三电平变流器

三电平变流器（精选7篇）

三电平变流器 篇1

摘要：功率器件的损耗研究,是保证器件安全工作的基本条件,更是变流器散热设计的基础。本文首先分析了NPP三电平变流器换流过程,结合功率器件的一般损耗计算方法 ,给出了NPP三电平各功率器件的损耗计算方法 ,最后实验验证了该损耗计算方法的有效性。

关键词：三电平,NPP,压接式IGBT

1 引言

由于三电平变流器的结构简单, 体积小, 使用功率器件数量最少, 高可靠性的特点, 在中高压、大功率变换器领域, 三电平变换器结构已成为主流拓扑。使用最新高压功率器件压接式IGBT, 采用三电平拓扑结构, 可输出3.3k V、6.6k V和10k V的额定电压。

三电平拓扑结构常用NPC结构, 如图1 所示。NPC三电平应用于高压大功率变流器时, 由于内外管损耗不一致, 散热设计困难; 存在大环流回路和小环流回路, 对结构设计要求高, 限制了变流器开关频率和输出容量的进一步提高。

三电平NPP拓扑结构如图2 所示。主要优点为每只开关管承受的电压一致Vdc/4, 开关损耗为NPC拓扑结构的一半, 内外管损耗一致。并且由于每只开关管承受电压的降低一倍, 开关管的安全运行区余量有很大的提高。

文献[1]、[2] 分析了NPC三电平变流器的功率器件导通规律, 并给出了NPC三电平损耗计算方法; 文献[4] 给出了由IGBT手册估算IGBT动态损耗的方法;本文按照文献[3] 的方法, 首先分析了NPP三电平变流器的导通规律, 在此基础上, 依据厂商提供的IGBT产品参数, 给出了计算NPP三电平IGBT通态损耗和开关损耗的方法, 最后就计算结果和实验测量结果进行了比较。

2 NPP三电平换流过程分析

如图2 所示,NPP三电平每相有六个开关管和六个续流二极管组成, 交流输出由三个位于不同位置的开关顺序决定, 当与正电压相连的开关(S1,S2) 导通时输出正电压; 当与零电压相连的开关(S5,S6) 导通时输出零电压; 当与负电压相连的开关(S3,S4) 导通时输出负电压。

NPP拓扑换流过程如图3 所示:

a. 开关管S1和S2同时导通,S3和S4同时关断,如图3(a) 所示: 电流从逆变电路流向负载, 从P点经S1和S2到达输出端A; 输出端A电位等同于P的电位,为Vdc/2。

b. 开关管S1和S2同时导通,S3和S4同时关断,如图3(c) 所示: 电流从负载流向逆变电路, 从A端经过续流二极管D1和D2流进P点; 输出端A电位等同于P的电位, 为Vdc/2。

c. 开关管S1、S2、S3和S4同时关断, 如图3(b) 所示: 电流从逆变电路流向负载, 从中性点o点经箝位开关管S5 和二极管D6 到达输出端A; 输出端A电位等同于o的电位, 为0。

d. 开关管S1、S2、S3和S4同时关断, 如图3(d) 所示: 电流从逆变电路流向负载, 从中性点o点经箝位开关管S6和二极管D5到达输出端A; 输出端A电位等同于o的电位, 为0。

e. 开关管S3和S4同时导通,S1和S2同时关断, 如图3(e) 所示: 电流从逆变电路流向负载, 从负电位n点经由箝位二极管D3和D4到达输出端A; 输出端A电位等同于n的电位, 为-Vdc/2。

f. 开关管S3和S4同时导通,S1和S2同时关断, 如图3(f) 所示: 电流从负载流向逆变电路, 从A端经过S3和S4流进n点; 输出端A电位等同于n的电位, 为-Vdc/2。

根据上述工作模式可知:S1和S2、S3和S4的工作状态正好相反, 工作在互补状态,S1和S2、S3和S4共同承受正向阻断电压为Vdc/2, 每相桥臂中开关管导通时间基本相等, 即S1、S2、S3、S4损耗一致,D1、D2、D3、D4损耗一致。S5、S6工作在互补状态, 损耗一致;D5、D6损耗一致。

3 功率器件损耗计算方法

IGBT的损耗[5]主要由以下原因构成:

3.1 通态损耗计算

器件的通态压降和通态损耗可以通过下式计算:

其中rT为器件导通内阻;VT0为初始饱和压降;VT为通态压降;I为导通电流。

VT0和VT0可以通过器件传输特性曲线求取, 将动态压降和电流近似成线性关系。图4 为I X Y S的T1800 G B45A的传输特性曲线, 动态压降和电流近似成一条直线, 与横轴的交点即为VT0, 斜率为器件导通内阻rT。

器件平均通态损耗计算方法:

假设负责电流I=Imsin(ωt), 在一个载波周期内器件的损耗计算表达式为

其中TC为载波周期,D为器件导通占空比,I为负载电流。

对上式进行积分, 可得到器件在一个周期Ts内的平均损耗。假设器件在一个周期Ts[0,2π] 内导通区间为[θ1,θ2], 则其平均损耗表达式为

其中D=Msin(ωt+θ),θ 为功率因数角,M为调制比。

3.2 开关损耗计算

器件手册一般给出器件在标称电流、特定的电压、门极电阻、门极电容下的开通损耗Eon和Eoff, 则t时刻IGBT的开关损耗为Eonsin(ωt)、Eoffsin(ωt), 再乘以电压电流系数。设开关频率fs, 在导通区间为[θ1,θ2], 则器件在一个调制周期Ts的平均开关损耗为

3.3 器件总功率损耗及结温的计算

在开关频率fs下, 器件的平均损耗为

4 NPP三电平变流器功率器件的损耗计算

采用单极性SPWM正弦调制,NPP三电平变流器的器件通态占空比在不同工况下的取值如表1 所示。按照最大损耗考虑, 取调制度M=1, 功率因数在[-1,1] 区间上取值。

本文假设S1和S2、S3和S4同时开通和关断, 动静态完全均压, 则S1和S2、S3和S4通态损耗和关断损耗完全一致。

4.1 主管IGBT(S1、S2、S3、S4) 损耗计算

由第2 节NPP三电平换流过程分析可知,S1和S2开通和关断完全一致, 损耗一致;S3和S4开通和关断完全一致, 损耗一致;S1和S2、S3和S4的工况对偶,因此S1、S2、S3、S4的损耗相同。以S1为例, 计算方法如下:

S1在V>0、输出负载电流IL>0 期间斩波, 导通取件为[0,π-θ], 导通占空比为D=Msin(ωt+θ), 则其通态损耗为

其中,VT0为IGBT的通态压降,Im为交流电流的幅值。

考虑到S1的导通区间为[0,π-θ], 则器件S1在一个调制周期Ts的平均开关功耗为:

4.2 主管(S5、S6) 损耗计算

S5与S6工况对偶, 损耗一致。以S5为例, 计算方法如下:

在V>0、I<0 与上桥臂S1、S2交替导通, 导通区间为[0,π-θ], 导通占空比D为1-Msin(ωt+θ); 并且在V<0、I>0 与下桥臂S3、S4交替导通, 导通区间为[π-θ,π], 导通占空比D为1+Msin(ωt+θ)。

考虑到S5的斩波区间为为[π-θ,π], 则器件S5在一个调制周期Ts的平均开关功耗为:

4.3 二极管(D1/D2/D3/D4) 损耗计算

D1和D2开通和关断完全一致, 损耗一致;D3和D4开通和关断完全一致, 损耗一致;D1和D2、D3和D4的工况对偶, 因此D1、D2、D3、D4的损耗相同。以D1为例,计算方法如下:

S1在V>0、输出负载电流IL<0 期间斩波, 导通取件为[π-θ,π], 导通占空比D为1-Msin(ωt+θ), 则其通态损耗为

考虑到S1的导通区间为[π-θ,π], 忽略二极管开通损耗, 则器件S1 在一个调制周期Ts的平均开关功耗为:

4.4 二极管(D5、D6) 损耗计算

D5与D6工况对偶, 损耗一致。以D5为例, 计算方法如下:

在V>0、I>0 与上桥臂D1、D2交替导通, 导通区间为[0,π-θ], 导通占空比D为1-Msin(ωt+θ); 并且在V<0、I<0 与下桥臂D3、D4交替导通, 导通区间为[π-θ,π], 导通占空比D为1+Msin(ωt+θ)。

考虑到D5的斩波区间为为[0,π-θ], 则器件D5在一个调制周期Ts的平均开关功耗为:

4.5 小结

结合第4.1-4.4 节可以看出,

1) 开关频率只和开关损耗有关, 与通态损耗无关;

2) 调制度只和通态损耗有关, 和开关损耗无关, 调制度为1 时, 通态损耗最大;

5 计算结果和实验结果对比

5.1 计算结果

变流器交流输出3300V, 直流母线电压5400V,则PO、ON电压为2700V, 额定电流692A, 开关频率1k Hz,IGBT选择全部选择IXYS压接式IGBT,4500V档的T1800GB45A[6], 双面散热。T1800GB45A手册给出技术参数如表2 所示:

根据以上数据及计算方法, 变流器单相功率模块器件的损耗归纳如表3。

5.2 实验结果

对于功率器件总的损耗测量存在一定困难, 主要是导通时Vce和关断时的Vce差值很大, 准确测量功率器件的通态压降, 需要特殊的测量方法。同时我们注意到在通态电流、门极电压和环境温度确定的情况下, 功率器件的通态压降是确定的值, 可以准确确定额定电流下的通态损耗。为验证计算方法的有效性, 实验对器件在单周期内的开关特性进行了测试, 获得器件的开关过程的数据, 并与计算结果进行比较。

电压、电流通过Tek示波器DPO3054 和电流探头CWB30B、电压差分探头THDP0100 进行测试, 在峰值电流978A条件下测得功率器件的开通和关断的电压、电流波形, 两者乘积可得损耗功率关于时间的波形, 在开关过程时间内对函数积分即可求得开关损耗。测试值和表3 的计算值总结为表4 所示。

二极管的开关损耗本身较小, 受测量工具影响, 测量值与理论计算值误差范围较大。

6 结束语

本文分析了N P P三电平换流器的导通规律和换流过程, 给出了N P P三电平换流器功率器件损耗计算方法。通过实验和计算对比, 验证了损耗计算方法的有效性。

参考文献

[1]SIBYLLE DIECKERHOFF,STEFFEN BERNET,AND DIETMAR KRUG.“Power loss-oriented evaluation of high voltage IGBTs and multilevel converters in transformerless traction applications”[J].IEEE Trans.Ind.Electron.,2005,20(6):1328-1336.

[2]孙绍慈.基于高压IGBT中压三电平PWM风电变流器研究[D].学位论文,2012.

[3]章钧.NPP拓扑结构在MV7000三电平中压变频器上的应用[J].变频器世界,2011,5(1):90-93.

[4]ABB,Application note 5SYA 2053 09.2013

[5]张崇巍,张兴.PWM整流器及其控制[M].北京:机械工业出版社,2003,10.

[6]IXYS.Data Sheet T1800GB45A Issue A1.2011.

三电平变流器在船舶驱动中的应用 篇2

随着船舶工业的大力发展, 越来越需要高效优质的电源作为动力推进源。目前电力电子技术也得到大力发展, 比如IGCT、IEGT等高压器件以及SVPWM控制技术等, 因此三电平变流器也将是船舶驱动中具有强大发展前景的一种电力电源。

本文介绍了三电平变流器的主电路结构及控制方法, 并分别通过仿真和实验手段验证该系统理论可行、运行可靠, 能够满足船舶驱动的动力要求。

1 主电路结构

该变流器结构原理图如图1所示。

整个变流器包括整流输入变压器、整流、放电、斩波、电容、逆变几大部分, 整流部分实现交流变换为直流, 由晶闸管构成;逆变部分将直流电逆变为所需频率的交流电能实现船舶驱动, 由大功率IGCT器件构成。要实现其作为船舶驱动的优质电源的目标, 需要具有优越性能的控制系统辅助。

2 控制系统的实现

该变流器采用基于VME总线的控制器, 控制系统采用VMIC机箱及相应的一些子板, 与上位机通过反射内存进行通讯;与外设通过Profibus进行通讯;与核心控制芯片通过双口RAM进行数据传输。

2.1 整流器控制的实现

变流器上下半边各由一个二极管整流桥和晶闸管整流桥串联而成, 通过两晶闸管整流桥控制母线电压, 其控制框图如图2所示。

2.2 三电平逆变器SVPWM的实现

三电平逆变器一相的等效电路图如图3所示。

定义空间电压矢量:

三相27种开关状态组合在空间上形成了27个基本电压矢量 (其中Udc为直流母线电压) :幅值为2Udc/3的矢量定义为大电压矢量, 如PNN、PPN;幅值为Udc/sqrt (3) 的矢量定义为中电压矢量, 如PON;幅值为Udc/3的矢量定义为小电压矢量, 如POO、ONN。这27个电压矢量在空间上形成的矢量分布如图4所示。

由图中可见, 这些矢量在空间上可划分为6个扇区, 以第Ⅰ扇区为例说明, 其他扇区可以类推。每个扇区可细分为A、B、C、D 4个小区, 如图5所示。

以Ⅰ扇区为例, 均从正小矢量发出矢量, 那么每个小区所发矢量如表1所示。

当计算出各小区所发矢量作用时间后, 即可按此顺序生成SVPWM脉冲, 进而驱动逆变器生成所需频率的交流电能。

2.3 三电平变流器控制的实现

逆变器控制芯片DSP接收到上位机传来的电压幅值和幅角信息, 按照上述的SVPWM产生方法发出IGCT触发脉冲触发相应的IGCT。其控制框图如图6所示。

3 仿真与实验验证

在前述的硬件结构以及控制软件的配合下, 对系统进行了原理上的算法仿真, 结果如图7所示, 可见控制算法和原理是可行的。

由于试验条件所限, 试验阶段带电抗器负载对变流器性能进行试验, 实验结果如图8所示, 实现了三电平变流器作为电源去带动负载。

4 结论及展望

通过上面系统主电路结构设计、三电平SVPWM控制算法的研究, 通过仿真和实验的手段验证了该变流器可以安全可靠的工作, 在未来完全可以应用于大型船舶推进系统中。

摘要：介绍了三电平变流器系统的主电路结构及控制系统的设计方法, 并通过仿真和实验结果证明了该系统结构可靠、控制方法正确, 未来可应用于船舶驱动系统中作为动力电源。

关键词：三电平,变流器,船舶驱动

参考文献

[1]陈伯时.电力拖动自动控制系统[M].北京:机械工业出版社, 1997

三电平变流器 篇3

变频调速系统已广泛应用于输出功率经常需要改变的场合,成为重要的节能手段。采用晶闸管器件的交交变频调速存在着输出频率低、电网功率因数低等缺点,对于要求高性能传动系统的领域,尤其是对于高速运转的冷连轧机或部分热连轧精轧机主传动,采用晶闸管器件的交交变频调速技术显然无能为力。交-直-交变频调速具有输入功率因数高、输出频率高、无需无功补偿等显著优点,可以广泛应用于冶金、矿山、电力、石油等工业机械调速等需要高性能传动系统的领域,特别适用于对转速要求高的冷连轧机传动。

集成门极换向晶闸管(IGCT)采用了硬驱动、缓冲层和透明阳极发射极等新技术,与GTO相比具有电流等级大、耐压等级高、开关频率高(可达kHz的范围)、通态损耗和关断损耗低、门极驱动电路简单、器件的串并联容易等一系列优点[1],大有取代GTO之势。基于IGCT的大功率三电平中点钳位变流器,与传统变流器相比具有明显优势。在逆变器工作过程中,开关元件只承受直流环节电压的一半,可提高变流器的输出电压等级;输出相电压为三电平状态,在直流侧电压相同的情况下,输出电压的突变较两电平逆变器的小,更加接近正弦,有利于电机的安全运行[2];IGCT元件的门级驱动部分和半导体芯片集成在一起,只需要简单地通过光纤给出高、低电平的触发信号就可实现器件的开关,使用十分方便。而且三电平变流器的谐波分量少,构成变流器所需开关器件较少,拓扑结构简单以及PWM调制相对容易[3],近些年得到了广泛应用。目前国外著名的电器公司如ABB和Siemens等均推出了各自的基于IGCT的中高压大功率三电平变流器。国内相关研究机构及企业在国家支持下,也深入地开展了相关的研究及产业化工作[4]。

冶金自动化研究设计院通过对大功率IGCT高压变流器的结构、控制系统等的研究,设计出一套7.5MVA的基于IGCT的大功率三电平交-直-交变流器,并对此变流器进行了性能试验。

1 主电路设计

我们研制的IGCT变流器系统主要的技术指标设计如下:额定容量7.5MVA,额定输出电压3800V,额定输出电流1200A,输出频率0~300Hz。研制的基于IGCT的7.5MVA大功率三电平交-直-交变流器系统的电路原理图如图1所示。为了使整个系统结构紧凑,体积较小,并便于维护,基于IGCT的7.5MVA大功率三电平交-直-交变流器采用模块化结构设计,其中主要包含整流功率单元模块、逆变功率单元模块、斩波制动功率单元模块和放电功率单元模块。各个功率模块都采用滑道式结构,可以方便地拆装,有利于系统安装和维护。

变流器系统的整流部分包括三个整流功率单元模块,每个功率单元模块由二极管桥和晶闸管桥串联构成。直流环节由两组电容分压得到中点。直流回路连接有共模电抗器,其作用是承担共模电压和限制高频漏电流。变流器系统的逆变部分包含三个逆变功率单元模块,每个逆变功率单元由主功率器件IGCT及反并联二极管、中点钳位二极管和吸收电路组成。斩波制动部分包括一个以IGCT作为主功率开关器件的斩波制动功率单元模块,其结构与逆变功率单元类似,但包含的电力电子器件较少。同时还包括用于消耗电机制动能量的大功率斩波制动电阻。放电部分包括一个由晶闸管构成的放电功率单元模块以及放电电阻,用于系统停机时,消耗掉变流器直流电容上储存的能量,保证系统安全。

在变流器系统设计中,采用柜式结构的密闭式纯水冷却系统设计来冷却变流器系统中的功率器件。柜式结构的水冷系统使系统的整体性更好,使整个系统更加规整。各个模块与水冷系统主水管之间采用快速接头连接,方便变流器系统的安装和更换。系统采用了层压母线技术,保证结构紧凑并减小线路杂散电感,使IGCT元件在开关工作过程中元件端电压都保持在安全范围内。

2 控制系统

控制系统是变流器的一个非常关键的部分,控制系统的好坏直接关系到整个系统的性能,因此在设计过程中不仅要考虑控制系统可以完成变流器控制任务,而且要顾及系统的控制性能及精度,还要充分考虑控制系统的可扩展性,以便于与上位机进行通信,进而与其它系统联合组成一个更大的控制系统,满足复杂系统控制的需要。除此之外还要对系统中出现的各种异常情况进行保护。

设计的7.5MVA大功率三电平交-直-交变流器控制系统的总体框图如图2所示。采用基于VME总线的VMIC系统和基于TI公司的DSP(TMS320F2812)芯片的微机控制系统来实现变流器控制子模块。VMIC系统的CPU中安装有嵌入式操作系统VxWorks,软件编程环境为IOWorks,该编程环境支持符合IEC61131-3标准的梯形图、功能块图、C语言等,应用软件编程十分方便。控制系统通过反射内存接收上位机指令并返回必要的信息。DSP微机控制系统中的核心芯片TMS-320F2812用于生成三电平电压空间矢量PWM调制脉冲,实现对变流器的逆变器控制。DSP微机控制系统与VMIC系统间采用双口RAM进行必要的通信。输入输出开关柜以及变流器系统的相关信息由ET200收集,它们和整流控制器的两个6RA70以及VMIC系统间通过Profibus总线实现通信,系统所需要的开关量通过I/O模板与VMIC系统交互。此外系统所需要的一些必要的检测量经A/D转换板处理后,通过A/D采样板送入VMIC系统。

此套7.5MVA IGCT大功率三电平交-直-交变流器在控制系统中设计了安全性能很高的保护系统。在充分分析变流器系统可能出现的直流过压、整流桥短路、逆变器短路、输出过压、输出过流、水冷系统故障及其它辅助设备故障等各种故障后,按照故障的严重程度,将其分为轻故障、故障、重故障几类。针对不同的故障等级,设计了各自相应完善的硬件保护电路和软件保护程序,采取了自动报警、紧急停车、紧急断电等处理措施。系统设计的硬件保护电路,即电压电流检测板,当发生严重的过压、过流时,电压电流检测板能立即检测,并通过脉冲分配板马上封锁PWM脉冲,同时将故障上传至VMIC控制系统,控制系统软件保护程序会进行相应的后续处理。该系统中设计了一整套完善的故障保护系统,当系统整流部分、逆变部分或者辅助设备的任意部分在运行过程中出现故障时,保护系统都将立即动作,封锁控制信号脉冲,同时启动放电回路,释放系统直流电容中储存的能量,保证系统运行稳定且安全可靠。同时,各种故障信息可以显示在人机操作界面上,方便检查和排除系统故障。

3 性能试验

3.1 电抗器负载试验

在整套7.5MVA大功率IGCT三电平交-直-交变流器系统安装调试完成之后,首先进行了电抗器负载试验。试验中直流母线电压5000V,采用参数为2mH的电感负载三相Y型连接,最大输出电流达到2500A,输出线电压和线电流波形如图3所示。此时变流器最大功率已达10MVA,超过了7.5MVA的设计要求。变流器此时能够安全可靠地运行,表明了变流器设计合理,实际输出功率能够满足设计容量要求。试验结果表明所研制的IGCT高压大功率变流器已达到国际先进水平。

3.2 驱动同步直线电机试验

在驱动同步直线电机试验中,直流母线电压3200V,变流器输出频率从0Hz逐渐增大到设定频率。

图4所示为变流器输出频率达到设定的38Hz且达到稳态时输出线电压及线电流波形。此时变流器输出电流大约600A,变流器输出功率远小于额定容量,可以安全可靠运行。而输出线电压为5电平,输出电流接近理想的正弦波,表明该7.5MVA大功率三电平IGCT变流器系统工作稳定,性能良好,达到了设计的期望目标。

4 结论

冶金自动化研究设计院通过对大功率IGCT高压变流器的研究,成功地研制了基于IGCT的7.5MVA高压大功率三电平交-直-交变流器。本文介绍了该变流器系统的主电路结构、控制系统的设计和实现以及变流器试验情况。研制的变流器最大输出功率达到10MVA,达到国际同类变流器系统先进水平。该7.5MVA大功率三电平IGCT交-直-交变流器是国内自主研制的第1套大容量IGCT变流器,也是目前国内自主研制的容量最大的IGCT变流器。此套变流器的研制成功,标志着我国在IGCT高压变流器研制的理论、设计、制造和试验技术方面取得了重大成功,为我国大功率高性能变流器国产化奠定了基础。该套大功率三电平IGCT交-直-交变流器可以应用于冷连轧机传动等高性能传动系统领域。

参考文献

[1]李海山.基于IGCT的中压大功率三电平NPC逆变器PWM技术和缓冲电路的研究[D].北京:中国科学院研究生院,2005.

[2]韦立祥.双PWM三电平异步电机磁链定向调速系统研究[D].北京:清华大学,2000.

[3]赵争鸣,张海涛,袁立强,等.基于IGCT的高压三电平变频器失效机理及保护策略[J].电工技术学报,2006,21(5):1-6;18.ZHAO Zheng-ming,ZHANG Hai-tao,YUANLi-qiang,etal.Failure mechanism and protection strategy of high volt-age three-level inverter based on IGCT[J].Transactionsof China Electrotechnical Society,2006,21(5):1-6;18.

三电平变流器 篇4

中点钳位(Neutral Point Clamped,NPC)型三电平拓扑是当前应用最广泛的多电平拓扑[1]，其原理图如图1所示。相比于传统的两电平变流器，三电平NPC变流器具有输出功率大、输出波形THD小、器件电压应力和系统EMI低等多方面的优点[2]，因而被广泛地应用于中高压变频调速、有源电力滤波和电力系统无功补偿等领域。

调制策略是三电平NPC变流器的一项关键技术。自三电平NPC变流器诞生至今，学者们对其调制策略的研究就一直没有停止。经过近三十年的研究，目前已有多种三电平调制策略问世，其中应用最为广泛的是正弦波脉宽调制(Sinusoidal Pulse Width Modulation,SPWM)策略和空间矢量脉宽调制(Space Vector Pulse Width Modulation,SVPWM)策略。

虽然SPWM策略和SVPWM策略基于不同的调制思想，但很多学者都试图通过研究二者的内在联系对其进行统一。在传统的两电平变流器中，这类研究已经取得了许多成果。文献[3]证明了在规则采样法下，叠加零序分量的SPWM与七段式SVP-WM的等效性，给出了相应的调制函数表达式。文献[4,5,6]分别研究了连续型SVPWM策略和不连续型SVPWM策略的调制函数表达式。在多电平变流器中，有关SPWM策略与SVPWM策略内在联系的研究也取得了一些成果。文献[7]研究了多电平SPWM策略叠加零序分量法与输出波THD的关系;文献[8]研究了五电平变流器减小开关损耗的不连续SVPWM策略与SPWM策略之间的关系;文献[9,10]将两电平SPWM策略与SVPWM策略之间的关系直接应用于多电平变流器中，研究其对系统性能的影响;文献[11,12]研究了五电平SPWM策略与SVPWM策略等效的可行性;文献[13]研究了三电平维也纳变流器SPWM策略与SVPWM策略之间的关系;文献[14]分析了级联多电平变流器中SPWM策略与SVPWM策略的等效关系。文献[15]研究了单相三电平变流器SVPWM策略与SPWM策略之间的关系。

目前已有的研究大多分析的是SVPWM策略与SPWM策略的调制波等效关系。本文从两种调制策略作用下各功率器件的导通时间出发，分析了两种调制策略作用下器件导通时间的内在联系，在此基础上提出了一种基于导通时间等效的SVPWM策略快速实现方案。仿真和实验表明本文提出的新型等效方案理论上与传统三电平SVPWM策略查表法具有完全相同的效果，而实际应用中由于新型等效方案实现简单，计算量小且无复杂无理和三角运算，实际输出效果优于查表法。

2 三电平NPC变流器两种调制策略简介

2.1 SVPWM策略与SPWM策略的基本原理

三电平SPWM策略的基本原理如图2所示，将每相调制波Vx(x=a,b,c)与上下两个三角载波uc1和uc2比较，当调制波大于上载波则输出P状态，小于下载波值则输出N状态，否则输出O状态。

实际应用中三电平变流器交流侧多采用三相三线制的接法，据此可以得到三电平NPC变流器输出线电压与三相开关状态的对应关系。将其投射到以Vab、Vbc和Vca为基准的空间直角坐标系中可以得到19个空间电压矢量，将这些矢量投影到以(1,1,1)为法线的平面上，可以得到如图3所示的空间电压矢量图的平面投影图。在该图中共有27个开关状态，根据参考电压矢量所在的区域采用合适矢量对应的开关状态合成参考电压矢量，这就是三电平NPC变流器另一种调制策略———SVPWM策略。

2.2 SVPWM与SPWM等效的理论前提

调制策略的实现方法有两种，一种是调制法，采用调制波与载波比较得到输出的开关序列，三电平SPWM策略就是采用这种方法，其基本原理如图4(a)所示;另一种是计算法，根据调制原理实时计算每个开关周期应输出的开关序列及其中各个开关状态的作用时间，三电平SVPWM策略采用计算法，如图4(b)所示。

根据调制理论，在规则采样法下，一个开关周期内输出脉冲的占空比等于该开关周期内调制波采样结果的标幺值。据此，可以得到三电平SPWM策略的导通时间(每个开关周期内各相P、O和N状态的作用时间)，进而推导该时间与采用SVPWM策略对应导通时间的内在联系。需要注意的是，由于传统的三电平SPWM策略每个开关周期内单相最多只能产生两个电平，因而其输出开关序列中最多只能存在4个开关状态。而三电平SVPWM策略的某些小三角形中的开关状态数多于4个，如图4中1号和2号小三角形分别有7个和5个开关状态，传统的三电平SPWM策略无法对一个开关周期输出4个以上开关状态的SVPWM策略进行等效。

3 三电平NPC变流器SVPWM策略的导通时间等效方式

式(1)给出了SVPWM策略中参考电压矢量与三相参考电压的关系式。其中，Vref为参考电压合成矢量;Va、Vb、Vc为三相参考电压，具体如式(2)所示，其中msp表示相电压调制度，θ表示Vref到Va的角。本文为了方便计算，对这些量都取其标幺值。

实际中参考电压矢量Vref会在三电平NPC变流器的空间电压矢量图中逆时针旋转，在某个时刻，Vref将处于某一特殊三角形中。构成这个三角形的矢量有三类情况:第一类是由一个大矢量、一个中矢量和一个小矢量构成;第二类是由一个中矢量和两个小矢量构成;第三类是由两个小矢量和一个零矢量构成。观察图4中的空间矢量发现其存在对称关系，现以第1扇区为例，分别分析参考电压矢量处于不同小三角形中时SVPWM策略与SPWM策略的导通时间等效情况。

3.1 不同区域中SVPWM策略与SPWM策略的导通时间等效关系

3.1.1 第一类小三角形中两种调制策略的导通时间等效关系

当Vref落在第1扇区3号小三角形中时，msp与θ满足如下关系式:

定义Tgxy(x=a,b,c;y=0,1,2)表示采用SPWM策略时x相处于y开关状态的时间，根据SP-WM策略的基本原理，可以得到Tgxy与一个开关周期内三相参考电压采样值Vx*的关系为:

式中，Ts为开关周期。

根据SVPWM策略的基本原理，Vref位于3号小三角形中时，选择图4中V1、V2和V3矢量合成Vref。三个矢量的作用时间T1～T3为:

式中，M为SVPWM策略的调制比(M∈[0,1])。

Vref与三相参考电压采样值Vx*的关系为:

V1～V3对应四个开关状态，分别为100,200,210和211，其中100和211均对应矢量V1。设开关状态100和211作用时间分别为(1-k1)T1和k1T1(k1∈(0,1))，定义Txy(x=a,b,c;y=0,1,2)表示采用SVPWM策略时x相处于y开关状态的时间，则Txy与各开关状态的作用时间满足式(7):

将式(5)和式(6)代入式(7)中有:

3.1.2 第二类小三角形中两种调制策略的导通时间等效关系

当SVPWM策略参考电压Vref位于第1扇区2号小三角形中时，b相参考电压的采样值Vb*存在大于零和小于零两种可能。

(1)当Va*>0>Vb*>Vc*时，SPWM策略将输出100、110、210和211四个开关状态，定义开关状态100和211的作用时间比为(1-k2)/k2(k2∈(0,1))。应用3.1.1节的分析方法可以得到SVPWM策略和SPWM策略的各相导通时间关系为:

(2)当Va*>Vb*>0>Vc*时，SPWM策略将输出110、210、211和221四个开关状态，定义开关状态110和221的作用时间比为(1-k3)/k3(k3∈(0,1))。应用3.1.1节的分析方法可以得到SVPWM策略和SPWM策略的各相导通时间关系为:

3.1.3 第三类小三角形中两种调制策略的导通时间等效关系

当SVPWM策略的参考电压Vref位于第1扇区1号小三角形中时，b相参考电压的采样值Vb*仍然存在大于零和小于零两种可能:

(1)当Va*>0>Vb*>Vc*时，SPWM策略将输出100、110、111和211四个开关状态。定义开关状态100和211的作用时间比为(1-k4)/k4(k4∈(0,1))。应用3.1.1节的分析方法可以得到SVPWM策略和SPWM策略的各相导通时间关系为:

(2)当Va*>Vb*>0>Vc*时，SPWM策略将输出110、111、211和221四个开关状态。定义开关状态110和221的作用时间比为(1-k5)/k5(k5∈(0,1))。应用3.1.1节的分析方法可以得到SVPWM策略和SPWM策略的各相导通时间关系如下:

3.2 任意情况下两种策略导通时间等效关系

根据3.1节的分析，在第二类和第三类小三角形中，由于调制波Vb的符号存在两种可能，因而SP-WM策略与SVPWM策略具有两种等效情况。根据Vb的正负可以进一步将SVPWM策略矢量图每个扇区划分为六个小三角形，具体如图5所示。在每个小三角形中，三电平SVPWM策略均可通过与SP-WM策略的导通时间等效关系得到，具体如表1所示。其中，Tsvx([Tsvx2Tsvx1Tsvx0]T,x=a,b,c)表示三电平SVPWM策略的各相导通时间，Tspx([Tspx2Tspx1Tspx0]T)表示三电平SPWM策略的各相导通时间，具体如式(13)所示，Ty如式(14)所示。Tz1、Tz2、Tz3、Tz4和Tz5,6如式(15)所示。

式中，Umin、Umid和Umax分别表示三相调制波中的最小值、中值和最大值。

3.3 三电平SVPWM策略的新型等效快速算法

3.2节分析了三电平SVPWM策略与SPWM策略的导通时间等效方式，根据这种等效方式，本文提出了基于导通时间等效的三电平SVPWM策略快速算法。图6中给出了这种快速算法的实现流程图，通过该流程图可以看出，这种快速算法简化了三电平SVPWM策略的复杂性，有利于数字化实现。

4 仿真实验验证

为了验证本文分析的正确性，搭建三电平NPC逆变器仿真和实验平台(主控器件为DSP2812)对其进仿真和实验验证。系统的主电路如图1所示，仿真平台的关键参数见表2。

两种实现方式在Matlab中的仿真结果对比如图7所示。图7(a)～图7(d)中分别给出了调制比M在不同情况时两种实现方式得到的A相开关状态及其差值。由该图可知，在任意调制比下，应用本文提出的导通时间等效方法得到的SVPWM策略各相开关状态及其作用时间与传统的查表法得到的各相开关状态及作用时间完全相同，这从理论上证明了本文提出的SVPWM策略新型等效算法与传统算法的一致性。

不同调制度时应用查表法和本文提出的新型等效方法实现三电平SVPWM策略的实验结果分别如图8和图9所示。其中ia为负载侧a相电流，Vco和Vba分别为逆变器侧输出相电压和线电压脉冲，VC 1为直流电容C1上的电压波动情况，实验结果分析见表3。图8、图9和表3表明两种SVPWM策略实现方法的实验波形基本相同，但查表法在各种情况下输出波形的幅值略小于导通时间等效法，且负载电流THD和中点电压波动略大于导通时间等效法。理论分析与实验结果表明，查表法由于需要处理大量的表格和三角函数运算，算法复杂且在实际实现中存在误差积累，而本文提出的导通时间等效方法实现简单，结果更加准确，尤其适用于控制器频率较低的场合。

5 结论

本文提出了一种三电平SVPWM策略的新型等效方法———导通时间等效法。本文介绍了导通等效法的基本原理，并通过仿真和实验对比了该方法与传统查表法的理论等效性及具体实现差异性。本文的研究表明导通时间等效法实现简单、误差较小，可以应用于计算频率较低的控制器中。这在一定程度上将降低系统的硬件和软件成本，增强多电平变流器的可靠性及市场竞争力。

摘要：针对三电平中点钳位变流器传统空间矢量脉宽调制策略实现较复杂的问题,基于三电平空间矢量脉宽调制策略和正弦波脉宽调制策略作用时各开关器件的导通时间关系,提出了一种导通时间等效的三电平中点钳位变流器空间矢量脉宽调制策略等效算法。该算法实现简单,无需进行复杂的坐标转换,大大减小了常规三电平空间矢量脉宽调制策略中由于三角函数和无理数计算带来的计算误差,输出脉冲中的基波分量与理论值更加接近。仿真和实验结果表明本文提出的新型等效算法较传统空间矢量脉宽调制策略查表法具有更高的直流电压利用率和更好的谐波特性。

三电平变流器 篇5

关键词：永磁同步发电机,两电平变流器,三电平变流器,谐波,损耗,风力发电

0 引言

近年来,随着传统能源问题的日益严峻,以及国家对开发可再生能源的政策激励,风力发电及其相关技术得到了迅速发展,兆瓦级风电系统已成为市场主流[1,2,3,4,5]。相对于双馈风力发电系统,采用全功率变流器的永磁直驱技术可省去价格昂贵且难以维护的齿轮箱,同时可较为容易地实现低电压穿越要求,因此逐渐受到风电制造厂商的青睐[6,7]。

目前,国内风力发电系统均采用690 V额定电压的两电平变流器,对于单机容量超过750 kW的系统采用变流器并联运行[8]。在单机大容量的发展趋势下,欧美一些风力发电研究机构和企业已陆续开发出中压三电平风电变流器,通过提升输出电压等级来减小系统电流应力,可使风电系统性价比提高2.5%以上[9]。

本文以一台3 MW的永磁风力发电机为原型,从系统输出性能和损耗2个方面对并联两电平和三电平变流器进行比较分析。对于两电平变流器的损耗分析已有较多研究[10,11],然而三电平与两电平变流器在电流的流通路径上有本质的区别,功率器件的损耗相差甚远。文献[12]认为开关能量损耗与器件承受电压呈线性关系,而这样的假设只有在测试电压-20%～20%范围内才近似成立。文献[13]认为单相桥臂上4个反并联快速恢复二极管(FRD)的反向恢复损耗完全相同,实际上由于内两管在关断时未承受反压,并无反向恢复损耗。针对以上不足,本文建立了三电平变流器功率器件的损耗模型,同时给出了滤波器的损耗模型,并进行了实验验证。

1 永磁直驱风力发电系统结构

永磁直驱风力发电系统结构如图1所示。机侧变流器主要有二极管整流加Boost升压和脉宽调制(PWM)整流2种结构,后者控制灵活且可实现功率双向流通[14,15]。网侧变流器需具备有功功率和无功功率调节能力,一般采用PWM结构。本文所研究的风力发电系统采用背靠背双PWM结构变流器。

图1中,风力发电变流器可采用并联两电平结构,也可采用三电平结构。图2(a)为两电平变流器拓扑,由4个单元并联组成,每个单元的功率为750 kW。图2(b)为中点钳位式(NPC)三电平变流器拓扑,单台功率3 MW。

两电平和三电平变流器主要电气参数见表1。表中,两电平变流器拓扑中的绝缘栅双极晶体管(IGBT)模块采用英飞凌FZ1200R17KE3;三电平变流器拓扑中的IGBT模块和FRD分别采用英飞凌FZ1500R33HE3和DD1200S33K2C。

对于3 MW风力发电变流器,欧洲国家和美国分别采用3.3 kV和2.4 kV的电压等级[10],而中国现阶段还未有相关电压标准出台,但国内常用的非标准中压等级为1.14 kV和2.3 kV。鉴于此,本文研究的中压三电平变流器采用2.3 kV电压等级。

2 变流器输出性能比较

并网风力发电系统输出性能的衡量指标主要是并网电流的谐波含量。两电平变流器输出线电压由+Udc,0,-Udc这3种电平构成,而三电平变流器输出线电压由+Udc,+Udc/2,0,-Udc/2,-Udc这5种电平构成,其中,Udc为直流母线电压。因此,三电平变流器输出线电压的波形质量较优,从而其并网电流的谐波含量较小。

图3(a)和图3(b)分别为两电平和三电平变流器输出的线电压和并网电流的仿真波形。对比可见,三电平变流器并网电流的正弦度高于两电平,其总谐波畸变率(THD)为3.26%,而两电平结构下并网电流的THD为4.48%。尽管两者均能满足GB/T 12668.4标准和IEEE 519—1992标准对电能质量的要求,但三电平变流器在并网电流指标上占有一定优势。值得注意的是,两电平变流器能达到这样的电流指标是以提高开关频率和增加滤波器的容量为代价的,因此其损耗也会增加。

3 变流器损耗比较

3.1 功率器件的损耗模型

功率器件的损耗PX由导通损耗Pcon,X和开关损耗Psw,X组成,即

${\rm P}{}_X={\rm P}{}_{\text{c}\text{o}\text{n},X}+{\rm P}{}_{\text{s}\text{w},X}(1)$

式中:下标X为IGBT或FRD。

由于初始饱和压降和导通电阻的存在,功率器件在导通过程中会产生导通损耗,其表达式为:

${\rm P}{}_{\text{c}\text{o}\text{n},X}=(v{}_{0,X}+r{}_X{\rm I}){\rm I}(2)$

式中:v0,X和rX分别为功率器件的饱和压降和导通电阻;I为功率器件的瞬时电流值。

IGBT在开通和关断过程中会产生开关损耗,FRD开通过程中的损耗非常小,可忽略不计,而在关断时会产生反向恢复损耗。在器件承受不同电压时,能量损耗可通过器件实际承受电压与测试电压比值的幂函数进行修正,因此,开关能量损耗可表示为:

Esw,X(I)=Eon,X(I)+Eoff,X(I)=

(Asw,XI2+Bsw,XI+Csw,X)$\frac{U{}_{\text{c}\text{e}}}{U{}_{\text{b}\text{a}\text{s}\text{e}}}$Dsw,X (3)

式中:Asw,X,Bsw,X,Csw,X为测试条件下开关能量损耗随电流变化的二次拟合曲线的系数;Uce为器件实际承受电压;Ubase为测试电压;Dsw,X为Ubase的修正系数。

在一个开关周期内,功率器件的平均开关损耗为:

${\rm P}{}_{\text{s}\text{w},X}=f{}_{\text{s}\text{w}}E{}_{\text{s}\text{w},X}({\rm I})(4)$

式中:fsw为开关频率。

3.2 变流器功率器件损耗

变流器调制电压uD与负载电流iL的相位关系如图4所示,其表达式分别为:

$\begin{array}{l}u{}_{\text{D}}(\alpha )=m\text{s}\text{i}\text{n}\alpha +\frac{1}{6}m\text{s}\text{i}\text{n}3\alpha (5)\\ i{}_{\text{L}}(\alpha )={\rm I}{}_{\text{m}}\sin (\alpha +\theta )(6)\end{array}$

式中:α为调制电压的相位角;m为调制度;Im为负载电流的峰值;θ为负载阻抗角。

两电平变流器在负载电流正半周期内通过T1和D2换流,在负半周期通过T2和D1换流。一个调制周期内,T1的导通损耗Pcon,T1_2L和开关损耗Psw,T1_2L分别为:

$\begin{array}{l}{\rm P}{}_{\text{c}\text{o}\text{n},\text{Τ}{}_1\_2\text{L}}=\frac{1}{2\text{π}}{\displaystyle {\int }_{\theta }^{\text{π}+\theta }(}v{}_{0,\text{Τ}}+r{}_{\text{Τ}}i{}_{\text{L}}(\alpha ))i{}_{\text{L}}(\alpha )u{}_{\text{D}}(\alpha )\text{d}\alpha (7)\\ {\rm P}{}_{\text{s}\text{w},\text{Τ}{}_1\_2\text{L}}=\frac{1}{2\text{π}}f{}_{\text{s}\text{w}}{\displaystyle {\int }_{\theta }^{\text{π}+\theta }E}{}_{\text{s}\text{w},\text{Τ}}(i{}_{\text{L}}(\alpha ))\text{d}\alpha (8)\end{array}$

式中:v0,T和rT分别为IGBT的饱和压降和导通电阻;Esw,T(·)为IGBT的开关能量损耗。

D2的导通损耗Pcon,D2_2L和开关损耗Psw,D2_2L分别为:

$\begin{array}{l}{\rm P}{}_{\text{c}\text{o}\text{n},\text{D}{}_2\_2\text{L}}=\frac{1}{2\text{π}}{\displaystyle {\int }_{\theta }^{\text{π}+\theta }(}v{}_{0,\text{D}}+r{}_{\text{D}}i{}_{\text{L}}(\alpha ))\cdot \\ i{}_{\text{L}}(\alpha )(1-u{}_{\text{D}}(\alpha ))\text{d}\alpha (9)\\ {\rm P}{}_{\text{s}\text{w},\text{D}{}_2\_2\text{L}}=\frac{1}{2\text{π}}f{}_{\text{s}\text{w}}{\displaystyle {\int }_{\theta }^{\text{π}+\theta }E}{}_{\text{s}\text{w},\text{D}}(i{}_{\text{L}}(\alpha ))\text{d}\alpha (10)\end{array}$

式中:v0,D和rD分别为FRD的饱和压降和导通电阻;Esw,D(·)为FRD的开关能量损耗。

由于两电平变流器模块单元上下桥臂功率器件对称,因此,4个模块单元的总损耗为:

P2L=24(PT1_2L+PD2_2L) (11)

式中:PT1_2L和PD2_2L分别为T1和D2的总损耗。

对于NPC三电平变流器,钳位二极管使得每相桥臂可以输出+Udc/2,0,-Udc/2三种电位,对应于P,O,N这3种状态。当变流器工作在如图4所示的0～θ区域时,桥臂输出状态在P与O之间切换,电流在P状态通过D1和D2流进,在O状态通过T3和D6流进。在此工作过程中,D1和D2会产生导通损耗,同时,D1在关断时承受反压,因此会产生反向恢复损耗,而在D2关断的同时,T2开通,其并没有承受反压,无反向恢复损耗。

三电平变流器工作在另外3个区域时,功率器件损耗分析方法与上面类似,这里不再赘述。

三电平变流器上桥臂的5个功率器件T1,D1,T2,D2,D5的导通损耗Pcon,T1_3L,Pcon,D1_3L,Pcon,T2_3L,Pcon,D2_3L,Pcon,D5_3L和开关损耗Psw,T1_3L,Psw,D1_3L,Psw,T2_3L,Psw,D2_3L,Psw,D5_3L(其中,Psw,D2_3L=Psw,D5_3L=0)分别为:

$\begin{array}{l}{\rm P}{}_{\text{c}\text{o}\text{n},\text{Τ}{}_1\_3\text{L}}=\frac{1}{2\text{π}}{\displaystyle {\int }_{\theta }^{\text{π}}(}v{}_{0,\text{Τ}}+r{}_{\text{Τ}}i{}_{\text{L}}(\alpha ))i{}_{\text{L}}(\alpha )u{}_{\text{D}}(\alpha )\text{d}\alpha (12)\\ {\rm P}{}_{\text{s}\text{w},\text{Τ}{}_1\_3\text{L}}=\frac{1}{2\text{π}}f{}_{\text{s}\text{w}}{\displaystyle {\int }_{\theta }^{\text{π}}E}{}_{\text{s}\text{w},\text{Τ}}(i{}_{\text{L}}(\alpha ))\text{d}\alpha (13)\\ {\rm P}{}_{\text{c}\text{o}\text{n},\text{D}{}_1\_3\text{L}}=\frac{1}{2\text{π}}{\displaystyle {\int }_0^{\theta }(}v{}_{0,\text{D}}+r{}_{\text{D}}|i{}_{\text{L}}(\alpha )|)|i{}_{\text{L}}(\alpha )|u{}_{\text{D}}(\alpha )\text{d}\alpha (14)\\ {\rm P}{}_{\text{s}\text{w},\text{D}{}_1\_3\text{L}}=\frac{1}{2\text{π}}f{}_{\text{s}\text{w}}{\displaystyle {\int }_0^{\theta }E}{}_{\text{s}\text{w},\text{D}}(|i{}_{\text{L}}(\alpha )|)\text{d}\alpha (15)\\ {\rm P}{}_{\text{c}\text{o}\text{n},\text{Τ}{}_2\_3\text{L}}=\frac{1}{2\text{π}}{\displaystyle {\int }_{\theta }^{\text{π}}(}v{}_{0,\text{Τ}}+r{}_{\text{Τ}}i{}_{\text{L}}(\alpha ))i{}_{\text{L}}(\alpha )d\alpha +\\ \frac{1}{2\text{π}}{\displaystyle {\int }_{\text{π}}^{\text{π}+\theta }(}v{}_{0,\text{Τ}}+r{}_{\text{Τ}}i{}_{\text{L}}(\alpha ))i{}_{\text{L}}(\alpha )(1-|u{}_{\text{D}}(\alpha )|)\text{d}\alpha (16)\\ {\rm P}{}_{\text{s}\text{w},\text{Τ}{}_2\_3\text{L}}=\frac{1}{2\text{π}}f{}_{\text{s}\text{w}}{\displaystyle {\int }_{\text{π}}^{\text{π}+\theta }E}{}_{\text{s}\text{w},\text{Τ}}(i{}_{\text{L}}(\alpha ))\text{d}\alpha (17)\\ {\rm P}{}_{\text{c}\text{o}\text{n},\text{D}{}_2\_3\text{L}}=\frac{1}{2\text{π}}{\displaystyle {\int }_0^{\theta }(}v{}_{0,\text{D}}+r{}_{\text{D}}|i{}_{\text{L}}(\alpha )|)|i{}_{\text{L}}(\alpha )|D(\alpha )\text{d}\alpha (18)\\ {\rm P}{}_{\text{c}\text{o}\text{n},\text{D}{}_5\_3\text{L}}=\frac{1}{2\text{π}}{\displaystyle {\int }_{\text{π}}^{\text{π}+\theta }(}v{}_{0,\text{D}}+r{}_{\text{D}}i{}_{\text{L}}(\alpha ))\cdot \\ i{}_{\text{L}}(\alpha )(1-|u{}_{\text{D}}(\alpha )|)\text{d}\alpha (19)\end{array}$

同样,NPC三电平变流器拓扑上、下桥臂功率器件对称,因此其总损耗为:

P3L=6(PT1_3L+PD1_3L+PT2_3L+PD2_3L+PD5_3L) (20)

3.3 滤波电感损耗模型

滤波电感由磁性元件和绕组构成,当绕组中流过的电流变化时,磁芯中的磁场密度也随之变化,磁性元件的磁化和去磁曲线不重合,这种情况下产生铁损PFe;另外,绕组主要为铜质导电材料,存在电阻,在电流流过时会产生铜损PCu[16]。因此,滤波电感的总损耗可表示为:

${\rm P}{}_{\text{F}\text{i}\text{l}\text{t}\text{e}\text{r}}={\rm P}{}_{\text{F}\text{e}}+{\rm P}{}_{\text{C}\text{u}}(21)$

以两电平变流器A相为例分析滤波电感的铁损。若A相输出电压为ua,电网电压为us,在一个开关周期内, 当T1导通时(T1与T2开关状态互补),滤波电感上的电流上升;当T1关断时,滤波电感上的电流下降,如图5所示。

图5中,电流上升变化量Δi1和电流下降变化量Δi2可分别表示为:

$\begin{array}{l}\text{Δ}i{}_1=\frac{(u{}_{\text{a}}({\rm T}{}_k)-u{}_{\text{s}})\tau ({\rm T}{}_k){\rm T}{}_{\text{s}}}{L}(22)\\ \text{Δ}i{}_2=\frac{(u{}_{\text{s}}-u{}_{\text{a}}({\rm T}{}_k))(1-\tau ({\rm T}{}_k)){\rm T}{}_{\text{s}}}{L}(23)\end{array}$

式中:τ(Tk)为占空比;Tk为第k个开关周期;L为滤波电感值。

在第k个开关周期内,Δi1与Δi2的差值为:

$\text{Δ}i({\rm T}{}_k)=\text{Δ}i{}_1-\text{Δ}i{}_2(24)$

因此,磁芯中磁通密度的变化量可表示为:

$\text{Δ}B({\rm T}{}_k)=\frac{{\rm N}\text{Δ}i({\rm T}{}_k)}{\frac{l{}_{\text{m}}}{\mu {}_{\text{m}}}+\frac{l{}_{\text{g}}}{\mu {}_0}}(25)$

式中:N为滤波电感绕组匝数;lm和μm分别为铁芯的长度和磁导率;lg和μ0分别为气隙的长度和磁导率。

在一个调制周期内,滤波电感的铁损为:

${\rm P}{}_{\text{F}\text{e}}=f{}_{\text{s}\text{w}}{\displaystyle \sum _{k=1}^{n}V}{}_{\text{m}}\text{Δ}{\rm H}({\rm T}{}_k)\text{Δ}B({\rm T}{}_k)(26)$

式中:n为载波比;Vm为电感铁芯的体积;ΔH(Tk)为第k个开关周期内滤波电感磁场强度的变化量,取决于铁磁材料。

滤波电感在一个调制周期内的铜损可表示为:

PCu=RLI${}_{\text{a}\text{v}\text{g}}^2$ (27)

式中:RL为滤波电感的电阻;Iavg=2Im/π为负载电流平均值。

根据以上分析,可计算出3 MW风力发电系统中并联两电平和三电平变流器的损耗情况,见表2。

由于两电平变流器功率器件的开关频率是三电平变流器的2倍,因此其功率器件损耗较大,为61.3 kW,而三电平变流器的功率器件损耗为44.5 kW。同时,并联两电平变流器结构需要4台滤波电感,损耗为41.6 kW,而三电平变流器结构仅需1台,损耗为12.3 kW。两者的总损耗分别为102.9 kW和56.8 kW,数据对比显示,三电平变流器的总损耗几乎只有两电平变流器的一半,在损耗特性上三电平结构占有明显优势。

4 实验分析

实验采用背靠背结构的双三电平变流器平台,其中,机侧变流器负责调节母线电压,网侧变流器负责调节有功功率和无功功率。实验中,三电平变流器的结构图见附录A图A1,实验参数和功率器件参数与表1一致。

图6(a)和图6(b)分别为三电平变流器网侧电流及其谐波频谱的实验结果。由图可见,网侧电流的正弦度较好,其THD为3.4%,与仿真结果基本吻合。

采用Fluke 435电能质量测试仪对三电平变流器输入侧和输出侧的功率进行测量,测量结果见附录A图A2,两者之差即为变流器的功率损耗,为61 kW,略高于计算结果56.8 kW,误差主要是由系统其他电气元件的附加损耗引起,测量结果基本证实了本文损耗计算的准确性。

图7是一个工频电压周期内开关器件的电压脉冲实验波形,其中,T1与T3互补,T2与T4互补。

在电压正半周期内,T1以开关频率在工作,而T2则一直处于导通状态,机侧变流器通过D1,D2和T3,D6换流,D1和D2中的电流在负载电流与0之间切换,如图8(a)所示;网侧变流器通过T1,T2和D5,T2换流,T1中的电流在负载电流与0之间切换,而T2中的电流一直处于连续状态,如图8(b)所示。在电压负半周期内,T1一直处于关断状态,而T2则以开关频率在工作,机侧变流器通过D3,D4和D5,T2换流,T2中的电流在负载电流与0之间切换,T1中无电流流过,如图8(a)所示;网侧变流器通过T3,T4和T3,D6换流,T1,D1,T2,D2中都无电流流过,如图8(b)所示。

5 结论

本文对3 MW永磁直驱风力发电系统中两电平与三电平变流器输出性能和损耗进行了分析比较,得出如下结论:

1)两电平和三电平变流器网侧电流THD分别为4.48%和3.26%,三电平变流器在输出性能上具有一定优势。值得注意的是,两电平变流器能取得此性能指标是以提高功率器件的开关频率和滤波器的容量为代价,其损耗也会增加。

2)并联两电平变流器功率器件的开关频率是三电平变流器的2倍,因此其功率器件损耗较大。同时,并联两电平变流结构需要滤波电感4组,而三电平变流器结构只需1组。两者的总损耗分别为102.9 kW和56.8 kW,三电平变流器占有绝对优势。

附录见本刊网络版(http://aeps.sgepri.sgcc.com.cn/aeps/ch/index.aspx)。

三电平变流器 篇6

随着电力电子技术的发展,具有良好性能的P W M整流器作为现代电力电子电路也得到了很大的发展。如三相电压源P W M整流器可以四象限运行,除了能够以整流A C/D C方式运行外,还可以逆变D C/A C方式运行。另外,P W M整流器还消除了传统意义上的整流电路(如二极管构成的整流电路和晶闸管构成的整流电路)的谐波含量大、功率因数低且不可任意控制等缺点[1]。

在应用于高压场合时,需要使用高反压的功率开关管或将多个动率开关管串联使用,而三电平整流器的每一个功率开关器件所承受的关断电压仅为直流侧电压的一半,因此在同等条件下直流母线电压可以提高一倍,故它比两电平更适用于高压、大容量功率应用场合。

以三电平中点箝位空间P W M整流器为对象,研究其数学模型,空间矢量P W M方法,控制策略并进行仿真研究。以Matlab simulink为基础建立仿真模型,并在不同的负载状态下,对输出波形加以分析,对参数加以调整使波形更加理想。

1 主电路拓扑分析

目前已经提出的多电平变流的拓扑结构主要有3种:中点箝位多电平结构、非跨电容多电平结构和级联式。在整流器应用中比较成熟的是中点箝位型的结构[2],中点箝位型的三电平P W M整流器电路如图1所示。

由图1可见,A相上下2个桥臂各有2个开关管T1～T4和2个辅助二极管D5、D6。其中T1和T4相当于两电平P W M变流器中的上下互补开关管,而T 2(D 2)、T 3(D3)与D5、D6构成中点箝位电路。故中点电位Vin受Iin的影响而浮动。而Vdc1=Vdc2=Vdc/2时,主开关管T1～T4关断承受U dc的一半电压。

三电平P W M高频整流器的工作本质在于通过T1～T4的优化,使得交流AC侧线电流ia、ib、ic正弦化,功率因数接近于1,同时保证直流侧输出电压U dc保持平衡。以A相为例,定义开关管的开关函数为S a,当桥臂上端开关管T1、T2导通而T3、T4关断时,Sa=1;当T2、T3导通而T1、T4关断时,Sa=0;当T3、T4导通T1、T2关断时,S a=-1。定义B相开关函数为S b,C相开关函数为S c。使用开关函数的概念可将整流器主电路表示成等效电路图,如图2所示。

2 三电平空间电压矢量脉宽调制(SVPWM)策略

与三相桥式二电平P W M整流器一样,三相三电P W M平整流器也可以用开关变量S a、S b、S c分别表示各桥臂的开关状态,不同的是这时A、B、C桥臂各有3种开关状态,Sa、Sb、Sc是三态开关变量[3]。

输出线电压可表示:

整理为:

整流器三相对其中点N的相电压可表示为:

与三相二电平整流器相似,三相三电平整流器可以定义整流器的开关状态为(Sa、Sb、Sc)。三电平整流器共有2 7种开关状态对应于1 9个特定的空间电压矢量。在(000)、(111)、(-1-1-1)这3种开关状态时,整流器输入线电压(UAB、UBC、UCA)为(0 0 0),称这3个开关状态所对应的电压矢量为零矢量。在(100)和(0-1-1)这2种开关状态时,整流器输入端线电压(UAB、UBC、UCA)为(1/2Vdc、0、-1/2Vdc),因此将这2种开关状态所对应的电压矢量用一个电压矢量V1表示。同理,(110)和(00-1)、(010)和(-10-1)、(0l l)和(-100)、(001)和(-1-10)、(101)和(0-10)也分别用一个电压矢量V2、V 3、V 4、V 5、V 6表示。

三相三电平整流器每相输出3种组合,因此三相共有2 7种组合,即三相三电平整流器的等效电压矢量应用2 7种开关矢量进行合成,根据其相位和幅值可以画出三相三电平整流器的开关矢量分布图[4],如图3所示。

3 系统设计

建立的S V P W M仿真模型包括参考电压矢量所在扇区选择、各扇区矢量作用时间计算、各相P W M脉冲发送等部分。仿真模型如图4所示。

扇区选择模块包括每6 0°大扇区选择和每6 0°扇区内的6个小区选择,大扇区选择是由参考电压的相角除以6 0得到的商加1取整而直接得到6个扇区的扇区号。A扇区中小扇区的选择模块如图5所示,其他扇区类似[5]。

确定了参考电压矢量所在的扇区后(即确定了进行等效合成的空间矢量),发送相应扇区空间矢量作用时间计算模块的使能信号,进行矢量作用时间计算。矢量作用时间模块计算各开关矢量的作用时间和各相的空间矢量P W M波的跳变时间[6]。

各相空间矢量P W M波形的发生,是根据跳变时间及选定的空间矢量关系得到向上(0,1;-1,0)跳变的波形。图6是参考电压矢量处于A 1区时,A相P W M波形发生模块,由图可知,三角波发生器与跳变时间TA比较,产生的值通过Relay到Switch,选择比较后加1得到向下(1,0)跳变的P W M波形。

4 仿真及实验结果

以S i m u l i n k为平台建立三电平电压空间矢量P W M的仿真模型和三电平P W M整流器的仿真模型如图7所示。电网参数:E=310V,f=50Hz;交流侧参数:LS=6mH,RS=0.5Ω;直流侧参数:Cd=220μF,L0=3mH;直流侧输出电压给定值为V d c g=6 0 0 V,开关频率fs=200Hz。

整流器带等效负载,输出功率为1 8 k W。无功电流i q=0,整流器工作在功率因数下。图8为直流侧电压波形。图9为整流器交流侧电压电流波形。图1 0为三电平整流器中点电位电压波形。由仿真波形可知,整流器输出电流波形为正弦波形,几乎不含有谐波分量,公共电网电压电流波形同相位,整流器工作在单位功率因数下[8]。

5 结论

建立了S V P W M仿真模型和三电平P W M整流器的仿真模型,进行了运行,并取得直流侧和交流侧电压电流波形,通过仿真结果验证了分析的正确性,证明了基于空间电压矢量P W M调制的三电平整流器在工程上应用的可行性。三电平整流器技术有着巨大的开发和应用潜力。

参考文献

[1]陈坚.电力电子学[M].北京:高等教育出版社,2002

[2]孟永庆,苏彦民,刘正.三电平中点箝位整流器系统建模及基于李亚普诺夫直接法的控制方法研究[J].西安交通大学电气工程学院,中国电机工程学报,1999

[3]詹长江,等.基于电压空间矢量P W M脉宽调制方式的新型三电平高频整流器研究[J].电工技术学报,1999,4

[4]刘静,张加胜.三电平变流器的压频转换式中点电位平衡控制方法研究[J].中国石油大学电气电子教学学报,2000

[5]Heing Willi Van Der Broeck,Hans Shristoph Skudelny.Analysis and relegation of a pulse width modulator based on voltage space vector[C].IEEE Trans.LA,1998;24.

[6]Ratnayake K R M N,Murai Y,Watanabe T.Novel PWM scheme to control neutral point voltage variation in three-level voltage source inverter[C].Phoenix:IEEE IAS,1999

[7]J.H.Suh.A design of a new snubber circuit for three-level gate turn-off thyristor inverters[C].Proc.EPE Conf.,1995

三电平变流器 篇7

随着电力电子装置在各个领域的广泛应用，其中大量低功率因数的不控整流设备只能实现能量的单向传输，并且对电网的谐波污染十分严重。而新型PWM整流装置具有高功率因数、低谐波污染、能量双向流动、小容量储能环节和恒定直流电压控制等优点，在电力系统有源滤波、无功补偿、太阳能发电以及交直流传动系统等领域，越来越具有广阔的应用前景[1,2]。

中点箝位型三电平整流器相较于传统的两电平整流器而言具有明显的优势，从而在中高压大功率的场合得到了广泛的应用。其开关器件所承受的电压仅为直流母线电压的一半，从而对于给定的功率半导体器件，该特性将电压型逆变器(VSR)的功率等级提高了一倍，且无需增加额外硬件设施。此外，三电平整流器输出电压的第一簇谐波集中在开关频率的两倍处[3]，进一步降低了无源器件的尺寸、重量和费用，同时也改善了输出波形的质量。但该拓扑结构的不足之处在于：三电平VSR需要更多数量的器件，控制复杂性明显增加以及中点电压发生波动。

本文提出的三相二极管箝位型三电平整流器具有输出电压恒定和能实现单位功率因数运行的特点。

1 系统数学模型

图1所示为三相二极管箝位型三电平整流器主电路，开关器件采用IGBTㄢ

其中，交流侧电感为Ls，直流侧电容为C1和C2，负载电流分别为iL1和iL2，本系统为背靠背的双PWM变频器的有源前端部分，变频器用于驱动电机，所以可认为该整流器带平衡负载。

根据三电平PWM整流器的拓扑结构，建立其在d-q同步旋转坐标系中的模型[4]：

式(1)、(2)中ed、eq是电网电动势矢量Edq的d、q分量;Vd、Vq是整流器交流侧电压矢量Vdq的d、q分量。

从PWM整理器在d-q坐标系下的数学模型中可见，d、q轴电流分量id、iq相互耦合，给电流控制器设计带来不便。为此，引入id、iq的前馈解耦控制[5]，且id、iq电流环均采用PI调解控制。由此，可得三相同步旋转坐标系d-q下三相VSR电流控制时的电压指令为：

式(3)中，Ki P、Ki I是电流环比例调节增益和积分调节增益;id*、iq*是id、iq的电流指令值。

将式(3)代入式(1)化简后得到：

为实现电网侧功率因数为1和直流侧电压稳定运行，整个控制电路由直流电压控制环，d、q电流控制环及SVPWM环节组成。图2所示为整个控制系统结构框图，其中电压反馈控制为外环，电压PI调节器的输出作为d轴电流的给定;电流反馈和电流控制器构成内环电流PI调节器的输出，再加上电流状态反馈和电网电压扰动的前馈补偿，构成了完整的控制电压，并经过PWM调制后产生开关信号送到变换器主电路，成为实际所需的交流侧控制电压。对于PI控制器的设计，通常将电流内环校正为典型I型系统，以提高其动态响应速度，将电压外环校正为典型II型系统，以提高其抗扰动能力[6]。下面将具体介绍电流调节器、电压调节器的设计。

2 控制系统设计

2.1 电流环设计

经过图2所示的解耦和电网电压前馈补偿，对d、q轴电流环控制器的设计等同于对图3所示的控制对象PI调节器的设计。

图3所示的系统的开环传递函数是：

通常Ti、Tpwm较小且远小于L/R，因上式可以简化为：

其中：Ti为采样时间常数，Kpwm、Tpwm分别是PWM变换器的增益和延时，且T∆=Tpwm+Ti;GPI=Ki P+Ki I/sㄢ

为了增强电流环的快速性，内环通常被校正简化为一个典型I型系统。按二阶最优的指标，取阻尼系数ξ=0.707ㄢ

令Ki PKi I=L/R，再结合

可得到系统的闭环传递函数为：

从而，电流环PI调节器参数Ki P、Ki I分别为：

2.2 电压环设计

电压外环控制的目的是为了稳定整流器直流侧电压Vdc。可以得到图4所示的电压环控制框图。其中：Tu为采样时间。

图4所示的系统的开环传递函数为：

通常Tu、R/(KI Kpwm)较小，因而式(10)可以化简为：

其中：

为了增强系统的抗扰动能力，通常将电压环校正简化为一个典型二阶系统。令KP/KI=hTp，其中h为中频带宽，其由系统对动态性能的要求来决定，工程上可取h=3～10。由于

因而可以得电压环PI调节器参数KP、KI为：

3 三电平空间矢量调制

3.1 矢量作用时间计算

三电平PWM整流器的开关状态可用图5所示的空间矢量图说明。电压空间矢量可以分为零矢量、小矢量(内六边形的顶点)、中矢量(外六边形边的中点)和大矢量(外六边形的顶点)三类，其中零矢量和小矢量都有冗余开关状态。

在三电平空间矢量调制模式中，目前最常见的就是八段对称式SVPWM，这种脉宽调制调制模式实质上是一种单极性调制[7]。对冗余矢量的不同处理会产生不同的空间矢量调制模式，其中一种便是在空间矢量图的内六边形中采用双极性调制，在外围三角形采用半双极性调制或单极性调制，这种调制方法的谐波性能优于常见的八段对称式SVPWM[8]。

如图5所示六个大电压矢量将空间矢量图分为六个正三角形区域，以大矢量PNN为起始沿逆时针每60依次定义为扇区Ⅰ、Ⅱ、…、Ⅵ。对首个60的第Ⅰ扇区进行分析，然后根据对称性，可以得到整个360的工作情况分析。

以图6为例分析空间电压矢量的合成，假设电压矢量Vref位于C三角形时，由伏秒平衡原则有：

式中，Ta、Tb、Tc分别为矢量V1、V2、V4的作用时间，Ts为空间矢量调制的控制周期，考虑到参考空间电压矢量Vref=Vref(cosθ+jsinθ)

可得：

式中为调制深度。同理，可以得出参考矢量位于三角形A、C、D中三矢量的作用时间，在此略去推导过程。由对称性可推出其余5个扇区的矢量作用时间。

3.2 参考矢量时序图

根据各矢量作用时间，按照中心化对称的矢量发送顺序，可以得出参考矢量位于各个三角形中时三相输出矢量时序图，由此就可以得到三相桥臂各开关器件的驱动信号。下文以图6中参考矢量Vref位于I区间的C三角形时为例加以说明。

为保证输出电压波形的平滑性，应有效避免扇区切换过程中的矢量突变，因此用于合成的C三角形输出电压矢量的首发矢量是正小矢量PPO。具体的输出矢量次序为PPO→POO→PON→OON→ONN→OON→PON→POO→PPO。具体三相输出时序图如图7所示，根据这个时序图，就可以得出三相桥臂开关器件的驱动信号。

4 仿真结果

基于前述的控制策略和电压空间矢量调制方式，本文进行了三电平SVPWM整流器在MATLAB/SIMLINK环境下的系统仿真。仿真基本参数如下：Vs=220 V，ω=314.16 rad/s,f=50 Hz，交流侧参数：Ls=1 mH，直流侧参数，C1=C2=4700µF,R=40Ω，输出功率Pout=12.5 kW，采样频率fs=5 000 Hz。

图7为整流桥A相线电压，图8为整流桥A相相电压。图9为交流侧电压与电流波形，从0.2 s之前稳定运行的波形可以看出，其电压与电流保持同相位，实现了单位功率因数运行。图10为直流侧母线电压波形，稳定运行时电压保持在700 V的设定值。为测试系统的动态性能，在0.2 s时当系统稳定运行时，将负载突变至原来的一半。如图9和图10所示，交流侧电流升至原来的2倍，直流母线电压有2 V的瞬时跌落，经过3个周期后迅速恢复到设定值，可见系统动态性能良好。

5 结论

本文提出的基于MATLAB及SMULINK的结果表明，系统具有良好的动态性能和稳态性能，并且使得电网侧电流波形为正弦和单位功率因数运行。验证了双闭环控制算法及SVPWM调制方法的正确性，为之后的实际系统设计提供了理论依据。

参考文献

[1]Stankovic A V,Lipo T A.A Novel Control Method for Input Output Harmonic Elimination of the PWM Boost Type Rectifier Under Unbalanced Operating Conditions[J].IEEE Trans on Power Electronics,2001,16(5):603-611.

[2]金红元,邹云屏,等.三电平PWM整流器双环控制技术及中点电压平衡控制技术的研究[J].中国电机工程学报,2006,26(20):64-68.JIN Hong-yuan,ZOU Yun-ping,et al.Research on the Technology of the Neutral-point Voltage Balance and Dual-loop Control Scheme for Three-level PWM Rectifier[J].Proceedings of the CSEE,2006,26(20):64-68.

[3]McGrath B P,Holmes D G,Lipo T A.Optimized Space Vector Switching Sequences for Multilevel Inverters[J].IEEE Trans on Power Electronics,2003,18(6):1293-1301.

[4]詹长江,秦荃华,等.三电平脉宽调制高频整流器系统数学模型及仿真分析[J].中国电机工程学报,1999,19(7):45-48.ZHAN Chang-jiang,QIN Quan-hua,et al.Study on Mathematical Model and System Simulation of the Three-level PWM Reversible Rectifier[J].Proceedings of the CSEE,1999,19(7):45-48.

[5]张崇巍,张兴.PWM整流器及其控制[M].北京:机械工业出版社,2003.

[6]熊健,张凯,陈坚.PWM整流器的控制器工程化设计方法[J].电工电能新技术,2002,21(3):44-69.XIONG Jian,ZHANG Kai,CHEN Jian.An Engineering Design Technique of Controller for PWM Rectifier[J].Advanced Technology of Electrical Engineering and Energy,2002,21(3):44-69.

[7]陈国呈.PWM逆变技术及应用[M].北京:中国电力出版社,2007.