直流模块（共7篇）
直流模块 篇1
0 引言
2008年冰灾以来,输电线路冬季覆冰问题受到高度重视,兼有静止无功补偿器(SVC)功能的直流融冰装置成为研究热点,得到较大发展。2008年10月,南方电网公司福泉500kV变电站60MW固定式直流融冰装置通过现场试验[1,2];2008年12月,国家电网公司益阳500 kV复兴变电站120 MW固定式直流融冰装置通过现场试验[3]。直流融冰装置投运以来,在抗冰保电方面取得了良好的效果。但兼有SVC功能的晶闸管整流装置用于直流融冰时存在体积大、谐波污染严重以及拓扑切换复杂等不足,特别是用做移动式融冰装置时,这些问题尤为突出。
随着电力电子技术的进步,一方面在动态无功补偿领域,H桥链式静止同步补偿器(STATCOM)在体积、重量以及补偿性能上具有明显优势,正逐步取代SVC装置;另一方面,基于链式结构的半桥模块化多电平变流器(MMC)已应用于柔性直流输电领域并展现出技术优势。与链式STATCOM相比,MMC采用与之类似的模块串联结构,同时具备四象限运行能力,因而应用范围更加广阔[4]。
本文在电力电子新技术的基础上,结合直流融冰装置需兼顾动态无功补偿功能的应用需求,提出了一种采用双星接全桥型模块化多电平变流器(DSBC-MMC)的新型直流融冰装置。理论分析和数字仿真结果表明,基于DSBC-MMC的新型直流融冰装置具有以下技术优势。
1)输出直流电压、电流,可在0到额定值之间全范围连续调节。
2)多电平脉宽调制(PWM)整流,无需整流变压器,没有谐波污染,不需要无源滤波器。
3)结构简单,无功补偿模式和融冰模式无需进行拓扑结构切换。
1 直流融冰装置的技术需求
尽管与传统的交流融冰方案相比,直流融冰所需的电源容量较小,在经济性和技术可行性方面具有显著优势[5]。但由于融冰装置仅在冬季覆冰期才会使用,利用率低。为克服这一弊端,提出兼有SVC功能的直流融冰技术方案。
根据构成原理的不同,兼有SVC功能的直流融冰装置大致可分为晶闸管控制电抗器(TCR)型和可控整流器型2种[6,7],且在国内外都有实际工程应用。加拿大魁北克省和江西复兴站采用将直流融冰装置改造为TCR接线形式的SVC;俄罗斯和浙江金华站则采用整流桥直流侧经平波电抗短路的方法,将融冰装置改造为可控整流器型SVC[7]。
文献[6]中指出,TCR型直流融冰兼无功补偿装置在无功补偿与直流融冰2种模式下的主电路拓扑结构和控制方式完全不同。改变运行模式时,装置需退出运行以更改主电路接线和控制方式,功能切换复杂。而可控整流器型直流融冰兼无功补偿装置只需通过外部隔离开关的简单分合操作,就能实现无功补偿与直流融冰运行模式之间的切换,2种运行模式下的主电路拓扑结构和控制方式基本不变,切换操作灵活、便捷,装置运行的可靠性得到保证。
通过详细的计算发现,可控整流器型SVC运行时电压应力、阀损耗和谐波均明显大于TCR型SVC装置,且直流融冰兼无功补偿装置绝大部分时间运行于无功补偿模式[7],导致其综合运行效益大大降低。
综上所述,兼有SVC功能的直流融冰技术方案,在功能切换的便捷性与综合运行效益之间无法兼得。除此之外,无论以上何种SVC方案,都需要有整流变压器、平波电抗器以及无源滤波器,因而融冰装置体积庞大,且会对电网造成不同程度的谐波污染。
2 基于可关断器件的直流融冰方案
为了解决融冰装置的谐波和体积庞大的问题,采用可关断器件(例如绝缘栅双极型晶体管(IGBT)等)和PWM技术成为必然的选择。
从提出兼有SVC功能的直流融冰技术方案以来,对直流融冰装置的功能和控制性能的要求也提出了更高的标准,根据现有的技术水平和实际的应用需求,应至少包括以下3个方面。
1)输出电流、电压应能够宽范围连续可调,从而满足不同类型导线和不同线路长度的融冰需要。
2)体积小、占地少、操作简便、维护量少。由于线路覆冰的不确定性,融冰装置应尽可能便于移动。
3)尽量减少谐波、噪声等对变电站和系统的不利影响,同时兼顾变电站动态无功补偿的应用需求,以提高设备利用率。
按照这一技术发展思路,文献[8]中提出STATCOM型直流融冰装置的方案设想。尽管STATCOM具有比SVC更好的谐波特性和动态无功补偿能力,但由于10kV以上中压STATCOM装置采用的H桥链式多电平结构,没有公共直流母线,无法输出直流高压,因而这种方案仅适用于0.4kV低压两电平系统,只能满足低压线路的融冰需求。文献[5]中提出采用柔性直流输电的技术方案进行直流融冰,但也存在明显的不足:无论是IGBT串联低电平方案,还是MMC多电平方案,其直流侧的工作电压都必须高于交流整流电压才能避免出现PWM过调制,即柔性直流输电技术方案中直流侧的输出电压只能在交流整流电压以上进行调节,可调范围非常有限,无法满足不同线路长度和不同类型导线的融冰需求。
在以上方案的基础上,文献[3,9-10]提出了一种基于直流斩波单元串联的电压源逆变器(VSC)型直流融冰装置。该装置通过移相变压器和PWM整流来克服谐波问题,利用单元串联实现直流高压输出,并通过采用斩波电路来保证输出直流电压宽范围连续可调。除融冰功能外,该装置还可作为柔性直流输电设备使用。该方案充分考虑了直流融冰装置的应用需求,有效避免了SVC型直流融冰装置存在的不足。但是使用移相变压器增加了装置的体积和占地要求,降低了灵活性。同时,三相PWM整流加直流斩波的单元结构过于复杂,成本高、损耗大、可靠性较差。另外,高频直流斩波电压连接于输电线路还存在电磁兼容风险。
本文在对比现行技术方案优缺点的基础上,提出一种新的直流融冰技术方案,采用全桥型MMC技术,将直流融冰装置和动态无功补偿装置相结合,不仅结构简单,无需整流变压器或移相变压器,而且操作便捷,功能切换时无需切换拓扑结构和运行模式,可实现交流侧的多电平输出,无谐波问题,无需加装滤波器。该方案具有占地小、重量轻、经济性好、运行效率高等诸多优点。
3 全桥型模块化多电平变流器
按照拓扑结构的特点,可将MMC分为4种类型[11]:(1)星接全桥型(SSBC);(2)角接全桥型(SDBC);(3)双星接半桥型(DSCC);(4)双星接全桥型(DSBC)。其中,前2种拓扑在中压动态无功补偿中作为链式STATCOM的基本拓扑被广泛应用;第3种拓扑则是柔性直流输电(VSC-HVDC)领域的2种主要技术方案之一;而第4种(如图1所示)仅是拓扑推演的结果,目前尚未有明确应用领域。
本文将全桥模块化多电平拓扑方案应用于直流融冰领域,研究表明DSBC-MMC不仅能满足直流融冰的各项技术要求,同时能够兼容变电站动态无功补偿的需求,实现了1套装置、2种功能的完美融合。
从拓扑结构来看,图1所示的DSBC-MMC相当于2台并联的星接链式STATCOM装置,不同之处在于将2台STATCOM装置的中性点分别引出作为直流输出端。与星接链式STATCOM装置的三端交流输出相比,DSBC-MMC有交、直流母线,从而可以同时传输有功和无功功率,实现四象限运行。
与柔性直流输电中采用的半桥MMC相比,DSBC-MMC具有类似的整体结构,不同之处在于将装置中的单元模块由半桥斩波电路改为全桥电路。在半桥MMC中,单元模块的输出电压中直流分量固定不变,而在DSBC-MMC中,单元模块的输出电压中的直流分量可任意调节,从而使装置具有直流输出电压连续可调的能力。
本文所提出的DSBC-MMC直流融冰装置相当于将链式STATCOM和MMC变流器相结合,使其具备交流侧为多电平PWM整流、直流侧输出连续可调直流电压的能力。该装置能够天然地兼容链式STATCOM的所有功能,不仅具备与MMC类似的高压直流输出端,还具有MMC所不具备的输出直流电压宽范围连续可调的能力,从而能够满足融冰装置的全部功能需求。
4 新型直流融冰装置的运行与控制
DSBC-MMC装置用于直流融冰和动态无功补偿功能的控制框图见图2。其中:Qset为无功功率指令;iQRef为对应的无功电流指令;iPRef为有功电流指令;iRef为总的输出电流指令;uU,uV,uW为三相输出电压指令;AVC表示自动电压控制。
基于DSBC-MMC的直流融冰装置的运行与控制技术包括系统级控制和装置级控制2个部分。系统级控制包括直流电压控制和动态无功控制;装置级控制包括直流总电压控制(电压外环)、交流电流闭环控制(电流内环)、零序电压注入、模块均压控制以及载波移相调制等。
系统级的直流电压控制用于生成装置直流侧的输出电压指令,由外部给定值Ud经过电压闭环控制得到。系统级控制以装置级控制为基础,首先通过装置级直流总电压控制将同一相所有模块直流电容电压之和稳定在设定值Udc,然后,系统级控制通过对每个模块的输出电压进行调制,使得装置的直流输出电压为:
式中:ds为模块输出直流分量对应的调制比。
动态无功控制用于生成装置交流侧输出的无功电流指令,分为2种方式:(1)根据变电站电压系统(AVC)的指令来实时给定;(2)通过设定无功—电压曲线,使装置根据交流母线电压的变化情况,自动调节输出的无功电流。动态无功电流指令通过装置级电流闭环控制来实现跟踪控制。
在装置级的控制方法上,DSBC-MMC与链式STATCOM及半桥MMC有诸多相似之处,如模块均压控制、环流控制、载波移相调制等,相关文献中已有广泛研究[12,13,14,15,16],本文不再赘述。但在输出直流电压控制方面,DSBC-MMC有其独特之处,本文围绕直流融冰装置的功能需求,着重分析DSBC-MMC装置中与输出直流电压调节相关的控制技术,主要包括直流电压调制、零序电压注入和功能切换等。
4.1 直流电压调制原理
DSBC-MMC直流融冰装置的接线如图3所示,三相桥臂的中点分别连接A,B,C三相交流电网;上、下桥臂的中性点MH和ML为直流侧正负母线,连接覆冰线路。如前所述,DSBC-MMC通过调整上、下桥臂的中性点MH和ML的直流偏移电位,实现可控的直流输出。
在链式MMC中,装置的交、直流输出电压由每个模块的输出电压叠加而成,同一相内各个模块的工作情况基本类似。不失一般性,以A相任意模块n为例,来说明DSBC-MMC输出直流电压、电流的基本原理,如图4所示。
图4所示为链式STATCOM和DSBC-MMC均采用的全桥模块。在链式STATCOM中,H桥模块的输出为正负对称的交流电压,不含直流分量,其输出电压的表达式为:
式中:Uan为单模块输出交流电压的幅值。
图3中所示的DSBC-MMC主电路中,MH和ML的直流电位偏移是串联模块输出电压叠加的结果,因而每个H桥模块的输出中既含有交流分量,也有直流分量。H桥模块输出电压的直流分量通过PWM来实现。对于A,B,C三相上桥臂的H桥模块,叠加幅值为Udn的直流分量,模块输出电压为:
式中:udcHn为上桥臂第n个模块的直流电容电压。
对于下桥臂的模块,直流电容电压为udcLn,叠加幅值为-Udn的直流分量,模块输出电压为:
各相上、下桥臂的输出电压为各自N个串联模块输出电压的叠加,其输出电压表达式为:
式中:X=U,V,W。
由于A,B,C三相上、下桥臂的输出电压中含有幅值相同的直流分量,UH,VH,WH之间以及UL,VL,WL之间的线电压不发生变化,因而其交流输出电流不受直流偏移电压的影响。
DSBC-MMC运行过程中,各相上、下桥臂输出的交流电流相等,同一相中上、下2个连接电抗上的压降相互抵消,因而上、下桥臂中性点MH和ML的电位差为:
即MH和ML之间的电压差仅含有直流分量Ud,其幅值为同一相所有模块直流偏移电压之和。
4.2 零序电压注入调制原理
在如图4所示的全桥模块中,若直流电容电压为Udcn,则模块的输出电压只能在-Udcn~Udcn之间变化。当输出电压中含有直流分量时,输出电压交流分量的幅值会受到影响。因而,与链式STATCOM的运行方式相比,在输出相同交流电压的条件下,DSBC-MMC需要更高的直流电压。在开关器件耐压一定的情况下,更高的直流电压意味着需要串联更多模块,无疑会增加装置成本。
本文借鉴两电平变流器中空间矢量脉宽调制(SVPWM)中的三次谐波注入原理,为DSBC-MMC设计了一种简单有效的零序电压注入方法,将三相电压调制波由正弦波变为“平顶波”,可有效提高装置的直流电压利用率,且能够获得最大的直流电压偏移。
零序电压注入的基本原理是在三相交流输出中加入幅值和相位完全相同的交流分量,从而仅改变调制电压,不影响输出电流。在DSBC-MMC中,以上桥臂为例进行说明。桥臂中所有模块的直流总电压记为Udc,上桥臂U,V,W三相的输出电压指令(调制电压)分别为uU,uV,uW,构造零序电压u0,其表达式为:
注入零序电压后的三相调制电压定义为:
零序电压注入的方法即为将三相调制电压分别减去上述零序电压u0,从而尽可能让三相调制电压回到调制比允许的范围内,如图5所示。
以三相对称的工频调制电压为例,采用上述方法构造的零序电压注入前后的电压波形如图6所示。
计算和仿真结果表明,通过采用零序电压注入的调制策略,输出的“平顶波”电压的幅值减小为原来正弦波的86.6%,从而将直流电压的利用率提高15%,达到两电平SVPWM的水平。
4.3 直流融冰与无功补偿的功能切换
图3所示的DSBC-MMC装置接线图中,作为直流融冰装置运行时,装置的交流侧连接电网,直流侧连接待融冰线路;作为动态无功补偿装置运行时,交流侧仍连接电网,直流侧与融冰线路断开即可。
另一方面,在图2所示的系统控制框图中,DSBC-MMC装置的直流融冰功能和动态无功补偿功能是在同一控制模式下实现的,即装置功能切换时,只需将直流输出电压指令即图2中Ud设为0即可,无需进行控制策略切换。
因而,在整个功能切换过程中,DSBC-MMC装置无需进行主回路拓扑变化,也无需进行控制策略切换,从而简化了操作,降低了故障概率,提高了整体可靠性。
5 系统设计与仿真验证
为了验证DSBC-MMC装置的直流融冰功能和相关控制方法,在PSCAD中搭建了针对典型220kV线路的直流融冰装置的数字仿真模型。
典型220kV变电站出线一般为LGJ-2x240/55,线路最长为50km。该类型导线的最小融冰电流为1 240 A,直流电阻为0.0 599Ω/km,采用1-1接线时线路直流电阻为5.99Ω。
本文给出DSBC-MMC直流融冰装置主要设计参数。额定交流电压为10kV;额定直流电压为0~15.8kV;额定直流电流为0~2 400A;每相串联模块数量为30个,上下桥臂各15个;模块直流电容电压为1 000V;模块输出交流分量为385V;模块输出直流分量为0~528V。
图7为DSBC-MMC从无功补偿模式切换到直流融冰模式,再切换回无功补偿模式全过程中,直流电压指令Ud、无功补偿指令Qs以及交、直流侧电流的波形。DSBC-MMC可以在无功补偿功能和直流融冰功能之间平滑切换,切换过程在1个工频周期内即可完成。
图8显示了注入零序电压采用后,在直流融冰时上、下桥臂的输出电压为含有直流分量的“平顶波”。图9所示为上、下桥臂及交流侧电流波形,在无功补偿时,DSBC-MMC上、下桥臂输出电流相等且只含有交流分量,而在直流融冰时上、下桥臂的输出电流既含有直流分量,也含有交流分量,但其交流侧总电流不含直流分量。上述仿真结果验证了本文提出的DSBC-MMC直流融冰方案及其控制方法的有效性。
6 结语
本文从电网的实际应用需求出发,提出了一种新型模块化多电平直流融冰装置,将变电站的动态无功补偿需求和冬季融冰需求相结合,一方面引入新一代动态无功补偿装置,提高变电站的动态电压调节能力和故障穿越能力,减少占地的同时避免了谐波污染;另一方面,最大限度提高直流融冰设备的利用率,大大简化运行和维护操作,从而提高了装置的整体可靠性。结合全桥MMC的结构特点,提出了兼顾直流融冰和无功补偿功能的控制方法,并通过数字仿真验证了所提技术方案和控制方法的有效性。
直流模块 篇2
关键词：CPLD,远程控制,直流调速,双向可控硅
直流电机由于具有速度控制容易, 启、制动性能良好, 且在宽范围内平滑调速等特点而在冶金、机械制造、轻工等工业部门中得到广泛应用[1]。在这些场合常需要通用、可靠性高、成本低、负载能力强、应用简单的直流调速模块, 而且某些时候可进行远程操作。本文针对常见调速应用, 采用可控硅做为调速元件, 采用EPM570T100C5设计和实现了一个通用直流调速模块, 为实现远距离控制内置了RS 485通信和简单通信协议。采用EPM570T100C5作为控制核心, 电路简洁, 输出控制脉冲精确, 硬件实现相对单片机程序可靠性高、实时性好。
1 系统设计
模块组成框图如图1所示。主回路可控元件选用双向可控硅, 成本低、控制电路简单、调压方便可靠。为实现电机双向运行, 采用两组反并联的整流单元。双向可控硅调压后经桥式整流模块变换成直流电, 输出给电动机进行调压调速。调压采用移相方式, 所以设计了电源过零脉冲形成电路。为增加模块可靠性, 强电与弱电全部用光电耦合器隔离;双向可控硅单元内有简单的RC缓冲电路, 用以抑制du/dt。考虑到某些应用场合需要远程控制, 增加了RS 485通信单元, 用MAX3485E芯片进行电平转换。测速选用直流测速发电机, 相对于光电编码器更经济, 测速发电机输出的直流电压经降压、滤波预处理后进行V/F变换。6位LED显示当前速度。电源电路为整个系统提供+3.3 V电源。
主控芯片EPM570T100C5是Altera的MAX Ⅱ系列低成本的复杂可编程逻辑器件 (CPLD) 产品, 其密度高且性能优良, 内置用户非易失性FLASH存储器块, 内部时钟频率高达[2]300 MHz, 100脚MBGA封装, 570个逻辑单元 (LE) 。 MAX Ⅱ器件具有创新的查找表 (LUT) 逻辑结构, 突破了传统宏单元器件的成本和功耗限制。设计人员可以利用MAX Ⅱ器件来替代低密度FPGA, ASSP和标准逻辑器件, 支持在系统编程 (ISP) , 很容易在现场重新进行配置。使用EPM570T100C5开发调速装置, 大大降低了系统功耗、体积和成本。另外, Altera提供免费的Quartus Ⅱ基础版软件, 支持所有MAX Ⅱ器件, 它是基于MAX Ⅱ器件引脚锁定式装配和性能优化而设计的[3]。
2 可控硅调压调速原理
移相触发就是通过改变晶闸管每周期导通的起始点即触发延迟角α的大小, 达到改变输出电压、功率的目的[4]。图2给出了双向可控硅调压波形, 电源电压
式中:α和θ满足
双向可控硅输出电压整流后加到主电机电枢回路, 构成降压调速系统, 调压调速机械特性硬度不变, 调速范围大, 能量损耗小。电压与速度关系满足式 (2) 的机械特性。
式中:U为电机电枢电压, 来自双向可控硅输出电压Uo;Ra为电枢回路电阻;T为电磁转矩;φ为每极磁通;Ce为电动势常数;CT为转矩常数。
设磁通保持不变, 电枢电路中也没有串联可调外电阻, 减小电动机电枢供电电压时, 由于转速不立即发生变化, 反电动势也暂不发生变化, 此时电枢电流减小, 转矩也减小, 若阻转矩未变, 则合成转矩小于零, 转速下降, 反电动势减小, 电枢电流和电磁转矩也随之增大, 直到达到转矩平衡时为止, 但此时转速已较原来的降低了。由于调速时磁通不变, 故也为称之恒转矩调速[6]。
3 FPGA核心设计
3.1 主模块
采用自顶向下的设计方法, 主模块原理图如图3所示。包括speed_detection为速度检测、speed_control为速度控制、RS 485为串口通信、gate_control为主控子模块4部分。speedpulse为V/F转换后的速度脉冲信号;start和stop分别为起动和停止按键的输入信号; inc和dec分别为加减速按键的输入信号;zeroin为同步过零脉冲的输入信号;rxd, txd, notre和de连接到RS 485接口芯片MAX3485E;alarm为超速报警信号;led0～led5为速度显示6位数码管的输出信号;maincj为主接触器的控制信号;redled和greenled分别为红绿灯输出信号; pulse Ⅰ和pulse Ⅱ为正反组双向可控硅控制信号。
速度检测子模块在单位时间内对speedpulse计数, 得到速度值speedvalue, 并经过译码送到6位LED显示。速度控制模块根据设定速度和检测速度用PID算法调节输出脉冲, 改变移相角来控制速度;设定速度为reg变量, 可用inc和dec按键调节, 也可以来自RS 485模块;根据速度设定值的正负得出direction信号, 控制脉冲信号加在两组双向可控硅之一, 使电机正反两方向转动。主控子模块负责控制整个系统的起动和停止, 复位各个子模块, 提供1 Hz, 25 600 Hz, 10 Hz脉冲信号。RS 485模块负责通信管理、解析通信协议, 从而接收16位速度设定值。
3.2 速度检测
速度检测模块主要包括频率计和译码电路, 如图4所示。enable为速度检测使能信号, clr为输出清零信号, speed_in为输入速度脉冲信号, led0～led5为6位数码管输出信号。
3.3 速度控制
速度控制的原理是根据设定速度与实际速度的偏差用PID算法产生控制量, 根据控制量的大小把过零检测脉冲移相后加宽作为输出控制信号, 如图5所示。
enable为输入使能控制信号; f25600hz为决定移相单位时间的输入信号;delay_f1hz为按键加减的单位时间输入信号;key_inc和key_dec分别为加速和减速按键的输入信号;zeroin为输入同步过零脉冲信号, 频率为100 Hz;outpulse为输出的移相脉冲信号;direction为转向信号。
3.4 RS 485通信模块
RS 485总线是一种多点差分数据传输的电气规范[7], 其通信接口允许在简单的一对双绞线上进行多点双向通信, 具有噪声抑制能力强, 高速数据传输, 且电缆比较长及可靠性高的特点[8]。
RS 485子模块主要实现UART功能, 并通过notre和de信号控制发送和接收。串行通信固定设为9 600波特、8位数据、无奇偶校验、1位停止位。数据格式:地址码、数据、结束字符, 其长度分别为8位、16位、8位。当总线上挂接多个调速模块时, 采用广播方法发送消息, 地址码可根据实际情况约定。由于RS 485总线是异步半双工的通信总线, 一个时刻总线只可能呈现一种状态。因此在空闲状态时, 将RS 485总线始终设置为接收状态[9]。
3.5 仿真
功能仿真又称前仿真, 其目的是检查HDL代码所描述的逻辑功能是否和预期的功能一致[10]。全部模块已在Quartus Ⅱ中仿真通过, 图6给出速度控制模块功能仿真波形。仿真时间为30 s, 假设期间实际速度为常数, 在3.9 s按下加速按键, 使key_inc变为高电平, 10 s后 (13.90 s时刻) 加速按键释放变为低电平, 据图6的仿真波形图中可知, 在13.90 s时刻, 输出脉冲下降沿相对于过零脉冲从180°向前移相约70°, 表明移相调速功能正常。
4 实际系统运行数据
为调试和分析系统运行状况, 测得如表1所示系统运行数据。主电动机型号110ZF53, pN=100 W, UN=220 V, IN=0.50 A, 1 600 rpm。delaydata[15..8]是速度控制模块中元件CONTROL_FPGA的延时, 输出数据高8位。
从表1中数据看出, 控制系统可有效、连续地调整电机速度, 稳态误差较小, 负载转矩的变化使移相角与转速之间呈非线性关系, 但移相角与输出电压一一对应。
5 结 语
该设计具有通用性、经济性、可靠性, 是常规直流速度控制的较好解决方案。由于采用CPLD芯片作为控制核心, 可方便地进行各种改进。若要进一步提高控制性能, 可以增加电流闭环;或稍加改动, 可以控制两台直流电机的单向运行;可以实现组成分布式网络控制系统等。
参考文献
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直流模块 篇3
关键词：电机控制,轻小型控制模块,直流无刷电机 (BLDC) ,模块化
直流无刷电机 (BrushlessDirectCurrent, BLDC) 在需要考虑空间与重量因素的场合得到了越来越多的应用[1]。通常采用脉宽调制 (PulseWidthModulation, PWM) 方式来对BLDC进行控制。市场上有不少固化了PWM波产生功能的BLDC专用控制芯片, 其原理通常是把直流电压作为输入信号转换为PWM波, 从而控制电机转速。因此, 要实现BLDC的数字化控制, 须引入数模变换电路, 增加了电路复杂度和实现成本。另一方面, 分压电阻调速控制方式不利于适应复杂多变的控制对象与环境。
市面上基于DSP的无刷电机驱动模块, 可通过改写软件实现控制策略的灵活性, 但是往往整体电路尺寸较大, 有的还需要与电机驱动板配套使用, 增加了整个控制模块的体积和成本。
本文所设计的BLDC控制模块具备轻小型的特点, 适用于机器人与航空领域等对空间与载重要求严格的场合。
1系统硬件设计
系统硬件主要由AVR单片机、电源转换电路、过流检测电路、RS232接口电路、场效应管电路、ISP与仿真器接口等子模块组成, 每个模块分别完成不同的功能。其总体方框图如图1所示。
硬件工作原理:单片机通过检测霍尔传感器的位置判断转子的位置, 并产生相应的PWM波确定功率管导通切断序列, 从而驱动电机的转动。系统采用三相星形连接全控电路和两两导通控制方式。每一瞬间有2个功率管导通, 每隔1/6周期 (60°电角度) 换向一次, 每次换向一个功率管, 每一功率管导通120°电角度。正确的同步换相会产生一个旋转的磁场, 使转子相对定子转动, 得到稳定转矩。
主控芯片为ATMEL公司的AT90PWM3/3B, 其工作温度为-40℃至+105℃, 在要求更高的环境, 可采用其后续系列的汽车工业级AT90PWM324。AT90PWM3/3B有三个功率输出级控制器 (Power Stage Controller, PSC) [3]。每个PSC为了避免短路它会自动产生死区时间, 避免上下级功率管同时导通导致大电流。
无刷直流电机的三相绕组在运行中任何时刻都只有两相导通, 且为同一电流, 在主回路串接一个采样电阻Rf来完成电流检测、限流和过流保护功能。当故障输入 (过流) 时, 单片机的PSCIN0引脚被置为高电平, 并关掉所有的PSC输出;同时产生中断信号, 在中断处理程序中对故障进行判断。在不同的应用场合, 可通过AT90PWM3/3B的ISP或Debug Wire接口改写代码中的DAC_OUT来调整过流保护动作值 (如Rf=0.1 Ω, DAC_OUT为0.6 V, 则相应的过流保护动作值为0.6 V/0.1Ω=6 A) 。制作PCB板时还应该注意主回路印制导线横截面应不小于0.3平方毫米, 保证6A电流可以工作。Rf电阻值与过流保护动作值应综合考虑具体的控制对象与应用场合做相应修改。
电路板外形尺寸为80 mm×60 mm×13 mm (长×宽×高) , 硬件实物图如图2所示:
2 系统软件设计
2.1 嵌入式软件设计
PID控制器以其结构简单、稳定性好、工作可靠、调整方便成为工业控制的主要技术之一[3]。本嵌入式软件通过PID调节器来控制速度, KP用来调电机的响应时间, KI用来消除电机转速的静态误差。PID控制器在偏差绝对值小于特征设定值时工作, 比例系数KP设定为较小值, 积分系数KI设定为较大值, 微分系数KD设定为较小值, 这样可以减少超调, 提高系统稳态精度, 增加对扰动的抑制能力[4]。
嵌入式软件流程图如图3所示
2.2 上位机程序设计
软件是虚拟仪器工作的核心[5], 上位机程序采用LABVIEW语言编写, 通过计算机技术和仪器技术的结合, 把本模块虚拟成一台运行于计算机之上的电机控制器。
图4显示的是本电机控制模块应用到国家863计划项目“机载天然气管道泄漏探测红外激光雷达研制”的上位机软件程序。此程序具较强的通用性, 不同的电机和应用场合只需要更改某些参数即可。
上位机程序除了可以通过串口给出指令进行控制的模式外, 还提供有LIN协议控制接口, 以及可调电阻分压调速模式。在多种模式中, 通信控制策略为:
(1) 串口通信与LIN通信属于第一级别, 可调电阻分压属于第二级别。
(2) 在开始启动时, 第一级别通信与第二级别通信同时无异常存在的情况下, 控制模块执行第一级别通信指令;若同一级别内有两个通信指令无异常存在, 则以时间先后为准。
(3) 电机被某一通信指令启动后, 如PC机异常或可调电阻失压等故障情况下导致该通信再失效, 则电机停转, 必须以新的通信指令触发才能开始新的运转。
通过以上策略, 可以解决通信指令冲突的问题, 使系统运行稳定。
3 测试
本文设计的电机控制模块在国家十一五计划项目“航空遥感系统宽谱段成像光谱仪”的扫描电机转速控制中得到应用, 电机选用的是上海心远电气有限公司为该项目定制的3对极无刷直流电动机, 对本电机控制模块进行如下测试。
测试条件:环境为室内。温控设备为Beatronic Supply ApS (Ltd.) 出品的VCS7048—10, 控制温度为18 ℃ (1 h运行时间) 和40 ℃ (1 h运行时间) 两种测试环境。电源为台湾固纬GPS-4303C数字直流电源, 调试为双通道28 V 3A并联输出。转速检测采用AK4-06-2-9-3R-5000型增量式光电编码器。
测试方法:将电机控制模块放入环境模拟温度控制箱内, 上位机采用USB转RS232转换器与主控电路板进行通讯。通过上位机设定电机转速, 用示波器测量装在电机上的光电编码器来检测电机的实际转速。分别测试了设定转速为 (300～1 200) r/min下电机的实际转速。
测试结果:对实验数据分析得到本控制模块转速控制的稳定性和准确度如图5及图6。
图5反映的是转速控制的稳定性, 横轴为设定转速, 纵轴为实测转速最大波动值。实验表明, 三种情况下的转速最大波动范围均不超过1%。由于本测试环境在室内, 电机转动时受到外界干扰较少, 闭环控制在稳定性方面并没有表现出其突出的优越性。
图6反映的是转速控制的准确度, 横轴为设定转速, 纵轴为实测转速最大误差值。实验表明, 18℃闭环控制时的实测转速最大误差总体来看最小, 18℃开环控制时为次之, 在40℃开环时误差最大, 但最大转速误差控制在1.5%以内。
4 结论
本文设计的轻小型直流无刷电机控制模块在设计时考虑了模块化与多种控制模式, 具有体积小、重量轻、控制方式灵活的特点, 经过实际测试与应用, 证明转速控制的稳定性与准确度较高, 目前已在863项目“机载天然气管道泄漏探测红外激光雷达”和十一五项目“航空遥感系统宽谱段成像光谱仪”中得到了应用。
参考文献
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直流模块 篇4
随着社会的发展,直流电机的应用越来越普遍,对直流电机控制方式的要求也不断提高[1]。本文利用ALTERA公司最新开发的SOPC解决方案,提出了基于Nios II软核处理器的直流电机功能模块的设计方案,给出了VHDL代码生成功能模块IP核。IP核的生成,不仅方便设计者灵活使用,节省资源,也大大缩短了设计周期[2]。设计者可以根据需要直接调用IP核来组成Nios II系统,然后将此系统下载到FPGA中实现。IP核不仅可以用在电机控制中,还可以用来控制其它一些小型家电,全彩LED等,具有广阔的应用前景。
1 直流电机总体硬件设计
如图1所示,系统整体由FPGA芯片控制,其控制核心为ALTERA公司的Nios II软核CPU,本文将着重介绍图中两个控制功能模块PWM模块和测速模块的设计与生成。这两个控制功能模块均采用VHDL硬件描述语言自行设计生成可以调用的IP核,通过Quartus II对其进行编译、仿真验证其正确性,最后将生成自定义接口功能模块添加到顶层原理图中,完成整个调速系统的设计[3,4]。
2 PWM功能模块的设计
PWM模块利用直流电机占空比来控制电机电枢电压,从而控制直流电机的转速。设计过程如图2所示。
PWM功能模块的仿真波形如图3所示。
从图3可以看出,仿真时给定一个时钟信号Clk,Sta用来控制直流电机正反转,图3中的0表示直流电机处于正转状态,1表示停止,3表示反转;Conword为占空比信号,仿真中有25%、78%、50%三种值;PWM_A表示直流电机处于正转状态时的占空比输出,这时PWM_B的输出为0;PWM_B表示直流电机处于反转时的占空比输出,此时PWM_A的输出值为0;而当电机处于停止状态时,如图中当Sta值为1时,PWM_A和PWM_B的输出值均为0。经仿真时序图验证此设计是有效的,从而将其生成PWM功能模块。
PWM功能模块如图4所示。
PWM控制功能模块的原理如下:将时钟源50MHZ的基频信号64分频,作为PWM模块的基频信号,以256个该基频脉冲信号作为PWM输出的一个周期,由Nios II处理器给出的Conword的值指定一个PWM周期内高电平持续时间,改变Conword的值即刻改变占空比输出的值。Sta用来控制电机正反转。
PWM控制功能模块管脚分配图如图5所示。
3 测速功能模块的设计
测速模块的作用主要是利用基频的周期来计算光栅信号的周期,算出直流电机的转速。其设计的流程图如图6所示。
图6测速模块设计流程图(参见右栏)
测速模块的时序仿真波形图如图7所示。
图7测速模块的仿真波形图(参见右栏)
从图7中可以看出,仿真时给定一个时钟信号Clk
用于计时,en为使能信号,即表示光栅有效,dout表示光栅有效时间,仿真中有200、400、700三种值。通过时序仿真验证了此设计的测速模块是有效的,从而将其生成测速功能模块。
测速功能模块如图8所示。
其工作原理如下:给出已知频率的基频,用光栅作为门限,测基频脉冲的个数,由基频的周期来计算光栅信号的周期,再算出转速,电机控制算法即根据测速模块测出的速度进行算法调整,达到闭环控制的效果。
测速模块的管脚分配图如图9所示。
4 结束语
根据直流电机的功能需求,利用VHDL语言设计了PWM功能模块和测速模块,并进行了仿真,验证了设计的正确性,完成了系统设计。本文的创新之处在于利用软硬件直接设计控制功能模块,这种设计具有开发周期短、通用能力好、易于开发扩展等优点,值得推广。
摘要：介绍了一种基于VHDL的直流电机控制功能模块的设计方案。用硬件描述语言VHDL写代码生成功能模块IP核,并通过SOPC Builder将此IP核加入到NiosII软核中生成直流电机系统模块原理图。最后给出功能模块仿真时序图,结果表明与现有的其它方法相比,该方法具有灵活方便、稳定、易维护、高效率等优点。
关键词：VHDL,直流电机,FPGA,控制功能模块,NiosⅡ
参考文献
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直流模块 篇5
高压直流供电标准呼之欲出
近两年来, 运营商的数据中心建设进入高潮期, 针对电信级数据中心的特点, 业界提出了高压直流供电的技术, 可以大大降低电源的能耗, 而且比传统的UPS更安全和可靠。据中达电通网络动力事业部总经理李思贤介绍:“中达电通早在3年前就提出了高压直流供电的设想, 并在中国电信进行了240V高压直流供电的试点。”
目前, 随着运营商在数据中心方面投入的不断增加, 运营商越来越关注高压直流供电, 中达电通也一直延续在技术标准化方面的工作。据李思贤透露:“近几年中达电通一直配合运营商及相关标准化协会进行高压直流供电的标准制定, 今年第一季度关于240V高压直流供电的标准就将出台。”
同时, 不同的运营商对高压直流供电的使用状况也不一样, 如中国电信很早就开始了数据中心的建设, 因此现网改造的机房远远大于新建机房, 使用240V高压直流供电更加方便, 可以在短时间内完成改造。而中国移动则主推336V高压直流供电, 并于2010年在南方基地进行了试点, 中达电通也提供了336V的高压直流系统进行了现场测试并运行至今, 目前正在讨论相应的技术规格, 相应的标准有望在今年第二三季度推出。
迄今为止, 中达直流供电已在盐城电信、徐州电信、苏州移动、成都电信、重庆电信、上海电信等试点得以成功改造, 且已取得高效节能的效果。李思贤认为, 从中国市场来看, 未来很可能在高压直流供电方面有两个等级的标准, 分别是240V和336V, 并且会从通信行业的应用延展到其他行业, 而利用高压直流供电, 可以节省大约20～30%的用电量。
模块化UPS继续高速增长
2010年, 国内运营商在集采中对电源节能减排要求也再度提高, 同时还增加了模块化的要求。在这样的状况下, 模块化UPS的市场空间得到继续提升。李思贤也表示, 虽然高压直流供电效率高, 但是主要针对大中型数据中心, 对于小型数据中心来讲, 客户一般还会选择利用模块化UPS来逐渐扩大机房的电源容量。
而在模块化UPS方面, 中达电通推出了效率高达94%的产品, 而目前市场主流的为92%, 同时, 该UPS最大的特点是在低负载的情况下仍可达到90%以上的效率, 可实现逐步经济扩容, 保证了客户的投资。
直流模块 篇6
关键词：轻型直流输电,模块化多电平变流器,脉宽调制,直流电压平衡控制,非线性控制器
0 引言
近年来,由于节约型、低能耗的可持续发展方式需要,风力发电、太阳能发电等可再生能源发电已成为未来电力系统的发展方向。这些清洁能源的分布具有分散,远离主电网的特点。基于电压源变流器(VSC)的轻型直流输电系统(VSC-HVDC)由于其经济、灵活、高质量、高可控性的输电方式,可以将这些小型的分散电源通过经济、环保的方式接入交流电网[2,3],是国内外研究的热点。
VSC-HVDC输电系统的核心部件是基于VSC的换流站。电力传输的应用对于变流器的容量和电压等级均提出了极高要求。由于目前电力电子开关器件的电压和容量等级有限,如何实现大容量的变流器就成为VSC-HVDC输电系统的核心技术之一。一种方案就是采用低电平数目的VSC(2电平或3电平),每相采用数百只开关器件的直接串联。ABB公司目前投运的轻型直流输电工程均是采用这种结构[4]。低电平VSC具有开关频率高、输出电压谐波大、电压等级低、需要无源滤波器和变压器等缺点,而且存在串联器件的动态均压问题[5]。多电平变流器提供了另外一种实现方案。它通过电压叠加可以输出高电压,输出电压谐波含量少,无需滤波器和变压器。模块化多电平变流器(MMC)由德国学者于2001年提出。它的模块化结构使其可扩展性强,容易实现冗余控制,而且MMC可以提供一个公共直流侧,更易实现背靠背的连接,因此十分适用于VSC-HVDC输电系统中。
由于MMC技术出现较晚,国内外的实际研究较少[6,7,8,9]。在工程应用方面,西门子公司使用MMC的TransBay工程计划2010年3月才能投运,相关技术也在研究之中。
本文对MMC在VSC-HVDC输电系统中的应用进行了研究。
1 MMC系统数学模型的建立
MMC模块的结构如图1所示。Sp和Sn代表绝缘栅双极晶体管(IGBT)、集成门极换流晶闸管(IGCT)等大功率可控电力电子开关;Cd代表模块直流侧电容,其电压为vdc。由MMC模块结构可以看出,通过控制开关Sp和Sn,可以使直流侧电容Cd从桥臂投入或者切除,相应的输出电压vout等于vdc或者为0。为防止电容Cd短路,Sp和Sn开关状态为互余,并在开关过程加入死区控制。由此得到MMC的模块级控制:
由MMC模块组成的三相变流器结构如图2所示。Vdm为直流侧等效负载中点。MMC每相共2n个模块,上下桥臂各由n个模块和限流电抗Ls构成。以A相为例对MMC进行建模。
A相上下桥臂电压分别为vap和van。通过后续的电容电压平衡控制策略,这里认为各模块的电容电压平衡,大小为v0。令Sap,San代表任意时刻A相上桥臂和下桥臂投入的模块数,即
若某时刻各相投入的MMC总模块数不相等,将会出现相间环流和有功功率流动,进而引起各相模块电容电压的较大波动。为避免这种情况,各相投入的总模块数应相同且保持不变:
由式(4)可知,当下桥臂投入一个模块时,为了保证总投入模块数不变,上桥臂必须同时切除一个模块。由此可以得出,对于每相有2n个模块的MMC而言,其输出电平数为n+1。
MMC应用在输电系统中时,变流器的交流侧不经过变压器而直接连入三相交流系统,因此不存在共模电压,三相输出电压和为0。可得直流电缆负极电压Vdp表达式:
进而得出上桥臂开关状态与MMC三相交流输出电压va,vb,vc的关系:
在实际控制中,三相输出电压的参考值由外环控制得到,并由此反解出开关状态。而式(6)中矩阵的秩为2,因此还需要另外一个限定条件。
由于三相MMC是应用在轻型直流输电系统中的,直流电缆正负极的对地电压Vdp和Vdn应满足关系:
结合式(5)~式(7),并将输出电压归一化,最终得到开关状态控制方程:
由式(4)和式(8),便可以根据三相输出参考电压求解得到MMC各桥臂的开关状态。
2 MMC的快速PWM方法
MMC应用到输电系统中不需要体积庞大的变压器。由于开关器件耐压限制,MMC每相常由几十个甚至上百个模块级联而成,因此MMC交流侧输出的脉宽调制(PWM)电压阶梯数较高。此时通过不同的PWM方式如正弦PWM(SPWM)、空间矢量PWM(SVPWM)、特定消谐PWM(SHE-PWM)等得到的多电平输出电压,其谐波性能之间的差距已经退居为次要因素。电平数很高时,PWM算法的简单性、快速性、能否占用较小的硬件资源跃居为主要因素。为满足以上目标,本文提出一种针对MMC的快速PWM算法,并以A相上桥臂为例进行说明。
仿真中计算各电气参数时,均使用定周期或变周期采样得到的离散值。式(8)得到的实际为MMC桥臂开关状态在一个PWM周期Tp内的平均值。在第i个PWM周期起点,通过三相输出电压参考值得到A相上桥臂开关状态平均值,根据伏秒等效原则,得到如下关系:
式中:Sap_l为比低的电平数;Sap_h为高于的电平数;Dap为占空比。
为了降低开关频率和谐波含量,通常选择Sap_l为的整数部分,即Sap_l=i nt(),Sap h=int()+1。因此可以得出Dap的计算公式:
由此可得A相上桥臂的开关函数:
如图3所示,这种调制方式等效于以定周期Tp对Dap(t)进行采样得到参考值Dap,以锯齿波为载波,通过比较参考值与载波大小得到开关状态Sap。
3 模块电压平衡控制策略
MMC中的桥臂电流会引起模块中电容的充放电过程。各模块的开关频率存在差异,因此会出现模块电容电压不平衡的情况。为了降低模块电容电压的不平衡度,本文提出一种针对MMC直流侧电容电压的平衡控制策略。
前文提出的PWM可以计算任意时刻一个桥臂投入的总模块数。但是桥臂中各个模块的投切状态是不确定的。就是说,MMC每个桥臂的任意一种开关状态可以存在多种模块开关方式的组合。利用这种冗余开关模式,提出模块电容电压平衡策略。
模块电容电压平衡策略以各桥臂为单位,平衡其内部各模块的电容电压。根据各桥臂中每个模块电容电压大小的排序以及桥臂电流的方向来判断各个模块的投切状态。平衡策略的控制周期应该为PWM控制周期Tp的整数倍,即Ts=NsortTp。为了降低开关频率,只有在PWM控制周期开始时才启动平衡控制策略。不失一般性,以A相上桥臂为例说明电容电压平衡步骤。
设A相上下桥臂各有n个模块,计算出第i个PWM控制周期内A相上桥臂的开关函数为Sap,也就是在这个PWM周期内的任意时刻需要投入,即开通Sap个模块。此时如果A相上桥臂电流iap>0,那么上桥臂中的模块按照模块电容电压由小到大的顺序排列,给前Sap个模块开通信号,这样电容电压最小的Sap个模块便得以充电。如果电流iap<0,那么上桥臂中的模块按照模块电容电压由大到小的顺序排列,给前Sap个模块开通信号,这样电容电压最大的Sap个模块便得以放电。通过这种控制策略,便可以保证对桥臂内模块电容电压连续的平衡控制。
这种排序方式可以保证MMC任意一个桥臂内部的模块电容电压平衡,那么对于任意一相MMC,其上下桥臂之间的模块电容电压是否能够保证平衡仍需证实。假定上下桥臂各模块的电容初始电压相等,由于影响模块电容电压波动的是桥臂的有功功率,那么只要能够证明一相MMC的上下桥臂周期内的能量变化相同,便可以保证上下桥臂的模块电容电压平衡。下面以A相为例进行说明。
设三相系统平衡,A相上下桥臂电流表达式为:
式中:ω0为基波角频率。
桥臂电压计算如下:
得到上下桥臂的瞬时功率为:
令系统基波周期为T,对任意起始时刻t0有:
因此可以得出:
可见任意基波周期内每相上下桥臂的能量变化相同,因此可以保证上下桥臂的模块电容总电压平衡。前文提出的控制策略可以确保桥臂内模块电容电压的平衡,这里通过计算论证了上下桥臂间的模块电容电压平衡,因此可以得出结论:通过使用平衡控制策略,每相内的模块电容电压是平衡的。
4 降低开关频率的控制方法
4.1 抹去小脉冲
由模块电压平衡控制策略可知,不管桥臂电流方向和模块电容电压排序方式如何,在一个平衡控制周期内,A相上桥臂经排序后的前Sap_l个模块是一直投入的,PWM脉冲所施加的对象是第Sap_h个模块。当计算出某个PWM控制周期内的Dap近似为0或者1时,为了降低开关频率,可以放弃开关状态转换。具体来说,设定一个较小的边界值ε,其具体数值由实际情况决定。当Dap≤ε时,那么在整个PWM控制周期内一直给第Sap_h个模块开通信号;当1-Dap≤ε时,在整个控制周期内一直给第Sap_h个模块关断信号。这样就避免了在这个控制周期内第Sap_h个模块的状态切换,降低了开关频率。
这种控制方式适用于对电压精度要求不高的情况。若想弥补因为抹去小脉冲造成的电压精度损失,可以保存当前控制周期内由于抹去脉冲产生的电压误差,在下一个控制周期内的电压参考值中加上这个电压误差加以修正。
4.2 反转模块开关状态
由于在一个平衡控制周期Ts内,PWM脉冲的施加对象均为第Sap_h个模块,由图3可知,此模块在连续2个PWM控制周期的开关模式是相同的,因此可以保留当前PWM控制周期的开关模式,反转下一个PWM控制周期的开关模式,这样在连续2个PWM控制周期中就可以省略一个开关过程。反转模块开关状态后第Sap_h个模块的开关状态如图4所示(假定Ts=4 Tp),这样在一个平衡控制周期Ts内,第Sap_h个模块的开关频率可以降低一半。
5 VSC-HVDC系统的非线性控制器设计
VSC-HVDC输电系统的结构如图5所示。
轻型直流输电系统在实际运行时,通常一侧换流站采用定有功功率和定无功功率控制,另一侧换流站采用定直流侧电压和定无功功率控制。这里令换流站1采用定有功功率和定无功功率控制,换流站2采用定直流侧电压和定无功功率控制。输电系统两侧换流站的MMC结构相同,建模过程类似,以换流站1为例说明系统建模过程。
Vd1为换流站1的直流输出电压,则交流输出电压的峰值最大值为1/(2Vd1)。令M1为调制比,δ1为调制角,得到d-q坐标系下MMC交流侧输出电压为:
当d轴与A相电源E1a方向重合时,换流站1在d-q坐标系下的电磁暂态模型为:
由式(20)可知i1d与i1q耦合。为将i1d与i1q解耦,以实现有功功率和无功功率的快速独立控制,采用反馈线性化原理,得到系统的非线性控制器[10]:
结合式(19),通过d-q反变换即可得到MMC三相输出相电压的参考值。对于三相对称系统,当d轴与E1a方向重合时,
根据这个关系,设计独立解耦并引入前馈控制的有功功率和无功功率控制器如图6和图7所示。
忽略线路损耗,由于换流站1提供的有功功率不变,如果希望改变Vd2,必然需要改变换流站2输入的有功功率Ps2,相应地有功电流i2d必然随之变化。因此,可以通过控制有功电流i2d来控制直流侧输出电压Vd2,得到如图8所示的控制器。
直流电压控制器同样加入了前馈控制。P*s2为换流站2传送的有功功率估计值。若忽略传输线路的有功损耗,可以认为P*s2≈Ps1,以此得到换流站2的有功电流稳态估算值i*2d。
6 系统仿真结果及分析
本文提出的系统模型和控制策略通过仿真软件PSCAD/EMTDC进行验证。2个换流站的MMC结构相同,每相上下桥臂各有10个模块,不设置冗余模块,故输出电压为11电平。模块电容为47 00μF,限流电抗Ls=3 m H,电容电压初始值设定为1k V。
换流站1采用定有功功率和定无功功率控制,Ps1_ref=-1.5 7M W,功率因数cosφ1=0.9。交流侧电源三相对称,A相相电压为4∠0°k V,L1=10m H,交流线路XL/XR=1 0。换流站2采用定直流电压和定无功功率控制。直流输出电压参考值为10k V,无功功率设定值为0。交流侧电源三相对称,A相相电压为4∠5°k V,L2=1 0m H,交流线路XL/XR=1 0。直流电缆参数:RL=0.3Ω,LL=0.5 m H。PWM频率为2k Hz,模块电压平衡控制频率为500H z。
模块电容预充电至额定值,系统零状态启动。系统运行至稳态后,t1=0.3 s时,换流站1的无功功率参考值跃变到0;t2=0.5 s时,换流站2的无功功率参考值由0跃变到1M var;t3=0.7 s时,换流站1的有功功率参考值由-1.5 7M W跃变到-1.3 5M W。
换流站1、换流站2的仿真波形见附录A。
通过系统仿真结果,本文设计的功率和直流电压外环控制器以及内环非线性电流控制器组成的双闭环控制系统体现出了良好的控制性能。整个仿真过程中,2个换流站的直流电压一直被控制为设定值10k V左右。在功率参考值发生阶跃变化时,各换流站的有功功率和无功功率均可以追踪参考值快速变化,最终稳定在参考值附近,响应时间为20m s~3 0m s。换流站1的有功需求减小后,导致换流站2的有功输出减小,忽略线路损耗后,2个换流站的有功功率变化幅度大致相同,这与预想结果一致。稳态时,经所提出的PWM方法调制后的三相输出交流电压波形具有畸变率低的特点,如果提高PWM控制频率,如从2k Hz提高到4k Hz,则输出交流电压波形的畸变率会进一步降低。暂态过程中三相输出电压和电流均未超出额定值。增加模块的电容量以及限流电抗的容量会进一步抑制装置过压和过流的出现。通过所提出的模块电容电压平衡控制,模块电容电压在参考值1k V左右波动,波动范围在±1 0%内,主要由桥臂的有功功率波动引起。每相MMC上下桥臂的模块电容电压总和在任意时刻并不相同,但是在一个基波周期内的平均值一致。由仿真结果可见,模块电容电压得到连续平衡控制。
7 结语
大容量VSC是轻型直流输电系统的核心部件。本文针对MMC在轻型直流输电系统中的应用进行了研究。首先建立了MMC系统的数学模型。针对MMC输出电平数较高的特点,提出了适用于MMC系统的PWM方法,这种方法具有简单、快速、占用较少硬件资源的特点。对于MMC的装置级控制,提出了模块直流侧电容电压的平衡控制策略,以及降低开关频率的方法。对于系统级控制,提出了基于MMC的VSC-HVDC输电系统非线性控制器,实现了系统有功功率和无功功率的独立解耦控制以及直流侧电压控制。通过PSCAD/EMTDC仿真,所提出的模型和控制方法得到了验证。
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直流模块 篇7
关键词：直流系统,分电屏,模块化
目前变电站直流系统的分电屏均采用以下结构 (如图1所示、如图2所示) 。
屏内布局紧凑, 元件摆放紧密, 间隙很小, 空间狭窄, 回路很多 (最多可有60条馈出回路) 。其接线方式是每路馈线由母线经微型直流断路器, 穿过直流绝缘监察装置互感器到端子排, 然后经电缆输出。但在现场实际应用中存在较多问题, 如当有直流断路器或直流绝缘监察装置互感器损坏需要更换时, 就面临很大的困难, 主要原因是: (1) 带电作业:直流电源主要为变电站的继电保护、自动化装置供电, 任何时候不能中断供电, 更换时势必要求带电作业, 严重威胁工作人员人身安全; (2) 环境狭窄:屏内空间小, 易误碰相邻的运行断路器, 影响安全供电;断路器的辅助接点小, 接线多, 易造成短路。 (3) 耗时长:笔者统计了本单位自2010年以来更换断路器共有3次, 平均耗时2小时以上, 其中一次误碰了相邻的运行断路器, 造成一条110k V线路保护装置失去工作电源, 幸好及时恢复未造成大碍;更换绝缘监察装置互感器8次, 平均耗时4小时以上。我公司在运部分变电站微机型绝缘监察装置的互感器质量差, 经常误发接地信号, 而其中一些互感器因输出回路不能停电无法更换, 这样就导致直流系统发生接地无法准确定位, 给接地消缺工作造成很大的困难。
以上问题根本原因是由于直流分电屏的固有结构造成的, 不能满足变电站直流系统检修和安全运行的需要。笔者一直想对直流分电屏进行改造, 以满足安全运行和方便检修的需要。后来从高频直流电源热插拔充电模块中获得启发, 对目前分电屏的结构进行了改进, 研制出一种带检修旁路且将馈出回路模块化的直流系统分电屏, 达到不中断供电, 安全、快速更换有故障的断路器或微机绝缘监察装置互感器的目的。
我们在保持原屏体框架结构、强度和防护等级及安全可靠运行的情况下, 经过大量的实践调查、论证, 我们提出分电屏的改进方案。改进后模块化分电屏主要有三大单元: (1) 馈出模块单元; (2) 检修旁路单元; (3) 馈出端子单元。下面进行详细介绍。
一、馈出模块单元
目前分电屏使用的微型直流断路器和绝缘监察装置互感器以分散方式安装在屏内框架上, 我们改为将二者封装到一个模块里 (图3、图4) 。模块采用与分电屏相同的钢板, 外表喷塑, 重量7kg, 有两只把手, 一个人可以搬运和安装。每个模块可安装8个馈出回路 (即有8个直流断路器和8个传感器) , 每面屏可安装6-7个模块, 完全满足要求。模块前板上的电压表监测模块输入电源。
模块的输入和输出元件, 我们选用了目前直流系统广泛采用的、充电模块电源接口专用连接器 (图5) , 可带电插拔。该系列产品采用了技术先进的冠簧 (Crown) 插孔接触件, 因而使产品具有高动态接触可靠性。一个连接器提供5对输入 (出) 插孔和7个信号插孔, 每对输 (入) 出插孔可通过最大电流为20 A, 而目前变电站直流每条馈出回路电流都小于1A, 完全满足要求。每个馈出模块需要一路输入、8路输出和6个信号插孔, 因此一个馈出模块安装2个连接器即可。
二、检修旁路单元
变电站直流电源所带负载多为继电保护、安全自动装置等, 一路馈出有时带几个甚至十几个负载, 所以直流电源送电后几乎没有停电的机会。为此, 独创了检修旁路单元设计, 当馈出模块单元内的直流断路器或绝缘监察装置互感器故障需要更换时, 由检修旁路为模块内所有的馈出回路供电, 每个馈出模块单元设一个检修旁路单元。检修旁路单元由一只直流断路器和16只phoenix可连试验端子, 安装在馈出模块单元的后面, 一一对应, 避免误操作。检修旁路单元的直流断路器选择了额定电流为C25A的, 比馈出直流断路器的额定电流大两个级差, 保证安全输出。由于每个馈出模块设一个检修旁路, 所以馈出模块检修时模块内的8条馈出回路都集中由一个检修旁路直流断路器带路, 正常运行时8条馈出回路必须完全断开, 之间没有任何连接。我们采用在继电保护回路中看到phoenix可连试验端子, 其可打开和闭合的特点正好满足要求 (如图6所示) 。
图7是检修旁路的实物照片, 每个旁路断路器两侧各8只phoenix可连试验端子 (现连片为打开状态) , 分别接正电源和负电源。
三、馈出端子单元
由于模块化分电屏的馈出端子既要与馈出模块单元连接, 又要与检修旁路单元连接, 所以选择了phoenix双层端子 (如图8所示) , 输入1、2和输出1、2互通, 这种端子排接线满足要求。
组装后的模块化分电屏的前、后实物图如图9所示。整体与现在使用的分电屏相差不大, 只是在屏后由于增加了检修旁路单元而显得接线多了一些。
使用模块化分电屏整个工作除切换电源外, 其余均不带电工作, 安全系数大大提高, 工作时间较以前缩短4-5倍以上, 大大提高了工作效率。
模块化分电屏彻底解决了目前更换直流分电屏内的直流断路器或绝缘监察装置互感器需要带电作业甚至无法更换的难题, 且工作效率大大提高, 从而保证了直流系统供电的可靠性, 保证了变电站的安全运行, 我们对直流系统分电屏的模块化改造获得极大的成功, 该项目获得了国家发明专利专利 (ZL2011 1 0413083.3) 。
参考文献