直流电平

2024-05-26

直流电平（共7篇）

直流电平篇1

0 引言

光栅作为一种精密的测量工具, 广泛应用于精密仪器、坐标测量、精确定位、高精度加工等领域[1]。光栅测量技术是集光、机、电于一体的数字位移传感技术, 它采用光电转换可将机械位置信息转换成相应的数字信号输出[2]。圆光栅测角系统中, 光栅度盘的标尺光栅和指示光栅组成光栅副, 而测角系统就是以光栅副发生相对转动时产生的明暗相间的莫尔条纹为基础的。明暗相间的莫尔条纹随着光栅的移动会产生类似于正弦信号的光强变化, 对此信号进行一系列的处理, 即可获得光栅的相对移动量[3,4,5]。然而在实际的测量中受工艺和成本的限制, 由光栅信号产生的正弦信号往往会发生直流漂移, 这会给测量精度带来较大误差。消除信号中直流电平的方法很多, 比如机械式调整法, 包括调整硅光电池的受光面积, 改变推广电池和光源的相对位置等[6]。很多设计中采用差分放大电路来消除信号中的直流分量[7,8]。此外, 文献[2]中还提到在调理电路中设置高通滤波器来滤除直流分量。本文就此问题利用A/D和D/A转换器, 对源光栅信号的直流漂移进行实时校正, 并将校正后的电平作为比较器的基准电压, 使比较器输出更加精准的计数信号。此方法避免了繁杂的调节, 并且不会增加硬件电路的复杂程度, 结构简单易于实现, 对提高光栅的测量精度具有非常重要的实用价值。

1 系统总体设计

光栅计量系统由光栅光学系统信号采集电路和信号处理电路两部分组成, 其基本工作原理是:被测光栅盘和基准光栅盘每转过一条栅线, 它们各自都会产生一个完整的正弦 (余弦) 信号, 经过差分、放大、整形, 送到控制器进一步处理, 系统原理框图如图1 所示。

当指示光栅相对于标尺光栅发生位移时, 会产生明暗相间的莫尔条纹, 把光电传感器放在不同位置可以得到相位相差90°的正余弦信号, 正余弦信号分别用作计数信号和辨向信号。假设正弦信号作为计数信号, 余弦信号作为辨向信号, 当余弦超前正弦90°时光栅计数器做累加计算, 当余弦滞后正弦90°时光栅计数器做累减运算, 这两路信号经过比较器整形成方波, 送给处理器细分、计数和辨向, 正余弦信号如图2 所示。

比较器整形是提取正余弦的直流分量作为基准比较电压, 实际上由于制造工艺, 机械结构以及光路稳定性等各种原因, 光栅信号的直流电平经常发生偏移, 如果不及时测量直流分量, 系统的测量精度就会大大降低。针对这种情况, 本设计在电路中加入了直流电平校正模块, 通过处理器计算获得信号的直流电平, 并将此电平由D/A反馈给比较器作为比较器的基准比较电压, 使比较器输出更准确的计数信号。加入校正模块能有效避免计数脉冲产生延时和遗漏的情况, 这样就基本解决了直流电平漂移影响处理器计数的问题。

信号送到处理器后, 需要经过一系列处理, 其中重要的一环就是对类似于正弦波的电信号进行细分。细分方法可分为光学细分、机械细分和电子细分三大类, 光学细分、机械细分是通过硬件来实现的, 提高细分精度会使硬件电路变得更加复杂。而电子学细分可利用软件编程实现, 大大降低了硬件电路的复杂程度, 并且具有读数快、精度高, 易于实现测量和数据处理过程的自动化等优点, 因而得到了广泛的应用[9,10]。本文采用了电子细分的方法对比较器输出的信号进行细分。

2 硬件电路设计

本系统的硬件电路设计中的处理器选用含有内置D/A和A/D的SMTM32F103。STM32 拥有先进的性能, 基于集成嵌入式FLASH和SRAM存储器的ARM Cortex-M3 内核, 和8/16 位设备相比, ARM Cortex -M3 32 位RISC处理器提供了更高的代码效率, 在高性能的同时拥有低功耗和大集成度等优点。

硬件电路设计原理:光源发出光, 当度盘相对指示光栅发生转动时, 透过大小光栅的光产生明暗交替的变化, 各个位置的光电传感器将光信号转换为电信号, 单个电信号接近正、余弦信号。为了防止直流电平对后级电路的影响, 同时为了增大正、余弦信号的共模抑制比, 将它们接入差分放大电路, 并设置合适的参数将信号放大到合适的范围。此时将信号分为两路, 一路送往比较器, 而另一路送到处理器的A/D口, 由处理器计算信号的直流电平, 并判断直流电平是否需要校正, 如果需要校正则由D/A端口将校正后的直流电平送到比较器的另一端, 作为比较器的基准比较电压。与通用的固定基准电压的比较器相比, 这种方法可以实时地检测正、余弦信号的直流电平变化, 并且根据直流电平的变化实时调整比较器的基准电压, 这样比较器的基准电压就不会因为信号直流电平漂移而受到太大的影响, 因此比较器能输出更加精准的信号, 此时再将信号输入到处理器的A/D口, 交给处理器处理, 硬件电路设计图如图3 所示。

3 软件设计

软件设计主要是对信号的采样、直流电平校正、辨向、计数进行处理。处理过程如下:经过处理后的sin、cos信号, 分为两路, 一路经过同相回差比较器后, 将正、余弦信号整形成方波信号, 方波信号送至STM32 进行计数与辨向处理;另一路送到STM32 内置A/D引脚, 实时检测正弦、余弦信号的电压值并计算直流电平, 根据电压值与直流电平的变化调整软件细分参数以及整形电路的触发电平。当检测到直流信号与上次测得的值有变化时, STM32 就会通过自带的D/A实时地调整比较器的参考比较电压, 自动校正正、余弦信号的过零点。

程序中的两个中断处理。一个用来计算正弦信号的直流电平和峰峰值并利用正弦脉冲信号控制整数周长计数器的加减。另一个用来计算余弦信号的直流电平和峰峰值并利用余弦脉冲信号判断计数方向。主程序主要完成采样、直流校正、细分和显示任务, 系统软件设计流程图如图4 所示。

4 误差分析

在计数之前, 处理器会对信号的直流电平进行实时检测和校正, 并将校正后的直流电平送往比较器作为基准电平, 使比较器输出更精准的信号。如果不进行比较器基准电平的校正, 比较器就会因为基准电平的不正确而输出畸变的方波信号, 影响处理器计数。假设在测角过程中, 比较器基准电压一直固定不变, 而在某一时刻信号的直流电平往上漂移, 那么比较器输出方波也会发生相应的改变, 如图5 所示。此时的方波占空比变大, 上升沿发生的时间被提前, 导致计数脉冲产生的时间也被提前。相对的, 如果信号的直流电平往下漂移, 计数脉冲则会延迟产生, 若这个时间便停止测角, 由于计数脉冲被延迟, 处理器便会将这个计数脉冲遗漏, 造成了计数误差。另外, 直流电平漂移和信号的变形可能会导致信号幅值一直比比较器的基准电平大, 则方波就变成了一段高电平, 如图6 所示。这样就不能产生计数脉冲, 造成了处理器计数的遗漏, 产生了计数误差。本文采用的方法则能改善甚至消除这种误差。

5 结语

本设计采用电子学细分, 利用软件编程对信号进行辨向和计数, 硬件电路设计十分简单, 减少了干扰源, 降低了成本。在此基础上, 硬件电路中对信号的直流电平实时检测并反馈给比较器的输入端, 使比较器输出更准确的计数信号, 解决了以往光栅测量中直流电平漂移的问题, 基本消除了处理器因直流电平的漂移所带来的计数误差, 从而提高了测量精度。

摘要：在圆光栅作为分度基准的高精度测量仪器中, 测量信号的稳定性直接影响到最终的测量精度。针对实际光栅信号不稳定性产生直流电平漂移的情况, 在电子细分的基础上, 采用了A/D和D/A转换器实时校正直流电平的方法, 解决了实际光栅信号的直流电平漂移影响处理器计数的问题, 降低了测量误差。此方法主要由软件编程来实现, 硬件电路设计简单, 电路的复杂程度低, 有利于提高测量精度。

关键词：光栅,直流电平,漂移,A/D和D/A转换器,校正

参考文献

[1]曹向群, 黄维实, 金彤.光栅计量技术[M].杭州:浙江大学出版社, 1992.

[2]吕孟军.光栅莫尔条纹电子学细分技术研究[D].南京:南京航空航天大学, 2008.

[3]袁小滨, 李怀琼.光栅莫尔条纹数字细分技术及其误差分析[J].西安公路交通大学学报, 2001, 21 (1) :113-115.

[4]李怀琼, 陈钱, 王钰.新型光栅信号数字细分技术及其误差分析[J].计量学报, 2001, 15 (3) :71-75.

[5]唐晖, 叶险峰, 李向军.一种基于FPGA的光栅莫尔条纹数字细分技术[J].计量技术, 2006, 10 (10) :14-17.

[6]卢桂正.光栅数字显示装置中前置光电放大器输出直流电平的校正[J].光学技术, 1981 (1) :27-29.

[7]朱维娜.基于DSP2812的光栅细分技术研究[D].成都:西南交通大学, 2012.

[8]刘世峰.基于幅值采样的光栅莫尔条纹信号细分技术的研究[D].武汉:华中科技大学, 2007.

[9]蔺小军, 史耀耀, 汪文虎, 等.光栅信号软件细分技术及其误差分析[J].工具技术, 2006, 40 (10) :72-74.

[10]刘中力.光栅度盘测角仪中信号的辨向细分技术的研究[D].长春:长春理工大学, 2009.

新型模块化多电平直流融冰装置篇2

2008年冰灾以来,输电线路冬季覆冰问题受到高度重视,兼有静止无功补偿器(SVC)功能的直流融冰装置成为研究热点,得到较大发展。2008年10月,南方电网公司福泉500kV变电站60MW固定式直流融冰装置通过现场试验[1,2];2008年12月,国家电网公司益阳500 kV复兴变电站120 MW固定式直流融冰装置通过现场试验[3]。直流融冰装置投运以来,在抗冰保电方面取得了良好的效果。但兼有SVC功能的晶闸管整流装置用于直流融冰时存在体积大、谐波污染严重以及拓扑切换复杂等不足,特别是用做移动式融冰装置时,这些问题尤为突出。

随着电力电子技术的进步,一方面在动态无功补偿领域,H桥链式静止同步补偿器(STATCOM)在体积、重量以及补偿性能上具有明显优势,正逐步取代SVC装置;另一方面,基于链式结构的半桥模块化多电平变流器(MMC)已应用于柔性直流输电领域并展现出技术优势。与链式STATCOM相比,MMC采用与之类似的模块串联结构,同时具备四象限运行能力,因而应用范围更加广阔[4]。

本文在电力电子新技术的基础上,结合直流融冰装置需兼顾动态无功补偿功能的应用需求,提出了一种采用双星接全桥型模块化多电平变流器(DSBC-MMC)的新型直流融冰装置。理论分析和数字仿真结果表明,基于DSBC-MMC的新型直流融冰装置具有以下技术优势。

1)输出直流电压、电流,可在0到额定值之间全范围连续调节。

2)多电平脉宽调制(PWM)整流,无需整流变压器,没有谐波污染,不需要无源滤波器。

3)结构简单,无功补偿模式和融冰模式无需进行拓扑结构切换。

1 直流融冰装置的技术需求

尽管与传统的交流融冰方案相比,直流融冰所需的电源容量较小,在经济性和技术可行性方面具有显著优势[5]。但由于融冰装置仅在冬季覆冰期才会使用,利用率低。为克服这一弊端,提出兼有SVC功能的直流融冰技术方案。

根据构成原理的不同,兼有SVC功能的直流融冰装置大致可分为晶闸管控制电抗器(TCR)型和可控整流器型2种[6,7],且在国内外都有实际工程应用。加拿大魁北克省和江西复兴站采用将直流融冰装置改造为TCR接线形式的SVC;俄罗斯和浙江金华站则采用整流桥直流侧经平波电抗短路的方法,将融冰装置改造为可控整流器型SVC[7]。

文献[6]中指出,TCR型直流融冰兼无功补偿装置在无功补偿与直流融冰2种模式下的主电路拓扑结构和控制方式完全不同。改变运行模式时,装置需退出运行以更改主电路接线和控制方式,功能切换复杂。而可控整流器型直流融冰兼无功补偿装置只需通过外部隔离开关的简单分合操作,就能实现无功补偿与直流融冰运行模式之间的切换,2种运行模式下的主电路拓扑结构和控制方式基本不变,切换操作灵活、便捷,装置运行的可靠性得到保证。

通过详细的计算发现,可控整流器型SVC运行时电压应力、阀损耗和谐波均明显大于TCR型SVC装置,且直流融冰兼无功补偿装置绝大部分时间运行于无功补偿模式[7],导致其综合运行效益大大降低。

综上所述,兼有SVC功能的直流融冰技术方案,在功能切换的便捷性与综合运行效益之间无法兼得。除此之外,无论以上何种SVC方案,都需要有整流变压器、平波电抗器以及无源滤波器,因而融冰装置体积庞大,且会对电网造成不同程度的谐波污染。

2 基于可关断器件的直流融冰方案

为了解决融冰装置的谐波和体积庞大的问题,采用可关断器件(例如绝缘栅双极型晶体管(IGBT)等)和PWM技术成为必然的选择。

从提出兼有SVC功能的直流融冰技术方案以来,对直流融冰装置的功能和控制性能的要求也提出了更高的标准,根据现有的技术水平和实际的应用需求,应至少包括以下3个方面。

1)输出电流、电压应能够宽范围连续可调,从而满足不同类型导线和不同线路长度的融冰需要。

2)体积小、占地少、操作简便、维护量少。由于线路覆冰的不确定性,融冰装置应尽可能便于移动。

3)尽量减少谐波、噪声等对变电站和系统的不利影响,同时兼顾变电站动态无功补偿的应用需求,以提高设备利用率。

按照这一技术发展思路,文献[8]中提出STATCOM型直流融冰装置的方案设想。尽管STATCOM具有比SVC更好的谐波特性和动态无功补偿能力,但由于10kV以上中压STATCOM装置采用的H桥链式多电平结构,没有公共直流母线,无法输出直流高压,因而这种方案仅适用于0.4kV低压两电平系统,只能满足低压线路的融冰需求。文献[5]中提出采用柔性直流输电的技术方案进行直流融冰,但也存在明显的不足:无论是IGBT串联低电平方案,还是MMC多电平方案,其直流侧的工作电压都必须高于交流整流电压才能避免出现PWM过调制,即柔性直流输电技术方案中直流侧的输出电压只能在交流整流电压以上进行调节,可调范围非常有限,无法满足不同线路长度和不同类型导线的融冰需求。

在以上方案的基础上,文献[3,9-10]提出了一种基于直流斩波单元串联的电压源逆变器(VSC)型直流融冰装置。该装置通过移相变压器和PWM整流来克服谐波问题,利用单元串联实现直流高压输出,并通过采用斩波电路来保证输出直流电压宽范围连续可调。除融冰功能外,该装置还可作为柔性直流输电设备使用。该方案充分考虑了直流融冰装置的应用需求,有效避免了SVC型直流融冰装置存在的不足。但是使用移相变压器增加了装置的体积和占地要求,降低了灵活性。同时,三相PWM整流加直流斩波的单元结构过于复杂,成本高、损耗大、可靠性较差。另外,高频直流斩波电压连接于输电线路还存在电磁兼容风险。

本文在对比现行技术方案优缺点的基础上,提出一种新的直流融冰技术方案,采用全桥型MMC技术,将直流融冰装置和动态无功补偿装置相结合,不仅结构简单,无需整流变压器或移相变压器,而且操作便捷,功能切换时无需切换拓扑结构和运行模式,可实现交流侧的多电平输出,无谐波问题,无需加装滤波器。该方案具有占地小、重量轻、经济性好、运行效率高等诸多优点。

3 全桥型模块化多电平变流器

按照拓扑结构的特点,可将MMC分为4种类型[11]:(1)星接全桥型(SSBC);(2)角接全桥型(SDBC);(3)双星接半桥型(DSCC);(4)双星接全桥型(DSBC)。其中,前2种拓扑在中压动态无功补偿中作为链式STATCOM的基本拓扑被广泛应用;第3种拓扑则是柔性直流输电(VSC-HVDC)领域的2种主要技术方案之一;而第4种(如图1所示)仅是拓扑推演的结果,目前尚未有明确应用领域。

本文将全桥模块化多电平拓扑方案应用于直流融冰领域,研究表明DSBC-MMC不仅能满足直流融冰的各项技术要求,同时能够兼容变电站动态无功补偿的需求,实现了1套装置、2种功能的完美融合。

从拓扑结构来看,图1所示的DSBC-MMC相当于2台并联的星接链式STATCOM装置,不同之处在于将2台STATCOM装置的中性点分别引出作为直流输出端。与星接链式STATCOM装置的三端交流输出相比,DSBC-MMC有交、直流母线,从而可以同时传输有功和无功功率,实现四象限运行。

与柔性直流输电中采用的半桥MMC相比,DSBC-MMC具有类似的整体结构,不同之处在于将装置中的单元模块由半桥斩波电路改为全桥电路。在半桥MMC中,单元模块的输出电压中直流分量固定不变,而在DSBC-MMC中,单元模块的输出电压中的直流分量可任意调节,从而使装置具有直流输出电压连续可调的能力。

本文所提出的DSBC-MMC直流融冰装置相当于将链式STATCOM和MMC变流器相结合,使其具备交流侧为多电平PWM整流、直流侧输出连续可调直流电压的能力。该装置能够天然地兼容链式STATCOM的所有功能,不仅具备与MMC类似的高压直流输出端,还具有MMC所不具备的输出直流电压宽范围连续可调的能力,从而能够满足融冰装置的全部功能需求。

4 新型直流融冰装置的运行与控制

DSBC-MMC装置用于直流融冰和动态无功补偿功能的控制框图见图2。其中:Qset为无功功率指令;iQRef为对应的无功电流指令;iPRef为有功电流指令;iRef为总的输出电流指令;uU,uV,uW为三相输出电压指令;AVC表示自动电压控制。

基于DSBC-MMC的直流融冰装置的运行与控制技术包括系统级控制和装置级控制2个部分。系统级控制包括直流电压控制和动态无功控制;装置级控制包括直流总电压控制(电压外环)、交流电流闭环控制(电流内环)、零序电压注入、模块均压控制以及载波移相调制等。

系统级的直流电压控制用于生成装置直流侧的输出电压指令,由外部给定值Ud经过电压闭环控制得到。系统级控制以装置级控制为基础,首先通过装置级直流总电压控制将同一相所有模块直流电容电压之和稳定在设定值Udc,然后,系统级控制通过对每个模块的输出电压进行调制,使得装置的直流输出电压为:

式中:ds为模块输出直流分量对应的调制比。

动态无功控制用于生成装置交流侧输出的无功电流指令,分为2种方式:(1)根据变电站电压系统(AVC)的指令来实时给定;(2)通过设定无功—电压曲线,使装置根据交流母线电压的变化情况,自动调节输出的无功电流。动态无功电流指令通过装置级电流闭环控制来实现跟踪控制。

在装置级的控制方法上,DSBC-MMC与链式STATCOM及半桥MMC有诸多相似之处,如模块均压控制、环流控制、载波移相调制等,相关文献中已有广泛研究[12,13,14,15,16],本文不再赘述。但在输出直流电压控制方面,DSBC-MMC有其独特之处,本文围绕直流融冰装置的功能需求,着重分析DSBC-MMC装置中与输出直流电压调节相关的控制技术,主要包括直流电压调制、零序电压注入和功能切换等。

4.1 直流电压调制原理

DSBC-MMC直流融冰装置的接线如图3所示,三相桥臂的中点分别连接A,B,C三相交流电网;上、下桥臂的中性点MH和ML为直流侧正负母线,连接覆冰线路。如前所述,DSBC-MMC通过调整上、下桥臂的中性点MH和ML的直流偏移电位,实现可控的直流输出。

在链式MMC中,装置的交、直流输出电压由每个模块的输出电压叠加而成,同一相内各个模块的工作情况基本类似。不失一般性,以A相任意模块n为例,来说明DSBC-MMC输出直流电压、电流的基本原理,如图4所示。

图4所示为链式STATCOM和DSBC-MMC均采用的全桥模块。在链式STATCOM中,H桥模块的输出为正负对称的交流电压,不含直流分量,其输出电压的表达式为:

式中:Uan为单模块输出交流电压的幅值。

图3中所示的DSBC-MMC主电路中,MH和ML的直流电位偏移是串联模块输出电压叠加的结果,因而每个H桥模块的输出中既含有交流分量,也有直流分量。H桥模块输出电压的直流分量通过PWM来实现。对于A,B,C三相上桥臂的H桥模块,叠加幅值为Udn的直流分量,模块输出电压为:

式中:udcHn为上桥臂第n个模块的直流电容电压。

对于下桥臂的模块,直流电容电压为udcLn,叠加幅值为-Udn的直流分量,模块输出电压为:

各相上、下桥臂的输出电压为各自N个串联模块输出电压的叠加,其输出电压表达式为:

式中:X=U,V,W。

由于A,B,C三相上、下桥臂的输出电压中含有幅值相同的直流分量,UH,VH,WH之间以及UL,VL,WL之间的线电压不发生变化,因而其交流输出电流不受直流偏移电压的影响。

DSBC-MMC运行过程中,各相上、下桥臂输出的交流电流相等,同一相中上、下2个连接电抗上的压降相互抵消,因而上、下桥臂中性点MH和ML的电位差为:

即MH和ML之间的电压差仅含有直流分量Ud,其幅值为同一相所有模块直流偏移电压之和。

4.2 零序电压注入调制原理

在如图4所示的全桥模块中,若直流电容电压为Udcn,则模块的输出电压只能在-Udcn~Udcn之间变化。当输出电压中含有直流分量时,输出电压交流分量的幅值会受到影响。因而,与链式STATCOM的运行方式相比,在输出相同交流电压的条件下,DSBC-MMC需要更高的直流电压。在开关器件耐压一定的情况下,更高的直流电压意味着需要串联更多模块,无疑会增加装置成本。

本文借鉴两电平变流器中空间矢量脉宽调制(SVPWM)中的三次谐波注入原理,为DSBC-MMC设计了一种简单有效的零序电压注入方法,将三相电压调制波由正弦波变为“平顶波”,可有效提高装置的直流电压利用率,且能够获得最大的直流电压偏移。

零序电压注入的基本原理是在三相交流输出中加入幅值和相位完全相同的交流分量,从而仅改变调制电压,不影响输出电流。在DSBC-MMC中,以上桥臂为例进行说明。桥臂中所有模块的直流总电压记为Udc,上桥臂U,V,W三相的输出电压指令(调制电压)分别为uU,uV,uW,构造零序电压u0,其表达式为:

注入零序电压后的三相调制电压定义为:

零序电压注入的方法即为将三相调制电压分别减去上述零序电压u0,从而尽可能让三相调制电压回到调制比允许的范围内,如图5所示。

以三相对称的工频调制电压为例,采用上述方法构造的零序电压注入前后的电压波形如图6所示。

计算和仿真结果表明,通过采用零序电压注入的调制策略,输出的“平顶波”电压的幅值减小为原来正弦波的86.6%,从而将直流电压的利用率提高15%,达到两电平SVPWM的水平。

4.3 直流融冰与无功补偿的功能切换

图3所示的DSBC-MMC装置接线图中,作为直流融冰装置运行时,装置的交流侧连接电网,直流侧连接待融冰线路;作为动态无功补偿装置运行时,交流侧仍连接电网,直流侧与融冰线路断开即可。

另一方面,在图2所示的系统控制框图中,DSBC-MMC装置的直流融冰功能和动态无功补偿功能是在同一控制模式下实现的,即装置功能切换时,只需将直流输出电压指令即图2中Ud设为0即可,无需进行控制策略切换。

因而,在整个功能切换过程中,DSBC-MMC装置无需进行主回路拓扑变化,也无需进行控制策略切换,从而简化了操作,降低了故障概率,提高了整体可靠性。

5 系统设计与仿真验证

为了验证DSBC-MMC装置的直流融冰功能和相关控制方法,在PSCAD中搭建了针对典型220kV线路的直流融冰装置的数字仿真模型。

典型220kV变电站出线一般为LGJ-2x240/55,线路最长为50km。该类型导线的最小融冰电流为1 240 A,直流电阻为0.0 599Ω/km,采用1-1接线时线路直流电阻为5.99Ω。

本文给出DSBC-MMC直流融冰装置主要设计参数。额定交流电压为10kV;额定直流电压为0~15.8kV;额定直流电流为0~2 400A;每相串联模块数量为30个,上下桥臂各15个;模块直流电容电压为1 000V;模块输出交流分量为385V;模块输出直流分量为0~528V。

图7为DSBC-MMC从无功补偿模式切换到直流融冰模式,再切换回无功补偿模式全过程中,直流电压指令Ud、无功补偿指令Qs以及交、直流侧电流的波形。DSBC-MMC可以在无功补偿功能和直流融冰功能之间平滑切换,切换过程在1个工频周期内即可完成。

图8显示了注入零序电压采用后,在直流融冰时上、下桥臂的输出电压为含有直流分量的“平顶波”。图9所示为上、下桥臂及交流侧电流波形,在无功补偿时,DSBC-MMC上、下桥臂输出电流相等且只含有交流分量,而在直流融冰时上、下桥臂的输出电流既含有直流分量,也含有交流分量,但其交流侧总电流不含直流分量。上述仿真结果验证了本文提出的DSBC-MMC直流融冰方案及其控制方法的有效性。

6 结语

本文从电网的实际应用需求出发,提出了一种新型模块化多电平直流融冰装置,将变电站的动态无功补偿需求和冬季融冰需求相结合,一方面引入新一代动态无功补偿装置,提高变电站的动态电压调节能力和故障穿越能力,减少占地的同时避免了谐波污染;另一方面,最大限度提高直流融冰设备的利用率,大大简化运行和维护操作,从而提高了装置的整体可靠性。结合全桥MMC的结构特点,提出了兼顾直流融冰和无功补偿功能的控制方法,并通过数字仿真验证了所提技术方案和控制方法的有效性。

直流电平篇3

关键词：轻型直流输电,模块化多电平变流器,脉宽调制,直流电压平衡控制,非线性控制器

0 引言

近年来,由于节约型、低能耗的可持续发展方式需要,风力发电、太阳能发电等可再生能源发电已成为未来电力系统的发展方向。这些清洁能源的分布具有分散,远离主电网的特点。基于电压源变流器(VSC)的轻型直流输电系统(VSC-HVDC)由于其经济、灵活、高质量、高可控性的输电方式,可以将这些小型的分散电源通过经济、环保的方式接入交流电网[2,3],是国内外研究的热点。

VSC-HVDC输电系统的核心部件是基于VSC的换流站。电力传输的应用对于变流器的容量和电压等级均提出了极高要求。由于目前电力电子开关器件的电压和容量等级有限,如何实现大容量的变流器就成为VSC-HVDC输电系统的核心技术之一。一种方案就是采用低电平数目的VSC(2电平或3电平),每相采用数百只开关器件的直接串联。ABB公司目前投运的轻型直流输电工程均是采用这种结构[4]。低电平VSC具有开关频率高、输出电压谐波大、电压等级低、需要无源滤波器和变压器等缺点,而且存在串联器件的动态均压问题[5]。多电平变流器提供了另外一种实现方案。它通过电压叠加可以输出高电压,输出电压谐波含量少,无需滤波器和变压器。模块化多电平变流器(MMC)由德国学者于2001年提出。它的模块化结构使其可扩展性强,容易实现冗余控制,而且MMC可以提供一个公共直流侧,更易实现背靠背的连接,因此十分适用于VSC-HVDC输电系统中。

由于MMC技术出现较晚,国内外的实际研究较少[6,7,8,9]。在工程应用方面,西门子公司使用MMC的TransBay工程计划2010年3月才能投运,相关技术也在研究之中。

本文对MMC在VSC-HVDC输电系统中的应用进行了研究。

1 MMC系统数学模型的建立

MMC模块的结构如图1所示。Sp和Sn代表绝缘栅双极晶体管(IGBT)、集成门极换流晶闸管(IGCT)等大功率可控电力电子开关;Cd代表模块直流侧电容,其电压为vdc。由MMC模块结构可以看出,通过控制开关Sp和Sn,可以使直流侧电容Cd从桥臂投入或者切除,相应的输出电压vout等于vdc或者为0。为防止电容Cd短路,Sp和Sn开关状态为互余,并在开关过程加入死区控制。由此得到MMC的模块级控制:

由MMC模块组成的三相变流器结构如图2所示。Vdm为直流侧等效负载中点。MMC每相共2n个模块,上下桥臂各由n个模块和限流电抗Ls构成。以A相为例对MMC进行建模。

A相上下桥臂电压分别为vap和van。通过后续的电容电压平衡控制策略,这里认为各模块的电容电压平衡,大小为v0。令Sap,San代表任意时刻A相上桥臂和下桥臂投入的模块数,即

若某时刻各相投入的MMC总模块数不相等,将会出现相间环流和有功功率流动,进而引起各相模块电容电压的较大波动。为避免这种情况,各相投入的总模块数应相同且保持不变:

由式(4)可知,当下桥臂投入一个模块时,为了保证总投入模块数不变,上桥臂必须同时切除一个模块。由此可以得出,对于每相有2n个模块的MMC而言,其输出电平数为n+1。

MMC应用在输电系统中时,变流器的交流侧不经过变压器而直接连入三相交流系统,因此不存在共模电压,三相输出电压和为0。可得直流电缆负极电压Vdp表达式:

进而得出上桥臂开关状态与MMC三相交流输出电压va,vb,vc的关系:

在实际控制中,三相输出电压的参考值由外环控制得到,并由此反解出开关状态。而式(6)中矩阵的秩为2,因此还需要另外一个限定条件。

由于三相MMC是应用在轻型直流输电系统中的,直流电缆正负极的对地电压Vdp和Vdn应满足关系:

结合式(5)~式(7),并将输出电压归一化,最终得到开关状态控制方程:

由式(4)和式(8),便可以根据三相输出参考电压求解得到MMC各桥臂的开关状态。

2 MMC的快速PWM方法

MMC应用到输电系统中不需要体积庞大的变压器。由于开关器件耐压限制,MMC每相常由几十个甚至上百个模块级联而成,因此MMC交流侧输出的脉宽调制(PWM)电压阶梯数较高。此时通过不同的PWM方式如正弦PWM(SPWM)、空间矢量PWM(SVPWM)、特定消谐PWM(SHE-PWM)等得到的多电平输出电压,其谐波性能之间的差距已经退居为次要因素。电平数很高时,PWM算法的简单性、快速性、能否占用较小的硬件资源跃居为主要因素。为满足以上目标,本文提出一种针对MMC的快速PWM算法,并以A相上桥臂为例进行说明。

仿真中计算各电气参数时,均使用定周期或变周期采样得到的离散值。式(8)得到的实际为MMC桥臂开关状态在一个PWM周期Tp内的平均值。在第i个PWM周期起点,通过三相输出电压参考值得到A相上桥臂开关状态平均值,根据伏秒等效原则,得到如下关系:

式中:Sap_l为比低的电平数;Sap_h为高于的电平数;Dap为占空比。

为了降低开关频率和谐波含量,通常选择Sap_l为的整数部分,即Sap_l=i nt(),Sap h=int()+1。因此可以得出Dap的计算公式:

由此可得A相上桥臂的开关函数:

如图3所示,这种调制方式等效于以定周期Tp对Dap(t)进行采样得到参考值Dap,以锯齿波为载波,通过比较参考值与载波大小得到开关状态Sap。

3 模块电压平衡控制策略

MMC中的桥臂电流会引起模块中电容的充放电过程。各模块的开关频率存在差异,因此会出现模块电容电压不平衡的情况。为了降低模块电容电压的不平衡度,本文提出一种针对MMC直流侧电容电压的平衡控制策略。

前文提出的PWM可以计算任意时刻一个桥臂投入的总模块数。但是桥臂中各个模块的投切状态是不确定的。就是说,MMC每个桥臂的任意一种开关状态可以存在多种模块开关方式的组合。利用这种冗余开关模式,提出模块电容电压平衡策略。

模块电容电压平衡策略以各桥臂为单位,平衡其内部各模块的电容电压。根据各桥臂中每个模块电容电压大小的排序以及桥臂电流的方向来判断各个模块的投切状态。平衡策略的控制周期应该为PWM控制周期Tp的整数倍,即Ts=NsortTp。为了降低开关频率,只有在PWM控制周期开始时才启动平衡控制策略。不失一般性,以A相上桥臂为例说明电容电压平衡步骤。

设A相上下桥臂各有n个模块,计算出第i个PWM控制周期内A相上桥臂的开关函数为Sap,也就是在这个PWM周期内的任意时刻需要投入,即开通Sap个模块。此时如果A相上桥臂电流iap>0,那么上桥臂中的模块按照模块电容电压由小到大的顺序排列,给前Sap个模块开通信号,这样电容电压最小的Sap个模块便得以充电。如果电流iap<0,那么上桥臂中的模块按照模块电容电压由大到小的顺序排列,给前Sap个模块开通信号,这样电容电压最大的Sap个模块便得以放电。通过这种控制策略,便可以保证对桥臂内模块电容电压连续的平衡控制。

这种排序方式可以保证MMC任意一个桥臂内部的模块电容电压平衡,那么对于任意一相MMC,其上下桥臂之间的模块电容电压是否能够保证平衡仍需证实。假定上下桥臂各模块的电容初始电压相等,由于影响模块电容电压波动的是桥臂的有功功率,那么只要能够证明一相MMC的上下桥臂周期内的能量变化相同,便可以保证上下桥臂的模块电容电压平衡。下面以A相为例进行说明。

设三相系统平衡,A相上下桥臂电流表达式为:

式中:ω0为基波角频率。

桥臂电压计算如下:

得到上下桥臂的瞬时功率为:

令系统基波周期为T,对任意起始时刻t0有:

因此可以得出:

可见任意基波周期内每相上下桥臂的能量变化相同,因此可以保证上下桥臂的模块电容总电压平衡。前文提出的控制策略可以确保桥臂内模块电容电压的平衡,这里通过计算论证了上下桥臂间的模块电容电压平衡,因此可以得出结论:通过使用平衡控制策略,每相内的模块电容电压是平衡的。

4 降低开关频率的控制方法

4.1 抹去小脉冲

由模块电压平衡控制策略可知,不管桥臂电流方向和模块电容电压排序方式如何,在一个平衡控制周期内,A相上桥臂经排序后的前Sap_l个模块是一直投入的,PWM脉冲所施加的对象是第Sap_h个模块。当计算出某个PWM控制周期内的Dap近似为0或者1时,为了降低开关频率,可以放弃开关状态转换。具体来说,设定一个较小的边界值ε,其具体数值由实际情况决定。当Dap≤ε时,那么在整个PWM控制周期内一直给第Sap_h个模块开通信号;当1-Dap≤ε时,在整个控制周期内一直给第Sap_h个模块关断信号。这样就避免了在这个控制周期内第Sap_h个模块的状态切换,降低了开关频率。

这种控制方式适用于对电压精度要求不高的情况。若想弥补因为抹去小脉冲造成的电压精度损失,可以保存当前控制周期内由于抹去脉冲产生的电压误差,在下一个控制周期内的电压参考值中加上这个电压误差加以修正。

4.2 反转模块开关状态

由于在一个平衡控制周期Ts内,PWM脉冲的施加对象均为第Sap_h个模块,由图3可知,此模块在连续2个PWM控制周期的开关模式是相同的,因此可以保留当前PWM控制周期的开关模式,反转下一个PWM控制周期的开关模式,这样在连续2个PWM控制周期中就可以省略一个开关过程。反转模块开关状态后第Sap_h个模块的开关状态如图4所示(假定Ts=4 Tp),这样在一个平衡控制周期Ts内,第Sap_h个模块的开关频率可以降低一半。

5 VSC-HVDC系统的非线性控制器设计

VSC-HVDC输电系统的结构如图5所示。

轻型直流输电系统在实际运行时,通常一侧换流站采用定有功功率和定无功功率控制,另一侧换流站采用定直流侧电压和定无功功率控制。这里令换流站1采用定有功功率和定无功功率控制,换流站2采用定直流侧电压和定无功功率控制。输电系统两侧换流站的MMC结构相同,建模过程类似,以换流站1为例说明系统建模过程。

Vd1为换流站1的直流输出电压,则交流输出电压的峰值最大值为1/(2Vd1)。令M1为调制比,δ1为调制角,得到d-q坐标系下MMC交流侧输出电压为:

当d轴与A相电源E1a方向重合时,换流站1在d-q坐标系下的电磁暂态模型为:

由式(20)可知i1d与i1q耦合。为将i1d与i1q解耦,以实现有功功率和无功功率的快速独立控制,采用反馈线性化原理,得到系统的非线性控制器[10]:

结合式(19),通过d-q反变换即可得到MMC三相输出相电压的参考值。对于三相对称系统,当d轴与E1a方向重合时,

根据这个关系,设计独立解耦并引入前馈控制的有功功率和无功功率控制器如图6和图7所示。

忽略线路损耗,由于换流站1提供的有功功率不变,如果希望改变Vd2,必然需要改变换流站2输入的有功功率Ps2,相应地有功电流i2d必然随之变化。因此,可以通过控制有功电流i2d来控制直流侧输出电压Vd2,得到如图8所示的控制器。

直流电压控制器同样加入了前馈控制。P*s2为换流站2传送的有功功率估计值。若忽略传输线路的有功损耗,可以认为P*s2≈Ps1,以此得到换流站2的有功电流稳态估算值i*2d。

6 系统仿真结果及分析

本文提出的系统模型和控制策略通过仿真软件PSCAD/EMTDC进行验证。2个换流站的MMC结构相同,每相上下桥臂各有10个模块,不设置冗余模块,故输出电压为11电平。模块电容为47 00μF,限流电抗Ls=3 m H,电容电压初始值设定为1k V。

换流站1采用定有功功率和定无功功率控制,Ps1_ref=-1.5 7M W,功率因数cosφ1=0.9。交流侧电源三相对称,A相相电压为4∠0°k V,L1=10m H,交流线路XL/XR=1 0。换流站2采用定直流电压和定无功功率控制。直流输出电压参考值为10k V,无功功率设定值为0。交流侧电源三相对称,A相相电压为4∠5°k V,L2=1 0m H,交流线路XL/XR=1 0。直流电缆参数:RL=0.3Ω,LL=0.5 m H。PWM频率为2k Hz,模块电压平衡控制频率为500H z。

模块电容预充电至额定值,系统零状态启动。系统运行至稳态后,t1=0.3 s时,换流站1的无功功率参考值跃变到0;t2=0.5 s时,换流站2的无功功率参考值由0跃变到1M var;t3=0.7 s时,换流站1的有功功率参考值由-1.5 7M W跃变到-1.3 5M W。

换流站1、换流站2的仿真波形见附录A。

通过系统仿真结果,本文设计的功率和直流电压外环控制器以及内环非线性电流控制器组成的双闭环控制系统体现出了良好的控制性能。整个仿真过程中,2个换流站的直流电压一直被控制为设定值10k V左右。在功率参考值发生阶跃变化时,各换流站的有功功率和无功功率均可以追踪参考值快速变化,最终稳定在参考值附近,响应时间为20m s~3 0m s。换流站1的有功需求减小后,导致换流站2的有功输出减小,忽略线路损耗后,2个换流站的有功功率变化幅度大致相同,这与预想结果一致。稳态时,经所提出的PWM方法调制后的三相输出交流电压波形具有畸变率低的特点,如果提高PWM控制频率,如从2k Hz提高到4k Hz,则输出交流电压波形的畸变率会进一步降低。暂态过程中三相输出电压和电流均未超出额定值。增加模块的电容量以及限流电抗的容量会进一步抑制装置过压和过流的出现。通过所提出的模块电容电压平衡控制,模块电容电压在参考值1k V左右波动,波动范围在±1 0%内,主要由桥臂的有功功率波动引起。每相MMC上下桥臂的模块电容电压总和在任意时刻并不相同,但是在一个基波周期内的平均值一致。由仿真结果可见,模块电容电压得到连续平衡控制。

7 结语

大容量VSC是轻型直流输电系统的核心部件。本文针对MMC在轻型直流输电系统中的应用进行了研究。首先建立了MMC系统的数学模型。针对MMC输出电平数较高的特点,提出了适用于MMC系统的PWM方法,这种方法具有简单、快速、占用较少硬件资源的特点。对于MMC的装置级控制,提出了模块直流侧电容电压的平衡控制策略,以及降低开关频率的方法。对于系统级控制,提出了基于MMC的VSC-HVDC输电系统非线性控制器,实现了系统有功功率和无功功率的独立解耦控制以及直流侧电压控制。通过PSCAD/EMTDC仿真,所提出的模型和控制方法得到了验证。

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直流电平篇4

对电压源换流器(VSC)而言,其直流电容电压稳定是系统正常工作的必要前提。换流器的启动控制,即对直流电容的充电过程,其控制目标主要包括:1直流电容电压在尽可能短的时间内上升至正常工作时的额定电压;2避免产生大的充电电流和电容过压;3启动过程中换流器从系统吸收的有功功率尽可能小,无功功率为零。在静止同步补偿器(STATCOM )等中低压电力系统电力电子装置应用领域中,电容器的充电一般通过辅助电源的他励方式进行[1,2,3];然而高压大容量应用场合下VSC常采用级联拓扑,其模块数可能达到200~300个[4],采用他励方式为每个子模块电容充电不仅繁琐,而且对充电控制逻辑提出了很高的要求,缺乏可操作性。

柔性直流输电技术以其有功/无功功率快速独立控制、无需电网提供换相电压等一系列技术优势[5,6],在风电并网、城市及孤岛供电、电力交易等领域正得到广泛应用。模块化多电平换流器(MMC)是柔性直流输电技术在大容量应用场合下的技术发展趋势[7]。由于拓扑结构的改变,常规两电平VSC的控制策略并不能完全应用于MMC[8],启动控制中同样如此。文献[9-10]讨论了两电平VSC的通用启动控制策略,文献[11]讨论了MMC拓扑的启动控制但其对启动过程的物理意义分析不够深入。文献[12]详细讨论了适用于电网黑启动的双端及多端模块化多电平换流器型高压直流(MMC-HVDC)系统的换流站启动控制,但未给出高频整流阶段直流电压斜率控制的解析表达式,且其提出的启动开始便在无源侧实时监测各子模块电容电压的策略存在因电容电压较低导致子模块控制器取能不足从而无法正常工作的潜在隐患。另外,根据所连交流不同(有源或是无源系统),MMC启动过程中可分为交流侧充电和直流侧充电两种,对应的启动控制也不尽相同。

本文针对风电场柔性直流并网这一典型应用,分不控整流及高频整流两阶段,详细讨论了风电场侧模块化多电平换流器 (WFMMC)及系统侧模块化多电平换流器(GSMMC)的启动控制器设计,给出了不控整流阶段限流电阻及高频整流阶段直流电压斜率控制的解析表达式,并进行了仿真验证。需要指出的是,关于MMC运行原理的论述已有诸多文献涉及[13,14,15],故本文不再赘述,而是直接针对MMC子模块电容充电这一启动控制的核心问题展开讨论。

1启动流程

风电场(尤其是海上风电场)经柔性直流并网时,一般没有并联交流线路,需要WFMMC提供风电场的启动能量。当柔性直流系统启动时,风电场一般处于停运状态,更多地呈现一种“无源”外特性,因此无源系统下柔性直流输电系统的启动是更为常见的运行工况。首先给出风电场经柔性直流并网简化示意图如图1所示,其中QF1为WFMMC与风电场连接断路器,QF2为GSMMC与交流系统连接断路器。

假设电网条件理想,连接风电场的柔性直流系统启动控制总体思路如下。

1)闭合QF2,交流系统先通过不控整流对本侧GSMMC及对侧WFMMC的子模块电容同时充电(本文后续讨论中均沿用此处定义,即从充电能量来源角度考虑,不控整流及高频整流均针对GSMMC而言)。

2)启动GSMMC的高频整流控制并监测直流电压;直流电压上升至额定值后,启动WFMMC的无源逆变控制,并监测其交流输出电压。

3)WFMMC交流输出电压稳定后闭合QF1,WFMMC进入空载运行状态,具备为风电场提供启动电源及接纳风电机组输出有功功率能力,整个启动过程结束。

为讨论方便,定义MMC-HVDC控制系统由主控制器及阀基控制器(VBC)共同构成,其中前者功能与两电平VSC相同,后者将MMC输出电压指令值转化为各桥臂导通模块数并决定导通哪些子模块,以对MMC各桥臂分别施以触发脉冲。另定义解锁VBC意为MMC具备对子模块绝缘栅双极型晶体管(IGBT)施加触发脉冲的能力,解锁主控制器意为MMC开始正常工作,显然前者是后者的必要非充分条件。

2MMC-HVDC不控整流启动控制

2.1等效数学模型

不控整流启动阶段GSMMC子模块电压满足:

式中:C为GSMMC子模块电容;u0kji(k=a,b,c;j=1,2)为换流器三相上下桥臂子模块i(i=1,2,…,N,其中N为各桥臂的子模块数)电容电压;上标0表示初始时刻;ikj为换流器三相上下桥臂电流。

另对MMC三相上下桥臂输出电压ukj而言,有

将式(1)代入式(2),有

考虑到启动充电过程中GSMMC各子模块输入、输出状态均相同,故可将其等效为N个子模块串联,且Ceq=C/N,则GSMMC不控整流启动阶段等效模型如图2所示,其中上下桥臂电抗Larm用外电抗Leq代替,Leq=Larm/2,充电电流路径如红色虚线所示。

下面分析WFMMC充电过程。不控整流阶段WFMMC的子模块充电能量同GSMMC一样均来自交流系统,且其电容充电数学模型同式 (1)至式(3)一致。二者主要区别在于:由于从直流侧对子模块充电,WFMMC每相共2N个子模块串联接至正负直流极线间,而GSMMC则是每个桥臂共N个子模块串联接至交流系统某两相间。根据上述分析可知,WFMMC不控整流启动阶段等效模型见图3,其中蓝色虚线为不控整流充电电流路径。

2.2充电机理

定义WFMMC解锁VBC前为不控整流充电第1阶段。此时交流系统通过GSMMC子模块的二极管对电容充电,并通过直流线路对WFMMC的子模块电容充电。设三相交流电压ua,ub,uc相差120°,则线电压uab,uac,ubc,uba,uca,ucb依次相差60°,周期性地对GSMMC中6个桥臂子模块电容充电。同时,由于二极管的钳位作用,桥臂充电电流呈现间歇性,各桥臂电容充电间隔约六分之一工频周期。此时GSMMC对外呈现含电容滤波的三相不控整流特性[16],且有:

式中:ULrms′为GSMMC在换流器交流出口端呈现的线电压有效值,由于限流电阻的分压作用,该电压略低于GSMMC连接变压器阀侧线电压有效值;VPN_1,u0_1_GSMMC,u0_1_WFMMC分别为不控整流第1阶段直流线路及两端MMC子模块直流电压最高值。

显然解锁VBC前GSMMC和WFMMC分别从交流系统吸收充电功率以提升子模块电容电压。

定义WFMMC解锁VBC后为不控整流充电第2阶段。WFMMC子模块电容电压达到上限后,解锁VBC以减半串联接至直流线路间的子模块数(从下文仿真可知此时WFMMC子模块电容电压已升高至0.4(标幺值),有利于采用自取能的子模块控制器可靠工作)。注意此时线路直流电压会瞬间跌落至解锁前的一半,原因如下。

1)上文已述WFMMC是通过直流线路对子模块电容充电,即其子模块是直接串联接至正负直流极线间,那么解锁VBC后由于WFMMC投入子模块数减半,必然导致直流电压跌落一半。

2)尽管此时GSMMC各桥臂子模块运行状态不变,但GSMMC是通过交流侧充电,其串联接入的子模块对外输出电压只反映交流线电压特性,并不影响线路直流电压。

解锁VBC后,GSMMC子模块电压维持不变,WFMMC经直流线路从交流系统吸收充电功率,以提升其子模块电容电压至u0_2_WFMMC水平,即有:

式中:ULrms为GSMMC连接变压器阀侧线电压有效值;VPN_2,u0_2_GSMMC,u0_2_WFMMC分别为不控整流第2阶段直流线路及两端MMC子模块直流电压最高值。

考虑到限流电阻在第2阶段结束前已切除,则VPN_2 和u0_2_GSMMC略高于VPN_1和u0_1_GSMMC,而u0_2_WFMMC 明显高于u0_1_WFMMC。

2.3限流电阻选型

在MMC-HVDC系统启动初始时刻,由于电容初始电压为零,合闸瞬间会有较大的冲击电流,有可能在启动阶段便触发过流保护,为此可在GSMMC交流侧串联接入限流电阻以抑制该冲击电流[9,10,11]。另外,当WFMMC解锁VBC后直流电压瞬间跌落一半,则高频整流充电第2阶段开始瞬间同样会有冲击电流。由于此时GSMMC交流侧限流电阻并未切除,该冲击电流也将得到抑制。

需要指出的是,启动初始时刻对GSMMC而言,相当于提供一条电位差为交流系统线电压的电流流通路径;而在WFMMC解锁VBC瞬间,产生冲击电流的电位差为VPN_1的一半,且此时GSMMC桥臂输出电压维持交流线电压不变。若将前者等效为交流系统三相短路故障,则其故障电流将大于WFMMC解锁VBC瞬间产生的冲击电流。故对限流电阻而言,将以限制启动初始时刻冲击电流低于电流保护动作阈值为主要目标;若满足,则后续启动过程中的冲击电流将均不触发系统过流保护。

将图2取ab两相,与图3共同构成不控整流阶段MMC-HVDC相间充电等效回路如图4所示,其中Rlim为限流电阻,黄色背景表示GSMMC,绿色背景表示WFMMC,后续控制框图沿用此处定义。

图4所示回路可等效为一个RLC回路,且其最大电流不受二极管钳位作用的影响,出现在线电压uab 的第1个周期,即有:

式中:XGSMMC=sLarm +0.5/(sCeq),为GSMMC充电回路等效容抗;XWFMMC= 2/[3(sLarm+ 1/(sCeq))],为WFMMC充电回路等效容抗;iab_max为GSMMC输出交流电流峰值。

综合考虑连接变压器等一次设备通流能力,可得交流系统过流保护阈值iab_lim,将其代入上式即可求得限流电阻Rlim的最小值。

3MMC-HVDC高频整流启动控制

3.1GSMMC控制器解锁瞬间暂态特性

不控整流启动阶段结束后,MMC-HVDC随即进入高频整流启动阶段,即解锁GSMMC的主控制器以对两端换流器子模块电容继续充电。根据式(5),在解锁后GSMMC第1个控制周期内直流电压反馈值为1.414ULrms,而脉宽调制变换器直流电压一般大于交流相电压峰值的两倍,显然此时直流电压外环控制器迅速饱和并输出限幅值,GSMMC输出电流将过流。

从交流侧看同样可以得到过流结论,这是因为不论整流或逆变状态,脉宽调制变换器交流侧输出电压均可看成瞬时直流电压与调制比的乘积。GSMMC解锁主控制器瞬间直流电压明显低于额定值,显然从换流器交流出口端看(即GSMMC连接变压器阀侧),此时输出电压小于系统稳定工作时额定交流电压,过流不可避免。

3.2高频整流协调控制

GSMMC解锁主控制器后,通过定直流电压控制继续对两端换流器子模块电容充电,以提升线路直流电压至额定值。为提高高频整流阶段响应速度和控制精度,GSMMC一般采用直接电流控制策略。定义usd和usq、ucdGS和ucqGS、idGS和iqGS分别为系统电压us、GSMMC输出电压ucGS、输出电流iGS的d轴和q轴分量;L为同时考虑桥臂电抗和连接变压器漏抗的线路等效电抗;R为线路等效电阻;ω为同步旋转角速度。则GSMMC交流侧在dq同步旋转坐标系下的暂态数学模型为[17]:

可以看出idGS和iqGS除受控制量ucdGS和ucqGS的影响外,还受到电压耦合量ωLiqGS和-ωLidGS的影响。为消除上述电流环控制器耦合性,分别定义:

式中:上标 * 表示参考值;kp1和ki1分别为GSMMC电流内环的比例和积分系数,将其代入式(7)即可得GSMMC输出电压参考值ucdGS*和ucqGS*。

采用最近电平逼近调制(NLM),Sk1和Sk2(k=a,b,c)分别表示上下桥臂脉冲指令,则基于直接电流控制的GSMMC启动阶段高频整流控制框图如图5所示。图中:VPN为总直流线路电压;QGS为GSMMC输出的无功功率。

为抑制GSMMC解锁主控制器后的冲击电流,可采用带斜率控制的直流电压外环控制,如图5中虚线框所示。设GSMMC主控制器直流电压外环指令值给定斜率为k,可认为两端MMC子模块电容电压上升速率同样为k。假设GSMMC在0s时解锁主控制器,且此时子模块电容电压为u0=hV0,其中,V0为稳态运行时子模块电容电压额定值,h为电容电压标幺值,那么:

单个子模块电容储能增量为:

将式(9)代入上式并忽略二阶以上分量,有

两端MMC共12个换流桥臂,每桥臂包含N个子模块,则总的充电功率Wchar为:

为避免功率振荡,GSMMC解锁主控制器后,两端MMC所需充电功率应该全部由交流系统提供,即有:

式中:iph_lim为交流系统允许流过的相电流峰值,即式(6)中所讨论交流系统过流保护阈值。

根据式(13)可计算出斜率k值取值范围为:

将保护系统iph_lim值代入上式即可求得斜率k的上限值,实际应用中应折中选取k值以兼顾降低功率冲击及减小启动时间两方面目标。

3.3WFMMC无源逆变控制

如前文所述,系统直流电压上升至额定值后,启动WFMMC无源逆变控制以建立稳定空载输出电压,此时风电场母线电压仅由WFMMC通过调制产生。考虑到VSC相当于一个无转动惯量的发电机[18],因此其输出电压必须足够稳定,以保证风电场内单台风电机组的控制效果,显然此时应该将WFMMC等效为一个理想电压源。WFMMC在dq同步旋转坐标系下的交流侧暂态数学模型为[19]:

式中:udwf和uqwf分别为风电场并网母线电压uwf的d轴和q轴分量;其余各物理量含义同3.2节中GSMMC讨论并以下标WM区分。

为得到幅值、频率恒定的理想电压源,忽略式(15)中暂态电流量及线路电阻,并以ucdWM及ucqWM 作为被控对象,引入反馈线性化设计WFMMC电压跟随控制器;同时令 [ud*wf,uq*wf]=[1,0],可得启动过程结束后WFMMC无源逆变控制框图如图6所示,其中kp2和Ti2分别为WFMMC电压跟随控制器的比例增益系数和积分时间常数,调制策略仍为NLM。

4仿真研究

为验证本文提出的MMC-HVDC应用于风电并网时的启动控制策略,在PSCAD/EMTDC中搭建49电平柔性直流输电系统等值模型以仿真验证,具体参数如下:换流器额定容量为20MVA,额定直流电压为±30kV,额定直流电流为275A;接入交流系统母线额定电压为35kV,额定电流为330A;连接变压器网侧/换流器侧额定电压为35kV/31kV,桥臂电抗为53mH;换流器输出电平数为49,子模块额定电容电压为1.25kV。除IGBT损耗曲线外所有仿真波形均以标幺值表示:容量基值为20 MVA;交流电压基值选取为所在线路的额定电压,频率基值为50 Hz;直流电压基值为60kV;子模块电容电压基值为1.25kV。

连接两端MMC的直流电缆长度为8km,单位长度电阻、电感、电容分别为0.076Ω/km,0.087mH/km,0.288μF/km,其中等效电阻已反映在式(7)中。考虑到桥臂电抗为53 mH,则线路等效电抗为0.7 mH并不影响启动过程中GSMMC高频整流阶段的时间常数。采用 π形等效时线路电容为2.3μF,相当于正负直流极线间并联电容为1.5μF,而本文研究的MMC单相子模块等效电容在100μF以上,显然相对后者而言线路的等效电容可以忽略不计。

仿真分析中0.2s闭合QF2,交流系统开始对GSMMC及WFMMC子模块电容充电;0.85s时WFMMC解锁VBC;1.15s时切除启动电阻;1.55s时GSMMC解锁主控制器启动高频整流;1.90s时闭合WFMMC交流侧断路器QF1以建立空载电压。根据设备通流能力选择启动电阻Rlim为80Ω,GSMMC直流电压外环控制器斜率k值设为2s-1,仿真波形均从0.2s起始。

图7给出了应用于风电并网的MMC-HVDC系统启动控制波形。可以看出,当0.2s闭合GSMMC与交流系统断路器QF2后,正负直流极线电压平稳上升,由式(4)理论计算知不控整流阶段VPN 应稳定在1.414ULrms,即43.8kV(忽略限流电阻的分压影响),以直流侧基准电压定标可知其为0.73(标幺值),与图7(a)和 (b)吻合得非常好。GSMMC子模块电容电压稳定在0.73(标幺值),即0.913kV,GSMMC子模块电容电压为GSMMC的一半,约0.365,图7(c)和(d)同样符合式(4)的理论计算。

0.85s时WFMMC解锁VBC,直流电压瞬间跌落一半,同样如图7(a)和 (b)所示。之后GSMMC子模块电容电压不变,如图7(c)所示;WFMMC子模块通过直流线路从交流系统吸收有功功率对电容充电,其电容电压继续上升,如图7(d)所示;两端MMC正负直流极线电压逐渐恢复至0.73(标幺值)的稳定值水平,符合式(5)理论计算。

1.55s时不控整流结束,GSMMC解锁主控制器进入高频整流阶段。在斜率控制器作用下,两端MMC子模块电容电压及直流极线电压无超调地升高至额定值1。从图7(e)看出,在0.2s闭合QF2,0.85s解锁VBC,1.55s解锁主控制器,这3个时刻GSMMC输出电流均有冲击。由于限流电阻的作用,前两次冲击电流均未超过交流系统电流保护动作阈值且第2次冲击电流幅值明显小于第1次;1.55s时由于斜率控制器的作用冲击电流同样不超过保护阈值。图7(f)表明,在MMC-HVDC启动过程中GSMMC与系统交换无功功率基本为零,有功功率虽有冲击但幅值为0.5(标幺值),并不影响换流器稳定运行。直流电压升高至额定值后,1.9s时启动WFMMC主控制器,一个工频周期内即建立稳态多电平空载输出电压,如图7(g)所示,具备为风电场启动提供电源及接纳风电机组输出有功功率能力。

本文理论计算及仿真分析中均从能量平衡角度计算直流电压斜率限值,实际中还应考虑电流对IGBT器件的冲击作用。假设最不利工况,则启动过程中两端MMC的IGBT模块处于绝热状态,所有电流均以热量形式耗散并提升IGBT节温。图7(h)给出了GSMMC的A相上桥臂IGBT模块损耗曲线,即将流经IGBT的桥臂瞬时电流平方后对时间t求积分。可以看出,整个启动过程中GSMMC的IGBT模型损耗峰值约为3000A2·s,若以常见的3300V/1500A的IGBT模块考虑,该典型值为9×105A2·s(IGBT)及5.9×105A2·s(二极管),显然GSMMC的IGBT模块位于正常工作范围内。另外考虑到线路分压作用,流经WFMMC的IGBT电流峰值将小于流经GSMMC的IGBT电流峰值;同时,由于模块化多电平拓扑能够显著降低IGBT导通频率,散热器也将消耗一部分由冲击电流形成的热能(即对IGBT模块而言启动过程并非完全的绝热过程),故对两端MMC而言,启动过程中冲击电流不影响IGBT器件的安全运行。

5结语

针对风电并网应用场合,本文详细研究了MMC-HVDC系统的启动充电控制策略:基于不控整流阶段数学模型,设计的限流电阻选型能够抑制WFMMC在启动及VBC解锁瞬间的冲击电流。根据高频整流阶段GSMMC控制器解锁瞬间暂态特性提出的基于直流电压斜率控制的充电策略,较好地抑制了高频整流阶段GSMMC的输出过流。所设计的两个MMC启动顺序控制流程在PSCAD/EMTDC仿真平台得到较好验证。

摘要：详细讨论了适用于风电并网的模块化多电平柔性直流输电系统启动控制策略。启动控制的核心在于子模块电容充电,可分为不控整流和高频整流两个阶段。针对不控整流阶段,基于其数学模型给出了限流电阻选型依据以抑制风电场侧换流器在启动及控制系统解锁瞬间的冲击电流。针对高频整流阶段,提出了基于直流电压斜率控制的充电策略以避免系统侧换流器输出过流。所设计的两个换流器启动顺序控制流程在仿真平台得到了验证。

直流电平篇5

电压源换流器 (VSC) 是电压源换流器型高压直流 (VSC-HVDC) 输电系统和静止同步补偿器 (STATCOM) 的核心部件[1,2,3,4,5]。最基本的VSC是两电平和中点钳位型三电平换流器。这2种拓扑用于高压大功率场合时, 需要使用电力电子开关器件的直接串联, 对串联器件的开关一致性要求很高[6,7,8]。目前, ABB公司的VSC-HVDC输电系统和STATCOM工程主要采用这2种拓扑[9,10]。级联型多电平换流器使用子模块串联, 可以减少甚至取消开关器件的直接串联;并且电平数的增加改善了换流器的输出特性。H桥级联型换流器 (cascaded H-bridge converter, CHBC) 已被用于STATCOM工程[4], 但是该拓扑不存在公共的直流正、负极母线, 不能用于直流输电。为此, 文献[11,12]提出了基于半H桥级联的模块化多电平换流器 (MMC) , 其拓扑含有公共的直流正、负极母线, 适用于直流输电[6,7,8,13,14]。西门子公司计划在其“Trans Bay Cable”VSC-HVDC输电工程中使用MMC拓扑[6,7,8]。文献[13]给出了一种适合MMC型直流输电系统的调制策略。文献[14]对MMC型直流输电系统进行了建模和控制, 取得了较好的效果, 其问题是建模和控制中未考虑换流器中6个换流电抗的作用。本文提出了一种MMC拓扑的简化等效电路理论模型, 根据该等效电路模型设计了MMC的矢量控制策略。

1 MMC运行特性分析

1.1 桥臂电流分析

MMC (拓扑结构见图1) 的6个桥臂是对称的。将6个桥臂的串联子模块组分别用6个理想电压源等效替换, 可以得到如图2的MMC简化电路。

由于3个相单元的对称性, 直流电流Idc在3个相单元之间均分, 即流过每个相单元的直流电流为Idc/3, 方向如图2所示;又由于上、下桥臂的近似对称性 (上、下桥臂的换流电抗值相等) , 交流相电流在上、下桥臂间近似均分, 即流过每个桥臂的交流电流为相电流的一半, 方向如图2所示。以上结果与文献[7]的结论相一致。以A相为例, 计入换流器运行时相单元中的交流环流iacir (2倍工频) , 则A相上、下桥臂中的电流为:

$\begin{array}{l} i_{a 1} = \frac{Ι_{d c}}{3} + i_{a c i r} + \frac{i_{a}}{2} (1) \\ i_{a 2} = \frac{Ι_{d c}}{3} + i_{a c i r} - \frac{i_{a}}{2} (2) \end{array}$

式中:ia为A相的相电流。

利用式 (1) 和式 (2) 可以求得点ap与点an间的电压。稳态下直流电流流过换流电抗不会引起电压降, ia/2在上、下换流电抗上造成的电压降互相抵消, 所以点ap与点an的电压之差为:

$Δ u = u_{a_{p}} - u_{a_{n}} = - 4 j ω L i_{a c i r} (3)$

由于运行时相单元中的交流环流可以被换流电抗很好地抑制, 因此Δu很小, 并且其平均值为0, 所以可以近似地认为:

$u_{a_{p}} = u_{a_{n}} (4)$

同理, 可以近似地认为点bp与点bn以及点cp与点cn分别为两对等电位点, 即

${\begin{cases} u_{b_{p}} = u_{b_{n}} \\ u_{c_{p}} = u_{c_{n}} \end{cases} (5)$

1.2 直流电压分析

直流电压Udc可以表示为:

$U_{d c} = u_{a 1} + u_{a 2} + Δ u (6)$

即

$\frac{u_{a 1} + u_{a 2}}{U_{d c}} + \frac{Δ u}{U_{d c}} = 1 (7)$

稳态下, 直流电流在换流电抗上造成的电压降为0, 因此换流电抗无法提供直流电压支撑。换流器的直流电压Udc主要是由串联子模块来提供的。只要Δu/Udc足够小, 就可以将式 (7) 中的该项忽略, 由此得到:

$U_{d c} = u_{a 1} + u_{a 2} (8)$

点ap的电压为:

$u_{a_{p}} = \frac{U_{d c}}{2} - u_{a 1} (9)$

根据式 (8) 和式 (9) 得:

$u_{a_{n}} = - \frac{U_{d c}}{2} + u_{a 2} = u_{a_{p}} (10)$

即式 (4) 成立, 同理可得式 (5) 也成立。

1.3 级联结构分析

从图1可见, MMC拓扑实际上是由上、下2个完全相同的半H桥级联型换流器构成的。根据对称性, 总的有功功率和无功功率由上、下2个半H桥级联型换流器平均分担。以A相为例, 由于a点是公共点, 要实现功率均分, 就希望A相的两交流输出端点ap与点an的电压相等, 即式 (4) 成立。同理式 (5) 也成立。

综上, MMC的运行特性决定点ap与点an、点bp与点bn以及点cp与点cn分别是3对近似等电位点。

2 等效电路理论模型

根据电路原理, 在理论分析中将等电位点虚拟短接, 可以简化电路结构而又不影响外部电路特性。如图3将等电位点虚拟短接后可以发现, 上、下桥臂的换流电抗可看成是并联关系。

将2个并联的换流电抗合并为一个电抗值等于原电抗一半的新电抗后, 主电路可以进一步简化为图4。

这就是MMC的简化等效电路理论模型, 它只有3个交流输出端, 每个输出端各通过一个换流电抗与三相交流电网相连, 连接点称为公共连接点 (PCC) 。该等效电路模型很好地简化了MMC中的6个换流电抗, 其结构与传统VSC拓扑 (两电平换流器、钳位型多电平换流器和H桥级联型多电平换流器等) 类似。基于MMC的等效电路理论模型, 理论上所有传统VSC的控制策略都可以直接应用到MMC中。需要注意的是, MMC等效电路理论模型不是一种实际电路, 而是用于MMC建模和控制的一种虚拟的理论模型。

3 建模与控制

基于MMC的等效电路理论模型, 本文将传统VSC的一种常用控制方法——矢量控制应用到MMC中。三相abc坐标系下电压、电流的动态表达式为:

${\begin{cases} L \frac{d i_{a} (t)}{d t} = u_{a} (t) - v_{a} (t) \\ L \frac{d i_{b} (t)}{d t} = u_{b} (t) - v_{b} (t) \\ L \frac{d i_{c} (t)}{d t} = u_{c} (t) - v_{c} (t) \end{cases} (11)$

各物理量的意义见图4。对式 (11) 施加dq坐标变换, 得到:

${\begin{cases} \frac{d i_{d}}{d t} = \frac{1}{L} u_{d} + ω i_{q} - \frac{1}{L} v_{d} \\ \frac{d i_{q}}{d t} = \frac{1}{L} u_{q} - ω i_{d} - \frac{1}{L} v_{q} \end{cases} (12)$

式中:id和iq为状态变量, d轴、q轴变量之间存在耦合, 另外还存在电网电压扰动项ud和uq。

其变换矩阵为:

$Τ (θ) = \frac{2}{3} [\begin{matrix} \cos θ & \cos (θ - \frac{2 π}{3}) & \cos (θ + \frac{2 π}{3}) \\ - \sin θ & - \sin (θ - \frac{2 π}{3}) & - \sin (θ + \frac{2 π}{3}) \end{matrix} 〗 (13)$

式中:θ为ua (余弦形式) 的相角。

在式 (13) 所示的dq变换下, 稳态时有uq=0, 交流系统与换流器相连接的PCC处送入换流器的有功功率和无功功率为:

${\begin{cases} Ρ = 1.5 u_{d} i_{d} \\ Q = - 1.5 u_{d} i_{q} \end{cases} (14)$

矢量控制包含内环电流控制和外环控制。内环电流控制通过调节换流器的输出电压, 使id和iq快速跟踪其指令值idref和iqref。式 (12) 中输入变量vd和vq取值为[15]:

${\begin{cases} v_{d} = u_{d} + ω L i_{q} - [k_{p 1} (i_{d r e f} - i_{d}) + \\ k_{i 1} \int (i_{d r e f} - i_{d}) d t 2 〗 \\ v_{q} = u_{q} - ω L i_{d} - [k_{p 2} (i_{q r e f} - i_{q}) + \\ k_{i 2} \int (i_{q r e f} - i_{q}) d t 2 〗 \end{cases} (15)$

式 (15) 等号后前2项用于抵消式 (12) 中的电网电压扰动项和耦合项, 第3项是比例积分 (PI) 调节项。将vd和vq经过dq反变换到abc坐标系下, 得到需要换流器输出的三相工频交流相电压, 即调制波。

外环控制器根据有功功率、无功功率和直流电压等指令, 生成内环电流指令值idref和iqref。结合式 (14) 并引入PI调节器。根据有功功率和无功功率指令得到内环电流指令值:

${\begin{cases} i_{d r e f} = \frac{Ρ_{r e f}}{1.5 u_{d}} + [k_{p 3} (Ρ_{r e f} - Ρ) + \\ k_{i 3} \int (Ρ_{r e f} - Ρ) d t 2 〗 \\ i_{q r e f} = - \frac{Q_{r e f}}{1.5 u_{d}} + [k_{p 4} (Q - Q_{r e f}) + \\ k_{i 4} \int (Q - Q_{r e f}) d t 2 〗 \end{cases} (16)$

如果采用直流电压控制, 则可以根据直流电压指令得到内环电流id的指令值:

idref=kp5 (Udcref-Udc) +ki5∫ (Udcref-Udc) dt (17)

文献[13]对使用最近电平逼近调制 (nearest level modulation, NLM) 的MMC谐波含量进行了计算。在21电平、31电平、41电平和51电平下, 换流器交流输出端 (图1中的ap和an点) 的电压总谐波畸变率 (THD) 值分别小于5%, 4%, 3%, 2%。由于换流电抗对高频谐波的抑制作用, PCC的电压和电流的THD值会更小。因为控制器使用的是PCC处的电压和电流, 所以高频谐波分量对控制器的影响是有限的。

4 仿真研究

在PSCAD/EMTDC中搭建了MMC型两端直流输电系统的仿真模型, 其基本结构如图5所示。两端交流系统用理想电压源和感性的系统阻抗来模拟, 整流侧交流电压源线电压有效值为220 kV, 逆变侧交流电压源线电压有效值为200 kV。换流器共6个桥臂, 每个桥臂使用20个子模块串联而成, 电平数为21。子模块电容值为3 000 μF, 换流电抗电感值为0.04 H。整流侧采用直流电压和无功功率控制;逆变侧采用有功功率和无功功率控制。仿真系统使用文献[8]的子模块电容电压均衡控制策略和文献[13]的调制策略, 并且使用了低通滤波器来滤除信号中的高频分量。

图6 (a) 是图1中点ap的电压uap和点an的电压uan以及两者之差Δu, 图6 (b) 将Δu进行了放大显示。uap和uan的幅值在180 kV左右, 直流电压Udc在400 kV左右, 而Δu的幅值则小于10 kV, Δu的幅值与Udc之比小于2.5%, 这与第2部分Δu足够小的假设相吻合。B, C两相的情况也类似, 验证了本文所提出的MMC等效电路理论模型。

图7 (a) , (b) , (c) 分别是整流侧直流电压Udc、逆变侧有功功率P和逆变侧无功功率Q的控制响应。整流侧直流电压指令值Udcref设为400 kV, 无功功率指令值设为0;逆变侧有功功率指令值Pref在0.3 s时从-800 MW阶跃到-600 MW, 无功功率指令值Qref在0.5 s时从50 Mvar阶跃到-50 Mvar。从图7可见, 逆变侧有功功率和无功功率能够迅速跟踪指令值的大幅度阶跃变化, 响应时间在10 ms～30 ms左右, 并最终稳定在指令值附近。有功功率和无功功率控制之间的相互影响小, 解耦性能好。整个过程中, 整流侧直流电压一直被维持在指令值附近, 最大波动幅度小于3%。附录A图A1是整流侧测得的直流电流ip和in, 以及逆变侧A相的交流电压和交流电流 (PCC2处) , 可见直流输电系统运行情况良好, 交流电压和交流电流波形基本为正弦。附录A图A2给出了整流侧A相上桥臂一个子模块的电容电压, 全过程中电容电压的最大波动幅度基本在±6%以内, 其他子模块电容电压波动情况也类似。

5 结语

MMC每相上、下2个交流输出端的电位是非常接近的, 其电位差Δu的幅值与Udc相比很小, 可以认为是等电位的。通过将三相3对等电位点虚拟短接后, 得到的MMC等效电路理论模型与传统VSC的电路模型结构一致。因此可以将适用于传统VSC的控制策略直接应用于MMC的控制。将矢量控制策略应用于MMC型直流输电系统, 仿真结果表明所设计的控制策略具有很好的控制性能。

附录见本刊网络版 (http://aeps.sgepri.sgcc.com.cn/aeps/ch/index.aspx) 。

摘要：分析了模块化多电平换流器 (MMC) 的电路结构和运行特性, 指出了MMC每相上、下2个桥臂交流输出端是等电位点。将三相等电位点虚拟短接后, 每相上、下2个桥臂换流电抗可以并联成一个电抗, 与交流系统相连, 其结构与传统电压源换流器 (VSC) 类似。文中据此得到了MMC的简化等效电路理论模型。根据该等效电路理论模型, MMC的控制可以直接使用传统VSC的控制策略。将传统VSC常用的矢量控制策略应用于MMC型直流输电系统。时域仿真结果表明, MMC每相上、下2个桥臂交流输出端的电位非常接近, 验证了所提出的MMC等效电路理论模型的正确性。仿真结果也表明所设计的MMC型直流输电系统的矢量控制策略控制性能良好。

直流电平篇6

1 换流器拓扑

两电平或者三电平换流器结构的共同特点是在直流母线上并联电容器, 一旦出现半导体器件故障时, 可能会引起最严重的直通故障。另外实际需要使用的二极管、电容数量随着电平数量增加而增加, 同时需要滤除高次谐波滤波器。

H桥串联是一种构成大功率逆变器的结构方式, 但由于这种串联方式需要独立的直流电源作为逆变电源, 在进行直流功率传输应用时使用受限制。

MMC是一种新型的电压源型的换流器结构 (如图1所示) , 通过半桥子模块串连达到提高承受电压等级和功率水平的目的, 交流侧不需要滤波器, 直流侧没有高压电容器组, 可以在半导体器件发生故障时避免桥臂直通故障。桥臂电抗器L的使用有以下优点:

(1) 限制故障时电流, 发生短路故障, 可以限制电流上升速度, 让半导体器件有足够的时间可靠关断;

(2) 限制开通瞬间di/dt, 避免造成半导体器件开通瞬间过大的电流变化率损害器件;

(3) 在各桥臂电容电压不均衡情况下产生环流, 电抗器起到抑制环流作用, 同时能够通过给环流的控制提供帮助。

2 控制模型和策略

在推导数学模型的基础上提出适用于MMC结构的柔性直流输电系统的控制策略。

2.1 数学模型

定义单相电压电流的方向如图2所示, 正常运行时, 上下桥臂电流为各分阀侧电流的一半, 除此之外, 桥臂电流中还包括直流成分。上桥臂和下桥臂的所有子模块电容可以等效为可控电压源uC1, uC2, 其中:

式中:Spi, Sni分别为上、下桥臂每个SM模块对应的开关函数;UC为电容电压 (假定所有子模块电容电压都相等, 为UC) ;n为上或者下桥臂子模块总个数。

子模块中上下管T1, T2状态是互补的, 对于1个SM子模块而言, 输出电压在UC和0两者之间切换, 对应开关函数如表1和表2所示。

正常运行时, 对于1个子模块而言, 不会出现上下2个开关管同时导通或关断的情况, 从表1和表2可以看出, 正常运行时, 不论桥臂电流的方向如何, 上管开通是将子模块投入, 下管导通是将子模块退出。

在不考虑冗余子模块情况下, 图2结合表1和表2可以推导出:

由于桥臂电流ip, in两者的差仅仅剩下直流成分, 可以认为式 (3) 右边第二项为0, 当采用固定投入上下桥臂子模块总数方式, 可以认为:

式 (2) 右侧第一项为上下桥臂投入子模块的电压的差值, 实际为控制输出参考电压, 定义:

得到:

这与两电平结构下的控制模型是类似的[10,11]。以上式 (6) 在旋转dq坐标系下表达式为:

式中:L1=0.5L;iacd, iacq分别为阀侧电流iac在dq轴的分量;uacd, uacq分别为交流电压uac在dq轴的分量;urefd, urefq分别为控制输出参考电压在dq轴的分量。

模块化多电平结构中实际被控制量为上、下桥臂的可控电压源, 上位机控制系统发给阀基控制部分的参考电压实际为:

式中:u*C1为上半桥电容参考电压;u*C2为下半桥电容参考电压。对于每个站而言, 三相6个桥臂分别需要接收六路参考电压。

2.2 相位检测

相位检测关系到系统控制保护检测电压相位的准确性, 采用的检测手段如图3所示。

DSP将采集到的三相交流同步电压测量实时值经过αβ变换后, 变换为uα, uβ, 通过计算得到q轴分量uq, 将uq经过PI调节环节得到角频率误差Δω, Δω与额定角频率ω0相加后得到实际角频率ωω, 最后再经过积分环节得到相位θω。

2.3 控制策略

在柔性直流系统中, 交流侧控制策略应能满足交流电压控制以及无功功率控制方面的要求, 直流侧则能够保持换流站直流电压的稳定需要[12]。实际换流站控制策略如图4所示。

整流侧以有功功率、交流电压以及无功功率为控制目标, 逆变侧以直流电压、交流电压以及无功功率为控制目标。图中内环电流控制是根据外环控制器产生的有功功率和无功功率参考值以及三相电流实时值, 通过矢量控制得到的电流参考值, 该电流参考值通过参考波生成环节得到电压参考值urefd, 以及urefq。

参考电压urefd以及urefq经过变换得到三相基波参考电压, 利用三角载波对其进行调制, 即可产生脉冲调制波形[13]。

3 动模仿真验证

建立图4所示的两端动模系统, 动模系统模型以上海柔性直流输电示范工程为依据, 具体参数如表3所示。动模阀部分采用49电平MMC, 其他一次设备包括变压器、桥臂电抗器物理模型, 开关、刀闸用真空接触器来模拟。

利用实际的控制保护装置, 与动模系统连接检测控制系统的功能, 采用图4所示控制策略, 图5为系统满功率运行时站1的波形图, 可以看出, 控制器输出稳定, 交流侧电流平衡性良好, 直流电压稳定, 交流侧送出有功功率稳定在18 MW。

在站1交流侧正送有功功率2 MW情况下, 模拟直流正极母线发生金属接地故障100 ms的波形如图6所示。可以看出, 大约在0.51 s发生永久闭锁跳闸, 故障期间, 正极母线电压接近0, 直流电压调节器将总直流电压控制在60 k V左右, 直流电压不平衡保护经过一段时间闭锁跳闸。

4 结束语

直流电平篇7

1 SPWM直流电源逆变器工作原理

独立SPWM直流电源级联式多电平逆变器[3-5]设计的核心思想是把级联叠加与SPWM控制从逆变器移到直流电源上, 对直流电源进行SPWM控制和级联叠加, 以达到减少开关器件数量的目的。与传统的SPWM逆变器最大的区别就是输出电压的SPWM控制不是在逆变器的逆变开关上进行的, 而是在直流电源与逆变器之间串联的开关管上进行的。

如图1所示, SPWM控制转移到了开关管Sn, 再由后面桥臂开关动作使得输出SPWM交流电压。通过这种方式可以减少高频开关器件的个数, 并且减少逆变器的总开关次数, 进而降低逆变器的开关损耗, 使原桥臂上的开关从高频SPWM硬开关状态变成低频ZVS软开关状态。

以通过增加电平数的方式来使得输出电压不断的接近正弦波的多电平逆变器有助于减小输出电压中的谐波含量, 并且能避免开关管工作于高频状态, 只需低频或工频就能够实现逆变输出[6-7], 这样就减小了开关损耗、提高了效率, 方便用于高压大功率场合。

考虑到多电平逆变器仍是电压型逆变器, 输出电压值将会比直流输入侧的值小, 这将会影响逆变器在宽电压输出范围。因此本文侧重于将Z源结构与多电平逆变器结合, 希望能获得较高输出且降低谐波含量。

2 Z源网络参数确定

Z源网络是由两个等值的电容和电感组成的“X”形的结构。它的提出主要是依据传统意义上的电压源型和电流源型逆变器是单级的降压型或升压型, 不能实现双向的升降压控制。通过Z网络中电容电压的作用, 首先输入的直流电压在逆变桥臂的高频开断的作用下对电容充电, 使电容升压, 再由电容和电感作用提升逆变桥的输入电压;由于电容的不断充放电过程使得电压升成为可能, 因此电容电压的质量直接影响到整个网络输出电压的质量。

Z源网络的电容电压同样也受到输出交流电压的影响, 若要求输出较高的交流电压, 对应该电容的直流电压也较高, 它们之间存在以下关系:

上式表明电容电压与输出电压成线性关系。

根据基本公式:

简单控制的方式下, 计逆变器一个开关周期为Ts, 一个短路零矢量的时间为:

最后考虑到电容的电压波动, 稳态时的电压比值为

则最终的电容确定为

3 仿真分析

以两个独立直流电源级联式输出五电平逆变器为例, 其电路图如图2所示, 通过仿真对比分析, Z源网络引入前后输出结果中的谐波畸变率, 及输出电压的幅值大小。

较之传统的SPWM控制方式的不同, 该级联叠加将控制移到直流电源上, 即对两个独立的直流电源E1、E2分别进行SPWM控制, 共同采用经全波整流的正弦波作为调制波us, 使其具有相同的基波, 而载波则是相位互差180°的单极性三角波。

将载波三角波uc与正弦调制波us进行比较, 在us>uc的部分产生SPWM脉冲去控制开关的通断, 则两个独立SPWM直流电源串联级联叠加后的输出电压为Ud=Ud1+Ud2。输出的电压波形是一个类似于单相全波整流电压波形的两电平SPWM直流阶梯电压波形, 经过开关S2-S6组成的全桥逆变器同步逆变后, 负载侧则输出交流五电平SPWM阶梯波电压, 如图3。

引入Z源逆变器结构后, 负载侧的电压输出如图4所示。

通过对比分析可以看出, 加入Z源网络结构后, 在获取相同的基波分量的时候, 后者的谐波畸变率明显比前者的低, 与此同时, 可以很明显的看出负载侧的电压的最大值也相应的增加了, 明显高于直流侧的输入电压, 说明在获得升压范围的同时Z源逆变网络下的多电平逆变器能有效的控制谐波畸变率的范围。

4 结果分析

传统的逆变器的SPWM控制是通过逆变桥臂上开关实现的, 而独立直流电源叠加式的逆变器的SPWM控制则是在直流电源侧的叠加开关实现的, 即控制开关管S1-S2的动作实现SPWM控制, 这样的好处主要有两个[8-9]:一是减少开关数目;二是减少逆变器的总等效开关次数, 并使逆变开关工作在ZVS状态, 以降低成本, 减少开关损耗, 提高逆变效率。直流电源侧采用IGBT开关, 而逆变桥臂则可以选择价格低廉的GTO开关。

摘要：独立直流电源多电平逆变器通过增加输出电平的数量来减小谐波畸变率, 但是负载侧电压是不可调的, 因此本文通过将Z源应用在多电平逆变器中, 利用Z源网络特有的直通方式来实现负载输出电压的调节, 并进一步减小谐波畸变率。利用MatlabSimulink实验仿真, 对比Z源加入前后输出电压的情况, 验证了Z源的引入对输出的电压范围和谐波畸变率有一定的改观。

关键词：Z源,SPWM级联,多电平逆变器,谐波畸变率

参考文献

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[5]李永东, 肖曦, 高跃.大容量多电平逆变器原理控制应用[M].北京:科学出版社, 2007

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