3( a) 或 ( b) 的改进控制结构。传统矢量控制与本研究所述控制策略下DFIG总输出电流( Itabc) 不平衡、畸变情况 ( THD) 以及总输出有功功率( Pt) 、无功功率( Qt) ,电磁转矩( Te) 以及直流母线电压( Vdc) 的波动幅度如表2所示。
图 5 改进控制结构下协同目标Ⅰ、分阶段实施时 DFIG 风电机组的运行结果
从图5、图6和表2可以看出: 1采用传统矢量控制时,DFIG总输出电流不平衡程度较严重,电流中含有大量的谐波成分,同时DFIG定子有功和无功功率 ( Ps、Qs) 、GSC输出有功和无功功率 ( Pg、Qg) 以及DFIG总输出有功和无功功率( Pt、Qt) 中均含有以2倍频、6倍频为主的波动成分,且电磁转矩( Te) 和直流母线电压( Vdc) 中亦包含有同类型的波动成分; 2协同目标Ⅰ启动后( 0. 6 s之后) ,电磁转矩( Te) 中的波动得到有效抑制,同时定子无功功率( Qs) 中的主要波动亦被消除; 此外由于GSC输出有功功率( Pg) 抵消了DFIG定子输出有功功率( Ps) 中的主要波动成分,总输出有功功率( Pt) 和直流母线电压( Vdc) 中的波动均被大幅消除,但不足之处是导致流经 网侧变流 器的电流 ( Igabc) 以及总输出电流( Itabc) 畸变程度加重,总输出电流( Itabc) 的三相不平衡局面亦没能改善; 3协同目标Ⅱ启动后( 0. 7 s时刻) ,总输出电流( Itabc) 变得较为平衡和正弦化,但总输出有功功率( Pt) 和直流母线电压 ( Vdc) 中的波动有所加剧。上述仿真结果验证了所提出的电网不平衡且含低次谐波时DFIG网侧、转子侧变流器改进控制策略的可行性和有效性。
图 6 改进控制结构下协同目标Ⅱ、分阶段实施时 DFIG 风电机组的运行结果
4结束语
本研究在系统分析电网电压不平衡及谐波畸变故障对双馈风电机组影响的基础上,提出了一种网侧、转子侧变流器的协同控制策略,其主要结论是:
( 1) 为满足风电机组自身安全运行需要和电网规范的约束要求,DFIG转子侧变流器控制的控制目标可设定为: 抑制电磁转矩的主要波动,而网侧目标可设定为: 抑制电磁转矩的主要波动,而网侧变流器可设定为输出平滑的总有功功率或输出三相对称、正弦的电流;
( 2) 所述控制方案中风电机组平均有功功率、无功功率的控制依然采用传统矢量控制结构,而转子侧、网侧变流器的协同控制目标则借助所设计的辅助谐振控制环实现,控制结构的鲁棒性较强;
( 3) 所述控制方案能够有效抑制双馈感应电机的电磁转矩波动,降低机组输出总有功功率的波动以及获得对称、正弦的总输出电流。且该方案无需进行负序及谐波参考电流指令计算,具有结构简单、便于工程实现的优点。
摘要：针对双馈风电机组在电网电压不平衡及谐波畸变条件下的故障穿越问题,分析了此类电网故障对机组运行性能的影响,提出了一种双馈机组转子侧、网侧变流器的协同控制方案。通过改进转子侧、网侧变流器的矢量控制算法,抑制了双馈感应电机的电磁转矩波动,降低了机组输出总有功功率的波动,获得了对称、正弦的机组输出电流。仿真结果表明,所述控制方案能够显著改善双馈风电机组在此类电网故障条件下的运行性能,从而提高机组的故障穿越运行能力。
关键词：双馈感应发电机,变流器,电网不平衡及谐波畸变,故障穿越
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双馈变流器 篇5
关键词：双馈风力发电机,转子绕组故障,变流器网侧电流,实验平台
近年来随着风电机组装机容量的逐渐增大,以及海上风电的发展,对风力发电机组进行预防性的维护变得非常重要。这不仅保证了风电机组运行可靠性,而且也有效降低了运行和维护费用,其中海上风电场中的运行和维护费用约占总能源投资成本的30%。双馈风电机组是目前应用于风力发电的一种主流机型,转子绕组通过电刷和滑环由三相变频双向背靠背变流器接到电网进行励磁。发电机本身的故障和背靠背变流器故障都可能造成电机不能正常运转。对这条支路上设备状态检测和诊断的最好方案是通过对变流器网侧电流的检测来实施对设备的状态监测[1]。双馈风力发电机组10%的故障是由转子绕组引起的,当发生早期的不平衡故障时,机组仍可继续运行,但若不能及时检测而导致故障严重程度加剧时,将会使转子电流显著增大,转子绕组温度升高,还会引起发电机转速、有功功率等产生振荡,甚至被迫停机。因此,利用变流器网侧电流诊断转子绕组故障,可以更加全面地反映系统的故障信息。
目前国内外针对双馈风力发电机转子绕组故障诊断的研究比较少,还处于起步阶段。文献[2-4]都是针对异步电机转子绕组早期故障进行研究,再根据合适的特征方法和特征信号诊断出故障;文献[5]提出采用转子电流、转子电压信号来诊断转子绕组的不平衡故障。文献[6]进一步分析了转子变换器不同的控制策略与选取故障特征信号的关系。考虑到背靠背变流器的故障率比较高,以及网侧电流在实际工程中更易于提取,故文中采用网侧电流作为转子绕组故障分析的特征信号,同时它还能反映出变流器的故障信息。利用电力系统电磁暂态仿真软件(PSCAD)建立转子绕组的故障模型,通过仿真分析出变流器网侧电流的特征频率;搭建双馈风力发电机的故障实验平台,对录波数据进行频谱分析验证网侧电流的故障特征频率,从而诊断出转子绕组早期的不平衡故障。
1 双馈风力发电机转子绕组故障模型
1.1 DFIG的数学模型
假设发电机为三相对称的理想电机,按照电动机正方向的规定,不计零轴分量,在d,q轴坐标系下,建立双馈异步发电机的数学模型[7],电压方程:
磁链方程:
电磁转矩方程:
转子运动方程:
式中:u,i,Ψ分别为电压、电流、磁链;np为电机极对数;Rs,Rr分别为定子、转子电阻;ω2=ω1-ωr为转差电角速度,ω1为d,q轴坐标系相对于定子的电角速度,ωr为转子的电角速度;Lss=Ls+Lm,Lrr=Lr+Lm,Ls,Lr分别为定子、转子漏感,Lm为定转子互感;Te,Tm分别为电磁转矩和机械转矩;J为转动惯量;p为微分算子。
1.2 转子变换器的矢量控制
转子变换器的控制目标是实现双馈感应电机定子侧有功功率和无功功率的解耦控制,文中选用定子磁链定向,取定子磁链方向与d轴重合,则:
将式(7)代入式(4)中,有:
忽略发电机的定子电阻及暂态过程,并将磁链方程代入电机的定子电压方程有:
已知定子侧有功功率和无功功率表达式:
将式(8)、(9)代入式(10)中,即有:
由式(11)可知,定子有功功率和无功功率分别与转子电流的转矩分量irq和励磁分量ird成线性关系,通过独立调节转子电流的转矩分量、励磁分量,即可对发电机输出功率进行解耦控制。
1.3 网侧变换器的矢量控制
网侧变换器的控制采用基于电网电压定向的矢量控制,该方案用于电网与电网侧变流器之间传输的有功功率和无功功率的解耦控制。网侧变换器必须将直流侧电容电压维持在设定值,并且还要保证变换器运行在单位功率因数上[8,9]。
图1所示为网侧变流器的拓扑结构,R和L分别为网侧变流器串联的电阻和电感。
由图1得电感两侧的电压方程如下:
式中:ua,ub,uc和uga,ugb,ugc分别表示电网三相电源电压和网侧变换器三相电压;iga,igb,igc表示网侧变换器三相电流;id和iL分别表示网侧变换器、转子变换器的直流电流;C为直流母线电容;udc为电容电压。
在同步旋转d,q轴坐标下,电感两侧的电压方程转变为:
当坐标变换矩阵为等幅值变换矩阵时,网侧变换器从电网吸收的有功功率和无功功率分别为:
采用电网电压定向矢量控制时,参考坐标系d轴和电网电压矢量一致,q轴沿电压矢量旋转方向超前d轴90°,即:
把式(14)代入(15)中,有:
由式(16)可知,在电网电压为恒定值时,网侧变换器与电网交换的有功功率与网侧交流电流直轴分量成比例,网侧变换器与电网交换的无功功率与网侧交流电流交轴分量成比例。因此根据电网电压矢量定向控制策略可以实现网侧变流器与电网交换有功功率和无功功率的解耦控制。
双馈风力发电机转子绕组严重的瞬变电气故障,包括绕组相间金属性短路、绕组单相金属性短路接地等,这些故障会引起继电保护装置动作,从而迅速切除故障。文中主要针对转子绕组早期缓变的轻微电气故障,通常包括转子绕组不平衡、转子绕组匝间短路等,这些故障都会引起气隙磁场的畸变,进而导致转子阻抗的三相不平衡。通过在转子a相串接电阻Ra来实现不平衡,该方法简单易行,不需要进行破坏性实验,是模拟转子绕组故障的常用方法[5,10]。
2 基于网侧电流的转子绕组故障仿真分析
结合模拟转子绕组故障的方法,在PSCAD的仿真环境中建立了双馈风力发电机的故障模型。其中双馈发电机参数如下:额定容量2 MV·A;额定线电压0.69 k V;基频50 Hz;定转子匝数比0.333;定子电阻0.010 8 p.u.;转子电阻0.012 1 p.u.;互感3.362 H;定子漏感0.102 H;转子漏感0.11 H;转子故障电阻0.001Ω;转子故障电抗0.002 H。
图2、图3分别为次同步状态和超同步状态下正常与转子绕组故障时变流器网侧电流的频谱,对比可知,当出现转子绕组早期不平衡故障时,无论双馈风力发电机运行于次同步或超同步状态,网侧电流都会出现(1±2s)f的边频分量,其中s为转差率,f为基频,由此可作为故障的特征频率用于诊断转子绕组故障。
3 基于网侧电流的转子绕组故障实验验证
3.1 实验平台的搭建
实验平台由直流电动机、绕线式异步电机、模拟风力机特性的仿真装置、双馈风力发电机励磁控制装置、负载和故障录波器等组成。图4(a)为双馈风力发电机转子绕组故障模拟系统(图中数据为额定运行参数),其中风力机特性仿真装置能调节电机转速,从而模拟风力场变化的风速。风力发电机励磁控制装置可调整转子侧控制器和电网侧控制器的起、停及参数变化。图4(b)为双馈风机经过升降变压器和输电线路接入负载的接线,文中的负载用灯泡来替代。
采集装置由电流、电压传感器和故障录波器组成。由于转子侧电流、电压是低频信号,使用工频互感器会产生较大误差不能满足测量要求。实验使用霍尔电流传感器,它基于霍尔效应和开环测量原理能精确测量转子电流。转子电压由于数值不大,直接接入定制的低频信号测量装置中。
3.2 实验数据分析
实验中采集的数据由电力故障录波器进行相应的录波,利用Matlab R2011b数学分析软件对采集的数据进行分析,得到实际测量的正常与转子绕组故障时的网侧电流频谱图,并分析了故障严重程度对特征频率提取的影响。
图5、图6分别为双馈风力发电机运行于次同步和超同步状态时转子绕组正常以及2种故障状态时变流器网侧电流的频谱,由图5、图6对比可知,当转子绕组发生早期故障,变流器网侧电流会出现(1±2s)f的边频分量,这与仿真结论相一致。进一步分析可知,当转子绕组故障严重程度加剧时,边频分量(1±2s)f的幅值会增大,由此验证了它可以作为双馈风力发电机转子绕组故障诊断的特征频率。
4 结束语
根据双馈风力发电机的数学模型和转子绕组故障模拟方法,在软件PSCAD仿真环境中建立了转子绕组的故障模型,通过仿真分析出变流器网侧电流的故障特征频率;然后搭建了双馈风力发电机的故障实验平台,对不同运行状态和不同故障程度下的录波数据进行了频谱分析,由此验证了边频分量(1±2s)f可以作为转子绕组故障的特征频率,且当故障严重程度加剧时,故障特征频率的幅值会增大。
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双馈变流器 篇6
根据风力发电机的运行特征和控制技术可以把风力发电技术分为恒速恒频(CSCF)风力发电技术和变速恒频(VSCF)风力发电技术。变速恒频技术具有能量转换效率高、电力系统的调节能力及稳定性好、能实现柔性并网操作、可减小励磁电源的容量等优点。
变速恒频技术风力发电系统有多种形式,其中双馈发电系统最具有优势:能使定子输出电压频率恒定,还可以参与电网的无功调节、实现柔性并网[1]。要实现双馈风力发电系统的变速恒频控制,主要是通过励磁变频器,也就是励磁电源对转子励磁的控制来实现。根据双馈风力发电系统的特点可以归结出励磁电源的要求如下[2]:能量的双向流动;优良的输出/输入特性;对电网故障的适应能力、隔离电网故障对发电机的影响;开关损耗小。双PWM变流器存在结构与控制简单、成熟、可靠、成本低,控制性能好的优点。
本研究主要探讨双馈风力发电系统的PWM变流技术研究。
1 双PWM变流器的数学模型及控制策略
变速恒频双馈发电机发电系统采用双馈异步发电机定子挂网,转子通过三相变频电源实现交流励磁[3]。当发电机转速n随风速改变时,应控制发电机转子励磁电流频率f2,使定子输出频率(f1=pn/60+f2)恒定,实现变速恒频发电[4]。
风力反馈发电系统中发电机的3个运行状态(亚同步、同步、超同步),两个PWM变流器交替在整流、逆变之间切换。当亚同步运行时,网侧PWM变流器工作在整流状态,转子侧PWM变流器工作在逆变状态,功率从电网通过双PWM变流器输入发电机转子。当超同步运行时,转子侧PWM变流器工作在整流状态、网侧PWM变流器工作在逆变状态,功率从发电机转子通过双PWM变流器回馈至电网,从而实现发电机转子滑差功率的双向流动。
1.1 双PWM变流器的数学模型
风力双馈发电交流励磁用双PWM变流器主电路如图1所示,本研究主要分析网侧PWM变流器的控制[5,6,7]。
设三相电网电压平衡,根据网侧变流器的拓扑结构,其静止坐标系下的数学模型如下:
这里定义三相整流桥的开关函数Sa,Sb,Sc为:
其中,k=a,b,c,正常工作时,上下桥臂只有一个开通。
经过3s/2r坐标变换,得到同步旋转坐标下的数学模型:
1.2 电压矢量控制策略
整理式(2),可得到整流器前端电压方程式为:
根据式(3),可得到电压矢量控制的系统原理图,如图2所示。
2 电压空间矢量调制
2.1 空间矢量合成原理
三相电压PWM变流器不同开关组合时的交流侧电压可以用一个模为2Udc/3的空间电压矢量在复平面上表示出来,如图3所示。其中,有6个有效空间电压矢量(Ui,i=1,2,…,6)和两个零矢量(U0,U7),这8个电压矢量是离散的,而参考电压矢量却是连续的,如果开关频率足够高,则可以以一个开关周期内的平均值为标准进行等效。每个矢量切换区间都是以零矢量(000)开始和结束,中间的零矢量为(111);每个区间虽有多次开关状况的切换,但是非零矢量的顺序保证每次切换只涉及一个开关器件[8]。如图3所示,给定电压可以由临近的两个空间矢量合成。通过分配电压空间矢量的作用时间,形成PWM脉冲波,以实现对给定电压的追踪。
2.2 扇区的确定
通常情况下,根据公式tan γ=Uα/Uβ,可计算得到角度γ,由角度γ来确定扇区。由于反三角函数的计算比较复杂,所以本研究通过逻辑判断来确定扇区。
设:
由图3,并根据电压V在分布图中的8种情况,可得到真值表,如表1所示。
基于真值表,通过如图3所示的卡诺图逻辑简化法可以得到Y1,2,0的逻辑表达式:
2.3 开关矢量及作用时间的确定
对于所有扇区的参考电压空间矢量,通过下式计算得到开关矢量的作用时间[4]:
式中
由式(4)得到tk,tk+1和t0的表达式如下:
t0=Ts-tk-tk+1 (5)
这里,对于扇区Ⅰ,Ⅲ和Ⅴ,t1=tk,t2=tk+1;对于扇区Ⅱ、Ⅳ和Ⅵ,t1=tk+1,t2=tk。
得到t0/4、t1/2、t2/2和t0/2后,通过输入计数器便可产生与abc三相分别协调的PWM波,对应每扇区的控制时序如表2所示。这里采用7段式合成方式,后3段矢量及其作用时间与前3段关于中间零矢量(111)对称。
当负载或三相电源在短时间内变化幅度比较大时,ΔIs的幅度将比稳态时大得多,致使t1+t2>Ts。所以,为维持开关频率恒定,过调制时电压空间矢量只由两相邻电压矢量合成,零矢量不发生作用。将t1和t2乘以一个衰减系数得到t′1和t′2,使得t′1+t′2=Ts,即:
t′1=t1Ts/(t1+t2),t′2=t2Ts/(t1+t2),t′0=0 (6)
3 仿真结果
本研究利用Matlab/Simulink软件对风力双馈发电机用双PWM变流器的电压矢量控制策略进行了仿真。三相电压型PWM变流器系统的仿真模型如图4所示。
在本研究中,仿真参数给定如下:三相电压幅值Ua=Ub=Uc=110 V;直流输出参考电压为360 V;逆变外加电动势为365 V;输入电感L=7.8 mH;直流输入电容1 880 μF;开关频率f=20 kHz;输出功率为1 000 W;直流侧电动势及线路有效电阻RL=3 Ω;电压环比例系数Kpv=0.15;电压环积分系数Kiv=0.02;电网频率为50 Hz;电流环比例系数Kpi=5;电压环积分系数Kii=0.005。
网侧变流器整流状态时a相电流和电压的波形图如图5所示,图中的电压和电流的相位差为0,说明这时由电网向PWM变流器输入功率因数为1的有功功率。网侧变流器从整流状态向逆变状态转变时的a相电流电压波形图如图6所示,由图可以看到电流电压的相位差从0°～180°变化,功率因数实现了从1到-1的转变。
4 结束语
本研究对双馈风力发电机用双PWM变流器在控制策略方面进行了研究。提出了用逻辑判断来确定扇区,又引入了逻辑函数的卡诺图化简法,对算法进行简化。通过Matlab软件的Simulink工具,完成了双PWM变流器的空间矢量控制策略的仿真,验证了该算法的有效性和正确性。
摘要：为了研究双馈风力发电系统的双脉宽调制(PWM)变流器的控制策略,分析了双PWM变流器的主电路拓扑,建立了基于三相静止坐标系和两相同步旋转坐标系的数学模型,给出了变流器的电压矢量控制方案。研究了电压空间矢量脉宽调制(SWPWM)技术,并利用逻辑函数的卡诺图化简法来判断扇区。在Matlab/Simulink环境下对其进行了仿真研究,其结果表明双PWM变流器是理想的励磁变频电源。
关键词：双脉宽调制变流器,矢量控制,逻辑函数化简,空间矢量脉宽调制
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双馈变流器 篇7
变速恒频风力发电机融合多领域先进技术,实现了风能的高效追踪和优质电力输出[1,2],是当前大规模并网的主流机型[3,4,5]。变速恒频风电的基础理论和关键技术的快速发展离不开先进、有效的研究手段。目前传统的研究手段包括离线仿真和物理实验,前者采用MATLAB/Simulink,PSCAD/EMTDC,DigSILENT/PowerFactory等离线仿真平台实现,后者则需建设缩比甚至同比物理平台。离线仿真耗时长,精度受限于模型,难以与实际物理设备相连;而物理实验成本高、建设周期长,部分实验风险和难度较大,甚至根本无法实现。
随着风电理论和技术的不断拓展和深入[6],在研究手段上也亟须突破传统的单一模式,探索灵活性更高、适应性更强的综合研究方法。近年来,以实时、混合仿真为代表的先进实验技术取得了突破性进展[7,8,9,10,11]。实时仿真的核心是计算机快速并行运算技术,而混合仿真是一种将多种仿真技术进行有机结合的实验方法。混合仿真主要有电磁/机电混合[7,8,9]、数/模混合[10]和多模态混合[9,10]等类型。数/模混合仿真(D/PHS)集实时仿真和物理实验于一体,综合了2种方法的优点,为装置测试、高难度实验和高置信度仿真提供了一种全新的解决方案,近年来在高压直流输电(HVDC)、灵活交流输电系统(FACTS)等交直流输配电领域得到了广泛的研究和应用[7,8,9,10,11]。双馈风电机组属于跨越多学科知识和多时间尺度的复杂系统,D/PHS无疑是研究双馈风电技术的一大利器,可惜该方面的报道较少。文献[12,13]分别对双馈风电机组的最大功率点追踪(MPPT)和低电压穿越技术进行了纯数字实时仿真,但没有实现D/PHS。文献[14]介绍了基于硬件在环仿真(HIL)的双馈风电机组半实物仿真思路,但没有给出具体实现方案。
基于某项目开发需求,本文对双馈风电机组的D/PHS进行了研究。基于实时数字仿真器(RTDS)的特点及能量型和信号型D/PHS的性能比较,设计了基于RTDS和自主开发变流器控制系统的双馈风电机组信号型D/PHS方案,并给出了数字仿真模型搭建和控制系统开发的技术细节。
1 RTDS特点及风电D/PHS方案
1.1 RTDS的特点
RTDS是由加拿大曼尼托巴公司开发的应用广泛的实时仿真工具,其核心是计算机并行计算及高速通信技术。RTDS的结构、原理和特点详见附录A。RTDS工作站(Workstation)属于人机界面,用于模型创建和仿真监控;RTDS仿真柜(Cubicle)为多CPU并行计算系统,是主要仿真部件。Cubicle中可配置不同类型I/O板卡用于与外部物理装置相连,实现数字与模拟信号的交换。实时仿真要求所有模型代码均在一个仿真步长内执行完,RTDS并行计算结构为此提供了物质基础。但不同元件的特性时间尺度相差悬殊,对仿真步长的要求差别很大。为兼顾实时性和精确性, RTDS采用了典型值分别为50 μs和2 μs的2种仿真步长,前者用于传统交直流电气元件和控制元件仿真,后者用于具有快速动态特性的电力电子元件仿真。对应地,元件库中包括大、小步长2类模型。值得指出的是,有些元件(如变压器、电机等)既有大步长模型又有小步长模型,在使用时需要根据具体需求进行正确选择。
1.2 双馈风电机组D/PHS方案分析与设计
D/PHS方案的关键内容是数/模2部分的“界面划分”及其“接口设计”[10]。“界面划分”是指研究对象哪些部分采用数字建模,哪些部分采用物理模拟,这是实现D/PHS的前提。数字模型本质上是基于离散数值方程的信号系统;而物理装置可以是能量系统,也可以是信号系统。根据物理装置的特点,D/PHS可分为能量型和信号型2种方案。在选择D/PHS方案类型时,应从可信度、系统稳定性、接口设计难度和成本等多方面综合考虑。通过对2种D/PHS方案的对比分析(见附录B)可知:能量型混合仿真系统的优点是可信度较高,缺点是接口设计复杂、成本高,接口时延较长,对系统稳定性影响较大;信号型D/PHS方案的优点是接口简单、成本低廉,接口时延对系统稳定性的影响小,缺点是物理比例较小。
基于某兆瓦级风电设备研发项目需求,本文对双馈风电机组(见图1)进行了针对变流器开发的D/PHS研究。
可选的2种D/PHS方案为:
1)能量型方案(方案1):变流器(主电路及其控制器)采用物理模拟,其他部分采用数字建模;
2)信号型方案(方案2):变流器控制系统采用物理模拟,其他部分采用数字建模。
方案1(能量型)的物理模拟比例大,可信度较高,但物理装置为能量系统,与RTDS接口复杂且时延较大,系统稳定性差。考虑到变流器潮流的可逆性,需要设计同容量的四象限功率放大器。对于兆瓦级风电机组来说,该方案实现难度非常大。方案2(信号型)保留变流器控制系统为物理装置,该方案虽然物理模拟比例较小,但实现简单,接口时延短,系统稳定性好。变流器控制系统包含了风电机组的核心技术,方案2对其算法验证及软硬件开发和测试具有重要的应用价值,因此成为本文的优选方案。所设计的双馈风电机组信号型D/PHS方案如图2所示。
图2中的上半部和下半部分别为RTDS数字模型和物理装置(变流器控制系统)。数字模型主要包括DFIG、双脉宽调制(PWM)变流主电路、变压器和电网等电气元件,风力机、传动链等动力元件,以及用于信号测量和变换的信号反馈模块。为精确模拟高频电力电子器件的电磁特性,DFIG、变流器采用小步长模型,而动力元件、电网等采用大步长模型。DFIG与电网通过初、次级绕组采用不同仿真步长的RTDS专用接口变压器模型连接。变流器控制系统由基于数字信号处理器(DSP)的硬件平台和基于C语言的控制软件构成,该系统中的PWM脉冲驱动电路和信号检测电路按照D/PHS接口要求设计。
数/模间的交换信号包括2类:一类是模型给装置的反馈信号(如电压、电流、转速等);另一类是装置给模型的控制信号(PWM驱动脉冲)。2类信号通过RTDS专用I/O板卡实现交换(见附录A):模型中的反馈信号通过GTAO卡以模拟量形式输送至变流器控制系统;变流器控制系统输出的2×6路高频PWM驱动脉冲信号通过GTDI卡送至模型,用于驱动绝缘栅双极型晶体管(IGBT)动作(见附录A表A2)。GTAO卡和GTDI卡时延短且具有隔离功能,接口简单,提高了系统的稳定性和安全性。
2 数字模型和变流器控制系统开发
双馈风电机组的信号型D/PHS方案(见图2)包括RTDS数字模型和变流器控制系统两大部分,它们的原理与实现分析如下。
附录C图C2为开发的RTDS数字模型,包括双馈风电机组动力部分、电气部分和测量模块(METERS)。电气部分包括电网模型(GRID)和小步长模块(BRDG1)。附录C图C3为展开的小步长模块(BRDG1),包括发电机(M1),接口变压器(T1)、双PWM变流主电路。RTDS基于Dommel算法[15],对开关器件采用了巧妙的基于线性元件的建模方式。主要元件模型的特性分析见附录C。
变流器控制系统的设计包括硬件和软件2个方面。自主开发的基于美国TI公司TMS320LF2812芯片的双DSP硬件控制平台如图3所示。2个结构、功能相对独立的DSP核心电路单元及其外围电路构成2个模块,分别实现GSC和RSC的控制,两模块通信相连,以实现两部分控制的协调统一。外围电路包括反馈信号监测电路、PWM驱动与保护电路、人机及通信接口电路、电源模块。反馈信号取自于GTAO卡,驱动脉冲输出至GTDI卡。图3中的各方框所含功能均由一块印制电路板(PCB)实现,采用后插式模块化控制箱结构。
变流器控制系统的软件算法包括GSC和RSC这2个部分,前者实现交流功率因数及直流电压控制,后者实现DFIG有功、无功输出控制。GSC控制算法采用基于电网电压定向矢量控制策略[16],通过GSC交流侧电流d轴、q轴分量可分别控制直流电压和交流功率因数;RSC控制算法采用DFIG定子磁链定向矢量控制[16],通过定子电流q轴、d轴分量可分别控制DFIG有功功率和无功功率。GSC和RSC的详细控制策略参见附录D。
D/PHS系统的实物照片参见附录E。
3 D/PHS算例验证
针对一个2 MW双馈风电机组,采用本文方法开发了信号型D/PHS系统(参数见附录F)。利用该系统对机组正常运行控制进行了混合仿真实验。图4(a)和(b)分别为9 m/s和12 m/s这2种风速下的电网电压和DFIG定子电流。2种风速下定子电流频率保持不变,波形质量较好。图5为2种风速下的转子电流,其频率分别为5 Hz和10 Hz。为实现MPPT,2种风速下机组分别运行于亚同步和超同步区域。图6所示为风速由8 m/s阶跃为12 m/s的MPPT过程中的DFIG定、转子电流。定子电流频率恒定,其幅值变化反映DFIG输出功率的改变,而转子电流频率反映了机组转速的变化。图7为不同时刻改变有功和无功指令时,由监控程序显示的变流器控制系统内部d轴、q轴转子电流。两分量互不影响,表现了良好的功率解耦特性。
图8为8 m/s风速下GSC运行于整流状态时的电网电压和GSC交流输入电流。图9(a)为1.1 kV的稳态直流电压,其波动幅度小于1.4%,调节精度较高;图9(b)为直流电压指令由1.5 kV突变为1.1 kV时的动态过程,调节响应迅速。
以上混合仿真结果与双馈风电机组正常运行规律相吻合,表明了所开发的信号型D/PHS系统的正确性和有效性。基于该系统,可以对更广泛、更深入的风电技术内容展开研究。
4 结语
D/PHS技术为电气工程领域的相关研究提供了一种非常难得的方法和手段,但遗憾的是目前国内外的相关报道非常少。本文以双馈风电机组的研究 “方法”为主题,对基于RTDS的D/PHS方案类型和实现原理进行了分析,设计了双馈风电机组的信号型D/PHS方案,给出了数字模型和变流器控制系统的开发细节。针对2 MW机组的算例证明,本文所述方法合理且有效,有望为风力发电技术的进一步发展,尤其是风力发电深层次问题(如风剪、塔影效应,低电压穿越,并网运行能力优化等)的解决,提供一种崭新而有效的实验手段和分析方法。
附录见本刊网络版(http://aeps.sgepri.sgcc.com.cn/aeps/ch/index.aspx)。