多模块矩阵变换器（精选6篇）
多模块矩阵变换器 篇1
0 引言
模块化多电平矩阵变换器(modular multilevel matrix converter,M3C)是一种新型级联H桥型AC-AC功率变换装置[1],不仅具有易扩展、高可靠性、低谐波和可四象限运行等特点,而且能节省移相变压器和大容量滤波装置。M3C克服了传统矩阵变换器缺乏中间储能元件和电压传输比为0.866的限制[2],通过模块化可应用于高电压、大功率等级,作为功率变换核心设备在风电等大规模可再生能源的柔性接入与互联[3]、远距离低频或分频输电[4,5]、电力牵引[6,7]及变频调速[8,9,10]等领域得到越来越多的关注。
M3C每个H桥子模块单元都是强非线性、多变量耦合系统,并且M3C存在9种环流路径[11],所以子模块直流侧电压均衡和电流控制是M3C拓扑研究的重点和难点。M3C稳态运行时,子模块交/直流侧因无功交换而产生受4种固有频率影响的电容电压波动[12],低频率功率波动导致电容充(放)电周期变长,波动幅值趋大,不利于系统正常运行;M3C低频运行时需抑制输出二倍频电容电压波动,对应的电流(电压)控制量与输入/输出相电压(电流)耦合产生频率更为复杂的纹波电压,其中当输出/输入频率比接近1/3时,差频(输入频率与输出三倍频之差)电压波动趋于无穷大阻断了M3C低频率的连续运行[13,14]。实际上关于M3C输出/输入频率比等于或接近1/3时低频率连续运行频率范围的问题研究对于M3C拓扑的推广与应用有重要的实际意义。文献[6]将3×2阶M3C应用于输出频率为50/3Hz的无变压器铁路供电系统中,取得良好的经济效益。文献[4,15]将M3C功率变换技术拟应用到低频输电(如1~20 Hz)或分频输电(50/3Hz)中以显著提高交流线路输电容量。文献[16]将M3C应用到大功率电机调速领域,可解决MMC低频大功率场合需叠加额外功率的应用局限[17]。上述M3C应用仍需克服1/3频率比所带来的低频连续运行范围受限的问题。
目前国内外研究多集中在建模仿真与解耦变换等方面,但对低频连续运行问题探讨较少。文献[1]提出输出/输入频率比等于1/3的特例工况时,桥臂功率中的差频功率变为对称有功分量会造成桥臂有功功率难以独立平衡的问题。文献[13]从3×3阶M3C的行、列两种控制维度,通过双αβ变换将9种环流量解耦成4种独立电流量,并改变4种电流瞬时值来开环抑制输出二倍频和上述差频纹波电压,但该电容电压解耦变换暂无法直接反馈控制电容纹波电压,电流解耦变换也难以反映固定矢量组合桥臂之间的环流信息,会影响内部环流的反馈抑制。
本文提出一种基于电容电压分层解耦控制和桥臂电流独立控制的M3C控制方案:电压外环通过直接反馈控制输出二倍频纹波电压(或瞬时功率),并闭环实现电流指令重构,消除了1/3频率比及其附近的不连续工作点,提高了M3C低频率连续运行频率范围;电流内环采用桥臂电流直接反馈控制,可以实现输入/输出电流的间接解耦控制。最后本文通过半实物实验验证了该方法的有效性。
1 M3C基本原理
如图1为典型3×3阶M3C拓扑结构,9个桥臂支路均由N个H桥子模块和一个电感L级联而成,子模块电容值为C。
图1中udjxy为xy桥臂第j个子模块电容电压的开关周期平均值,θ和φ分别为输入/输出功率因数角,α为交流两侧相电压初始相位差,σx和σy分别为输入/输出相电压或电流的对称相位角。下标x=a,b,c和y=u,v,w。各电气量正方向如图1所示。设输入/输出相电压(电流)为三相对称正序正弦波,可表达为:
假设M3C各桥臂支路电气参数对称,稳态时各子模块电容电压相等,取值为ud,即,桥臂支路子模块直流侧总电压为udc=Nud,各子模块静态占空比设为Dxy=(ux-uy)/(Nud)。
理想情况下,桥臂电流、输入/输出相电流分别为:
忽略桥臂电感压降,桥臂端电压近似满足:
以受控源形式表示桥臂交流端口输出电压,可得简化的输出y相M3C结构如图2所示。
由图2可见,y相桥臂结构相似且相互独立,对y相桥臂电流控制方法可以应用到三相M3C中。
2 低频率工况下M3C电容电压波动对比分析
下面分析M3C输出低频率运行时三种不同控制方法下的电容电压波动,对比说明M3C低频率连续运行存在的问题及本文方法的可行性。
1)方法1:电容纹波电压处于不控状态,即采用传统MMC电容电压平均值(或直流量)反馈控制模型,仅调整各子模块直流侧有功功率平衡,即满足:
在式(6)的基础上,由各子模块交/直流侧瞬时功率守恒可得稳态情况下其电容电压波动,如附录A式(A1)所示,从能量角度可以看出:桥臂功率pxy中各频率成分均能够影响电容电压波动大小;中各频率成分也能够反映出pxy的变化规律。其中由输出相电压、电流作用形成的波动功率耦合到桥臂直流侧,会激发出输出二倍频电容电压波动为:
由文献[12]电容电压稳态分析知,为系统固有的4种电压波动之一,因频率成反比,当ω2→0(即)时,子模块电压波动幅值关系有,说明在M3C低频率运行时,各子模块2ω2频率电容电压或其瞬时功率的不控状态将限制方法1的应用。对于电压电流双闭环系统,方法1下的电压外环可看作仅电容电压直流量反馈可调的电压源,记方法1下子模块电容电压波动为
2)方法2:采取抑制措施。
由于源自输出波动功率参与输出相间功率交换。因此在方法1有功平衡的基础上,方法2以主动抑制在输出相间的低频率交换为基本思路[13,18],对进行控制。选用输入功率uxix中ix的有功分量作为控制量,以xy桥臂为例,输入有功电流控制量设为,桥臂瞬时功率变为:
由式(8)中抑制关系得:
由式(9)得,幅值包络线实际跟随,所得ω1±2ω2两种频率电流分量幅值相等,即在抑制方面作用相当,且均为环流量不影响输入/输出侧;适用于输入/输出任意功率因数工况,可以解决文献[13]类似电流控制量(αβ坐标系下)不适用于输出无功工况的问题;此时方法2电压外环可看作电容电压直流量和幅值可调的电压源。假设环流与桥臂交流端口电压作用形成的环流功率为,padd耦合到桥臂直流侧将产生电容电压波动,即
由式(10)可知,环流功率padd激发的2ω2频率纹波电压可用来抵消系统固有的,其中,即在抵消方面等价;环流功率padd还将不可避免的激发其他频率电压波动,其中ω1-3ω2,ω1-ω2和2(ω1-ω2)差频性质纹波源于由所形成的环流功率成分。当ω2在[0,ω1]区间由0单调递增至ω2→ω1/3时,ω1-3ω2将取代2ω2成为最低波动频率,在环流功率幅值一定的情况下,ω1-3ω2频率与其电压波动幅值的反比例关系导致,即输出频率ω2=ω1/3成为[0,ω1]区间内M3C的一个不连续频率工作点,因此在ω2=ω1/3及其附近会阻断M3C低频率连续运行,严重制约了方法2的应用范围,这是方法2存在的主要缺陷。M3C应用于分频输电(50/3 Hz)、变频调速等特定频率或较宽输出频率范围领域时迫切需要抑制。记方法2下子模块电容电压波动为
3)方法3:采取同时抑制的改进措施。
对于可采用两种类型的抑制措施:①间接措施是依据式(10)中ω1-3ω2频率电压或瞬时功率分布规律调整输入相间的ω1-3ω2频率功率交换,但采用输入(输出)频率的电压(电流)作控制量会耦合产生其他差频性质纹波频率,如ω1-5ω2,2ω1-4ω2,ω1-ω2等,反而增加了更多不连续频率工作点而恶化低频率运行工况,这也是系统固有ω1-ω2差频电压波动[12]难以抑制的限制因素。②直接措施是根据稳态时Δix1xy-与输出电压作用形成的低频率环流功率会激发ω1-3ω2频率纹波电压的特征,消除Δix1xy-并保留Δix1xy+,该方法保持了M3C低频率运行的连续性,避免在不连续工作点附近的来回控制切换;按照式(9)直接叠加Δix1xy+的开环方法,需要涉及输出功率因数、输入/输出相电压夹角以及电压电流幅值与频率等信息的实时检测,实现难度较大,为此本文提出一种基于电流重构的直接抑制措施,可闭环合成所需的Δix1xy+。
首先将Δix1xy±按照图1所示3×3阶M3C矩阵的行列展开,得到9个桥臂电流中Δix1xy+和Δix1xy-两种电流成分的表达式,如附录A式(A3)所示。由相位矩阵M1和M2可得Δix1xy中的Δix1xy+和Δix1xy-排列规律为:二者在ay/by/cy方向上均为正序分布,在xu/xv/xw方向上分别为负序、正序分布;在au/cv/bw,bu/av/cw及cu/bv/aw三组特定桥臂组合中均有:Δix1xy+为正序,Δix1xy-为零序。根据Δix1xy+和Δix1xy-在不同输出相桥臂之间的错位对称分布,可提取并消除特定桥臂组合中Δix1xy的零序分量Δix1xy-得到Δix1xy+,无需通过复杂的正负序等坐标变换或附加额外的陷波器等专门提取Δix1xy+。因此定义上述三组特定桥臂组合中Δix1xy的零序电流分量Δix1xy-为:
利用Δixy+x1替换Δixyx1以补偿Δixyx1在抑制方面的作用,按照式(11)重构Δixyx1为Δixy′x1,最终以3×3阶M3C矩阵的行、列展开,得到Δixy′x1控制规则为:
显然,重构电流Δixy′x1中不含ω1-2ω2频率分量,对应的纹波电压不含ω1-3ω2频率成分,即方法3在保持正常抑制(即方法2)的基础上,既消除了M3C在ω2=ω1/3附近的不连续频率工作点,又避免增加新的频率断续点,使M3C在整个低频率段可连续运行,此时电压外环可看作电容电压直流量和幅值可调、主动可控的电压源。方法3下的子模块电容电压波动为
3 M3C控制方法
3.1 M3C解耦控制方法
文献[18]应用传统模块化多电平分层解耦思想,在abc坐标系下对M3C进行了详细的控制分析,基本原理是将外电路对子模块直流侧的影响看作受控电流源,桥臂电流分解为输入/输出电流成分和内部环流成分,通过控制桥臂电流内环中输入电流的三种对称分量(从M3C行和列角度)调整三相整体、相单元及桥臂单元三级功率平衡。但该文献仍然面临方法2存在的问题,本文在此基础上提出一种通过调整输出相间平衡实现电流指令重构的控制方案,在附录A分析了重构电流对分层控制的影响。
方法3是建立在M3C有功功率已平衡的基础上,为将其进一步结合到实际输出相间有功平衡控制中,需假设Δix1xy′中的Δix1xy分量仍含有与ux同频同相的有功电流成分,以调整各相桥臂的有功功率分配。从而Δix1xy′中除含有ω1+2ω2频率电流量以消除ω1-3ω2频率纹波电压外,还含有ω1频率的有功电流分量以控制输出相间电容电压均衡。由附录A中M3C控制量的选取原则可得,实际控制中令桥臂电流ixy可分解为:
式中:ixP,Δix2xy均为输入电流有功分量。
设定ixP,Δix1xy′和Δix2xy分别用于调节M3C三相整体、输出相间及桥臂间的功率平衡。为避免桥臂电流中环流成分影响输入/输出侧,须满足环流约束条件:
由附录A解耦约束分析得,ixP,Δix1xy′和Δix2xy相互独立且环流成分满足约束条件。结合式(4)和式(13)可知:有效控制桥臂电流ixy既可独立控制桥臂电流中的输入/输出相电流、内部环流三种电流成分,也可实现输入/输出相电流的间接解耦控制。
将各电流控制量代入式(8),可得M3C总有功功率、输出相间及桥臂间功率分配的表达式分别为:
式中:Ism,ΔIxysm1,ΔIxysm2分别代表ixP,Δix1xy′,Δix2xy的幅值;ph1为频率为2ω1的功率成分;ph2为主要频率为ω1±ω2,2ω1,ω1+3ω2和2(ω1+ω2)的功率成分。
结合式(15)—式(17)和附录A功率控制约束分析可得:电流重构不影响三个层次有功功率控制的独立性,各层电容电压可以实现解耦控制,其中Δix1xy′可同时调节输出相间有功功率和2ω2频率功率交换,并能直接控制,实现了电容电压平衡与方法3的统一控制。
3.2 基于电流重构的M3C控制实现
本文M3C控制方法通过电压电流双闭环控制系统实现,以u相为例,如图3所示,系统分为多层次电容电压平衡控制和桥臂电流控制,其中电流重构方法结合在相间平衡控制中,图3中省略的子模块电压均衡控制与MMC方法类似。uxyAV,uyAV和uallAV分别代表xy桥臂、y相桥臂和三相桥臂所有子模块电容电压的平均值,上标ctrl代表控制器输出,星号代表指令值,iy*为负载条件决定的输出相电流指令,取输入相电压相位信号cosx为ux/Usm。本文在桥臂电流中叠加有功电流前馈指令用以提高系统动态性能,幅值为:
对应式(15)—式(17)设计的三级电压外环中,三相整体及u相桥臂间平衡控制均采用电容电压直流量反馈,可设计为PI调节器;而相间平衡控制因涉及电容电压纹波抑制,本文采取直流量和低频纹波电压混合反馈,反馈通道无需滤除低频纹波,避免了低通滤波器(LPF)在ω2→0工况下的设计难题[18],为降低甚至消除稳态控制误差,相间平衡控制器设计为PI和PR并联的复合控制器,其传递函数为w(s)=Kp+KI/s+Krs/[s2+(2ω2)2],复合控制器输出功率参考中含有准确的低频纹波功率信息,经电流重构消除不连续频率工作点ω2=ω1/3后可得到相比开环方式[13]更为准确的电流指令,使M3C在整个低频率段(含ω2=ω1/3及其附近频率)能够连续运行。电压外环输出作为桥臂电流指令,经电流控制器最终产生xy桥臂PWM占空比信号dxy,通过载波移相PWM发生器实现各H桥子模块的开关控制。
4 仿真计算分析与半实物实验验证
下面结合M3C低频率工况时电容电压波动与频率关系的仿真计算分析,对本文所提控制方法进行半实物实验验证,其中控制器由Rtlab OP5142模拟系统实现,10kW M3C主电路由ML605目标机模拟,两者同步互联,对应的丰富IO口方便实现电压电流等反馈及控制。电路与实验条件为:桥臂子模块数N=4;串联电感L=10mH;子模块电容C=2.4mF;输入频率f1=50Hz;输入交流侧电压幅值Usm=311V;输出交流侧电压幅值Urm=400V;额定输出相电流Irm=17A;子模块电容稳态电压ud=200V;PWM载波频率fca=5kHz;额定功率PN=10kW。
1)仿真计算分析。按照文中M3C低频率工况下电容电压波动的理论分析,为观察M3C稳态时输出频率变化对电容纹波电压幅值的影响,对比分析方法1,2和3的三种电容电压波动
为不失一般性,设定输出额定有功电流工况,并选取2ω1频率纹波电压幅值为基准值,得到电容电压波动幅值的相对值如图4所示。可以看出:当ω2→0时(即)时,方法2和3相对方法1纹波电压幅值显著降低,两种方法在抑制方面效果相近;随着ω2增大至ω2→ω1/3时,方法2纹波电压幅值趋于无穷大,而方法3仍可以有效抑制ω1-3ω2频率纹波电压,使得电容电压波动幅值低于方法1和2,因此方法3可消除ω2→0和ω2→ω1/3附近的不连续工作点而显著增加整个低频段的连续运行区间,但方法1和2难以实现相同效果;随着ω2进一步增大,当ω2→ω1时ω1-ω2频率纹波成为主导波动,且由输入/出电压电流交叉耦合产生的低频功率所激发,其产生机理及抑制策略异于输出频率为低频工况[12],三种方法均无法有效抑制ω1-ω2频率纹波,需另行处理[14],目前M3C控制难以做到ω2∈[0,ω1]各频率纹波电压统一抑制。当时,上述差频纹波将变为高频率波动,对系统连续工作影响不大[12,14]。为避免混淆,本文研究2ω2和ω1-3ω2为低频率时不连续运行工况,重点抑制ω1-3ω2纹波电压以扩大低频率运行频率范围,故选取ω2/ω1∈[0,0.5],此时
以上仿真结果与前述电容电压波动分析的理论相符。
2)半实物实验验证。为验证本文所提方法的有效性,参照前述电路与实验条件,对下列5种工况进行验证。
工况1:在输出额定有功电流条件下,M3C输出5Hz(接近0Hz),t=0.45s时由控制方法2切换至方法3。
工况2:在与工况1同等条件下,M3C输出16Hz(接近50/3Hz),t=0.9s时由控制方法2切换至方法3。
工况3:M3C输出25Hz,采用方法3且含前馈电流(式(18)),t=0.2s时输出侧由额定感性无功电流切换至有功电流。
工况4:M3C输出25Hz,采用方法3但不含前馈电流(式(18)),t=0.2s时输出侧由额定感性无功电流切换至有功电流。
工况5:在输出额定有功电流条件下,M3C输出50/3Hz的特例工况。
工况1和2的实验波形如图5和图6所示,工况3—5的波形如附录B图B1—图B3所示。
对比工况1和2得:方法2和3切换平滑,当时二者纹波电压抑制效果相近,电容电压幅值为2ω2频率包络线,与桥臂电流趋势一致,方法3相比方法2包络线内部波动频率更高,加速了2ω2频率功率的交换,有效抑制了低频纹波;当ω2升至接近ω1/3时,方法3较方法2明显抑制了ω1-3ω2频率电压波动,总电容电压波动下降了约65%,输入相电流的正弦度更高,使M3C在ω1→ω2/3时能连续运行。
由工况3和4得:M3C可稳定运行在输出为25Hz工况,叠加有功电流前馈指令(式(18))后,功率突变时电容电压和输入相电流控制的动态响应速度显著提高;额定无功或有功稳态时电容电压波动始终在5%以内,剩余的纹波电压频率主要为ω1-ω2。
由工况5得:在ω2=ω1/3特例时,方法3可有效控制ω1-3ω2频率(直流量)成分功率或电压,M3C电容电压、输入/输出电流控制性能优良。
上述实验结果验证了理论分析、仿真计算分析的有效性,表明本文M3C控制方法在不影响子模块直流侧有功平衡的基础上消除了ω2→0,ω1/3附近的不连续频率工作点,使M3C在整个低频率段可连续运行。
5 结语
当输出频率ω2→ω1/3时,M3C不能连续平稳跨越ω2=ω1/3及其附近频率点,并且存在2ω2频率纹波电压连续抑制被阻断的问题。为解决该问题,本文提出一种基于电容电压分层解耦控制和桥臂电流独立控制的M3C控制方案。电压外环通过复合控制器直接反馈控制输出相间的2ω2频率纹波电压(或瞬时功率),并闭环重构相间平衡控制电流指令,在不影响子模块直流侧有功平衡和2ω2频率纹波电压抑制的基础上,消除了1/3频率比及其附近的不连续工作点,提高了M3C低频率连续运行的频率范围。电流内环采用桥臂电流反馈控制,避免了复杂的解耦变换,可实现了输入/输出相电流的间接解耦控制。本文最后通过半实物实验验证了该方法的有效性。
附录见本刊网络版(http://www.aeps-info.com/aeps/ch/index.aspx)。
模块化多电平变换器研究综述 篇2
电能是现代社会不可缺少的能源, 随着世界经济的飞速发展, 各行各业对电力的需求越来越大, 因此造成的能源短缺、环境污染等问题日益严重。在这种背景下, 以风力发电、太阳能发电为代表的可再生能源发电技术正逐渐成为未来电力技术的发展方向和研究热点[1]。但这些清洁能源存在位置分散、远离负荷中心等特点, 基于电压源变换器 (VSC) 的柔性直流输电系统 (VSC-HVDC) 由于其经济、灵活、电能质量高、可控性强的输电方式, 可以将这些小型的分散电源通过经济、环保的方式接入交流电网[2,3]。
2002年, 德国慕尼黑联邦国防军大学的R.Marquart和A.Lesnicar共同提出了模块化多电平电压源变换器 (Modular Multilevel Converter, MMC) 的概念[4]。MMC不仅保留了传统的级联型拓扑结构高度模块化的特点, 并且具有公共的直流母线端子, 特别适合于高压直流输电的场合[5]。模块化多电平变换器采用子模块串联的方法, 避免了大量开关器件的直接串联, 每个子模块具有相同的硬件结构, 器件的开关一致性要求不高。MMC技术通过电压叠加可以在交流侧实现多电平、高电压输出, 在系统等效开关频率不变的情况下降低器件开关频率, 因此开关损耗小, 并且输出电压谐波较小。模块化的结构使MMC的扩展性很强, 通过改变桥臂上所串联的子模块个数, 可以得到任意电平输出, 并且容易实现冗余控制。
2010年Siemens公司在美国旧金山建成了世界上首条基于MMC的直流输电工程化线路, 即Trans Bay Cable Project, 该线路直流电压等级为±200 k V, 功率等级为400 MW, 直流电缆长度86 km, 单个桥臂的子模块数为200, 相电压电平数为201[6]。随着柔性直流输电技术的逐渐成熟, 直流输电线路的电压等级和功率等级逐渐提高, Siemens公司承建的Inelfe工程作为欧洲电力传输网络的一部分, 跨接在法国的Baixas与西班牙的Santa Llogaia, 采用模块化多电平的技术, 容量达到2 000 MW, 电压等级±320 k V, 单个桥臂含有400个子模块, 该工程成为世界上最大的MMC-HVDC工程, 于2013年底投入运行[7]。
在国外柔性直流输电技术飞快发展的同时, 国内科研工作者和电力行业相关企业也对柔性直流输电技术进行了广泛研究, 上海南汇风电场并网项目、舟山多端柔性直流输电工程、南澳三端柔性直流输电工程以及大连跨海柔性直流输电工程纷纷启动或者投入运行, 标志着我国在柔性直流输电领域有着很好的基础。
本研究在阐述MMC的拓扑结构和运行机理后, 重点总结目前MMC研究中常用的调制技术和电容电压平衡策略, 并比较这些方法的优、缺点和适用范围, 最后展示我国目前已经建成的或者在建的4个基于MMC的柔性直流输电工程。
1 拓扑结构及工作原理
1.1 拓扑结构
三相模块化多电平变换器拓扑结构如图1所示。图1中每一个标有SM的方块均代表一个子模块。在不考虑冗余的情况下, 模块化N+1电平变换器由6N个子模块组成, 每相有2N个子模块, 上、下桥臂各包含N个依次串联的子模块和一个桥臂电感L, 每相的输出从两个桥臂电感之间引出。
模块化多电平变换器的子模块有多种类型[8], 多电子模块类型如图2所示。半桥模块是最早提出的、也是应用最广泛的子模块, 上、下两个开关管互补导通, 输出电压有电容电压和零两个电平, 目前绝大部分已经建成的或者在建的基于MMC的直流输电工程均采用的是半桥子模块。但是半桥子模块不能通过阀控技术限制直流侧短路时的故障电流, 因此全桥模块和双箝位子模块相继被提出。在输出同等电平数的情况下, 全桥子模块使用的开关器件是半桥子模块的两倍, 而且始终有两个开关器件投入电路, 导通损耗较大, 而双箝位子模块使用的开关管介于全桥子模块和半桥子模块之间, 导通损耗也是介于两者之间, 因此双箝位子模块在未来的基于MMC的直流输电工程中具有广阔的前景。
MMC由大量的子模块构成, 子模块数越多, 直流侧的电压可以越高, 等效开关频率越高, 交流侧输出电压的谐波含量越小, 但是控制系统越复杂, 控制成本越高, 因此相关学者提出了一种折中的办法[9,10,11], 将原来的子模块替换为传统的箝位型或者飞跨电容型三电平模块, 如图2 (d) 、2 (e) 所示, 这样可以使用更少的子模块实现同样的功能。
1.2 工作原理
设流过上、下桥臂的电流分别为ipj、inj (j=a, b, c) , 输出电流为isj。定义上、下桥臂之间的环流为icirj:
则有:
交流侧电压为vj, 列写上下两个桥臂的KVL方程, 有:
由式 (1~3) 可得:
由式 (4) 可以得到输出电压和环流的等效电路, 如图3 (a) 、3 (b) 所示。
在三相对称系统中, 负载中性点N相对于直流母线中点的电压主要是高次谐波, 因此在分析输出基波特性时可以认为vNO为0。从输出等效电路中可以看出, 上、下桥臂电感对于输出电压而言为并联关系, 并作为输出电感的一部分与输出等效阻抗相串联, 从而可以将等效的桥臂输出点前移到j′点, 桥臂输出电压为vj′, 则有:
假设各个子模块的电容电压是均衡的, 每个电容电压均为Vc, 且为直流母线电压的1/N。假设j相上桥臂中有Npj个子模块工作于插入模式, 下桥臂有Nnj个子模块工作于插入模式, 则有:
由式 (6) 可知, 交流输出电压由上、下桥臂插入的子模块的数量决定, 同时通过控制上、下桥臂插入子模块的数量之和可以控制环流大小。
2 调制技术
模块化多电平变换器的输出电压电平数较多, 控制自由度较多, 因此其调制方法比较复杂, 它直接关系到输出电压波形的质量。常见的多电平调制技术诸如阶梯波调制、空间矢量调制、载波移相调制以及载波层叠调制均可以用于模块化多电平变换器, 但是空间矢量调制中电压矢量与输出电平数之间为立方关系[12]。因此对于模块化多电平而言, 输出电平数较多时, 空间矢量调制技术不太适用。
2.1 阶梯波调制法
阶梯波调制是每个开关器件在一个工频周期只动作1~2次的基频调制, 是一种用阶梯波逼近正弦波的调制方法。阶梯波调制法中每个台阶的持续时间较长, 器件的开关频率比较低, 适用于高压大功率的场合。这种调制方法的优点是实现简单, 开关频率低, 因而开关损耗小, 器件的主要损耗是通态损耗。一个N+1电平的阶梯波共有N/2个自由可控的开关角, 根据计算开关角的方法不同, 阶梯波调制法可以分为很多种, 最常见的阶梯波调制法有选择性消除谐波法 (Selected Harmonic Elimination, SHE) [13,14,15,16,17,18]和最近电平调制法 (Nearest Level Modulation, NLM) [19]。
选择性消除谐波法利用N/2 (N一般为偶数) 个可以自由控制的开关角, 通过优化的控制算法计算开关角, 可以消除N/2-1个特定次谐波, 但该算法需要求解高阶非线性超越方程组, 难以实时控制, 只能通过离线计算的方式将相关的开关角存储在控制器的存储单元中。电平数越多, 可控的开关角越多, 可以消除的谐波次数越多, 输出波形更趋近正弦, 但是计算越复杂, 计算量越大, 需要存储的数据越多。
最近电平调制法是模块化多电平中广泛使用的一种调制方法。一个5电平模块化多电平变换器采用最近电平调制法的示意图如图4所示。
调制波的表达式为:
式中:mV—调制比;θV—理想输出电压基波初相角。
输出电压共有N+1个电平, 第k个电平的电平值为 (k-1-N/2) Vc (k=1, 2, ⋯, N+1) , 将输出电平以NVc/2为标准, 标幺化到[-1, 1]范围后对应的参考值为2 (k-1) /N-1, 第k个参考值与第k+1个参考值的中间值为 (2k-1) /N-1。最近电平调制法的原理是当调制波大于参考值 (2k-1) /N-1时, 输出电压为k+1电平;当调制波小于等于参考值 (2k-1) /N-1时, 输出电压为k电平。开关角αk即为调制波与参考电平 (2k-1) /N-1的交点, 由图4可知:
开关角αk分布于峰值左侧, αk+θV的范围为[-π, 0], 因此:
定义φk为:
下桥臂的输出电压波形vnj的解析表达式为:
上桥臂的输出电压波形vpj的解析表达式为:
等效输出电压vj′为:
当N为偶数时:
当N为奇数时:
下桥臂的输出电压波形vnj的解析表达式为:
上桥臂的输出电压波形vpj的解析表达式为:
等效输出电压vj′为:
当N为偶数时:
当N为奇数时:
输出电压中不含偶数次谐波, 以Vdc/2为标准, 标幺化后的基波和各奇数次谐波分量幅值为:
式中:h—奇数次谐波次数, 此处h=3, 5, ···。
等效输出电压vj′的THD (计算50次以内的谐波) 为:
基波幅值与输出电压THD关于子模块数量N的曲线如图5所示。由图5可以看出, N越大, 电压增益与调制度的线性度越好, 输出电压THD越小, N>20时, 最近电平调制输出效果较好。
2.2 载波移相调制
阶梯波调制并不能发挥功率开关管的快速开关能力, 为此, 以脉冲调制技术为基础的载波移相调制技术在模块化多电平变换器中得到了广泛的应用, 尤其是在模块数不是很多的场合[20,21,22]。对于一个N+1电平的MMC变换器, 各个载波的幅值和频率相同, 相位互差2π/N, 共用同一个调制波, 等效开关频率为载波频率的N倍, 可以大大减小滤波器的尺寸, 而且载波组相互对称, 非常适合于模块化, 在任何调制比下, 主电路的各个模块开关频率和导通时间相同, 从而避免了不同子模块之间器件损耗分布不均匀的问题, 所以载波移相法非常适合模块化多电平。
对于模块化多电平载波移相调制, 本研究设载波角频率为ωc, 初相角为θk, 对应N个载波, θk分别等于0, 2π/N, …, (k-1) 2π/N, …, (N-1) 2π/N (k=1, 2, ···, N) , 需要说明的是, 此处的载波初相角是相对载波周期的, 调制波的调制比为mV, 调制角频率为ω, 初相角为θV, 则下桥臂的输出电压波形vnj的解析表达式为:
其中:
Jn (ξ) 为Bessel函数, 其表达式如下:
上桥臂的输出电压波形vpj的解析表达式为:
等效输出电压vj′为:
从输出电压的表达式可以看出, 输出电压中只含有载波次及其边带谐波, 表明输出电压的等效开关频率为载波频率的N倍, 而且当N为偶数时, 载波次谐波为零, 输出电压中只含有载波次边带谐波, 因此当N取偶数时, 可以减小输出电压谐波。
2.3 载波层叠调制
载波层叠调制的等效开关频率介于阶梯波调制和载波移相调制之间, 根据载波相位, 载波层叠调制可分为同相层叠、正负反相层叠和交替反相层叠[23]。载波同相层叠调制法中, 所有载波具有相同的相位、幅值和频率, 共用一个调制波, 但各载波具有不同的直流偏置。当调制波大于载波时, 开通相应的功率器件;当调制波小于载波时, 把功率器件关断。载波层叠法输出电压的等效开关频率约等于载波频率, 输出电压的谐波含量有所降低。文献[24]采用一种较特殊的办法, 只用一个载波实现了载波层叠调制法同样的输出波形, 结合了最近电平调制和载波层叠调制的优点, 调制简单, 等效开关频率高, 输出电压谐波小。
3 电容电压平衡策略
MMC由大量的子模块串联组成, 每个子模块中电容电压的平衡, 关系到系统的安全稳定运行和输出电压波形质量, 是MMC研究中的热点。目前电容电压平衡策略主要有硬件箝位法、循环调制法、电容电压闭环法和电容电压排序法等。
3.1 硬件箝位法
文献[25]提出了一种采用二极管箝位的方法, 将各个子模块电容电压箝位在最底端的子模块和最顶端的子模块电容电压之间, 最底端和最顶端的子模块电容电压必然是所有子模块电容电压中最高和最低, 再通过额外的硬件电路使最底端的子模块和最顶端的子模块保持平衡, 即可使所有的子模块电容电压保持平衡。这种方法控制简单, 但是需要增加额外的硬件电路, 而且保持最底端和最顶端子模块电容电压平衡的电路需要承受很高的绝缘电压, 成本较高。
3.2 脉冲循环调制法
文献[26-28]利用稳态下各桥臂整体电容电压可以保持平衡的现象, 在稳态时将驱动脉冲以工频频率轮流分配给不同的子模块, 可以实现各个子模块之间的电容电压平衡。这种方法无需检测电容电压, 采用的是一种完全开环的控制策略, 可以大大节省系统成本, 但是这种方法无法保证电容电压在动态过程中保持平衡, 也无法使出现初始电压差的子模块恢复平衡。
3.3 电容电压闭环法
文献[29-33]主要针对载波移相调制法提出了一种电容电压闭环控制法, 在原有的调制信号中叠加了一项用于维持上下桥臂总体电压平衡的分量、一项用于单个桥臂总体电压均衡的分量和一项用于单个子模块电容电压均衡的分量, 这种方法可以建立在分散控制的基础上, 在每个子模块控制器中执行调制算法, 大大减少上层总控制器的任务, 有助于系统控制架构的简化, 但是这种方法增加了很多个用于电容电压平衡的闭环控制器, 随着子模块数的增多, 稳定性逐渐下降。
3.4 电容电压排序法
文献[34]提出了一种通过排序的方法实现电容电压平衡, 首先由调制得到当前时刻需要投入工作的子模块的数量n, 再根据电容电压排序的结果选择n个最合适的子模块投入电路。当桥臂电流方向为正, 即桥臂电流可以使电容充电时, 按照电容电压由低到高的顺序依次选择n个子模块投入工作, 当桥臂电流方向为负, 即桥臂电流可以使电容放电时, 按照电容电压由高到低的顺序依次选择n个子模块投入工作。这种方法简单, 但是需要频繁对电容电压排序, 计算量较大, 同时, 随机投切增加了很多额外的开关动作, 导致器件开关频率较高且互不相等, 这不利于系统热设计和系统可靠性。文献[35-36]针对这些问题提出了一些改进的方法, 但是这些方法都不能同时解决器件开关频率高和计算量大的问题。
4 国内应用实例
基于模块化多电平变换器的直流输电线路在国内外得到了广泛的研究和推广, 尤其是2010年Trans Bay Cable Project成功运行之后。在国内, 也已经在建或者建成了几条基于模块化多电平的直流输电工程, 主要用于风电场并网、海上孤岛供电以及城市电网供电。
4.1 南汇风电场并网
上海南汇风电场是我国第一条基于模块化多电平变换器的柔性直流输电工程, 该工程于2010年7月开工建设, 2011年5月建成运行, 风电场共有11台1.5 MW风力发电机, 采用交直流输电并联运行的方式[37,38]。直流输电工程中共包括2个换流站, 即南风换流站和书柔换流站, 交流侧电压为35 k V, 直流侧电压为±30 k V, 总容量20 MVA, 传输距离8 km, 采用模块化多电平变换器作为换流阀, 每个桥臂含有56个子模块, 其中, 8个子模块为冗余子模块, 48个子模块为运行模块, 交流输出电压为49电平。
南汇风电场柔性直流输电示范工程是一条试验性工程线路, 主要用于风电场与主网并网的试验性研究, 并积累柔性直流输电技术在风电场并网、孤岛供电、柔性直流交直流并联运行、电网无功功率控制等方面的运行经验。该示范工程主要有两种运行方式, 第一种为STATCOM运行方式, 各端换流站通过控制各自的无功功率参与交流系统电压调节, 第二种为HVDC运行方式, 柔性直流输电工程与交流输电线路并列运行。
4.2 舟山多端柔性直流输电工程
舟山多端柔性直流输电工程是目前世界上在建的端数最多、容量最大的柔性直流输电工程之一[39], 该工程为5端系统, 新建了5座换流站, 各换流站分别位于舟山本岛 (定海) 、岱山岛、衢山岛、泗礁岛及洋山岛。工程总容量为1 000 MW, 其中定海换流站400 MW、岱山换流站300 MW、衢山换流站100 MW、泗礁换流站100 MW及洋山换流站100 MW。直流侧电压等级为±200 k V, 定海换流站和岱山换流站的交流侧接入220 k V交流电网, 其他3个换流站交流侧接入110 k V交流电网。各换流站之间采用电缆连接, 电缆总长140 km。
4.3 南澳多端柔性直流输电工程
南澳多端柔性直流输电示范工程是一个三端柔性直流输电工程, 3个换流站分别为金牛换流站 (送端) 、青澳换流站 (送端) 和塑城换流站 (受端) [40]。青澳和南亚风电场接入青澳换流站, 通过青澳-金牛的直流线路汇集至金牛换流站, 牛头岭和云澳风电场接入金牛换流站, 汇集至金牛换流站的电力通过直流架空线和电缆混合线路送出至大陆塑城换流站。工程总容量为200 MW, 直流侧电压等级为±160 k V。
4.4 大连跨海柔性直流输电工程
大连跨海柔性直流输电工程是目前世界上在建的容量最大电压等级最高的柔性直流输电工程之一, 主要用于大连城市地区供电, 根据大连地区电网的特点组网, 提高大连市区电网尤其是市区南部电网的供电可靠性[41]。当电网正常工作时, 柔性直流输电运行于两端有源工作方式, 当大连南部电网与主网相连的唯一的交流输电通道脱离时, 南部电网运行在孤岛方式, 紧靠直流输电通道供电, 此时柔性直流输电运行于无源工作方式。工程总容量1 000 MW, 直流电压等级±320 k V, 直流电缆总长54 km。模块化多电平换流阀的单个桥臂由441个子模块串联组成, 其中, 41个子模块为冗余子模块, 400个子模块为运行模块, 交流输出电压为401电平。
5 结束语
本研究介绍了MMC的拓扑结构及常用的几种子模块类型, 并分析了MMC的工作原理, 对比分析了MMC的各种调制方法, 经过解析, 指出了最近电平调制适用于多于20个子模块的场合, 载波移相调制和载波层叠调制不仅适用于大规模子模块场合, 也适用于子模块较少的场合, 然后对比分析了MMC的各种电容电压平衡算法, 电容电压排序算法适用于所有的调制方法, 电容电压闭环算法一般用于载波移相调制法。最后介绍了目前国内已经建成的和正在建设的4个基于MMC的柔性直流输电工程。
摘要：针对模块化多电平变换器 (MMC) 的各种子模块拓扑结构, 分析了其运行方式及特点, 通过解析的方法得到了其输出和环流等效电路, 并总结了各种子模块拓扑的应用场合。同时针对MMC不同的调制方法, 利用精确的解析表达式对其线性度、谐波特性进行了比较分析。针对MMC不同的电容电压平衡策略, 从系统成本、控制复杂度、系统损耗分布等方面进行了比较研究。介绍了国内已经建成的和正在建设的4条基于MMC的柔性直流输电工程, 比较了这4条线路的电压等级、系统容量以及运行特点。研究结果表明, 最近电平调制法简单、易实现, 一般结合排序算法实现电容电压平衡, 适用于子模块数较多的场合, 载波移相法的等效开关频率较高, 输出电压谐波小, 可以利用闭环算法或者排序算法实现电容电压平衡, 在子模块数较少时仍可适用。
多模块矩阵变换器 篇3
模块化多电平变换器 (MMC) 最早由德国学者A.Lesnicar与R.Marquardt提出[1], 随后德国西门子公司将其应用到了其高压直流输电工程Trans Bay Cable Project中并取得了巨大的成功[2]。相比传统直流输电系统使用的两电平与三电平变换器[3], MMC采用子模块级联的办法, 避免了开关管的直接串联, 提高了变换器的可靠性。此外, 其多电平的设计相对于两电平与三电平变换器具有开关损耗低、电压谐波含量小、电磁干扰低等诸多优势。另一方面, MMC高度模块化的结构特点使得其比传统的多电平变换器, 诸如中点箝位型 (NPC) 与飞跨电容型 (FC) 多电平变换器, 更容易进行电平数的扩展与冗余容错的设计。因此, 在高压大容量直流输电等领域内, MMC迅速成为了研究热点[4,5,6,7]。
子模块电路是MMC的基本单元。为了控制与扩展的方便, MMC子模块电路除了包括基本的主功率电路外, 还包括控制子模块完成各种功能的控制电路以及与上层控制器的通信单元。实际工程中的MMC系统往往包含有大量的子模块单元, 子模块的结构与功能特点直接决定了MMC控制与通信系统的设计。
文献[8-10]所采用的子模块设计方案不带控制器。在这种设计方案中, 为了完成子模块与上层控制器的通信, 需要设计较为复杂的电路对信号进行调理, 并且每个子模块完成与上层控制器的通信至少需要3根光纤, 这种设计方案灵活性低, 并且当子模块数量较多时也很不经济。此外, 上层控制器需要同时完成系统级的控制算法与模块级的控制算法, 负担很重, 往往需要功能强大且价格昂贵的控制器, 增加了系统设计的难度与成本。文献[11-14]提出了在模块中加入一个简单的控制芯片用于控制信号的简单处理, 该设计方案简化了控制信号的调理, 并把单个子模块的通信光纤数量减少为两根。但是该方案中子模块控制器参与调制, 需要为所有子模块控制器设计一套复杂的同步机制, 并且在加入了同步机制后各个子模块时钟依然存在时间差, 严重时会造成MMC输出电压波形畸变。文献[15-16]设计的子模块包含一块运算功能强大的FPGA芯片, 并且子模块不参与调制, 控制系统不需要为子模块控制器设计同步机制。但是具体的通信协议在这两篇文献中并未被提及。此外, 很多MMC控制方案需要子模块控制器完成子模块电容电压的控制[17,18,19], 这需要大规模的数据运算。而FPGA实质上由大量逻辑门阵列组成, 适合于处理逻辑运算, 在处理数据运算时程序复杂且并无优势, 因此该设计方案也不利于缩短开发时间。
针对现有MMC子模块设计方案的缺陷, 本研究提出了一种设计方案, 并给出了其与上层控制器之间详细的通信协议。所提的设计方案中子模块控制器采用TI公司的TMS320F28035, 该控制芯片功能强大, 可以处理大量数据的计算。子模块控制器将子模块电压采样值与子模块状态信息按通信协议编码上传至上层控制器;另一方面, 驱动信号由上层控制器产生, 无需设计同步机制。该方案还将上层控制器产生的驱动信号与其他命令通过光纤时分复用技术合并为一路信号发送至子模块控制器, 单个子模块完成与上层控制器之间的通信只需两根通信光纤。因此, 该方法相比于原有的设计方案, 既保留了它们的优势又规避了它们的缺陷。
1 模块化多电平变换器原理
MMC及其子模块的电路原理图如图1所示。N+1电平的MMC每个桥臂由N个结构完全相同的子模块电路组成。子模块由两个开关管组成半桥结构, 并与一个储能电容并联。与普通的两电平或者三电平变换器不同, MMC交流侧电感分成两个相等的部分接在单相电路桥臂中点两侧, 它们除了作为滤波电感外还起着抑制桥臂环流的作用。
为了将子模块不同的工作状态进行数学化处理, 定义开关函数:
假设MMC中各个子模块电压均相等, 为vc, 根据图1所示子模块具体结构, 可以得到关于开关函数的如下方程:
其中:x=a, b, c, 即各单相下标。
在MMC中, 同一时刻上、下桥臂投入的子模块数量总和为N, 即:
如图1所示, 根据KVL定理, 可以得到如下方程:
根据KCL定理, 则得到方程:
将式 (4) 中两公式相减并将式 (5) 代入其中整理得到
当MMC三相电路处于平衡状态, 在分析变换器基频特性时, 可以认为直流侧中点N与交流侧中性点O电势相同, 即vNO=0, 则式 (6) 可进一步简化为:
将式 (2, 3) 代入式 (7) , 则得到:
式 (8) 即为MMC交流侧方程, 可见MMC交流侧电压等于桥臂电压再叠加上一个与交流侧电流有关的正弦量。忽略上述交流量, 根据式 (8) 可以画出的多电平电压输出示意图如图2所示。由图2可见, MMC系统正是同过控制桥臂各个子模块的工作状态, 在交流侧实现了对正弦电压的逼近。
2 子模块的设计
上一节简要论述了MMC的原理, 通过各桥臂子模块工作状态的切换实现了MMC的多电平输出。因此, 子模块作为MMC的基本单元在整个MMC系统中的地位非常关键。优秀的设计方案不仅需要使子模块能够完成其应有的基本功能, 还应使其与上层控制器的通信得到简化, 从而方便MMC系统的扩展。
2.1 子模块的结构设计
子模块电路结构框图与信息流如图3所示, 根据子模块的功能要求可以将子模块电路划分成3个基本的组成部分, 即控制电路、开关电路以及储能电容。其中储能电容由一个或者多个电解电容串并联组成。开关电路有两种基本的结构:全桥型结构与半桥型结构。以全桥型结构为基础的子模块除了输出正电平与零电平外还可以输出负电平, 适合于柔性交流输电 (FACTS) 等应用场合。而在HVDC的应用场合中一般采用如图1所示的半桥结构。开关电路中还有一个重要的组成部分, 旁路开关。实际电路中旁路开关一般采用晶闸管。当子模块发生故障时, 旁路开关闭合, 故障子模块退出运行, 而不影响MMC其他子模块的正常工作。
控制电路是子模块的关键部分, 主要功能包括控制开关电路的开关动作, 采样储能电容的电压, 完成与上层控制器的通信。为了完成上述功能, 本研究所设计的控制电路主要包括控制器、采样电路、保护电路、驱动电路以及通信电路5个部分。控制电路的基本结构及其各部分之间的信息流如图3所示。
需要注意的是, 保护电路一方面可以接收来自控制器的保护命令, 向驱动电路发出封锁信号, 即为控制器保护 (软件保护) ;另一方面可以判断采样电路发送来的电压、电流信息并监控流过开关管的电流, 若超过门限值, 则向驱动电路发送封锁信号, 并产生故障事件发送给控制器, 同时通过自身的逻辑电路判断故障类型, 等待控制器查询, 即为硬件保护。这两套机制的组合使得子模块既能够迅速处理本地故障, 并将故障事件上报控制器, 又可以响应上层控制器发送的保护命令。
2.2 通信协议
如图3所示, 总结子模块与上层控制器之间所需传输的信息, 包括子模块的电压与状态信息, 上层控制器的驱动信号与命令。其中, 子模块状态信息又包括等待上层命令状态 (Waiting) 、正常工作 (Working) 、过压 (OV) 、过流 (OC) 、开关管S1保护 (Falut1) 、开关管S2保护 (Falut2) , 软件保护 (Sof Pro) ;上层控制器的命令包括保护命令、唤醒 (从保护或停机状态回到正常工作状态) 以及正常停机状态。为了提高子模块与上层控制器的可靠性, 通信电路采用光纤通信。若是上述所有不同的信号分别采用一根光纤进行传输, 则需要大量的光纤, 这使得通信系统变得非常复杂且不经济。
为解决上述问题, 需要将上述信号进行一定的整合。如图3所示, 本研究通过子模块控制器将子模块所有状态信息与采样电压编码为一路信号, 通过一根光纤上传给上层控制器;另一方面将上层控制器向下发送的所有信息也整合为一路信号, 通过另一根光纤发送给子模块, 由子模块控制器解析。这样, 子模块与上层控制器的通信只需要两根光纤。
子模块向上传送的信号采用SCI通信方式。子模块上传至上层控制器的信号定义如图4所示, 将子模块电压与状态信息编码为两帧数据, 一共包括12位的电压信息与4位状态信息。其中第1帧低4位为状态信息, 其具体数值代表的意义已在图4中作了定义, 第一帧高4位为电压信息的低4位。第二帧数据则是电压信息的高8位。
将状态信息放在第一帧的低4位的原因是, 串行通信技术中处于低位的信息首先传输。这样上层控制器可以首先获得对实时性要求更高的状态信息, 从而加快系统对子模块故障的响应速度。
上层控制器向子模块发送的驱动与命令信号均对实时性要求较高, 不能采用SCI通信。本研究采用光纤时分复用技术直接传递脉冲。首先, 驱动信号本身即是一组连续脉冲, 命名为驱动脉冲;其次, 将保护命令也调制为一组连续脉冲, 为了与开关脉冲相区分, 其频率设定远高于驱动脉冲, 即“高频脉冲”;由于子模块在正常停机与收到上层保护命令时的响应方式是相同的, 本研究将正常停机命令与保护命令合二为一;最后, 将唤醒命令定义为一组“低频脉冲”, 其频率低于驱动脉冲。
上层向下发送脉冲信号的时序如图5所示, 大致的工作原理是:
(1) t1时刻之前系统正常工作, 上层控制器向下发送正常的驱动脉冲。子模块控制器将一路驱动脉冲调制为带死区的两路驱动信号发送给驱动电路。
(2) t1时刻上层控制器向下发送高频脉冲, t2时刻子模块控制器检测到连续4个高频跳变沿, 确认收到保护或者停机指令, 将驱动信号闭锁。通过检测连续4个跳变沿的机制可以排除因偶然的孤立高频脉冲所造成的误保护。
(3) t3时刻上层控制器向下发送低频脉冲, t4时刻子模块控制器检测到连续2个低频脉冲上升沿, 确认唤醒, 解除对驱动电路的封锁。此时, 上层控制器还不会立即发送驱动脉冲, 直到t5时刻检测到子模块反馈的状态信息, 上层控制器才会发送驱动脉冲使系统重新进入正常工作状态。
2.3 控制器功能设计与实现
控制器是子模块控制电路的核心, 其主要任务是根据2.2节所提出的通信协议, 解析上层控制器的驱动与状态指令, 控制驱动电路与保护电路完成相关工作;同时, 编码采样电路的电压信息与保护电路的故障信息并上报给上层控制器。该设计方案子模块控制器采用一块TI公司生产的TMS320F28035数字信号处理 (DSP) 芯片, 该芯片带有增强捕捉 (e CAP) 单元, 可以有效捕捉上升沿与下降沿事件并精确的算出脉宽时间, 非常适合应用于2.2节所提的通信协议中实现对不同频率脉冲的识别。
根据对子模块控制器的功能要求, 笔者在DSP上编写的程序的流程图如图6、图7所示。其中, DSP主程序流程图如图6所示, 它主要完成控制器的初始化与工作状态的判定, 向上层控制器发送子模块电压与状态信息。e CAP中断程序流程如图7所示, 该程序由脉冲边沿触发, 主要完成解析上层控制器信号, 以产生驱动信号、保护信号等。
3 实验
按照所提出的设计方案, 本研究实际搭建的子模块电路如图8所示, 该子模块最大可处理功率为5 k W。实验中测试了子模块驱动信号的产生, 保护命令的执行以及向上发送信息等功能。此外, 本研究在一台以该子模块为基础搭建的9电平MMC样机上验证了子模块设计方案的可行性。
(1) —控制器; (2) —保护电路; (3) —驱动电路; (4) —电流采样; (5) —电压采样; (6) —通信电路; (7) —开关电路; (8) —储能电容
实验中相关的设定包括: (1) 驱动信号的开关周期为1 050 Hz, 其脉宽按50 Hz正弦规律变化; (2) 子模块两个开关管之间的死区时间为3μs; (3) 高频脉冲频率为750 k Hz, 上升沿与下降沿均作为有效触发事件; (4) 低频脉冲频率为333 Hz, 上升沿作为有效触发事件; (5) 直流侧电压为200 V; (6) 门极封锁信号在子模块控制器由正常工作转为保护时由低电平变为高电平, 唤醒后由高电平变为低电平; (7) 通信波特率为625 Kbps。
子模块控制器接收到上层控制器驱动信号并产生两路门极信号的实验波形如图9所示。
子模块对上层控制器所发送的高频脉冲响应的实验波形如图10所示。与图5中的理论情况不同的是, 子模块并不能立即响应高频脉冲, 其延时Δt=21.3μs, 这是因为当上层控制器向下发送高频脉冲时, 子模块控制器必须先处理完当前的中断程序才能响应高频跳变沿。这一实验结果也表明, 上层控制器的软件保护实时性较差, 不能代替子模块的硬件保护;其意义主要是:MMC系统有子模块发生故障时对非故障子模块进行保护性停机。
子模块对唤醒命令的响应的实验波形如图11所示, 可见其与图5中的理论情形基本一致。这是由于“低频脉冲”本身频率较低, 延时时间对唤醒过程的影响比较微小。
子模块向上层控制器所发送的信息的实验波形如图12所示。实际中, SCI通信方式每一帧数据除了8位数值之外还包括一个起始位、一个地址位、一个奇偶检验位以及一个停止位, 处于低位的信息首先发送。子模块电压采样电路采样比为2.55×10-3, ADC转换的比例为4 096/3.3, 因此控制器中采样电压数值与实际电压值之比为3.165∶1。由图12可见, 子模块正常工作与软件保护时向上层发送的状态信息分别为B0010与B1011, 这与图4中的定义是相一致的。正常工作时电压值为B01001000, 即72, 换算成实际电压为22.75 V;直流母线电压为200 V时, 9电平MMC子模块电容电压理论值为25 V, 因此采样电压值与实际相符。
(1) (7) —起始位; (2) —子模块状态信息; (3) —采样电压低4位; (4) (9) —地址为; (5) (10) —校验位; (6) (11) —停止位; (8) —采样电压高8位
最后, 为了验证子模块设计方案的有效性, 本研究给出的9电平MMC交流侧电压的实验波形如图13所示。与图2相比较可见, 实验波形与理论波形相一致。
4 结束语
本研究提出了一种MMC子模块设计方案及其与上层控制器的通信协议, 并对所提出的设计方案进行了实验验证。实验结果表明, 笔者所设计的子模块功能完善, 工作可靠。两根光纤的构架简化了MMC通信的设计, 子模块控制器的加入使得MMC控制系统的设计更加灵活, 增强了其可扩展性。
下一阶段, 笔者将继续通过实验以获得关于该设计方案的各方面资料。通过分析实验数据, 评价该设计方案的优劣, 以作出进一步的改进。
本文引用格式:
谢瑞, 周志超, 钱锋, 等.模块化多电平变换器基本单元的设计与优化[J].机电工程, 2014, 31 (9) :1206-1212.
XIE Rui, ZHOU Zhi-chao, QIAN Feng, et al.Design and optimization of the basic unit of modular multilevel converter[J].Journal of Mechanical&Electrical Engineering, 2014, 31 (9) :1206-1212.
摘要：针对现有的模块化多电平变换器基本单元的设计方案所存在的通信机构复杂, 可靠性低的问题, 对子模块的结构设计、通信设计及优化等问题进行了研究, 在此基础上提出了一种新的子模块设计方案, 同时给出了其与上层控制器的通信协议。该通信协议利用两根光纤完成子模块与上层控制器的信息交互, 其中子模块的电压与状态信息通过串行通讯方式上传给上层控制器, 而由上层控制器所产生的驱动与保护命令等信号通过光纤时分复用技术发送至子模块, 由子模块进行解析并完成相关任务。研究结果表明, 所提出的设计方案能够可靠地完成子模块与上层控制器之间的通信, 所用光纤减少为2根, 简化了其与上层控制器之间通信机构的设计, 同时提高了模块化多电平变换器系统的可靠性。
多模块矩阵变换器 篇4
关键词：模块化多电平变换器,参考电压分解SVPWM,电容电压平衡,5电平,现场可编程门阵列
1 引言
能源短缺和环境污染是人类当前面临的共同的世界性难题。20世纪70年代以来两次世界性的能源危机以及当前环境问题的严重性,引起世界各国对节能技术的广泛关注。目前,高压大容量电力电子变换技术[1]的进一步延伸可成为我国新的生产力和经济增长点,其发展前景与计算机信息产业、通讯行业并驾齐驱,具有巨大的市场前景[2]。传统的电压型多电平变换器拓扑结构一般分为二极管钳位型、电容钳位型以及H桥级联型[3,4]。二极管钳位型多电平变换器需要大量的二极管,并且可能需要承受不同的反压,开关器件所需额定电流也不同,还存在着电容均压问题;电容钳位型多电平变换器需要大量的钳位电容以及在运行过程中必须严格控制悬浮电容电压的平衡以保证逆变器的运行安全;H桥级联型变换器输出电压等级越高,串联功率单元数也越多,所需的移相隔离变压器体积大、接线复杂,这使制造成本、难度增加。
MMC[5]具备级联式变流器的特点,直流侧采用相互分立的直流电源,通过电压叠加输出高电压,输出电压谐波含量少,无需变压器和滤波器,其采用常规低压IGBT器件,可靠性高,各个功率单元和驱动电路结构完全相同,可以互换,使得变频调速系统易于检修和维护,利于工程上使用,容易实现多电平数目和模块化设计[6,7,8],与H桥级联型变换器相比,不需要移相变压器,节省了制造成本和系统空间。
模块化多电平变换器对高压直流输电(HVDC)[9],柔性交流输电系统(FACTS)技术、静态无功补偿(STATCOM)[10]以及中高压传动有重要的意义。但是MMC相关的技术出现比较晚,其调制策略、电容电压平衡控制仍在研究中。
2 MMC工作原理
图1为三相MMC的拓扑结构,每相MMC上、下桥臂各由n个模块和一个限流电抗器组成,Udc为直流侧输入电压,uA,uB,uC分别为交流侧输出电压[11]。
图2为每个子模块的结构图,由2个IGBT和1个电容组成。每个模块工作在2种模式,当V1开通,V2关断时,子模块的输出电压为其直流侧UC;当V1关断,V2开通时,子模块的输出电压为零。通过控制V1,V2的开通与关断,使得每个模块的输出电压在0和UC之间变化。根据实际情况,选择每个桥臂串入的子模块数,即可获得所需的电平数。
3 MMC调制算法与控制策略
多电平变换器的PWM控制方法主要有2类:载波调制法和空间电压矢量调制(SVPWM)法。载波调制法又有载波移相法(phase shifted carrier PWM)和载波层叠法(carrier disposition PWM)之分,多电平空间矢量调制法也有不同的实现途径[11,12,13]。同时,在这2类PWM控制方法下面,对于不同的拓扑结构和要求,又派生出多种多电平PWM控制策略。
SVPWM控制具有数字实现简单快速的特点,但当电平数目较多时,算法复杂度也随之增加。由于普通两电平SVPWM计算方法比较简单,如果将多电平空间矢量分解为若干个两电平的空间矢量的组合,可使PWM计算大为简化。在多电平空间矢量图中,将参考电压矢量分解成为基矢量和两电平分矢量,然后用类似两电平空间矢量的方法确定构成小三角3个顶点的基本矢量,以及计算对应的作用时间。通过归纳多电平空间矢量分布规律,可以快速地找出所有的冗余开关状态,进而优化输出开关状态组合。
本文以5电平为例,分析基于参考电压分解的电压空间矢量调制方法。图3为5电平的空间矢量图,分为6个扇区,每个扇区中分为16个小扇区。该矢量图中有61个基本矢量,125个开关状态。
3.1 矢量作用时间的计算
根据伏秒平衡的原则,3个基本矢量合成参考电压矢量满足
Vref·Ts=V1·T1+V2·T2+V3·T3 (1)
式中:Ts为采样周期;T1,T2,T3分别为对应矢量的作用时间。
如图3a所示将参考电压矢量Vref分解成为基矢量Vbase和两电平分矢量Vr,即Vref=Vr+Vbase。每个两电平分矢量又可在以基矢量顶点为中点的小六边形中分解成两电平基本矢量Vr1和Vr2,如图4所示。
在两电平空间矢量图中,参考电压空间矢量可表示为
Vr·Ts=Vr1·T1+Vr2·T2+Vr0·T0 (2)
考虑Vr=Vref-Vbase,得:
Vref·Ts=(Vr1+Vbase)·T1+(Vr2+Vbase)·T2+
Vbase·T0 (3)
对比式(1),可得5电平电压基本矢量表达式为
可得作用时间
其中
式中:Ts为采样周期;k为对应扇区;Urd为小六边形对应的直流侧电压,Urd=Udc/4。
3.2 空间矢量位置选择
参考电压矢量vref扇区的确定可直接由两电平类似得到,对于其在每个扇区的具体位置,由下式可得:
式中:tpn(n=1, 2,…,11)为小扇区选择的限制条件;ang为参考电压矢量旋转角度;S为参考矢量对应的扇区位置。
表1为每个扇区内小扇区选择表。
对于多电平变换器而言,其输出电压的谐波含量相对于两电平和三电平较小,如何降低开关频率是一个主要问题。本文在不改变硬件的基础上,通过选择空间矢量图中的冗余开关状态来降低变换器的开关频率。由图3a中的空间矢量图可知,1,2扇区每个基本矢量中都存在C相输出为0的开关状态,以此类推,3,4扇区每个基本矢量存在A相输出为0的开关状态,5,6扇区每个基本矢量存在B相输出为0的开关状态。在矢量冗余状态选择时,分别选择这些开关状态,确保每个扇区中始终有一相开关状态保持为0,这样参考矢量每旋转一周,各相有1/3周期处于不调制状态,进而可以降低1/3的开关频率。以第1扇区10区为例,选择300,400,410这3个开关状态,采用5段式原则,则其开关状态序列为300-400-410-400-300,如图5所示。
4 模块电容电压平衡控制
由图2可知,每个模块都包括1个电容,在逆变时相当于1个分立的直流电源,由于各个模块电容参与输出的时间不同,随着电流对各级电容的充放电,则这些电容在工作中的电压会出现不平衡[14]。为此可采用以下几个措施[15]:
1)在每相上下桥臂各增加1个限流电抗器,在模块切换时,起到电流缓冲作用,减慢电容充放电的时间;
2)每相桥臂始终保持有n个模块投切到工作中,每个开关管的耐压值为Udc/n。
以上2个方法对于控制电容电压平衡显然还不够,当采用电压空间矢量进行调制时,可以根据每相桥臂输出状态确定每相上下桥臂中需要投切的模块数量,同时依据每个模块电容电压排序以及电流方向确定各个模块投切的状态。对于5电平变换器,每相上下桥臂各有4个模块,当A相上桥臂电流大于0时,各个模块电容电压从小到大排序,假设一个开关周期中上桥臂需要投入M个模块,则取前M个模块投入桥臂中,对电压小的电容进行充电;当电流小于0时,各个模块电容电压从大到小排序,取前M个模块投入桥臂,对电压大的电容进行放电。最终保持每个电容电压为Udc/4,其中前M-1个模块始终保持投入桥臂,第M个模块工作在PWM模式。
5 基于FPGA算法实现
随着电平数量的增多,其空间矢量成指数增长,SVPWM的控制越来越难以实现,考虑到脉冲数量的增加,以及采用DSP产生PWM信号占用了大量的CPU资源,且实时性也不好,本文使用FPGA直接产生SVPWM信号。
在进行算法实现时,输入参考电压可直接由FPGA产生。本文首先在FPGA中模拟直接数字频率合成器(direct digital synthesis,DDS),并利用Matlab产生ROM初始化文件,通过查表法来实现vα,vβ信号,如图6所示为采用Modelsim仿真出来的输入信号波形,其中vα采用模拟量表示,vβ采用数字量表示。
表1给出了每个扇区内小扇区的位置判断条件,考虑FPGA中难以实现三角函数运算,依据给定参考电压本文提出一种新的判断小扇区位置方法。
以第2扇区为例,如图7所示,vα,vβ分别向60°和150°边界线投影,则60°和150°边界线上电压分量大小为
将式(7)中v60,v150分别替代式(6)中的tp1和tp即可。其他扇区的方法类似,不再逐一叙述。
6 仿真与实验分析
6.1 仿真验证
根据上述控制策略,在Simulink中搭建了5电平的MMC模型,每相上下桥臂各有4个子模块,仿真参数为:母线电压Udc=1 000 V,限流电感L0=0.1 mH,模块电容CN=1 000 μF,负载电阻RD=200 Ω,负载电感LD=200 mH。
图8为5电平Matlab/Simulink仿真波形,由于在SVPWM算法中以降低开关频率为准则,采用5段式进行调制,选择了特定的开关状态,使开关频率降低了1/3,但却造成了调制波不对称,输出电压谐波含量增大,其调制波如图8c所示。
图9a为未加平衡控制时,某一模块电容电压波形,可以看出该电压不断增大,失去平衡;图9b为加入平衡控制时,电容电压波形,其波动范围小于0.08%,符合控制要求。
6.2 实验验证
实验采用Xilinx XC3S400型号的FPGA完成,Modelsim中A相16路脉冲波形如图10所示。图11a为基于FPGA实验平台5电平线电压波形,图11b为MMC退化为4电平时线电压波形,图11c为MMC退化为三电平时线电压波形。
7 结论
本文以模块化多电平变换器(MMC)为研究对象,针对其调制算法、电容电压平衡控制进行了分析和研究:
1)采用基于参考电压分解的SVPWM调制算法,以降低开关频率为原则,选择相应的冗余开关状态,使开关频率降低了1/3;
2)由于MMC是通过多组相互分立的直流源获得基本电平,故电容电压的平衡控制十分重要。本文通过动态选择投入桥臂的子模块,实现了直流侧电容电压的平衡控制,电压波动范围小于0.08%,达到很好的控制性能。但此方法需要较多的电压、电流传感器来检测电容电压和桥臂电流,增加了系统的设计成本;
3)对于多电平变换器而言,调制算法复杂,且需要较多的脉冲,采用FPGA实现SVPWM算法,既避免了占用DSP大量的资源,又提高了数据的处理速度。同时针对FPGA难以实现三角函数运算,本文提出一种新的方法进行扇区选择。
多模块矩阵变换器 篇5
2003年,R.Marquardt和A.Lesnicar提出了模块化多电平变换器(MMC)的概念,并介绍了这种变换器的基本工作原理[1,2],由于其具有模块化的结构设计,容易实现冗余等优点,非常适用于中高压应用领域。因而,这种变换器一经提出,便获得了广泛的重视,特别是在高压直流输电领域,研究十分广泛[3,4,5,6,7],在无功发生[8,9,10]、电机驱动[11]等领域也有应用。
文献[12-13]提出了一种最佳电平逼近调制策略,通过最佳电平逼近法产生了N+1电平(N为每个桥臂模块的数量)。文献[12,14-15]通过载波移相的策略实现了MMC的2 N+1电平输出,但其电容均压是通过为每个模块设计一个闭环控制器来实现,较为复杂。文献[16]则指出采用载波重叠的方法也可以产生2 N+1电平,但没有阐明产生的原因。文献[17]分析了输出2 N+1电平时,桥臂电感所受的影响,但没有研究电平产生和环流控制之间的关系。
模块电容均压的一般方法是在每个开关周期内,根据各个模块电容电压的大小,及桥臂电流的方向,来调整各个模块的开通和关断,从而保证各个模块电容电压的均衡[16],这种方法需要每个开关周期进行调整,比较复杂,文献[18]通过设置电压波动的上限和下限,牺牲均压精度的方法来减小算法的执行次数,但算法执行时间仍无法调整。
本文从电平产生和环流之间的关系出发,将MMC输出电平分为“基本电平”和“插入电平”,并由此提出了基本电平和全电平输出的概念,研究了全电平输出对系统环流以及桥臂电感电压的影响, 研究了电平产生、环流及电容电压控制的一般原理。 在此基础上,针对载波重叠脉宽调制(PWM)提出了一种基于PWM信号轮换的桥臂电容均压策略。实验研究证实了本文的结论及策略。
1 MMC拓扑结构及工作状态
MMC的拓扑结构图如图1所示,其每相有两个桥臂,每个桥臂由N个模块和一个电感组成,模块是一个半桥结构,上下开关管互补工作。如果每个模块电容具有相同的电压,从桥臂电平变化的角度来看,每个模块电容可以等效为一个电压源,显然,通过接入不同数量的模块就可以改变桥臂电平, 从而改变输出电平。
假设上下桥臂接入电平的数量分别为p和q, 则输出电压vuo可以表示为:
式中:vau和vub分别为u相上下桥臂电感电压。
对于iZu回路,根据回路方程有:
式中:vL=vau+vub为桥臂电感的电压和,其表达了环流iZu的变化。
显然,上下桥臂接入电压源数量(开通模块数量)之差决定了输出电压,之和会引起系统环流的变化。如果假设电压源V(模块电容的平均电压)的值为Vd/N,表1列出了当N=4时,系统所有状态。
注:表中第一列p+q表示上下桥臂开通模块数量之和;第二列p和第三列q分别表示上下桥臂开通模块的数量;第四列Lev表示上下桥臂模块开通数量之差,其值除以2即为输出电平;第五列LevDiff为加在电感两端的电平数量,其表征了环流的变化,显然当加在电感两端的电平不为0时,会产生额外的环流,如果控制不当,可能会引起系统的不稳定,如果加在电感两端的电平为0,不会产生额外的环流。
从表1可以看出,系统输出电平一共有9种(2 N+1种),绝大部分输出电平存在冗余,这为系统环流及电容电压的控制提供了很大的空间。表中红色部分的输出电平一共有5个(N +1个),这5种状态有一个共同点,即p+q=4,也就是说工作在这5种状态,上下桥臂开通模块数量之和等于N, 由于每个模块电容电压的平均值为Vd/N,因此加在电感上的额外电平为0,不会产生额外的环流,系统工作在这5种状态无疑是最为稳定可靠的,因此把这几种电平称为“基本电平”(basic level),“基本电平”在表中是关于0对称的,控制“基本电平”的输出,可以得到一个正负对称的阶梯波,把这种只输出 “基本电平”的调制策略称为“基本电平调制”策略, 显然“基本电平调制”策略是MMC最为稳定可靠的调制策略。
与“基本电平”状态输出电平不同的电平,本文称之为“插入电平”(inserted level),一共有N个,在表1中,这些电平被“插”在N+1个“基本电平”中间。如果一种调制策略在一个调制周期内产生这2 N+1种电平,则这种调制策略可以被称为“全电平调制”策略。
2全电平产生及环流和电容电压控制原理
上面的分析表明,如果系统处于“插入电平”状态,则上下桥臂开通的模块数量不等于N,即p+q≠N,这样子模块堆的电压和输入电压相差若干个电容电压,这一电压差会加在电感两端,从而造成额外的环流,如果控制不当会引起系统不稳定。 但如果能利用这些“插入电平”,从而构成“全电平” 输出,将使输出电平达到2 N+1个,会改善输出电压谐波质量。
分析表1可以发现,这些“插入电平”均具有冗余,且这些冗余状态中加在电感两端的电平数量(Diff_Lev)关于0对称,如果在一个给定的时间内, LevDiff=-1,而在下一个相同的时间内时LevDiff=1, 这样在电感中产生的平均电流等于0,从而保证了环流的稳定。这便是全电平产生的思想。图2所示表现了这种思想,在“插入电平”产生期间,用一个虚拟的PWM信号(即vPWM)去控制上下桥臂开通的数量,在vPWM高电平期间,在保证输出电平不变的前提下,使p+q=N+1,此时LevDiff=1,产生的额外环流iadd上升,在vPWM低电平期间,使p+q=N-1, 此时LevDiff=-1,额外环流iadd下降。显然如果模块电容电压相同,且vPWM的占空比为0.5,则iadd的平均值为0。在电流增大期间,iadd可以表示为:
式中:Lev为电感两端的电平数量LevDiff的绝对值;ton为vPWM的高电平持续时间。
式(3)表示了在产生全电平时,电感额外环流的波动,显然其和LevDiff及其持续时间ton呈正比,和桥臂电感L的大小成反比,如果需要产生全电平,则在设计电感时需要考虑iadd的波动。iadd的平均值可以表示为:
式中:D为vPWM的占空比;VC为模块电容电压。显然,通过控制D就可以控制i-add的大小,从而控制环流的大小。事实上,不仅是在产生“插入电平”时,需要图2所示的控制。在输出“基本电平”时,也可以通过图2所示的控制方法来控制环流,此时,式(3) 和式(4)仍然成立。
可见,环流的控制是通过调节上下桥臂开通模块电容电压之和与输入电压的差进行的。事实上, 环流的产生也是因为输入电压和上下桥臂开通模块电容电压之和间存在差值,这个差值通过桥臂电感和电阻形成环流。
如果D取一个固定值,并且大于0.5,那么i-add将大于0,输入电源将对模块电容充电,电容平均电压上升,这时式(4)需要修改为:
随着VC的增大,i-add逐渐减小,直至为0,此时VC将稳定不变为:
可见,控制D不仅可以控制环流,还可以控制模块电容平均电压的大小,这是MMC不同于其他逆变器的一个重要特点,即电容电压大小可以根据需要进行调节。值得注意的是,当正弦波幅值大于最大电平电压时,在输出最大和最小电平时,没有冗余的电平,无法进行环流控制,如果用式(6)来控制电容电压,稳态时相当于在上下桥臂注入了一个基波频率的脉冲波,由于上下桥臂的对称关系,相当于在直流回路中叠加了一个两倍基波频率的脉冲波, 从而引起偶次谐波环流。
图3所示为载波重叠PWM产生方法原理图。 图3中从上到下4个坐标系分别表示上桥臂PWM产生、下桥臂PWM产生、上下桥臂开通模块个数之差(决定输出电平的形式)以及上下桥臂开通模块个数之和(影响环流将要发生的变化)。 载波重叠PWM是用N个相同的载波重叠起来和调制信号进行比较,这样每个桥臂就有N个比较器,其输出控制N个桥臂模块,上下桥臂的调制波幅值相同, 相位相反,如果上下桥臂三角波的相位相反,则输出将产生N+1电平,如果上下桥臂三角波的相位相同,则输出将产生2 N+1电平。比较图3(a)和(b) 可知,全电平调制输出不仅输出电平比基本电平调制输出的电平数量多N个,而且在相同的载波频率下,输出的等效开关频率多出1倍,大大降低了输出谐波含量。但在全电平调制时,上下桥臂开通模块的数量并不总是等于N,这必然会造成环流的高频波动,给系统带来干扰和额外的环流损耗。图3(b) 的第4个坐标系中的波形反映了上下桥臂开通模块数量之和,可以发现,开通模块的数量在N±1之间波动,但平均起来等于N,这和图2所示的全电平产生原理是一致的。事实上,所有全电平调制策略都遵守图2所体现的思想。不仅如此,在进行环流控制时,也遵守这种虚拟PWM控制思想,且期望的环流可以用式(5)获得。这意味着,在使用快速环流控制策略时,加在电感两端的电平数量可能会大于1, 这样加在电感两端的高频方波电压会更高,从而对电感的设计提出了要求。
3电容均压策略
传统的均压算法需要在每个开关周期对电容电压进行排序,决定模块的开通与截止,每个开关周期,都会有均压需要而发生的开关动作,而这些开关动作不会对开关调制规律有任何贡献,显然其会增加系统损耗并加大死区效应。因此,尽可能减小均压算法执行而引起的开关动作次数十分必要。为此,针对载波重叠PWM调制策略,本文提出一种PWM信号轮换均压策略,以有效减小均压算法引起的开关动作。
图3为载波重叠PWM产生原理图,一个重叠的三角波和同一个正弦信号进行比较得出一个桥臂控制所需的4路PWM信号,系统有4个比较器,从上到下,其输出分别为inPWM1~inPWM4,这4个PWM信号就是桥臂模块开通与截止的基准控制信号。在一个调制波周期内,这4个PWM信号为“1” 的个数显然是不同的,inPWM1为“1”的个数最少, inPWM2次之,而inPWM4为“1”的个数最多。考虑到一般情况,如果一个桥臂有N个重叠的三角波,必然有N个比较器,N个PWM信号,在一个正弦波调制周期内,三角波载波电平最小的那路PWM信号,即inPWMn含“1”的个数最多,依次递减,到inPWM1,即三角波电平最大的那路PWM信号含“1”的个数最小。
用这N个PWM信号去控制桥臂的N个模块的开通与截止,PWM为“1”控制模块开通,模块电容被接入电路,并根据桥臂电流的方向进行充放电, PWM为“0”控制模块截止,模块电容被旁路,则保持其能量不变。可见,如果直接用这N个PWM信号去控制N个桥臂模块,必然会造成模块电容电压的不平衡。如果桥臂电流大于0,即流进电容,那么inPWMn控制的模块电容因充电时间最多,而电压增加最高,inPWM1控制的模块电容因充电时间最小而电压增加最小;反之,如果桥臂电流小于0,即流出电容,那么inPWMn控制的模块电压就会下降最多,inPWM1控制的模块电容电压下降最少。
如果改变inPWM1~inPWMn的控制对象,那么模块获得开通和截止的机会将会发生变化,如果模块电容容量相同,每个模块获得开通和截止的机会在一定时间内相同,那么在这个时间内,模块电容的平均电压是相同的。根据这一思想,可以得出一种PWM信号平均轮换的均压策略,其实现原理图如附录A图A1所示。
首先,测量出每个模块电容电压,并找出最大值和最小值,如果最大值和最小值的差小于期望的范围,则PWM信号连接状态保持不变,直接退出均压程序。如果最大值和最小值的差大于期望的范围, 则往下执行均压算法,首先判断桥臂电流i的方向, 如果i>0,说明模块电容处于充电状态,此时将电容电压按照降序排列,并按照电容电压所处队列的位置序号去控制所处模块对应的数据选择器。
图4所示为桥臂模块数量为4,i>0时的选择策略。
图4中有两个数据队列,一个是电容电压队列, 用于电容电压的排序,一个是信号选择队列,用于存储控制数据选择器输出的数字量,一个4路输入(0~3)一路输出的数据选择器的控制数字为0~3, 队列从上到下,里面存储的数字量依次控制数据选择器1~4的输出。信号选择队列中的数据和电容电压队列中电容电压的序号是关联的,图中电容电压按照降序排列,即VC2最大,VC4次之,VC3再次之, 而VC4最小,那么信号选择队列就按照电容电压所处的位置来决定对应的数据,控制数据选择器1~4的数字量依次为3,0,2,1,这样模块1~4所将连接的PWM信号分别为inPWM4,inPWM1, inPWM3,inPWM2,这样不同模块根据电容电压的不同获得不同的充电时间,从而使电容电压快速趋于一致。当i<0时,电容电压根据升序排列,而信号选择队列和电容电压队列的关联方式相同,这样使得电容电压最高的连接三角波电平最低的输出PWM信号,从而使其获得更多的放电时间,并且根据电容电压的减小,获得的放电时间依次减小。
执行该算法的时机可以任意选择,也不必在每个开关周期内进行,可以根据电容电压误差范围灵活选择均压算法的执行。
4实验及仿真结果
MMC一般用于中高压领域,模块数量较多,开关频率较低,一般不超过1kHz,但由于其输出电平多,因而输出谐波含量很低。为验证本文的结论及均压策略,搭建了一个低压实验平台,其桥臂模块数量为4,桥臂电感为2mH,模块电容为2 200μF,输入直流为560 V,交流输出负载为22 Ω 电阻和25mH电感的串联,为了获得理想的输出谐波含量,开关频率选为5 kHz。 控制系统以DSP+ FPGA为核心,DSP完成相应的控制算法,FPGA则完成PWM产生、电容电压测量等功能。模块电容测量方法为在模块中将电容电压转变为脉宽信号,通过光耦传递给控制器,由控制器的FPGA测量其脉宽,就可以算出模块电容电压。
附录A图A2所示为输出分别为N+1电平和2 N+1电平的输出电压,可以看出,2 N+1电平明显接近标准正弦波。从本文第2节的分析可以看出,产生2 N+1电平时,由于有额外的电平加在桥臂电感两端,这会带来环流的高频波动,附录A图A3所示为产生N+1电平和2 N+1电平的输出电流和环流波形,对比可以发现,输出电流的大小没有发生改变,环流的形状和大小也没有发生改变,但产生2 N+1电平时,环流的高频纹波明显加大,其幅值可以通过式(3)进行确定,这表明输出电平的变化,改变的是环流的高频分量和输出THD,对系统基波分量没有影响,因而在MMC的实际应用中,如果输出2 N+1电平,则需要考虑这一环流高频分量的影响。图5所示为上下桥臂电容电压波形图,设定允许误差为1V,可以发现,图中,桥臂的电容电压误差在控制范围内。
为了进一步验证均压策略的正确性,图6给出了一相上下桥臂所有模块电容电压的动态仿真波形,仿真参数和实验参数相同,轻载时负载阻值为220Ω,重载时负载阻值为22Ω,负载电感值不变。 系统在0.3s时刻和0.4s时刻发生了负载突变,可以发现电容电压的平均值略小于输入直流的1/4, 这是由于桥臂电阻、IGBT死区及饱和压降的影响造成的。在整个动态和稳态过程中,同一桥臂的电容电压基本相同,这显示了均压策略的有效性。由于上下桥臂电容电压交流成分基波方向相反,这造成负载由重突变为轻时(图中0.4s),上下桥臂电容平均电压平均值不相等,但都朝着期望的方向变化, 最终趋同。
5结语
本文研究了MMC多电平产生以及环流和电容电压控制的一般原理,根据电平产生过程中对桥臂电感电压的影响,将系统调制分为“基本电平调制” 和“全电平调制”,分别产生N+1电平和2 N+1电平,从理论上分析了全电平产生和环流及电容电压控制的相同本质,为MMC电平输出及环流和电容电压控制提供了理论基础。针对载波重叠PWM提出了基于PWM信号轮换的电容均压策略,该策略可以根据需要调整期执行周期,并通过设定允许误差来降低执行次数。
多模块矩阵变换器 篇6
关键词：XBee模块,ZigBee协议,多协议转换
0 引言
ZigBee是一种基于IEEE802.15.4标准的短距离、低速率无线网络技术,该无线连接技术主要解决低成本、低功耗、低复杂度、低传输速率、近距离的设备联网应用,主要用于无线传感器网络和测量控制方面。而Digi公司的XBee模块内置了ZigBee协议,不仅使用更加方便,而且功耗,成本更低。目前,ZigBee技术已被视为替代有线监视和控制网络领域最有前景的技术之一。
基于Xbee模块的多协议转换器具有很大的优越性,文中介绍了一种可以将RS232/RS485/ SPI/AD/IO转换成ZigBee通信的方法,通过多协议转换器可以将不同接口设备组网,实现设备间的互操作,以更好的解决建立无线通信网络的问题。
1 ZigBee概述
ZigBee是一种基于IEEE802.15.4标准的短距离、低速率无线网络技术,该无线连接技术主要解决低成本、低功耗、低复杂度、低传输速率、近距离的设备联网应用,主要用于无线传感器网络和测量控制方面。ZigBee具备了强大的设备联网功能,并支持三种主要的自组织无线网络类型,即星型结构、网状结构(Mesh)和簇状结构(Cluster tree),其中网状结构具有很强的网络健壮性和系统可靠性。
2 系统设计方案
基于XBee模块的多接口协议转换器可以组成无线网络,网络的拓扑结构有星型、网状(Mesh)或簇状(Cluster)。转换器是以MSP430F1232为控制核心,另外有稳压电源电路、状态指示灯电路、传感器接口电路、SPI接口电路、模拟信号采集AD接口、可用于控制或监控的IO接口以及可由模拟开关控制选择的XBee模块与MSP430或是XBee模块直接与PC机通信的RS232接口电路。转换器系统的结构框图如图1所示。
2.1 系统硬件电路设计
2.1.1 控制模块电路设计
MSP430F1232是TI公司推出的超低功耗MSP430系列单片机中的一种。16位的CPU和16位的总线宽度使得数据的处理更加高效。用于边界扫描的JTAG接口对片上8k的Flash在线编程和调试,非常方便软件开发。28个管脚的IPW封装使得芯片占用的空间很小,内部集成了丰富强大的硬件接口电路,如具有比较/捕获功能的16位定时/计数器、快速PWM通道、12位A/D转换器、可编程的USART(SPI或UART)接口、看门狗、可编程的片内振荡器以及片内模拟比较器等。这些为设计提供了灵活而低成本的解决方案。其主控电路如图2所示,其中Acclerration_sensor是预留的SPI接口的加速度传感器接口电路,控制电路中加入了4路AD接口。
2.1.2 串口通信模块电路设计
基于XBee模块的多接口协议转换器可以实现RS232转ZigBee,XBee模块经过电平转换芯片SP3202芯片之后可实现与PC的双向通信,另外完整的UART接口可以完成对XBee模块的固件更新。串口通信模块电路设计如图3所示。
2.1.3 XBee模块接口电路设计
XBee模块是系统的核心部分,完成无线数据的收发。其内置了ZigBee协议,支持低成本、低功耗的应用需求,模块只需要很小的发射功率,便可以提供远程设备之间可靠的数据传输。无线通信采用的是直序扩频(DSSS)技术,16路软件可选的直接序列频道,且每个序列频道可容纳超过65000个设备,数据传输速率最高可达250kbps。XBee模块接口电路设计如图4所示,其中的LED0是模块状态指示灯(正常工作状态或睡眠状态)。
2.1.4 指示灯电路设计
该系统不仅要完成设备与设备之间的无线通信,而且每个模块都能够完成与PC之间的串口通信。而模块与PC是否有通信,模块之间无线通信的信号是否稳定等是我们无法实际的观察到得,本设计中加入了指示灯电路。指示灯电路设计如图5所示,其中左边的电路分别是设备状态指示灯(如是否加入到一个网络,是协调器、路由器还是终端设备),串口数据输入状态指示,串口数据输出状态指示;右边的电路是XBee模块通信时的信号强度指示电路,XBee模块在通信时,RSSI管脚会根据设备间无线通信信号的强度输出不同脉宽的波形信号,经过RC电路简单的处理之后,可输出不同的电压信号,将此电压信号经过比较器比较后,确定信号强度处于哪个范围并相应的点亮LED灯,完成信号强度的指示。
2.1.5 电源模块电路设计
整个系统工作在3.3V,而XBee模块对电源的要求比较高,并且在一些情况下的电池供电更是对电源模块的要求比较高。这里采用低功耗、低压差稳压器SP6205,它在输出300mA的电流时,压差只有0.3V,完全可以满足电池供电的情况。电源模块电路如图6所示,D4是电源指示灯。
2.2 系统软件设计
系统的软件设计采用C语言编程,由于系统要实现MSP430与XBee模块之间的通信,又要能实现PC与XBee模块之间的通信,而XBee模块只有一个串行接口,如果直接相连接势必会造成数据传输冲突,本设计中采用模拟开关(74HC4053)实现软件可选的串口通信。软件在一开始运行时就选择XBee模块与PC之间可实现串口通信,这样,此时MSP430就无法与XBee模块之间进行通信。当需要把MSP430读取到得传感器数据发送到协调器时,就需要选通XBee模块与XBee设备的通信。此外MSP430软件实现数据帧的建立是软件设计的重点。XBee模块的API数据传输方式要求数据必须满足规定的数据帧格式。单片机工作流程如图7所示。软件设计中针对不同格式的数据帧分别编写了相应的函数模块,方便了阅读与功能扩展。图8是利用VS2010编写的上位机软件。
3 软硬件调试及实验数据分析
在测试中,分别在多种情况下对模块之间的通信速率等进行了一些测试。实际测试环境是在室内和室外,室内(不可见)平面图如图9所示,实验测试结果如表1所示。
4 结束语
文中采用内置ZigBee协议的XBee模块设计多接口协议转换器,充分地利用了XBee模块的优点。而可选的电池供电方式,使得该方案可以应用在一些便携式设备中。系统预留的AD,数字I/O接口可以用于远程控制或模拟信号的采集等。
参考文献
[1]沈建华,杨艳琴,翟骁曙.MSP430系列16位超低功耗单片机原理及应用[M].北京:清华大学出版社,2006.
[2]翟雷,刘盛德,胡咸斌.ZigBee技术及应用[M].北京:北京航空航天大学出版社,2007.
[3]Digi International Inc.XBee ZNet 2.5/XBee-PRO ZNet 2.5 OEMRF Modules[R].2008.