直流/直流升压变换器（精选7篇）
直流/直流升压变换器 篇1
随着我国经济持续快速的增长和电力电子技术的飞速发展，大容量的电力电子器件应用已经越来越多，IGBT虽然具有控制简单、开关速度快等优点，但是耐压和通流能力还有待提高，价格也比较昂贵，因此多用于中小功率电力电子设备。GTO虽然电压电流容量大，也可以通过在门极施加负的脉冲电流使其关断，但所需的驱动功率大，驱动电路复杂。
晶闸管耐压和通流能力大，可靠性高，价格便宜，是大功率电路中较理想的开关器件，但由于它自身结构的原因，必须要辅助电路才能将其关断。本文设计了一种由晶闸管作为主开关的大功率直流升压斩波电路，由于直流电压直接加在主开关管两端，所以给其施加反向电压是非常困难的，为此本文设计了适用于Boost电路拓扑的强迫关断电路来完成晶闸管的关断。理论分析和实验结果都表明此电路可以稳定可靠的工作，具有较好的实际应用价值。
1 系统电路的具体设计
1.1 系统主电路
如图1所示，Boost部分由主开关VT1，二极管D1，电感L1，电容C1组成。辅助开关VT2，二极管D2，电感L2和电容C2构成了强迫关断电路。L2和C2为强迫关断的谐振电感和谐振电容，用来为主晶闸管VT1提供反向电流使其关断;D2为辅助二极管，用来为电容提供充电通路;VT2为辅助晶闸管，为L2和C2的谐振电流提供通路。为后文的分析简便，称VT1的驱动信号为开通脉冲，VT2的驱动信号为关断脉冲。
1.2 电路的具体工作过程
VT1, VT2的驱动脉冲如图2所示：
1)主晶闸管的开通过程。t0时刻，晶闸管VT1、VT2均处于关断状态，直流电源在很短的时间内经过L1, D2, L2给电容C2充电，充电电流为ic(定义充电电流的方向为正方向)，电容电压极性上正下负，根据KVL定律和电路的初值条件可解得充电过程中电容电压和电容电流的关系式为：
式1)中ω=1/姨L2C2为L2、C2振荡回路的角频率，Icm=Ucm/ωL2为振荡电流的振幅值，在设计参数时，Icm至少要大于VT1电流才能使其关断，Ucm为电容充满电时的电容电压。如图所示：
由图可清楚的看到，在充电1/4个振荡周期后，充电电流从0上升到Icm，充电电压从0上升到Udc，之后充电电流从Icm逐渐减小，电容电压继续上升，只到1/2个振荡周期后，充电电流降为0，电容电压达到了最大值Ucm，由图可知Ucm=2udc，充电过程结束。t1时刻，触发VT1开通，直流电源经VT1给L1充电储能。
2)主晶闸管的关断过程。t2时刻，触发VT2开通，电容经L2、VT2、VT1形成放电回路，根据KVL定律和电路的初值条件可解得放电过程中电容电压和电容电流的关系式为：
由图可清楚的看到，在放电到1/4谐振周期时，电容电压从2Udc降为零，谐振电流达到负的最大值，放电到1/2谐振周期时，谐振电流变为0，电容电压达到负的最大值，之后谐振电流开始变正，流向VT1的阴极，使得流过主晶闸管的正向电流逐渐减小直至0，并流过反向恢复电流，此时主晶闸管VT1承受了一个负的反向关断电压，随后主晶闸管关断，此时直流电源又通过L1, D2, L2给C1充电，重复主晶闸管VT1的开通过程。辅助晶闸管VT2因承受D2导通时反压而关断。
系统运行时，VT1的占空比由关断脉冲何时发出决定，所以可以通过改变t1, t2之间的时间差来改变VT1的占空比。
1.3 Boost强迫关断电路的参数设计
输入侧电感L1的选择不仅要满足电感量大小、不饱和这些因素，还要满足保证不和强迫关断部分的电路产生振荡。根据多次试验，这个输入侧电感选择要大于等于1mH。斩波器的输出大电容起储能和平波作用，负载越重其容量越大。强迫关断部分的谐振电容起储能作用，其容量越大、端电压越高，所储存电荷就越多(Q=1/2UC2)，发生谐振时所产生的电流尖峰就会越大，电流尖峰的大小和谐振电感没有关系。考虑实际流过主晶闸管的爬升电流大小，以及主晶闸管和辅助晶闸管容量来确定电容容量和耐压值。
确定了谐振电容大小以后，就要根据主管的关断时间(由实际管子的型号决定)来确定谐振频率，以Y50KAD/800A/1400V型晶闸管为例，其关断时间典型值为10us～14us，所以1/2谐振周期要大于等于这个关断时间，由TCL=2π姨LC，则TLC/2>=(10us～14us)，从而确定电感大小，实际电路中要考虑留有一定的余量。
2 实验结果
搭建了如图5所示的实验平台，基本参数为：直流电源E=150V, L1=1mH, VT1、VT2为Y50KAD/800A/1400V, D1、D2为Y38ZKC/800A/1600V, L2=10uH, C2=10uF, C1=2200uF，负载电阻2Ω，开关周期T=1.5ms。实验波形如图5所示：
如图5 (a)所示，VT1驱动脉冲发出时，VT1开通，其端电压为其导通压降，近似1.5V，流过VT1电流IVT1逐渐上升，当IVT1上升到380A时，发出关断脉冲，VT2开始导通，可见VT1电流迅速上升，这是由于L2、C2的谐振放电电流所致。如图5 (b)所示，当到谐振的1/4周期时，VT1、VT2电流均达到最大值，这是电容C2端电压开始反向为上负下正，VT1承受反压，IVT1开始减小，到谐振的1/2周期时，电流降到最小，近似为0，这时VT1进入反向恢复阶段。在VT1关断时可见有较大的电压尖峰，在实际的电路应用中，加入吸收缓冲是必要的。VT1关断以后，直流电源开始向电容C2充电，D2的导通压降加在VT2两端使其承受一个反向电压，由于这个反向电压很小，所以使得VT2关断时间较长，由图5 (b)可见在VT1开始反向恢复时，IVT2下降的斜率明显减小。
3 结论
本为提出了一种基于晶闸管的升压斩波电路，并设计了晶闸管的强迫关断电路，分析了其工作原理，制做了实验样机并做了全面的实验，实验结果表明此系统可以稳定可靠的工作，在大功率场合中可有效的提高系统可靠性，并大大降低系统成本。可以应用到大功率直流升压电源、大功率电动机串级调速系统等场合，具有较好的实际应用价值。
参考文献
[1]张昕, 戴奉初等.新型晶闸管模块叉车斩波器[J].机车电传动, 1996.
[2]温家良, 傅鹏, 刘正之, 汤广福等.大功率直流晶闸管开关设计及其可靠性分析[J].电力系统自动化.
[3]王兆安, 刘进军.电力电子技术[M].北京:机械工业出版社, 2009.
直流/直流升压变换器 篇2
1 开关直流升压电路的基本原理
开关直流升压电路(The Boost Converter或者Stepup Converter)，是一种开关直流升压电路。输出电压高于输入电压，输出电压极性不变，基本电路图如图1所示。
开关管导通时，电源经由电感-开关管形成回路，电流在电感中转化为磁能贮存;开关管关断时，电感中的磁能转化为电能在电感端左负右正，此电压叠加在电源正端，经由二极管-负载形成回路，完成升压功能。
输出过流时，电路会采样开关管的峰值电流，减小占空比，导致输出电压下降。当输出电压降到输入电压时，过流保护不再受控，保护失效。另外输出过流点还会随着输入电压升高而变大。当输出短路时，输入电源会通过电感、升压二极管形成短路回路，导致电源故障。BOOST电路还有一个缺陷是不方便控制关闭输出，当控制芯片关闭，开关管截止时，输出仍然有电压，不像BUCK电路，很方便的将输出电压降到0 V。
2 热插拔控制器的基本原理
热插拔(Hot-Plugging或Hot Swap)即带电插拔，热插拔功能就是允许用户在不关闭系统，不切断电源的情况下取出和更换损坏的电源或板卡等部件，从而提高了系统对灾难的及时恢复能力、扩展性和灵活性。如果没有热插拔控制器，负载端的模块插拔时，会对电源产生浪涌电流的冲击，影响电压的稳定与电源的可靠性。这个问题可通过热插拔控制器来解决，热插拔控制器能合理控制浪涌电流，确保安全上电间隔。上电后，热插拔控制器还能持续监控电源电流，在正常工作过程中避免短路和过流。
3 关键电路设计与实例
3.1 电源要求
电源实例如图2所示，其中的电源输入9～18 V，额定输出28 V/1.2 A，过流保护1.5 A。
3.2 电路简介
这是一款用了TPS2491热插拔控制芯片的升压电路，带有输出过流短路保护，当遥控端CTL接地时，电源进入待机模式，输出为零。
热插拔控制器包括用作电源控制主开关的N沟道MOSFET、测量电流的检测电阻以及热插拔控制器TPS2491三个主要元件，如图2所示。热插拔控制器用于实现控制MOSFET导通电流的环路，其中包含一个电流检测比较器。电流检测比较器用于监控外部检测电阻上的电压降。当流过检测电阻上产生50 mV以上电压的电流将导致比较器指示过流，关闭MOSFET。TPS2491具有软启动功能，其中过流基准电压线性上升，而不是突然开启，这使得负载电流也以类似方式跟着变化。
TPS2491内部集成了比较器及参考电压构成的开启电路用于使能输出。比较器的开启电压为1.35 V，关闭电压1.25 V，有0.1 V的滞差保证工作的稳定。通过分压电阻精确设定了使能控制器所必须达到的电源电压。器件一旦使能，MOSFET栅极就开始充电，这种电路所使用的N沟道MOSFET的栅极电压必须高于源极。为了在整个电源电压(VCC)范围内实现这个条件，热插拔控制器集成了一个电荷泵，能够将GATE引脚的电压维持在比VCC还高10 V的水平。必要时，GATE引脚需要电荷泵上拉电流来使能MOSFET，并需要下拉电流来禁用MOSFET。较弱的下拉电流用于调节，较强的下拉电流则用于在短路情况下快速关闭MOSFET。
热插拔控制器还有一个模块为定时器，它限制过流情况下电流的调节时间。选用的MOSFET能在指定的最长时间内承受一定的功率。MOSFET制造商使用图3标出这个范围，或称作安全工作区(SOA)。
定时器还决定控制器自动重启的时间，故障导致关闭MOSFET，经过16个振荡周期后，芯片重新使能输出。
3.3 设计过程
保护电路参数设定分几步：
(1)过流采样电阻
过流动作点为1.5 A左右。
(2)MOSFET的选型：耐压要大于输入电压和瞬态过冲，并放一定余量;选择RDSON(MAX)。
TJ(MAX)一般取125℃，热阻RθJA取决于管子的封装、散热的方式。
(3)选择MOSFET的PLIM
MOSFET在启动或输出短路时会有极大的功率消耗，限制PLIM可以保护管子防止温度过高烧毁。通过3脚PROG电压的调节，设定PLIM的大小：
TJ(MAX)2一般取150℃，RDSON为MOSFET最高工作温度时的导通电阻。
式中VREF为4 V。实际选用MOSFE为AOL1242。
(4)选择CT
选择合适的电容，保证输出启动时能完成输出电容的充电且不引起故障保护的动作。
(5)选择使能启动电压
EN端启动电压为1.35 V，关闭电压为1.25 V。利用此引脚，可以做输入欠压保护;设计分压电阻为240 kΩ和13 kΩ，开启电压为26.3 V，在24.3 V时关闭。
(6)其他参数
GATE驱动电阻，为了抑制高频振荡，通常取10Ω;PG端上拉电阻，保证吸收电流小于2 mA，在本设计中不需要，悬空处理;Vcc端旁路电容，取0.1μF。
电源使能端串联一个二极管BAV70，低电平时可以关闭升压电路和电源输出。
4 测试结果和各测试点的工作波形
测试结果为过流保护动作点：1.45 A;输出长期短路无损坏，短路去除恢复输出;遥控端使能工作正常。
上电时各个测试点波形如图4所示。
图4中CH2是升压后的电压，当输入加电，升压电路立即工作，很快达到28 V。为了防止后极负载的浪涌电流对MOSFET的冲击，可以看到驱动电压(CH1)是缓慢上升的，输出电压(CH3)也是跟随缓慢上升。在启动过程中，很明显看到MOSFET的驱动电压不高，MOSFET工作于线性区，同样可以抑制输出端电流的增大，有效保护MOSFET在启动过程中不过载。
正常工作时的各点电压如图5所示。由图5可以看到，正常工作时，输出电压(CH3)等于升压后的电压(CH2),MOSFET驱动电压(CH1)比输出电压高了14 V，可以保证MOSFET良好导通，降低热耗和压差。
当负载过流或短路时的波形如图6所示。由图6可以看到，当输出过流或短路时，MOSFET驱动电压(CH1)迅速下降，导致输出电压(CH3)跟着下降，有效的保护电源的安全。经过2 s的重启周期后，驱动电压有个小小的试探电压，如果故障仍然存在，重启不成功，驱动电压又恢复到零。反之重启成功，正常输出。如图7所示。
5 结语
实践证明，基于TPS2491热插拔控制器的保护控制电路具有电路简单可靠，应用方便的特点。本电路应用于开关直流升压电路中，完美解决了原来没有输出过流短路保护以及不能遥控输出的缺陷，收到了良好效果。
参考文献
[1]MARCUS O′Sullivan.理解热插拔技术:热插拔保护电路设计过程实例[J].Analog Dialogue,2009,42(2):9-13.
[2]NEIL Gutierrez.不一样的热插拔控制器[J].今日电子,2008(5):77-79.
[3]MARK Pearson.基于IC的热插拔保护电路应用[J].电子工程专辑,2003(2):63-65.
[4]殷高方,张玉钧,王志刚,等.ADM4210热插拔控制器的原理及应用[J].电子设计工程,2009(3):1-3.
[5]Texas Instruments.TPS2490/1 positive high-voltage power-limiting hotswap controller(Rev.D)[EB/OL].[2012-07-03].http://www.ti.com.cn/cn/lit/ds/symlink/tps2491.pdf.
直流/直流升压变换器 篇3
关键词：直流变换器,通信电源,直流供电网络
0 引言
变电站中的通信设备是确保电力信息畅通,保证电网可靠供电的重要设备。近年来随着无人值守变电站的全面普及和数字化变电站的快速发展,DC-DC替代蓄电池组通信电源已在变电站中得到大量应用。由于DC-DC电源取消了蓄电池组,其输入电源直接取自变电站的直流操作电源系统,因此使通信电源的设计制造变得非常简单,不但能降低设备的投资,同时也没有了蓄电池组的维护工作量,深受广大电力用户的喜爱。
但是采用DC-DC替代蓄电池组通信电源,实际应用中也暴露出一些问题,一是DC-DC电源模块的负载冲击能力不够,在通信设备冷启动或大电流负载浪涌冲击时,造成输出电压跌落使其它通信设备重启;二是直流供电网络采用传统空气开关保护,当馈电负载侧发生短路故障时,由于故障电流较小达不到空开的瞬动保护动作值,导致空开不能快速切除故障回路,造成DC-DC过载保护限流,输出电压跌落使通信设备重启;三是DC-DC电源系统的接线设计不合理,不能满足可靠供电的要求。针对这些问题,我们进行了大量技术方案的论证和实验数据的分析,提出了相应的解决措施,供广大电力用户参考。
1 对DC-DC电源模块的基本要求
1)由于通信电源是正极接地的供电系统,而直流操作电源是不接地的系统,因此要求DC-DC电源模块的直流输入与输出完全电气隔离,直流输出负载侧的任何故障均不能影响到直流输入侧,更不能造成直流输入侧接地。
2)由于DC-DC电源输出取消了蓄电池组,因此要求DC-DC电源模块应具备一定的负载冲击能力,以满足通信设备冷启动等负载浪涌冲击的要求。
3)DC-DC电源模块采用硬件自主均流技术N+1并联冗余工作,在保证系统供电可靠性的基础上,方便实现电源系统扩容。
4)DC-DC电源模块输出的各项性能指标应满足通信电源技术标准的要求。
2 DC-DC电源模块的技术指标要求
基于对DC-DC电源模块的基本要求,参考直流操作电源和通信电源的国家和行业标准规范,确定DC-DC电源模块的技术指标应满足以下要求:
1)直流输入电压:220 V:176~286 V;
2)直流输出电压:48 V:42~54 V;
3)直流输出电流:20 A,30 A。
4)输出稳压精度:不超过±1﹪。
5)电话衡重杂音:≤2 mV。
6)宽频杂音电压:3.4~150 kHz:≤100 mV;
7)峰-峰值杂音:≤200 mV。
8)动态瞬变电压:不超过±5﹪。
9)瞬态恢复时间:≤200μs。
10)负载冲击能力:≥120 A(300μs)。
11)输入对地绝缘:≥10 MΩ
12)输入输出绝缘:≥10 MΩ
13)输入对地耐压:AC2000 V,1 min。
14)输入输出耐压:AC2000 V,1 min。
说明:通过对江苏、广东、广西等电力用户的调研,发现变电站的通信设备冷启动最大冲击电流一般不超过100 A,持续时间不超过300μs,因此确定DC-DC电源模块的负载冲击能力要达到120 A(300μs)以上。
3 对直流供电网络保护的基本要求
1)保护单元具备一定的过载能力,直流供电网络中的任一负载冲击都不能造成保护误动。
2)保护单元具有过流瞬时动作保护特性,直流供电网络中的任一负载馈电发生短路故障时,若故障电流达到设定值则立即动作保护。
3)保护单元具有过载短延时动作保护特性,直流供电网络中的任一负载馈电出现过载现象时,若过载时间达到设定值则立即动作保护。
4)保护单元具有过载低电压动作保护特性,直流供电网络中的任一负载馈电出现过载现象时,若输入电压下跌到设定值则立即动作保护。
4 直流供电网络保护的原理方案
基于对直流供电网络保护的基本要求,我们提出采用大功率MOSFET静态开关为保护器件,通过采集直流供电网络回路的电流和电压,由硬件实现短路保护和由软件实现过载保护的馈线保护单元,其原理框图如图1所示。
4.1 硬件保护原理
当电流采样电路检测的回路电流大于设定值时,硬件保护比较电路立即输出关断信号,使静态开关锁存在关断状态,实现直流网络供电回路的短路保护。短路保护动作值的设定要大于回路最大的负载冲击电流,但不能超出静态开关的过流能力。一方面考虑到避免通信设备冷启动等负载浪涌冲击造成保护误动,另一方面考虑到静态开关能够安全工作。
4.2 软件保护原理
当电流采样电路检测的回路电流大于设定值时,软件保护自动进入时间和电压监控程序,当延时到一定时间或电压下降到设定值时立即输出关断信号,使静态开关锁存在关断状态,实现直流网络供电回路的过载保护。过载保护的延时设定值考虑到躲过回路负载浪涌冲击时间,低电压设定值考虑到避免回路过载引发的DC-DC输出电压跌落事故。过载保护的逻辑原理如图2所示,其中电流作为启动条件。
5 DC-DC电源的系统网络设计方案
根据不同电压等级变电站对通信电源安全配置的要求,提供以下两种典型的系统网络供电方案供用户选择:
设计方案说明:
1)图3的DC-DC电源系统按1组模块配置,N+1并联冗余工作,适用于110 k V及以下的变电站;图4的DC-DC电源系统按2组模块配置,每组模块N+1并联冗余工作,适用于220 kV及以上的变电站。其中N为额定负载电流要求的并联模块数量。
2)为保证输入供电的连续可靠,DC-DC电源模块的直流输入设计为两路,分别取自直流控制电源的一段母线(一组电池系统)或两段母线(两组电池系统)。
3)为提高DC-DC电源模块的负载冲击能力,在其输出直流母线并联一定数量储能电容C1~Cn,可有效地防止在通信设备冷启动或大电流负载浪涌冲击时输出电压跌落。
4)Q1~Qn为输出馈电开关,可选择C型脱扣曲线的直流断路器,额定电流按通信设备的125%额定值选择,且最大值不超过N个DC-DC电源模块的额定电流之和。
5)F1~Fn为馈线保护模块,其额定电流的选择与输出馈电开关Q1~Qn保持一致。由于馈线保护模块为快速开关特性,因此将馈线保护模块设计安装在通信设备机柜内。
6 DC-DC电源的试验数据
6.1 试验电路和设备
试验电路如图5所示。
试验仪器设备如下:
1)DC-DC电源模块:48 V/30 A,2台。
2)电解电容:40 000μF。
3)电流传感器:200 A。
4)数字示波器:带宽20 MHz,水平扫描速度:0.5 s/DIV
5)馈线保护模块:FKB-21,其短路保护的动作值设定为120 A;过载保护的电流条件设定为1.25In(In取40 A),电压条件设定为40 V,时间条件设定为10 ms。
6)负荷开关K1:200 A。
7)负荷开关K2:100 A。
8)短路电缆:6 mm2导线,长50 m。
9)负载电阻:6~60 A可调。
6.2 短路保护试验
在DC-DC电源模块正常48 V输出情况下,合上开关K1模拟负载短路,馈线保护模块的短路保护动作实测波形如图6,短路电流实测值为130 A。
测量的回路短路电流大于馈线保护模块的短路保护动作设定值,因此短路保护立即动作。
6.3 过载保护试验
1)在DC-DC电源模块正常48 V输出情况下,合上开关K2模拟负载过载,馈线保护模块的过载保护实测波形如图7,负荷电流实测值为46 A,动作时间实测值为10 ms。
由于加负载后DC-DC模块的输出电压维持在46 V以上,因此满足馈线保护模块的延时动作条件:设定为10 ms。
2)在DC-DC电源模块低于40 V输出情况下,合上开关K2模拟负载过载,馈线保护模块的过载保护实测波形如图8,负荷电流实测值为46 A,动作时间实测值为1 ms。
由于加负载后DC-DC模块的输出电压降低到38 V以下,因此满足馈线保护模块的电压动作条件:设定为40 V。
7 结语
本文的研究包括:
1)DC-DC电源的模块技术要求。
2)DC-DC电源的直流供电网络保护要求。
3)DC-DC电源的系统网络设计方案。
上述设计方案的产品已经在部分变电站中得到实际应用,解决了DC-DC变换器供电的可靠性和安全性,大大减少了通信电源的维护工作量,提高了变电站的运行水平。
参考文献
[1]GB/T19826-2005,电力工程直流电源设备通用技术条件及安全要求[S].GB/T19826-2005,General Specification and Safety Requirements for DC Power Supply Equipment of Power Projects[S].
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直流/直流升压变换器 篇4
开关电源就是电源电路中的功率变换器件工作在开关状态,它是在线性稳压电源的基础上产生的,然而它克服了线性稳压电源的缺点:调整管(功率元器件)工作在线性放大状态,损耗较大,使整个电源的效率降低;需要一个工频变压器,使得整个电源体积大,重量重。相对于线性稳压电源,开关电源中起调节输出电压作用的功率元器件都工作在开关状态,损耗较小,整个电源的效率较高,对于隔离型开关电源,起隔离和电压变换作用的变压器是高频变压器,体积可以缩小,重量可以减轻。但是,开关电源也存在以下问题:(1) 由于没有工频变压器,不可控电力二极管整流桥的体积大,二极管的电压应力较高,滤波电容体积大;(2) 对于输出电压较低的情况,通过改变占空比来调压,使得开关功率元器件为了降压而导通时间短,因而承受正向阻断电压应力时间长,电压应力较大,减少了开关功率元器件的使用寿命;(3) 在一些较大容量的开关电源中,因开关功率元器件承受的电压应力较大,采用三电平或多电平控制,将投入更多的元器件分担电压应力,这必然会给控制带来麻烦,使得开关电源的控制更加复杂。为解决上述问题,本文提出一种新型BUCK直流变换器的设计方法,该方法适用于输出电压不高的开关电源。
1 变换器电路原理分析
该BUCK直流变换器的电路原理如图1所示,该电路分为整流电路和斩波电路2个部分。
1.1 整流电路
图1中,该电路由变压器T,不可控整流桥VD1、VD2、VD3、VD4和滤波电容C1、C2、C3组成。其中变压器次级有3个抽头,u1、u2相等。这部分电路的功能除整流外,还能提供2种直流电压,它们有以下近似关系:UAB=2UAO=2UOB。由于有变压器T存在,不可控整流桥VD1、VD2、VD3、VD4的体积大大减小,滤波电容体积可以减少。
1.2 斩波电路
图1中,该电路由VT、VD(快速二极管)、滤波电感L0、滤波电容C0、负载R0组成。斩波电路的功能是完成降压BUCK直流变换,其工作电路如图2所示。
设L0、C0、VT、VD为理想元件,在稳态状况下,F、B两点的电压波形如图3所示,图3中,ugs为触发脉冲。从F、B两点电压波形可以看出:电压仅有E、0.5E两个电平,当VT导通时为E,当VT关断时、VD导通时为0.5E,其输出电压U0为
undefined
式中:d为占空比,d=Ton/Ts,Ts为VT的开关周期。
该BUCK电路有以下优点:
(1) 相对于传统的二电平BUCK变换器,VT和VD两个功率器件的电压应力减少一半,F、B两点的电压仅有E、0.5E两个电平,不会出现零电平,这样可以减少滤波电感、滤波电容的体积,具有三电平BUCK变换器的优点。
(2) 相对于三电平BUCK变换器,减少了一个可控元件VT、一个不控元件VD,且易于控制,不需要解决电路均压问题,同时不会出现电流断续,可降低滤波电感、滤波电容的值。
(3) 输入电源电流、输出负载电流均是连续的,这有利于对输入、输出进行滤波。
(4) 输入、输出是共地的。
(5) 由于变压器T的存在,输出不需高频隔离变压器。
2 建模分析
DC-DC变换器的建模方法较多,这里采用状态空间平均法。因为这种方法是平均法的一阶近似,其物理概念清楚,可利用线性电路和古典控制理论对DC-DC变换器进行稳态和小信号分析。在建模之前作3点假设:(1) 交流小信号的频率fg应远远小于开关频率fs(低频假设);(2) 变换器的转折频率f0远远小于开关频率fs(小纹波假设);(3) 电路中各变量交流分量的幅值远远小于相应的直流分量(小信号假设)。在实际的DC-DC变换器中,开关频率较高,很易满足以上3点假设条件。忽略开关频率及其边频带、开关频率谐波与其边带,引入开关周期平均算子:
undefined
x(t)是变换器中的某电量,这里指iL0、u0、e,用该方法建立其数学模型,在1个开关周期中,电路仅有2种开关模态。
当0≤t≤dTs时,VT闭合,电源E给L0充电,有如下的状态方程:
undefined
一般地,状态变量和输入e在该阶段变化很小,因此状态变量的变化率在该阶段可以近似为常数。该模态在整个工作周期内运行时间为dTs,有:
undefined
求解上述微分方程,可以得到该阶段末状态变量:
undefined
当dTs≤t≤Ts时,VT断开,VD导通,L0放电:
undefined
同理有:
undefined
求解上述微分方程,可以得到本阶段末状态变量:
undefined
undefined (12)
由欧拉公式:
undefined
可以得到:
undefined
同理:
undefined
汇总可得到以下状态方程:
undefined
对电路状态方程引入小信号扰动,即:
undefined
式中:IL0、U0、D、E为稳态分量;undefinedL0、undefined0、undefined、undefined为小信号扰动量。将上述变量代入式(15),消去稳态分量和二次项分量得到:
undefined
进而可求得从输入到输出的传递函数为
undefined
从控制到输出的传递函数为
undefined
3 实验结果
如图1所示,选取220/72有中间抽头的100 W变压器;整流桥为RS507LA95;C1、C2选取470 μF、100 V,C3选取1 000 μF、200 V,L0选取100 μH,C0选取100 μF、100 V,R0选取30 Ω;二极管选用MUR1560;VT为IRFP460LC,由PWM控制芯片SG3525控制其导通,并由M57962L驱动。根据直流变换器的传递函数,按照自动控制原理的相关知识,设计出相应的调节器,组成一个闭环控制系统。开关频率fs=45 kHz。PWM调制器锯齿波幅度Um=1.93 V,参考电压Uref=2.0 V。补偿网络电路利用SG3525内部的误差放大器加电阻、电容组成。为保证闭环系统有一定的相位裕量和增益裕量,采用有源的超前滞后补偿网络校正系统。其输出阶跃响应曲线如图4所示,F、B两点电压曲线如图5所示。
当交流电源电压扰动在160～260 V变化时,输出电压保持36 V不变;负载由5 Ω～2 kΩ变化时,输出电压保持36 V不变。
从实验结果来看,根据数学模型设计出的控制器、组建的闭环控制系统具有良好的动态性能和抗输入电压、负载扰动的性能,进而说明了数学模型的合理性。
4 结语
理论分析和实验结果表明,这种新型的BUCK直流变换器综合了开关电源和线性稳压电源的优点。该电路仅用了2个开关管实现了三电平,对开关电源的设计具有一定的参考意义。
摘要：文章提出了一种BUCK直流变换器的设计方法,利用状态空间平均法并结合欧拉公式建立了BUCK变换器的数学模型,设计了调节器,组建了闭环控制系统。实验结果验证了该设计方法的合理性。
关键词：开关电源,BUCK直流变换器,数学模型,仿真
参考文献
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直流/直流升压变换器 篇5
关键词：LLC全桥变换器,高压直流变换器,变结构控制,故障定位
0 引言
LLC桥式变换器具有变压器利用率高、功率开关管应力小、电流波形好等特点，在大功率开关变换器中应用广泛。移相控制的LLC变换器控制方式简单，输出调节范围宽，可实现部分功率开关管的软开关[1,2,3,4,5,6]。基于谐振特性的调频控制LLC变换器能实现全部功率开关管的软开关[7,8,9]，但其最高工作频率受功率器件的限制，输出调节范围不大。在研制配网故障定位用的高压直流变换器时发现：当变换器的输出电压很高且负载电阻较大时，变压器输出绕组的分布电感和分布电容不能被忽略，LLC桥式变换器中出现附加的高频谐振峰，使调频控制方式完全失去输出控制能力，必须采用其他控制方式。调频控制和移相控制具有性能互补的特点，根据不同的负载条件，进行两种控制方式的切换，即采用变结构控制，可以兼顾扩大控制范围和减小开关管开关应力两方面的要求。
我国的配电网采用小电流接地方式以提高供电可靠性。当发生接地故障时，故障电流小，难于在线计算故障位置。文献[10]提出了一种离线S注入法，在电网停电维修时，确定故障位置。离线S注入法对其中的高压直流变换器的性能要求很高。采用LLC全桥调频和移相控制相结合的变结构控制模式，研制了一套故障定位仪用的高压直流变换器样机。现场使用表明样机具有较高的实用价值。
1 LLC全桥高压直流变换器主电路拓扑及性能分析
LLC全桥高压变换器的主电路拓扑如图1所示。IGBT管VT1,VT2,VT3和VT4组成全桥开关电路，CR和LR组成串联谐振电路。由于输出电压很高，变压器T副边匝数多，故采用全桥整流输出电路。
LLC全桥高压变换器的等效电路图如图2所示，图2中TI为理想变压器；LM为变压器的励磁电感；Lo为变压器输出绕组的漏电感；Co为输出绕组分布电容。普通的LLC变换器通常有两个谐振频率，一个是由CR和LR决定的频率比较高的串联谐振频率，即：
另一个是由CR,LR和LM决定的低频串联谐振频率，其对变换器的控制性能影响不大。为了保证变换器工作在感性负载区，变换器工作频率应大于fR。在LLC高压变换器中，当负载电阻较大时，Lo和Co组成Q值较大的二阶低通滤波环节，在高频区形成一个附加的谐振峰，如图3所示。对研制的高压变压器进行测试，发现附加的谐振频率在70 kHz左右，与IGBT的最高工作频率接近，对控制性能影响较大。
当负载电阻较小时，幅频特性曲线中仅有一个谐振峰，谐振频率由LR和CR决定，本文设计fR=18 kHz。在软开关情况下，取IGBT的工作上限频率为25 kHz。在18～25 kHz之间，幅值随频率变化很大，采用调频控制方式可有效控制输出量，并实现全部IGBT管的零电压软开关。当负载电阻较大时，低频串联谐振峰和变压器副边绕组谐振峰的影响增大，幅频特性曲线上出现另外两个谐振峰。改变频率对输出幅值的控制作用减弱，甚至出现相反的控制作用。
在这种情况下，显然不能用调频控制方式，可采用移相控制方式。调频控制和移相控制的选择主要取决于负载电阻。
对本文设计的高压直流变换器而言，可采用如下的变结构控制策略：
(1）如果当前采用的是调频控制，在负载电阻大于35 kΩ，或者工作频率已经调整到最高频率而输出量仍高于给定量时，控制方式由调频转为移相；
(2）如果当前采用的是移相控制，在负载电阻小于25 kΩ，或者移相角已经调整到最大值而输出量仍低于给定量时，控制方式由移相转为调频。
负载电阻较大时，输出电流较小，采用移相控制，虽不能实现全部功率管软开关，开关应力也不大。负载电阻较小时，输出电流较大，采用调频控制，全部功率开关管实现零电压开通，开关应力明显降低。
2 用于大功率配网故障定位仪的高压直流变换器的设计
基于S注入的离线式配网故障定位仪对所用的高压直流变换器的性能要求很高。以35 kV配网故障定位仪为例，高压直流变换器的输出电压不小于20 kV，最大输出电流不小于500 mA，负载电阻范围从零到无穷大。
由于是在停电状态下户外使用，供电电源为蓄电池或自备发电机，要求采用恒功率控制，在保证供电电源安全的条件下，输出尽可能大的功率，以提高故障定位的精度和成功率。在输出的直流上，还需叠加可供测量的低频交流信号，以便信号探测器能远距离探测追踪故障电流信号，确定故障位置。
根据配网故障定位仪的实际使用情况，LLC全桥高压直流变换器可工作在恒流控制区、恒功率控制区和恒压控制区3个工作区域，如图4所示。
图4中AB段为恒流控制区，在负载电阻很小时，输出电流不超过Imax。BC段为恒功率控制区，在负载电阻较大时，输出功率不超过设定的最大功率；CD段为恒压控制区，在负载电阻很大时，输出电压不超过设定的最大电压Vmax。由于需要叠加可供测量的低频交流成份，3个工作区域都应该是稳定可调的，而不能采用简单的饱和控制方式。
在故障定位过程中，故障点未击穿时，故障线路上只有较小的泄漏电流，等效负载电阻很大，高压LLC变换器工作在恒压控制区，采用移相控制，工作电流很小，功率管的开关应力不大。故障点击穿后，故障线路等效负载电阻下降，电流增大，高压LLC变换器工作在恒流控制区或恒功率控制区，采用调频控制，全部功率开关管零电压开通，降低开关损耗。用于配网故障定位的LLC全桥高压变换器的控制比较复杂，用硬件电路实现比较困难，采用基于软件的控制方式却相对简单。
TMS320F28335是一款具有强大控制功能的数字信号处理器（DSP），运算能力强、速度快、片内带有多通道12位ADC模块和增强型脉宽调制（ePWM）模块，可以通过编程的方式实现全桥变换器的闭环PWM控制、调频控制和移相控制。
基于DSP的全数字LLC全桥高压直流变换器控制原理框图如图5所示。
DSP的输出管脚PWM1A,PWM1B,PWM2A和PWM2B经隔离放大后驱动4个IGBT管（见图1）。高压变换器的输出电流和电压分别由电流和电压传感器送至DSP芯片内部的ADC，转换为12位数字信号，电流和电压相乘可得到功率反馈信号。
给定信号发生器用于产生给定电流、给定电压和给定功率。给定信号为直流分量叠加特定频率的交流分量。随着线路故障状态的变化，LLC全桥高压直流变换器的工作状态在各个工作区内快速切换。
在控制系统中设有电流、电压和功率3个PI控制器，由工作区域选择模块按故障状态选择合适的控制器。
由于变换器的电压、电流和功率增益差别较大，3个PI控制器的参数应分别设定。调制方式选择模块根据变换器工作情况选择调频控制和移相控制方式，软件实现调频控制和移相控制的转换是很容易的。当移相控制的相角固定在180°，改变脉冲周期，就成为调频控制。当调频控制的脉冲频率固定不变，改变两个桥臂驱动脉冲的相位差，就成为移相控制。
DSP的ePWM模块中的时基周期寄存器TBPRD决定脉冲控制周期，改变TBPRD的值即可改变脉冲频率，实现调频控制。ePWM模块中的移相寄存器TBPHS决定脉冲控制的起始时刻，改变TBPHS的值即可改变脉冲相位，实现移相控制。
在图1所示的电路中，用ePWM模块实现调频控制，需要保持TBPHS=0不变，在每个控制周期中动态计算下一个周期值，并改变ePWM模块1和模块2的4个寄存器，即TBPRD1=TBPRD2=周期值，CMPA1=CM-PA2=1 2周期值。用ePWM模块实现移相控制，只需保持TBPRD,TBPHS1和CMPA不变，在每个控制周期中动态计算下一个相位值，并改变模块2的TBPHS2。当TBPHS2的值为零时，相位差为零，两个桥臂导通的时间一致，变压器输入的电压为零。
当TBPHS2的值为1 2 TBPRD时，两个桥臂导通的相位差为180°，变压器输入的电压最大。将研制的LLC全桥高压直流变换器投入使用，用电流传感器测量变压器输入电流波形，用电压传感器测量IGBT管电压波形，结果见图6。
在调频谐振状态下，变压器的电流波形接近正弦波。在IGBT管由关断转为导通的时刻，流过IGBT的电流为负，反并联的续流二极管处于导通状态，电压为零，实现了零电压导通。IGBT管关断时刻，电流已经由最大值下降到较低水平，关断应力也较小。
3 结语
LLC全桥变换器采用谐振调频控制方式，可实现全部开关管的软开关，但其控制范围有限，特别是当变压器的副边绕组漏感、分布电容和负载电阻较大时，调频控制方式可能完全失效。在这种情况下，用移相控制方式取代调频控制方式，可以克服调频控制方式的缺点。在用于配网故障定位仪的LLC全桥高压直流变换器中，采用调频控制和移相控制相结合的变结构控制方式，既能满足负载大范围变化时对控制性能的要求，又能显著减小IGBT的开关应力，提高效率和可靠性。
参考文献
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数控机床一种直流变换器拓扑研究 篇6
随着我国装备制造业的快速发展, 机床行业也面临转型升级。与传统机床不同, 数控机床内部芯片众多, 包括传感器、伺服电机等, 每种芯片要求的电压可能不尽相同。开关电源作为一种功率变换模块, 可以对输入电源进行功率变换, 精确得到芯片需要的供电电源, 保证机床正常、平稳工作。
DC-DC开关变换器最常见的三种电路拓扑形式为:降压 (Buck) 、升压 (Boost) 和降压-升压 (BuckBoost) 。其中Buck-Boost变换器因其幅度既可比输入电压高, 也可比输入电压低, 且电路结构简单而应用广泛。下面以Buck-Boost为例进行理论说明[1]。
2 Buck-Boost电路稳态分析
Buck-Boost电路的输出电压幅度可低于或高于输入电压。如果将源电压的负端作为参考节点, 则输出电压的极性与源电压相反。Buck-Boost电路原理图如图1所示, 其中S1、S2均为理想开关。BuckBoost电路可以在连续导通模式 (CCM) 和非连续导通模式 (DCM) 下工作。连续导通模式在稳态工作时, 整个开关周期内都有电流连续通过电感;而非连续导通模式下的电感电流是不连续的, 即在开关周期内的一部分时间电感电流为0, 且它在整个周期内从0开始, 达到一个峰值后, 再回到0[2,3,4,5,6]。
在连续导通模式下, Buck-Boost电路在每个开关周期内有两种工作状态[6], 当S1闭合、S2断开时, 为导通 (ON) , 如图2a所示;当S1断开、S2闭合时, 为断开 (OFF) , 如图2b所示。下面分别对这两种工作状态进行分析。
(1) 导通。参考图2a, 输入电压直接加载在电感两端, 且由于加载的电压通常必须为定值, 因此电感电流线性增加, 而所有的输出负载电流由输出电容C提供。其中, “开态”的时间设为ton=d×T, d为控制回路设定的占空比, 代表了开关在“开态”的时间占整个开关周期T的比值。如图2所示。
(2) 断开。参考图2b, 由于S1断开, 电感电流减小, 电感两端电压极性翻转, 且其电流同时提供输出电容电流和输出负载电流。根据电流流向可知输出电压为负, 即与输入电压极性相反。因为输出电压为负, 因此电感电流是减小的, 而且由于加载电压必须是常数, 所以电感电流线性减小。其中, “关态”的时间设为d′=1-d, 且因为对于连续导通模式, 电路在整个开关周期中只有两种状态, 因此toff=d′×T。
根据电感的伏秒平衡关系, 可以得到输入电压Vin与输出电压Vo关系:
由上式可见, 可以通过调节占空比使输出电压高于也可低于输入电压, 但输出电压与输入电压极性相反。
3 升压变换器
本文研究一种可用于机床的直流变换器拓扑, 可实现功率变换, 且输出电压与输入电压极性相同, 能够满足实际机床供电电路的应用需要。
如图3所示, 输入电压为Vin, 输出电压为Vo, 电感分别为L1、L2。上面输出电压为V2, 下面输出电压为V1。当开关管S1、S2闭合, S3、S4断开时, 输入电源给电感L1、L2, 充电, 电感电流增加, 电容C1、C2对负载供电。电感电流增加量:
当开关管S1、S2断开, S3、S4闭合时。此时输入电源与电感L1串联对电容C1进行充电, 电感L2单独对电容C2进行充电。两电感电流减少量分别为:
根据电感的伏秒平衡:
推出输入输出关系:
4 仿真验证
在PSIM软件中, 对该电路原理进行验证, 电路参数如下:输入电压Vin=20V, 储能电感L1=L2=100u F, 输出滤波电容C1=C2=200u F。
当占空比d=0.6时, 输出电压Vo=50V, 如图4所示;当占空比d=0.8时, 输出电压Vo=100V, 如图5所示。
5 小结
从上述仿真结果可以看出, 输入电压和输出电压严格满足之前的数学关系, 对之前的理论推导进行验证, 可以通过改变占空比达到调节输出电压的目的。通过这一方法, 可以利用电容、电感等储能元件, 采用伏秒平衡原理、电容充放电平衡原理构造一系列直流变换器拓扑, 以满足机床电气系统的调压要求。
参考文献
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直流/直流升压变换器 篇7
DC / DC变化器将直流电压转变为另一个固定电压或可调电压,根据有无电气隔离分为Buck、 Boost、Buck-Boost等非隔离型电路和正激、反激、推挽和半桥等隔离型电路[1]。
光伏发电系统中光伏组件最大功率点电压为20V ~ 50V,直流母线的电压一般设计为200V或者400V,DC / DC变换器的升压能力要满足电压匹配的要求; 非隔离型的Boost变换器增益因受实际参数限制而不能满足直流母线式光伏发电系统的升压要求[2]。非隔离型变换器通过采用多级变换、输出串联和耦合电感等技术可以获得高电压增益[3],但不能电气隔离的特点导致安全性较低。
因此从电气隔离和高电压增益方面考虑,直流母线式光伏发电系统电路需要采用隔离型的DC / DC变换器拓扑。正、反激变换器具有电路和驱动简单的优点,但效率低使其不适用于低压大电流的光伏发电系统中; 半桥与推挽型隔离变换器相比,不存在偏磁问题,变压器结构简单,本文中采用的是隔离型的半桥变换器。
半桥变换器的电路拓扑有电压馈入和电流馈入两种形式,本文选择电流馈入型半桥变换器作为光伏发电系统的前级变换器,重点对其进行分析和研究。
1电流馈入型半桥变换器(CFHB)电路运行特性分析
为简化分析,假定电路中的开关管和二极管均是理想器件; 电感L1和L2的电感值相等且足够大, 使得稳定时电感电流基本保持为0. 5 Iin; 理想变压器T与漏感Lr的串联组合等效为变压器,理想变压器的原、副边的匝数比为1: K 。
图1为电流馈入型半桥变换器在稳态 工作时的主要波形图。图2是开关周期TS内电流馈入型半 桥变换器 的等效电 路。 设占空比D > 50 % ,对电流馈入型半桥变换器的工作过程进行具体分析。
模态一[t0~ t1]: S1和S2同时导通,电感L1和L2两端的电压为输入的直流电压Uin,电感电流iL1和iL2处于线性上升阶段,上升的斜率分别为Uin/ L1和Uin/ L2,能量以磁场的形式储存在电感中。 在这个过程中,变压器并不传递能量。输出端电容的放电给负载提供能量。
模态二[t1~ t2]: S1导通,S2关断。电感L1的电流继续线性上升并储存能量。由于开关管S2关断,电感L2将上一个阶段中储存的能量通过变压器和整流二极管释放出来,电感L2两端的电压变为Uin- Uo/ K ,式中Uo为输出端电压。
模态三[t2~ t3]: 同模态一相同,S1和S2同时导通,电感L1的电流继续以相同的斜率线性上升,电感L1保持储存能量。电感L2停止释放电能, 电感电流开始以Uin/ L2的斜率上升并储存能量。
模态四[t3~ t4]: 在t3时刻,S1关断,S2保持导通。电感L2继续储存能量,电感L2电流的上升斜率为Uin/ L2。电感L1将储存的能量通过变压器和整流二极管给输出端提供给电容和负载。L1两端的电压为Uin- Uo/ K 。
为简化分析,文中已经假设电感L1和L2电感值足够大,忽略工作周期内由于电感充放电引起的电流脉动,电感电流满足IL1= IL2≈ Iin/2 。开关占空比为D ,整个工作周期为Ts,稳态电路中,电感L1和L2储能与释能相等,即满足:
将ton= DTs和toff= (1 - D) Ts带入式( 1) 有:
解式( 2) 可以得到稳态时电流馈入型半桥变换器的电压增益比为:
由式( 3) 可以看出,电流馈入型半桥变换器的电压增益是由变压器的变比和占空比共同决定的。由于开关 管S1和S2的占空比 必须大于50 % ,因此电流馈入型半桥变换器的电压增益一定大于2k,即变换器适用于变比大于2k的应用场合。与普通的Boost变换器相比,电流馈入型半桥变换器的电压增益是普通非隔离型Boost变换器的k倍,k越大,则电流馈入型半桥变换器相对于普通Boost变换器的升压能力越强; 电流馈入型半桥变换器在实现高电压增益的基础上,还实现了电气隔离,这对于有电气隔离要求的场合有非常重要的应用意义。
2软开关技术
开关器件在动作过程中开关管的电压和电流的重叠会产生很大的功率损耗; 同时由于电压和电流变化速度比较快,电压和电流波形的过冲会形成噪声。开关管的工作频率越高,产生的损耗和噪声就越大。为解决上述问题,可以实现电路的高频化和小型化的软开关的概念应运而生。
软开关电路一般分为两类: 一种是通过增加辅助网络实现软开关; 另外一种是通过对开关管控制电路的合理设计来实现软开关[4]。通过增加辅助网络实现软开关的电路因为需要增加额外的器件,电路结构复杂、成本高,同时对电路软开关的控制较为困难; 控制型软开关技术则是通过对开关管的驱动信号进行适当的控制来实现开关管的软开关[5]。
文献[4]指出了控制型软开关的四种常见的PWM控制策略: 不对称互补脉冲PWM控制,不对称脉冲PWM控制,脉冲移位PWM控制以及移相脉冲PWM控制。图3是上述4种控制型软开关的PWM控制策略。
文献[6]利用电感和电容器件的谐振实现了电流馈入型半桥变换器的软开关,但是由于电路采用的变频控制( PFM) ,实现变换器的优化设计较为困难,影响了该方法的使用。为了对电路进行频率恒定的脉冲宽度调制即PWM控制,在调节开关管占空比过程中会导致开关管开通时间的不对称,因此文献[7]通过采用不对称互补脉冲控制实现了电流馈入型半桥变换器的软开关。
3半桥变换器仿真分析
使用MATLAB仿真软件分别对传统的电流馈入型半桥变换器和基于控制型软开关的改进型电流馈入型半桥变换器进行仿真分析。
对两种变换器采用相同的仿真参数,输入电压值为40V,占空比D = 70% ,开关频率50k Hz。传统的电流馈入型半桥变换器开关管S1和S2的触发脉冲相差180°。图4是传统半桥变换器的输入电流iin、电感L1的电流iL1和电感L2的电流iL2。从图中可以看出,当输入电感足够大时,输入电感电流基本上为输入电流的一半,与前部分章节中对变换器的理想化假设分析一致。
图5是传统的电流馈入型半桥变换器流过开关管S1的电压uS1、电流iS1和开关信号D的仿真波形。从图中可以看出,传统的电流馈入型半桥变换器工作于硬开关状态,电压存在着很大的关断电压尖峰。
图6和图7分别是改进型的电流馈入型半桥变换器开关管S1的电压uS1、电流iS1和开关信号D的仿真波形和S2的电压uS2、电流iS2和开关信号D的仿真波形。从图中可以看出,与传统的电流馈入型半桥变换器相比,采用控制型软开关的改进型电流馈入型半桥变换器可以工作于软开关状态,开关管S1和S2都实现了零电流关断,从而从根本上消除了由于开关管关断引起的关断电压尖峰,大大降低变换器的能量损耗,因此本文提出将可以实现电气隔离、高电压增益和高效率的改进型电流馈入型半桥变换器作为光伏发电系统的前级DC /DC变换器。
4结束语