模块化多电平变换器（精选7篇）
模块化多电平变换器 篇1
0 引言
电能是现代社会不可缺少的能源, 随着世界经济的飞速发展, 各行各业对电力的需求越来越大, 因此造成的能源短缺、环境污染等问题日益严重。在这种背景下, 以风力发电、太阳能发电为代表的可再生能源发电技术正逐渐成为未来电力技术的发展方向和研究热点[1]。但这些清洁能源存在位置分散、远离负荷中心等特点, 基于电压源变换器 (VSC) 的柔性直流输电系统 (VSC-HVDC) 由于其经济、灵活、电能质量高、可控性强的输电方式, 可以将这些小型的分散电源通过经济、环保的方式接入交流电网[2,3]。
2002年, 德国慕尼黑联邦国防军大学的R.Marquart和A.Lesnicar共同提出了模块化多电平电压源变换器 (Modular Multilevel Converter, MMC) 的概念[4]。MMC不仅保留了传统的级联型拓扑结构高度模块化的特点, 并且具有公共的直流母线端子, 特别适合于高压直流输电的场合[5]。模块化多电平变换器采用子模块串联的方法, 避免了大量开关器件的直接串联, 每个子模块具有相同的硬件结构, 器件的开关一致性要求不高。MMC技术通过电压叠加可以在交流侧实现多电平、高电压输出, 在系统等效开关频率不变的情况下降低器件开关频率, 因此开关损耗小, 并且输出电压谐波较小。模块化的结构使MMC的扩展性很强, 通过改变桥臂上所串联的子模块个数, 可以得到任意电平输出, 并且容易实现冗余控制。
2010年Siemens公司在美国旧金山建成了世界上首条基于MMC的直流输电工程化线路, 即Trans Bay Cable Project, 该线路直流电压等级为±200 k V, 功率等级为400 MW, 直流电缆长度86 km, 单个桥臂的子模块数为200, 相电压电平数为201[6]。随着柔性直流输电技术的逐渐成熟, 直流输电线路的电压等级和功率等级逐渐提高, Siemens公司承建的Inelfe工程作为欧洲电力传输网络的一部分, 跨接在法国的Baixas与西班牙的Santa Llogaia, 采用模块化多电平的技术, 容量达到2 000 MW, 电压等级±320 k V, 单个桥臂含有400个子模块, 该工程成为世界上最大的MMC-HVDC工程, 于2013年底投入运行[7]。
在国外柔性直流输电技术飞快发展的同时, 国内科研工作者和电力行业相关企业也对柔性直流输电技术进行了广泛研究, 上海南汇风电场并网项目、舟山多端柔性直流输电工程、南澳三端柔性直流输电工程以及大连跨海柔性直流输电工程纷纷启动或者投入运行, 标志着我国在柔性直流输电领域有着很好的基础。
本研究在阐述MMC的拓扑结构和运行机理后, 重点总结目前MMC研究中常用的调制技术和电容电压平衡策略, 并比较这些方法的优、缺点和适用范围, 最后展示我国目前已经建成的或者在建的4个基于MMC的柔性直流输电工程。
1 拓扑结构及工作原理
1.1 拓扑结构
三相模块化多电平变换器拓扑结构如图1所示。图1中每一个标有SM的方块均代表一个子模块。在不考虑冗余的情况下, 模块化N+1电平变换器由6N个子模块组成, 每相有2N个子模块, 上、下桥臂各包含N个依次串联的子模块和一个桥臂电感L, 每相的输出从两个桥臂电感之间引出。
模块化多电平变换器的子模块有多种类型[8], 多电子模块类型如图2所示。半桥模块是最早提出的、也是应用最广泛的子模块, 上、下两个开关管互补导通, 输出电压有电容电压和零两个电平, 目前绝大部分已经建成的或者在建的基于MMC的直流输电工程均采用的是半桥子模块。但是半桥子模块不能通过阀控技术限制直流侧短路时的故障电流, 因此全桥模块和双箝位子模块相继被提出。在输出同等电平数的情况下, 全桥子模块使用的开关器件是半桥子模块的两倍, 而且始终有两个开关器件投入电路, 导通损耗较大, 而双箝位子模块使用的开关管介于全桥子模块和半桥子模块之间, 导通损耗也是介于两者之间, 因此双箝位子模块在未来的基于MMC的直流输电工程中具有广阔的前景。
MMC由大量的子模块构成, 子模块数越多, 直流侧的电压可以越高, 等效开关频率越高, 交流侧输出电压的谐波含量越小, 但是控制系统越复杂, 控制成本越高, 因此相关学者提出了一种折中的办法[9,10,11], 将原来的子模块替换为传统的箝位型或者飞跨电容型三电平模块, 如图2 (d) 、2 (e) 所示, 这样可以使用更少的子模块实现同样的功能。
1.2 工作原理
设流过上、下桥臂的电流分别为ipj、inj (j=a, b, c) , 输出电流为isj。定义上、下桥臂之间的环流为icirj:
则有:
交流侧电压为vj, 列写上下两个桥臂的KVL方程, 有:
由式 (1~3) 可得:
由式 (4) 可以得到输出电压和环流的等效电路, 如图3 (a) 、3 (b) 所示。
在三相对称系统中, 负载中性点N相对于直流母线中点的电压主要是高次谐波, 因此在分析输出基波特性时可以认为vNO为0。从输出等效电路中可以看出, 上、下桥臂电感对于输出电压而言为并联关系, 并作为输出电感的一部分与输出等效阻抗相串联, 从而可以将等效的桥臂输出点前移到j′点, 桥臂输出电压为vj′, 则有:
假设各个子模块的电容电压是均衡的, 每个电容电压均为Vc, 且为直流母线电压的1/N。假设j相上桥臂中有Npj个子模块工作于插入模式, 下桥臂有Nnj个子模块工作于插入模式, 则有:
由式 (6) 可知, 交流输出电压由上、下桥臂插入的子模块的数量决定, 同时通过控制上、下桥臂插入子模块的数量之和可以控制环流大小。
2 调制技术
模块化多电平变换器的输出电压电平数较多, 控制自由度较多, 因此其调制方法比较复杂, 它直接关系到输出电压波形的质量。常见的多电平调制技术诸如阶梯波调制、空间矢量调制、载波移相调制以及载波层叠调制均可以用于模块化多电平变换器, 但是空间矢量调制中电压矢量与输出电平数之间为立方关系[12]。因此对于模块化多电平而言, 输出电平数较多时, 空间矢量调制技术不太适用。
2.1 阶梯波调制法
阶梯波调制是每个开关器件在一个工频周期只动作1~2次的基频调制, 是一种用阶梯波逼近正弦波的调制方法。阶梯波调制法中每个台阶的持续时间较长, 器件的开关频率比较低, 适用于高压大功率的场合。这种调制方法的优点是实现简单, 开关频率低, 因而开关损耗小, 器件的主要损耗是通态损耗。一个N+1电平的阶梯波共有N/2个自由可控的开关角, 根据计算开关角的方法不同, 阶梯波调制法可以分为很多种, 最常见的阶梯波调制法有选择性消除谐波法 (Selected Harmonic Elimination, SHE) [13,14,15,16,17,18]和最近电平调制法 (Nearest Level Modulation, NLM) [19]。
选择性消除谐波法利用N/2 (N一般为偶数) 个可以自由控制的开关角, 通过优化的控制算法计算开关角, 可以消除N/2-1个特定次谐波, 但该算法需要求解高阶非线性超越方程组, 难以实时控制, 只能通过离线计算的方式将相关的开关角存储在控制器的存储单元中。电平数越多, 可控的开关角越多, 可以消除的谐波次数越多, 输出波形更趋近正弦, 但是计算越复杂, 计算量越大, 需要存储的数据越多。
最近电平调制法是模块化多电平中广泛使用的一种调制方法。一个5电平模块化多电平变换器采用最近电平调制法的示意图如图4所示。
调制波的表达式为:
式中:mV—调制比;θV—理想输出电压基波初相角。
输出电压共有N+1个电平, 第k个电平的电平值为 (k-1-N/2) Vc (k=1, 2, ⋯, N+1) , 将输出电平以NVc/2为标准, 标幺化到[-1, 1]范围后对应的参考值为2 (k-1) /N-1, 第k个参考值与第k+1个参考值的中间值为 (2k-1) /N-1。最近电平调制法的原理是当调制波大于参考值 (2k-1) /N-1时, 输出电压为k+1电平;当调制波小于等于参考值 (2k-1) /N-1时, 输出电压为k电平。开关角αk即为调制波与参考电平 (2k-1) /N-1的交点, 由图4可知:
开关角αk分布于峰值左侧, αk+θV的范围为[-π, 0], 因此:
定义φk为:
下桥臂的输出电压波形vnj的解析表达式为:
上桥臂的输出电压波形vpj的解析表达式为:
等效输出电压vj′为:
当N为偶数时:
当N为奇数时:
下桥臂的输出电压波形vnj的解析表达式为:
上桥臂的输出电压波形vpj的解析表达式为:
等效输出电压vj′为:
当N为偶数时:
当N为奇数时:
输出电压中不含偶数次谐波, 以Vdc/2为标准, 标幺化后的基波和各奇数次谐波分量幅值为:
式中:h—奇数次谐波次数, 此处h=3, 5, ···。
等效输出电压vj′的THD (计算50次以内的谐波) 为:
基波幅值与输出电压THD关于子模块数量N的曲线如图5所示。由图5可以看出, N越大, 电压增益与调制度的线性度越好, 输出电压THD越小, N>20时, 最近电平调制输出效果较好。
2.2 载波移相调制
阶梯波调制并不能发挥功率开关管的快速开关能力, 为此, 以脉冲调制技术为基础的载波移相调制技术在模块化多电平变换器中得到了广泛的应用, 尤其是在模块数不是很多的场合[20,21,22]。对于一个N+1电平的MMC变换器, 各个载波的幅值和频率相同, 相位互差2π/N, 共用同一个调制波, 等效开关频率为载波频率的N倍, 可以大大减小滤波器的尺寸, 而且载波组相互对称, 非常适合于模块化, 在任何调制比下, 主电路的各个模块开关频率和导通时间相同, 从而避免了不同子模块之间器件损耗分布不均匀的问题, 所以载波移相法非常适合模块化多电平。
对于模块化多电平载波移相调制, 本研究设载波角频率为ωc, 初相角为θk, 对应N个载波, θk分别等于0, 2π/N, …, (k-1) 2π/N, …, (N-1) 2π/N (k=1, 2, ···, N) , 需要说明的是, 此处的载波初相角是相对载波周期的, 调制波的调制比为mV, 调制角频率为ω, 初相角为θV, 则下桥臂的输出电压波形vnj的解析表达式为:
其中:
Jn (ξ) 为Bessel函数, 其表达式如下:
上桥臂的输出电压波形vpj的解析表达式为:
等效输出电压vj′为:
从输出电压的表达式可以看出, 输出电压中只含有载波次及其边带谐波, 表明输出电压的等效开关频率为载波频率的N倍, 而且当N为偶数时, 载波次谐波为零, 输出电压中只含有载波次边带谐波, 因此当N取偶数时, 可以减小输出电压谐波。
2.3 载波层叠调制
载波层叠调制的等效开关频率介于阶梯波调制和载波移相调制之间, 根据载波相位, 载波层叠调制可分为同相层叠、正负反相层叠和交替反相层叠[23]。载波同相层叠调制法中, 所有载波具有相同的相位、幅值和频率, 共用一个调制波, 但各载波具有不同的直流偏置。当调制波大于载波时, 开通相应的功率器件;当调制波小于载波时, 把功率器件关断。载波层叠法输出电压的等效开关频率约等于载波频率, 输出电压的谐波含量有所降低。文献[24]采用一种较特殊的办法, 只用一个载波实现了载波层叠调制法同样的输出波形, 结合了最近电平调制和载波层叠调制的优点, 调制简单, 等效开关频率高, 输出电压谐波小。
3 电容电压平衡策略
MMC由大量的子模块串联组成, 每个子模块中电容电压的平衡, 关系到系统的安全稳定运行和输出电压波形质量, 是MMC研究中的热点。目前电容电压平衡策略主要有硬件箝位法、循环调制法、电容电压闭环法和电容电压排序法等。
3.1 硬件箝位法
文献[25]提出了一种采用二极管箝位的方法, 将各个子模块电容电压箝位在最底端的子模块和最顶端的子模块电容电压之间, 最底端和最顶端的子模块电容电压必然是所有子模块电容电压中最高和最低, 再通过额外的硬件电路使最底端的子模块和最顶端的子模块保持平衡, 即可使所有的子模块电容电压保持平衡。这种方法控制简单, 但是需要增加额外的硬件电路, 而且保持最底端和最顶端子模块电容电压平衡的电路需要承受很高的绝缘电压, 成本较高。
3.2 脉冲循环调制法
文献[26-28]利用稳态下各桥臂整体电容电压可以保持平衡的现象, 在稳态时将驱动脉冲以工频频率轮流分配给不同的子模块, 可以实现各个子模块之间的电容电压平衡。这种方法无需检测电容电压, 采用的是一种完全开环的控制策略, 可以大大节省系统成本, 但是这种方法无法保证电容电压在动态过程中保持平衡, 也无法使出现初始电压差的子模块恢复平衡。
3.3 电容电压闭环法
文献[29-33]主要针对载波移相调制法提出了一种电容电压闭环控制法, 在原有的调制信号中叠加了一项用于维持上下桥臂总体电压平衡的分量、一项用于单个桥臂总体电压均衡的分量和一项用于单个子模块电容电压均衡的分量, 这种方法可以建立在分散控制的基础上, 在每个子模块控制器中执行调制算法, 大大减少上层总控制器的任务, 有助于系统控制架构的简化, 但是这种方法增加了很多个用于电容电压平衡的闭环控制器, 随着子模块数的增多, 稳定性逐渐下降。
3.4 电容电压排序法
文献[34]提出了一种通过排序的方法实现电容电压平衡, 首先由调制得到当前时刻需要投入工作的子模块的数量n, 再根据电容电压排序的结果选择n个最合适的子模块投入电路。当桥臂电流方向为正, 即桥臂电流可以使电容充电时, 按照电容电压由低到高的顺序依次选择n个子模块投入工作, 当桥臂电流方向为负, 即桥臂电流可以使电容放电时, 按照电容电压由高到低的顺序依次选择n个子模块投入工作。这种方法简单, 但是需要频繁对电容电压排序, 计算量较大, 同时, 随机投切增加了很多额外的开关动作, 导致器件开关频率较高且互不相等, 这不利于系统热设计和系统可靠性。文献[35-36]针对这些问题提出了一些改进的方法, 但是这些方法都不能同时解决器件开关频率高和计算量大的问题。
4 国内应用实例
基于模块化多电平变换器的直流输电线路在国内外得到了广泛的研究和推广, 尤其是2010年Trans Bay Cable Project成功运行之后。在国内, 也已经在建或者建成了几条基于模块化多电平的直流输电工程, 主要用于风电场并网、海上孤岛供电以及城市电网供电。
4.1 南汇风电场并网
上海南汇风电场是我国第一条基于模块化多电平变换器的柔性直流输电工程, 该工程于2010年7月开工建设, 2011年5月建成运行, 风电场共有11台1.5 MW风力发电机, 采用交直流输电并联运行的方式[37,38]。直流输电工程中共包括2个换流站, 即南风换流站和书柔换流站, 交流侧电压为35 k V, 直流侧电压为±30 k V, 总容量20 MVA, 传输距离8 km, 采用模块化多电平变换器作为换流阀, 每个桥臂含有56个子模块, 其中, 8个子模块为冗余子模块, 48个子模块为运行模块, 交流输出电压为49电平。
南汇风电场柔性直流输电示范工程是一条试验性工程线路, 主要用于风电场与主网并网的试验性研究, 并积累柔性直流输电技术在风电场并网、孤岛供电、柔性直流交直流并联运行、电网无功功率控制等方面的运行经验。该示范工程主要有两种运行方式, 第一种为STATCOM运行方式, 各端换流站通过控制各自的无功功率参与交流系统电压调节, 第二种为HVDC运行方式, 柔性直流输电工程与交流输电线路并列运行。
4.2 舟山多端柔性直流输电工程
舟山多端柔性直流输电工程是目前世界上在建的端数最多、容量最大的柔性直流输电工程之一[39], 该工程为5端系统, 新建了5座换流站, 各换流站分别位于舟山本岛 (定海) 、岱山岛、衢山岛、泗礁岛及洋山岛。工程总容量为1 000 MW, 其中定海换流站400 MW、岱山换流站300 MW、衢山换流站100 MW、泗礁换流站100 MW及洋山换流站100 MW。直流侧电压等级为±200 k V, 定海换流站和岱山换流站的交流侧接入220 k V交流电网, 其他3个换流站交流侧接入110 k V交流电网。各换流站之间采用电缆连接, 电缆总长140 km。
4.3 南澳多端柔性直流输电工程
南澳多端柔性直流输电示范工程是一个三端柔性直流输电工程, 3个换流站分别为金牛换流站 (送端) 、青澳换流站 (送端) 和塑城换流站 (受端) [40]。青澳和南亚风电场接入青澳换流站, 通过青澳-金牛的直流线路汇集至金牛换流站, 牛头岭和云澳风电场接入金牛换流站, 汇集至金牛换流站的电力通过直流架空线和电缆混合线路送出至大陆塑城换流站。工程总容量为200 MW, 直流侧电压等级为±160 k V。
4.4 大连跨海柔性直流输电工程
大连跨海柔性直流输电工程是目前世界上在建的容量最大电压等级最高的柔性直流输电工程之一, 主要用于大连城市地区供电, 根据大连地区电网的特点组网, 提高大连市区电网尤其是市区南部电网的供电可靠性[41]。当电网正常工作时, 柔性直流输电运行于两端有源工作方式, 当大连南部电网与主网相连的唯一的交流输电通道脱离时, 南部电网运行在孤岛方式, 紧靠直流输电通道供电, 此时柔性直流输电运行于无源工作方式。工程总容量1 000 MW, 直流电压等级±320 k V, 直流电缆总长54 km。模块化多电平换流阀的单个桥臂由441个子模块串联组成, 其中, 41个子模块为冗余子模块, 400个子模块为运行模块, 交流输出电压为401电平。
5 结束语
本研究介绍了MMC的拓扑结构及常用的几种子模块类型, 并分析了MMC的工作原理, 对比分析了MMC的各种调制方法, 经过解析, 指出了最近电平调制适用于多于20个子模块的场合, 载波移相调制和载波层叠调制不仅适用于大规模子模块场合, 也适用于子模块较少的场合, 然后对比分析了MMC的各种电容电压平衡算法, 电容电压排序算法适用于所有的调制方法, 电容电压闭环算法一般用于载波移相调制法。最后介绍了目前国内已经建成的和正在建设的4个基于MMC的柔性直流输电工程。
摘要：针对模块化多电平变换器 (MMC) 的各种子模块拓扑结构, 分析了其运行方式及特点, 通过解析的方法得到了其输出和环流等效电路, 并总结了各种子模块拓扑的应用场合。同时针对MMC不同的调制方法, 利用精确的解析表达式对其线性度、谐波特性进行了比较分析。针对MMC不同的电容电压平衡策略, 从系统成本、控制复杂度、系统损耗分布等方面进行了比较研究。介绍了国内已经建成的和正在建设的4条基于MMC的柔性直流输电工程, 比较了这4条线路的电压等级、系统容量以及运行特点。研究结果表明, 最近电平调制法简单、易实现, 一般结合排序算法实现电容电压平衡, 适用于子模块数较多的场合, 载波移相法的等效开关频率较高, 输出电压谐波小, 可以利用闭环算法或者排序算法实现电容电压平衡, 在子模块数较少时仍可适用。
关键词：模块化多电平变换器,直流输电,阶梯波调制,载波移相调制,电容电压平衡
模块化多电平变换器 篇2
2003年,R.Marquardt和A.Lesnicar提出了模块化多电平变换器(MMC)的概念,并介绍了这种变换器的基本工作原理[1,2],由于其具有模块化的结构设计,容易实现冗余等优点,非常适用于中高压应用领域。因而,这种变换器一经提出,便获得了广泛的重视,特别是在高压直流输电领域,研究十分广泛[3,4,5,6,7],在无功发生[8,9,10]、电机驱动[11]等领域也有应用。
文献[12-13]提出了一种最佳电平逼近调制策略,通过最佳电平逼近法产生了N+1电平(N为每个桥臂模块的数量)。文献[12,14-15]通过载波移相的策略实现了MMC的2 N+1电平输出,但其电容均压是通过为每个模块设计一个闭环控制器来实现,较为复杂。文献[16]则指出采用载波重叠的方法也可以产生2 N+1电平,但没有阐明产生的原因。文献[17]分析了输出2 N+1电平时,桥臂电感所受的影响,但没有研究电平产生和环流控制之间的关系。
模块电容均压的一般方法是在每个开关周期内,根据各个模块电容电压的大小,及桥臂电流的方向,来调整各个模块的开通和关断,从而保证各个模块电容电压的均衡[16],这种方法需要每个开关周期进行调整,比较复杂,文献[18]通过设置电压波动的上限和下限,牺牲均压精度的方法来减小算法的执行次数,但算法执行时间仍无法调整。
本文从电平产生和环流之间的关系出发,将MMC输出电平分为“基本电平”和“插入电平”,并由此提出了基本电平和全电平输出的概念,研究了全电平输出对系统环流以及桥臂电感电压的影响, 研究了电平产生、环流及电容电压控制的一般原理。 在此基础上,针对载波重叠脉宽调制(PWM)提出了一种基于PWM信号轮换的桥臂电容均压策略。实验研究证实了本文的结论及策略。
1 MMC拓扑结构及工作状态
MMC的拓扑结构图如图1所示,其每相有两个桥臂,每个桥臂由N个模块和一个电感组成,模块是一个半桥结构,上下开关管互补工作。如果每个模块电容具有相同的电压,从桥臂电平变化的角度来看,每个模块电容可以等效为一个电压源,显然,通过接入不同数量的模块就可以改变桥臂电平, 从而改变输出电平。
假设上下桥臂接入电平的数量分别为p和q, 则输出电压vuo可以表示为:
式中:vau和vub分别为u相上下桥臂电感电压。
对于iZu回路,根据回路方程有:
式中:vL=vau+vub为桥臂电感的电压和,其表达了环流iZu的变化。
显然,上下桥臂接入电压源数量(开通模块数量)之差决定了输出电压,之和会引起系统环流的变化。如果假设电压源V(模块电容的平均电压)的值为Vd/N,表1列出了当N=4时,系统所有状态。
注:表中第一列p+q表示上下桥臂开通模块数量之和;第二列p和第三列q分别表示上下桥臂开通模块的数量;第四列Lev表示上下桥臂模块开通数量之差,其值除以2即为输出电平;第五列LevDiff为加在电感两端的电平数量,其表征了环流的变化,显然当加在电感两端的电平不为0时,会产生额外的环流,如果控制不当,可能会引起系统的不稳定,如果加在电感两端的电平为0,不会产生额外的环流。
从表1可以看出,系统输出电平一共有9种(2 N+1种),绝大部分输出电平存在冗余,这为系统环流及电容电压的控制提供了很大的空间。表中红色部分的输出电平一共有5个(N +1个),这5种状态有一个共同点,即p+q=4,也就是说工作在这5种状态,上下桥臂开通模块数量之和等于N, 由于每个模块电容电压的平均值为Vd/N,因此加在电感上的额外电平为0,不会产生额外的环流,系统工作在这5种状态无疑是最为稳定可靠的,因此把这几种电平称为“基本电平”(basic level),“基本电平”在表中是关于0对称的,控制“基本电平”的输出,可以得到一个正负对称的阶梯波,把这种只输出 “基本电平”的调制策略称为“基本电平调制”策略, 显然“基本电平调制”策略是MMC最为稳定可靠的调制策略。
与“基本电平”状态输出电平不同的电平,本文称之为“插入电平”(inserted level),一共有N个,在表1中,这些电平被“插”在N+1个“基本电平”中间。如果一种调制策略在一个调制周期内产生这2 N+1种电平,则这种调制策略可以被称为“全电平调制”策略。
2全电平产生及环流和电容电压控制原理
上面的分析表明,如果系统处于“插入电平”状态,则上下桥臂开通的模块数量不等于N,即p+q≠N,这样子模块堆的电压和输入电压相差若干个电容电压,这一电压差会加在电感两端,从而造成额外的环流,如果控制不当会引起系统不稳定。 但如果能利用这些“插入电平”,从而构成“全电平” 输出,将使输出电平达到2 N+1个,会改善输出电压谐波质量。
分析表1可以发现,这些“插入电平”均具有冗余,且这些冗余状态中加在电感两端的电平数量(Diff_Lev)关于0对称,如果在一个给定的时间内, LevDiff=-1,而在下一个相同的时间内时LevDiff=1, 这样在电感中产生的平均电流等于0,从而保证了环流的稳定。这便是全电平产生的思想。图2所示表现了这种思想,在“插入电平”产生期间,用一个虚拟的PWM信号(即vPWM)去控制上下桥臂开通的数量,在vPWM高电平期间,在保证输出电平不变的前提下,使p+q=N+1,此时LevDiff=1,产生的额外环流iadd上升,在vPWM低电平期间,使p+q=N-1, 此时LevDiff=-1,额外环流iadd下降。显然如果模块电容电压相同,且vPWM的占空比为0.5,则iadd的平均值为0。在电流增大期间,iadd可以表示为:
式中:Lev为电感两端的电平数量LevDiff的绝对值;ton为vPWM的高电平持续时间。
式(3)表示了在产生全电平时,电感额外环流的波动,显然其和LevDiff及其持续时间ton呈正比,和桥臂电感L的大小成反比,如果需要产生全电平,则在设计电感时需要考虑iadd的波动。iadd的平均值可以表示为:
式中:D为vPWM的占空比;VC为模块电容电压。显然,通过控制D就可以控制i-add的大小,从而控制环流的大小。事实上,不仅是在产生“插入电平”时,需要图2所示的控制。在输出“基本电平”时,也可以通过图2所示的控制方法来控制环流,此时,式(3) 和式(4)仍然成立。
可见,环流的控制是通过调节上下桥臂开通模块电容电压之和与输入电压的差进行的。事实上, 环流的产生也是因为输入电压和上下桥臂开通模块电容电压之和间存在差值,这个差值通过桥臂电感和电阻形成环流。
如果D取一个固定值,并且大于0.5,那么i-add将大于0,输入电源将对模块电容充电,电容平均电压上升,这时式(4)需要修改为:
随着VC的增大,i-add逐渐减小,直至为0,此时VC将稳定不变为:
可见,控制D不仅可以控制环流,还可以控制模块电容平均电压的大小,这是MMC不同于其他逆变器的一个重要特点,即电容电压大小可以根据需要进行调节。值得注意的是,当正弦波幅值大于最大电平电压时,在输出最大和最小电平时,没有冗余的电平,无法进行环流控制,如果用式(6)来控制电容电压,稳态时相当于在上下桥臂注入了一个基波频率的脉冲波,由于上下桥臂的对称关系,相当于在直流回路中叠加了一个两倍基波频率的脉冲波, 从而引起偶次谐波环流。
图3所示为载波重叠PWM产生方法原理图。 图3中从上到下4个坐标系分别表示上桥臂PWM产生、下桥臂PWM产生、上下桥臂开通模块个数之差(决定输出电平的形式)以及上下桥臂开通模块个数之和(影响环流将要发生的变化)。 载波重叠PWM是用N个相同的载波重叠起来和调制信号进行比较,这样每个桥臂就有N个比较器,其输出控制N个桥臂模块,上下桥臂的调制波幅值相同, 相位相反,如果上下桥臂三角波的相位相反,则输出将产生N+1电平,如果上下桥臂三角波的相位相同,则输出将产生2 N+1电平。比较图3(a)和(b) 可知,全电平调制输出不仅输出电平比基本电平调制输出的电平数量多N个,而且在相同的载波频率下,输出的等效开关频率多出1倍,大大降低了输出谐波含量。但在全电平调制时,上下桥臂开通模块的数量并不总是等于N,这必然会造成环流的高频波动,给系统带来干扰和额外的环流损耗。图3(b) 的第4个坐标系中的波形反映了上下桥臂开通模块数量之和,可以发现,开通模块的数量在N±1之间波动,但平均起来等于N,这和图2所示的全电平产生原理是一致的。事实上,所有全电平调制策略都遵守图2所体现的思想。不仅如此,在进行环流控制时,也遵守这种虚拟PWM控制思想,且期望的环流可以用式(5)获得。这意味着,在使用快速环流控制策略时,加在电感两端的电平数量可能会大于1, 这样加在电感两端的高频方波电压会更高,从而对电感的设计提出了要求。
3电容均压策略
传统的均压算法需要在每个开关周期对电容电压进行排序,决定模块的开通与截止,每个开关周期,都会有均压需要而发生的开关动作,而这些开关动作不会对开关调制规律有任何贡献,显然其会增加系统损耗并加大死区效应。因此,尽可能减小均压算法执行而引起的开关动作次数十分必要。为此,针对载波重叠PWM调制策略,本文提出一种PWM信号轮换均压策略,以有效减小均压算法引起的开关动作。
图3为载波重叠PWM产生原理图,一个重叠的三角波和同一个正弦信号进行比较得出一个桥臂控制所需的4路PWM信号,系统有4个比较器,从上到下,其输出分别为inPWM1~inPWM4,这4个PWM信号就是桥臂模块开通与截止的基准控制信号。在一个调制波周期内,这4个PWM信号为“1” 的个数显然是不同的,inPWM1为“1”的个数最少, inPWM2次之,而inPWM4为“1”的个数最多。考虑到一般情况,如果一个桥臂有N个重叠的三角波,必然有N个比较器,N个PWM信号,在一个正弦波调制周期内,三角波载波电平最小的那路PWM信号,即inPWMn含“1”的个数最多,依次递减,到inPWM1,即三角波电平最大的那路PWM信号含“1”的个数最小。
用这N个PWM信号去控制桥臂的N个模块的开通与截止,PWM为“1”控制模块开通,模块电容被接入电路,并根据桥臂电流的方向进行充放电, PWM为“0”控制模块截止,模块电容被旁路,则保持其能量不变。可见,如果直接用这N个PWM信号去控制N个桥臂模块,必然会造成模块电容电压的不平衡。如果桥臂电流大于0,即流进电容,那么inPWMn控制的模块电容因充电时间最多,而电压增加最高,inPWM1控制的模块电容因充电时间最小而电压增加最小;反之,如果桥臂电流小于0,即流出电容,那么inPWMn控制的模块电压就会下降最多,inPWM1控制的模块电容电压下降最少。
如果改变inPWM1~inPWMn的控制对象,那么模块获得开通和截止的机会将会发生变化,如果模块电容容量相同,每个模块获得开通和截止的机会在一定时间内相同,那么在这个时间内,模块电容的平均电压是相同的。根据这一思想,可以得出一种PWM信号平均轮换的均压策略,其实现原理图如附录A图A1所示。
首先,测量出每个模块电容电压,并找出最大值和最小值,如果最大值和最小值的差小于期望的范围,则PWM信号连接状态保持不变,直接退出均压程序。如果最大值和最小值的差大于期望的范围, 则往下执行均压算法,首先判断桥臂电流i的方向, 如果i>0,说明模块电容处于充电状态,此时将电容电压按照降序排列,并按照电容电压所处队列的位置序号去控制所处模块对应的数据选择器。
图4所示为桥臂模块数量为4,i>0时的选择策略。
图4中有两个数据队列,一个是电容电压队列, 用于电容电压的排序,一个是信号选择队列,用于存储控制数据选择器输出的数字量,一个4路输入(0~3)一路输出的数据选择器的控制数字为0~3, 队列从上到下,里面存储的数字量依次控制数据选择器1~4的输出。信号选择队列中的数据和电容电压队列中电容电压的序号是关联的,图中电容电压按照降序排列,即VC2最大,VC4次之,VC3再次之, 而VC4最小,那么信号选择队列就按照电容电压所处的位置来决定对应的数据,控制数据选择器1~4的数字量依次为3,0,2,1,这样模块1~4所将连接的PWM信号分别为inPWM4,inPWM1, inPWM3,inPWM2,这样不同模块根据电容电压的不同获得不同的充电时间,从而使电容电压快速趋于一致。当i<0时,电容电压根据升序排列,而信号选择队列和电容电压队列的关联方式相同,这样使得电容电压最高的连接三角波电平最低的输出PWM信号,从而使其获得更多的放电时间,并且根据电容电压的减小,获得的放电时间依次减小。
执行该算法的时机可以任意选择,也不必在每个开关周期内进行,可以根据电容电压误差范围灵活选择均压算法的执行。
4实验及仿真结果
MMC一般用于中高压领域,模块数量较多,开关频率较低,一般不超过1kHz,但由于其输出电平多,因而输出谐波含量很低。为验证本文的结论及均压策略,搭建了一个低压实验平台,其桥臂模块数量为4,桥臂电感为2mH,模块电容为2 200μF,输入直流为560 V,交流输出负载为22 Ω 电阻和25mH电感的串联,为了获得理想的输出谐波含量,开关频率选为5 kHz。 控制系统以DSP+ FPGA为核心,DSP完成相应的控制算法,FPGA则完成PWM产生、电容电压测量等功能。模块电容测量方法为在模块中将电容电压转变为脉宽信号,通过光耦传递给控制器,由控制器的FPGA测量其脉宽,就可以算出模块电容电压。
附录A图A2所示为输出分别为N+1电平和2 N+1电平的输出电压,可以看出,2 N+1电平明显接近标准正弦波。从本文第2节的分析可以看出,产生2 N+1电平时,由于有额外的电平加在桥臂电感两端,这会带来环流的高频波动,附录A图A3所示为产生N+1电平和2 N+1电平的输出电流和环流波形,对比可以发现,输出电流的大小没有发生改变,环流的形状和大小也没有发生改变,但产生2 N+1电平时,环流的高频纹波明显加大,其幅值可以通过式(3)进行确定,这表明输出电平的变化,改变的是环流的高频分量和输出THD,对系统基波分量没有影响,因而在MMC的实际应用中,如果输出2 N+1电平,则需要考虑这一环流高频分量的影响。图5所示为上下桥臂电容电压波形图,设定允许误差为1V,可以发现,图中,桥臂的电容电压误差在控制范围内。
为了进一步验证均压策略的正确性,图6给出了一相上下桥臂所有模块电容电压的动态仿真波形,仿真参数和实验参数相同,轻载时负载阻值为220Ω,重载时负载阻值为22Ω,负载电感值不变。 系统在0.3s时刻和0.4s时刻发生了负载突变,可以发现电容电压的平均值略小于输入直流的1/4, 这是由于桥臂电阻、IGBT死区及饱和压降的影响造成的。在整个动态和稳态过程中,同一桥臂的电容电压基本相同,这显示了均压策略的有效性。由于上下桥臂电容电压交流成分基波方向相反,这造成负载由重突变为轻时(图中0.4s),上下桥臂电容平均电压平均值不相等,但都朝着期望的方向变化, 最终趋同。
5结语
本文研究了MMC多电平产生以及环流和电容电压控制的一般原理,根据电平产生过程中对桥臂电感电压的影响,将系统调制分为“基本电平调制” 和“全电平调制”,分别产生N+1电平和2 N+1电平,从理论上分析了全电平产生和环流及电容电压控制的相同本质,为MMC电平输出及环流和电容电压控制提供了理论基础。针对载波重叠PWM提出了基于PWM信号轮换的电容均压策略,该策略可以根据需要调整期执行周期,并通过设定允许误差来降低执行次数。
模块化多电平变换器 篇3
模块化多电平变换器 (MMC) 最早由德国学者A.Lesnicar与R.Marquardt提出[1], 随后德国西门子公司将其应用到了其高压直流输电工程Trans Bay Cable Project中并取得了巨大的成功[2]。相比传统直流输电系统使用的两电平与三电平变换器[3], MMC采用子模块级联的办法, 避免了开关管的直接串联, 提高了变换器的可靠性。此外, 其多电平的设计相对于两电平与三电平变换器具有开关损耗低、电压谐波含量小、电磁干扰低等诸多优势。另一方面, MMC高度模块化的结构特点使得其比传统的多电平变换器, 诸如中点箝位型 (NPC) 与飞跨电容型 (FC) 多电平变换器, 更容易进行电平数的扩展与冗余容错的设计。因此, 在高压大容量直流输电等领域内, MMC迅速成为了研究热点[4,5,6,7]。
子模块电路是MMC的基本单元。为了控制与扩展的方便, MMC子模块电路除了包括基本的主功率电路外, 还包括控制子模块完成各种功能的控制电路以及与上层控制器的通信单元。实际工程中的MMC系统往往包含有大量的子模块单元, 子模块的结构与功能特点直接决定了MMC控制与通信系统的设计。
文献[8-10]所采用的子模块设计方案不带控制器。在这种设计方案中, 为了完成子模块与上层控制器的通信, 需要设计较为复杂的电路对信号进行调理, 并且每个子模块完成与上层控制器的通信至少需要3根光纤, 这种设计方案灵活性低, 并且当子模块数量较多时也很不经济。此外, 上层控制器需要同时完成系统级的控制算法与模块级的控制算法, 负担很重, 往往需要功能强大且价格昂贵的控制器, 增加了系统设计的难度与成本。文献[11-14]提出了在模块中加入一个简单的控制芯片用于控制信号的简单处理, 该设计方案简化了控制信号的调理, 并把单个子模块的通信光纤数量减少为两根。但是该方案中子模块控制器参与调制, 需要为所有子模块控制器设计一套复杂的同步机制, 并且在加入了同步机制后各个子模块时钟依然存在时间差, 严重时会造成MMC输出电压波形畸变。文献[15-16]设计的子模块包含一块运算功能强大的FPGA芯片, 并且子模块不参与调制, 控制系统不需要为子模块控制器设计同步机制。但是具体的通信协议在这两篇文献中并未被提及。此外, 很多MMC控制方案需要子模块控制器完成子模块电容电压的控制[17,18,19], 这需要大规模的数据运算。而FPGA实质上由大量逻辑门阵列组成, 适合于处理逻辑运算, 在处理数据运算时程序复杂且并无优势, 因此该设计方案也不利于缩短开发时间。
针对现有MMC子模块设计方案的缺陷, 本研究提出了一种设计方案, 并给出了其与上层控制器之间详细的通信协议。所提的设计方案中子模块控制器采用TI公司的TMS320F28035, 该控制芯片功能强大, 可以处理大量数据的计算。子模块控制器将子模块电压采样值与子模块状态信息按通信协议编码上传至上层控制器;另一方面, 驱动信号由上层控制器产生, 无需设计同步机制。该方案还将上层控制器产生的驱动信号与其他命令通过光纤时分复用技术合并为一路信号发送至子模块控制器, 单个子模块完成与上层控制器之间的通信只需两根通信光纤。因此, 该方法相比于原有的设计方案, 既保留了它们的优势又规避了它们的缺陷。
1 模块化多电平变换器原理
MMC及其子模块的电路原理图如图1所示。N+1电平的MMC每个桥臂由N个结构完全相同的子模块电路组成。子模块由两个开关管组成半桥结构, 并与一个储能电容并联。与普通的两电平或者三电平变换器不同, MMC交流侧电感分成两个相等的部分接在单相电路桥臂中点两侧, 它们除了作为滤波电感外还起着抑制桥臂环流的作用。
为了将子模块不同的工作状态进行数学化处理, 定义开关函数:
假设MMC中各个子模块电压均相等, 为vc, 根据图1所示子模块具体结构, 可以得到关于开关函数的如下方程:
其中:x=a, b, c, 即各单相下标。
在MMC中, 同一时刻上、下桥臂投入的子模块数量总和为N, 即:
如图1所示, 根据KVL定理, 可以得到如下方程:
根据KCL定理, 则得到方程:
将式 (4) 中两公式相减并将式 (5) 代入其中整理得到
当MMC三相电路处于平衡状态, 在分析变换器基频特性时, 可以认为直流侧中点N与交流侧中性点O电势相同, 即vNO=0, 则式 (6) 可进一步简化为:
将式 (2, 3) 代入式 (7) , 则得到:
式 (8) 即为MMC交流侧方程, 可见MMC交流侧电压等于桥臂电压再叠加上一个与交流侧电流有关的正弦量。忽略上述交流量, 根据式 (8) 可以画出的多电平电压输出示意图如图2所示。由图2可见, MMC系统正是同过控制桥臂各个子模块的工作状态, 在交流侧实现了对正弦电压的逼近。
2 子模块的设计
上一节简要论述了MMC的原理, 通过各桥臂子模块工作状态的切换实现了MMC的多电平输出。因此, 子模块作为MMC的基本单元在整个MMC系统中的地位非常关键。优秀的设计方案不仅需要使子模块能够完成其应有的基本功能, 还应使其与上层控制器的通信得到简化, 从而方便MMC系统的扩展。
2.1 子模块的结构设计
子模块电路结构框图与信息流如图3所示, 根据子模块的功能要求可以将子模块电路划分成3个基本的组成部分, 即控制电路、开关电路以及储能电容。其中储能电容由一个或者多个电解电容串并联组成。开关电路有两种基本的结构:全桥型结构与半桥型结构。以全桥型结构为基础的子模块除了输出正电平与零电平外还可以输出负电平, 适合于柔性交流输电 (FACTS) 等应用场合。而在HVDC的应用场合中一般采用如图1所示的半桥结构。开关电路中还有一个重要的组成部分, 旁路开关。实际电路中旁路开关一般采用晶闸管。当子模块发生故障时, 旁路开关闭合, 故障子模块退出运行, 而不影响MMC其他子模块的正常工作。
控制电路是子模块的关键部分, 主要功能包括控制开关电路的开关动作, 采样储能电容的电压, 完成与上层控制器的通信。为了完成上述功能, 本研究所设计的控制电路主要包括控制器、采样电路、保护电路、驱动电路以及通信电路5个部分。控制电路的基本结构及其各部分之间的信息流如图3所示。
需要注意的是, 保护电路一方面可以接收来自控制器的保护命令, 向驱动电路发出封锁信号, 即为控制器保护 (软件保护) ;另一方面可以判断采样电路发送来的电压、电流信息并监控流过开关管的电流, 若超过门限值, 则向驱动电路发送封锁信号, 并产生故障事件发送给控制器, 同时通过自身的逻辑电路判断故障类型, 等待控制器查询, 即为硬件保护。这两套机制的组合使得子模块既能够迅速处理本地故障, 并将故障事件上报控制器, 又可以响应上层控制器发送的保护命令。
2.2 通信协议
如图3所示, 总结子模块与上层控制器之间所需传输的信息, 包括子模块的电压与状态信息, 上层控制器的驱动信号与命令。其中, 子模块状态信息又包括等待上层命令状态 (Waiting) 、正常工作 (Working) 、过压 (OV) 、过流 (OC) 、开关管S1保护 (Falut1) 、开关管S2保护 (Falut2) , 软件保护 (Sof Pro) ;上层控制器的命令包括保护命令、唤醒 (从保护或停机状态回到正常工作状态) 以及正常停机状态。为了提高子模块与上层控制器的可靠性, 通信电路采用光纤通信。若是上述所有不同的信号分别采用一根光纤进行传输, 则需要大量的光纤, 这使得通信系统变得非常复杂且不经济。
为解决上述问题, 需要将上述信号进行一定的整合。如图3所示, 本研究通过子模块控制器将子模块所有状态信息与采样电压编码为一路信号, 通过一根光纤上传给上层控制器;另一方面将上层控制器向下发送的所有信息也整合为一路信号, 通过另一根光纤发送给子模块, 由子模块控制器解析。这样, 子模块与上层控制器的通信只需要两根光纤。
子模块向上传送的信号采用SCI通信方式。子模块上传至上层控制器的信号定义如图4所示, 将子模块电压与状态信息编码为两帧数据, 一共包括12位的电压信息与4位状态信息。其中第1帧低4位为状态信息, 其具体数值代表的意义已在图4中作了定义, 第一帧高4位为电压信息的低4位。第二帧数据则是电压信息的高8位。
将状态信息放在第一帧的低4位的原因是, 串行通信技术中处于低位的信息首先传输。这样上层控制器可以首先获得对实时性要求更高的状态信息, 从而加快系统对子模块故障的响应速度。
上层控制器向子模块发送的驱动与命令信号均对实时性要求较高, 不能采用SCI通信。本研究采用光纤时分复用技术直接传递脉冲。首先, 驱动信号本身即是一组连续脉冲, 命名为驱动脉冲;其次, 将保护命令也调制为一组连续脉冲, 为了与开关脉冲相区分, 其频率设定远高于驱动脉冲, 即“高频脉冲”;由于子模块在正常停机与收到上层保护命令时的响应方式是相同的, 本研究将正常停机命令与保护命令合二为一;最后, 将唤醒命令定义为一组“低频脉冲”, 其频率低于驱动脉冲。
上层向下发送脉冲信号的时序如图5所示, 大致的工作原理是:
(1) t1时刻之前系统正常工作, 上层控制器向下发送正常的驱动脉冲。子模块控制器将一路驱动脉冲调制为带死区的两路驱动信号发送给驱动电路。
(2) t1时刻上层控制器向下发送高频脉冲, t2时刻子模块控制器检测到连续4个高频跳变沿, 确认收到保护或者停机指令, 将驱动信号闭锁。通过检测连续4个跳变沿的机制可以排除因偶然的孤立高频脉冲所造成的误保护。
(3) t3时刻上层控制器向下发送低频脉冲, t4时刻子模块控制器检测到连续2个低频脉冲上升沿, 确认唤醒, 解除对驱动电路的封锁。此时, 上层控制器还不会立即发送驱动脉冲, 直到t5时刻检测到子模块反馈的状态信息, 上层控制器才会发送驱动脉冲使系统重新进入正常工作状态。
2.3 控制器功能设计与实现
控制器是子模块控制电路的核心, 其主要任务是根据2.2节所提出的通信协议, 解析上层控制器的驱动与状态指令, 控制驱动电路与保护电路完成相关工作;同时, 编码采样电路的电压信息与保护电路的故障信息并上报给上层控制器。该设计方案子模块控制器采用一块TI公司生产的TMS320F28035数字信号处理 (DSP) 芯片, 该芯片带有增强捕捉 (e CAP) 单元, 可以有效捕捉上升沿与下降沿事件并精确的算出脉宽时间, 非常适合应用于2.2节所提的通信协议中实现对不同频率脉冲的识别。
根据对子模块控制器的功能要求, 笔者在DSP上编写的程序的流程图如图6、图7所示。其中, DSP主程序流程图如图6所示, 它主要完成控制器的初始化与工作状态的判定, 向上层控制器发送子模块电压与状态信息。e CAP中断程序流程如图7所示, 该程序由脉冲边沿触发, 主要完成解析上层控制器信号, 以产生驱动信号、保护信号等。
3 实验
按照所提出的设计方案, 本研究实际搭建的子模块电路如图8所示, 该子模块最大可处理功率为5 k W。实验中测试了子模块驱动信号的产生, 保护命令的执行以及向上发送信息等功能。此外, 本研究在一台以该子模块为基础搭建的9电平MMC样机上验证了子模块设计方案的可行性。
(1) —控制器; (2) —保护电路; (3) —驱动电路; (4) —电流采样; (5) —电压采样; (6) —通信电路; (7) —开关电路; (8) —储能电容
实验中相关的设定包括: (1) 驱动信号的开关周期为1 050 Hz, 其脉宽按50 Hz正弦规律变化; (2) 子模块两个开关管之间的死区时间为3μs; (3) 高频脉冲频率为750 k Hz, 上升沿与下降沿均作为有效触发事件; (4) 低频脉冲频率为333 Hz, 上升沿作为有效触发事件; (5) 直流侧电压为200 V; (6) 门极封锁信号在子模块控制器由正常工作转为保护时由低电平变为高电平, 唤醒后由高电平变为低电平; (7) 通信波特率为625 Kbps。
子模块控制器接收到上层控制器驱动信号并产生两路门极信号的实验波形如图9所示。
子模块对上层控制器所发送的高频脉冲响应的实验波形如图10所示。与图5中的理论情况不同的是, 子模块并不能立即响应高频脉冲, 其延时Δt=21.3μs, 这是因为当上层控制器向下发送高频脉冲时, 子模块控制器必须先处理完当前的中断程序才能响应高频跳变沿。这一实验结果也表明, 上层控制器的软件保护实时性较差, 不能代替子模块的硬件保护;其意义主要是:MMC系统有子模块发生故障时对非故障子模块进行保护性停机。
子模块对唤醒命令的响应的实验波形如图11所示, 可见其与图5中的理论情形基本一致。这是由于“低频脉冲”本身频率较低, 延时时间对唤醒过程的影响比较微小。
子模块向上层控制器所发送的信息的实验波形如图12所示。实际中, SCI通信方式每一帧数据除了8位数值之外还包括一个起始位、一个地址位、一个奇偶检验位以及一个停止位, 处于低位的信息首先发送。子模块电压采样电路采样比为2.55×10-3, ADC转换的比例为4 096/3.3, 因此控制器中采样电压数值与实际电压值之比为3.165∶1。由图12可见, 子模块正常工作与软件保护时向上层发送的状态信息分别为B0010与B1011, 这与图4中的定义是相一致的。正常工作时电压值为B01001000, 即72, 换算成实际电压为22.75 V;直流母线电压为200 V时, 9电平MMC子模块电容电压理论值为25 V, 因此采样电压值与实际相符。
(1) (7) —起始位; (2) —子模块状态信息; (3) —采样电压低4位; (4) (9) —地址为; (5) (10) —校验位; (6) (11) —停止位; (8) —采样电压高8位
最后, 为了验证子模块设计方案的有效性, 本研究给出的9电平MMC交流侧电压的实验波形如图13所示。与图2相比较可见, 实验波形与理论波形相一致。
4 结束语
本研究提出了一种MMC子模块设计方案及其与上层控制器的通信协议, 并对所提出的设计方案进行了实验验证。实验结果表明, 笔者所设计的子模块功能完善, 工作可靠。两根光纤的构架简化了MMC通信的设计, 子模块控制器的加入使得MMC控制系统的设计更加灵活, 增强了其可扩展性。
下一阶段, 笔者将继续通过实验以获得关于该设计方案的各方面资料。通过分析实验数据, 评价该设计方案的优劣, 以作出进一步的改进。
本文引用格式:
谢瑞, 周志超, 钱锋, 等.模块化多电平变换器基本单元的设计与优化[J].机电工程, 2014, 31 (9) :1206-1212.
XIE Rui, ZHOU Zhi-chao, QIAN Feng, et al.Design and optimization of the basic unit of modular multilevel converter[J].Journal of Mechanical&Electrical Engineering, 2014, 31 (9) :1206-1212.
摘要：针对现有的模块化多电平变换器基本单元的设计方案所存在的通信机构复杂, 可靠性低的问题, 对子模块的结构设计、通信设计及优化等问题进行了研究, 在此基础上提出了一种新的子模块设计方案, 同时给出了其与上层控制器的通信协议。该通信协议利用两根光纤完成子模块与上层控制器的信息交互, 其中子模块的电压与状态信息通过串行通讯方式上传给上层控制器, 而由上层控制器所产生的驱动与保护命令等信号通过光纤时分复用技术发送至子模块, 由子模块进行解析并完成相关任务。研究结果表明, 所提出的设计方案能够可靠地完成子模块与上层控制器之间的通信, 所用光纤减少为2根, 简化了其与上层控制器之间通信机构的设计, 同时提高了模块化多电平变换器系统的可靠性。
模块化多电平变换器 篇4
关键词：模块化多电平变换器,参考电压分解SVPWM,电容电压平衡,5电平,现场可编程门阵列
1 引言
能源短缺和环境污染是人类当前面临的共同的世界性难题。20世纪70年代以来两次世界性的能源危机以及当前环境问题的严重性,引起世界各国对节能技术的广泛关注。目前,高压大容量电力电子变换技术[1]的进一步延伸可成为我国新的生产力和经济增长点,其发展前景与计算机信息产业、通讯行业并驾齐驱,具有巨大的市场前景[2]。传统的电压型多电平变换器拓扑结构一般分为二极管钳位型、电容钳位型以及H桥级联型[3,4]。二极管钳位型多电平变换器需要大量的二极管,并且可能需要承受不同的反压,开关器件所需额定电流也不同,还存在着电容均压问题;电容钳位型多电平变换器需要大量的钳位电容以及在运行过程中必须严格控制悬浮电容电压的平衡以保证逆变器的运行安全;H桥级联型变换器输出电压等级越高,串联功率单元数也越多,所需的移相隔离变压器体积大、接线复杂,这使制造成本、难度增加。
MMC[5]具备级联式变流器的特点,直流侧采用相互分立的直流电源,通过电压叠加输出高电压,输出电压谐波含量少,无需变压器和滤波器,其采用常规低压IGBT器件,可靠性高,各个功率单元和驱动电路结构完全相同,可以互换,使得变频调速系统易于检修和维护,利于工程上使用,容易实现多电平数目和模块化设计[6,7,8],与H桥级联型变换器相比,不需要移相变压器,节省了制造成本和系统空间。
模块化多电平变换器对高压直流输电(HVDC)[9],柔性交流输电系统(FACTS)技术、静态无功补偿(STATCOM)[10]以及中高压传动有重要的意义。但是MMC相关的技术出现比较晚,其调制策略、电容电压平衡控制仍在研究中。
2 MMC工作原理
图1为三相MMC的拓扑结构,每相MMC上、下桥臂各由n个模块和一个限流电抗器组成,Udc为直流侧输入电压,uA,uB,uC分别为交流侧输出电压[11]。
图2为每个子模块的结构图,由2个IGBT和1个电容组成。每个模块工作在2种模式,当V1开通,V2关断时,子模块的输出电压为其直流侧UC;当V1关断,V2开通时,子模块的输出电压为零。通过控制V1,V2的开通与关断,使得每个模块的输出电压在0和UC之间变化。根据实际情况,选择每个桥臂串入的子模块数,即可获得所需的电平数。
3 MMC调制算法与控制策略
多电平变换器的PWM控制方法主要有2类:载波调制法和空间电压矢量调制(SVPWM)法。载波调制法又有载波移相法(phase shifted carrier PWM)和载波层叠法(carrier disposition PWM)之分,多电平空间矢量调制法也有不同的实现途径[11,12,13]。同时,在这2类PWM控制方法下面,对于不同的拓扑结构和要求,又派生出多种多电平PWM控制策略。
SVPWM控制具有数字实现简单快速的特点,但当电平数目较多时,算法复杂度也随之增加。由于普通两电平SVPWM计算方法比较简单,如果将多电平空间矢量分解为若干个两电平的空间矢量的组合,可使PWM计算大为简化。在多电平空间矢量图中,将参考电压矢量分解成为基矢量和两电平分矢量,然后用类似两电平空间矢量的方法确定构成小三角3个顶点的基本矢量,以及计算对应的作用时间。通过归纳多电平空间矢量分布规律,可以快速地找出所有的冗余开关状态,进而优化输出开关状态组合。
本文以5电平为例,分析基于参考电压分解的电压空间矢量调制方法。图3为5电平的空间矢量图,分为6个扇区,每个扇区中分为16个小扇区。该矢量图中有61个基本矢量,125个开关状态。
3.1 矢量作用时间的计算
根据伏秒平衡的原则,3个基本矢量合成参考电压矢量满足
Vref·Ts=V1·T1+V2·T2+V3·T3 (1)
式中:Ts为采样周期;T1,T2,T3分别为对应矢量的作用时间。
如图3a所示将参考电压矢量Vref分解成为基矢量Vbase和两电平分矢量Vr,即Vref=Vr+Vbase。每个两电平分矢量又可在以基矢量顶点为中点的小六边形中分解成两电平基本矢量Vr1和Vr2,如图4所示。
在两电平空间矢量图中,参考电压空间矢量可表示为
Vr·Ts=Vr1·T1+Vr2·T2+Vr0·T0 (2)
考虑Vr=Vref-Vbase,得:
Vref·Ts=(Vr1+Vbase)·T1+(Vr2+Vbase)·T2+
Vbase·T0 (3)
对比式(1),可得5电平电压基本矢量表达式为
可得作用时间
其中
式中:Ts为采样周期;k为对应扇区;Urd为小六边形对应的直流侧电压,Urd=Udc/4。
3.2 空间矢量位置选择
参考电压矢量vref扇区的确定可直接由两电平类似得到,对于其在每个扇区的具体位置,由下式可得:
式中:tpn(n=1, 2,…,11)为小扇区选择的限制条件;ang为参考电压矢量旋转角度;S为参考矢量对应的扇区位置。
表1为每个扇区内小扇区选择表。
对于多电平变换器而言,其输出电压的谐波含量相对于两电平和三电平较小,如何降低开关频率是一个主要问题。本文在不改变硬件的基础上,通过选择空间矢量图中的冗余开关状态来降低变换器的开关频率。由图3a中的空间矢量图可知,1,2扇区每个基本矢量中都存在C相输出为0的开关状态,以此类推,3,4扇区每个基本矢量存在A相输出为0的开关状态,5,6扇区每个基本矢量存在B相输出为0的开关状态。在矢量冗余状态选择时,分别选择这些开关状态,确保每个扇区中始终有一相开关状态保持为0,这样参考矢量每旋转一周,各相有1/3周期处于不调制状态,进而可以降低1/3的开关频率。以第1扇区10区为例,选择300,400,410这3个开关状态,采用5段式原则,则其开关状态序列为300-400-410-400-300,如图5所示。
4 模块电容电压平衡控制
由图2可知,每个模块都包括1个电容,在逆变时相当于1个分立的直流电源,由于各个模块电容参与输出的时间不同,随着电流对各级电容的充放电,则这些电容在工作中的电压会出现不平衡[14]。为此可采用以下几个措施[15]:
1)在每相上下桥臂各增加1个限流电抗器,在模块切换时,起到电流缓冲作用,减慢电容充放电的时间;
2)每相桥臂始终保持有n个模块投切到工作中,每个开关管的耐压值为Udc/n。
以上2个方法对于控制电容电压平衡显然还不够,当采用电压空间矢量进行调制时,可以根据每相桥臂输出状态确定每相上下桥臂中需要投切的模块数量,同时依据每个模块电容电压排序以及电流方向确定各个模块投切的状态。对于5电平变换器,每相上下桥臂各有4个模块,当A相上桥臂电流大于0时,各个模块电容电压从小到大排序,假设一个开关周期中上桥臂需要投入M个模块,则取前M个模块投入桥臂中,对电压小的电容进行充电;当电流小于0时,各个模块电容电压从大到小排序,取前M个模块投入桥臂,对电压大的电容进行放电。最终保持每个电容电压为Udc/4,其中前M-1个模块始终保持投入桥臂,第M个模块工作在PWM模式。
5 基于FPGA算法实现
随着电平数量的增多,其空间矢量成指数增长,SVPWM的控制越来越难以实现,考虑到脉冲数量的增加,以及采用DSP产生PWM信号占用了大量的CPU资源,且实时性也不好,本文使用FPGA直接产生SVPWM信号。
在进行算法实现时,输入参考电压可直接由FPGA产生。本文首先在FPGA中模拟直接数字频率合成器(direct digital synthesis,DDS),并利用Matlab产生ROM初始化文件,通过查表法来实现vα,vβ信号,如图6所示为采用Modelsim仿真出来的输入信号波形,其中vα采用模拟量表示,vβ采用数字量表示。
表1给出了每个扇区内小扇区的位置判断条件,考虑FPGA中难以实现三角函数运算,依据给定参考电压本文提出一种新的判断小扇区位置方法。
以第2扇区为例,如图7所示,vα,vβ分别向60°和150°边界线投影,则60°和150°边界线上电压分量大小为
将式(7)中v60,v150分别替代式(6)中的tp1和tp即可。其他扇区的方法类似,不再逐一叙述。
6 仿真与实验分析
6.1 仿真验证
根据上述控制策略,在Simulink中搭建了5电平的MMC模型,每相上下桥臂各有4个子模块,仿真参数为:母线电压Udc=1 000 V,限流电感L0=0.1 mH,模块电容CN=1 000 μF,负载电阻RD=200 Ω,负载电感LD=200 mH。
图8为5电平Matlab/Simulink仿真波形,由于在SVPWM算法中以降低开关频率为准则,采用5段式进行调制,选择了特定的开关状态,使开关频率降低了1/3,但却造成了调制波不对称,输出电压谐波含量增大,其调制波如图8c所示。
图9a为未加平衡控制时,某一模块电容电压波形,可以看出该电压不断增大,失去平衡;图9b为加入平衡控制时,电容电压波形,其波动范围小于0.08%,符合控制要求。
6.2 实验验证
实验采用Xilinx XC3S400型号的FPGA完成,Modelsim中A相16路脉冲波形如图10所示。图11a为基于FPGA实验平台5电平线电压波形,图11b为MMC退化为4电平时线电压波形,图11c为MMC退化为三电平时线电压波形。
7 结论
本文以模块化多电平变换器(MMC)为研究对象,针对其调制算法、电容电压平衡控制进行了分析和研究:
1)采用基于参考电压分解的SVPWM调制算法,以降低开关频率为原则,选择相应的冗余开关状态,使开关频率降低了1/3;
2)由于MMC是通过多组相互分立的直流源获得基本电平,故电容电压的平衡控制十分重要。本文通过动态选择投入桥臂的子模块,实现了直流侧电容电压的平衡控制,电压波动范围小于0.08%,达到很好的控制性能。但此方法需要较多的电压、电流传感器来检测电容电压和桥臂电流,增加了系统的设计成本;
3)对于多电平变换器而言,调制算法复杂,且需要较多的脉冲,采用FPGA实现SVPWM算法,既避免了占用DSP大量的资源,又提高了数据的处理速度。同时针对FPGA难以实现三角函数运算,本文提出一种新的方法进行扇区选择。
模块化多电平变换器 篇5
近年来,矿石能源日趋耗竭,为了节约能源和减少碳排放,寻求清洁的替代能源已是全球重要课题[1]在众多可再生能源中,风能和太阳能已被广泛利用且各种适用于可再生能源变换的电力电子接口拓扑相继被提出,其中多电平变换器技术为大功率可再生能源变换提供了优异的解决方案[2]。 在众多的多电平拓扑中,功率单元的模块化逐渐成为主流选择之一。 模块化多电平变换器MMC(Modular Multileve Converter)不仅具有模块集成度高、易于扩展和制造成本较低等优点,而且双星形拓扑结构[3]所构造的公共直流母线使之更加适合于直流-交流的双向可再生能源转换和柔性直流输电应用,因而受到工业和学术界的广泛关注[3-6]。
在当前功率半导体制造工艺无法进一步提高的背景下,为了实现具有优化输出谐波特性和低开关损耗的大容量电力电子变换系统,采用阶梯波调制的MMC控制方法越来越具有吸引力。 阶梯波调制方法应用的最大难点是关于开关角的非线性超越方程组的求解,通常采用数值迭代方法,如牛顿迭代法[7]然而由于牛顿迭代法所固有的局部收敛性[8],对初值的选取有着苛刻的要求,此外开关角方程组在某些调制比区间不存在实数根,进一步增加了求解的难度。
文献[9]给出迭代初值的期望线性计算公式,涉及的计算量很小,缺点是个别开关角初值的误差较大,影响了收敛速度;文献[10]根据开关角的精确解在较宽调制比范围内连续变化的特点,推导出由特定调制比的开关角的精确解到全调制比范围的近似解的算法;文献[11]根据等面积原理计算开关角初值;文献[12]从简化运算量角度入手,提出了一种基于倍角余弦公式的多项式等效方法,将牛顿迭代法运算所需的Jacobi矩阵的元素由三角函数型转化为幂函数型,提高了计算效率;文献[13]采用粒子群优化PSO(Particle Swarm Optimization)算法直接计算开关角,以非线性优化算法取代传统数值迭代法,但是存在收敛速度慢的劣势,并且无法避免早熟收敛尽管各种智能算法不断地被应用到开关角方程组的求解中,算法收敛性、稳定性及复杂程度限制了它们的推广。
针对上述问题,本文整合PSO算法的全局优化特性和牛顿迭代法在精确解附近收敛性好的优点,提出一种基于PSO算法的随机搜索算法,来选择优化的阶梯波调制的开关角迭代初值,保证了牛顿迭代法的快速收敛性;利用电容电压排序平衡算法,可以使MMC工作在较低的开关频率下的同时,实现子模块SM(Sub-Module)电压均衡。 最后通过算例仿真和样机实验证实了本文所提出MMC阶梯波调制方案的正确性和有效性。
1 MMC阶梯波调制原理
1.1 阶梯波调制策略
MMC的基本单元,即SM,是带有直流电容的单相半桥逆变器,如图1 所示。 任意SM的上开关管导通、下开关管关断时,该模块为投入状态;上开关管关断、下开关管导通时,为旁路状态。 若干个SM串联成为桥臂,整个三相MMC系统包含6 个桥臂,总共6 n个SM。 环流抑制电感L也是MMC中不可缺少的元件。
为了抑制MMC中的环流,在任意时刻某一相仅有n个电容处于活跃状态,即电容处于桥臂电流对其进行充放电的状态。 SM投入个数必须满足如下条件:Nupper+ Nlower= n。 其中,Nupper为上桥臂中投入SM的个数,Nlower为下桥臂中投入SM的个数,这样可以获得相应的整个基频周期内的各个SM的开关序列。符合上述的SM投切规则,即为N + 1 电平调制模式[6],相比较于2N+1 电平调制,其环流小于后者,有利于降低开关损耗和实现电容电压均衡。 N+1 电平调制模式下,SM个数n与开关角个数s之间满足如下的关系:n=2s。
图2 所示为单相五电平MMC(n = 4)阶梯波调制示意图,其中PWM1、PWM2、…、PWM8 表示u相桥臂从上至下8 个SM的开关信号,上、下桥臂相应的模块开关信号互补,例如(PWM1,PWM5)、(PWM2,PWM6)、 … 、 (PWMx,PWMx + n) 构成互补开关信号组合,这里x满足:1≤x≤n。 阴影区域表示此SM被投入;非阴影区域表示此SM被旁路。
图2 所示的阶梯波调制相电压uuo可由傅里叶级数得到如下的表达式[14]:
其中,am和bm均为傅里叶系数。 由于阶梯波输出波形的奇函数性质和1 / 4 周期对称性,式(1)可以简化为:
则相电压uuo的详细表达式如下:
其中,Udc为子模块电容电压理论值;三角余弦函数的符号由该开关角θs所对应的电平跳沿决定,上跳沿取+,下跳沿取-;所有开关角满足式(4)的条件。
在单相系统中,m取奇数,最高可以消除2s-1次以内的谐波;如果是三相系统,m取不能被3整除的奇数,最高可以消除3s-2次(s为奇数)或3s-1次(s为偶数)以内的谐波。后文的算例仿真和实验设计都是针对三相五电平MMC系统,因此假设n=4,则开关角个数s为2,可消除偶数次、3和3的倍数次以及5次谐波。若定义U1为期望输出相电压uuo的基波幅值,Mi为逆变器的调制比,则有如下的关系:
由式(3)和(5)可以得到如下开关角方程组:
开关角方程组左侧的函数向量可以用列向量ζ (θ1,θ2, … ,θs) 或 ζ (θ) 表示, 右侧的常数向量记为ψ,则式(6)可以改写为:
1.2 电容电压平衡控制
尽管图2给出了MMC理想状态的SM开关序列,但是桥臂电流的直流分量和2倍频分量的存在[15],使得SM电容在任意的工频周期内充放电的电荷不相等,因此若MMC以固定的如图2所示的开关序列运行时,必然不能保证SM电容电压的均衡。
目前比较有效的解决方法是文献[16]所设计的以电容电压的排序来选择SM导通的冗余选择方法。 该方法的本质思想就是确保电压越高的SM被放电的几率越大,同时电压越低的SM被充电的几率越大,最终达到所有SM充放电均衡的状态。 图3(a)以单相系统为例给出了排序算法的工作原理图,具体可简化为3 个步骤。
a. 采样:在每个排序控制周期Ts的起始时刻,所有电压和电流检测值被数字信号处理器(DSP)采样和保持,以离散化的数据储存到DSP的内存空间中。
b. 排序:根据桥臂电流的符号选择是升序或者降序排列,并存储每个SM排序后的序号。
c. 比较输出:在排序控制周期的结束时刻,将给定调制比Mi经离线查表和映射得到的当前所需投入SM数Nupper以及Nlower,与步骤b各个SM排序后的序号分别进行比较,得到的布尔型逻辑信号作为PWM驱动脉冲。 这里的定时比较器外部时钟与排序控制时钟保持同步。
排序算法的时间序列示意图如图3(b)所示,排序控制频率fs(= 1 / Ts)为400 Hz,则每个工频周期执行8(=400 / 50)次排序算法。 理论上, fs越高则平衡控制效果越好,但是fs不能无限度地提高,这是因为:一方面, fs与DSP程序复杂程度有关,特别是当MMC的SM数目达到数百的量级,DSP需要较长时间才能完成一次排序;另一方面,每个排序控制周期内,所有SM都有可能动作1 次, fs很大程度上决定了MMC的实际开关频率。
2 开关角优化计算方法
2.1 PSO算法
求解式(6)所示的开关角方程组时,研究者们不断尝试引入各种非线性数值迭代优化算法。 PSO算法是一种基于群体智能的搜索算法[17],其运算具有简单以及全局最优化的特点,可以解决连续非线性问题。 在限定范围内以PSO算法可以得到良好的效果并得到最优化的解,在各种最优化问题中有着广泛的应用前景[13，18]。
在PSO算法中,搜寻问题空间中的每一个粒子都代表着最优化问题的一个解。 每一个粒子目前的位置以 θ(i,j)表示,其中i表示第i个粒子,j表示粒子迭代的次数;而粒子的移动速度则由v(i, j)来表示。 每个粒子每一次运算之后都会有一个适应度,而每一个粒子都会知道自己目前的最佳位置的适应度,称之为粒子最优解(Pbest)。 在此同时每一个粒子也会知道群体中目前的最佳解和最佳位置,称为群体最佳解(Gbest)。 各粒子在问题空间移动搜索,以事先设定的适应度函数计算出粒子群中各个粒子的适应度来评估这些粒子的价值。 所有粒子再经过依据群体最佳解Gbest、粒子本身最优解Pbest,粒子当前位置 θ(i,j)和移动速度v(i,j) 4 个向量而计算出粒子的下一迭代位置,持续一段时间后,促使粒子朝向最好的适应度位置移动。 本文采用最常用的最大速度法[18]作为粒子的速度及位置更新法则。 在最大速度法中,速度及位置的更新方式如式(8)及式(9)所示,Vmax为最大限制速度,C1、C2是相关系数,rand()是介于0 和1 之间的随机数。
其中,如果v(i,j)>Vmax,则取v(i,j)=Vmax;同理,如果v(i,j)<-Vmax,则取v(i,j)=-Vmax。
2.2 开关角计算
由于牛顿迭代法的固有特点,开关角的初值需要满足如式(10)所示的条件,以确保快速收敛,其中e为收敛容限。
本文提出一种基于PSO算法的开关角方程迭代初值搜索策略如图4 所示。 根据前文的描述,开关角初值优化问题描述如下:随机得到的任意一组开关角向量均视为一个粒子,粒子在向量空间搜索过程中,满足式(10)的位置即为群体最优解。 因此构造关于开关角的适应度函数(即优化目标函数)如下:
以每个粒子目前位置 θ(i,j)的适应度与其本身粒子最佳位置Pbest的适应度作比较。 如果目前位置θ(i, j)的适应度优于Pbest的适应度,则将目前较好的适应度位置 θ(i,j)取代既有的Pbest,反之,则不取代。如果更新过后的Pbest也优于现在群体最佳位置Gbest的适应度,则将更新过后的Pbest取代Gbest,反之,则不取代。 比较完所有粒子的适应度后,分别根据式(8)及式(9)更新各粒子的移动速度及位置。
以上算法得到优化的开关角初值向量记为 θ(0),将其代入式(12)给出的牛顿迭代公式中,可以快速收敛到精确解。
其中,J(θ)为开关角函数 ζ(θ)的Jacobi矩阵函数,上标k表示牛顿迭代过程的次数。
图5 以调制比Mi= 0.8 为例,给出了未经优化和优化后的开关角初值代入牛顿迭代法后的迭代效率对比。 图5(a)为3 次随机得到的开关角初值的迭代过程(分别用Ⅰ、Ⅱ、Ⅲ标示);图5(b)为本文采用的PSO算法优化后得到的3 组不同开关角初值的迭代过程。 显然,经过优化的开关角初值已经很接近于精确解,因而迭代效率远高于未优化的开关角。 图6所示为最终计算得到完整的调制比Mi所对应的开关角变化趋势示意图。
3 仿真及实验验证
3.1 算例仿真
为了验证所提开关角优化算法的正确性和与其配合的SM电压排序均衡控制策略的有效性,采用MATLAB / Simulink软件对MMC系统进行数值仿真,使用不同的排序控制频率进行对比。 仿真所用的主电路参数如下:额定功率为4.5 k W,直流母线电压为200 V,直流环节电容为4700 μF,SM电容为2 200 μF,SM个数n为4,环流限制电感为0.32 m H基波频率为50 Hz。
图7 是排序控制频率fs为50 Hz工况下MMC系统SM电容电压波形。 由图7 可见,应用N + 1 电平调制模式时,上、下桥臂的SM电容电压波动情况近似一致;当采样频率为基波频率时,排序算法的电容电压纹波较大。
图8 是fs为200 Hz工况下MMC系统SM电容电压波形。 对比图7 和图8 可以看出,提高排序控制频率fs可以改善电容电压的不平衡度。
图9 是fs为200 Hz工况、调制比为1 时的MMC的满载输出电压波形,其中图9(a)、图9(b)分别为相电压uuo、线电压uuv的输出波形及其频谱分析相、线电压总谐波畸变率(THD)分别为19.35 %14.67 %。 频谱分析显示线电压中仅含有7、11 等低次谐波。
3.2 实验验证
实验样机以d SPACE半实物仿真控制板DS1103为控制平台,主功率开关采用IXYS公司IXFH70N20型MOSFET分立器件。 直流母线电压由可调节大功率直流稳压电源提供,电源的输出外接2 个串联支撑电容以提供单相电路的中性点,三相电阻负载采用星形接法。 实验所使用的电路参数与仿真完全相同。 下文的实验波形中,图10 是在满载条件下测得;图11 和图12 均是在空载条件下获取,且排序控制频率取200 Hz。
图10 给出了不同排序控制频率的u相上桥臂SM电容电压波动情况。 需要说明的是,图10 所获得的波形是经多次重复实验(对同一工况)得到的。图10(a)是fs为基波频率(50 Hz)时的实验结果,可看出此时电压平衡调节过程较长,甚至会出现短暂振荡的现象;图10(b)是fs为4 倍基波频率(200 Hz)时的实验结果,可以看出平衡效果有显著改善,达到正常运行的要求。 由于观测通道有限,仅给出u相上桥臂的电压波形,包括u相下桥臂在内的所有其他位置的电容电压波动情况与图10 相似,限于篇幅不再赘述。
图11 所示为阶梯波调制MMC在调制比Mi等于1 时输出电压波形,其中图11(a)和图11(b)分别为MMC输出相电压和线电压波形。
图12 所示为调制比Mi等于1 时,三相逆变器相电压和线电压频谱分析。 由图12(a)可见,相电压中不再有5 次谐波,但是有3、7、9、11 次等奇次谐波;在图12(b)中,线电压中的3 以及3 的倍数次谐波不再存在,低次谐波仅剩下7、11 次谐波。 频谱分析的结果与前文的理论分析吻合。
4 结论
模块化多电平变换器 篇6
随着电力电子技术的不断创新和发展,多电平变换器在高压大功率静止无功补偿器(STATCOM) 中的应用越来越广泛[1,2,3,4],和传统的两电平逆变器相比,多电平变换器具有无可比拟的诸多优点:克服了电力电子功率器件耐压低的缺点,通过增加级联的模块单元就可提高输出电压等级,利用较低的开关频率就可输出较高的电压波形质量,从而减小了开关损耗[5,6,7],除此之外,由于模块化结构设计,便于组装生产和维护,具有很好的容错能力。
目前在世界各国范围内研究最多的三种多电平变换器是:级联H桥星型接法(cascaded H-bridge converter with star configuration, CHBY),级联H桥角型接 法 (cascaded H-bridge converter with star configuration, CHBD) 和模块化 多电平变 换器 (modular multilevel converter, MMC)[8,9,10]。当这三种多电平变换器应用于高压大功率STATCOM时,它们中的每一个模块单元都需要并联一个大容量的电容,如果不采取任何措施,这些诸多悬浮的电容电压将处于不平衡状态,这将严重威胁着STATCOM的正常安全运行[11,12,13,14]。
本文主要研究这三种STATCOM在电网发生不对称故障和带不平衡负载时对直流侧电容电压的影响,分析它们在电网电压不对称的情况下补偿不平衡负载的能力,通过Mtalab仿真,验证本文理论分析的正确性和有效性。
1CHBY补偿性能分析
1.1CHBY数学模型
如图1所示为CHBY的拓扑结构,在三相三线制系统中,零序电压不会对输出电流造成影响,因此,针对CHBY的控制称之为一维自由度控制,下面的分析中CHBY的三相输出电压忽略了高频谐波电压分量[15]。
式中:uia,uib和uic分别表示CHBY的三相输出相电压;Up、Un和U0分别表示输出相电压的正序分量、负序分量和零序分量的幅值。
当基于CHBY的STATCOM补偿不平衡负载时,三相输出电流可以表示为
式中:ica、icb和icc分别表示CHBY的三相输出电流;Ip和In分别表示输出电流的正序分量和负序分量幅值。
每相吸收的平均功率为
其中:
实际上,当CHBY作为STATCOM进行功率变换时,也要消耗有功功率,功率损耗可以表示为
在稳态运行时,变换器每相吸收的功率必须等于消耗的功率,联合式(3)和式(4)可得到如下方程式成立。
方程式(5)表明总的吸收功率的变化量与Ppp和Pnn密切相关,通过控制Ppp和Pnn可以补偿整个系统的损耗。方程式(3)中的其他变量主要引起功率在三相之间的分配,把式(5)代入式(3)中可以得到每相的功率平衡方程为
通过解功率平衡方程式(6)可得到零序电压幅值为
方程式(7)表明当STATCOM补偿不平衡负载时零序电压的幅值必须非常的高,尤其当正序电流幅值和负序电流幅值比较接近的时候,这在实际工程中是不允许的,因为考虑到整个系统的成本变换器直流侧电压的幅值不可能很高。
1.2CHBY仿真验证
为了验证上述理论分析的正确性,在Matlab/ Simulink上搭建了基于CHBY的STATCOM仿真模型,图2所示为仿真实验波形图。在仿真的开始阶段,STATCOM只补偿无功功率,CHBY三相直流侧电容电压之和处于平衡状态,并且零序电压的幅值很小甚至忽略不计。从0.3 s开始STATCOM不仅要补偿无功功率而且要补偿负序电流,此时模块单元直流侧电容电压开始迅速偏离参考值并且零序电压也在不断增加,系统处于不稳定状态。因此,基于CHBY的STATCOM不适合补偿不平衡负载,这和前面的理论分析是一致的。
2CHBD补偿性能分析
2.1CHBD数学模型
图3所示为CHBD的电路拓扑结构图,对于三相之间的电压平衡来讲,零序电流可以称之为一维自由度[16,17]。在考虑不平衡情况下,三相电网电压包含正序电压和负序电压,不平衡负载电流也包含正序电流和负序电流,因此,CHBD的三相输出电压和电流可表示为
式中:uiab、uibc和uica分别表示CHBD的三相输出线电压;Ulp和Uln分别表示输出线电压的正序电压幅值和负序电压幅值。
式中:icu、icv和icw分别表示输出CHBD的三相输出电流;Ilp、Iln和I0分别表示输出电流的正序、负序和零序电流幅值。从式(1)、式(2)和式(8)、式(9) 的对比中可以发现,星型接法中含有零序电压分量, 但不含有零序电流分量,而角型接法恰恰与其相反。
根据上节中根据CHBY类似的分析方法, CHBD吸收的功率可以通过式(8)和式(9)计算得到, 根据功率平衡,零序电流幅值可表示为
方程式(10)表明当电网电压发生严重不对称时,零序电流的幅值可以达到很高的值,尤其当电网正序电压幅值和负序电压幅值比较接近的时候。 实际上,功率开关管的通流能力是有一定限度的, 以目前的电力电子技术水平功率开关的通流能力不可能很高。所以,基于CHBD的STATCOM在电网电压发生故障不对称的情况下由于受到开关管通流能力的限制不能很好地补偿不平衡负载。
2.2 CHBD仿真验证
图4所示为基于CHBD的STATCOM的仿真实验波形,在0.3 s之前STATCOM能很好地补偿无功功率。在0.3 s时刻,电网发生故障导致电网电压严重不对称,流过角型闭合回路的零序电流迅速增加,并且三相之间的直流侧电压不再保持平衡,系统处于不稳定状态,这也和前面的理论分析是吻合的。
3MMC补偿性能分析
3.1MMC数学模型
MMC的主电路拓扑结构如图5所示,当考虑电网电压不对称的情况和补偿不平衡负载时,MMC
三相输出电压和电流可表示为[18,19]
式中:us,a、us,b和us,c分别表示MMC三相输出电压;Up和Un分别表示输出电压的正序和负序电压幅值;ic,a、ic,b和ic,c分别表三相输出电流;Ip和In分别表示电流正序和负序幅值,可以看出MMC的输出电压和输出电流中均不含有零序分量,这是由于MMC的拓扑结构决定的。
MMC拥有两个或者三个自由度为环流提供闭合回路,总的直流侧电压和直流环流成分平均在三相之间分配,考虑由直流环流成分引起的功率变化, 则MMC每相吸收的功率为
与方程式(3)相比,方程式(13)多了由直流环流成分引起的功率Pdc,x(a,b,c),Pdc,x(a,b,c)的表达式如式(14)所示。
MMC稳态运行时,MMC交流侧功率和直流侧功率处于平衡状态,根据方程式(13)、式(14)可得直流环流表达式为
式中,E表示总的直流母线电压,方程式(15)表明由于E的值比较大,即使在电网电压严重不对称的情况下补偿不平衡负载时,环流依然很小甚至可以忽略不计。
3.2 MMC仿真验证
图6所示为基于MMC的STATCOM仿真实验波形,在0.3 s之前,电网电压处于平衡状态MMC可以用来补偿不平衡负载。在此种情况下,可以通过引入微小的直流环流使每相的直流侧电容电压很好的处于平衡状态;在0.3 s时刻电网电压发生严重不对称,电网电压正序分量和负序分量几乎相等, MMC系统依然用来补偿不平衡负载;在此过程中可以看出,电容电压平衡控制算法依然有效,每相的直流电压经过短暂的微小波动后又恢复平衡状态,在如此严重不平衡的情况下,直流环流成分依然在可以接受的范围内。因此,基于MMC的STATCOM即使在电网电压发生严重不对称故障时依然可以很好地补偿不平衡负载。
4结论
本文首先对三种主要的多电平变换器级联H桥星型接法,级联H桥角型接法和模块化多电平分别建立数学模型 并进行了理论分析 , 然后通过Matlab/Simulink进行仿真分析验证了理论分析的正确性。最后得出结论:基于CHBY的STATCOM不适合补偿不平衡负载;基于CHBD的STATCOM在电网电压正常时能很好地补偿不平衡负载,但是当电网电压发生故障不对称时补偿不平衡负载的性能迅速降低;基于MMC的STATCOM无论是在电网电压正常还是故障不对称的情况下都能很好地补偿无功电流和负序电流。
摘要：为了准确分析级联H桥星型接法变换器、级联H桥角型接法变换器和模块化多电平变换器在电网故障情况补偿不平衡负载的能力,根据功率平衡原理分别建立了这三种多电平变换器的数学模型进行对比分析,并得出结论:基于级联H桥星型接法的STATCOM不适合补偿不平衡负载。基于级联H桥角型接法变换器的STATCOM在电网电压正常时能很好地补偿不平衡负载,但是当电网电压发生故障时补偿不平衡负载的性能迅速降低。基于模块化多电平变换器的STATCOM无论是在电网电压正常还是故障不对称的情况下都能很好地补偿无功电流和负序电流。最后,基于Matlab/Simulink仿真结果表明了理论分析的正确性和有效性。
模块化多电平变换器 篇7
三相十二脉波的变换器拓扑已成为高压直流输电等大功率变换场合广泛采用的主电路结构, 相应地如何降低变换器的十二脉波相关次谐波分量便是必须要解决的问题。目前应用的主要方法就是配置大容量滤波器, 大容量滤波装置除了不菲的成本, 还产生了自身的谐波问题以及对变换器的恢复造成不良影响[1]。
采用脉宽调制技术可以显著降低所需滤波装置的容量, 但主电路开关在数倍于电源基波频率下工作时带来的开关损耗引发了更多的技术问题, 所以在大功率场合开关频率不宜过高, 脉宽调制技术的优势也因此受到限制[2]。
直流纹波注入 (DC ripple reinjection) [3,4]法是在探索新的消除谐波方法的过程中产生的, 经过多年的发展, 融合了多电平、谐波注入和软开关技术, 现称为多电平注入式交直流变换 (multilevel reinjection AC - DC conversion) [2,5]。根据这一技术原理, 在标准的三相十二脉波变换器拓扑上增加一个谐波注入单元, 并采用适当的控制方式, 即可在不增加主电路开关的工作频率、不采用滤波器和 PWM 技术的情况下, 降低谐波分量满足目前电力系统谐波标准的要求[6]。
多电平注入式交直流变换器分电压源型和电流源型2种, 电压源型变换器已发展了多种拓扑[7,8,9,10,11,12]。电流源型变换器拓扑有2种形式, 一种为主桥串联[13,14], 注入电路单元为多抽头变压器与开关器件的组合;另一种为主桥并联[15,16,17], 注入电路单元为多抽头电抗器与开关器件的组合。主桥串联结构更适合于高电压场合, 主桥并联结构更适合于大电流场合。
本文根据多电平注入交直流变换原理, 设计了一种新的并联电流源型变换器结构。为方便理解, 文中以三电平为例, 给出了开关控制方案, 并进行了原理分析和仿真。与目前采用的并联多电平注入式电流源型变换器结构相比, 新型变换器结构中注入支路开关的电流容量降低, 通态时间延长, 开关利用更加合理。
1多电平谐波注入原理
传统的三相十二脉波电流型变换器结构如图1所示。变压器为理想变压器, 原边对副边的变比分别为 kn∶1 (Y) 和
变压器副边电流和两桥直流侧电流满足下面的关系 (以 A 相为例) :
对 iAY、iAΔ 进行 Fourier 分解得, 2函数的 Fourier 级数中6 (2l-1) ±1 (l=1, 2, …) 次谐波相位相反, 12 (l±1) (l=1, 2, …) , 次谐波相位相同。所以如果以某种方式使2直流电流IY、IΔ中加入某些特定次数的谐波, 使得各自的12 (l±1) (l=1, 2, …) 次谐波大小相等, 相位相反, 则变压器交流侧电流无谐波。经证明[2,5], 当直流电流 IY、IΔ 有6k (k=1, 2, …) 次谐波, 即
且满足关系式 (-1) kAYk=AΔk (k=1, 2, …) 时, 交流侧电流实现了谐波的完全消除。此时 IY、IΔ 波形近似三角波, 它们合成的直流输出电流将是叠加有一定纹波的直流量。
在实际的电路实现时, 是以多阶梯的波形逼近 IY、IΔ 的准三角波, 两者合成恒定的直流。
2 并联多电平注入式电流型变换器的新型拓扑和工作原理分析
2.1多电平新型拓扑
图2为本文提出的并联多电平注入式电流型变换器拓扑 (电平数为 m+1) 。图中开关为逆阻型全控器件, 变压器为理想变压器, 原边对副边的变比分别为 kn∶1 (Y) 和
注入开关 VSYr1～VSYrm, VSΔr1～VSΔrm 的触发应满足下列关系:
a. 开关频率为主桥开关频率的6倍;
b. 开关的组合可以为两主桥提供周期性变化且有零值区间的直流电流;
c. 一定时间周期内, 各开关遍历所有正常工作的开关状态;
d. VSYr1与 VSΔr1, …, VSYrm与 VSΔrm 互锁。
条件 a、b 为直流电流注入原理所必需;条件 c 使各开关器件对参数的要求趋于统一, 同时实现两平波电感支路的均流;条件 d 为本拓扑结构正常工作应具备的条件。
变压器原边相电流在1个电源周期内有12 m 个脉波, 最低次特征谐波为12 m±1, 随着电平数的增加, 对交流侧电流进行滤波的要求降低, 即可不采用或只采用容量较小的交流电容作为吸收和储能装置;需要平波电感数量为 m, 直流注入开关数量为2 m, 直流注入支路的电压电流周期在三相电源对称时为 m×120°。注入开关承受的最大正反向电压均为|UdcY-UdcΔ|, 开通时的平均电流为 Idc/ (m+1) 。每m×120° 区间注入开关遍历所有正常工作开关状态。IY、IΔ 的变化周期为60°, 波形每级高度 Idc/m, 宽度为60°/ (2 m) , 主桥每支桥臂的开关相应在 IY、IA 的零值区间切换, 实现了零电流开关。
变压器二次侧输出交流电流的 Fourier 级数的系数为 (以 A 相为例, 下标 n 指谐波次数)
系统交流侧 A 相电流为
iA 的 Fourier 级数的系数为
iA 的电流有效值为
变压器原边电流的总谐波畸变率为
2.2三电平示例
根据前文给出的开关控制原则, 图3为三电平变换结构的一组可用开关工作状态。
图3中, 将触发角 α 置于坐标零点, 各开关的触发脉冲如图所示, 在任意时刻 VSYr1、VSYr2触发脉冲的叠加波形与 IY 理想波形完全一致, VSΔr1、VSΔr2触发脉冲的叠加波形与 IΔ 理想波形完全一致。
图4为系统电流波形。各电流值均为标么化后的结果, 变压器二次侧各电流标么化基准值为 Idc, 一次侧电流标么化基准值为 Idc/kn, 图中 kAn=IAn/IA1。
直流侧输出电压 Udc1、Udc2的波形只有相位上的差别, 这里给出 Udc1的表达式 (以触发角 α 为起始点)
变压器原边电压表示为
在以触发角 α 为起点的60° 区间内, UdcY、UdcΔ的表达式为
系统相关电压波形见图5 (α=-30°) , 各电压值均为标么化后的结果, 变压器一次电压标么化基准值为 Um, 直流电压的标么化基准值为 Um/kn。
3仿真研究
为验证新型拓扑电路及其工作原理分析的正确性, 本文基于 PSCAD/EMTDC 软件环境, 以三电平结构为例进行了仿真研究。仿真参数为变压器容量为100 MV·A, 短路阻抗为0.05 p.u.原边线电压为100 kV, 原边对副边的变比分别为10∶1 (Y) 和
图6的仿真波形与图4的理论分析波形十分相似, 不同之处是仿真波形的电流阶梯变化有上升和下降的过渡沿, 原因是开关器件的吸收电路在开关状态变化时吸收和放出漏感能量。仿真中的变压器原边电流谐波畸变率为8.01%, 略大于理论值7.77%, 其中23、25次谐波所占比例最大。两注入支路的电压电流波形和直流输出电流Idc的波形见图7。
在电源三相对称的条件下, 两注入支路的电压电流的周期为240°, 两支路电流具有一定的幅值波动, 两支路电流合成直流输出电流Idc, Idc 的幅值波动很小, 已接近恒定的直流量。这里可根据电路运行的直流电流波动范围要求, 确定直流注入支路电感值的大小。当负载为感性时, 对直流输出电流波动值也有一定的限制, 可根据实际运行情况和要求选择适当的电路参数。
4与现有结构的比较
文献[15,16,17]中采用的并联多电平电流型变换器拓扑见图8, 本文提出的拓扑结构与之比较得出3点结论。
a. 图8所示拓扑中注入开关器件导通时的平均电流为系统直流输出电流, 所提出拓扑注入支路开关器件导通时的平均电流为系统直流输出电流除以电平数, 这不但降低了对开关器件的电流容量要求, 而且在开关状态转换时间相同的情况下, 电流变化率也相应降低。
b. 图8中, 在1个电源周期内, 各支路注入开关工作处于通态的时间为电源周期除以电平数, 所提出的新型拓扑中各注入支路开关处于通态的平均时间为电源周期的一半, 显然是在电平数大于等于3时, 新型拓扑中注入开关处于通态的时间与电源周期的比值更大, 开关利用率更高。
c. 所提出的新型拓扑中, 注入单元开关的控制相对复杂。在电平数较多时, 开关的触发时序组合数目为电平数的阶乘, 但并不是每种组合都可以作为正常的开关触发信号, 错误的组合时序将导致各注入支路的电流不平衡甚至电路不能正常工作。
5结论
文中提出了一种并联多电平注入式电流型变换器的新型拓扑, 给出了主桥开关与注入开关的控制方案, 分析了其工作原理。新型拓扑结构完全满足多电平注入交直流变换原理的要求, 与现有使用多抽头电抗器的并联型拓扑结构相比, 具有注入开关通态平均电流小、开关转换时电流变化率低、开关利用率高等优点。
文中采用“状态遍历”的方法, 成功地使各注入支路达到良好的均流效果, 这一思路对大容量开关器件的串并联具有借鉴意义。
摘要：根据多电平注入交直流变换原理, 设计了一种新的并联多电平注入式电流源型变换器拓扑结构, 注入开关的导通电流为直流输出电流与电平数的比值。新型拓扑中每个注入支路单元由2个等效开关和1个独立电抗器构成;同一注入单元的开关交替通断;不同注入单元的开关采用状态遍历的开关控制方法, 使处于通态的各单元开关平均分配直流输出电流。以三电平为例, 对系统电压、电流波形及开关控制方法进行了论述, 并在PSCAD/EMTDC软件环境下进行了仿真, 分析与仿真结果表明了新型拓扑的良好特性。与现有的并联多电平注入式电流源型变换器拓扑结构相比, 新型电路结构中注入单元开关器件的电流容量和开关通断时的电流变化率降低;各注入单元支路开关通态时间延长。