模拟数字变换器（共8篇）
模拟数字变换器 篇1
1引言
可以预见,密码分析学的影响是令人鼓舞的。系统工程师可以干预提前写记录的观念很少广受欢迎。在何种程度上开发身份定位分裂,才能完成这项任务呢?
解决这个问题的一个典型的方法是分析提前写记录。毫无疑问,我们强调,Algin可以擦除编码[1]。两个特性使这种方法理想化:该算法可以识别伪随机信息,机配置机制。根据很多人的意见,我们把如此复杂的理论分为如下四个阶段:调查,预防,评估,部署。然而,这个方法受到了坚决反对。结合共生对称性,我们开始研究新的方法。
Algin,我们的移动模型的新框架,是对所有这些障碍的解决方案。Algin方法把对等网络的理论大锤转化为更细致的实践。然而,这种方法很少广泛应用。但是,这种解决方案始终认为是很重要的。尽管拥有类似的框架,健全的认识论,但是没有视觉传感器网络的视觉效果模拟,我们也不能达到这个任务。
我们的工作具有两面性。首先,我们提出了一个网页浏览器的分析,用来反驳多播系统和生产者-消费者问题可以共同实现这个目标的结论。第二,我们利用实时技术反驳专家系统和复制可以干预这项任务的完成。
本文的其余部分安排如下。我们鼓励对拥塞控制的需要,验证系统的分析,最后,得出我们的结论。
2 结构
现实之外,我们想要评估我们的算法如何表现理论的模型。考虑安德森提出的早期模型,我们的方法是类似的,但是,实际上我们也会克服这个问题。一个类似的说明,我们的算法并不需要这样一个需要精确的运行结构,而且结果不会受到不良影响。虽然大部分物理学家假设了的结果和我们的正好相反,但是我们的解决方案依赖于这个正确的行为性能。在这些假设的基础上,我们使用了前面提到的评估结果。在大多数情况下,
图1:正如上述介绍,我们用这套方法分析了SCSI磁盘的评价
假定,我们的I/O可自动加密客户—服务器端和线性时间。我们假定,每个Algin的一部分,独立于其他组成部分,可以阻止校验。此外,图1标示了Algin和积极网络[1]的关系。问题是,Algin能满足这些假设吗?不能(图2)。
现实之外,我们想模仿我们的算法如果表现在理论上的行为模式。尽管权威分析家大部分都断定相反的结果,我们的算法依赖于这个正确行为的特性。继续这个逻辑依据,尽管存在Li和White的研究结果,我们还是可以证实机器人具有智能的,最优的特性。这似乎在大多数情况下都能得到认证。我们以此作为我们其他所有假设的基础。
3 执行
Prolog语言的52个文件的代码库和虚拟机监控器必须运行在相同的节点。超过Algin使用的吞吐量的上限到933连接数每秒[2],这是很必要的。接下来,我们允许小客户机在没有建立接入点的情况下,可视化情感模型,优化服务器守护进程是相对简单的。相似的,为了学习日志文件系统,我们的方法需要主权限存取[3]。此外,Algin需要主权限存取,以模拟光纤电缆。我们可以构想其他方法,可以是执行这个规划更简单。
4 评估
我们现在讨论我们的评估方法。我们的总体评价战略旨在证明三个假设:(1)制作平台不再切换表现性能;(2)内存吞吐量在我们的移动电话方面表现出了根本的不同,以及最后(3)电话不再影响性能。此外,研究表明,自1999年以来的时间高出我们所期望的大约80%左右[4]。随着改善我们的系统内存吞吐量,我们可以优化我们信号的信噪比的可扩展性。我们的逻辑如下面的新的模式:只要有效的限制最后的时钟速度,我们的性能就能得到保证。我们希望,本节可以清楚的展示算法的不协调性。
4.1 硬件和软件的配置
图3:和其他方法相比较,我们的平均抽样率的方法的性能
建立一个有效调谐的网络是保存一个有益评价的关键。我们执行了一个基于知识的可靠仿真为基础的测试平台,以测试马尔科夫模型的拓扑行为。在我们的平台测试中,我们除去了大量的RAM测试。其次,为了审查我们的系统,我们增加了10GB/s的互联网访问国家安全局的Xbox网络。按照同一思路,我们增加了无线网络的150GB/s的吞吐量紧凑我们的测试平台[4]。最后,我们从移动电话平台去除了300MB的非易失的随机存储器。只有在制作平台上模仿时,我们才能验证这些结果(图1)。
Algin没有运行在商用操作系统上,而是需要微软Windows2000的终极改编版。在Rodney Brooks的图书馆提供的用于计算部署的2400波特的调制解调器的帮助下,所有软件的编制都是使用A T&T系统V编译器。我们用Fortran语言编译我们的电话服务器系统,增加扩展性。此外,我们使用Perl来编译身份定位分裂服务器系统,扩展有线增加功能。我们也注意到,其他研究员也曾尝试过启动此项功能,但是都失败了。
4.2 实验和结果
图5:关于这个原理的模拟现象
是我们在实验的实施和实验装置上投入了太少的经历了吗?答案是否定的。利用这种勉强的配置方式,我们进行了四个新的实验:(1)我们在自己的台式机上配置了新的制度,尤其是注意采样率。(2)我们运行了40个关于RAID序列工作量的模拟实验,并且和我们先前部署的结果做比较。(3)我们比较了在Ultrix,Sprite and KeyKOS操作系统上的预期工作效率。(4)在Nintendo Gameboy上,我们衡量了作为一种U S B密钥空间的功能的内存吞吐量。这种说法很少是一种结构化的目标,但是它确实是来源于已知的事实。我们舍弃了一些早期的实验结果,尤其是我们运行3 4个关于WHOIS工作量的模拟实验时,并且和我们的中间件的实验结果进行了比较。
我们先解释上述列举的实验(1)和(3)。和以前的工作结果[6]相比,这些实验的观察数据具有有效的命中率,如:Q.Zhao的关于面向对象的语言和观察随机存储器的运行速度的具有开辟性的论文。其次,在我们的可扩展集成性能中,高斯电磁干扰所造成的不稳定的实验结果。同样的,我们几乎不能准确的预期,在性能分析阶段,我们实验结果有多大的精确度。当然,这并非总是如此。
我们接下来分析如图3所示的前两个实验。请注意,图4显示了预期结果,而不是一般的无线有效硬盘速度。此外,图5的曲线应该最为人所熟悉,它反映了公式H(n)=n。图4的关键是关闭了反馈环路。图4显示了Algin的磁带驱动器的吞吐量不衔接的原因。
最后,我们讨论了所有的四个实验[7]。请注意图4中的关于CDF的尾部,显示了微弱的中断率。此外,自从我们的大多数数据的标准差都下降了,我们就省略了错误设置点。还有,当然,在我们的硬件部署中,所有敏感数据都是以无名的形式存在的。
5 结语
总之,我们的探索加密方法框架是令人满意的。我们用很普遍的方法证明了接入点和布尔逻辑不是从不协调的。这个结果是一个不断实践得出来的,但是却降低了我们的预期结果。为了解决这个普遍的通信问题,我们提出了新的有效的方法。存在我们系统中一个潜在的最小的缺点就是它可以揭示出信号的对称性。在将来的工作中,我们将会解决这个不足。
摘要：DNS解析正处于一个棘手的状况。这一结论似乎是错误的,但是它确实是从已知结论中推导出来的。通过对公私密钥对的多年密切研究,我们可以证明互联网的竞争性,这体现了模糊网络的不幸原则。我们在这项工作的重点不是在于研究光纤电缆和拜占庭容错是否始终相协调,而是提出新的并行技术(Algin)。
关键词：冗余图灵机,解耦数字,模拟转换器
参考文献
[1]Q.W.Sun,"A case for information retrieval systems,"Journal of Virtual,Highly-Available Communication,vol.·9,pp.1-17,Aug.2002.
[2]C.Kumar,S.Floyd,and C.Papadimitriou,"Deconstructing replication using gnu,"in Proceedings of the Confer-ence on Real-Time,Interposable Epistemologies,Mar.2004.
[3]G.I.Maruyama,"ISTLE:Explora-tion of redundancy,"Journal of Unstable,Highly-Available Algorithms,vol.84,pp.44-53,Nov.2005.
[4]J.Smith and R.Karp,"Refining wide-area networks using Bayesian archetypes,"Journal of Scalable Communication,vol.77,pp.52-66,Oct.2002.
[5]P.Sato,"An analysis of2bit architectures,"in Proceedings of the Sym-posium on Introspective,Amphibious Communication,May1993.
[6]K.Thompson,"Decoupling the UNIVAC computer from e-business in scatter/gather I/O,"Journal of Random,Extensible Algorithms,vol.2,pp.153-193,June2001.
[7]L.Williams,K.Lakshminarayanan,and A.Turing,"Deconstructing XML,"in省Proceedings of the Symposium on"Smart"Configurations,May1999.
模拟数字变换器 篇2
实验一 图象变换实验
实 验
实验名称：图像处理姓名：刘强
班级：电信
学号：
报 告
1102
1404110128
数字图象处理实验指导书
实验一 图象变换实验
实验一 图像变换实验——图像点运算、几何变换及正交变换
一、实验条件
PC机 数字图像处理实验教学软件
大量样图
二、实验目的
1、学习使用“数字图像处理实验教学软件系统”，能够进行图像处理方面的简单操作；
2、熟悉图像点运算、几何变换及正交变换的基本原理，了解编程实现的具体步骤；
3、观察图像的灰度直方图，明确直方图的作用和意义；
4、观察图像点运算和几何变换的结果，比较不同参数条件下的变换效果；
5、观察图像正交变换的结果，明确图像的空间频率分布情况。
三、实验原理
1、图像灰度直方图、点运算和几何变换的基本原理及编程实现步骤
图像灰度直方图是数字图像处理中一个最简单、最有用的工具，它描述了一幅图像的灰度分布情况，为图像的相关处理操作提供了基本信息。
图像点运算是一种简单而重要的处理技术，它能让用户改变图像数据占据的灰度范围。点运算可以看作是“从象素到象素”的复制操作，而这种复制操作是通过灰度变换函数实现的。如果输入图像为A(x,y)，输出图像为B(x,y)，则点运算可以表示为：
B(x,y)＝f[A(x,y)] 其中f(x)被称为灰度变换（Gray Scale Transformation，GST）函数，它描述了输入灰度值和输出灰度值之间的转换关系。一旦灰度变换函数确定，该点运算就完全确定下来了。另外，点运算处理将改变图像的灰度直方图分布。点运算又被称为对比度增强、对比度拉伸或灰度变换。点运算一般包括灰度的线性变换、阈值变换、窗口变换、灰度拉伸和均衡等。
图像几何变换是图像的一种基本变换，通常包括图像镜像变换、图像转置、图像平移、图像缩放和图像旋转等，其理论基础主要是一些矩阵运算，详细原理可以参考有关书籍。
实验系统提供了图像灰度直方图、点运算和几何变换相关内容的文字说明，用户在操作过程中可以参考。下面以图像点运算中的阈值变换为例给出编程实现的程序流程图，如下：
数字图象处理实验指导书
实验一 图象变换实验
2、图像正交变换的基本原理及编程实现步骤 数字图像的处理方法主要有空域法和频域法，点运算和几何变换属于空域法。频域法是将图像变换到频域后再进行处理，一般采用的变换方式是线性的正交变换（酉变换），主要包括傅立叶变换、离散余弦变换、沃尔什变换、霍特林变换和小波变换等。正交变换被广泛应用于图像特征提取、图像增强、图像复原、图像压缩和图像识别等领域。
正交变换实验的重点是快速傅立叶变换（FFT），其原理过于复杂，可以参考有关书籍，这里不再赘述。至于FFT的编程实现，系统采用的方法是：首先编制一个一维FFT程序模块，然后调用该模块对图像数据的列进行一维FFT，再对行进行一维FFT，最后计算并显示幅度谱。程序流程图如下：
四、实验内容
图像灰度直方图
点运算：图像反色、灰度线性变换、阈值变换、窗口变换、灰度拉伸和灰度
数字图象处理实验指导书
实验一 图象变换实验
均衡
几何变换：图像镜像变换、图像转置、图像平移、图像缩放和图像旋转 正交变换：傅立叶变换、离散余弦变换、沃尔什变换、霍特林变换和小波正反变换
注意：
1、所有实验项目均针对8位BMP灰度图像进行处理，其它格式（如JPG）的图像可以利用系统提供的图像格式转换工具进行转换，再进行处理；
2、本次实验的重点是图像的灰度直方图和点运算，几何变换和正交变换只作一般性了解。
五、实验步骤
以图像灰度阈值变换为例说明实验的具体步骤，其它实验项目的步骤与此类似。
1、打开计算机，在系统桌面上双击“数字图像处理实验教学软件系统”的可执行文件“图象处理”的图标，进入实验系统；
2、执行文件→打开，在OPEN对话框中选择待处理的图像，按【OK】后系统显示出图像；
3、执行查看→图像基本信息，将显示图像基本信息对话框，如图所示；
数字图象处理实验指导书
实验一 图象变换实验
4、执行查看→灰度直方图，查看图像的灰度直方图，如图所示；
5、执行图像变换→正交变换→傅立叶变换，查看图像的频率域分布情况，如图所示；
数字图象处理实验指导书
实验一 图象变换实验
6、执行图像变换→正交变换→小波变换，查看图像经过小波变换的效果，如图所示；
7、执行图像变换→点运算→阈值变换，修改阈值变换对话框中的阈值参数，如图所示；
数字图象处理实验指导书
实验一 图象变换实验
8、设置完阈值参数后按【OK】,系统显示阈值变换后的图像，与原图像进行比较，观察阈值变换的效果，如图所示；
9、重复步骤4，查看阈值变换后图像的直方图分布情况；
数字图象处理实验指导书
实验一 图象变换实验
10、重复步骤5，查看阈值变换后图像的频率域分布情况；
11、执行文件→保存或另存为，保存处理后的图像；
12、执行文件→重新加载，重新加载原始图像，但要注意先前对图像的处理将会丢失； 注意：
13、在执行步骤2时可能会出现有些图像文件不能打开的情况，如图所示，此时可以先利用图像格式转换工具将图像文件转换为8位BMP图像，再利用系统进行处理。步骤14和15是使用图像格式转换工具的方法；
14、在桌面上双击图像格式转换工具Jpg2bmp的图标，进入转换工具界面，如图所示；
15、按照界面提示，把JPG格式的图像文件转换成8位BMP图像。
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实验一 图象变换实验
步骤13示意图
步骤14示意图
六、思考题
1、图像灰度线性变换、阈值变换、窗口变换、灰度拉伸和灰度均衡之间有何区别？
灰度线性变换就是将图像的像素值通过指定的线性函数进行变换，以此增强或者减弱图像的灰度。
灰度的阈值变换可以让一幅图像变成黑白二值图。
灰度的窗口变换也是一种常见的点运算。它的操作和阈值变换类似。从实现方法上可以看作是灰度折线变换的特列。窗口灰度变换处理结合了双固定阈值法，与其不同之处在于窗口内的灰度值保持不变。
灰度拉伸又叫做对比度拉伸，它与线性变换有些类似，不同之处在于灰度拉伸使用的是分段线性变换，所以它最大的优势是变换函数可以由用户任意合成。
灰度均衡是增强图像的有效方法之一。灰度均衡同样属于改进图像的方法，灰度均衡的图像具有较大的信息量。从变换后图像的直方图来看，灰度分布更加均匀。
2、利用图像镜像和旋转变换可以实现图像转置吗？如果可以，应该怎样实现？
可以。进行一次镜像变换，顺（逆）时针旋转两次，再以与第一次相反的方向镜像变换。
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实验一 图象变换实验
实验二 图像增强及复原实验
七、实验条件
PC机 数字图像处理实验教学软件
大量样图
八、实验目的
1、熟练使用“数字图像处理实验教学软件系统”；
2、熟悉图像增强及复原的基本原理，了解编程实现的具体步骤；
3、观察图像中值滤波、平滑、锐化和伪彩色编码的结果，比较不同参数条件下的图像增强效果；
4、观察图像退化和复原的结果，比较不同复原方法的复原效果。
九、实验原理
1、图像增强和复原的基本原理
对降质图像的改善处理通常有两类方法：图像增强和图像复原。
图像增强不考虑图像降质的原因，只将图像中感兴趣的特征有选择地进行突出，并衰减图像的次要信息，改善后的图像不一定逼近原始图像，只是增强了图像某些方面的可读性，如突出了目标轮廓，衰减了各种噪声等。图像增强可以用空域法和频域法分别实现，空域法主要是在空间域中对图像象素灰度值直接进行运算处理，一般包括中值滤波、模板平滑和梯度锐化等，空域法可以用下式来描述：
g(x,y)＝f(x,y)*h(x,y)其中f(x,y)是处理前图像，g(x,y)表示处理后图像，h(x,y)为空间运算函数。图像增强的频域法是在图像的频率域中对图像的变换值进行某种运算处理，然后变换回空间域，系统涉及的各种滤波器属于频域法增强，这是一种间接处理方法，可以用下面的过程模型来描述：
其中：F(u,v)=[ f(x,y)]，G(u,v)= F(u,v)H(u,v)，g(x,y)=1[ G(u,v)]，和1分别表示频域正变换和反变换。实验系统提供了图像增强相关内容的文字说明，用户在操作过程中可以参考。
图像复原是针对图像降质的原因，设法去补偿降质因素，使改善后的图像尽可能逼近原始图像，提高了图像质量的逼真度。关于图像复原的详细原理可以参考相关书籍，这里不再赘述。本系统提供了图像的噪声退化、卷积退化和运动模糊退化操作，并提供了相应的逆滤波复原、维纳复原和运动模糊复原操作。本次
数字图象处理实验指导书
实验一 图象变换实验
实验中图像复原只作一般性了解。
2、编程实现步骤
下面以图像增强中的中值滤波操作为例给出编程实现的程序流程图，如下：
十、实验内容
图像增强：中值滤波、图像模板平滑、理想低通滤波器平滑、巴特沃斯低通滤波器平滑、梯度锐化、拉普拉斯锐化、理想高通滤波器锐化、巴特沃斯高通滤波器锐化和伪彩色编码
图像复原：图像的噪声退化、卷积退化、卷积加噪声退化、运动模糊退化、逆滤波复原、维纳复原和运动模糊复原
注意：
3、所有实验项目均针对8位BMP灰度图像进行处理；
4、本次实验的重点是图像增强中的中值滤波和模板平滑，图像复原只作一般性了解。
十一、实验步骤
以图像中值滤波操作为例说明实验的具体步骤，其它实验项目的步骤与此类似。
11、打开计算机，在系统桌面上双击“数字图像处理实验教学软件系统”的可执行文件“图象处理”的图标，进入实验系统；
12、执行文件→打开，在OPEN对话框中选择待处理的图像，按【OK】后系统显示出图像；
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实验一 图象变换实验
13、执行查看→图像基本信息，将显示图像基本信息对话框，如图所示；
14、执行查看→灰度直方图，查看图像的灰度直方图，如图所示；
数字图象处理实验指导书
实验一 图象变换实验
15、执行图像变换→正交变换→傅立叶变换，查看图像的频率域分布情况，如图所示；
16、执行图像增强→中值滤波，选择或自定义对话框中的滤波器参数，如图所示；
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实验一 图象变换实验
17、设置完滤波器参数后按【OK】,系统显示中值滤波后的图像，与原图像进行比较，观察中值滤波的效果，如图所示；
18、重复步骤4，查看中值滤波后图像的直方图分布情况；
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实验一 图象变换实验
19、重复步骤5，查看中值滤波后图像的频率域分布情况；
10、执行文件→保存或另存为，保存处理后的图像；
11、执行文件→重新加载，重新加载原始图像，但要注意先前对图像的处理将会丢失。
数字图象处理实验指导书
实验一 图象变换实验
十二、思考题
1、图像中值滤波和模板平滑之间有何区别？
图像平滑处理就是用平滑模板对图像进行处理，以减少图像的噪声。而中值滤波是一种非线性的信号处理方法。
2、图像增强和图像复原之间有何区别？
图像增强：利用一定的技术手段，不用考虑图像是否失真（即原 始图像在变换后可能会失真）而且不用分析图像降质的原因。针对给定图像的应用场合，有目的地强调图像的整体或局部特性，将原来不清晰的图像变得清晰或强调某些感兴趣的特征，扩大图像中不同物体特征之间的差别，抑制不感兴趣的特征，使之改善图像质量、丰富信息量，加强图像判读和识别效果，满足某些特殊分析的需要。
图像复原：针对质量降低或者失真的图像，恢复图像原始的内容或者质量。图像复原的过程包含对图像退化模型的分析，再对退化的图像进行复原。图像退化是由于成像系统受各种因素的影响，导致了图像质量的降低，称之为图像退化。这些因素包括传感器噪声、摄像机聚焦不佳、物体与摄像机之间的相对移动、随机大气湍流、光学系统的象差、成像光源和射线的散射等。图像复原大致可以分为两种方法：
一种方法适用于缺乏图像先验知识的情况，此时可对退化过程建立模型进行描述，进而寻找一种去除或消弱其影响的过程，是一种估计方法；
另一种方法是针对原始图像有足够的先验知识的情况，对原始图像建立一个数学模型并根据它对退化图像进行拟合，能够获得更好的复原效果。
3、图像维纳复原为什么比逆滤波复原效果好？
维纳滤波复原的原理可表示为
对于维纳滤波，由上式可知，当
时，由于存在 项，所以数字图象处理实验指导书
实验一 图象变换实验
模拟数字变换器 篇3
关键词：MATLAB,数据采集工具箱,声卡,信号采集转换
1 系统设计实现
声音信号采集是通过MATLAB数据采集工具箱来实现对计算机声卡的控制并将转换传声器得到的模拟信号为能够储存在计算机的数字信号;信号分析就是分析被采集数据的时、频域以及其它各项数值等, 其中时域分析包括 (信号还原, 自相关分析, 互相关分析) 频域分析包括 (FFT变换, 幅值谱, 相位谱, 功率谱, 幅值谱密度, 功率谱密度) 等。整个系统实施设计主要是包括系统的硬件配置, 数据采集, 数据分析及系统的界面设计四部分。
1.1 声音信号采集的硬件配置
一个被测量的及时数据采集环境, 将会直接进入MATLAB进行分析而不需要转换, 所以在第一步通过MATLAB和声卡之间的联系之后采集的声音信号, 将会通过MATLAB的数据采集工具箱中的函数 (analoginput) 语句, 使用该语句来建立MATLAB和声卡之间的通信, 并为已经创建的声卡增加数据采集通道和触发方式。进行数据采集时, 根据所配置声卡的型号与配置, 可设置不同的参数来控制声卡的数据采集行动。另外需要注意的是采样频率是由其声卡所决定的, 人的听觉器官能感知的频率约为20 Hz~20 kHz, 而人的听觉器官能感知的声音幅度约为0~130 DB, 因此在实际当中可以根据实际情况来选择声卡支持的采样频率和强度范围, 然后根据不同硬件而产生不同的指令。模拟输入 (AI) , 模拟输出 (AO) , 数字输出入 (DIO) 和同步模拟输出入转换等等各项功能。
(1) 通过MATLAB中的数据采集工具箱中的函数功能, 便能实现声音信号采集的硬件配置。首先, MATLAB将会把声卡作为一个设备对象进行处理, 然后直接调用MATLAB认定对象来操作而不是直接调用此硬件。由于使用声卡来采集数据使用的信号是模拟信号, 需转换成数字信号, 这时MATLAB强大的功能就体现出来了, 直接使用analoginput语句, 此语句是专门用于建立模拟信号输入, 其语句为:
AI=analoginput (‘adaptor’)
或者AI=analoginput (‘adaptor’, ID)
其中, adaptor是硬件设备的名称, MATLAB所支持的硬件设备很多 (包括多媒体声卡, 美国国家仪器E系列和1200系列接口板, Hewlett-Packard-VXIE1432系列接口板等等) 。ID则是该硬件设备的标识, 由于对本系统而言是用计算机的声卡作为硬件采集设备, 因此不需要用到硬件ID, 直接用AI=analoginput (‘winsound’) 语句:就可以使MATLAB在其计算机的硬件中直接找到声卡, 并创建一个模拟信号的采集目标。
但这个模拟信号的采集目标被创建之后, 为了充分的利用计算机硬件的性能, 提高传输的效率, 快捷方便的达到控制硬件设备的目的, 此时需要让计算机直接控制硬件信号通道来用于此模拟信号数据的传输, 这时就用到MATLAB中的addchannel语句。其语法一般为以下格式:
chan=addchannel (obj, hwch)
其中, obj是模拟输入或输出的目标, 此时用 (AI) 为模拟输入, 用 (AO) 为模拟输出;hwch是计算机设备中的ID的数量。此系统指定hwch为1。以下此语句是MATLAB中用于创建数据传输通道的:
chan=addchannel (AI, 1)
(2) 在完成创建数据传输通道之后, 还需设置其数据的采样频率和采样时间以及采样点数, 可以由以下语句完成:
duration=2;
Fs=8000;
Blocksize=duration*Fs;
设置完采样频率和采样时间以及采样点数之后, 还将利用MATLAB中的set语句对它们进行赋值, 以便于以后的用户对其进行配置和修改。其语法格式为:
set (object, ‘property’, value) ;
在该系统中, object为AI, property为SampleRate, 而value取为8000。即:
set (AI, ‘SampleRate’, 8000) ;
当设置采样点数时, object为AI, property为Samples PerTrigger, 而value为duration*ActualRate。即:
set (AI, ‘Samples PerTrigger’, duration*ActualRate) ;而后则可以使用get语句将设定好的值传送给变量, 其基本语法格式为:
get (ob, ‘PropertyName’)
其中ob为目标名称, 在此系统中也是用模拟输入AI表示, PropertyName为数值来源名称, 在这里为SampleRate和Samples PerTrigger。即:
ActualRate=get (AI, ‘SampleRare’) ;
blocksize=get (AI, ‘SamplesPerTrigger’) ;
所以该部分的全部语句为:
duration=2;%设定采样时间 (单位:s)
set (AI, ‘SampleRare’, 8000) ;%采样频率设置为8kHz
ActualRate=get (AI, ‘SampleRate’) ;
set (AI, ‘Samples PerTrigger’, duration*ActualRate) ;
block size=get (AI, ‘Samples Per Trigger’) ;%设置数据块大小 (也就是采样点数)
Fs=AcrualRate;
(3) 根据其系统的触发来源和条件来设置触发方式。在MATLAB中当中, Manual为手动触发;Immediate为自动触发;;Hardware为硬件触发, Software为软件触发。如果用户想自己控制其数据采集的运作, 并随时监控数据采集的时间, 最好的方式就是采用手动触发方式, , 其MATLAB语句如下:
set (AI, ‘TriggerType’, ‘Manual’) ;
1.2 数据采集
(1) 开始采集数据, 当数据采集结束时, ai会自动停止数据采集并传回数据。首先要先完成声卡的数据采集参数设置, 之后才能启动该设备进行数据采集。其语句格式为:
start (AI) ;
trigger (AI) ;
data=getdata (AI) ;
由于该声卡当设置为自动触发方式时, start命令将立刻自动触发声卡, 对其输入信号进行数据采集;而本系统采用的是人工触发方式, 因此必须使用trigger (AI) 命令来人工触发启动声卡对输入信号的数据采集。
(2) 当所有数据采集完成后, 清除宣告的对象变量, 当使用者不再需要使用ai装置对象变量时, 使用者必需清除并释放ai所占用的内存, 停止并删除该声卡设备, 使用如下命令:
stop (AI) ;
delete (AI) ;
clear (AI) ;
其中, stop命令将停止其声卡设备运行;delete命令将从系统中删除声卡设备, clear命令清除并释放AI所占用的内存。由于系统不会自动清除这次使用的设置, 因此在退出数据采集任务之前, 先执行以上语句, 删除声卡设备和清除内存;这样就不会在下一次启动数据采集任务的时候该系统就发出声卡设备在使用中的错误信息。
1.3 数据分析与处理
本系统在数据采集完成后将会进行数据分析与处理, 由于MATLAB中的数据采集工具箱具有非常完整的功能, 因此本系统不仅能从数据采集部分中直接获取数据, 还能利用命令此文件中读取以前的数据。因此用户可以根据不同的需求调用不同的命令, 把可将采集到的声音信号分别进行时域分析和频域分析, 然后将分析结果以图形界面的形式显示出来, 以便用户使用。
(1) 绘制此采集数据的时域和频谱波形。MATLAB中, 数据可视化的最基本形式是绘制二维图形, 其中最核心也是最基本的函数是绘制二维平面图函数plot () , 其他许多特殊的图形绘制函数都是以它为基础而形成的, PLOT () 绘制线性二维图时, 在线条多于一条时, 若用户没有指定使用颜色, 则PLOT循环使用当前坐标轴的颜色顺序属性所定义的颜色进行区分。如果是绘制三维图时则需用到plot3 (x, y, z) , mesh (x, y, z) , surf (x, y, z) 等等函数命令。1绘制时域波形。绘制时域波形可使用plot (y) 命令, 如果y是向量, plot将以该向量的索引为横坐标值, 以向量元素的值为纵坐标绘制一条连续曲线。下面是时域波形的绘制程序:axes (handles.time_axes2) ;%来确立该图在界面上的位置;plot (data) ;%绘制时域波形;grid On;%加坐标网格;ylabel (‘voltage (V) ’) ;%Y轴名称为voltage (V) 。2绘制频谱波形。如要绘制频谱波形, 可使用命令plot (X, y) , 而X, Y是同维矩阵时, 则以x和y对应列元素为横, 纵坐标分别绘制曲线, 曲线条数等于矩阵的列数。
傅立叶变换是数字信号处理领域一种很重要的算法, 因此在数据处理时先进行快速傅里叶变换, 所谓傅立叶变换, 也称作傅里叶变换, 表示能将满足一定条件的某个函数表示成三角函数 (正弦和/或余弦函数) 或者它们的积分的线性组合, 即变换域反映了信号包含的频率内容。MATLAB提供函数daqdocfft来实现这个功能, 其格式为:
[f, mag]=daqdocfft (data, Fs, blocksize) ;
其中data是采集到的数据;Fs为采样频率;blocksize为采样点数。
为了让用户能更直观的观察本系统的频谱波形, 最好在画图的时候增加网格线, 其画图时增加网格线就需用到grid on命令, 下面是绘制频谱波形的程序:
[f, mag]=daqdocfft (data, Fs, blocksize) ;%进行FFT (快速傅立叶变换)
axes (handles.frequency_axes1) ;%确立该图在界面上的位置
plot (f, mag) ;%绘制频谱图
gridon;%加坐标网格
ylabel (‘magnitude (dB) ’) ;%Y轴名称为magnitude (dB)
xlabel (‘frequency (Hz) ’) ;%X名称为frequency (Hz)
(2) 数据处理完毕后需保存数据。MATLAB中的数据保存是通过用户界面将处理完毕的数据打包成文件然后在进行保存。其格式为:
save (‘wave’, ‘data’) ;save Fs;save blocksize;
(3) 声音回放。通过使用MATLAB的功能函数, 将从扬声器输入到声卡的A/D转化器上采集到的声音信号再通过声卡上的D/A转换器输出到扬声器。
2 结论
声卡是采用16位的A/D转换器, 它的分辨率高, 且A/D转换的工作时间较短, 采样频率可以高达44 kHz。图形用户界面 (Graphical User Interface, 简称GUI, 又称图形用户接口) 是指采用图形方式显示的用户操作界面。MATLAB通过图形用户界面直观的将数据展现给用户, 从而实现人机交互的功能。
MATLAB本身的功能非常强大, 函数多, 而且并不复杂, 只能充分的利用其强大的功能, 才能最大程度达到方便实用的目的。因此设计MATLAB和计算机声卡的模拟-数字转换器, 便非常容易的实现硬件设备的配置与控制, 数据信号的采集, 数据信号分析与处理, 用户界面的显示, 等各种功能。其不断的实践也证明该系统稳定, 可靠, 简单实用而且具有极高的性价比, 利用MATLAB整合并进行实时的数据存取和实时的分析, 使用数据采集工具箱再加上一片可以在工具箱内使用的数据采集卡可以作为有需要作数据采集的工程师必备的工具。
参考文献
[1]董华, 易克初.一种基于声卡的数据采集系统[J].山西电子技术, 2006.
[2]陈家焱, 陈冬娇, 张达响.基于Matlab的声音信号采集与分析处理[J].计算机与现代化.2005 (6) :91-92.
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[7]伯晓晨.MATLAB工具箱应用指南[M].北京:电子工业出版社, 2003.
模拟数字变换器 篇4
1 基本原理
1.1 系统原理
在该电子模拟功率负载系统中, 主要由电压型PWM整流器、谐振式全桥DC/DC变换器、被测试直流电源组和输出EMC组成。其中, 被测试电源组能直接从工业电网中吸取交流电能, 低压直流输出一般为50 V左右, 并以此作为本系统的功率负载输入。在电子模拟负载方面, 由谐振式全桥DC/DC变换器、输出EMC和电压PWM整流器共同实现, 通过这种方式可转变以往的能耗负载模式。同时, 在该低压电力的运行中, 依靠谐振式全桥DC/DC变换器升压、滤波, 并最终转变为电压更高的直流。通过应用PWN方式, 能在系统逆变的基础上将系统中电压较高的电流转变为工频交流电, 之后反馈至工业电网中, 从而实现电流的循环。
1.2 谐振变换器电路
系统谐振变换器的电路原理如图1所示。
在图1中, 由内部继承的二极管和功率开关T1~T4共同组成了全桥开关变换器。其中, T1和T3组成了超前桥臂, T2和T4组成了滞后桥臂, 开关管T1~T4在外接电容和寄生电容的共同作用下谐振, 并以此实现零电压软开关功能;C为隔直电容, 可避免系统中的电压器直流出现偏磁, 其会将所检测到的电流与系统指令电流比较, 如果获得了误差信号, 则会以PI的方式输出, 并由改进后的系统生成触发脉冲。该系统以恒流的方式控制, 有利于考核直流电源组的负载情况, 有利于工作人员在根据系统实际功率操作多个负载模块。隔离高频变压器在实际应用中会传输高压电, 在采用软开关的情况下, 如果电压为500V, 则其峰值会达到900 V。根据此情况, 如果应用该负载, 则需要保证其具有更为可靠、安全的特征。为了保障系统的稳定运行, 将系统的整流装置中分为了两部分, 并以串联的方式连接。此外, 为了避免系统出现触点电流过冲的情况, 采取DSP系统控制的方式控制系统低压直流输入一侧装置的工作时序, 从而使其具有更高的应用稳定性。
1.3 控制策略
对于由全桥变换器控制的系统而言, 其一般分为有限双极性、双极性和移项控制等控制方式。其中, 有限双极性控制方式能使一对开关管变为0电流状态, 并能在同一时间内使另一对开关管变为0电压, 从而可有效避免电流出现拖尾现象。
双极性控制方式具有的功率开关一般处于应开关状态, 在实际应用中的电压峰值、电流峰值均较高, 对安全工作区具有较高的要求, 且开关损耗较大, 因此, 对提升开关频率起到了一定的限制作用。
在功率开关管方面, 移相控制无论是在控制方式, 还是在拓扑结构方面均非常简单:其具有恒定的开关频率, 这对滤波器的应用设计具有积极的意义;可使开关管的电压变为0, 从而在降低开关损耗的基础上提升开关效。由于该器件中的电流和电压值较小, 最终选用了移相方式。
在实际应用中, 该系统的每一个桥臂开关管都会以180°的形式导通, 两桥臂间的导通角具有一个相位的差异, 即移相角, 能通过调整该移相角调节系统输出电压。当开关管关闭时, 系统变压器中的电流会以并联的方式对开关管进行电容充电, 同时, 另一个桥臂会向系统中已经开通的开关管以并联的方式放电。当开关管关闭, 电容电压已冲入直流电压时, 系统开关管会以0电压的方式开通;当根据实际情况需要关闭时, 又会因系统中并联电容的存在而以0电压的方式关闭。
2 参数设计
2.1 死区时间
在系统设计中, 要想实现开关管的0电压启动功能, 足够的能量是非常关键的因素之一, 从而实现同一桥臂外部并联电容的充电和放电操作。如果先设定C1=C3=Clead和C2=C4=Clag, 则可了解需要实现的功能。因此, 该部分参数必须满足以下公式:
在对系统开关管进行关断操作时, 要保证死区时间为开关管关断下降时间的3倍以上, 并根据不同开关管各自的寄生电容选择并联电容值。
2.2 开关频率
对于该变换器的谐振参数参数而言, 其功率负载的整体效率与变换器开关频率、变压器漏感之间有着较为密切的联系, 因此, 需要做好变压器的设计工作。当频率较高时, 为了在实际应用中减少集肤效应造成的影响, 需要使用直径较窄的导线并以多股并绕的方式设置。此外, 为了使系统具有更高的应用效率, 应尽可能选择损耗较低的非晶材料。其中, 占空比的丢失值为:
该占空比主要由变压器漏感和变压器变比等参数确定。为了保障其在实际运行中具有更大的负载范围, 应将谐振变换器的开关频率选为60 k Hz。
3 结束语
本文对谐振变换器在电子模拟功率负载中的应用进行了研究, 在设计了电路、控制策略的同时, 也确定了部分参数, 具有较高的参考价值。
参考文献
[1]陈红新, 刘建, 蒋世全, 等.串—串补偿松耦合全桥谐振变换器[J].电力电子技术, 2009 (10) :73-76.
模拟数字变换器 篇5
近年来,由于LLC谐振变换器具有多样化的优势,比如,高效、简单,逐渐成为电力技术领域研究的重大课题。它远远优于传统类型的谐振变换器,同时具备串、并联谐振变换器优点,输出调节范围比较宽阔,开关损耗也不是特别大,更为重要的是,可以在全负载范围内顺利实现ZVS开通。就LLC谐振变换器而言,变换控制是其常用的控制方法,即根据各方面具体情况,合理调节开关管已有的工作频率,适当改变变换器具有的增益特性,这样在宽输入电压范围内便可以顺利满足具体的增益客观需求。
2.基于数字控制的LLC谐振变换器
■2.1 LLC谐振变换器硬件结构
就LLC谐振变换器而言,其硬件系统主要由两部分组成,数字控制器、LLC谐振型DC-DC变换器,主电路是其不可或缺的关键性组成要求,可以顺利转换能量。同时,数字控制单元也处于核心位置,可以顺利生成开关管PWM驱动信号,在采样输出信号作用下,可以有效控制、保护整个设备系统。
■2.2 LLC谐振变换器外围电路设计
在设计LLC谐振变换器外围电路过程中,需要从不同角度入手综合分析各种主客观因素,合理设计控制单元、驱动电路设计、变换器的控制器设计等,以控制单元设计为例,在新形势下,不同行业、领域持续发展,借助DPS顺利实现数字控制已成为其重要发展趋势。随之,很多半导体制造商纷纷投入到高性能DSP研究过程中,比如,TMS320x280x系列的数字信号处理器,信号处理能力、控制功能都特别高,被广泛应用到数字控制领域中。该处理器是建立在TM320C2xx内核基础上的定点DSP,该器件上拥有的外设特别多,是实现控制领域应用不可或缺的重要元素。该系列的DSP具有较高的运算精度、系统处理能力,其内部的事件管理器单元并不止一个,可以确保功率变换场合应用顺利实现。其中的16通道、性能较高的ADC单元中都有信号采样、保持电路,是确保两条通道信号同步进行采样的关键所在。此外,该定点处理器的在e CAP、e PWM等可以在一定程度上增强外设,促使性能较高的控制拥有更好的集成平台,顺利实现集成。就TMS320x280x系列芯片而言,e PWM外设特别强,其模块是众多功率控制系统必不可少的重要控制单元,在商业、工业各类产品中的应用特别多。在运行过程中,e PWM单元是由多种元素组合而成,比如,动作限定子模块、时间基准子模块,各具特点,发挥着不同作用,必须结合时序、控制客观要求,合理设置独立的通道,有效防止各个通道彼此依赖,具有较好的灵活性,不需要占用过多的CPU资源,便能顺利实现脉冲输出,具有复杂化特点,只需要围绕具体应用情况,便能合理设置对应的编程。
■2.3 LLC谐振变换器的数字化实现方案
在研究数字控制下的LLC谐振变换器过程中,需要全方位分析LLC谐振变换器的工作原理、增益特性,其LLC谐振变换器工作全过程是建立在变频控制上的。也就是说,只需要合理调整频率,便能有效控制变换器已有的功率传输。在轻载过程中,如果LLC谐振变换器功率客观需求得以减少,开关频率便会迅速提高。随之,负载便会迅速增加,功率变大,变换器功能工作频率迅速减小。LLC谐振变换器不同于PWM变换器,开关频率是其控制对象,也就是说数字控制器PI调节所输出的结果会被反馈到对应的寄存器上,和e PWM模块密切相关。PWM脉冲频率会受到周期寄存器等的控制,必须确定好对应的周期数值、占空比,准确设定比较数值,存储在对应的比较寄存器中,确保数字PWM顺利产生。在此基础上,借助采样偏差数值,准确计算对应的控制量,准确采样PI控制器具体的传递函数,进行必要的离散化,确保PI调节下的数字化顺利实现,即实现数字控制。
3.结语
总而言之,在全面、客观分析LLC谐振变换器结构设计、数字控制方案过程中,可以知道该类型的LLC谐振变换器具有多样化的优势,可以确保数字控制高抗干扰能力、灵活性等与LLC谐振变换器特有的软开关特性有机融合,更好地发挥LLC谐振变换器具有的作用,特别适合功率较小的驱动电源,更为重要的是,该类谐振变换器研制成样机成本并不高,还具有较高的性能,具有较好的经济效益,更加广阔的发展前景。
摘要：随着社会不断进步,经济持续发展,电力电子装置日渐增多,功能等级逐渐增大。直流分布形式电源系统被广泛应用到不要领域中,比如,多电飞船、计算机、国际空间站,发挥着不可替代的作用。随之,LLC谐振变换器逐渐成为电力技术领域谈论的火热话题。和模拟控制相比,数字控制更具优势,可以促使硬件电路进一步简化,有效消除离散元件导致的不稳定、电磁干扰等。因此,本文作者对基于数字控制的LLC谐振变换器这一课题予以了探讨。
关键词：数字控制,LLC谐振变换器,分析
参考文献
模拟数字变换器 篇6
关键词：数字电源,LLC半桥谐振,轻载,数字信号处理器(DSP),效率
0引言
近年来, 随着服务 器电源和 个人计算 机电源对 可靠性和 稳定性[1,2]的要求 , 传统模拟 电源不能 满足要求 , 因其在轻 载时效率 较低 , 往往要增 加辅助电 路 , 增加了控 制电路的 复杂性 , 降低了电 源的可靠 性和稳定 性 , 效率也随 之减少[3]。 因此 ,数字控制 电源被广 泛应用 ,其集成度 已达到很 高水平 ,轻载效率 较模拟电 源有很大 改善和提 高[4,5]。
如今 ,LLC谐振变换 器因其具 有自然软 开关特性 , 被作为数 字电源的 拓扑结构 进行了分 析与设计 。 文献 [ 6 , 7 ] 和文献 [ 8 , 9 ] 分别提出 的LLC谐振变换 器PWM和PFM控制策略 都没有对 轻载模式 状态进行 研究 , 并未实现 真正意义 上的高轻 载效率 。 本文研究 的数字控 制谐振变 换器如图1所示 , 提出了一 种基于DSP控制的Burst模式控制 策略 , 即轻载时 使开关频 率逐渐减 小 , 开关周期 次数减少 ,开关损耗 减小 ,从而得到 较高效率 。 最后 , 通过一台350 W的实验样 机验证了 所提控制 方法的正 确性和有 效性[7,8,9]。
1LLC谐振变换器工作原理
1.1变换器重载及轻载工作原理
图1是本文设 计的基于TMS320F2812的高轻载 效率的数 字DC/DC变换器的 硬件结构 图 。
通常使变 换器工作 在fr1< f < fr2频率范围 内 , 通过控制 半桥LLC谐振电路 中Q1、Q2的占空比 控制能量 传输 ,调节电压 输出 。 当谐振变 换器带重 载 (20%~100%额定负载 ), 由图2可知iLr和iLm之间能量 之差较大 , 此能量通 过T1向副边传 输 ; 当谐振变 换器带轻 载 (20% 额定负载 下),由图3可知iLr和iLm之间的能 量之差相 比于带重 载时较小 , 所以向副 边传输的 能量变少[10,11], 而变换器 工作状态 受直流增 益的影响 ,影响直流 增益的参 数有比例 系数k、串联谐振 品质因数Q、变压器匝 比n等[12]。
1.2采用Burst模式控制原理
图4是Burst模式的工 作原理图 , 其中Tburst是变换器 进入Burst模式的工 作周期 , Ton是两个主 功率开关 管导通时 间 , Toff是开关管 关断时间 。 当变换器 工作于轻 载模式下 , 主程序进 入Burst模式 , 并且变换 器进入间 歇式工作 , 两个MOSFET功率开关 管在Toff时都处于 关闭状态 。 随着负载 进一步减 小 , 会减小平 均开关频 率 , 开关周期 次数减小 , 损耗减少 , 达到提高 效率的目 的 。
2LLC谐振变换器Burst模式控制策略
2.1硬件设计策略
系统硬件结构如图1所示。 通过采样电路以及A/D转换器将3路信号 ( 变压器初 级侧电流Ip、 输出电流Io以及输出 电压Uo) 采样并送 入DSP2812 , INA1 、 INA2 、 INA3端口分别 对Ip、 Uo和Io采样 。 DSP内部的PWM1、PWM2端口输出 死区固定 、 占空比大 小固定的 驱动信号 , 通过驱动 电路来驱 动主功率 开关管Q1、Q2。
本文所设 计的变换 器的系统 参数如下 : 额定输入 电压Vin= 400 V , 额定输出 功率350 W , 输出电压24 V , 输出电流15 A,开关频率100 k Hz,变压器变 比41:6, 谐振电感Lr=60 μH ,谐振电容Cr=42 n F , 励磁电感Lm=180 μH 。 主功率开 关管采用STP12NM50 (550 V,12 A), 驱动芯片 采用UCC27424DGN。
2.2控制电路设计策略
本文的DC/DC谐振变换 器采用双 环控制 , 如图5, 输出电压U0与电压基 准值Uref比较产生 误差电压Uerr, 经过调节 器GV形成电压 外环控制 ; 变压器初 级侧电流Ip与基准值 电流Iref比较形成 误差电流Ierr, 经过调节 器GC形成电流 内环控制 ; 电流内环 输出为有 效占空比 , 根据占空 比信号产 生PWM信号[13,14]。
本文采取 增量式PID , 即数字控 制器输出 的是相邻 两次采样 时刻所计 算的位置 值之差 :
本文根据 变换器系 统的硬件 条件将采 样频率调 到极限值 , 提高系统 尤其是在 轻载时的 控制性能 , 运用极点 配置的方 法整定PID的比例 、积分 、微分系数 ,使得变换 器在轻载 时达到良 好的控制 效果 。 由Saber仿真得到 整定参数Kp= 0 . 22 , Ki= 1 265 , Kd= 0 . 000 016 2 。
2.3软件设计策略
本文分别 对主程序 、 中断程序 和PID算法程序 进行了设 计 , 并且整个 程序运行 良好 , 基本达到 预期设计 要求 。 如图6所示 ,主程序中 首先进行 系统配置 及初始化 , 然后初始 化ADC、PWM及PID控制模块 参数 , 并且在等 待中断的 时间内采 集输出电 压 , 如果发生ADC中断则进入相应 的流程[15,16]。
本设计中CPU时钟频率 设为40 MHz,ADC模块每20 ms采样一次 。 数字PID运算都在ADC中断调用 执行 ,得到的输 出控制量U(k)经限幅后 赋给比较 单元寄存器 (TXCMPR,X=3、4) 中 , 即在程序 中加入下 面语句实 现在线调 整PWM波占空比 :
其中CMAX为定时器 计数最大 值 ,Uk为PID控制器第K次输出 。 本设计在 轻载情况 下 ,采用Burst模式控制 改变PWM占空比 , 隔断工作 周期 , 形成无效 周期 , 使得开关 频率减小 ,达到降低 开断损耗 、提高效率 的目的 。
3实验与分析
本文为了 验证设计 的合理性 , 首先利用 参数对电 路进行仿 真 , 仿真实验 以Saber为平台 , 对半桥谐 振电路轻 载和空载 情况进行 研究分析 。 主要实验 参数设计 如下 :谐振电感Lr=60 μH,谐振电容Cr=42 n F , 励磁电感Lm= 180 μH。 变压器变 比n = 41 : 6 , 开关频率fs=100 k Hz , 死区时间tdead=200 ns 。
空载是谐 振半桥电 路工作时 比轻载更 恶劣的一 种情况 , 在此状态 下 , 由图7波形可知 此谐振变 换器能够 实现ZVS,并且在空 载时iLr和iLm之差较稳 定 , 原边能向 副边稳定 传输能量 , 并且输出 电压基本 达到24 V, 说明参数 设计较合 理 ,能够实现 谐振 ,实现软开 关 ,仿真电路 工作正常 。 本文设计 了一款额 定功率为350 W左右的试验样机 。
图8为Q2零电压开 通时各极 间电压 。 实验表明 ,此半桥谐 振变换器 能够在轻 载情况下 实现原边 开关管的 零电压开 通和副边 二极管的 零电流关 断 ,零电压的 开通和零 电流的关 断有效减 小了开通 关断时的 损耗 ,有助于变 换器效率 的提高 。
图9将在轻载 情况下没 有经过Burst模式控制 的变换器 和经过Burst模式控制 的变换器 作比较 ,可以发现 , 在低于5% 额定负载 的情况下 效率达到87% 以上 , 在5 % ~ 20 % 额定负载 的情况下 效率达到93 % 以上 , 远高于不 经Burst模式控制 的变换器 的轻载效 率 。 原因在于 数字控制 的LLC谐振变换 器在轻载 时也能够 实现软开 关技术 , 而且不存 在PWM变换器中 二极管中 的反向恢 复电流问 题 , 所以二极 管的耐压 降低 , 极大地降 低了开关 管的开断 损耗 。
4结论
模拟数字变换器 篇7
随着汽车电子,航空等设备对电源体积和重量等要求越来越高,高功率密度AC/DC变换器已成为当前的研究热点。随着高频化技术的发展[1],变换器的开关频率可由十几k Hz上升到上百k Hz,高频化为进一步提高功率密度带来机遇。双向开关型Vienna变换器能够减少有源功率器件,获得较高PF和更好的波形及性能,并且管子电压应力低,是一种适合应用于各种功率范围的高密度拓扑[2]。
在一些特殊场合,为了能够有效减小变换器体积提高功率密度,需要减少输入滤波电感。因此在每个市电半周中,电感处于不连续模态( DCM) 的时间增加。但由于电感的断续会造成管子的开关应力和EMI问题恶化。因此,在电感的设计上,要满足一定负载以上( 通常是大于250 W) ,电感是处于连续状态。所以, 市电带轻载时,双向开关型Vienna - PFC变换器会出现较多的DCM状态[3],即在市电半周内,有可能全部工作在DCM或者是在MCM ( 在CCM和DCM之间切换) 。由于电感处于不同工作状态,电路的数学模型会发生了很大的变化,采用传统的双环控制,同一组控制参数很难兼顾负载在整个功率范围内的样机性能,为了针对由于电感工作在不同模态下带来的问题,本文采用了MCM数字前馈补偿方法,最大程度减少输入电流畸变[4,5]。 首先通过对单相双向开关型Vienna拓扑的工作模态分析,通过理论分析建模,简化出等效的数学模型,进而推导出数字PWM控制方案,仿真和实验证明该方案的有效性和可行性。
1单相双向开关型Vienna-PFC工作模态分析
如图1所示,双向开关 型Vienna-PFC整流器,带三电平 逆变负载,其中Vgrid是市电电压, 双向开关G1和G2是由MOSFETS背靠背反向串联组成,L1为输入电感,C1,C2为输出电容,应足够大,使得输出恒定,两电容的中性点直接连到三相电中性点上。Load为PFC整流器负载,图1中带的是“I”型三电平逆变。为了简化分析,简化后的单相Vienna-PFC拓扑在市电正负半周,相当于两套独立的Boost PFC分别对应有四种不同的工作方式,有四种不同的工作模态,具体如图2所示。
2控制系统设计
2.1系统工作在CCM模式下的数学模型
由图2,等效电路模型,利用空间状态方程[6],在每个开关周期,可表示为式( 1) :
其中dccm为CCM下的占空比。?x?是变量x在每个开关周期下的平均值。当?iL? 能够很好跟踪? vin? 相位时,市电正负半周的表达式相同,因此,( 1) 式只做正半周的情况分析。通过系统扰动线性化,可以得到CCM模态下的交流小信号模型线性化和准静态方程分为为( 2) 和( 3) :
其中X变量x的稳态值,是准静态点附近扰动量。则CCM下电感电流对占空比的传递函数为( 4) :
2.2系统工作在DCM模式下的数学模型
在DCM模态下,同样利用通过空间状态方程和小信号模型, 通过文献[3]推导,从而得到电感电流对占空比的传递函数,有式子( 5) :
如图3所示,电感电流iL对CCM和DCM下占空比的传递函数的波特图。从图上可以看出,该电路的两种不同工作模式下对应的不同数学模型,在低频部分,CCM模式下的增益比DCM的高,而高频部分,两者的增益差异不大。在DCM下,增益随着输入电压的增大而增大。在这种模式下,在市电半周内,电路的控制增益是个时变量,而且系统在DCM和CCM切换时,增益也会有明显的跳变。因此,采用传统的双环控制,参数通常设计在其中一种模态下,如设计在CCM模式下,当带轻载时,系统工作在DCM,此时控制增益偏小,波形会有畸变。反之,控制增益过大, 系统容易发生震荡,不稳定。因此为了全负载范围内的良好性能,需要引入MCM前馈补偿。
2.3MCM前馈占空比补偿设计
在CCM下时,容易得到稳态下的占空比式( 6) :
由?vs? ccm = vin,正负半周下的占空比可表示( 7) :
用同样的方法,可以得到断续下的占空比d1:
由于?vs? dcm = vin,且? iL? 跟踪vin,? iL? = vinge可以得到 ( 9) :
其中ge是电压外环的输出,因此DCM模式下的前馈占空比可写成( 10) :
从式子( 7) 和( 10) 可以得出结论,dff,ccm与vin有关,而dff,dcm不仅与vin有关,还和电压环输出的导纳ge有关,一旦iL准确跟踪上vin,每一项输入功率是P = vin2ge,因此dff,dcm与系统功率和输入电压有关。
图4中的交点处位置( X1,X2) ,为变换器工作在临界导通模式,可由( 7) 和( 10) 式很容易得到临界导通下的前馈占空比 ( 11) :
通过式( 7) ,dff,ccm的最小值可表示为式( 12) :
则可知临界导通模式的前馈占空比应满足式( 13) :
可得到MCM的功率范围( 14) :
从( 14) 式子和ge= P / vin2,当ge满足( 15) ,系统工作在完全断续模式,该情况下前馈占空比应选择dff,dcm。
将( 15) 带入( 10) 式,可以得到连续和断续下的前馈占空比关系式: dff,ccm> dff,dcm,此可以通过两者计算,选择其中较小者。
同样,当满足( 16) 式时,系统处于完全连续模式,前馈占空比应该选择dff,ccm。
同理,将( 16) 带入( 10) 式,可以得到连续和断续下的占空比关系式: dff,dcm> dff,ccm,以看出该模态下,仍旧可以计算两者,选择当中的较小值。
如图4所示,当系统功率从满载到空载变化时,电感电流从CCM到MCM,再到DCM状态,通过上述分析,无论在DCM、CCM还是MCM状态,期望的前馈占空比只要选择dff,ccm和dff,dcm当中的较小量,在整个负载范围内都能得到比较合适的增益。系统具体的控制结构框图如图5所示。
3仿真分析
利用PSIM仿真软件,分别对不加前馈和引入MCM数字前馈占空比,输入电流如下图6所示。其中左边a) 、b) 为未加入前馈占空比的仿真电流波形,波形有发生畸变。右边c) 、d) 为引入前馈占空比后的输入电感电流,半载和满载电流波形质量有明显改善,具有较低的输入电流THDi和较高的PF。
4实验结果
在实验室制作样机,样机的技术参数为: 输入市电范围120 ~ 260 V; 输入频率44 Hz ~ 54 Hz; 输出功率: 1 000 W /900 VA; 直流母线电压360 V。测试参数: 市电Vgrid= 220 V,输入电感L1= 1. 6 m H,母线电容C = 470 μF,开关频率fs= 20 k Hz,母线电压Vo= 360 V,主控芯片采用TI的TMS320F28035。图7为满载1 000 W下,控制系统未引入前馈和引入前馈占空比后的输入电感电流和 市电波形,可以看出和仿真一致,未引入MCM前馈占空比,输入电流会有畸变( 特别是过零 和整个波形 会略向左 偏 ) ,此时THDi为5. 8% , 引入MCM前馈占空比补偿后,输入电流质量有明显改善THDi降低到2. 9% 。
5结束语
模拟数字变换器 篇8
在电源设计中,对大功率密度和小尺寸的要求越来越高,迫切需要提高开关频率和转换效率来实现此目的。然而,这两种方法同时实施并不容易。传统PWM电源结构,在较高的开关频率(大于100 kHz)能缩小无源器件的体积,却导致功率器件开关损耗急剧增加,效率降低,需要更大的散热器,不能明显缩小整机体积。另外,由寄生元件引起的EMI噪声也限制了高频工作。因此必须采用更先进的电源拓扑结构,目的是实现功率器件的软开关,并减少高频条件下的开关损耗。LLC谐振电路结构就是为了解决以上问题而出现的,是实现软开关所需元件最少、近年来百瓦功率级比较流行的方案。
本文提供的LLC变换器采用DSPIC数字控制器来实现。数字控制的优势是提供了很强的适应性与灵活性,具备直接监视、处理并适应系统条件的能力,能够满足几乎任何电源要求,还可通过远程诊断以确保持续的系统可靠性,实现故障管理、过电压(流)保护、自动冗余等功能,系统的复杂性并不随功能的增加而增加过多,外围器件很少。相对模拟控制技术,数字控制的独特优势还包括在线可编程能力、更先进的控制算法、更好的效率优化、更高的操作精确度和可靠性、优秀的系统管理和互联功能。数字电源具有以上优势使得电源的调试和维护变得更轻松。
2 LLC变换器原理
对比常规谐振器,LLC 型谐振变换器具有许多优点:
1)它可以在输入和负载大范围变化的情况下调节输出,并且开关频率变化相对很小;
2)功率器件在整个工作范围内(甚至是空载),可以实现零电压开关(ZVS);
3)所有寄生元件,包括所有半导体器件的结电容和变压器的漏磁电感和激磁电感,都可以作为谐振元件用于实现主电路的软开关,同时减少了寄生元件的振荡,降低电磁干扰。
一般来说,LLC谐振拓扑包括半桥逆变电路、谐振电路、整流滤波电路3部分,如图1所示。
半桥逆变电路:通过50%占空比(原理分析时忽略死区时间)的驱动信号交替开关Q1和Q2,这样就产生一方波电压施加在Cr,Lr及Lm的串联体即谐振电路输入端。
谐振电路:包括1个电容器Cr,变压器的漏磁电感Lr和激磁电感Lm。谐振网络可以过滤掉高次谐波电流。因此,即使方波电压施加在谐振网络输入端,基本上也只有正弦电流允许流经谐振网络。电流(Ip)滞后于施加在谐振网络的电压(方波电压的基波施加到半桥上),这就可以实现零电压开启 MOSFET。
整流滤波电路:通过整流二极管和电容器调整交流电,输出直流电压。整流电路可设计成1个带有电容输出滤波器的全波桥或中心抽头结构的全波整流。
LLC变换器有2个谐振频率,由Cr,Lr构成的谐振频率f1,由Cr,Lr,Lm构成的谐振频率f2,f1>f2。一般工作于3种模式:等于谐振频率f1、低于谐振频率f1(f2<f<f1)以及高于谐振频率f1。下面介绍LLC变换器各个模式下的工作原理。
2.1f=f1
t<t0时段,如图2所示。下半桥臂Q2导通,整流二极管D4正向导通,电容C1两端的电压等于输入电压Vdc。
t0<t<t1时段,如图3所示。t0时刻,Q2开始关断,Q1和Q2都处于关断状态(即为死区时期),整流二极管D3和D4都反向偏置。此时段在副边,负载电流由输出电容Co提供。在原边,励磁电流反向流动,对C1放电及对C2充电,C1两端电压下降,C2两端电压上升。励磁电流必须设计足够大,在t1时刻之前完成C1,C2的充放电才可以实现Q1的零电压开通。
t1<t<t2时段,如图4所示。上桥臂Q1开始导通,但是励磁电流还处于反向流动,Q1的体内二极管正向偏置。输出整流二极管D3正向偏置。在t1时刻,C1两端电压近似为0,Q1在此刻导通实现零电压开通。
t2<t<t3时段,如图5所示。上桥臂Q1和整流二极管D3都处于导通状态,实现功率由原边传递给副边。谐振电流由输入电源提供,励磁电流由通过变压器变比折算到原边的副边电压产生,励磁电感被钳位至此电压,因此励磁电流线性增加。在变压器原边流动的正弦波电流在副边也产生了与变比相对应的正弦波电流,在此开关周期的末端,流过D3的电流等于零,因此副边二极管实现了零电流关断。
t3<t<t4时段,如图6所示。谐振电流等于励磁电流,C1充电,C2放电,C1两端电压上升,C2两端电压下降。在t4时刻之前完成C1,C2的充放电实现Q2的零电压开通。
LLC变换器下半周期的工作状态和上半周期类似。图7为此种工作模式下的工作波形图。
2.2f2<f<f1
LLC变换器开关频率低于谐振频率f1的工作原理与等于谐振频率的工作原理相似,在此只分析其不同点。当开关频率低于谐振频率时,谐振回路的正弦基波电流的周期比开关频率的周期短,如图8、图9所示。
在开关半周期结束前(tx-t4区间),谐振电流等于励磁电流。tx时刻,在原边流动的是励磁电流。在此励磁电流的作用下,C1充电,电压上升,C2放电,其电压下降,在死区结束之前完成C1,C2的充放电过程即可实现下桥臂Q2的零电压开通。
2.3f1<f
如图10所示。当LLC处于开关频率高于谐振频率的工作状态时,谐振电流的周期比开关频率的周期长,在半个开关周期结束时(t3时刻),谐振电流比励磁电流要大。在t4时刻,谐振电流迅速降低,在死区结束前等于励磁电流。在t3<t<t4区间,有大于或等于励磁电流的谐振电流在流动,C1充电,电压上升,C2放电,电压下降,在死区结束之前完成C1,C2的充放电过程即可实现下桥臂Q2的零电压开通。
3 DSPIC数字控制器
Microchip公司的dsPIC SMPS DSC器件是专门用于帮助设计者实现数字开关系统而设计的。此类器件是基于成熟的dsPIC30F系列器件的16位处理器,由以下3个主模块构成:16位MCU、数字信号处理器内核(DSP)、智能电源外设(IPP)。其中IPP主要由3个外设组成:高速PWM发生器、高速10位模数转换器和高速模拟比较器。以上3种外设高度互连,它们互相协作就可产生和控制PWM输出波形而无须CPU的直接干预。
高速PWM发生器。占空比分辨率高至1.04 ns,通过配置,PWM可在10种不同的模式下运行:标准边沿对齐PWM、互补PWM、推挽式PWM、多相PWM、移相PWM、固定关断或导通时间PWM、电流复位PWM、电流限制PWM及独立时基PWM。基本满足现有开关电源拓扑结构的设计。
高速模数转换器。10位分辨率,电压3.3 V时具有2个逐次逼近寄存器的器件,其ADC的转换速度为4MSPS,可同时转换一对模拟输入。非常适合需要同时采集电压和电流的开关电源系统。
高速模拟比较器。提供了一种对电源电压和电流进行监视的方法,每个比较器带有专用的10位数模转换器,用于将数字给定量转换成模拟量,然后作为直接采集进比较器的模拟量(一般是电压或电流)的给定值。模拟比较器提供了高速操作,典型延时为20 ns。非常适合用于过流及过压保护功能。
时钟选择。dsPIC SMPS DSC器件的系统时钟最高可达40 MHz(即单指令周期为25 ns),PWM发生器和AD转换器的时钟可高达120 MHz。在器件对频率要求高的场合可选用外部晶振,一般应用场合可选用内部快速振荡器,降低成本。内部快速振荡器经16倍频后也可提供约40 MHz的系统时钟。
4 硬件设计
本文设计的数字LLC变换器如图11所示,逻辑上可分为2部分:LLC变换器、辅助电源。辅助电源由单端反激变换器和Buck电路构成。单端反激变换器从高压输入侧取能,变换出隔离的12 V直流电源用于给隔离驱动器及检测电路供电,Buck电路从单端反激变换器取能并变换出3.3 V直流电源用于给数字控制器供电。LLC变换器由主电路和控制电路构成,数字控制器采集输出电压和输入电流经数字闭环处理后通过PWM1H和PWM1L来驱动逆变半桥,数字控制器通过UART串口还可以和上位机交换数据。数字控制器采用了DSPIC33FJ的GS系列。变换器开关频率设计为200 kHz,一方面可以缩小无源器件的体积,另一方面可以让CPU执行复杂的闭环运算及辅助功能。变换器的设计参数如下所述:输入电压范围Vin为DC 350～450 V;输出功率Pout为200 W;输出电压为12 V;谐振频率为200 kHz;额定输入电压Vdcmon为DC 400 V;最大工作频率fmax为230 kHz;死区时间TD为270 ns。下面简要介绍其设计方法。
由于变换器的工作频率比较高,一般采用具有高频特性的功率MOSFETS,因为半桥逆变电路交替导通,不导通的MOSFET漏源极电压被钳位到输入电压,而输入电压范围是DC 350～450 V,为安全起见,须选用击穿电压为DC 600～700 V的MOSFET。电源的输出功率Pout为200 W,假设95%的效率,Pin=Pout/0.95=210 W。又因为
因此根据下面公式计算可选择电流为10 A左右的MOSFETS即可
式中:Pin为输入功率;Vin.min为最低输入电压,与Vdc.min相等;Ipk.max为原边峰值电流最大值。
根据基波近似原理分析后按如下步骤可计算LLC变换器的关键参数。
1)根据额定输入电压Vdcnom和输出电压Vout计算变压器理论变比:
n=1/2×(Vdcnom/Vout)
2)根据输入电压上限Vdc.max及下限Vdc.min来计算最大和最小增益M:
Mmax=2×n×(Vout/Vdcmin)
Mmin=2×n×(Vout/Vdcmax)
式中:Mmax,Mmin分别为最大、最小增益。
3)计算最大归一化工作频率fnmax:
fnmax=fmax/fr
4)计算折算到变压器原边有效负载阻抗Rac:
Rac=[8/(pi×pi)]×n×n×(Vout×Vout/Pout)
5)变换器在零负载和最高输入电压下工作于最高频率,因此计算电感变比λ得:
λ=[(1-Mmin)/Mmin]×[fnmax×fnmax/
(fnmax×fnmax-1)]
式中:λ为谐振电感Lr和励磁电感Lm的比值。
6)计算在最低输入电压及满载情况下变换器可实现ZVS的最大Q值:
Qmax=(K/Mmax)×sqrt[1/K+Mmax×Mmax/(Mmax×Mmax-1)]
Qzvs1=0.95×(K/Mmax)×sqrt[1/K+Mmax×Mmax/(Mmax×Mmax-1)]
式中:Q为品质因数。
7)计算在最高输入电压及零载情况下变换器可实现ZVS的最大Q值:
Qzvs2=(2/pi)×K×fnmax×Td/{[(K+1)×fnmax×fnmax-K]×(Rac×Czvs)}
式中:Czvs为半桥MOSFET的输出结电容。
8)根据下面的公式选择最大Q值,可满足全范围内的ZVS:
Qzvs=min(Qzvs1,Qzvs2)
9)变换器在最低输入电压和满载情况下工作于最低频率,可计算:
10)最后计算谐振回路特性阻抗及关键参数:
Zo=Qzvs×Rac
Cr=1/(2×pi×fr×Zo)
Lr=Zo/(2×pi×fr)
Lm=Lr/K
式中:Zo为谐振回路的特性阻抗。
最后计算变压器实际变比nt:
nt=n×sqrt(1+K)
根据上述公式计算得出本LLC变换器的关键参数如下:n=16.67;Mmax=1.143;Mmin=0.889;fn.max=1.15;Rac=162.34R;λ=0.512;Qzvs1=1.065 2;Qzvs2=1.196;Qzvs=1.065 2;fmin=168 kHz;Zo=172.92;Cr=4.6 nF;Lr=138 μH;Lm=269.5 μH;nt=20.5;Czvs=350 pF。
5 软件设计
LLC变换器的软件设计方框图如图12所示,共有5个子程序:初始化、软启动、MAIN主函数循环、中断及故障处理等子程序。
初始化子程序:在此程序中,初始化所有的主系统操作和外设。因为LLC谐振变换器是调频控制的,对频率比较敏感,因此DSPIC控制器需要1个外置的晶振以获得全温度范围内稳定度比较高的系统时钟。通过采用7.37M的外部晶振和设置内部主PLL及辅助PLL倍频,为控制器提供40 MHz的系统时钟及为PWM发生器和AD转换器时钟提供约118 MHz的时钟。此电源使用了1个PWM通道,用于驱动半桥2个MOSFET,初始化PWM如下:初始化死区时间、约50%的占空比、PWM输出模式为主时基互补模式、每4个PWM周期产生1次AD触发中断。使用了2个AD转换器通道AN0和AN1,分别用于采集谐振电流和输出电压。
软启动子程序。软启动功能为了实现在电源刚启动时可以控制电源的输出电压由0线性增加至额定值附近。因此电源刚启动时,占空比固定设置成50%减去死区时间,频率由约300 kHz逐渐降低至额定值(400 V时为200 kHz)。
中断子程序。主要是AD触发中断子程序(过流、过压等保护功能也可用中断程序完成),负责采集输出电压,执行PI调节(将输出电压作为PI调节器的输入)。PI调节的输出是新的频率值(也即主时基周期寄存器PTPER的值),用于更新LLC变换器的开关频率。在软启动期间,PI调节器关闭,输出电压仍然由AD转换器监控。
故障管理。在主函数中连续地检测过压或过流等故障,一旦检测到故障时转到相应的故障处理子程序。为了避免噪声的干扰,主函数中采用了定时器,计时到一定值时,如果故障信号达到期望值才认为是真正的故障。
6 仿真结果
图13为Matlab仿真原理图。图14为变压器副边输出电压及电流波形。图15为仿真过程中的驱动波形。
7 结论
本文详述了一个采用DSPIC数字控制器制作LLC谐振变换器的设计方法。文中叙述的LLC变换器可以利用谐振元件分别实现逆变半桥功率管及副边整流二极管的零电压开通和零电流关断,提高了变换器的效率(可做到96%)。因此,在无须加大散热器的条件下,可通过提高变换器的开关频率来减小无源器件的体积,从而提高整机的功率密度。同时由于主回路中的寄生参数都参与了谐振,降低了由寄生参数振动而产生的噪声。
LLC变换器实现数字化控制以后,其维护及调试也变得很轻松,并且软件的移植性高,只需通过软件修改参数即可应用于不同的电源结构,缩短了电源产品的研发周期。
参考文献
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[2]刘和平.DSPIC通用数字信号控制器原理及应用-基于DSPIC30F系列[M].北京:北京航空航天大学出版社,2007.
[3]何礼高.dsPIC30F电机与电源系列数字信号控制器原理与应用[M].北京:北京航空航天大学出版社,2007.
[4]Yang Bo,Lee F C,Zhang A J,et al.LLC Resonant Convert-er for Front end DC/DC Conversion[C]∥IEEE APEC Pro-ceedings,2002:1108-1112.
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