数字模拟信号（通用9篇）
数字模拟信号 篇1
1 信号和电平的概念
1.1 电平的定义
为了避免混淆,对“电平”的含义必须明确加以定义[1]。在数字QAM信号中,“电平”是指在任意一个时间间隔中所测得信号的真实功率。另一方面,在模拟视频信号的情况下,“电平”是指在水平同步脉冲周期内所测得的已调制RF载波的真实功率,有时也被称为“峰值视频包络功率”。如果在一个经延伸的时间周期内,用一个被称作“视频滤波器”的电路对同一个已调制载波进行测量,那么所得之结果将是“平均”功率。
1.2 模拟和数字信号的幅度分布
首先假设将QAM信号电平设置成等同于模拟视频信号的平均功率[2,3]。诚然,即便如此,两种信号的幅度分布情况大不相同。这就是说,在同一瞬间两种信号的特定瞬时值截然不同。在同一个示波器上交替观察这两种信号就可以看出它们之间的差别。通过对模拟信号的行、场消隐脉冲的重复显示,就可对它进行测量。而数字信号则完全是随机的。从统计学角度来看,两种信号“密度函数的或然率”( Probability Densi ty Functions,PDF)是不相似的。数字信号经常是呈现“高斯”(Gaussian)型的。
然而,当许许多多独立的信号被组合在一起时,整个信号的幅度分布将趋向于“高斯”分布。人们常用“中心限制理论”(Central Limit Theorem)来证实这一点(详尽的数学计算已不属于本文范围)。实际结论可以这么说,随着信号数目的增加,两种不同信号的“峰值”将越来越相似。这样,在激光发射机中经过峰值限幅,两种信号将更为近似了。本文所指大量模拟视频信号的组合,其数目约为大于20个。
1.3 模拟视频信号的峰值包络功率和平均功率的差别
一个模拟视频信号的峰值包络功率是等于未调制RF的载波功率,这是因为在水平同步脉冲周期内的调制深度为0。当载波被调制时,功率之减少取决于在白色峰值电平出现时的最大调制深度以及平均的图像电平(Average Picture Level,APL)。
对一个单一信号来说,APL的变化将跟随图像内容的变化。当节目内容不同时,APL的值将完全不同。但是,当一组图像信号被组合在一起后,APL的变化必将会减少。所以要选择一个适当的APL值。根据以上分析,选择APL为50%,这是因为图像的中间亮度在全白与全黑之间,这样的假设看来较为合理。另外,应考虑到有足够多的一组信号被组合在一起。
因而,在随后的计算中考虑的是一个模拟视频信号的平均功率有50%的APL。
1.4 场消隐期间的效应
在PAL制中,场消隐持续时间约占25 行的时间。在场消隐期内不传视频信号,但其间有几“行”可能包含图文数据和测试信号等信息。由于有此场消隐期效应,APL更难计算。考虑到这个因素,在计算时可作一个小的调整。但如何来给这个调整作具体设定较难给出。通过大量的实际测试发现,在最差的情况下,因场消隐期效应引起的已调制信号的平均功率增加约为0.2 d B。
1.5 色度信号与音频信号的效应
由于色度信号与音频信号之幅度远低于各种同步信号之幅度,因此,对亮度信号的50% APL来说,它们的效应可以忽略不计。
1.6 电视制式标准的选择
以下各项计算的根据是采用PAL制(除PAL–I制外)特性标准。经过简单的各项修正可证明,如采用NTSC制特性标准,其结果也基本相同。对PAL–I制标准来说,差别较大(特别常涉及到调制深度),就需要另作计算。
2数字与模拟信号电平差的计算
2.1 采用一般制式时的计算
图1 展示了在行消隐期间一个模拟视频信号的时域响应过程。需要注意的是,标准已规定了各种电视信号的详细特征,行同步脉冲和消隐的持续时间在某一特定的信号电平上是唯一的。当然,从一个电平瞬间转换至另一个电平也是不可能的。
然而,为了简化计算,假设从行同步脉冲到行消隐电平之间的转换为瞬时转换,并且它们的持续时间是平均值。从图1中可见,行同步脉冲(B)的时间宽度取值为4.7 μs,整个行消隐持续期,包括消隐前沿(A)、行同步脉冲(B)以及消隐后沿(C)(后沿内包含色同步信号),总共为12 μs。
如果从同步顶点到峰值白电平之间总的视频信号幅度为1 V,设同步头峰值点作为参考点,其值设为0 V,则消隐沿为0.3 V,50%的APL值为0.65 V。
基带模拟视频信号对RF载波的调制采用负极性调制方式(大部分电视系统都采用负极性调制方式)。这意味着在行同步脉冲期间的RF载波幅度为最大。在PAL制式中,当图像信号处于峰值白电平时,“残留”(residual)的载波幅度是最大值的1/10,即0.1(要特别注意“幅度”与“功率”之区别)。图2展示的是在行消隐期间的已调制信号。
相应于消隐电平的RF载波幅度导出过程为:
在基带信号中,同步头到峰值白电平为1 V,消隐信号出现在0.3 V处(见图1)。如果RF载波的最大幅度为1.0,其幅度变化可从1.0~0.1,即0.9 的动态范围。将0.3 乘以0.9,得到0.27。所以,消隐信号可表现出一个最大值为0.73(由1.0-0.27得)倍的RF载波电平。
类似地,相应于50%白电平的RF载波幅度导出过程为:
在基带信号中,50%白电平信号出现在0.65 V处(见图1)。把0.65乘以0.9,得到0.585。因此,50%白电平信号可表现出一个最大幅度为0.415(由1.0-0.585得)倍的RF载波电平。
在行同步脉冲期间,RF载波处于最大幅度值,即1 V。现在又如何来确定已调制载波的平均功率呢?这就需要测定在整个一个行周期中(64 μs),信号在3 种电平(0.415,0.73,1.0)上各自的信号持续时间。
信号的3个持续时间如表1所示。
以上计算都是以电压(V)为单位的,现在则应以功率为单位来计算。因功率与电压的平方成正比,则可按电压平方关系计算
因此,功率从最大值下降了10lg(0.274)= 5.62 d B。换言之,一个被具有APL为50%的视频信号调制的RF载波,其平均功率比峰值包络功率或未调制载波的功率低5.62 d B。这就表明,对数字QAM信号来说,建议应用的平均功率电平应比模拟信号的峰值包络功率电平低约6 d B。这样就与模拟视频信号具有相同的功率电平了。
同样的方法也可用来分析在场消隐期间所增加的RF信号功率。诚然,如前所说有些电视系统常在场消隐期内插入文字、数据、测试信号等信息,有些系统则很少插入这些信息。在最差的情况下,假设不插入任何信息,则RF信号的平均功率被增加0.2 d B。这一点微小的调整可以忽略不计,而实际情况是,在场消隐期内插入测试信号是较为普遍的一种应用。
2.2 采用PAL-I制时的修正
在计算信号平均功率时,要考虑PAL–I制与其他制式的基本差别在于载波的调制深度。在PAL–I制中,与峰值白电平相应的残留载波幅度是最大值的1/5,即0.2,不同于其他PAL制的0.1,如图3所示。
用如前所述测定时间长度的方法来决定已调制载波的平均功率。这就是测定在整个行周期中(64 μs),信号在3 种电平(0.48,0.76,1.0)时各自的信号持续时间。
信号的3个持续时间如表2所示。
按电压平方关系计算
因此,功率从最大值下降了10lg(0.326 5)= 4.86 d B。事实上,PAL–I制的最大调制深度与其他PAL制相比略小一点,结果造成调制信号的平均功率略大。现在的结论就是在PAL–I制系统中,数字QAM信号的电平设置可比峰值包络视频功率电平低5 d B。这样就与模拟视频信号具有相同的功率电平了。
实际上,在有线电视系统的应用中,采用降低6 d B的方法较为普遍,而不管其为何种电视制式。
3 QAM信号的测量和设置
3.1 正确测量QAM信号的幅度
HFC设备正常工作的最基本要求是下行RF电平要设置正确。大多数人对模拟频道的测试都已经很熟悉,使用频谱分析仪和电平表很容易做到,但要正确测量64QAM和256QAM就遇到了麻烦。首先,这些载波形式的幅度是8 MHz带宽的平均功率。其次,数字调制载波很像充满频带的噪声,这使测量变得复杂。
在模拟电视频道幅度测量中感兴趣的是已调频道的视频载波的瞬时同步峰值的均方根值(RMS)。那就是为什么电平表使用峰值检波的道理,那样的仪表就可以决定瞬时同步峰值和显示载波RMS幅度。峰值检波电平表对视频是最佳的,但对噪声和类噪声的信号则无法测量。
当用通常的电平表去测量噪声时,必须使用检波器校对因子来修正。因为电平表是在较窄的带宽下测量的,对视频载波可以取得最佳效果,但对噪声就不行了。对8 MHz带宽的调制载波测量必须取整个带宽的平均功率。很明显这个带宽要比电平表的测量带宽(MBW)宽得多。有些仪表已具备数字平均功率测量的功能。频谱分析仪提供了一个很方便的测量数字调制载波的方法。但是,如果不注意使用方法非常容易得到错误的结果。
从图4 和图5 可以看出,尽管信号没变,但由于频谱分析仪上的分辨率带宽(RBW)设置不同,在频谱仪屏幕上显示出的QAM信号相对模拟信号的幅度差是不一样的。
通过公式计算的方式可得到正确的QAM功率为
式中:PT是总功率;PRBW是光标点测量值(图4 是90 d BμV,图5 是95 d BμV);BWE信号带宽;BWR是分辨率带宽(RBW)(图4是100 k Hz,图5是300 k Hz)。
通过图4所得到的数据计算得
通过图5所得到的数据计算得
可见图4、图5 中QAM信号强度都是109 d BμV。按国内大多数网络的设置,如果要求QAM信号比模拟信号低10 d B,则此时恰恰相对于模拟信号100 d BμV高出了9 d B,高于正常值19 d B。
3.2 正确设置QAM信号与模拟信号的电平差
通过上节分析可知,正确的设置见图6和图7。
PRBW的光标点测量值在图6 是中71 d BμV,图7 中是76 d BμV。 根据图6 中所得数据,依据式(3)得
根据图7中数据计算得
可见,这样的设置才是正确的。
4数字平移后发射机电平的调整
在实际应用中,由于数字平移后模拟频道数大大减少,一般从60 个减少到6 个,而增加的QAM数字频道数约在30个左右,所以光发射机的输入总功率下降,时常会引起发射机显示输入过低告警。此时就需要增加发射机的RF输入功率。必须清楚地知道,这个功率是指发射机得到的RF输入总功率。一般会通过提高每频道电平来提高总功率。
4.1 计算平移前后的信号总功率
如果平移前模拟频道为60 个,每频道的电平为15 d Bm V,则有
这个功率就是平移前发射机得到的总功率。
如果平移后模拟频道为6个,每频道电平提高到23 d Bm V,QAM频道为30个,QAM信号比模拟信号低10 d B,则有
这个总合成功率就是平移后发射机得到的总功率。可见,平移前后发射机得到的总功率基本相等,发射机工作状态没有改变,仍处在正常工作状态。
4.2 建议的调试方法
根据上节的计算可以看到,平移后如果把模拟信号电平提高8 d B,就可以保持光发射机得到的总功率与平移前一样。但也应该注意到,由此会带来3个问题:
1)要将前端原有的信号分配系统提高信号电平较困难,需要在前端增加前置放大器。
2)随着将来QAM频道的增加,需要降低信号电平,否则会引起发射机过载,信号质量变差。
3)无论是现在提高发射机的每频道输入电平还是将来随着QAM频道的增加而降低每频道电平,都会引起光站的输出电平变化,进而引起用户电平的变化。整个电缆分配网电平需要重新调整。
鉴于这3点,笔者建议在平移后不通过提高每频道电平的方法来提高发射机的总功率,而是采用如下3种方法:
1)有条件的可将整个频段内的QAM频道布满,不用的频道不加调制。将来仅需开启调制,电平无需调整。
2)关闭的且频点未被替换的模拟调制器继续保留,仅关闭调制,载波继续输出。将来根据QAM频道的增加而逐一替换。
3)用1台(也可2台或3台,根据具体情况)替换下的模拟调制器,放在频段最高点,调高其输出电平,使其与正在使用的模拟和数字信号的合成总功率与平移前一致。其输出电平的计算及总合成功率的计算方法与上节计算方法一样,区别的仅是此时是3个信号的合成,即在用模拟信号、QAM信号和这个仅供调试用模拟载波信号。将来随着QAM频道的增加,仅需通过降低这个模拟载波电平来保持总功率不变。而这个输出电平较高的模拟载波,由于处在频段的最高点,其产生的寄生杂波不会影响到频段内正常使用的频道。如果有多台替换下的模拟调制器可被用来放在频段的最高处用作调试用信号,则每台调制器的输出电平可相应降低。
总而言之,上述3 种方法都是可使原来的模拟频道电平保持不变或很小的提高,从而无须对光站输出电平进行调整。图8 和图9 分别示意了上述方法1 和方法3。
数字模拟信号 篇2
《2013浙江大学信号系统与数字电路考研模拟五套卷与答案解析》
一、资料介绍
1.适用专业
《2013浙江大学信号系统与数字电路考研模拟五套卷与答案解析》适用于报考2013年浙江大学理学部(理论物理、粒子物理与原子核物理、原子与分子物理、等离子体物理、凝聚态物理、光学、无线电物理）、信息与电子工程学系(物理电子学、电路与系统、微电子学与固体电子学、电磁场与微波技术、电子与通信工程(专业学位)、集成电路工程(专业学位)）、电气工程学院（电路与系统）、生物医学工程与仪器科学学院（生物医学工程、生物医学工程(专业学位)）专业及其各个研究方向的全国各地所有统考考生。
2.资料来源
《2013浙江大学信号系统与数字电路考研模拟五套卷与答案解析》是根据才志教育多年专业课考研成功辅导经验，由才志教育和浙江大学考研研究中心组织相关信号系统与数字电路老师在严格按照最新浙江大学官方指定参考书目和浙江大学最新内部考研资讯并参考相关内部材料和题库的基础上，强强联合、合作编写的针对2013年浙江大学信号系统与数字电路专业课考研统考考生的精品考研专业课辅导材料。
3.价值说明
《2013浙江大学信号系统与数字电路考研模拟五套卷与答案解析》严格按照指定书目和历年考题风格以及浙江大学相关内部材料进行编写，具有高度仿真、难度中上、全面解析、总结考试中心命题变化等特点，已经成为所有备考2013年浙江大学理学部七个专业、信息与电子工程学系六个专业、电气工程学院一个专业、生物医学工程与仪器科学学院两个专业，硕士研究生入学考试的考生在最后冲刺阶段人手必备、不可或缺的专业课复习辅导精品材料。
（1）高度仿真
《2013浙江大学信号系统与数字电路考研模拟五套卷与答案解析》是相关信号系统与数字电路老师在严格按照最新浙江大学官方指定参考书目和浙江大学最新内部考研资讯的基础上，全面分析总结考试中心历年考题风格、命题趋势及变化而倾力编写的精品考研专业课辅导材料，保障了模拟试卷的高品质及准确性预测，其真实性让您能提前感受考场。
（2）难度中上
《2013浙江大学信号系统与数字电路考研模拟五套卷与答案解析》中的五套卷比真题难度略为偏高，目的让考生查缺补漏，进行模拟实战训练，最后梳理考点，检验自己的复习成果。
（3）全面解析
《2013浙江大学信号系统与数字电路考研模拟五套卷与答案解析》对每一道题进行了全面的解析，内容详实可靠，重点突出，可以促使考生更好的进行复习。
（4）总结考试中心命题变化
《2013浙江大学信号系统与数字电路考研模拟五套卷与答案解析》是信号系统与数字电路相关老师严格依据2013年考研最新指定参考书目和浙江大学最新内部考研资讯的基础上，全面分析总结考试中心历年考题风格、命题趋势及完全遵循初试指定书的章节编排下完成的。专业课复习后期，做一下模拟试卷，测试自身的复习水平是很有必要的。有些题目也将可能出现在2013年硕士入学考试试题中，具有很高的价值性。五套模拟试卷既保证了实用性，也凸显了其价值性。
4.内容简介
《2013浙江大学信号系统与数字电路考研模拟五套卷与答案解析》完全遵循指定书目和历年考题风格以及相关内部材料进行编写，共有五套模拟试卷及其详细答案解析，具有高度仿真、难度中上、全面解析、总结考试中心命题变化等特点。
资料来源：惟学浙大考研网
浅析模拟数字电视信号 篇3
关键词：模拟,电视,信号,数字电视,数字信号格式
1 采样与量化
目前数字卫星广播的电视信号多来对自模拟信号的采样和量化。
简单地说, 模拟信号就是时间上连续的信号。无论是摄像机输出的三基色电压信号还是麦克风拾取的音频电压信号都是连续的信号, 因此都属于模拟信号的范畴。
与模拟信号相反, 所谓数字信号就是指时间上离散的信号。模拟的电视信号经过采样和量化就变成了数字式电视信号。
1.1 采样。
模拟信号按照一定的格式在时间上离散化, 这个过程称为采样。我们可以设想存在一个电子开关, 它每经过一段时间间隔△t就迅速地闭合并断开一次, 称△t为采样时间, 其倒数就称为采样频率fs即,
根据著名的采样定理, 最低的采样频率应该是信号频率带宽中最高频率的两倍以上, 否则在采样之后会产生频谱的混迭现象。
设模拟信号为x (t) , 采样后形成了一个序列xn, 两者的关系为
对于我国采样的PAL-D制式来说, 亮度信号的带宽为6MHz, 故最低的采样频率应为12MHz, 色差信号的带宽为1.3MHz, 故最低的采样频率应为2.6MHz。
采样频率不能低于奈奎斯特频率, 频率低了信号会产生混迭;而采样频率也不能过高, 频率高了数据量太大。
1.2 量化。
信号强度上的离散化过程称为量化。采样后形成的序列在强度上仍然是连续的, 要成为真正意义上的数字信号, 在强度上也要进行离散, 也就是说要将信号的强度分为若干等级。
量化的等级要根据对信号的信噪比的要求来确定。为了保证图象信号的信噪比, 视频信号的量化等级至少要达到256级, 因为256是2的8次方, 故称为8比特量化。若需进一步提高信噪比, 在有些场合还可以采样9比特量化或10比特量化。
8比特量化后, 码字用十进制表示为0~255, 码字用二进制表示则为00000000~11111111。
1.3 现行电视信号的信息传输速率。
了解了采样和量化的概念之后, 就不难求出现行的模拟电视信号数字化之后所需要的信息传输速率。数字信号与信息传输速率之间关系类似于模拟信号与频带宽度之间的关系。
NTSC制的亮度信号带宽为4.2MHz, 一个色差信号的带宽为1.3MHz, 另一个色差信号的带宽为0.6MHz, 采用8比特量化, 数字化后的信息传输速率为
NTSC:8× (4.2×2+1.3×2+0.6×2) =97.6Mb/s。
PAL-B制的亮度信号带宽为5MHz, 两个色差信号的带宽均为1.3MHz, 另采用8比特量化, 数字化后的信息传输速率为
PAL-B:8× (5×2+1.3×2+1.3×2) =121.6Mb/s。
PAL-D制的亮度信号带宽为6MHz, 两个色差信号的带宽均为1.3MHz, 另采用8比特量化, 数字化后的信息传输速率为PAL-D:8× (6×2+1.3×2+1.3×2) =137.6Mb/s。
这样, 我们就知道现行的电视信号数字化之后, 信息传输速率大概在100Mb/s左右, 即每秒100兆比特, 或100Mbps。
2 数字信号格式
二十多年来为了对视频信号进行录制、编辑, 在演播室内一直使用着若干种数字信号的格式, 如分量式的D1格式、复合式的D2格式等等。为了便于节目的交换, 特别是NTSC、PAL、SECAM之间的交换, 前国际无线电咨询委员会 (CCIR-ComitéConsul-tatif Inertnatioal des Radiocommunication) 在1982年制订了一个标准, 称为CCIR601建议书, 采用这种数字格式后, 各种不同制式的电视节目之间交换就不成问题了。CCIR601格式目前是数字电视广播的努力方向, 同时目前在数字卫星广播还使用着其它的数字格式。
2.1 CCIR 601:
CCIR 601建议书是针对分量式电视信号而制订, 实际上它是一种数字演播室的标准。
分量式的三个信号是:亮度信号Y、色度信号CR和CB (即R-Y和B-Y) 。
亮度信号的采样频率为13.5MHz, 8比特量化。色度信号的采样频率为6.75MHz, 同样也是8比特量化。采样频率是与行频锁定的。对于625行系统来说, 如PAL和SE-CAM, fh×864=13500Hz;而对于525行系统来说, fh×858=13500Hz。采样频率与行频锁定可以适应于不同的制式;另外, 在一帧画面内, 每一行内采样点的位置是固定的, 同时在不同的帧之间, 采样点的位置也是固定的, 这样叫做正交采样。每一行内亮度信号的有效采样点为720个, 这与电视信号的制式无关。
CCIR 601采用了所谓的4:2:2格式, 即4个亮度的采样点对应着2个CR信号的采样点和2个CB信号的采样点。每一行内色度信号的有效采样点为360个。对于色度信号来说, 与亮度信号一样, 每一行都进行采样。对于625行系统, 一帧画面的有效行为576行;而对于525行系统, 一帧画面的有效行为480行。采用4:2:2格式, 亮度信号和色度信号的垂直分辨力是一样的, 而色度信号的水平分辨力为亮度信号的一半。
CCIR 601标准的信息传输速率为:
CCIR 601:8× (13.5+6.75+6.75) =216Mb/s。
2.2 4:
2:0格式:4:2:0格式是从4:2:2格式演变出来的。为了减少数据量, 在保证亮度信号采样点不变的前提之下, 通过降低垂直分辨力的方法, 将色度信号的采样点数目减少一半。
亮度信号的分辨力:720×576 (625行) ;720×480 (525行) ;
色度信号的分辨力:360×288 (625行) ;360×240 (525行) 。
4:2:0格式是十分重要的, 目前数字卫星广播大都采用这种格式, 即MPEG-2 (MP@ML) 。
2.3 SIF格式:
SIF (Source Intemediate Format) 格式用于MPEG-1, 目前我国流行的VCD就是采用这种数字格式。与4:2:0格式相比, 每一行的亮度采样点舍弃一半, 同时有效行数也舍弃一半, 色度信号的情况与亮度类似。
亮度信号的分辨力:360×288 (625行) ;360×240 (525行) ;
色度信号的分辨力:180×144 (625行) ;180×120 (525行) 。
3 数字压缩的必要性和可能性
从上面的分析知道:现行的模拟电视信号数字化之后的每秒钟的数据量在100Mbit左右, CCIR 601格式每秒钟的数据量为216Mbit, 而如此巨大的数据量不经压缩是不能使用的。以普通的只读光盘 (CD-ROM) 为例, 它的容量大约为700MB, 因为1字节 (Byte) 相当于8比特 (bit) , 故700MB=5600Mbit。这样普通的光盘大约只能储存56秒的电视信号, 从这个例子我们可以清楚地看出压缩的必要性。
数据压缩的根本依据是:数据量小于信息量。信息量与数据量的差称为数据的冗余, 数据量D、信息量I和冗余量du三者之间的关系为,
数据的冗余有很多类型, 如空间冗余、时间冗余、结构冗余、知识冗余、视觉冗余等等。
空间冗余是指一帧画面中, 规则物体和规则背景产生的数据冗余。对于静止画面来说, 就要想办法消除其中的空间冗余。
时间冗余是指相邻两帧电视画面或相邻的数帧电视画面之间的相关性。一秒钟内传送的电视画面有25或30帧, 前后的两帧或数帧画面的肯定有相当多信息是完全一样的。典型的例子是播音员在播音室内播音情况, 在一秒钟内, 背景是一样的, 播音员也不变, 变化主要体现在播音员的嘴和眼睛等部分, 因此在这个特例下, 100Mbit的数据量中, 存在着大量的时间冗余量。设法减少时间冗余是数字电视信号压缩的根本任务之一。
结构冗余是指某些图象存在着非常强的纹理结构。知识冗余是指有些图象的结构与人们的先验知识和背景知识相关。例如人的面部图象, 人们都知道鼻子在脸部的中线上, 其上方为眼睛, 眼睛是左右对称的, 其下方为嘴等等。视觉冗余是指视觉的非线性和非均匀性。例如, 人类视觉系统能够分辨出的灰度等级约为64级, 而通常的量化等级为256级;另外人们对彩色信号的分辨力要低于对黑白信号的分辨力。
针对不同的冗余类型, 人们提出了多种行之有效的数据压缩方法。数据压缩由编码和解码两个过程组成。在数字卫星广播系统的发射端采用MPEG-2方式对图象信号进行压缩, 这个过程称为信源编码;在数字卫星接收机内则采用MPEG-2方式对压缩的图象信号进行信源解码, 还原出模拟电视信号来。
数字信号处理教案 篇4
Digital Signal Processing —
Teaching Project
第一讲：信号的采集、基本DSP系统
Lecture 1 Conceptual introduction of DSP
了解技术背景、各种信号的特征、A/D转换、采样与量化、Nyquist 定理
一、连续信号的采样与量化
信号的分类与特点、模拟信号到离散信号的转换、Nyquist采样定理以及量化。
二、采样前后频谱的变化
模拟信号以及相应离散信号频谱之间的关系。
三、从采样信号恢复连续信号
如何从采样后的离散信号恢复模拟信号。
Questions:(1)What is the advantage of DSP ?(2)Why generally put a LPF and a amplifier before the A/D conversion ?
第二讲：离散信号的描述与基本运算、线性卷积
Lecture 2 Discrete signal: its description and computations
掌握离散信号的描述方法、典型信号的特征、信号之间的基本运算以及线性卷积 信号与系统分类
一、信号的分类
模拟信号、离散信号、数字信号
二、系统分类
模拟系统、离散系统、数字系统 连续时间信号的采样与量化 1 离散时间信号—序列
一、典型的序列
离散信号的时域描述；冲击信号、单位阶跃信号、指数信号、正弦信号等的描述。
二、序列的运算
信号序列之间的基本运算，能量的计算以及分解等。线性卷积
序列的线性卷积运算、具体步骤。
Questions:(1)What is absolute time for a time index n of x(n)?(2)In practical application, is determined signals such as sine need to be processed ? If not, what type of signal is we mostly faced ?
第三讲：系统的分类与描述
Lecture 3 Linear shift-invariant system and its description
掌握LSI、因果、稳定、FIR、IIR系统的特征；LSI的I/O描述；线性常系数差分方程；系统结构描述 离散时间系统一、离散时间系统的类型
线性系统、移不变系统、因果系统、稳定系统、IIR与FIR系统。
二、离散时间系统的描述
LSI系统的I/O关系（线性卷积形式）、差分方程描述。
Questions:(1)Which system description is mostly used in practical application, why ?(2)Can a IIR system be replaced by a FIR system ?
第四讲：Z变换与系统函数
Lecture 4 Z transform
掌握Z变换；系统函数以及零极点分析；系统函数与差分方程之间的转换 Z变换
一、Z变换的定义及其收敛域
双边Z变换、收敛域的概念、典型信号的Z变换；不同分布序列的收敛域特征。
二、逆变换
基本逆Z变换的定义、留数法以及幂级数法计算。
三、Z变换的性质
导数与极值等特性。离散时间系统的Z变换分析法
一、系统函数
系统函数定义；不同系统的系统函数特点；极点与零点的特性、与差分方程的关系等。
二、离散时间系统的信号流图描述
系统的结构框图、流图描述方法。
Questions:(1)why we need study Z transform, how important converge region is ?(2)why the condition for a causal stable LSI is that its converge region includes the unit circle ?
第五讲：离散信号的傅立叶变换
Lecture 5 Discrete time Fourier transform
掌握离散信号的傅立叶变换DTFT；频谱、幅度谱与相位谱；离散信号DTFT的特征 离散信号的傅立叶变换
一、离散信号傅立叶变换的定义
离散信号DTFT与IDTFT的定义，典型信号的DTFT计算。
二、离散信号的傅立叶变换与Z变换的关系
单位圆上的Z变换。离散信号傅立叶变换的特点
Questions:(1)What a point on magnitude spectrum states ?(2)What is relation between frequency components of a signal and the points of its spectrum curve ?
第六讲：系统频率响应与频谱关系
Lecture 6 System frequency response and spectrum relations
掌握LSI系统频率响应概念；零极点对频谱的影响；模拟信号频谱与对应离散信号频谱的关系。线性移不变系统的频率响应系统函数零极点与频率响应的关系离散信号频谱与模拟信号频谱之间的关系
一、离散时间傅立叶变换的导出
Questions: 从模拟信号以及频谱推导到离散信号的频谱。模拟信号频谱与对应离散信号频谱之间的关系。
二、DTFT与FT的关系 系统函数与频率响应的关系，零点和极点对系统频率响应的影响。由线性移不变系统对复指数信号的作用推导出系统的频率响应。对称、周期、卷积等特性，帕斯维尔（Parseval）定理。(1)What a point on magnitude frequency response states ?(2)What is response of a system to the points of spectrum of input signal ?
第七讲：频谱分析与应用
Lecture 7 Spectrum analysis and application
掌握频谱的基本信息特征；频谱分析的典型应用；短时谱分析的概念 频谱分析与应用
一、频谱的基本特征
通过复正弦信号的频谱说明DTFT的意义以及频谱分析的意义。
二、信号调制与语音合成
通信中AM调制与语音合成中频谱的应用。
二、短时频谱分析
Questions:(1)propose some examples of spectrum analysis in application(2)what is the influence of short time processing for spectrums ?
第八讲：周期信号的傅立叶级数表示
Lecture 8 Fourier series of periodical discrete signal
了解周期信号的DFS描述； DFS的频谱特征； 周期卷积 周期信号的离散傅立叶级数表示
一、离散傅立叶级数
周期信号的DFS定义及频谱分析。
二、周期卷积
从一个周期求和的线性卷积导出周期卷积。
第九讲：离散傅立叶变换 阐述实际应用中的频谱分析方法。Lecture 9 Discrete Fourier transform
掌握DFT；DFT的基本前提与特征；频率取样定理；DFT与DFS和DTFT的关系 离散傅立叶变换离散傅立叶变换特性
一、有限长特性与频域采样定理
描述DFT的时频有限长特性；DFT作为DTFT采样的频域采样定理。
二、循环卷积特性
Questions:(1)Why we need DFT ?(2)What is the difference between DFT and spectrum sampling ?
第十讲：短时离散傅立叶变换
Lecture 10 Short-time DFT
掌握循环卷积；STDFT的概念和实用意义；时间分辨率与频率分辨率 短时离散傅立叶变换分析
一、短时离散傅立叶变换的定义
非有限长信号的STDFT定义；STDFT与原始频谱之间的关系。
二、频率分辨率与时间分辨率
Questions:(1)why it is said, for non-stationary signal, short-time DFT is a unique selection ?(2)Is zero-padding enough for high frequency resolution ? 短时频谱的时间分辨率与频率分辨率，及其短时窗长的影响。有限长信号的循环卷积。DFT与IDFT的定义；DFT与短时谱；从DFT的信号完备恢复。
第十一讲：快速傅立叶变换与应用
Lecture 11 Fast Fourier transform ant application
掌握基2运算的FFT算法；了解FFT在信号处理中的应用 快速傅立叶变换
一、基于时选的快速傅立叶变换
时域实行奇偶分解的FFT算法。
二、基于频选的快速傅立叶变换快速傅立叶变换的应用
一、信号去噪与语音识别
谱相减方法的去噪处理；应用频谱特征的语音识别应用。
二、利用FFT计算线性卷积
线性卷积与循环卷积的关系；通过循环卷积与DFT的对应关系得到FFT计算线性卷积的方法。
Questions:(1)Is there any difference between DFT and FFT ?(2)Can you propose a new fast algorithm of DFT ?
第十二讲：数字滤波器类型与技术指标
Lecture 12 Digital filter type and technical parameters
了解IIR、FIR数字滤波器的结构特点；滤波器的设计技术指标；IIR数字滤波器的一般设计方法 数字滤波器的技术指标
频域实行奇偶分解的FFT算法。IFFT快速算法与FFT的关系。
三、傅立叶反变换的快速计算 通带、阻带、截止频率（3dB下降）、通带与阻带边界频率、阻带衰减。无限脉冲响应数字滤波器的结构模拟滤波器到数字滤波器的转换
一、脉冲响应不变法
从时域脉冲响应保持不变原理分析导出模拟滤波器到数字滤波器的转换。
二、双线性变换法
Questions:(1)how many technical parameters must be set for design of filter ?(2)what is advantages of bilinear transform ?
第十三讲：IIR数字滤波器的设计
Lecture 13 Design of IIR filter
掌握Butterworth、Chebyshev和椭圆滤波器的设计方法；脉冲响应设计法与双线性设计法； LPF与HPF、BPF、BSF的转换 IIR滤波器的特性
一、巴特沃兹滤波器
Butterworth滤波器的特点；相应滤波器的设计方法。
二、切比雪夫滤波器 Chebyshev滤波器的特点；相应滤波器的设计方法。
三、椭圆滤波器
椭圆滤波器的特点以及设计方法。IIR滤波器设计的频率变换方法 从克服模拟滤波器到数字滤波器转换过程中频率畸变的问题，导出双线性频率变换方法。直接Ⅰ与Ⅱ型结构；级联与并联结构；全通滤波器。
一、模拟低通滤波器到其它滤波器的变换
模拟低通滤波器转换到高通、带通、带阻滤波器的方法。
二、数字低通滤波器到其它滤波器的变换
Questions:(1)do you think Butterworth is much easier than others ?(2)what is a general steps for design of IIR filters ?
第十四讲：IIR滤波器的应用与系数量化效应
Lecture 14 Application and coefficient effects of IIR filter
了解IIR滤波器设计中的系数量化效应和实际应用 IIR滤波器实现与系数量化效应
一、IIR滤波器的实现
IIR滤波器的硬件与软件实现方法。
二、系数量化效应IIR滤波器应用
一、小循环阻抗容积信号处理
说明滤波器的具体应用与效果。
二、DTMF双音频信号的合成Questions:(1)Is it OK for use of IIR filter in image processing ?(2)Propose other IIR filter applications.介绍用一个IIR滤波器如何完成输出一个单频率信号。滤波器系数量化效应对性能的影响分析。数字低通滤波器转换到数字高通、带通、带阻滤波器的方法。第十五讲： 线性相位FIR滤波器及窗函数设计原理
Lecture 15 Linear phase FIR filter and principle of window method
掌握FIR滤波器的特点；线性相位概念、意义及其实现条件；FIR滤波器窗函数设计法原理。FIR数字滤波器的特点
一、基本特点
脉冲响应、差分方程、系统函数以及系统结构等方面的特点。
二、线性相位特点
线性相位概念、系统设计中的意义，举例说明。
三、线性相位FIR滤波器的实现条件
如何实现线性相位，不同奇偶点数的区别。窗函数设计法原理
一、窗函数设计法原理
从时域逼近角度分析导出窗函数设计法，说明失真的情况。
二、理想低通滤波器
Questions:(1)What is the importance of linear phase for a filter ?(2)Can IIR be realized as a linear phase filter, why ?
第十六讲：窗函数设计分析与实例
Lecture 16 Design analysis and examples of window method
掌握Hamming窗等5种基本窗函数的具体设计方法；特别是Kaiser窗设计实例 窗函数设计法分析
一、各种窗函数设计法 描述一个理想LPF的特点，特别是幅度特性。矩形窗、汉宁窗、哈明窗、布莱克曼窗、凯泽窗设计FIR的方法、特点。
二、窗函数设计法的进一步分析与总结
对窗长、窗的类型在设计中的影响做总结分析。利用凯泽窗设计FIR滤波器
一、低通滤波器设计
凯泽窗设计LPF的具体举例分析。
二、高通通滤波器设计
凯泽窗设计HPF的具体举例分析。
三、带通滤波器设计
凯泽窗设计BPF的具体举例分析。
四、带阻滤波器设计
凯泽窗设计BSF的具体举例分析。
Questions:(1)are you confident for design of FIR filter now ? why ?(2)If you are assigned to design a untypical filter, how can you do ?
第十七讲：频率取样设计与等波纹优化设计
Lecture 17 Frequency design and equal-ripple method of FIR filter design
掌握频率取样设计方法；等波纹优化设计方法 频率取样设计法
一、频率取样设计法原理
从频率抽样形成DFT频谱，并进一步得到有限长脉冲响应的思路介绍，说明其实际失真。
二、设计实例分析等波纹逼近优化设计方法
举例说明频率取样设计法的具体过程、从不成功设计到成功设计的转变思路与方法。
一、最小均方误差优化设计 LMS准则下的优化设计介绍。
二、等波纹逼近优化设计法
Questions:(1)which is more excellent as a method ?(2)why some points must be set in transition band ?
第十八讲：系数量化效应与FIR滤波器应用
Lecture 18 Application and coefficient effects of FIR filter
了解 FIR滤波器的系数量化效应以及实际应用 系数量化效应与溢出控制
一、系数量化效应
有限字长条件下滤波器系数的量化对频谱的影响，引起失真的情况。
二、溢出控制
怎样处理滤波器输出数据对D/A转换器或其他接收器的输入溢出问题。FIR滤波器应用
一、信号去噪
举例说明运用FIR实现限带噪声消除的实际应用。
二、信号的高频提升
Questions:(1)If to implement a FIR in a MCU, what should you consider ?(2)Propose some other application examples.最小误差意义下的频域的等波纹逼近，具体设计方法，MATLAB仿真设计举例。
数字模拟信号 篇5
EER是一种使复数调制的信号进行高效率放大的方法。
复数调制的信号是幅度与相位同调制的高频信号。这种类型的信号也出现在数字传输中。EER技术是将AM与PM这两种调制分离。当把AM分离出去后, 包络被消除, 而保留纯粹的PM。在发射机的末级重建AM调制中的包络, 由此形成放大的复数信号。
AM信号没有恒定的包络, 它的包络是随着包含的信息而变化的。在对AM信号进行放大时不允许包络失真, 需要效率很低的线性放大器, 对于很大功率的放大来说, 有明显的缺点。选择EER技术可使大功率放大器保持高的效率。
高频信号可表示为:
对于复数数字调制信号来说, 也可以分为两个部分:借助一个包络解调器分离出幅度调制或幅度信号;借助一个限幅器分离出相位调制信号。两路信号都可以使用高效率的放大器进行放大。
2 数字信号的分离与重建
①一般原理
复数信号可以理解为众所周知的幅度与相位都得到调制的高频信号。放大这种信号需要线性工作的放大器。出于效率的原因, 不考虑使用A类与B类放大器。剩下的可能性是应用具有高的效率的AM发射机, 用一个相位调制的高频信号代替原来的纯粹的载波信号, 而在发射机的音频输入端, 送入包络信号。
图1所示是频域中正弦信号的分离原理。由图可以看出, 不论是幅度信号还是相位信号, 频谱都包含有谐波成分, 也就是说频谱变宽。
根据上述原理, AM发射机通过它的幅度信号输入与它的相位信号输入进行控制是可能的, 须将在I/Q调制器中产生的已调制的数字信号进行相应的分离。
②分离与重建方法
现借助QPSK的相位星座图说明坐标变换, 如图2所示。数字信号表示已调制的I/Q符号:
借助EER技术, 直到大的功率必须给出一致的信号。从I/Q信号计算出幅度信号与相位信号φ (1) :
φ(t)信号只是一个中间量，这个信号尽可能避免，因为相位角可以取任意大的值(取决于数据)，这会引起相位调制器的过调制。如果产生ΦI (t)=cos (φ (t) ) 和ΦQ(t)=sin (φ (t) ) 两个信号来代替，它们的最大值可以是±1oΦl(t)分量也cos (Ωot) 相乘，而ΦQ(t)与sin (Ωot) 相乘，Ωo为为载波角频率。因此，正交调制器是相位调制器的一种特殊形式，如图3所示。
按照图4，相位调制的RF信号可表达为：
它是具有恒定幅度的纯相位调制的信号。
实际上没有必要计算φ(t), 因为可以按照图4计算出：
AM发射机的末级功率放大器的工作原理如同一个乘法器, 通过相乘而结合起来:
为简单起见, 设放大系数为1, 可以看出与公式 (1-2) 是相一致的。因此, 可以得到如图5所示的将EER技术用于数字传输的相应的电路方块图。
相同, 输出信号的频谱也应该是相同的。但是, 在实际上可能会遇到一定的问题。这与由笛卡儿坐标变换为极坐标有很大的非线性有关。因此, 无论是A (t) 信号SRF-R (t) 还是RF-P信号的频谱, 都明显比I (t) 和Q (t) 信号的频谱宽。
摘要：通过对EER原理的简单介绍, 并针对模拟AM发射机如何实现发射DAM数字信号做了简要的阐述。
数字模拟信号 篇6
DAB (数字音频广播) 已经在近36个国家得到广泛使用, 英国和欧州的一些国家覆盖率已经达到非常高的水平, 目前全球共有超过5亿人能够收听数字广播。在去年我国又通过了调频频段数字音频广播技术 (CDR) 标准, 表明我国的数字广播发展从战略规划和准备阶段, 正式转入战略实施阶段。
为适应广播发展趋势, 我台于2013年初购置国内首台美国哈里斯新型调频发射机FAX 10K。该发射机可以工作在FM (模拟) 、FM+HD (混合) 、HD (数字) 三种模式, 既满足当前模拟调频广播发射的需求, 也为以后向数字广播过渡乃至数字广播提供了解决方案。本文主要对其核心功放模块进行研究, 着重分析了不同工作模式的具体实现方法以及功放设计中的一些先进理念。
1 功放模块
FAX 10K发射机功放模块主要由射频放大电路、控制电路、监测保护电路、散热器组成。下文主要对射频放大电路、控制电路以及该功放其它的一些先进设计理念进行分析。
1.1 射频放大电路
每个功放模块的射频放大电路由两个电路相同但相互独立的放大单元“A”和“B”构成。每个单元均使用一个型号为MRFE6VP61K25H的LDMOS (横向扩散金属氧化物半导体) 管进行放大, 该管额定输出功率为800W (最大1250W) , 效率高达75%。与传统晶体管相比, 这种新型的放大管在增益、线性度、开关性能、散热性能等方面优势很明显, 并可在高于双极型晶体管3倍驻波比的高反射功率状态下运行。
射频放大单元原理如上图1所示, 与一般功放电路类似, RF信号由电路板引脚输入, 通过3d B耦合器一分为二, 经耦合、阻抗匹配后供给放大管Q1栅极放大, 后经阻抗匹配、功率合成、滤波后输出。
1.2 功放控制电路
功放控制电路主要完成以下二个功能:一是控制放大单元的开关;二是按发射机运行模式调整功放管的放大状态。当发射机工作在FM模式时, 放大管工作在C类放大状态, 此时放大效率最高;当处于HD或FM+HD模式时, 放大管工作在AB类放大状态, 这样就可以更好的满足数字信号线性放大的需要, 失真最小。
放大管工作状态控制电路如上图2所示, 放大管工作状态主要是通过调整放大管的栅极偏置电压VG来实现的。为确保放大管工作状态稳定, 该电路采用热敏电阻RT1、电阻R8、电阻R36进行温度补偿。
1.2.1 功放开/关
功放控制信号主要对晶体管Q5进行控制。当PA ON CTL (功放控制信号) 为开时, 将-5V送至Q5栅极使其截止, 此时VG由+12V分压电路决定。根据工作模式的不同从而选择不同的电压, 使放大管工作在需要的状态。当功放控制信号为关时, 将0V送至Q5栅极使其导通, 此时VG电压为-5VDC, 放大管截止。
1.2.2 功放AB类放大
当机器运行在FM+HD或HD模式下时, BIAS_MODE (偏置模式) 信号将+5V送至晶体管Q4栅极使其导通, 从而将地送给晶体管Q3的栅极使其截止。则此时VG由电阻R40、电阻R103、电阻R38组成的分压电路和温度补偿电路决定。经实测, 正常工作时VG约为+2.64V。
1.2.3 功放C类放大
当机器运行在FM模式下, BIAS_MODE信号将0V送至Q4栅极使其截止。此时+12VDC经电阻R28、电阻R48分压后送至Q3栅极使其导通。此时在原有AB类放大状态控制电路起作用的基础上, 由电阻R104、二极管CR22、电阻R109组成的分压电路进一步对VG电压进行调整。经实测, 正常工作时VG为+2.24V。
图中ANALOG_ALC (模拟自动增益控制) 信号主要用来实现发射机自动功率控制, 且仅在C类放大状态下起作用。因功放模块与中功放模块是完全一致的, 当其作为中功放模块使用时, 发射机可以通过调节中功放模块的输出功率来实现整机功率控制。此时, ANALOG_ALC信号会根据需要在-5V至0V之间调整, 从而实现对中功放放大管的增益的改变。
1.3 故障保护电路
每个功放模块中还集成了相应的监测和故障保护电路, 可以实时的对功放模块的输入功率、驻波比、功放电压、功放电流、散热器温度进行监测, 当功放发生异常时, 可立即对其进行封锁保护。此外, 功放内每个放大单元还提供直观的LED状态指示灯, 当发生故障时LED指示灯会由绿色变为红色, 方便维护人员进行故障判断。
1.4“热插拔”防电弧设计
该功放模块支持“热插拔”, 并设计有防电弧电路, 可以有效减少因插拔造成设备损坏的可能。如下图3功放实物图所示, 其左端为该功放输入输出端子, 从图中可以看到其金手指的长度是不一致的。射频及信号输入、输出端子的金手指较长, 这样可以在插入时先进行良好的接触;而电源金手指较短, 且串联三个10欧姆的电阻, 这样插入时就可以实现其它端子良好接触后再进行供电, 并有效限制了插入和拔出时的瞬时电流, 阻止了电弧的产生, 保证了设备安全。
2 功放模块的维护
功放模块作为发射机的重要组成部分, 是进行射频功率的放大基本单元, 也是维护的重点。日常工作中, 要注意监测其运行参数的变化, 通过对比功放模块的温度、电压、电流等来判断否存在异常。
此外, 还应定期对功放进行清洁维护。由于该功放采用风冷, 内部易积灰, 严重时会造成放大电路短路, 并影响散热效果, 缩短了功放的使用寿命。在维护时, 应使用毛刷、吹气机、吸尘器等对电路板和散热片进行清洁。对于模块的镀金引脚应使用99%的纯酒精进行清洁, 因为橡皮擦或通用的清洁剂会损坏镀金层引脚。清洁后, 应将功放模块循环插拔两三次, 使引脚与插槽接触更加良好。
3 结论
自FAX 10K发射机于2013年1月投入使用以来, 该发射机功放模块运行稳定, 在多次突然断电及雷击中均未出现异常, 其理论平均无故障时间更是高达600000小时。其高效的能量转化效率, 直观便捷的故障判断及处理方式, 先进的设计理念与技术均具有很好的参考和借鉴意义。因作者水平有限, 文中的不当之处还请批评指正。
参考文献
[1]Freescale Semiconductor, MRFE6VP61K25H[EB/CD]http://pdf1.alldatasheetcn.com/datasheet-pdf/view/535488/FREESCALE/MRFE6VP61K25HR5.html, 2013-03-04/2014-9-21.
[2]Harris Corporation, Platinum Z10 CD?FM Transmitter Manual[z]America, Harris Corporation, 2003.
数字模拟信号 篇7
关键词：数字图像,变换,增强,复原,压缩,分割
0 引言
数字图像处理又称计算机图像处理,它是将模拟的图像信号转换成离散的数字信号并利用计算机对其进行处理的过程,其输入是原始图像,输出则是改善后的图像或者是从图像中提取的一些特征,以提高图像的实用性,从而达到人们所要求的预期效果。
数字图像处理技术最早出现于20世纪20年代,但直到20世纪50年代,电子计算机发展到了一定水平,人们才开始利用计算机来处理图形和图像信息。随着图像处理技术的深入发展,从20世纪70年代开始,计算机技术、人工智能和思维科学研究迅速发展,人们已经开始研究如何用计算机系统解释图像,实现类似人类视觉系统来理解外部世界,这种处理技术成为图像理解或计算机视觉。随着计算机软件、硬件技术日新月异的发展和普及,图像处理技术已经成为人类生活中不可缺少的一部分。
1 数字图像表示方法:
1.1 灰度图像的阵列表示法设连续图像f(x,y)按等间隔采样,排成M×N矩阵,记作F。
在数字图像中,一般灰度级G为2的整数幂,即G=2m,对M和N的取值则没有要求,只要是正整数就行。对一般电视图像,G取64~256,即可满足图像处理的需要。彩色图像可用红(R)、绿(G)、蓝(B)三个矩阵表示,也可组成混合矩阵。另外,也可用三维矢量矩阵表示彩色图像。
1.2 二值图像表示法
在数字图像处理中,为了减少计算量,常将灰度图像转为二值图像处理。所谓二值图像就是只有黑白两个灰度级,即像素灰度级非0即1。由于二值图像的特殊性,因此二值图像还有一些特殊的表示方法,如链码很适合表示由直线和曲线组成的二值图像以及描述图像的边缘轮廓。
2 颜色模型
颜色是外来的光刺激作用于人的视觉器官而产生的主观感觉。因而物体的颜色不仅取决于物体本身,还与光源、周围环境的颜色以及观察者的视觉系统有关。从理论上讲,任何一种颜色都可用三种基本颜色按不同的比例混合得到。CIE选取的标准红、绿、蓝三种光的波长分别为:红光R,λ1=700nm;绿光G,λ2=546nm;蓝光B,λ3=435.8nm,因此颜色的匹配可以表示为:
其中权值r、g、b为颜色匹配中所需要的R、G、B三色光的相对量。
关于数字图像处理的颜色模型主要有RGB、CMY、YIQ等模型,这里只做简单介绍。
(1)RGB模型就是红、绿、蓝三种色光原色。RGB的色彩模型的混色属于加法混色。R、G、B都为0时是黑色,都为1时是白色。它采用三维直角坐标系,红、绿、蓝为原色,各个原色混合在一起产生复合色。(2)CMY模型分别是青色、品红、黄色三种油墨色。CMY常用于从白光中滤去某种颜色,又被称为减性原色系统。和RGB一样它也有类似的三维色彩模型。(3)YIQ模型是利用人的可是系统对亮度变化比对色彩饱和度变化更敏感而设计的。它的主要优点是去掉了亮度(Y)和颜色信息(I、Q)之间的紧密联系。亮度是与眼睛获得的光的总量成正比的,去除这种联系的重要性在于处理图像的亮度成分时,能在不影响颜色成分的情况下进行。
3 数字图像处理
3.1 图像变换
由于图像阵列很大,如果直接在空间域中进行处理,涉及到的计算量很大。因此,往往采用各种图像变换的方法,如傅立叶变换、K-L变换和小波变换等间接处理技术,将空间域的处理转换为变换域的处理,这样不仅可以减少计算量,而且可以获得更有效的处理。由于傅立叶变换在图像处理问题中应用比较广泛,所以主要介绍一下傅立叶变换。
3.1.1 傅立叶变换的定义
函数f(t)的一维傅立叶变换由下式定义:
其中,j2=-1傅立叶变换是一个线性变换,将一个具有n个实变量的复函数变换为另一个具有n个实变量的复函数。F(s)的逆变换定义为:
注意:正反傅立叶变换的唯一区别是幂的符号。函数f(t)和F(s)被称作一个傅立叶变换对,对任一函数f(t),其傅立叶变换F(s)是唯一的,反之亦然。
二维傅立叶正、反变换分别定义为:
其中,f(x,y)是一幅图像,F(u,v)是它的频谱。通常F(u,v)是两个实变量u和v的复值函数,变量u是对应于x轴的空间频率,变量v是对应于y轴的空间频率。
3.1.2 离散傅立叶变换
由于实际问题的时间或空间函数的区间是有限的,或者频谱有截止频率。将f(t)和F(s)的有效宽度同样等分为N个小间隔,对连续傅立叶变换进行近似的数值计算,得到离散的傅立叶变换定义。
(1)一维离散傅立叶变换。离散傅立叶变换是直接处理离散时间信号傅立叶变换。如果要对一个连续信号进行计算机数字处理,那么就必须经过离散化处理,这样对连续信号进行的傅立叶变换的积分过程就会自然演变为求和过程。
(2)二维离散傅立叶变换。只考虑两个变量,就很容易将一维离散傅立叶变换推广到二维。一个M×N大小的二维函数f(x,y),其离散傅立叶变换对为
在数字图像处理中,图像一般取样为方形矩阵,即N×N,其傅立叶变换及其逆变换为
(3)离散K-L变换。K-L变换又称为霍特林变换和主干成分分析。一般而言,这一方法的目的是寻找任意统计分布的数据集合之主要分量的子集。相应的基向量组满足正交性且由它定义的子空间最优的考虑了数据的相关性。将原始数据集合变换到主分量空间使单一数据样本的互相关性降低到最低点。
(4)小波变换。小波变换的基本思想是通过一个母函数在时间上的平移和在尺度上的伸缩得到一个函数族,然后利用这族函数去表示或逼近信号或函数,获得一种能自动适应各种频变成分的有效的信号分析手段。其应用的目的是为了得到信号或图像的局部频谱信息。
3.2 图像的增强
一般情况下,在图像系统中图像的传送和转换会造成图像的某些降质。因此,必须要对降质图像进行改善处理。图像增强的目的主要是使处理后的图像对某中特定的应用来说,比原始图像更适用,因此,它是为了应用的目的去改变图像质量、提高图像的可懂度,从而使处理后的结果更适合人的视觉特性或机器的识别系统。
图像增强技术有两类方法:空间域法和频率域法。空间域的方法主要是在空间域对图像像素灰度值直接运算处理。如:将包含某点的一个小区域各点灰度值进行运算,用所得的平均值来代替该点的灰度值。这就是所谓的平滑处理。
频率域法就是在图像的某种变换域内,对图像的变换值进行运算。如先对图像进行傅立叶变换,再对图像的频谱进行某种修正(如滤波等),最后将修正后的变换值逆变换到空间域,从而获得增强后的图像。
3.2.1 基于点运算的增强
点运算可以按照预定的方式改变一幅图像的灰度直方图。除了灰度级的改变是根据某种特定的灰度变换函数进行外,点运算可以看作是“从像素到像素”的复制操作。如果输入的图像是f(x,y),输出图像为g(x,y),则点运算可以表示为
其中T(.)函数称为灰度变换函数,它描述了输入灰度值和输出灰度值之间的转换关系。点运算的增强主要有三种方法:一是直接对原始图像中的每个像素进行增强变换操作;二是借助原始图像的灰度直方图进行变换;三是借助一系列图像间的运算进行变换操作。
3.2.2 基于空间滤波的增强
将空间模板用于图像处理通常称为空间滤波。根据其特点一般可分为线性的和非线性的两类处理方法,按照其功能分为平滑滤波器和锐化滤波器。然而不管使用何种滤波器基本方法就是对图像模板下面的像素与模板系数的乘积求和,即模板卷积,主要步骤为:(1)将模板在图像中漫游,并将模板中心与图像中某个像素重合;(2)将模板上系数与模板下对应像素相乘;(3)将所有乘积相加;(4)将模板的输出响应赋值给图中相应模板中心位置的像素。
3.2.3 基于频域变换的增强
从原理上讲,在频域中对图像进行增强是直观的。首先计算带增强图像的傅立叶变换,然后用滤波器的传递函数乘该结果,最后对上述乘积进行傅立叶逆变换,就得到了增强的图像。卷积定理是频域技术的基础。假设f(x,y)与线性不变算子h(x,y)的卷积结果是g(x,y),即g(x,y)=f(x,y)*h(x,y),则根据卷积定理在频域中有G(u,v)=H(u,v)F(u,v)
其中G(u,v)、H(u,v)和F(u,v)分别是g(x,y)、h(x,y)和f(x,y)的傅立叶变换。一般也称H(u,v)为传递函数或转移函数。在具体应用中,f(x,y)是给定的,因此只要知道H(u,v)就会得到增强图像的函数。
3.3 图像复原
在数字图像的获取中,由于光学系统的局限性或缺陷,不能将物体的全部信息反映在图像上造成失真或图像经某种方法处理后,丢失部分信息或增加噪音干扰,产生了原图像的近似图像,这一物理事件称为图像退化。图像复原就是对退化的图像进行处理,使它成为趋于原物体的理想图像,即去除或减轻在图像处理过程中造成的图像质量下降。
退化模型
假设将图像的退化过程抽象为一个系统H,则原始图像f(x,y)通过系统H后产生的退化图像g(x,y)可以表示为:
如果考虑加性噪声的影响,则退化图像可表示为:
退化系统H是线性位移不变系统,满足以下条件:
(1)H是线性的,即在n(x,y)=0时,满足下式:
式中k1和k2为常数。
(2)H式空间不变系统,即如果系统的输入和输出满足关系:
则对于任意一个f(x,y)和任意常数α和β都有下列关系:
也就是说,图像上任意点的运算结果,只取决于该点的输入值,与坐标位置无关。
图像的复原方法有代数复原方法和频域复原方法。代数复原方法又包括有约束复原方法和无约束复原方法。频域的复原方法包括逆滤波和最小二乘方滤波复原法。这里主要讲述逆滤波复原方法。
逆滤波复原方法也称为反向滤波法,根据图像退化模型,其基本原理如下:
这是一卷积表达式,由傅立叶变换的卷积定理可知下式成立
其中G(u,v)、H(u,v)、N(u,v)和F(u,v)分别是退化图像g(x,y)、点扩散函数h(x,y)、噪声n(x,y)和原始图像f(x,y)的傅立叶变换。由上式得
在噪声未知和不可分离的情况下,可近似取
由上式取得傅立叶逆变换,便可得恢复后的图像,即
这意味着,如果已知退化图像的傅立叶变换和滤波传递函数,则可以求得原始图像的傅立叶变换,经逆傅立叶变换就可以求得原始图像f(x,y)。这里,G(u,v)除以H(u,v)起到了反向滤波的作用,这就是逆滤波复原的基本定理。
参考文献
[1]刘直芳,朱敏.数字图像处理与分析.清华大学出版社,2006.
[2]李俊山,李旭辉.数字图像处理.清华大学出版社,2007.
光信号环境模拟系统设计 篇8
随着各种光电设备的广泛应用,光信号环境已成为电磁环境的重要组成部分,光信号环境模拟系统应运而生,它作为一种新型的光模拟手段可为各种试验生成预案,根据预案控制和管理设备运行,实时采集、记录、显示设备处理信息和训练图像信息.进行综合效能评估与适应性检验而发挥积极的作用.
1 光信号环境模拟系统构建方法
模拟光信号环境的方法有多种,包括全实物光信号环境模拟;半实物光信号环境模拟;信号注入式光信号环境模拟和全数字化计算机光信号环境模拟.以下部分探讨了全实物光信号环境模拟方法.其特点是逼真,是进行设备试验和评估校验最有效的方法.全实物仿真的环境通常在外场进行,根据设备的应用环境,确定光信号模拟环境类型.
模拟系统由环境模拟设备、光电系统设备、控制与数据处理中心以及数据通信网络组成.并要确定精确的定位系统、数据采集与传输系统和试验的评估系统,用以评估光信号环境中设备的效能.
在全实物模拟光信号环境中,整个系统的控制由控制中心通过数传通信网络进行.整个模拟系统必须建立统一的时间标准.参试平台的数据,可以实时记录在媒体上,然后送数据处理中心进行处理;也可以通过数传系统实时传输.
2 光信号环境模拟系统硬件组成
根据光信号环境的特点,光信号环境模拟系统主要由光信号环境模拟设备、监测记录设备、控制设备和时统定位设备等组成,系统硬件框图如图1所示.其中光信号环境模拟设备包括光学探测设备和光学背景模拟设备.
(1)光学探测设备
模拟各光波段、各种工作体制的光学设备工作.
(2)光学背景模拟设备
模拟各种主要背景光辐射、传输特性.
(3)监测记录设备
监测记录设备作为光信号环境模拟系统的监测手段,具有在多种气象条件下的监测和记录的能力.
(4)控制设备
控制设备是光信号环境模拟系统的控制、显示及信息处理中心.制定光信号环境模拟预案,控制、管理和协调系统所属设备的运行,完成对试验数据/场景等的综合采集与纪录.可实现对试验图像/数据等的综合处理和分析.
(5)时统定位设备
时统定位设备对系统进行时统和位置测量.
3 光信号环境模拟系统软件功能、构成与控制
3.1 系统软件功能与构成
光信号环境模拟系统的软件运行于控制设备,它根据试验计划,形成光信号环境模拟预案,并控制、管理与协调整个系统的运行,完成对试验数据图像等的综合采集与纪录,综合处理与分析.
光信号环境模拟系统软件功能如下:
(1)生成预案:根据计划,拟定光信号环境模拟系统的模拟预案;
(2)数据处理;对收到的其他设备的数据/图像信息进行采集、处理、分析;
(3)设备监控:对各设备工作状态进行实时状态监控;
(4)形成控制命令:根据预案及数据处理结果,形成对设备的控制命令,控制和管理各设备的协调运行,以完成计划;
(5)人机接口:设置系统工作方式,设置各设备参数;输入有关命令,调看有关情报信息等;
(6)信息显示:对部署、态势、目标监测信息进行图像显示;对设备的各种信息、数据处理信息等进行数据显示.
光信号环境模拟系统软件构成如图2所示.
3.2 系统软件控制
根据软件需求分析,系统软件要有形成模拟预案,控制、管理与协调系统所属设备的运行的能力,完成对数据/场景等的综合采集与记录.可实现对图像/数据等的综合处理、分析等功能.在软件设计时,采用模块化设计,每个模块实现其特定功能,确保软件的可靠性,可维护性、扩展性和可操作性.
系统软件主要控制流程如图3所示。
系统软件根据计划生成模拟预案,模拟光信号环境特征,控制光信号模拟设备,并对模拟过程中的各种图像/数据信息进行实时采集、显示和记录,通过视频回放或实时显示.
4 结 束 语
通过研究光信号环境模拟系统的设计方法,构建全实物光信号环境模拟系统,将从根本上解决各种条件下对光信号环境的需求问题,从而使设备经历电磁环境的磨砺,提高其适应电磁环境的能力.同时也为多层次的试验建立完整的一体化电磁环境框架体系奠定基础.
参考文献
[1]王汝群.战场电磁环境[M].北京:解放军出版社,135-137.
某型导弹陀螺信号模拟研究 篇9
某型导弹在飞行中绕弹轴自旋，固连在弹上的舵机也随之旋转，为了辨别方向，必须规定导弹旋转的相位基准。当陀螺片转到正上方时作为转角零位，导弹每转360°舵片就经过零位一次，每经过零位，导弹就向地面控制箱发出一个陀螺脉冲作为零位基准，控制箱根据零位基准才能形成正确的控制指令[1]。
在检测某型导弹控制箱性能时，由于不能真的发射导弹，所以就必须模拟导弹在飞行过程中产生的陀螺脉冲，以此来作为判断控制箱输出的控制指令正确与否的一个必要条件。由于需要模拟的陀螺脉冲信号频率是不断变化的，以往用分立元件的方法硬件电路复杂，易出错[2]，因此，本文提出了基于直接数字频率合成(DDS)技术的方法来实现。
1 DDS原理和基本结构
DDS的基本原理框图见图1所示，频率控制字K和相位控制字分别控制DDS输出波形的频率和相位。DDS系统的核心是相位累加器，它由一个累加器和一个N为相位寄存器组成。每来一个时钟脉冲，相位寄存器以步长K增加。相位寄存器的输出与相位控制字相加，其结果作为波形查找表的地址。图1中波形查找表由ROM构成，内部存有一个完整周期的波形幅度信息，每个查找表的地址对应波形中0°～360°范围内的一个相位点。查找表把输入的地址信息映射成波形幅度信号，同时输出到数模转换器DAC的输入端，DAC输出的模拟信号经过低通滤波器LPF，可得到一个频谱纯净的波形[3]。
2 陀螺脉冲信号模拟的FPGA实现
陀螺脉冲信号波形如图2所示[1]。
根据文献[4]，测量通道划分时需要模拟一列变周期的陀螺脉冲信号:T1=140ms,T2=151ms,T3=160ms,T4=157ms,T5=151ms,T6=147ms,T7=138ms,T8=130ms,T9=121ms,T10=116ms,T11=113ms。T12=117ms,T13=109ms,T14=109ms，周期允许偏差±1ms，脉冲宽度为10ms±0.5ms，幅度为-5V。此外，测量第三周期预加指令时还需要模拟等周期的T=133.3ms±1ms、幅度为-5V、宽度为10ms±0.5ms的脉冲列。FPGA输入时钟为50MHz，由于所产生的陀螺脉冲信号为ms级，所以将输入时钟频率先经过105分频变为500Hz，周期2ms。由于DDS的精度主要取决于相位寄存器的位数，但是随着相位寄存器的位数的增加，耗费的FP-GA资源也成几何级数增加，因此在满足精度的条件下，相位寄存器位数越少越好，本系统中将其设计为13位。这样，根据公式(3)，DDS频率最小分辨率为0.061Hz;根据公式(4)，DDS输出最高频率为250Hz，可以满足要求。
根据公式(2)，K=To×213/Tc(5)
根据公式(5)计算出K1=117,K2=108,K3=102,K4=104,K5=108,K6=111,K7=119,K8=126,K9=135,K10=141,K11=145,K12=140,K13=150,K14=150,K15=122。
QuartusⅡ7.2环境下，DDS的FPGA设计顶层原理图如图3所示，由于模拟的信号不需要移相操作，所以本设计去掉了相位控制部分。
各模块功能如下:
lpm_rom1模块是定制的rom，里面存放着K1～K14的值，用来输出频率控制字。
lpm_counter0模块是4位加计数器，用来产生lpm_rom1的地址，当一个脉冲输出完后，lpm_counter0进行加1计数，控制lpm_rom1输出下一周期的频率控制字。
lpm_constant0模块用来存放K15的值，用作等频脉冲的频率控制字。
BUSMUX模块是选择器。当sel端为0时，输出变周期脉冲的频率控制字;当sel端为1时，输出等周期脉冲的频率控制字。
lpm_rom0模块是波形数据存储器模块，存放着要输出的波形数据，在本系统中存放的是方波信号波形数据。
DDS系统的核心是相位累加器，它由累加器lpm_add_sub0模块和相位寄存器lpm_dff0模块构成。每来一个时钟脉冲，相位寄存器lpm_dff0以步长K增加，其输出作为波形存储器lpm_rom0的地址，lpm_rom0的输出即为所要求周期的方波信号。
由于lpm_rom0输出的是方波信号，而陀螺脉冲信号为负脉冲信号，所以需要ch模块作转换。由于ch模块的输入时钟周期是2ms，所要求的脉宽为10ms，所以在ch模块中设计一个计数器，当计数器计数值为0～4时，输出高电平，其余值输出低电平，这样就产生了一个脉宽为10ms的正脉冲，经反相器NOT后，由fout端输出所需要的负脉冲。
3 系统仿真
在QuartusⅡ7.2环境下，系统时序仿真图如图4所示，由于按实际时间仿真耗时很长，所以仿真时先不接分频模块，那么要模拟的一列变周期的陀螺脉冲信号各周期为:T1=1400ns,T2=1510ns,T3=1600ns,T4=1570ns,T5=1510ns,T6=1470ns,T7=1380ns,T8=1300ns,T9=1210ns,T10=1160ns,T11=1130ns,T12=1170ns,T13=1090ns,T14=1090ns;另一列是等周期脉冲信号T15=1333ns，周期允许误差10ns。脉宽都为100ns±5ns。
由图4(a)可以清楚地测量出FPGA模拟的十五个不同周期的负脉冲信号的周期，由图4(b)可以测量出负脉宽宽度是100ns，测量结果见表1。
4 结果分析
由表1可知，脉冲周期误差控制在10ns以内，满足设计要求。产生误差的原因一个是采样时钟的频率，另一个是相位寄存器的位数。加快采样频率和增加相位寄存器的位数都能够提高DDS的频率输出精度。此外，如果想模拟的信号不是方波信号，而是正余弦信号、锯齿波信号或者任意波形信号，只需修改lpm_rom0中的波形幅度信息即可。
DDS工作的理想情况为:
(1)相位累加器输出的用于查询表ROM寻址的相位值没有经过舍位。
(2)波形表ROM中所存储的量化波形幅度值用无限长的二进制代码表示。
(3)DAC的分辨率无限大，并且DAC具有理想的数模转换特性。
而DDS不可能工作在上述三种的理想情况下，也就不可避免地产生误差。
此外，DDS的输出频谱在f=nfc±f0时存在离散的谱线，它是由信号和时钟谐波相混频而构成的和频或差频分量，也就是说整个DDS输出信号频谱中镜像残余分量的谱线总是集中在系统时钟频率fc和谐波附近，而在(0,fc/2)之内除了信号的谐波分量外不存在其它的杂散干扰，并且谱线为抽样函数形状[5]。
参考文献
[1]王广龙.某型反坦克导弹发控设备[M].北京:兵器工业出版社,1999.
[2]某型导弹检测车组成和原理[M].石家庄:军械工程学院.
[3]刘志宇,宋立新.基于DDS技术的双通道波形发生器[J].哈尔滨理工大学学报.2008,10(5):18-20.
[4]某型数字控制箱控制箱制造与验收规范[M].西安:中国兵器工业第203研究所,2000.
[5]曾云,韩顺锋.基于FPGA的DDS信号源设计及误差分析[J].舰船电子工程,2009(2):72-74.
[6]华清远见嵌入式培训中心.FPGA应用开发入门与典型实例[M].北京:人民邮电出版社,2008.
[7]Clive Maxfield.The Design Warrior’s Guide to FPGAs[M].Singa-pore:Elsevier Pte.Ltd.,2007.
[8]Altera Corporation.DE2 Development and Education Board UserManual[Z].Version 1.41,2007.
[9]John G Proakis,Dimitris G Manolakis.Digital signal Processing[M].Pearson Education Inc.,2007.