Boost直流变换器

2024-12-04

Boost直流变换器（精选7篇）

Boost直流变换器篇1

高功率密度、高效、高可靠性、体积小、重量轻等特点的开关电源已在航空航天、通信、计算机等各个领域得到了广泛的应用[1]。开关电源的核心是开关变换器,对开关变换器的建模和控制方法显然是对电路分析设计的关键环节[2]。本文以Boost直流变换器为例来讨论其建模,并用SG 3525对其进行控制。其方法也可类推到其他类型的开关变换器。

1 Boost直流变换器工作原理及建模分析

1.1 工作原理

Boost型直流变换器的主电路如图1所示,主电路由全控型器件V、输出滤波电感L、滤波电容C、续流二极管VD和负载R组成。全控型器件的控制脉冲如图2所示。

为分析稳态特性,简化推导公式的过程,特作如下假定:全控型器件、二极管、电感、电容均是理想元件,输出电压中的纹波电压与输出电压的比值小到允许忽略。下面将分别讨论电感电流处于不同开关状态时的工作原理。在0~d TS时段(TS为开关周期,d为占空比):电流流过电感,电感两端呈现正电压uL=ui,在该电压作用下输出滤波电感中电流iL线性增长,电感在储存能量;在d TS~TS时段:电感释放磁场能量,电感中电流iL线性衰减。利用稳态条件下电感两端电压在一个开关周期内平均值为零的基本原理,在电感电流连续的条件下,可以推导出输出、输入电压比与开关通断时间的占空比间的关系为:

通过改变开关管的占空比可以控制输出平均电压的大小[1]。

1.2 建模分析

在建模之前作三点假设:交流小信号的频率应远远小于开关频率(低频假设);变换器的转折频率远远小于开关频率(小纹波假设);电路中各变量的交流分量的幅值远远小于相应的直流分量(小信号假设)。DC-DC变换器的建模方法较多,这里采用平均开关模型法。为化简模型,需要忽略开关频率及其边带、开关频带谐波与其边带。引入开关周期平均算子的定义:

式中,x(t)是DC-DC变换器中某电量;TS为开关周期,TS=1/fs。对电压、电流等电量进行开关周期平均运算,将保留原信号的低频部分,而滤除开关频率分量、开关频率谐波分量及其边频分量[3]。图1中V和VD等效的开关网络如图3所示。

设d(t)为占空比的瞬时值,则等效网络中i1(t)、v2(t)的开关周期平均值分别为:

经过开关周期平均变换后的Boost变换器等效电路如图4所示。

对图4列写电压电流方程有:

对电路作小信号扰动,即令:为稳态分量,为小信号扰动量,代入式(5),消去稳态分量和二次项分量,对小信号进行拉氏变换得到以下传递函数。

输出对输入的传递函数Gui(s)为:

输出对输入的传递函数Gud(s)为:

开环输入阻抗Z(s)为:

开环输出阻抗Zout(s)为:

2 Buck直流变换器的闭环控制

从占空比至输出的传递函数可以看出,S平面中存在右半平面的零点,使得系统成为非最小相位系统。设计非最小相位系统的调节器是比较麻烦的,但其零点对应的频率在高频段,可利用超前-滞后补偿网络对其进行校正。Boost直流变换器的闭环控制系统框图如5所示。其中,Gud(s)为式(7),Gm(s)为PWM脉宽调制器的传递函数,H(s)表示反馈分压网络的传递函数,Gc(s)为补偿网络的传递函数。此系统各部分的传递函数为:

压电阻,Vm为PWM调制器锯齿波幅值。为保证闭环系统有一定的相位裕量和增益裕量,利用有源RC网络构成如图6所示的超前-滞后补偿网络。

其传递函数为:

3 设计实例与实验结果

实验原理图如图7所示。电路参数:开关管选用IRFP460LC,二极管选用MUR1560,输入电压ug=30V,占空比d=0.7,输出电压u0=100V,滤波电感L=0.5m H,滤波电容C=1 000"F,负载电阻R=20#,开关频率fs=45k Hz,PWM调制器锯齿波幅度Vm=1.93V,参考电压Vref=2.0V,驱动为M57962L,超前-滞后补偿网络电路利用SG3525内部的误差放大器加电阻、电容组成。其阶跃响应曲线如图8所示,当电源电压扰动从10V到70V变化时,输出电压保持100V不变;负载由5$~2k$变化时,输出电压保持100V不变。实验结果表明根据数学模型设计出的控制器组建的系统具有良好的动态性能和抗输入电压、负载扰动的性能,说明了数学模型的合理性。

本文分析了CCM Boost直流变换器的工作原理,采用平均开关模型法对其进行数学建模,为保证闭环系统有一定的相位裕量和增益裕量,采用有源的超前滞后补偿网络对系统进行校正。实验结果表明,该模型和控制方法具有合理性。

参考文献

[1]林渭勋.现代电力电子技术[M].北京:机械工业出版社,2006.

[2]张卫平.开关变换器的建模与控制[M].北京:中国电力出版社,2006.

[3]徐德鸿.电力电子系统建模及控制[M].北京:机械工业出版社,2006.

Boost直流变换器篇2

在小功率的光伏或燃料电池发电系统[1,2,3]中,因为电池电压很低,通常需要电压增益高达10倍以上的直流变换器将其升压后经逆变器输出。由于系统输入功率有限,使得变换器的工作效率尤其重要,因此适合中小功率的高增益高效率的直流变换器研究成为关键问题。经典Boost变换器要实现高电压增益需宽占空比导通,然而宽占空比导通、高压输出下二极管反向恢复会造成严重的开关损耗及电磁干扰等问题; 高匝比的反激变换器可以实现高电压增益,但在低压输入高压输出的场合原边匝数少,漏感大,需箝位电路限制开关器件电压应力,能量不能高效地传输。

针对传统变换器应用在新能源低压供电系统中的问题,国内外学者提出了多种高增益变换器[4,5,6,7,8,9,10,11,12]。传统耦合电感变换器可提高电压增益,但带来电压应力和效率等问题。文献[7]通过耦合电感叠加在Boost变换器的输出以提高电压增益,而且其开关管漏源电压等级保持不变,但其输入电流断续需并联大电容滤波。文献[8-12]针对耦合电感Boost变换器电压应力问题提出有源箝位、交错并联等方法,可以有效限制开关管电压应力,利用漏感能量实现高增益高效率变换,但电路结构和控制变得复杂,可靠性降低[13]。

文献[14,15]提出Boost与Flyback相结合的变换器( Boost-Flyback Converter,BFC) ,相当于Flyback变换器变压器原边电感和Boost变换器电感共用。本文在单路BFC的基础上结合文献[16]提出的减少能量重复传递的思想,即部分输入功率通过旁路直接到输出,提出一种Flyback-Boost非隔离型高增益直流变换器。该变换器保留了传统Flyback变换器器件数目少、电路结构简单的优点,与文献[14]所提变换器一样都采用传统PWM控制调节输出电压,但本文所提变换器电压增益和效率更高。文献[15]采用两路交错BFC可以得到较高电压增益的变换器,该变换器在断续电流模式( DiscontinuedCurrent Mode,DCM) 下采用变频控制可以实现开关管零电压开通,使得工作效率更高,但开关管零电压开通的实现要求变换器工作在DCM模式,这使得其在小功率的场合应用复杂化,且输出电压不可调节。

本文所提变换器将输入电压串联到输出电压,既可以减小功率器件的尺寸又可以提高电压增益,在利用漏感能量的同时减少开关电压应力,提升电路效率。变换器有连续电流模式( Continued CurrentMode,CCM) 与断续电流模式两种工作模式,本文详细分析了CCM模式下变换器的工作过程和性能,对比CCM与DCM两种模式并得到电路的外特性方程和曲线,然后用实验验证理论的正确性。

2 拓扑结构与工作模态分析

2. 1 拓扑结构

Flyback-Boost非隔离型高增益直流变换器拓扑结构如图1所示。变压器原副边绕组匝数为Np与Ns,原边励磁电感和励磁电流为Lm与im,原边漏感和原边电流为Lk与ip; 开关管Q输出电容为Cs,漏源电压为uds; Flyback变换器输出整流管为D1、电容为C1,流经电流分别为iD1与iC1; Boost变换器输出整流管为D2、电容为C2,流经电流分别为iD2与iC2;输入电压、电流为Uin与iin; 输出电压、电流为Uo与Io。

2. 2 工作原理及模态分析

稳态分析前,先作如下假设: 1系统处于稳态状态,变换器工作于CCM模式; 2输出电容C1、C2和C3足够大,输出电压Uo与输出功率Po为固定值,输入电压Uin在允许范围内变化; 3开关周期为T,占空比为D; 4开关管与二极管均为理想器件,导通压降为0。

在此前提下变换器一个开关周期T内有7个工作模态,主要工作波形及主要模态工作电路示意图分别如图2和图3所示。

( 1) 模态1[t0~ t1]: 等效电路如图3( a) 所示。t0时刻之前,开关管Q关断,iD1减小但不为零; t0时刻,开关管Q导通,由于励磁电感和漏感的存在,D1继续导通,此阶段加在漏感Lk上的电压为uC1/n +Uin,即:

励磁电流im等于原边电流ip与副边折射到原边的电流niD1之和,即:

由式( 1) ~式( 3) 得到iD1的表达式:

经Δt1之后,即t1时刻iD1下降到零,二极管D1反向截止,励磁电流下降到最小值im( min),此模态结束,由式( 4) 可得:

( 2) 模态2[t1~ t2]: 此阶段励磁电流和原边电流相等,且在输入电压Uin的作用下线性增加,到t2时刻,开关管Q关断,im由最小值im( min)上升到最大值im( max),变化量为Δim1,即:

( 3) 模态3[t2~ t3]: t2时刻,开关管Q关断,励磁电流im和原边电流ip对开关管输出电容Cs充电,uds上升。

( 4) 模态4[t3~ t4]: t3时刻之后,uds满足n ( uds- Uin) >uC1,输出二极管D1导通,励磁电感通过D1将能量传递至电容C1,此阶段uds继续上升。

( 5) 模态5[t4~ t5]: 等效电路如图3( b) 所示。t4时刻,uds> uC2+ Uin,二极管D2导通,漏源电压uds箝位为uC2+ Uin,原边电流开始迅速转移到D2支路上,经很短的时间到t5时刻,原边电流全部转移到D2支路,iD2上升至最大值。

( 6) 模态6[t5~ t6]: 忽略励磁电流与原边电流对开关管输出电容Cs充电时间和能量,认为t5时刻im与ip峰值相等,ip在电压uC1/n - uC2的作用下线性下降,而im则继续通过D1将能量传递到副边,在电压uC1/n的作用下线性下降,有:

经Δt2,即t6时刻iD 2下降到零,漏感能量全部释放完毕,二极管D2自然关断,不引起反向恢复问题,而iD1上升至最大值im( t6) /n,由式( 10) 可得:

联立式( 8) 、式( 12) 和式( 13) 可得:

( 7) 模态7[t6~ t7]: 等效电路如图3( c) 所示。t6时刻,开关管漏源电压被箝位在uC1/n + Uin,而励磁电感Lm继续按照式( 11) 传递能量,直到t7时刻,开关管Q重新导通,则有:

在t7时刻之后,励磁电流再经Δt1下降达到最小值,变化量为Δim2,有:

在稳定状态下,Δim1= Δim2,联立式( 8) 和式( 17) 可得:

3 性能分析

性能分析前,进一步假定: 1输入电流iin平均值为Iin,电容电流iC1、iC2的平均值为IC1、IC2; 2开关关断的时间内,iD1、iD2的平均值分别为ID1、ID2; 3稳态状况下电容C1和C2放电电流相等。

3. 1 下降时间

稳态状况下电容C1和C2放电电流相等,因此,通过D1和D2传递给C1和C2的电荷在一个周期内也应相同,用QC1( in)、QC2( in)和QC1( out)、QC2( out)分别代表一个周期内电容C1和C2充放电电荷,则有:

3. 2 电压增益

为了简化分析,下文均忽略漏感Lk的影响。在开关管Q开通期间内,有如下关系式:

在开关管Q关断期间内,有如下关系式:

由式( 24) 可得:

稳态状态下,根据安秒平衡原理,一个开关周期内,流过电容C1和C2的电流平均值为零,于是有:

由式( 26) 可得:

稳态状态下,根据伏秒平衡原理,一个开关周期内,励磁电感存储的能量等于释放的能量,则有:

可得电压增益:

传统反激变换器电压增益:

从电压增益关系式来看,改进后的电路等效于励磁电感为Lm的反激变换器、电感值为Lk的Boost变换器与输入电压在输出端的串联,图5给出了n= 6. 8时本文所提变换器与传统反激变换器电压增益与占空比的关系曲线。

3. 3 工作效率

Flyback-Boost变换器效率

传统反激变换器效率

由式( 32) 可得到UoIo表达式,将其代入式( 31) ,且0 <η <1,0 <ηf< 1,有:

3. 4 CCM 模式临界条件

上述分析都是基于电路工作在CCM模式,假设反激部分效率为1,iD1、im平均值为ID1与Im,则

电路工作在CCM模式,励磁电流需满足:

临界电流表达式:

当D =0.5时,Ioc有最大值Iocm:

于是,式( 36) 可写成:

3. 5 DCM 模式及其与 CCM 模式比较

DCM模式下D1的电流波形如图2中i'D1,其由峰值下降到零的时间为tf。同理,按照上文推导过程可得电路的外特性方程:

外特性方程简化为:

外特性曲线如图6所示,图中虚线是临界曲线,由式( 38) 所描述,虚线左侧为DCM区域,右侧为CCM区域。可以看出电路工作在DCM模式比CCM模式电压增益更高,但在DCM区域特性刚度很差,负载电流变化时所引起占空比调节范围很大,因此DCM只能用在负载变化很小的小功率场合。由于DCM模式电压增益高于CCM模式,从式( 33) 可以看出,在DCM模式下效率也相对CCM模式要高一些。

4 实验验证

在实验室试制了一台额定功率80W的样机。实际输入电压20 ~30V( 额定24V) ,额定输出电压200V; 开关管Q: IRFP250N; D1、D2: MUR860; C1= C2= C3= 47μF; 变压器磁芯EER28,原边励磁电感Lm= 119. 2μH,原边漏感Lk= 2. 4μH,匝比n = 6. 8; 开关频率100kHz。

满载情况下得到的主要实验波形如图7和图8所示。图7( a) 为开关管Q的驱动波形ugs、漏源电压uds以及原边电流ip。图7( b) 为原边电流ip、反激输出二极管D1电流iD 1及Boost输出二极管D2电流iD2。图8为输入电压Uin、输出电压Uo、输出电流Io及漏源电压uds。可以看出,增加的二极管D2有效地箝位了漏源电压,提高了电压增益,并且在开关关断之前电流iD2自然下降到零,不引起反向恢复问题。实验波形与理论分析完全一致,验证了理论分析的正确性。

额定输入电压下变换器的效率测试曲线如图9所示。从效率测试曲线可知,变换器由轻载到满载均达到了91%以上的效率,半载下效率达到了最高点( 92. 3%) 。

5 结论

提出一种Flyback-Boost非隔离型高增益直流变换器,通过增加一个电流自然到零的二极管构成Flyback与Boost相结合的变换器; 该变换器具有电路结构简单、电压应力小、高增益高效率等优点,非常适合用于中小功率的光伏或燃料电池发电系统作为前级升压电路。详细分析了电路的工作过程,实验波形与理论分析吻合。

摘要：提出一种Flyback变换器与Boost变换器相结合的非隔离型高增益直流变换器。该变换器中的Flyback变换器变压器原边电感和Boost变换器电感共用,Flyback变换器的开关管和Boost变换器开关管共用,Flyback变换器的输出和Boost变换器的输出串联,变压器漏感能量能够回馈到Boost变换器的输出,从而获得高增益高效率特性。电路具有结构简单、开关器件电压应力减少的优点。详细分析了拓扑工作原理、电压增益与效率特性。制作了一台100kHz开关频率/80W负载/24V输入/200V输出的实验样机,样机在轻载下可达到91.6%的效率,实验波形验证了理论分析的正确性。

Boost变换器混沌现象研究篇3

关键词：Boost,混沌,分岔

1电路结构和工作原理

电流模式控制Boost变换器是以电流为控制对象的一种DC-DC变换器, 其电路原理图如图1 (a) 所示。主电路拓扑分别包含1个电感、电容、开关管、二极管和负载电阻, 为了研究方便, 设电路处于理想状态。

根据开关管G的状态的不同, Boost变换器的电路拓扑也发生变化, 假定变换器工作于连续导通模式, 则有2种电路拓扑分别对应开关管G的2个状态, 其微分方程描述为

式中x为状态矢量, 即x=[i L, Vo]T, 系数矩阵分别为:

工作过程中电感电流及电容电压的波形如图1 (b) 所示。

2 离散迭代非线性映射模型

以n表示采样时刻, 取电感电流in和电容电压vn为状态变量xn=[in, v n]T, 则同步切换映射可以表示成如下形式:

其中δn是第n个PWM周期的占空比;, 分别为第n个时刻和第n+1个时刻之间周期跳跃的数目。该离散模型的推导过程比较繁琐, 而且在实际仿真过程中需要计算周期跳跃的数目, 增加了Matlab仿真难度。图1 (b) 为电感电流、电容电压采样示意图, 采用了同步切换映射的方法。

根据开关G闭合断开情况以及依据电感电流电压电压的连续性, 得到其迭代方程为:

由此离散迭代映射模型, 通过编程运行, 可得到Boost变换器同步切换映射的分岔图, 用插值的方法可以得到电压电流时域波形图、相空间轨迹图等。

3 Boost变换器由稳定到混沌的仿真分析

下面从变换器的两个工作拓扑结构 (G闭合时、G关断时) , 合并式 (1) 中的两个状态方程, 推导出电流控制Boost DC-DC变换器的精确离散数学模型。

由式 (5) 来构造Boost变换器Simulink下的分段开关模型。电路参数取为Vin=10V;L=1m H;C=12μF;R=20Ω;Iref=0.5A-5.5A, 驱动时钟是频率f为10k Hz的脉冲波。

分别取Iref为1A, 2A, 2.5A, 3.5A, 对Boost电路进行仿真。图2为开关G在参考电流分别为1A、2A、2.5A、3.5A时的开关逻辑图, 其值为1时, 表示开关管导通, 值为0时, 表示开关管截止。由图2 (a) 、 (b) 、 (c) 可以得到, 在不同的参考电流值下, 开关管G的开关周期分别为0.1ms, 0.2ms, 0.4ms, 即分别为时钟周期的单倍、2倍、4倍, 开关信号波形在时域上是周期的、规则的、固定的。当参考电流为3.5A时, 开关逻辑出现了混乱, 其产生的原因是由于参考电流的增大, 使其电容电压升高过快所引起的。

以分岔参数Iref为横坐标、庞加莱截面上的电感电流为纵坐标, 可以画出Boost变换器在峰值参考电流Iref的变化区间上的分岔图, 如图3所示, 用同样的方法, 还可以得到以C、Vin、R、L、开关周期为变量的分岔图。当Iref=4.7919时, 出现周期三窗口, 变换器由混沌状态直接转入稳定的3周期状态, 图5.9为由混沌转为3周期的放大图, 从中可以看到在Iref=4.972~4.997区间有吸引子共存。

由图3可知这是一个典型的倍周期分岔过程。而在Iref>4.7919A之后, 出现了以3周期为起始的倍周期分岔, 形成了周期3窗, 见图4所示, 这种由混沌状态突然向3周期转变的现象也是一种分岔, 称为切分岔[4]。变换器在切分岔点之前是处于混沌状态的, 但这时变换器的混沌运行状态已经暗示了3周期状态即将产生。当Iref=4.791A时, 变换器处于阵发混沌状态。

电流模式控制Boost变换器是一种强非线性开关系统, 可以产生多种非线性现象, 如边界冲撞分岔、倍周期分岔、混沌等。在上述参数选择的情况下, 随着分岔参数Iref的变化, Boost变换器表现出相当规则的倍周期分岔结构, 其中周期3是混沌带中的一个最为明显的周期窗口, 周期3的出现必然伴随着阵发混沌现象, 也就是说, 周期3是阵发混沌经过切分岔而得到的结果。

参考文献

[1]Tse C K, Bernardo M.Complex behavior in switching power co nverter[J], Proeed-ings of IEEE, 2002, 90 (5) :768-781.

[2]周宇飞, 陈军宁.开关变换器中吸引子共存现象的仿真与实验研究[J], 中国电机工程学报, 2005, 21 (21) :96-101.

[3]张波, 李萍, 齐群.DC-DC变换器分岔和混沌现象的建模和分析方法[J], 中国电机工程学报, 2002, 22 (10) :81-85.

低损耗软开关Boost变换器篇4

近年来, 随着开关频率的提高, 开关电源变得轻小化, 但是开关频率和开关损耗成正比, 开关频率提高, 开关损耗也增大[1,2], 从而使整体系统的开关损耗增大。许多变换器采用谐振来减小开关损耗[3,4], 但是辅助谐振电路增大了电路的复杂性, 而且也增加了电路的成本。在一些有辅助开关的谐振变换器中, 主开关管实现了软开关, 但是辅助开关管却还是工作在硬开关状态下[5]。所以, 由于辅助开关管开关损耗的存在, 这些变换器并不能提高整个系统的效率。

传统Boost变换器以其结构简单, 易实现等优点, 已广泛应用于升压场合[6,7]。光伏发电系统中, 光伏阵列电池的输出电压较低, 迫切需要较大的升压, 以满足后级逆变器的需要[8]。为了提高变换器的变换能力、可调范围和效率, 对传统的Boost变换器进行了改进。本文提出一种新的软开关Boost变换器, 通过采用辅助开关管和谐振电路的电路结构实现了主、辅助开关管的软开关。相比其他的软开关变换器而言, 在同样的频率下, 既减小了开关损耗, 又提高了整体系统效率。本文详细分析了这种变换器的工作原理, 实现软开关的条件并通过PSpice进行仿真实验。

1 低损耗软开关Boost变换器

1.1 电路拓扑结构

低损耗软开关Boost变换器如图1所示。

图1中, S1为主开关管, D0为主二极管, L和Co分别是滤波电感和滤波电容, 辅助谐振电路由辅助开关管S2、谐振电容Cr2和Cr、谐振电感Lr和辅助二极管D1和D2组成, 它为主开关管和辅助开关管创造了软开关的条件。图2为低损耗软开关Boost变换器的主要工作波形图。

1.2 工作原理

为便于对低损耗软开关Boost电路的工作原理进行分析, 需作如下几点假设:

(1) 电路中所有元件都是理想的;

(2) 主电感L足够大, 在一个开关周期中, 其电流基本保持不变;

(3) 输出滤波电容Co足够大, 在一个开关周期中, Co和R可用一个恒值电压源代替。

整个开关周期可以分为9个工作状态, 各开关状态的工作情况描述如下, 如图3所示。

模态1 (t0～t1) :主、辅助开关管关断。主电感中的能量通过主二极管传递到负载中。主电感电流表达式为:

$Ι_{L} = Ι_{L} (t_{9}) - \frac{V_{o} - V_{i}}{L} t (1)$

模态2 (t1～t2) :辅助开关管导通, 谐振电感电流从零开始线性增大。t2时刻, 谐振电感电流ILr达到主电感电流值, 模态2结束。这段时间结束, 主电感电流和谐振电感电流表达式为式 (2) 和式 (3) :

$\begin{array}{l} Ι_{L_{r}} (t) = \frac{V_{o}}{L_{r}} t (2) \\ Ι_{L} (t) ⧋ Ι_{\min} (3) \end{array}$

模态3 (t2～t3) :当谐振电感电流等于主电感电流时, 主二极管导通, Cr和Lr开始谐振, 谐振电容Cr放电。当谐振结束, 谐振电容电压为零。 t2时刻, 谐振电容电压等于输出电压Vo, 模态3结束。t1到两个电流相等的时间间隔为:

$t_{12} = \frac{Ι_{L_{m}}}{(V_{o} / L_{r})} (4)$

谐振周期为:

$t_{r} = \frac{π}{2} \sqrt{L_{r} C_{r}} (5)$

谐振阻抗为 $Ζ_{r} = \sqrt{L_{r} / C_{r}}$ 。谐振电感电流和谐振电容Cr电压为:

$\begin{array}{l} Ι_{L_{r}} = Ι_{\min} + \frac{V_{o}}{Ζ_{r}} \sin (ω_{r} t) (6) \\ V_{C_{r}} (t) = V_{o} \cos (ω_{r} t) (7) \end{array}$

模态4 (t3～t4) :谐振电容Cr电压为零, 主开关管的体二极管自然导通。体二极管导通时, 主开关管电压为零。这时, 导通信号给主开关创造了零电压条件。主电感电流为:

$Ι_{L} (t) = Ι_{\min} + \frac{V_{i}}{L} t (8)$

模态5 (t4～t5) :在模态4下, 主开关管零电压导通。同时, 辅助开关管零电压关闭, 进入模态5。在这一阶段, 谐振电感Lr和谐振电容Cr2开始谐振。经过半个谐振周期后, Lr电流为零, 模态5结束, 此时, Cr2充电已满。

$\begin{array}{l} Ι_{L} (t) = Ι (t_{4}) + \frac{V_{i}}{L} t, Ι_{L_{r}} = Ι_{L_{r}} (t_{3}) \cos (ω_{a} t) (9) \\ ω_{a} = \frac{1}{\sqrt{L_{r} C_{r 2}}}, Ζ_{a} = \sqrt{\frac{L_{r}}{C_{r 2}}} (10) \end{array}$

模态6 (t5～t6) :在这个模态中, ILr从零开始反方向流动。主开关管、Lr、Cr2和二极管D2构成谐振回路。此时, Cr2电压下降到零。然后, Lr和Cr2谐振结束。这段时间, 谐振电容放电表达式为:

$\begin{array}{l} V_{C_{r 2}} (t) = Ζ_{a} Ι_{L_{r}} (t_{3}) \sin (ω_{a} t) (11) \\ V_{C_{r 2}} (t_{5}) = Ζ_{a} Ι_{L_{r}}, V_{C_{r 2}} (t_{6}) = 0 (12) \end{array}$

模态7 (t6～t7) :Cr2电压为零后, 辅助开关管的体二极管导通。电流流过体二极管, 谐振电感-主开关。由于PWM运算法则, 主开关关断, 模态7结束。在这段时间, 谐振电感电流值等于t3时刻的电流值, 但是是反向的。

$\begin{array}{l} Ι_{L} (t) = Ι_{L} (t_{6}) + \frac{V_{i}}{L} t (13) \\ Ι_{L_{r}} (t) = - Ι_{L} (t_{3}) (14) \end{array}$

模态8 (t7～t8) :两个电感电流都对谐振电容Cr充电。当谐振电容电压等于输出电压时, 这个模态结束。

$\begin{array}{l} Ι_{L_{r}} = Ι_{L} (t_{7}) - [Ι_{L} (t_{7}) + Ι_{L_{r}} (t_{3})] \cos (ω_{r} t) (15) \\ Ζ_{r} [Ι_{L} (t_{7}) + Ι_{L_{r}} (t_{3})] > V_{o} (16) \end{array}$

式 (16) 为实现零电压的条件。

模态9 (t8～t9) :谐振电容Cr放电, 主二极管电压为零。因此, 主二极管导通, 谐振电感电流线性减小到零。当电流为零时, 模态9结束, 开始下一个开关周期。这个模态, 主电感电流和谐振电感电流为:

$\begin{array}{l} Ι_{L} (t) = Ι_{L} (t_{7}) - \frac{V_{o} - V_{i}}{L} t (17) \\ Ι_{L_{r}} = - Ι_{L_{r}} (t_{3}) + \frac{V_{o}}{L_{r}} t (18) \end{array}$

1.3 实现软开关的条件

由上分析可知, 为了实现软开关, 主、辅助开关管驱动信号之间要设置一定的死区时间。死区时间必须满足如下的方程式:

$Τ_{D e l a y} \geq \frac{Ι_{i} L_{r}}{V_{0}} + \frac{π}{2} \sqrt{L_{r} C_{r}} (19)$

2 仿真分析

为了检验以上的分析, 对低损耗软开关Boost变换器进行了仿真验证。仿真软件使用PSpice 9.2[9,10]。仿真参数为:输入电压Vi=130～170 V, 输出电压Vo=400 V, 开关频率fs=30 kHz, 谐振电容1:Cr=3.3 nF, 谐振电容2:Cr2=30 nF, 谐振电感Lr=20 μH, 主电感L=560 μH。

图4为主开关管和辅助开关管驱动电压、电压和电流的波形。从图4可以看出, 由于体二极管在主开关前导通, 所以主开关管实现了零电压开关, 辅助开关管也实现了软开关。

3 结语

从理论分析和仿真结果可以看出, 由于谐振电路, 本文提出的低损耗软开关Boost电路可以实现主、辅助开关管的软开关。这种变换器适用于高频率的变换器、光电DC/DC变换器、功率因数校正等。

参考文献

[1]阮新波, 严仰光.直流开关电源的软开关技术[M].北京:科学出版社, 2000.

[2]林渭勋.现代电力电子技术[M].北京:机械工业出版社, 2005.

[3]林国庆, 张冠生, 陈为, 等.新型ZCZVT软开关PWM Boost变换器的研究[J].电工技术学报, 2000, 15 (3) :5-8.

[4]Lin R, Lee F.Novel Zero Current Swit-ching Zero VoltageSwitching Converters[A].PESC′96[C].1996 (1) :438-442.

[5]Zhu J, Ding D.Zero-voltage and Zero Current SwitchedPWM DC-DC Converters Using Active Snubber[J].IEEETrans.on Industry Applications, 1999, 35 (6) :1 406-1 412.

[6]陈坚.电力电子学——电力电子变换和控制技术[M].北京:高等教育出版社, 2002.

[7]Enrico Santi, Antonello Monti, Donghong Li, et al.Synerge-tic Control for DC-DC Boost Converter:Implementation Op-tions[J].IEEE Trans.on Industry Applications, 2003, 39:1 803-1 813.

[8]汪令祥.光伏发电用DC/DC变换器的研究[D].合肥:合肥工业大学, 2006.

[9]陈东.OrCAD电路设计[M].北京:国防工业出版社, 2004.

Boost直流变换器篇5

随着能源需求日益增加以及传统化石能源所引起的环境问题日趋严重,人们开始关注新型能源的发展和利用。然而由太阳能电池板及燃料电池等新能源构成的微网及并网系统,对DC-DC变换器输入电压范围提出了更高的要求[1]。开关DC-DC变换器的宽输入电压范围特性可通过调节开关管的占空比来实现[2]。为了使传统开关DC-DC变换器在较宽输入电压范围内保持输出电压恒定,需要使占空比在较大范围变化,导致控制器设计复杂,系统稳定性较差等问题。此外,为保证开关管的有效导通和关断,防止开关管直通现象,必须限制开关管的最大、最小占空比,进而制约传统开关DC-DC变换器实现宽输入电压范围的直流传输比。

利用变压器可以拓宽DC-DC变换器输入电压变化范围[3],但变压器的体积较大,且其漏感会增加系统损耗及噪声。利用耦合电感也可以提高变换器电压增益,拓宽输入电压变化范围[4],但其漏感会影响变换器的效率,且开关管的电压应力较高。文献[5]提出一种通过变换器级联实现宽输入电压变化范围,但开关管个数繁多,控制回路设计复杂;文献[6]提出单开关二次型变换器,仅使用一个开关管实现了变换器级联,简化了控制回路设计,然而当二次型变换器输出电压较高时,其开关管的电压应力较大;文献[7]提出将一种新型二次型变换器应用到两级光伏并网系统中,但其输入电流不连续导致光伏发电系统的整体效率低。传统变换器及Luo变换器[8]利用电压举升技术[9]也可以改善变换器的电压增益,拓宽了输入电压变化范围,但因其输入电流不连续,均不适用于燃料电池及光伏发电系统中[10]。本文在结合电压举升技术升压优势及二次型变换器宽输入电压范围优势的基础上,提出了一种新型高增益Boost变换器,该变换器具有电压增益高、输入电流连续、开关管应力小等特点,适用于两级并网系统等对变换器的输入电压变化范围要求较宽的新能源领域。

本文分析了该新型单开关高增益Boost变换器的工作原理,研究了电路参数对其稳态工作特性的影响,最后通过仿真及实验验证了理论分析的正确性。

2 单开关高增益Boost变换器工作原理分析

2.1 工作过程

如图1所示为基于电压举升技术的单开关高增益Boost变换器的原理图,它由电感L1、L2,电容C1、C2、C3,开关管S及二极管D1、D2、D3、D4构成,其中vg为输入电压,R为负载。

为了简化分析,假设开关管、二极管、电感、电容均为理想元件,开关变换器的开关频率fS远大于开关变换器的最大特征频率,则在一个开关周期TS=1/fS内,输入电压保持不变。设在一个开关周期内,D为开关导通时间占空比,并且所有电感均工作在连续模式。

该变换器在一个开关周期内存在两个开关工作状态,如图2所示。

工作状态1:开关管S导通时,由图2(a)可知输入电压为电感L1充电,电感电流iL1线性上升,二极管D1因承受反向电压关断,二极管D2、D3承受正向电压导通,储能电容C1为电感L2充电,电感电流iL2线性上升;同时储能电容C1通过二极管D2及开关管S为电容C2充电,当电容C2两端电压上升到与电容C1两端电压相等时,二极管D2关断,二极管D4因承受反向电压关断,电容C3向负载放电以维持输出电压稳定。

在该工作阶段,电感电流iL 1、iL 2的斜率分别为:

工作状态2:开关管S断开时,由图2(b)可知电感L2及电容C2向电容C3放电,电感电流iL2线性下降,二极管D4承受正向电压导通,二极管D1承受正向电压导通,电感L1向电容C1及电感L2放电,电感电流iL1线性下降,二极管D2、D3承受反向电压关断。在此时间段内,流经电感L1、L2的电流斜率分别为:

2.2 单开关高增益Boost变换器稳态特性分析

采用时间平均等效原理[11]对所提出的单开关高增益Boost变换器进行直流稳态分析,其直流稳态等效电路如图3所示。

图3中:

当电路工作在直流稳态,电感可以看作短路,电容可以看作开路,可得单开关高增益Boost变换器电压传输比及各变量之间的关系为:

各开关管的电压应力为:

3 实验验证

为了验证单开关高增益Boost变换器的理论分析结果,采用如表1所示主电路参数对本文提出的单开关高增益Boost变换器进行实验分析。

如图4所示为本文提出的新型高增益Boost变换器的实验波形。由图4(a)可知输入电压为12V,输出电压为60V,输入电流Iin连续。开关管S的电压波形如图4(b)所示。由图4(b)可知开关管应力VS-Stress为40V,小于输出电压,与式(15)结果相符。电容C1及C2电压波形如图4(c)所示,由图4(c)可知VC 1为22V,VC 2为22V,电容C2与电容C1两端电压相等,与公式(11)结果相符;二极管D2电压波形如图4(d)所示,由图4(d)可知二极管D2电压应力VD2-Stress为40V,与式(17)结果相符,实验结果验证了理论分析的正确性。

4 结论

本文在结合电压举升技术升压优势及二次型变换器宽输入电压范围优势的基础上提出了一种新型单开关高增益Boost变换器,该变换器不但具有直流增益高,输入电流连续的特点,而且降低了开关管的电压应力,以便于选取具有较小导通电阻的开关管从而提高变换器的效率。分析了该变换器工作在连续模式下的工作原理及其稳态特性。由实验分析可知,新型单开关高增益Boost变换器具有输入电压范围宽、效率高、输入电流连续等优势,适用于燃料电池及光伏发电系统等新能源中。最后通过实验验证了理论分析的正确性。

摘要：提出了一种基于电压举升技术(voltage-lift-technique)的新型单开关高增益Boost变换器,不但拓宽了Boost变换器输入电压范围,而且降低了开关管的电压应力,适用于输入电压变化范围较宽的应用场合。与二次型Boost变换器相比,该新型Boost变换器的开关管电压应力低,便于选取导通电阻较小的功率开关管,从而减小开关管的导通损耗,提高变换器的效率。本文分析了该新型高增益Boost变换器的工作原理,研究了电路参数对其稳态工作特性的影响。最后通过仿真及实验验证了理论分析的正确性。

关键词：高增益Boost变换器,电压举升技术,稳态工作特性,DC-DC变换器

参考文献

[1]Li Wuhua,He Xiangning.Review of nonisolated high-step-up DC-DC converters in photovoltaic grid-connectedapplications[J].IEEE Transactions on Industrial Elec-tronics,2011,58(4):1239-1250.

[2]杨平,许建平,张士宇,等(Yang Ping,Xu Jianping,Zhang Shiyu,et al.).峰值电流控制二次型Boost变换器(Peak current control mode for quadratic boost con-verter)[J].电工技术学报(Transactions of ChinaElectrotechnical Society),2011,26(5):101-107.

[3]Esam H Ismail,Mustafa A Al-Saffar,Ahmad Asbzali,etal.A family of single switch PWM converters with highstep-up conversion ratio[J].IEEE Transactions on Cir-cuits and System,2008,55(4):1159-1171.

[4]Zhao Qun,Lee F C.High performance coupled inductorDC-DC converters[A].IEEE Applied Power Electronicsand Exposition Conference[C].2003.109-113.

[5]Laszlo Huber,Milan M Jovanovic.A design approach forserver power supplies for networking[A].IEEE AppliedPower Electronics and Exposition Conference[C].2000.1163-1169.

[6]Maksimovic D,Cuk S.Switching converters with wide DCconversion range[J].IEEE Transactions on Power Elec-tronics,1991,6(1):151-157.

[7]Riad Kadri,Jean-Paul Gaubert,Gerard Champenois,etal.Performance analysis of transformless single switchquadratic boost converter for grid connected photovoltaicsystems[A].XIX International Conference on ElectricalMachines[C].2010.1-7.

[8]Luo Fanglin.Positive output luo converter,voltage lifttechnique[J].IEE Electric Power Applications,1999,146(4):415-432.

[9]Luo Fanglin,Ye Hong.Positive output super-lift convert-ers[J].IEEE Transactions on Power Electronics,2003,18(1):105-113.

[10]Nicholas D Benavides,Patrick L Chapman.Modeling theeffect of voltage ripple on the power output of photovoltaicmodules[J].IEEE Transactions on Industrial Electron-ics,2008,55(7):2638-2643.

Boost直流变换器篇6

随着传统能源的日益枯竭,太阳能已经成为一种十分具有潜力的新能源,而光伏发电是当前利用太阳能的主要方式。光伏发电具有安全可靠、运行费用少、维护简单、随处可用等特点,在我国得到了快速的发展。由于光伏电池工作时,会受到周围温度、光照强度等影响,再加上电池本身的转换效率低,成本高,光伏电池工作时需要进行最大功率跟踪,即MPPT。

基于光伏电池的数学模型,以MCU TMS320F2812为主要控制芯片,通过分析Boost电路功率特性,只检测Boost变换器输出电流,调节变换器的占空比,实现光伏电池工作最大功率点的快速跟踪。

1 光伏发电系统

光伏发电是利用太阳能电池片的光生伏打效应,将太阳能转换成电能。光伏发电系统由太阳能光伏阵列、DC-DC变换器、DC-AC逆变器、控制器、MPPT(最大功率跟踪)等组成,如图1所示。

光伏电池阵列将太阳能转化成直流电能,经过DC-DC变换器变换成匹配DC-AC的直流电压,DC-DC变换器采样电路对此变换器的输出采集MPPT所需的参数数据,通过MCU TMS320F2812调节控制开关管的占空比输出PWM波实现光伏电池MPPT。DC-DC变换器输出的直流电压通过MCU TMS320F2812控制DC-AC逆变器输出负载所需要的交流电压。

2 Boost变换器功率特性

Boost变换器电路简单、成本低。单相光伏发电DC-DC变换器核心为一Boost变换器,该变换器采用全控型开关管T,在变换器输入端串联一个电感L,近似于电流源电路,输出端并联一个电容C,近似于电压型负载。Boost电路如图2所示。

图中,Ii为变换器输入电流,Io为变换器输出电流,Ui为变换器输入电压,Uo为变换器输出电压,T为开关管IGBT,D为快速恢复二极管,且设定理想状态下电感L无限大(L中电流连续)。在理想情况下,电路的输出功率Po等于输入功率Pi,光伏电池片的输出功率Pv即为直流变换器的最大输入功率:Pv=Pi,因此光伏电池的输出功率为变换器的输入功率:Pv=Po=Uo×Io。

3 MPPT控制策略

在小功率光伏发电系统中,直流变换器输出端的电压是恒定的,当输出电压Uo一定时,输出电流Io的大小决定光伏电池输出功率Pv的大小。因此,对输出电流的跟踪实际上也就是完成了对光伏电池片最大功率点的跟踪,电池片输出最大功率,Boost变换器输出电流同样最大。

在Boost电路中,占空比D是可以控制的变量,系统对Boost变换器的电流值进行采样,经过MPPT控制程序进行分析处理,再通过控制变换器开关管的占空比D来调节系统的工作点,因此占空比D的大小决定了输出电流的大小,也就决定了电池输出功率P的大小。光伏电池的P-D关系如图3所示。

通过观察P-D关系输出电流的变化来控制占空比D的大小,当D发生变动时,如果输出电流变大,就应该在相同的方向控制D;相反,当D发生变动时,如果输出电流是减小的,那么就应该在相反的方向控制D。其控制流程如图4所示。

4 实验仿真

通过MATLAB/SIMULINK对MPPT控制系统进行仿真分析,并且设计Boost变换器输出电流为1A,功率为700W。太阳能电池组的仿真模型如图5所示。

基于Boost变换器的MPPT控制系统如图6所示。

系统的仿真结果如图7所示。

分析图7得出,通过对Boost变换器输出电流的跟踪来调试变换器占空比,实现了光伏电池最大功率点的快速准确跟踪。

5 结语

在分析光伏电池特性数学模型、Boost变换器功率关系的基础上,以跟踪变换器输出电流并调节占空比的方法来实现最大功率的跟踪,通过Matlab simulink进行实验仿真,验证了该方案的可行性和正确性。

参考文献

[1]戴欣平,马广,杨晓红.太阳能发电变频驱动系统的最大功率追踪控制法[J].中国机电工程学报,2005,25(8):95-99

[2]赵争鸣,刘建政.太阳能光伏发电系统的应用[M].北京:科学出版社,2005

[3]林渭勋.现代电力电子技术[M].北京:机械工业出版社,2006

[4]陈丽.基于Buck变换器的光伏发电系统MPPT控制[J].计算机技术与自动化,2010,06:28-31

[5]Michael T.Zhang,Yimin Jiang,Fred C.Lee.Single-phase Three-level Boost Power Factor Correction Converter[A].IEEE APEC[C].1995:434-439

[6]饶建业.太阳能电池阵模拟器的设计与研究[J].电力电子技术,2007,09:12-14

[7]朱正菲.一种10kW光伏逆变器的研究与开发[J].能源工程,2007,04:37-40

[8]颜伟鹏,田书欣,等.小型光伏发电系统中的高增益DC-DC变换器综述[J].通信电源技术,2010,11:1-5

[9]LIU Fang-rui,DUAN Shan-xu,LIU Fei,et al.A Variable Step Size INC MPPT Method for PV Systems[J].IEEE Transactions on industrial electronics,2008,55(7):2622-2628

Boost直流变换器篇7

1 PFC控制电路结构

图1所示, 平均电流控制电路结构包括电压控制环和电流环两环[2]。

电流环调节输入电流平均值, 使其波形与输入电压波形相同[2]。输出电压经电压误差放大器放大后, 与全桥整流输出电压的采样在乘法器相乘后送到电流运算放大器作为基准电流。

电压环通过控制电流基准、改变电感电流, 来调节输出电压的稳定。PWM调制器的误差放大器的输出电流直接控制电感电流的占空比, 控制改变平均电感电流。

2 PFC控制参数的选择

在有源功率因数调节器中有两个影响因素, 一是输入端的桥式整流的影响, 二是乘、除法电路及平方电路的影响。这两个影响因素都可能带来输入端间乘积、谐波或边频 (Side Band) 的影响, 并且这两个因素的调变过程会互相影响。本文将在系统小信号模型的基础上进行分析, 借用遗传算法对控制参数进行优化。

2.1 电流回路补偿网络参数的选择

PFC电路是内电流控制环路, 是通过调节电源电路的占空比, 迫使输入电流实现跟踪获得的输入电压正弦波。输入电压是全波整流波形, 包含了丰富的谐波, 为了更好地控制电感电流和得到良好的动态特性, 必须具有一个高频电流环路增益, 高带宽和合理的相位裕度和有抑制开关噪声的能力。

则电流环的开环传递函数为[4]:

本设计中:

2.2 电压回路补偿网络参数的选择

为了使系统稳定, 必须对电压控制回路进行补偿。本设计中, 电压环补偿网络如图3所示。

其小信号传递函数为[4]:

电压环的开环传递函数为:

选择设计变量为X=[x1, x2, x3]=[RVD, CVF, RVF], 则可求出电压环的开环传递函数与设计变量之间的关系式为:

其中, k1、k2分别为两个评价因子的权, 本文优化过程中均取为0.5。

3 实验结果及结论

经过设计, 控制电路的主要参数及性能指标总结列表, 如表1、表2所示。

结合表1、表2可以看出, 本文所设计的Boost功率因数校正电路的控制电路完全满足要求, 电流环和电压环的超调量较小, 调整时间较短, 电压环的带宽较小, 可以很好地抑制纹波, 稳定电路。

采用SIMetrix/SIMPLIS软件对PFC电路进行实时仿真, 应用本文设计控制电路及参数进行仿真实验, 仿真电路如图4。

电压输出特性如图5所示, 由图可见, 电压响应时间短, 超调量也较小, 输出纹波电压的峰峰值也较小。但输出电压上叠加了一个二次纹波电压, 为了保证输入电流中只含较小的二次谐波电流, 电压环带宽设计得较窄, 对输出电压上的二次纹波电压没有调整能力, 故输出电压上有较大的二次纹波电压。需要注意的是, 输出电压上有二次纹波, 这是不可避免的, 我们设计时只能尽量减小, 另外, 输出电压高于400 V是轻载电压飙升的结果, 实际电路输出电压并未发现如此明显的电压飙升现象。

100%负载时电流电压波形如图6所示, 从图中可以看出, 输入电流平均值严格跟踪输入电压波形, 实现了功率因数校正功能。

摘要：平均电流控制是较常见的一种控制方法, 它可以工作于CCM和DCM工作方式下, 可以在输入电压、负载变化范围比较大的场合得到质量很高的电流波形。本文对平均电流控制电路的电流环和电压环的控制参数进行了选择设计, 并用改进后的遗传算法对其进行进一步优化设计。最后通过仿真实验证明, 优化后, 电流环和电压环的相位裕量及稳定性优于优化设计前。

关键词：电流控制,功率补偿,优化控制

参考文献

[1]张占松.高频开关变换技术教程[M].北京:机械工程出版社, 2010:13-20.

[2]R W Erickson, D Maksimovic.Fundamentals of Power Electronics[M].Second Edition.Kluwer Academic Publishers, 2001.

[3]朱小祥.高频电子技术[M].北京:北京大学出版社, 2012:56-59.

[4]林渭勋.现代电力电子技术[M].北京:机械工程出版社, 2006.

【Boost直流变换器】推荐阅读：

直流/直流升压变换器08-21

直流变换器12-02

高压直流变换器06-17

BUCK直流变换器09-09

Boost开关变换器08-16