三电平整流器（共7篇）
三电平整流器 篇1
0 引言
由于经济与技术的进步与发展, 三电平整流器也在一定程度上发生了改变。较为常用的三电平整流器主要是二极管箝位PWM。这类整流器相对于传统整流器来说有很多的优点, 如其功率器件可以承受的电压很少, 是直流测电压的二分之一, 有利于使生产成本降低。而且在其输入的电流中, 谐波含量较少, 有着较为科学合理的正弦度, 功率因数不是一成不变的, 可以对其进行调整, 能量能够在交流侧与直流侧之间之间自由流动。凭借自身具有的优势, 其被应用在很多领域。为了三电平整流器系统的更加完善, 本文在此基础上对其进行仿真研究, 因而有着重要的现实意义。
1 三电平整流器概述
三电平整流器是能够在高压大功率中运行的PWM整流器, 其功率因数趋近于1, 并且其开关电压的应力较两电平来说, 具有减小一半的优点。三电平整流器虽然比两电平整流器的开关的数量要多, 且控制起来较为复杂, 但三电平整流器具有两电平整流器所没有的特点。首先, 由于其电平数增加, 进而使其具有更小的直流侧电压脉动以及更优质的动态性能, 在开关的频率较低时, 如300~500Hz就能够达到对电流谐波的相关要求[1]。其次, 电平数增加也使得电源的侧电流要更接近正弦, 这与两电平相比, 是最大的不同。且电平数不断增加, 正弦性也会随之变化, 越来越好, 而功率因数也会变得更高。最后, 增加开关的数量也有利于将开关管上的电压压应力进一步降低, 进而将装置的稳定性提高, 在对电压要求较高的场合较为多用。
2 三电平PWM整流器中的工作原理
2.1 主电路拓扑
三电平PWM整流器在其主电路的每个桥臂上都有4 个开关管, 一般情况下是IGBT管, 为促进电压均衡, 要在直流侧将两电容进行串联, 这两电容必须具有相同的参数, 以保持中性点平衡[2]。三电平的点拓扑的结构主要是指对于中性点来说, 每相桥臂都可以拥有3 种不一样的输出状态。因此, 可以推算出, 所有桥臂应该具有27 种的开关状态。为了将三种电实现平输出, 每个桥臂一般都是由4 个开关管与2 个钳位二极管而组成。交流侧和电网之间是通过电感与电阻连接的, 而对于直流侧来说, 是由2 个电容相互串联并同负载R3 共同构成的。
2.2 PWM空间相量的控制算法
可以通过计算来得出相应的方程组。通过采样周期, 利用3 种不同的基本电压相量将Uref合成, 即
在这一公式中, t1、t2、t3对应的是相量, 而Ts则是代表了系统中的采样周期数值。
对于3 个不一样的基本电压向量可以通过 (1-1) 公式计算出其在控制系统中的作用时间。在得出具体的时间数值后, 以开关管对应的开关时间为依据, 将信号的输出状态以及输出形式确定出来。
由上述分析可知, 在三电平空间中, 采样周期应该分为四步进行:首先, 以参考电压的位置为基础, 来选择出合成电压相量中的三个基本的相量;其次, 通过上述公式来对这三个基本电压相量的时间进行确定;再次, 通过公式将基本电压相量所对应的开关管的主要输出形式计算出来;最后, 通过上面三步的计算, 对开关管的导通时间与顺序进行确定。
3 三电平PWM整流器的方针与设计探讨
本文对整流器进行仿真模型主要依据是Matlab中的三相PWM整流器模型, 具体的仿真模型如图1。
在图1 的仿真结构图中, 主要是按照没有添加中点电位的控制策略、以SVPWM为基础, 在其之中的重点电位的控制策略以及以电荷为基础的守恒中点的电位控制策略来对整流器进行仿真模拟的, 并且得到了具体对应的仿真结果[3]。通过仿真模拟可以看出, 如若PWM整流器并没有加入中点电位进行控制的仿真时, 三电平整流器会出现零点漂移的现象, 且这种现象是显而易见、十分明显的, 对系统以及对应的开关器件有着较大的影响, 也会在一定程度上对电压产生影响。另外, PWM整流器中的中点的位置, 在采用电荷守恒中点的控制策略时有明显的变化, 得到了有效的控制, 并且这中方法能够将开关的损耗降到最小化。此外, 这种方法的控制策略的计算方法较为简单, 系统具有极强的稳定性, 直流侧中的电压也很平稳。
4 结束语
通过本文对三电平整流器系统的探讨, 在仿真模拟中对三种方法以及所取得的结果进行分析, 找出最适合的模拟方法。通过模拟可以看出, 基于电荷守恒中点的控制策略是最为优质的, 带来的影响最小。期望通过本文的研究, 能够为三电流系统的完善提供有效建议。
摘要：随着改革开放的不断深化, 我国的经济迅猛发展, 科学技术水平显著提高, 在现代技术的推动下, 整流器受到了越来越多的关注, 被应用在多个领域。三电平PWM整流器大都采用双闭环控制系统, 即由电压控制外环与电流控制内环组成的。电压外环是根据直流电压的大小来决定三电平PWM整流器的输出功率的大小以及方向的;而电流内环主要是促使整流器实际上的输入电流能够在一定程度上跟踪电流给定而将作用挥发出来的。本文主要根据三电平PWM整流器的特点, 进而对其系统设计与仿真进行探究, 期望通过本文的论述能够为三电流整流器的更加完善的设计提供有效建议。
关键词：三电平,PWM整流器,双闭环
参考文献
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三电平整流器 篇2
随着电力电子技术的发展,具有良好性能的P W M整流器作为现代电力电子电路也得到了很大的发展。如三相电压源P W M整流器可以四象限运行,除了能够以整流A C/D C方式运行外,还可以逆变D C/A C方式运行。另外,P W M整流器还消除了传统意义上的整流电路(如二极管构成的整流电路和晶闸管构成的整流电路)的谐波含量大、功率因数低且不可任意控制等缺点[1]。
在应用于高压场合时,需要使用高反压的功率开关管或将多个动率开关管串联使用,而三电平整流器的每一个功率开关器件所承受的关断电压仅为直流侧电压的一半,因此在同等条件下直流母线电压可以提高一倍,故它比两电平更适用于高压、大容量功率应用场合。
以三电平中点箝位空间P W M整流器为对象,研究其数学模型,空间矢量P W M方法,控制策略并进行仿真研究。以Matlab simulink为基础建立仿真模型,并在不同的负载状态下,对输出波形加以分析,对参数加以调整使波形更加理想。
1 主电路拓扑分析
目前已经提出的多电平变流的拓扑结构主要有3种:中点箝位多电平结构、非跨电容多电平结构和级联式。在整流器应用中比较成熟的是中点箝位型的结构[2],中点箝位型的三电平P W M整流器电路如图1所示。
由图1可见,A相上下2个桥臂各有2个开关管T1～T4和2个辅助二极管D5、D6。其中T1和T4相当于两电平P W M变流器中的上下互补开关管,而T 2(D 2)、T 3(D3)与D5、D6构成中点箝位电路。故中点电位Vin受Iin的影响而浮动。而Vdc1=Vdc2=Vdc/2时,主开关管T1～T4关断承受U dc的一半电压。
三电平P W M高频整流器的工作本质在于通过T1～T4的优化,使得交流AC侧线电流ia、ib、ic正弦化,功率因数接近于1,同时保证直流侧输出电压U dc保持平衡。以A相为例,定义开关管的开关函数为S a,当桥臂上端开关管T1、T2导通而T3、T4关断时,Sa=1;当T2、T3导通而T1、T4关断时,Sa=0;当T3、T4导通T1、T2关断时,S a=-1。定义B相开关函数为S b,C相开关函数为S c。使用开关函数的概念可将整流器主电路表示成等效电路图,如图2所示。
2 三电平空间电压矢量脉宽调制(SVPWM)策略
与三相桥式二电平P W M整流器一样,三相三电P W M平整流器也可以用开关变量S a、S b、S c分别表示各桥臂的开关状态,不同的是这时A、B、C桥臂各有3种开关状态,Sa、Sb、Sc是三态开关变量[3]。
输出线电压可表示:
整理为:
整流器三相对其中点N的相电压可表示为:
与三相二电平整流器相似,三相三电平整流器可以定义整流器的开关状态为(Sa、Sb、Sc)。三电平整流器共有2 7种开关状态对应于1 9个特定的空间电压矢量。在(000)、(111)、(-1-1-1)这3种开关状态时,整流器输入线电压(UAB、UBC、UCA)为(0 0 0),称这3个开关状态所对应的电压矢量为零矢量。在(100)和(0-1-1)这2种开关状态时,整流器输入端线电压(UAB、UBC、UCA)为(1/2Vdc、0、-1/2Vdc),因此将这2种开关状态所对应的电压矢量用一个电压矢量V1表示。同理,(110)和(00-1)、(010)和(-10-1)、(0l l)和(-100)、(001)和(-1-10)、(101)和(0-10)也分别用一个电压矢量V2、V 3、V 4、V 5、V 6表示。
三相三电平整流器每相输出3种组合,因此三相共有2 7种组合,即三相三电平整流器的等效电压矢量应用2 7种开关矢量进行合成,根据其相位和幅值可以画出三相三电平整流器的开关矢量分布图[4],如图3所示。
3 系统设计
建立的S V P W M仿真模型包括参考电压矢量所在扇区选择、各扇区矢量作用时间计算、各相P W M脉冲发送等部分。仿真模型如图4所示。
扇区选择模块包括每6 0°大扇区选择和每6 0°扇区内的6个小区选择,大扇区选择是由参考电压的相角除以6 0得到的商加1取整而直接得到6个扇区的扇区号。A扇区中小扇区的选择模块如图5所示,其他扇区类似[5]。
确定了参考电压矢量所在的扇区后(即确定了进行等效合成的空间矢量),发送相应扇区空间矢量作用时间计算模块的使能信号,进行矢量作用时间计算。矢量作用时间模块计算各开关矢量的作用时间和各相的空间矢量P W M波的跳变时间[6]。
各相空间矢量P W M波形的发生,是根据跳变时间及选定的空间矢量关系得到向上(0,1;-1,0)跳变的波形。图6是参考电压矢量处于A 1区时,A相P W M波形发生模块,由图可知,三角波发生器与跳变时间TA比较,产生的值通过Relay到Switch,选择比较后加1得到向下(1,0)跳变的P W M波形。
4 仿真及实验结果
以S i m u l i n k为平台建立三电平电压空间矢量P W M的仿真模型和三电平P W M整流器的仿真模型如图7所示。电网参数:E=310V,f=50Hz;交流侧参数:LS=6mH,RS=0.5Ω;直流侧参数:Cd=220μF,L0=3mH;直流侧输出电压给定值为V d c g=6 0 0 V,开关频率fs=200Hz。
整流器带等效负载,输出功率为1 8 k W。无功电流i q=0,整流器工作在功率因数下。图8为直流侧电压波形。图9为整流器交流侧电压电流波形。图1 0为三电平整流器中点电位电压波形。由仿真波形可知,整流器输出电流波形为正弦波形,几乎不含有谐波分量,公共电网电压电流波形同相位,整流器工作在单位功率因数下[8]。
5 结论
建立了S V P W M仿真模型和三电平P W M整流器的仿真模型,进行了运行,并取得直流侧和交流侧电压电流波形,通过仿真结果验证了分析的正确性,证明了基于空间电压矢量P W M调制的三电平整流器在工程上应用的可行性。三电平整流器技术有着巨大的开发和应用潜力。
参考文献
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三电平整流器 篇3
随着电力电子装置在各个领域的广泛应用，其中大量低功率因数的不控整流设备只能实现能量的单向传输，并且对电网的谐波污染十分严重。而新型PWM整流装置具有高功率因数、低谐波污染、能量双向流动、小容量储能环节和恒定直流电压控制等优点，在电力系统有源滤波、无功补偿、太阳能发电以及交直流传动系统等领域，越来越具有广阔的应用前景[1,2]。
中点箝位型三电平整流器相较于传统的两电平整流器而言具有明显的优势，从而在中高压大功率的场合得到了广泛的应用。其开关器件所承受的电压仅为直流母线电压的一半，从而对于给定的功率半导体器件，该特性将电压型逆变器(VSR)的功率等级提高了一倍，且无需增加额外硬件设施。此外，三电平整流器输出电压的第一簇谐波集中在开关频率的两倍处[3]，进一步降低了无源器件的尺寸、重量和费用，同时也改善了输出波形的质量。但该拓扑结构的不足之处在于：三电平VSR需要更多数量的器件，控制复杂性明显增加以及中点电压发生波动。
本文提出的三相二极管箝位型三电平整流器具有输出电压恒定和能实现单位功率因数运行的特点。
1 系统数学模型
图1所示为三相二极管箝位型三电平整流器主电路，开关器件采用IGBTㄢ
其中，交流侧电感为Ls，直流侧电容为C1和C2，负载电流分别为iL1和iL2，本系统为背靠背的双PWM变频器的有源前端部分，变频器用于驱动电机，所以可认为该整流器带平衡负载。
根据三电平PWM整流器的拓扑结构，建立其在d-q同步旋转坐标系中的模型[4]：
式(1)、(2)中ed、eq是电网电动势矢量Edq的d、q分量;Vd、Vq是整流器交流侧电压矢量Vdq的d、q分量。
从PWM整理器在d-q坐标系下的数学模型中可见，d、q轴电流分量id、iq相互耦合，给电流控制器设计带来不便。为此，引入id、iq的前馈解耦控制[5]，且id、iq电流环均采用PI调解控制。由此，可得三相同步旋转坐标系d-q下三相VSR电流控制时的电压指令为：
式(3)中，Ki P、Ki I是电流环比例调节增益和积分调节增益;id*、iq*是id、iq的电流指令值。
将式(3)代入式(1)化简后得到：
为实现电网侧功率因数为1和直流侧电压稳定运行，整个控制电路由直流电压控制环，d、q电流控制环及SVPWM环节组成。图2所示为整个控制系统结构框图，其中电压反馈控制为外环，电压PI调节器的输出作为d轴电流的给定;电流反馈和电流控制器构成内环电流PI调节器的输出，再加上电流状态反馈和电网电压扰动的前馈补偿，构成了完整的控制电压，并经过PWM调制后产生开关信号送到变换器主电路，成为实际所需的交流侧控制电压。对于PI控制器的设计，通常将电流内环校正为典型I型系统，以提高其动态响应速度，将电压外环校正为典型II型系统，以提高其抗扰动能力[6]。下面将具体介绍电流调节器、电压调节器的设计。
2 控制系统设计
2.1 电流环设计
经过图2所示的解耦和电网电压前馈补偿，对d、q轴电流环控制器的设计等同于对图3所示的控制对象PI调节器的设计。
图3所示的系统的开环传递函数是：
通常Ti、Tpwm较小且远小于L/R，因上式可以简化为：
其中：Ti为采样时间常数，Kpwm、Tpwm分别是PWM变换器的增益和延时，且T∆=Tpwm+Ti;GPI=Ki P+Ki I/sㄢ
为了增强电流环的快速性，内环通常被校正简化为一个典型I型系统。按二阶最优的指标，取阻尼系数ξ=0.707ㄢ
令Ki PKi I=L/R，再结合
可得到系统的闭环传递函数为：
从而，电流环PI调节器参数Ki P、Ki I分别为：
2.2 电压环设计
电压外环控制的目的是为了稳定整流器直流侧电压Vdc。可以得到图4所示的电压环控制框图。其中：Tu为采样时间。
图4所示的系统的开环传递函数为：
通常Tu、R/(KI Kpwm)较小，因而式(10)可以化简为：
其中：
为了增强系统的抗扰动能力，通常将电压环校正简化为一个典型二阶系统。令KP/KI=hTp，其中h为中频带宽，其由系统对动态性能的要求来决定，工程上可取h=3～10。由于
因而可以得电压环PI调节器参数KP、KI为：
3 三电平空间矢量调制
3.1 矢量作用时间计算
三电平PWM整流器的开关状态可用图5所示的空间矢量图说明。电压空间矢量可以分为零矢量、小矢量(内六边形的顶点)、中矢量(外六边形边的中点)和大矢量(外六边形的顶点)三类，其中零矢量和小矢量都有冗余开关状态。
在三电平空间矢量调制模式中，目前最常见的就是八段对称式SVPWM，这种脉宽调制调制模式实质上是一种单极性调制[7]。对冗余矢量的不同处理会产生不同的空间矢量调制模式，其中一种便是在空间矢量图的内六边形中采用双极性调制，在外围三角形采用半双极性调制或单极性调制，这种调制方法的谐波性能优于常见的八段对称式SVPWM[8]。
如图5所示六个大电压矢量将空间矢量图分为六个正三角形区域，以大矢量PNN为起始沿逆时针每60依次定义为扇区Ⅰ、Ⅱ、…、Ⅵ。对首个60的第Ⅰ扇区进行分析，然后根据对称性，可以得到整个360的工作情况分析。
以图6为例分析空间电压矢量的合成，假设电压矢量Vref位于C三角形时，由伏秒平衡原则有：
式中，Ta、Tb、Tc分别为矢量V1、V2、V4的作用时间，Ts为空间矢量调制的控制周期，考虑到参考空间电压矢量Vref=Vref(cosθ+jsinθ)
可得：
式中为调制深度。同理，可以得出参考矢量位于三角形A、C、D中三矢量的作用时间，在此略去推导过程。由对称性可推出其余5个扇区的矢量作用时间。
3.2 参考矢量时序图
根据各矢量作用时间，按照中心化对称的矢量发送顺序，可以得出参考矢量位于各个三角形中时三相输出矢量时序图，由此就可以得到三相桥臂各开关器件的驱动信号。下文以图6中参考矢量Vref位于I区间的C三角形时为例加以说明。
为保证输出电压波形的平滑性，应有效避免扇区切换过程中的矢量突变，因此用于合成的C三角形输出电压矢量的首发矢量是正小矢量PPO。具体的输出矢量次序为PPO→POO→PON→OON→ONN→OON→PON→POO→PPO。具体三相输出时序图如图7所示，根据这个时序图，就可以得出三相桥臂开关器件的驱动信号。
4 仿真结果
基于前述的控制策略和电压空间矢量调制方式，本文进行了三电平SVPWM整流器在MATLAB/SIMLINK环境下的系统仿真。仿真基本参数如下：Vs=220 V，ω=314.16 rad/s,f=50 Hz，交流侧参数：Ls=1 mH，直流侧参数，C1=C2=4700µF,R=40Ω，输出功率Pout=12.5 kW，采样频率fs=5 000 Hz。
图7为整流桥A相线电压，图8为整流桥A相相电压。图9为交流侧电压与电流波形，从0.2 s之前稳定运行的波形可以看出，其电压与电流保持同相位，实现了单位功率因数运行。图10为直流侧母线电压波形，稳定运行时电压保持在700 V的设定值。为测试系统的动态性能，在0.2 s时当系统稳定运行时，将负载突变至原来的一半。如图9和图10所示，交流侧电流升至原来的2倍，直流母线电压有2 V的瞬时跌落，经过3个周期后迅速恢复到设定值，可见系统动态性能良好。
5 结论
本文提出的基于MATLAB及SMULINK的结果表明，系统具有良好的动态性能和稳态性能，并且使得电网侧电流波形为正弦和单位功率因数运行。验证了双闭环控制算法及SVPWM调制方法的正确性，为之后的实际系统设计提供了理论依据。
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三电平整流器 篇4
随着城市轨道交通的蓬勃发展, 对城轨列车牵引供电系统的研究变得极其重要。脉冲整流器作为城轨列车牵引供电系统中的网侧变流器, 其性能直接决定城轨列车牵引供电系统的运行状态。因此, 对其控制策略开展研究, 具有非常大的工程价值和实际意义。
目前, 网侧变流器一般常采用两电平和三电平脉冲整流器拓扑。其中三电平脉冲整流器作为网侧变流器拓扑, 对其控制需要在满足直流侧电压稳定可用的前提下, 保证网侧电压电流同相位。以单相三电平脉冲整流器为研究对象, 采用瞬态电流控制策略, 并加入三电平脉冲整流器中点电位平衡控制策略, 并在Matlab/Simulink中搭建仿真模型。对网侧电流中低频谐波, 通过加入PR控制器进行抑制, 以分析在该控制策略下单相三电平脉冲整流器的性能。
1 单相三电平脉冲整流器
单相三电平脉冲整流器拓扑结构如图1所示。其中, 整流桥由8个开关管构成, 两组桥臂各带2个钳位二极管。通过控制开关管的通断, 主电路可以等效为图2所示电路, 桥臂A、B等效为开关Sa、Sb。Sa、Sb都具有1、0、-1三种状态, 分别对应整流桥三种输入电压+Ud/2、0、-Ud/2。因为A、B两组桥臂有32=9种开关组合, 所以整流器的主电路相应有9种工作模式。
无论是单相三电平还是单相两电平PWM整流器, 它们的二次侧回路都等效为图3所示电路, 其中, Uab为调制电压的基波矢量。二次侧交流电路的矢量电压方程式为:
2 瞬态电流控制
由式 (1) 可知, 当ωLN已知而且确定的情况下, 欲控制I觶N的幅值和方向, 只需通过开关器件控制U觶ab的大小和方向。
根据整流器的工作原理和理想数学模型, 利用瞬态电流对整流器进行控制, 公式如下:
其中, G2为比例系数;Id为中间直流回路电流;ω为交流侧电压角频率。
瞬态电流控制原理如图4所示, 可以看出, 该控制系统需要反馈uN、iN、Ud3个信号。通过测量网压, 可以得到变压器二次侧输出电压uN。
瞬态电流控制采用电压外环电流内环的双环控制方式:电压环控制器采用PI控制, 保证直流侧电压的稳定;电流环控制器为P控制器, 根据锁相环检测的网测电压频率相位得到指定电流的频率相位, 从而达到网侧电流跟踪电压的目的。
3 中点电位平衡策略
目前中点电位平衡控制方法, 常用的是中点电位滞环控制法:根据网侧电流iN的方向和直流侧中点电压波动情况来优化选取冗余的开关状态, 从而实现中点电压平衡控制。
三电平PWM整流器只有当开关信号Sa、Sb取 (1, 0) , (0, 1) , (0, -1) 或 (-1, 0) 这4种模式之一时, 中点电位才会产生偏移。因此当中点电位不平衡时, 可以通过调换开关状态, 使中点电位恢复平衡。
中点电位滞环控制法原理如图5所示, 其控制的核心思想是:判断脉冲整流器功率流向, 在适当时通过脉冲转换改变上下两个电容充放电的过程。转换原则如下:
其中, T为定义脉冲转换信号:
经上述调整后, 三电平脉冲整流器可以较好地实现中点电位的平衡, 且输出电压没有变化, 电流跟踪控制效果不会受到影响。为防止脉冲频繁转换使得开关频率不固定或过高, 可以在u1-u2≥k (k为常数) 时才进行上述转换。
4 低次谐波抑制策略
在不考虑牵引供电网谐波的情况下, 直流侧输出电压含有两倍电网频率的纹波, 若整流器采用电压电流双闭环控制策略, 网侧电流值会出现3次谐波, 3次谐波又会引入5次谐波, 以此类推, 单相脉冲整流器网侧电流中低频谐波主要为3次、5次、7次等奇数次谐波。
因此, 网侧电流低频谐波的抑制, 主要是对3次谐波的抑制。目前常用的方法是, 加入滤波器对直流侧反馈电压谐波进行抑制, 从而减小网侧3次谐波。但加入滤波器会对系统的动态响应产生比较大的影响。因此, 在电压外环中加入陷波器, 消除直流侧两倍电网频率的谐波, 并在电流内环中加入比例谐振控制器 (PR控制器) , 增加电流内环抗直流电压谐波影响的能力, 从而达到减小3次谐波的目的。
电流内环PR控制器的传递函数为:
5 仿真结果
建立单相三电平脉冲整流器仿真模型如下:变压器二次侧电压最大值UNm=1500V, 牵引变压器二次侧的漏感LN=2.3m H、电阻RN=0.2Ω, 直流侧支撑电容C1=C2=16m F, 负载RL=9Ω, 三角波开关频率为fs=1250Hz。
图6为直流侧上下两个电容电压, 可以看出采用的中点电位平衡策略取得了非常明显的效果, U1与U2基本重合。图7为加入谐波抑制策略后, 网侧电压电流波形, 基本实现功率因数为1的控制目标。图8和图9分别为加入谐波抑制策略前、后的网侧电流谐波分析, 加入谐波抑制前, 电流THD值为2.9%, 加入谐波抑制后, THD降为0.87%, 谐波抑制措施取得了显著效果。图10与图11分别为加入谐波抑制前、后的直流侧动态响应, 可以看出, 加入谐波抑制后, 动态响应慢了0.2s左右, 直流侧波形也出现了一定的扰动。但从实际应用角度来讲, 加入谐波抑制措施后的动态响应在容差范围内。
参考文献
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三电平整流器 篇5
本文以北京科技大学350 mm热轧机主传动改造项目为背景。该项目将原有110 kW直流主传动系统扩容为200 kW交流调速系统。由于PWM整流技术具备功率因数可控、理想无低次谐波等特点,故该系统整流侧采用PWM整流控制[1,2]。
针对三电平电压型PWM整流器的控制,本文提出一种基于60°坐标系的SVPWM算法。该算法在60°坐标系的基础上,优化了传统SVPWM算法中扇区确定过程,并提出了相应的基本电压矢量选择,作用时间计算及电容中点的动态平衡控制策略。最后通过Matlab/Simulink仿真验证了该算法的有效性。
2 SVPWM算法
2.1 三电平电压型PWM整流器
图1为三电平三相电压型PWM整流器主电路拓扑结构。在这种拓扑结构中,每个桥臂由4个功率开关管串联使用,并采用二极管钳位,这样便可获得交流输入电压的三电平调制。三电平电压型PWM整流器在高压大功率场合应用时,可以降低功率开关器件的开关应力,减小器件的功率损耗;同时可以降低电路运行中的du/dt,di/dt及输出谐波含量[1,3]。
2.2 三电平SVPWM算法
空间电压矢量调制(SVPWM)算法的主要思想是:以三相对称正弦波电压供电时三相对称电动机定子理想磁链圆为参考标准,三相逆变器不同开关模式作适当的切换,从而形成PWM波,用所形成的实际磁链矢量来追踪其准确磁链圆。将SVPWM应用于三相电压型PWM整流器,主要是继承了SVPWM电压利用率高,动态响应快等优点[4]。
对于三电平电路,以a相桥臂输出电压Va为例,当功率开关器件Sa1,Sa2开通,Sa3,Sa4关断时,Va=Vdc/2,定义此状态为P;当功率开关器件Sa1,Sa2关断,Sa3,Sa4开通时,Va=-Vdc/2,定义此状态为N;当功率开关器件Sa2,Sa3开通,Sa1,Sa4关断时,Va=0,定义此状态为O。于是,三电平电路任一时刻的状态即可用一个包含3个桥臂输出状态的空间电压矢量来表示。
三电平电路SVPWM算法中共有27个空间电压矢量,其中有效矢量为19个,其余为冗余矢量,分布如图2所示。按其幅值大小可分成4类:大矢量、中矢量、小矢量、零矢量。大矢量6个,其对应的输出为P,N两种开关状态所组合;中矢量6个,其对应的输出是P,O,N 3种开关状态的组合;小矢量有6个,每个矢量对应两种开关状态,形成一组冗余矢量,其中一种对应的输出只是P,O开关状态的组合,称为P型矢量,另一种的输出只是N,O开关状态的组合,称为N型矢量;零矢量有3个,分别为NNN,OOO,PPP[1]。
3 60°坐标系下的SVPWM算法
传统的SVPWM算法将三电平空间矢量图在α-β平面上分成6个大扇区,每个扇区分为4个三角形小扇区,共有24个三角形小扇区。
在α-β平面上,三电平空间矢量之间的角度都是60°的倍数。根据这一特点,可以采用非正交的60°坐标系,以简化参考电压矢量所在扇区的确定及基本矢量的选择和作用时间的计算。
3.1 坐标变换
假设60°坐标系为g-h坐标系,令g轴和α-β坐标系中的α轴重合,逆时针转60°为h轴。
若参考电压矢量
当用a-b-c坐标形式表示时,假设三相电压为
对于三相电压型PWM整流器,由于相电压是对称的,因此有
3.2 扇区确定
令
通过以上的分析可知,在60°坐标系中,只需知道
3.3 基本矢量选择
由图3可知,每个小三角形由分别为g轴、h轴和经过g=1,h=1或g=0,h=0或g=-1,h=-1的直线所围而成。可令
表1为每个扇区中用于合成
3.4 作用时间的计算
当基本矢量确定后,可通过如下方程式计算各矢量的作用时间[6,7]
当
当
3.5 矢量合成方案与中点电压控制
每个扇区中,各作用矢量对应开关状态的作用次序应保证这个原则:任意一次电压矢量的变换只能有一个桥臂的开关动作,即三位空间电压矢量中只有一位发生变化。
本文采用中心对称的7段式上升沿脉冲。在扇区1,5,9,13,17,21,首发矢量为零矢量,作用顺序依次为:零矢量—小矢量—小矢量—零矢量—小矢量—小矢量—零矢量;在扇区2,6,10,14,18,22,各矢量作用次序依次为:小矢量—小矢量—中矢量—小矢量—中矢量—小矢量—小矢量;在扇区3,8,11,16,19,24各矢量作用次序依次为:小矢量—大矢量—中矢量—小矢量—中矢量—大矢量—小矢量;扇区4,7,12,15,20,23各矢量作用次序依次为:小矢量—中矢量—大矢量—小矢量—大矢量—中矢量—小矢量。
首发矢量和第4个矢量为同一矢量,但开关状态不同。通过调整两者的作用时间,可调节电容中点电压。具体做法为:令首发矢量的作用时间为t/2+Δt,第4个矢量作用的时间为t/2-Δt,其中t为首发矢量和第4个矢量作用时间和,|Δt|≤t/2。根据当前中点电压的变化可动态地调整Δt,这样便可实现电容中点电压动态平衡的控制[7]。
4 仿真实验结果
基于以上的控制方法,进行了软件仿真试验。在Matlab/Sinulink中建立了仿真模型,模型仿真参数取自硬件系统的实际参数。交流电源电压幅值为311 V,频率50 Hz,交流侧电感L=1.6 mH,寄生电阻R=0.3 Ω,直流侧电容C1=C2=4 000 μF;开关频率为10 kHz,负载电阻RL=7.8 Ω。直流稳定电压为700 V,在0.1 s加入+50 V的电压扰动。
图4为直流侧负载电压响应曲线。由图4可见,直流侧负载到达稳定时间为0.03 s,超调约为10%,在0.1 s加入+50 V扰动时能够很快克服扰动,具有良好的鲁棒性。图5为整流状态下网侧电压与电流波形。由图5可见输入电流正弦度很好,功率因数近似为1。
5 结论
本文提出了一种基于60°坐标系的SVPWM算法。将该算法应用到三电平三相电压型PWM整流器中,并在Matlab/Simulink环境下进行仿真研究。仿真结果表明,三电平三相电压型PWM整流器具有良好的动静态特性,证明了该方法的有效性。由于仿真参数取自实际系统,该方法具有一定的实际工程应用价值。
摘要：针对三电平电压型PWM整流器的控制,提出一种基于60°坐标系的SVPWM算法,该算法可简化传统SVPWM算法扇区判定及求解矢量作用时间过程中的大量三角函数运算,同时提出了相应的矢量合成方案及中点电压控制方法。通过Matlab/Simulink对该算法进行了仿真研究,仿真结果表明直流侧电压响应快速,超调小,交流侧电流正弦度好,功率因数近似为1。
关键词：三电平PWM整流器,SVPWM算法,60°坐标系
参考文献
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三电平整流器 篇6
电力电子装置广泛应用在电能变换中, 是电力系统重要的谐波源之一。本文研究的VIENNA整流器, 是近些年使用较多的一种新型三电平整流拓扑, 常常作为通信电源和电动汽车充电桩[1,2]的前级。与两电平PWM整流器相比, VIENNA整流器具有三电平电路的优点:电平数的增加使得电流波形畸变显著减小, 具有更好的电能质量;对于功率器件, 开关管的电压应力明显降低, 减少了开关损耗;使得输入电流THD可以显著降低[3,4,5]。另外VIENNA整流器不存在桥臂直通问题, 不用考虑死区补偿, 开关频率可以更高[4]。因此, 对VIENNA整流器进行研究是非常有必要的。在所有的整流器控制策略中, 电网电压定向的直接电流控制最常用的[6]。三电平整流器在使用这种控制方式时, 由于电流内环和电压开环只关注于功率因数和输出电压的控制, 会导致大量的三次谐波注入直流侧中点, 引起中点电压的周期性波动[7,8]。
基于上述情况, 本文分析了VIENNA整流器拓扑的工作原理, 推导了其在同步旋转坐标系下的数学模型, 引入了VIENNA整流器的一种三电平空间矢量降阶为两电平空间矢量的调制方法。并且通过分析基础矢量对整流器中线电流的影响, 引入了小矢量作用系数形成闭环控制策略, 通过增加一个中线电流控制器对中线电流进行补偿, 减小中点电压的周期性波动。
1 VIENNA整流器的数学模型和空间矢量调制
1.1 VIENNA整流器的数学模型
VIENNA整流器的电路拓扑图如图1所示。在建模过程中, 假定电网电压对称, 所有的开关管和二极管均为理想开关, 将电感和导线的串联等效电阻记为, 并且不考虑电感饱和。
Ka, Kb, Kc是三个交流开关, 通过与二极管配合, 相当于一个单刀三掷开关, 可以用函数Sk表示, 其定义如式 (1) 。
其中, k=a, b, c, ik为第k相的电流。由于每个单刀三掷开关Sk都有正 (p) 、零 (0) 、负 (n) 三种状态, 可以将Sk拆分为三个开关函数Skp, Sk0, Skn, 并使Sk=Skp+Sk0-Skn。
则图1中的电压电流用开关函数表示, 在三静止坐标系下, 可以写出VIENNA整流器的状态方程如式 (3) 。
式 (3) 是VIENNA整流器在三相静止坐标系下的数学模型, 这种模型虽然物理意义明确, 但模型包含三相交流变量, 不利于控制器的设计, 通常将模型转换成三相电网电压矢量同步旋转坐标系中进行设计[6,9]。由三相静止坐标系变换到同步旋转坐标系的变换方程如式 (4) 。
将式 (3) 按式 (4) 转换到同步旋转坐标系下, 整理可得式 (5) 。
根据式 (5) 容易得出同步旋转坐标系下的VIENNA整流器的等效电路模型如图2。
根据VIENNA整流器的数学模型, 建立电网电压定向直接电流控制的框图如图3。
1.2 VIENNA整流器的空间矢量调制
VIENNA整流器的基础矢量共有27个, 其在复平面上的分布如图4 (左) 所示, 图中标明了每个基础矢量对应的开关管的状态, 1为开通, 0为关断。在使用基础矢量合成目标矢量时, 需要计算出每个基础矢量的作用次序和作用时间, 进而推导出每个开关管的开通和关断时刻。为了减少运算量, 此处介绍一种将三电平降阶为两电平的计算方式。
由于开关与电流方向有关, 按照稳态时电流的方向对基础矢量进行分区, 可以将整个复平面划分成6个大扇区 (H1~H6) , 如图4 (右) 所示。
然后对目标矢量和所在扇区的基础矢量原点进行坐标平移, 以第一大扇区H1为例, 平移如图5所示。可以看出, 矢量平移之后, 三电平空间矢量调制完全降阶为两电平空间矢量调制, 两电平空间矢量调制的各种方式均可应用在三电平空间矢量调制中。两电平的空间矢量调制, 可以参考文献[6]。
1.3 VIENNA整流器的中点电压平衡
与两电平的整流器不同的是, 除了保证输出电压稳定和输入电流正弦化, 三电平整流器往往还要控制直流侧中点电压的稳定。中点电压控制的目标是使上下两个电容上的电压相等, 上下电容电压相等是交流侧产生三种电平的前提, 中点电压的波动, 不但会影响交流侧电流的波形, 还会影响直流侧电容的滤波和容量选择[7]。在1.1节的数学模型中, 可以看出, 上下电容的电压差只受中线电流影响, 通过控制中线电流的流动, 就可以对中点电压进行控制。在使用空间矢量调制时, 开关状态是以基础矢量为单位进行变化的, 只要弄清每个基础矢量如何影响中点电流, 通过对基础矢量的适当调整, 就可以实现中点电压的控制。
将图4中的基础矢量根据其模值大小分为:大矢量, 中矢量, 小矢量和零矢量。容易看出, 大矢量和零矢量作用时, 不存在中线电流, 则对中点电压的波动无影响。中矢量处于两个大扇区分区的边界上, 中线电流在分界线处过零, 对两个相邻的不同分区, 其对中点电压的影响相反。小矢量较复杂, 对中线电流的影响如图6, 两个开关状态对中线电流影响相反。
由于同一大扇区的两个小矢量对中线电流的影响是相反的, 则可以通过合理控制小矢量两个开关状态的作用时间, 来对中线电流进行补偿, 以求减小中点电压的波动。在进行七段式SVPWM合成时, 以第一大扇区的第一小扇区为例, 如图5, 使用矢量, 和两个零矢量、进行合成。矢量合成图如图7所示。可以看出, 两个零矢量、共享零矢量的作用时间, 此处的零矢量是小矢量平移后的结果。由于、对中线电流的影响是相反的, 此处引入一个小矢量作用系数 () , 对中线电流进行补偿, 如图7 (右) 所示。系数与上下电容的压差成正比, 见图5中的均压控制环。
2 VIENNA整流器的MATLAB仿真结果
为了验证上一节提出的补偿方式的可行性, 借助数学工具MATLAB/Simulink进行了仿真验证, 主要的仿真参数如表1所示。
图8给出了无中线电流补偿时的仿真结果。图8 (a) 为交流侧相电压与相电流的波形, 可以看出此时的电流已经正弦化, 电压与电流基本同相位, 经过傅立叶分析可知, 此时的THD约为6.18%。图8 (b) 为直流侧的输出电压和输出电流, 可以看出, 直流输出电压有一个很高的过冲, 但可以稳定在给定电压。图8 (c) 为直流侧串联电容的电压波形, 可以看出, 两个电容上电压存在互补的电压抖动, 在实际选择电容时, 一般需要考虑这个电压抖动。由于没有中点电压平衡电路, 两个电容上的平均电压不等, 即中点电压存在偏移。
图9给出了添加中线电流补偿后的仿真结果。图9 (a) 为交流侧的输入电压和电流, 可以看出电流已经正弦化, 经傅立叶分析可知, 其THD为5.2%, 相对于不加中线电流补偿的方式, 谐波畸变率降低了约一个百分点。图9 (b) 为直流侧的输出电压和输出电流, 其同样稳定在给定电压, 但电压过冲明显低于图8 (b) 。图9 (c) 为直流侧电容的电压波形, 经过中线电流补偿之后, 两个电容的电压波动降低至1V以下, 且两电容上的平均电压相等, 达到了电压均衡的目的。
3 总结
本文详细分析了VIENNA整流器拓扑, 建立了其在同步旋转坐标系下的数学模型, 利用矢量原点的平移, 简化了三电平空间矢量的调制, 并根据基础矢量对中线电流的影响, 提供了一种中线电流的补偿方法。最后通过MATLAB/Simulink搭建仿真模型对提出的策略进行了验证。结果表明, 利用空间矢量的小矢量对中线电流进行补偿可以提高输入电流的谐波畸变率和功率因数, 减小输出电压启动过程中的电压过冲, 实现输出侧电容的电压均衡, 提高了VIENNA整流器的性能。
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三电平整流器 篇7
PWM整流器较于传统的二极管整流与晶闸管相控直流系统具有直流电压稳定、功率因数高、交流侧电流谐波含量低等优点而得到了越来越广泛的应用。空间矢量脉宽调制(SVPWM)算法具有直流电压高,易于数字实现等优点而在电力电子变换领域得到越来越多的应用[1]。
多电平SVPWM算法随着电平数的增多,控制变得更加复杂。三电平空间矢量调制(SVM)与两电平SVM相比,有更多空间电压矢量,达27个基本空间电压矢量,在给算法优化带来方便的同时却增大了控制设计的复杂度。传统的空间电压矢量脉宽调制应用于三电平变换器时,在判断合成参考电压矢量所在扇区和开关矢量的作用时间的过程中,存在复杂的坐标旋转和三角函数运算,计算量大,精度低,难以满足高精度实时控制的需要[2,3]。本文提出一种简化的三电平SVPWM的空间矢量算法,将其转化到两电平空间矢量区域,大大减少了计算量。同时对整流器采用有功、无功电流解耦的双环控制策略,实现了直流电压稳定、功率因数高、交流侧电流谐波含量低、能量双向流动、平衡中性点电压的控制目标。仿真结果验证了所提控制算法的正确性。
1 三电平PWM整流器模型及其控制
二极管箝位型三电平PWM整流器的主电路结构简单,易于控制,可以实现能量的双向流动,主开关器件仅承受一半的母线直流电压,在高压、大功率领域具有极高的应用价值[3],其具体拓扑见图1。
由三相电压型PWM变换器到dq坐标下的低频数学模型[4],可得式(1),其中Ls、Rs为交流侧电感的电感值和电感的漏阻值,id、iq为交流侧三相电流在旋转坐标系dq轴上的坐标,ed、eq为交流电源的dq轴分量,ud、uq为整流器交流侧电压的dq轴分量。
在同步旋转dq坐标系下,被控量由交流量变成直流量,可以消除电流稳态跟踪误差,同时可以方便的引入电流状态反馈,实现dq轴电流的解耦控制。故本文采用基于同步旋转dq坐标系的电压外环、电流内环双闭环控制结构和SVPWM控制方法,同时将负载电流前馈以降低负载电流扰动,如图2所示。电压外环控制直流电压稳定,电压外环的控制一般采用PI调节器,其调节输出量作为有功电流环的给定值。当电压环PI调节器输出id*为正时,能量从交流侧流向直流侧,即PWM整流器处于整流工况;当电压环PI调节器输出id*为负时,能量从直流侧流向交流侧,即PWM整流器处于逆变工况,实现能量回馈。电流内环控制整流器交流侧电流跟踪正弦输入电压,为实现单位功率因数控制,无功电流环的给定设置为iq*=0。
2 双闭环控制器设计
基于电压外环和电流内环的双闭环控制结构简单,物理含义清晰,动静态性能良好,可以对有功电流和无功电流进行解耦,在PWM整流器的直接电流控制中应用得最为广泛[4,5]。同时通过对电流指令进行限幅,可以使整流器工作于恒流状态,有利于PWM整流器启动过流问题的解决。本文参考双闭环控制参数的工程化整定方法,以负载电流作前馈补偿,进一步提高了系统的稳态和动态性能。
2.1 电流环设计
对系统进行状态反馈解耦后得到如图3所示的电流环传递函数框图。
根据图3得到电流环开环传递函数为:
其中:KPWM为整流器的放大系数;KPi为电流环的比例系数;TI i为电流环的积分时间常数;Ts为PWM开关周期。
按典型I型系统设计,令TIi=Ls/Rs,则电流环的闭环传递函数变为典型二阶系统:
根据二阶系统的最佳整定法,取ξ=0.707,则可确定电流环的比例系数KPi和积分系数KIi,如式(4)所示:
2.2电压环设计
在进行电压外环设计时,一般先假定电流内环已经完全实现电流跟踪。电压闭环控制系统如图4所示。
PWM整流器电压开环的控制输出传递函数[5]为:
式中,Tp为极点时间常数,Tp=0.5RC;Tz为零点时间常数,Tz=LsIm/(Em-2RsIm);K=3R(Em-2RsIm)/4Udc,其中Em为网侧电压峰值,Im为网侧电流峰值。
根据G(s)的特点选取预期开环模型O(s)来设计电压外环传递函数Gc(s):
其中m可由电压环的带宽来确定。将式(5)代入式(6),得:
一般Tz<
式(8)是典型的PI调节器的数学模型表达式,其P、I参数分别为:
3 简化三电平SVPWM技术
3.1 算法原理
三相三电平变换器中一共有27个开关状态,对应着的27个空间电压矢量,由于冗余性,实际上共有19个有效矢量。通过对这27种开关状态进行适当的矢量组合,可以在交流侧得到输出频率和幅值任意可调的SVPWM波[6]。
由于传统的三电平SVPWM的计算复杂,本文对其进行了改进,方法是将大六边形分解为6个小六边形,而每个小六边形可看成传统的两电平空间矢量图,如图5所示。根据参考矢量的位置,可选定它所在的小六边形的区域[7]。从小六边形的区域可以发现,相邻的六边形有重叠的区域,当参考矢量落在这些重叠区域内时,所在扇区数S(S=1,2,…,6)有两种选择。为便于处理,可将图5 a)所示的分区看成图5 b)所示形式。当V*位于扇区S(S=1,2,…,6)时,V*可表示为:
确定好参考矢量所处的区域后,就可以按照两电平SVPWM算法计算相邻矢量的作用时间并输出对应的矢量序列。当参考电压矢量位于区域1(扇区1)时,按七段式两电平SVPWM,输出的矢量序列为:[000]→[100]→[110]→[111]→[110]→[100]→[000];要将其转化到三电平空间矢量,需要加上区域1的参考矢量[100],则得到此时的输出三电平矢量序列:[100]→[200]→[210]→[211]→[210]→[200]→[100];参考电压矢量处于不同的区域时需叠加该区域的参考矢量,如表1所示。
图6是三电平SVPWM转化到两电平SVPWM的简化三电平SVPWM调制流程图。
3.2 中性点平衡控制
本文采用一种优化分配正负小矢量作用时间的中性点平衡控制方法,该方法不舍去传统七段式SVPWM的任何一个开关状态,不会因为某些开关状态而导致开关损耗增加[8]。
以电压矢量U1的一对正负小矢量[211]和[100]为例来说明其对中性点N电位的影响:当负小矢量[100]作用时,等效电路如图7所示,C1放电,C2充电,使得Udc1降低,Udc2升高,因此中性点N电位将升高;当正小矢量[211]作用时,等效电路如图8所示,C1充电,C2放电,使得Udc1升高,Udc2降低,中性点N电位降低。同理可分析其他电压矢量对中性点电位的影响。
假设负小矢量的作用时间为t0n,正小矢量的作用时间为t0p,正负小矢量的作用时间和为t0,ρ为中性点电位控制因子。按本文的简化三电平SVPWM算法,控制规律如下:
当Udc1=Udc2时,ρ=0;当Udc1>Udc2时,ρ<0;当Udc1
本文提出一种简单可行的可变控制因子计算公式,通过上下电容电压差实时调整控制因子(其中H是电容电压差的最大允许值)。
当三电平整流器工作在能量回馈模式时,控制时只要根据负载电流的方向,将控制因子ρ取反即可,此处不再赘述。
4 仿真结果
本文对三电平PWM整流器进行了仿真。交流电源相电压560 V,整流器交流侧电感10 m H,电感的电阻0.5Ω,直流侧电容4 400μF,开关频率1.2 k Hz,整流器输出功率150 k W,逆变回馈功率60 k W。
图9是加入中性点平衡控制算法前后整流器交流侧线电压波形,从图中可知,加入中性点平衡控制算法后,两电容电压差大大缩小,各开关器件受压均衡,中性点电位的偏移得到了很好的抑制;图10是直流侧电容电压的波形,在t=0.1 s时由不控整流转为PWM整流,在t=0.8 s时由整流工况转为逆变工况,从仿真结果可知,直流侧电压响应速度快,电压超调小,稳态时直流侧电压波动小于1%;图11是由整流工况转为逆变工况时网侧电压电流波形,由图可知,从整流到逆变的电流响应速度快,网侧电流谐波含量小,功率因数高。仿真结果表明本文提出的简化控制算法的正确性。
5 结语
本文对三电平PWM整流器的控制采用一种基于将三电平SVPWM简化成两电平SVPWM的算法,实现了直流电压稳定、功率因数高、交流侧电流谐波含量低、能量双向流动以及中性点平衡等控制目标。仿真结果表明了本文提出的控制策略的正确性。
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