多模块变压器（精选7篇）
多模块变压器 篇1
0 引言
随着海上风电场规模和离岸距离的加大,传统高压直流和交流并网方案在经济和技术上存在瓶颈[1],国内外学者开始寻求新的海上风电场并网方案。柔性直流输电(VSC-HVDC)是基于脉宽调制和电压源型换流器(VSC)的新一代直流输电技术,是大功率电力电子技术在电力系统中的典型应用[2]。VSC-HVDC除具有传统的HVDC优点外,还可直接向小型孤岛进行远距离供电,更经济地向城市送电,方便地连接分散电源,运行控制方式灵活多变,可以减少输电线路电压降落和电压闪变。其符合海上风电场长距离输电的要求,是一种较为理想的海上风电场并网方案[3,4]。另外,该项输电技术将高压直流输电的经济容量延伸到了几百兆瓦,适用于城市电网增容改造等领域,具有良好的应用前景[5,6,7]。
国外已有9个VSC-HVDC系统投入运行,线路最高输电容量已达330 MW。我国尚未有VSC-HVDC系统工程,对该项技术的理论研究受到国内学者的日益重视。文献[8-9]提出了VSC-HVDC系统的稳态模型,并提出了基于逆模型和PI控制相结合的非线性控制器。文献[10]对VSC-HVDC系统采用了基于dq同步旋转坐标系的数学模型,在实现功率解耦以及SPWM控制等方面显示出较强的优势。文献[11-12]将VSC-HVDC应用于联结无源网络,并给出了相应的功率和电压控制策略。另外,文献[13-14]推导了VSC-HVDC系统的数学模型,并给出了相应控制器设计的原理。
本文首先提出了多模块变压器耦合型柔性直流输电系统的并网传输方案,在此方案中各功率模块均采用三相三桥臂两电平拓扑结构;接着介绍了VSC-HVDC的基本原理,重点研究VSC-HVDC在两相同步旋转dq坐标系下的数学模型;然后在研究VSC-HVDC的基本控制策略的基础上,设计了并网侧变流站的定直流电压和定交流电压PI控制器,重点研究了基于dq坐标系的控制器设计方法,同时给出了海上风电场变流站的定有功功率和定交流电压控制框图;最后设计了基于定桨距恒速风力发电机系统的海上风电场仿真模型,并建立了多模块变压器耦合型VSC-HVDC仿真系统,完成了在风电场风速突升和风机退出运行情况下直流并网系统的仿真分析,为VSC-HVDC在海上风电的并网应用提供了仿真验证。
1 基于VSC-HVDC的海上风电场并网系统
本文研究的典型海上风电场并网系统如图1所示,风电场由10台定桨距恒速风力发电机组成,电机通过变压器升压到35 k V,然后通过海底交流电缆汇接到海上换流站的交流母线上,通过海上换流站内VSC将交流电能转化为±150 k V的直流电能,再经过海底直流电缆将直流电能传输到岸上VSC,岸上VSC再将直流电转化为交流电,经过变压器接入电网。
这种并网方案的优点是:
a.直流电压是通过功率模块输出电压叠加得到的,因此可以通过灵活地增减模块数目m来获得不同的直流电压,还可以通过N-1原则来提高系统的冗余性能;
b.使用功率模块串联的方式获取较高的直流电压,从而可以大幅减少桥臂器件的串联数目,缩小了均压电路的规模并降低复杂度,提高了系统的可靠性;
c.当换流站发生故障时,可以通过故障检测电路迅速定位故障模块,缩小了故障搜索的范围,加快了定位故障的速度,并且可以在冗余模块投入使用后将故障单元退出运行,方便故障模块的检修,减少了故障恢复的时间。
在图1所示的风电场并网系统中,采用了一种新型的VSC-HVDC拓扑———多模块变压器耦合型VSC-HVDC系统,其结构如图2所示。左侧换流站的正极由m个模块(P1~Pm)的直流输出端依次串联构成,各模块交流输入端通过多绕组变压器进行相互隔离。同理,左侧换流站的负极也由m个模块(N1~Nm)串联构成,然后正、负极各有一个输出端子与参考地相连,剩下的正、负极各有一个输出端子分别与海底电缆正、负极相连接。右侧换流站的结构与左侧换流站结构完全对称。多绕组变压器为普通的Y/△多绕组变压器,没有对多绕组进行移相处理。在海上风电场并网系统中,左侧换流器的电源端(ua,ub,uc)代表海上风电场的三相交流母线,右侧换流器的电源端(u′a,u′b,u′c)代表接入电网。
2 VSC-HVDC的数学模型及其控制
2.1 数学模型
本文采用的输电系统是多模块变压器耦合型VSC-HVDC系统,由于其换流站每端串联功率模块结构完全一样,因此,本文只对送端站单个功率模块进行建模,其典型的VSC-HVDC换流站单个功率模块为三相两电平电压源换流器结构,如图3所示。图中Ps和Qs为风电场注入到送端站的功率,P和Q为VSC整流器输入无功功率和有功功率,Pdc为注入到直流侧的功率,ea、eb和ec为风场侧交流系统母线电压,ua、ub和uc为VSC交流侧输入电压,ia、ib和ic为VSC交流侧输入电流,Udc为直流侧电压,iL为直流侧负荷电流,L为换流电抗器电感,R为等效换流器损耗与换流变压器(或电抗器)等效电阻,C1和C2为直流侧电容(C1=C2)。
在dq0同步旋转坐标系下,采用基尔霍夫电压和电流定律建立的VSC数学模型[15]如下:
其中,M为PWM调制系数;δ为PWM调制波初始相位角。
2.2 VSC-HVDC控制
VSC-HVDC控制系统通常采用双环控制。外环控制器的主要作用是控制注入到VSC的有功功率、无功功率、输出交流电压以及直流侧电压。而电流内环的作用主要是按外环控制器输出的电流指令进行电流控制,最终输出参考波作为换流器调制波,并对VSC换流器进行PWM控制。
多模块变压器耦合型VSC-HVDC系统中每个功率模块是相互独立的,因此,每个功率模块可以独立控制,只需要对每个功率模块电压和电流分别采样,并分别进行锁相跟踪。本文所采用的控制策略如图4所示。
因此,根据前面的分析,只需要研究单个功率单元的控制器,就可以类推到其他功率单元。本文根据文献[7]得到单个功率单元基于dq轴解耦的三相VSC电流内环控制器框图如图5所示。
在图5中,电流参考值id*和iq*是由外环控制器输出得到的。
3 海上风电场电压稳定控制
3.1 并网风电场引起的电压波动
风源的随机性和波动性导致风电场输出有功、无功功率波动。如图1所示,当公共连接点(PCC)母线上没有连接VSC-HVDC系统时,交流输电线路上的电压降为
其中,upcc为PCC母线电压;Rs、Xs为交流输电线路的等效电阻和电抗;Pf、Qf为风电场输出有功、无功功率。
假设系统电压us保持恒定,则任何风电场输出功率Pf和Qf的波动都会导致PCC电压波动。
当VSC-HVDC系统并联于PCC时,由于其送端站可以同时输送有功功率和无功功率,则式(3)可以重新写为
其中,Pd1、Qd1分别为注入到VSC-HVDC送端站的有功和无功功率。
考虑到实际并网系统中Xs垌Rs,由有功潮流变化引起的电压波动可以忽略,则式(4)可以简化为
即根据Qf变化控制送端站无功Qd1就可以控制PCC母线电压波动。
3.2 基于VSC-HVDC的电压稳定控制
为了实现有功功率和无功功率的解耦控制和对功率给定值快速、准确的跟踪,岸上并网侧换流站的功率模块将采用定直流电压和定无功功率的控制策略。在并网侧的定直流电压控制和风电场侧的定有功功率控制的共同作用下,可以实现两端换流站的有功功率传输,维持两端换流站的无功功率平衡。而定无功功率控制可以为并网侧电网提供无功功率支撑,能够起到稳定并网侧电压的作用。并网侧换流站的功率模块控制框图如图6所示。
换流站各功率模块的定直流电压和定交流电压控制器均采用电压控制外环和电流控制内环组成的双闭环控制方法,电压外环的作用是保持直流电压Udc和交流电压幅值的恒定。直流母线电压实测值Udc与参考值Udcref经过比较后产生的差值,通过调节器PI1处理后得到内环有功电流指令值id*,然后经过电流内环控制器得到触发控制信号的d轴分量ud,控制注入到交流系统的有功功率,从而控制直流母线电压。同理,交流电压控制器可以通过控制注入到交流系统的无功功率来控制交流侧母线电压幅值。
4 仿真分析
4.1 模型建立及参数设置
为分析海上风电场直流并网系统的暂稳态过程,验证VSC-HVDC 2种控制器抑制电压波动的性能,基于Matlab/Simulink建立了风电场模型和多模块变压器耦合型VSC-HVDC模型。风电场由10台定桨距恒速风力发电机组成,每台风力发电机的额定输出功率为10 MW,输出电压为3.3 k V/50 Hz。VSC-HVDC换流站由正极和负极换流器组成,正极和负极换流器分别由5个功率模块构成。每个功率模块额定输入电压为10.5 k V,额定功率为10 MW,额定直流电压为20 k V,开关损耗等效电阻取R=0.1Ω,电感L=15 m H,电容C=3 500μF,交流系统额定频率为50 Hz,功率器件开关频率为1050 Hz。
VSC-HVDC控制方式为:风电场侧采用定有功功率、定交流电压控制;电网侧采用定直流电压、定交流电压控制。
4.2 仿真结果及分析
4.2.1 风速突升情况
风电场的额定风速为8 m/s,在1.6 s时,风速增加到8.5 m/s,并持续0.8 s后回到额定风速,仿真结果如图7所示。图中,v为风速,Pw为单台风力发电机输出的有功功率,PT为变流站输出的有功功率,Uac为交流电压幅值(标幺值),Idc为直流电流,Udc为直流电压,P1+、P3+分别为正极功率模块1、3的输入有功功率,P2-、P4-分别为负极功率模块2、4的输入有功功率,后同。
从图7(a)可以看出,在风速v增加过程中,风力发电机输出的有功功率也随风速的增加而变大,但受惯性的影响,有功功率的增加稍滞后于风速变化。由于风电场换流器采用定有功功率的控制策略,且其指定参考值为风电场输出的有功功率,而并网侧采用了定直流电压的控制策略,在这2种控制策略的配合下,并网侧换流站输出的有功功率能够较好地跟踪风电场有功功率的变化,说明整个并网系统具有较好的抗扰动性能。由于风速的变化,导致风力发电机吸收的无功功率增加,打破了风电场的无功平衡,导致风电场交流电压幅值发生变化,但由于风电场换流站采用了定交流电压的控制策略,当电压发生波动时,换流站输出的无功功率也随着变化,从而削弱了风电场交流电压的波动。
从图7(b)可以看出,由于并网侧换流站采用定直流电压控制,因此其直流母线电压能够准确跟踪参考值200 k V(±100 k V)。当风电场输出的有功功率随风速增加而发生波动时,直流母线电压会发生微小的波动,但不会因外加扰动而剧烈地偏离指定电压,并且在克服扰动后直流电压能重新回到参考值。
图7(c)为输入到风电场换流站单个功率模块的有功功率波形,可以看出输入各模块的有功功率的大小和变化趋势基本相同,各模块均能跟踪其有功参考值(风电场输出有功功率/换流站功率模块个数),说明了风电场换流站各功率模块采用的定功率控制策略是可行的。
4.2.2 风机退出情况
风电场的额定风速为8 m/s,在2 s时,将风机1和2退出运行,在2.5 s时,再将风机3和4退出运行,仿真结果如图8所示。
如图8(a)所示,当风机分2次退出运行时,风电场输出的有功功率分别减小到80 MW和60 MW,并网侧输出的有功功率也相应地减小了约20 MW和40 MW,风电场侧交流电压幅值有较小的波动,但在风电场换流站和无功补偿装置的共同作用下,能够减小电压波动。
从图8(b)可以看出,当风机退出运行瞬间,直流母线电压会有小幅跌落,但能够很快地恢复到指定参考电压,直流电流则能够跟踪风电场有功功率的波动,保证其向并网侧交流电网的传输。
从图8(c)可以看出,当风机分2次退出运行时,风电场换流站各功率模块的有功功率大小与变化趋势基本保持一致,单个功率模块能够跟踪风电场有功功率变化,验证了本文所给控制策略的有效性。
综上所述,VSC-HVDC并网系统能够较好地跟踪风电场输出有功功率的变化,稳定地将海上风电场输出的有功功率传输到岸上交流系统,并且能够较好地抑制VSC-HVDC系统两端的交流电压波动,提高了风电并网的稳定性;该并网系统中各功率模块能够实现独立控制,功率模块的各种电气参数的大小与变化趋势基本相同,能够达到多模块变压器耦合型柔性直流输电系统的设计目标。
5 结论
本文分析了并网风电场引起系统电压波动的原因,提出了多模块变压器耦合型VSC-HVDC系统,并给出了其抑制电压波动的方法———有功功率控制和定电压控制。通过Matlab/Simulink建立了基于定桨距恒速风力发电机系统的海上风电场直流并网仿真模型,验证了2种控制器的可行性。仿真结果表明本文设计的控制系统具有较好的性能,验证了在风电场并网中采用VSC-HVDC能够很好地抑制交流电压波动和跟踪海上风电场输出的有功功率,提高了海上风电场的并网性能,从而为VSC-HVDC在海上风电的并网应用提供了仿真验证。
摘要：给出了海上风电场并网系统结构,提出了一种新型的多模块变压器耦合型VSC-HVDC系统,各模块交流输入端通过多绕组变压器进行相互隔离,直流输出端由多个功率模块串联构成,通过灵活地增减模块数目,以获得不同的直流电压,各功率模块可以独立控制;建立了VSC-HVDC在两相同步旋转坐标系下的数学模型;研究了VSC-HVDC的基本控制策略,即并网侧换流站的定直流电压和定交流电压控制,风场侧换流站的定有功功率和定交流电压控制;建立了基于定桨距恒速风力发电机系统的海上风电场直流并网仿真模型,并对风电场几种典型运行情况的并网性能进行了仿真分析。仿真结果表明,在海上风电场并网中采用VSC-HVDC技术能够很好地抑制交流电压波动和跟踪海上风电场输出的有功功率,提高了海上风电场的并网性能。
关键词：风电,换流器,柔性直流输电,高压直流输电,多模块变压器,控制
多模块变压器 篇2
多电平变流器能利用现有的低耐压开关器件实现高电压输出, 与传统的两电平变流器相比具有输出电压高、电平阶数多、输出电压变化率小、输出谐波含量低和开关器件损耗小等优点[1]。多电平变流器拓扑结构主要有二极管箝位型、电容箝位型和级联H桥型。二极管箝位型拓扑在三电平以上很难通过控制算法实现中点电压平衡, 而电容箝位型拓扑需要使用大量的箝位电容, 且电容频繁的充放电会导致电路可靠性降低, 因此这2种拓扑难以在高压场合使用[2]。级联H桥型拓扑与箝位型拓扑相比, 不存在电容电压平衡问题, 在输出电平数相同时所需元件数量最少, 并且能够实现模块化操作[3]。
级联H桥型拓扑结构既可用作逆变器, 也可用作整流器。当用作逆变器时, 需要隔离的直流电源, 但提供直流电源的传统移相变压器增加了整个电路的体积、成本和重量。传统的移相变压器工作在与电网频率相同的低频, 当传输的功率相同时, 频率高的变压器比频率低的变压器在体积、成本和重量方面都有所减小[4], 因此有学者提出使用中频变压器来代替传统的移相变压器。参考文献[5-6]提出一种使用中频变压器的模块化多电平变流器 (Modular Multilevel Converter, MMC) 拓扑, 该拓扑电路复杂且飞跨电容的电压平衡控制在实际中很难实现。参考文献[7]在级联H桥整流所产生的直流电压后加上双向的DC/DC变换和DC/AC变换, 然后各个模块串联起来接电网或者负载, 而当各个直流电压上所驱动的负载功率不同时, 电容电压的平衡控制会很难实现。参考文献[8]在单相级联H桥整流的基础上, 使用一个初级和次级均为多绕组的中频变压器来进行隔离, 所有直流电压经过相同逆变指令后接中频变压器, 然后再经过整流产生多个直流电压源, 但单相整流时, 单相电的瞬时功率是变化的, 为了保证负载功率一定, 需要较大的电容储存能量, 电容常处于充放电状态, 这对电容的寿命有一定的影响, 且单相整流时输入电流中含有较大的3次谐波[9]。
由于对称三相电路的瞬时功率之和为定值[10], 能量流动的过程中基本上不需要电容储能, 所需电容容量小, 且使用中频变压器能够减小整个电路的体积、成本和重量。鉴此, 本文提出了一种基于级联H桥和多绕组中频变压器的三相多电平变流器, 介绍了该变流器电路原理和控制方法, 并在Matlab/Simulink中建立电路模型进行仿真, 对整个电路的稳定性、负载突变时对电路的影响和输入输出电流谐波含量进行了分析。仿真结果验证了该变流器电路及控制策略的可行性。
1 电路结构和工作原理
三相多电平变流器由滤波电感、输入整流H桥、初级逆变H桥、多绕组变压器、次级整流H桥和次级逆变H桥组成, 如图1所示。La, Lb和Lc分别为三相输入端的滤波电感;ea1—ean, eb1—ebn和ec1—ecn为输入整流H桥交流端的电压;Va1—Van, Vb1—Vbn和Vc1—Vcn分别为A, B, C三相经输入整流H桥后各个H桥所接电容的电压值;Vu1—Vum, Vv1—Vvm和Vw1—Vwm为变压器次级整流后输出的直流电压。三相输入经过滤波电感后, 由级联H桥进行整流, 三相输入整流H桥的末端相连于点O, 输入整流H桥能产生分离的直流电压, 直流电压经过初级逆变后进入变压器初级, 变压器次级输出经过整流后得到次级直流电压, 次级直流电压再经过次级逆变H桥后产生三相电压, 从而驱动三相负载。每一相输入整流H桥的个数n由输入相电压值和H桥中半导体器件的耐压值决定, 初级逆变H桥的个数与输入整流H桥的个数相同。每一相次级逆变H桥的个数m由所驱动的负载决定, 次级整流H桥的个数为3m。
由于对称三相电路的瞬时功率之和恒定, 能量在传输的过程中基本上不需要储能, 输入整流H桥输出端所接电容可以很小。变压器负责隔离和能量均衡。当次级各个线圈上的功率不同时, 由于所有线圈共用一个磁链, 次级的总功率由初级线圈承担, 如果变压器初级线圈的参数一样, 则初级线圈上的电压会自然地趋向平衡, 而不会因为次级线圈上的功率不同造成初级线圈直流电压不平衡[8]。
2 控制策略
2.1 级联H桥整流控制策略
把三相整流各自独立, 每一相的算法都一样, 因此可以只研究单相级联H桥多电平整流的控制策略[8,9,11,12]。以图1中A相为例:
式中:ia为A相输入电流;uao为A相输入端相对于O点电压;ea为A相输入整流H桥输入端的电压之和;dak为A相中对应第k个H桥在1个采样周期中的占空比。
从式 (1) 可看出, 通过控制ea1—ean之和ea, 即控制各个H桥的占空比就可以控制输入电流ia。单相级联H桥整流控制方案如图2所示, Vr为输入整流H桥整流后各个H桥所接电容电压的参考值。为了保证电容电压值跟参考值一样, 在控制方案中加入电压PI反馈, PI控制器输出作为参考电流的幅值│ia*│, 参考电流ia*的相位由A相电压相位经过单位化之后得到 (图2中|uao|为uao的幅值) 。为了提高交流电流的跟踪性能, 实现电流的无静差输出, 电流环使用比例谐振 (ProportionalResonant, PR) 控制器[13]对参考电流ia*与实际电流ia的误差进行估计。PR控制器输出作为参考电压信号ea*, 然后根据ea*的大小采用电压平衡算法得到对应H桥的开关状态。
2.2 电压平衡算法
多绕组变压器具有自动平衡初级绕组上电压的功能, 但考虑到实际中开关元器件的参数以及变压器每个绕组参数的差异性, 每个级联H桥对同一个导通信号的响应时间、上升时间、下降时间等可能会不同, 从而每个H桥上的电压可能会不同。因此, 需要通过电压平衡算法对电容上的电压进行控制。本文采用类似参考文献[11]的电容电压平衡算法。
在单个H桥中, 如图3所示, 每个桥臂上下2个开关管互补导通, 对应有4种工作状态:“0”状态 (T1和T3导通或T2和T4导通) ;“1”状态 (T1和T4导通) ;“-1”状态 (T2和T3导通) ;“PWM”状态 (调制状态) , 即1个采样周期中H桥在“0”和“1”之间或“0”和“-1”之间切换。在“PWM”状态时, 当输入参考电压为正值, H桥在“0”和“1”之间切换, 记为“PWM+”;当输入参考电压为负值, H桥在“0”和“-1”之间切换, 记为“PWM-”。
当ea*在正半周, H桥的状态为“1”时, 输入电压对电容进行充电, 电压升高;H桥的状态为“0”时, 电容放电, 电压降低。当ea*处在负半周, H桥的状态为“-1”时, 输入电压对电容进行充电, 电压升高;H桥的状态为“0”时, 电容放电, 电压降低。
对|ea*|进行区间划分, 如图4所示。如果ea*为正且|ea*|在 (k-1) Vr和kVr之间, 则定义ea*在区域k (k代表参与合成ea*的级联H桥个数) 中。先假定电容电压均为Vr, 此时可使任意 (k-1) 个H桥工作在状态“1”, 而另外一个H桥工作在状态“PWM+”, 其余工作在状态“0”。在1个采样周期Ts内, PWM的占空比可由伏秒平衡原则得出, 即
从而
式中:Ton, Toff分别为工作在“PWM”状态的H桥在1个采样周期内状态为“1”和“0”的时间。
从式 (5) 可看出, ea*可由k个电压均为Vr的电容经过H桥后合成。
如果n个输入整流H桥上的电容电压不相等, 则对输入整流H桥上的电压由小到大进行排序。当ea*位于区域k时, 电容电压较小的前k个H桥参与合成ea*, 其中前 (k-1) 个H桥工作在状态“1”或“-1”, 相应的电容处在充电状态, 电压升高;第k个H桥工作在“PWM”状态;其余 (n-k) 个H桥工作在状态“0”, 相应的电容放电, 电压下降。电压平衡算法流程如图5所示。图中电容电压V1, V2, …, Vn按照由小到大的顺序进行排列, 输出的h1—hn为相应H桥的开关状态矢量。
2.3 变压器初级逆变、次级整流和次级逆变控制方法
变压器初级逆变H桥由同一个方波信号驱动, H桥交替工作在状态“1”和“-1”, 使得加在变压器初级线圈上的电压时正时负, 激励变压器。而变压器次级整流H桥中的开关管作为二极管使用, 经过次级整流之后得到次级直流电压源, 次级直流电压源再经过次级逆变H桥后得到U, V, W三相电压来驱动负载。每一相次级逆变H桥的个数m由所驱动负载的额定电压决定。次级逆变H桥的逆变算法可采用多载波PWM法、混合PWM调制法、选择性谐波消除法、空间矢量PWM法等[1]。由于变压器漏感和线圈电阻的存在, 次级线圈电压小于初级线圈电压, 变压器的漏感和线圈电阻应尽量小。
3 仿真实验
为了验证本文提出的电路拓扑和控制方法的可行性, 在Matlab/Simulink环境下建立三相多电平变流器的模型进行仿真。仿真参数:电网频率为50Hz, 线电压有效值为380V, 电容电压参考值为160V, 每相输入整流H桥的个数n为2。变压器初级逆变H桥由频率为5kHz的方波信号驱动。变压器次级整流H桥数目为6个。变压器每相次级逆变H桥的个数m为2, 驱动星型连接的负载。次级逆变H桥的调制方法为移相载波PWM法, 三相负载功率为50kW, 额定频率为50 Hz。为研究电路动态特性, 负载功率在0.3s时由50kW突变为100kW。仿真结果如图6—图9所示。
从图6可看出, 电网电流与电网电压的相位基本一致, 负载变化时, 电网电流没有发生太大的畸变。从图7可看出, 输入整流H桥后所接电容的直流电压Va1, Va2, Vb1, Vb2, Vc1, Vc2的值相等, 次级整流之后的电容电压Vu1, Vu2, Vv1, Vv2, Vw1, Vw2的值也都相等, 但由于变压器绕组电阻和漏感的存在, 次级直流电压比初级直流电压低2V左右。当负载在0.3s突变后, 直流电压能够很快恢复到参考值, 具有良好的动态特性。从图8可看出, 负载在0.3s变化后, 负载电流经过很小的波动之后很快达到稳定状态, 而负载电压降低之后也能够很快恢复。从图9可看出, 负载功率由50kW变为100kW时, A相电网电流幅值由110.2 A上升到211.2 A, 50次以内的电流总谐波畸变率 (Total Harmonic Distortion, THD) 分别为1.98%, 1.01%;U相负载电流幅值由98.4A变为195.7A, 电流THD分别为0.62%, 0.93%, 电流谐波都很小, 均在IEEE规定的标准之内[14]。
4 结语
提出了一种基于级联H桥和多绕组中频变压器的三相多电平变流器。使用中频变压器取代传统的变压器能够减小整个电路的体积、成本和重量, 并且三相整流时, 由于对称三相电路的瞬时功率之和恒定, 能量传输过程中基本上不需要储能, 可提高电容的使用寿命。仿真结果验证了该变流器电路和控制方法可行, 具有良好的静态和动态特性, 并且输入和输出电流的谐波含量很小。增加每一相输入级联整流H桥的个数并进行实验、研究三相输入功率不对称和要求能量能够双向流动时电路的控制方法等, 为进一步的研究方向。
摘要：针对传统多电平变流器存在电容电压不平衡或提供直流电源的移相变压器体积大、成本高的问题, 提出了一种基于级联H桥和多绕组中频变压器的三相多电平变流器;介绍了该变流器的电路结构和工作原理, 详细分析了该变流器的控制方式。仿真结果表明, 该变流器具有稳定的静态特性、良好的动态特性, 且电流谐波含量低。
多模块变压器 篇3
模块化多电平换流器(MMC)是德国学者于2002年提出的新拓扑,其模块化结构使其具有很强的可扩展性、良好的交直流输出特性和较高的可靠性。因此,MMC非常适合于轻型直流输电、电力机车拖动和新能源并网等领域。2010年,连接美国匹兹堡和旧金山的世界上首条商业化MMC型高压直流输电(MMC-HVDC)线路投运[1],而国内基于MMC的南汇风电场柔性输电示范工程也已于2011年通过验收[2]。
目前,学术界针对MMC的研究主要集中于暂态和稳态数学建模[3,4]、调制控制策略[5,6,7,8,9,10]、相间环流抑制策略[11,12],以及交直流系统故障保护[13,14]等方面,对于子模块故障的保护控制策略研究较少。MMC包含大量的子模块,部分子模块发生故障将导致换流器不能正常工作,降低了其可靠性[15]。因此,必须设计冗余子模块来应对部分子模块故障时的情况。文献[15]提出了一种冷备用的子模块冗余保护方案,但该方案在故障时需要将冷备用子模块控制投入并进行充电,需要较长的暂态过程,控制过程较为复杂。本文根据MMC冗余运行原理,提出了一种新的子模块热备用的冗余容错控制策略,并通过电磁暂态仿真验证了该策略的有效性。
1 子模块故障原因
MMC的子模块如图1所示,子模块包括半H桥绝缘栅双极型晶体管(IGBT)模块、直流电容和子模块控制信号。
以下列举了几种常见的子模块故障。
1)IGBT模块故障
IGBT模块由IGBT和反并联二极管等电力电子器件组成,其电压、电流过载能力较弱。过电压、过电流,或过高的电压、电流上升率都可能导致其损坏。该故障类型是子模块最常见的故障。
2)直流电容故障
直流电容的过载能力较强,故障概率较低。
3)控制信号故障
MMC主要应用于中高压领域,控制侧和主电路侧由于电位差很高,因此需要隔离。通常采用光纤传输控制信号。串联子模块数量多,控制信号传输量很大。控制信号的传输错误也是导致子模块不能正常运行的常见故障之一。
2 冗余容错方案分析
MMC的最大优点是模块化构造,能方便扩展到各种电压等级和实现冗余容错控制。冗余容错控制的主要思路是:在电路中配置一部分冗余子模块,当有一部分运行的子模块故障时,冗余子模块能保证MMC不间断运行。冗余子模块的运行方案主要有如下3种。
方案1:当子模块正常运行时,冗余子模块被旁路,不参与工作;当子模块发生故障时,冗余子模块替换故障子模块。此方案缺点是冗余子模块接入及充电需要花费较长时间,系统将经历一个较长的暂态过程,冷备用子模块需要额外的控制,同时冗余子模块在正常运行时处于闲置状态,未能被充分利用以改善系统均压性能。
方案2:当子模块正常运行时,冗余子模块参与工作;当子模块发生故障时,旁路故障子模块后,同时旁路其他桥臂上相同数量的子模块,保持系统对称运行。
方案3:当子模块正常运行时,冗余子模块参与工作;当子模块发生故障时,仅旁路故障子模块,其他桥臂不作变动,系统不对称运行。
方案2中,当1个桥臂子模块发生故障时,为保持系统的对称性,旁路其他5个桥臂的正常子模块,将造成系统的可靠性大幅下降,很不经济。方案3弥补了方案1和方案2的缺点,但会造成桥臂的不对称。经过比较分析发现,方案3更适合于MMC。本文采用方案3,提出一种基于能量平衡的冗余容错控制策略,有效消除了由桥臂不对称带来的桥臂电流不对称和直流电流波动。
3 冗余运行原理
MMC的基本电路结构如图2所示,以a相为例进行分析。子模块并网运行时,MMC交流输出电压参考值uaref由电流内环、功率外环交叉解耦控制器[5]得到。
设交流电压、电流参考值分别为:
式中:m为电压调制比,其取值范围为(0,1];Udc为系统直流电压;Im为交流电流幅值。
采用直接调制法,上下桥臂电压参考值uuaref和ularef分别为:
上下桥臂子模块总电压uΣua和uΣla分别为:
式中:Nsum为桥臂子模块总数;uduai和udlai分别为a相上下桥臂中第i个子模块电压。
设均压效果良好,各子模块的电压可认为相等,则式(5)和式(6)可表示为:
式中:udua和udla分别为a相上下桥臂任意子模块电压,冗余运行条件下,uΣua＞Udc,uΣla＞Udc。
假设开关频率无穷大,定义上下桥臂的连续开关函数Sua和Sla分别为[9]:
由于开关频率无穷大,流过电容的电流与桥臂电流满足如下关系:
式中:C为电容值;idua和idla分别为上下桥臂电容电流;iua和ila分别为上下桥臂电流。
把式(9)和式(10)代入式(11)和式(12)可得:
上下桥臂的能量Wua和Wla可表示为:
式中:Ud为正常运行子模块的额定电压;T为工频周期。
由式(15)和式(16)可以看出,桥臂的能量由平均值和波动量构成。子模块正常运行时,各桥臂平均能量相等。
4 能量平衡容错控制策略
以a相上桥臂为例,当有一部分子模块发生故障并被旁路时,子模块总数将小于Nsum,系统处于不对称运行状态。根据式(15)和式(16),a相上桥臂能量平均值将小于其他桥臂,这会造成a相上桥臂子模块电压波动幅度变大、桥臂电流畸变、三相环流不对称,最终导致直流电流波动。
为了抑制不对称运行带来的直流电流波动,可以控制故障桥臂的平均能量与其他桥臂的平均能量相等,达到能量平衡状态。
子模块正常运行时,MMC满足以下条件:
式中:N为正常运行的桥臂子模块最大投入数;Nr为子模块正常运行时的冗余子模块数;Wrated为额定桥臂能量。
当有Nf个子模块发生故障时,故障桥臂的总能量Wua为:
式中:Ufd为故障桥臂子模块额定电压。
按照各桥臂能量相等的原理(Wua=Wrated),故障桥臂子模块的额定电压可表示为:
子模块正常运行时,Nf=0,此时式(21)也适用,所以该策略同时满足子模块正常运行和子模块故障时的情况,控制系统的一致性好。冗余容错控制策略如图3所示。
5 子模块故障个数限制
考虑实际电容能承受的耐压有一定的限制且直流侧需要足够的子模块维持直流电压,子模块故障个数必须满足如下限制条件。
限制1:子模块电压小于子模块电容最大耐受电压,即
式中:Ut为子模块电容最大耐受电压。
将式(21)代入式(22),可得出子模块故障个数的取值范围为:
限制2:具有足够的子模块维持直流电压,即
将式(18)和式(21)代入式(24)可得故障子模块个数的取值范围为:
故MMC单个桥臂子模块故障个数要同时满足式(23)和式(25),即能忍受的最大故障子模块数为Nsum(1-Ud2/Ut2)与Nsum-N2/Nsum中的较小值。
6 仿真分析
为验证本文提出的子模块冗余容错控制策略的有效性,在PSCAD/EMTDC仿真软件搭建了61电平MMC模型,主电路拓扑如图2所示。MMC直流侧接恒定直流源,交流侧通过电抗器接交流电网。模型的主要参数如附录A表A1所示。
模型的交流侧通过有功、无功电流交叉解耦控制,正常运行时的有功电流设为-0.5kA(定义电流从电网流向换流器的方向为正方向),无功电流设为0。0.3s时,a相上桥臂有8个子模块发生故障;0.3~0.5s时,仅旁路故障子模块,故障容错控制不投入;0.5s以后投入故障容错控制。
直流电流、a相桥臂电流、a相桥臂环流和三相上桥臂能量的仿真波形如图4至图7所示。
由上述仿真波形可以看出:子模块发生故障并被切除,但故障容错控制不投入的情况下,直流电流发生波动,故障相上下桥臂电流出现不对称,桥臂环流波形畸变,故障桥臂能量小于其他桥臂;当故障容错控制投入后,直流电流波动被抑制,桥臂电流和环流不对称被消除,各相桥臂的能量恢复平衡。
其余仿真波形见附录A图A1至图A7。可以看出:(1)当故障容错控制不投入时,无功功率基本平稳,有功功率出现轻微的波动,控制投入后波动消除;(2)子模块故障对MMC交流输出电压影响不大;(3)对于交流电流,当故障容错控制不投入时,交流电流波形出现轻微波动,控制投入后波动消除。
从仿真结果可以看出,子模块故障对系统的直流侧影响较大,对交流侧影响较小。
7 结语
1)本文阐述了MMC子模块故障的原因,在分析比较3种常见的冗余容错方案优缺点的基础上,提出采用子模块热备用、故障时仅旁路故障子模块的方案。
2)为抑制MMC不对称运行导致的直流电流波动和桥臂电流不对称,理论上推导了MMC冗余运行的数学原理,并据此提出了一种基于能量平衡的子模块冗余容错控制策略。
3)在PSCAD/EMTDC平台搭建了61电平MMC仿真模型,仿真结果验证了冗余容错方案和冗余容错控制策略的有效性。
摘要：阐述了模块化多电平换流器(MMC)子模块故障类型,包括绝缘栅双极型晶体管(IGBT)模块故障、直流电容故障和控制信号故障。分析比较了3种子模块冗余容错方案的优缺点,选择采用对MMC影响较小的子模块热备用的冗余容错方案。该方案的缺点是MMC运行于不对称状态,导致MMC直流电流出现波动。为此,在推导MMC冗余运行状态的基本数学模型、得出桥臂能量数学表达式的基础上,提出了基于桥臂能量平衡的冗余容错控制策略来抑制直流电流的波动。在时域仿真软件PSCAD/EMTDC中搭建了61电平MMC模型,仿真结果验证了提出的冗余容错控制策略的有效性。
多模块变压器 篇4
MMC(Modular Multilevel Converter,MMC)在最近几年得到快速的发展。MMC既适用于小容量输电,也适用于大容量输电,目前对于其研究,主要集中在调制策略、电容均压、环流抑制等方面[1,2,3]。
在现有的MMC子模块电容均压方法中,有如文献[1]所述的传统均压方法;有如文献[2]所述的加入双保持因子的方法;有如文献[3]所述的采用对调制波进行处理的优化平衡算法;有如文献[4]所述的采用质因子分解法的平衡算法。
2 研究现状
2.1 传统均压方法与双保持因子方法
根据对子模块结构的分析可知:当电流从正向流入、负相流出时,是给子模块电容充电,子模块电压上升;当电流从负相流入、正向流出时,是给子模块电容放电,子模块电压下降。为使子模块电容的电压维持在其额定值,需要各个子模块电压尽可能维持在其额定值,由此可知,当电流从负相流入、正向流出时,需要优先投入此桥臂中电压较高者,让其放电;当电流从正向流入、负相流出时,需要优先投入此桥臂中电压较低者,让其充电,从而让电容电压尽可能保持在其额定值附近。传统均压法就是依据上述方法进行均压,此方法有一个弊端,即由于电容的电压在不断的变化,则会造成子模块开关快速动作,开关频率大大提升,开关损耗很大。为此,有学者提出对电容的动作值加入上、下限,将平衡控制的重点放在越限的子模块电容,从而降低开关频率。其根对上一时刻投入的子模块电压进行分别乘一个保持因子(其值在1附近)再进行排序。加入双保持因子的传统方法原理简单,能减少开关频率,降低开关损耗,有一定的实用价值,但是,此方法是牺牲准确度作为代价从而实现降低开关频率,有一定的不足之处。
2.2 调制波优化法的电容均压方法
调制波优化法的基本原理:采用CPS-SPWM调制方法时,若把调制波适当上移时,载波周期内,其导通时间会相对增长;把调制波适当下移时,载波周期内,其导通时间会相对缩短,从而通过对调制波的处理,达到适当优化子模块的充放电时间,以此达到电容均压目的[3]。此方法通过定义环流抑制系数和电容均压系数,其中,环流抑制技术是对MMC三相桥臂的总子模块导通时间进行调节,从而使三相桥臂的各自总能量相等,从而达到抑制环流的作用;电容均压系数,是通过对单个子模块的导通时间进行二次调节,从而实现单个子模块的电压平衡。其方法为:环流抑制系数和电容均压系数分别与此时刻与各桥臂额定能量的偏差值、此刻子模块与其额定值的偏差相乘,再与各相桥臂的原始调制波相叠加,从而得到新的调制波。通过上述的描述,我们可知,此方法能够较好的实现各个桥臂的总电压平衡,从而抑制环流,但是在实现单个电压的均衡方面,效果不佳,有一定的实用价值。但是,此方法仅适用于CPS-PWM调制策略,不能适用于MMC的最广泛实用最近电平逼近调制方法,具有一定的局限性。
2.3 采用质因子分解法的均压方法
采用质因子分解法的主要思想:通过分组排序的方式,降低排序规模,减少排序时需要的运算量,从而达到电压平衡的算法优化。
当上层控制阀级传来某桥臂需投入子模块个数时,若此桥臂有n个子模块,若按传统排序方法,则运算量T为式(1)。
若分为m组,则运算量T与减少量△T为:
若再对每组进行同样的分组,从而形成分成,运算量又会进一步减少,由于不同的分层分组方法,最后的运算量都不一样,结合数学运算推导,可知,采用质因子分解法可得到最优的分层分组方法,即最小的运算量。
此方法通过分层、分组得到最小运算量的均压方法,运用范围广,有明显的优势。但是没有对怎样分层分组进行明确地阐述,同时对每组进行排序时,仍然是按照传统的排序方式。
3 拟解决问题
通过对现有的具有代表性的三种均压方式进行横向对比,我们可以知道,第三种方法有一定的优越性,可对其深一步的探索,如分组之间的排序仍用的传统方法,能不能对其优化;其次,子模块怎样分层、分组的规则没有细化的标准,可以对其进一步探索。
参考文献
[1]徐政,屠卿瑞,管敏渊.柔性直流输电系统[M].北京:机械工业出版社,2013:24-26.
[2]屠卿瑞,徐政,郑翔,等.一种优化的模块化多电平换流器电压均衡控制算法[J].电工技术学报,2011,26(5).
[3]彭茂兰,赵成勇,刘兴华,等.采用质因子分解法的模块化多电平换流器电容电压平衡优化算法[J].中国电机工程学报,2014,34(33):5846-5853.
多绕组变压器负载可控型可调电抗 篇5
为提高电网的输电能力、调节电网电压及补偿无功,电力系统需要具有可变阻抗的电抗器。现有的可调电抗器大致可分为调节电抗器抽头、调节电抗器气隙、直流偏磁式、晶闸管调感式、投切电容式[1]。理想的电感调节方法是既能快速连续调节又不产生谐波[2,3,4,5,6,7,8,9,10,11,12,13,14,15]。
在此提出一种多绕组变压器负载可控型可调电抗[16,17]。使用晶闸管和电压型PWM逆变器作为变压器二次侧负载,通过对晶闸管的开关控制和对逆变器输出电流的控制实现变压器一次侧等效阻抗的任意调节。晶闸管的开关控制实现对可调电抗的粗调,逆变器输出电流控制实现对可调电抗的细调。本文采用双端口网络控制,使控制系统简单稳定。实验结果表明该新型可调电抗器具备电感线性连续可调、谐波电流小的优良性能。
1 变压器负载可控型可调电抗原理
可调电抗原理如图1所示,变压器采用二次侧多绕组的结构,使用晶闸管和电压型PWM逆变器作为变压器二次侧的负载。晶闸管的开关控制绕组WT1~WT5串联在一起,逆变器控制绕组WC1单独存在。晶闸管的开关控制实现可调电抗的粗调,5个晶闸管开关控制绕组把可调电抗分为6个量程;逆变器输出电流控制实现可调电抗的细调,使可调电抗在每个量程均线性连续可调,从而使可调电抗在所有量程都线性连续可调。
设图中各绕组匝数和所有物理参数都已折算到一次侧,当忽略铁心饱和引起的非线性时,变压器的电势方程具有下列形式[3]:
其中,r为绕组电阻;L为绕组自感;LM为绕组互感;ω为角频率。在变压器中,r相对于L很小,忽略r的影响,可得:
5个晶闸管把可调电抗分为6个量程。
第1量程,所有晶闸管均开路,仅逆变器控制绕组WC1投入工作,可得:
第2量程,VT1闭合,晶闸管开关绕组WT1投入,逆变器控制绕组WC1投入工作,可得:
第3量程,VT1开路,VT2闭合,晶闸管开关绕组WT1、WT2投入,逆变器控制绕组WC1投入工作,I1=I2,可得:
第4量程,VT1、VT2开路,VT3闭合,晶闸管开关绕组WT1、WT2、WT3投入,逆变器控制绕组WC1投入工作,I1=I2=I3,可得:
第5量程,VT1、VT2、VT3开路,VT4闭合,晶闸管开关绕组WT1、WT2、WT3、WT4投入,逆变器控制绕组WC1投入工作,I1=I2=I3=I4,可得:
第6量程,VT1、VT2、VT3、VT4开路,VT5闭合,晶闸管开关绕组WT1、WT2、WT3、WT4、WT5都投入,逆变器控制绕组WC1投入工作,I1=I2=I3=I4=I5,可得:
由式(3)~(8)可知,可调电抗在第1量程相当于两绕组变压器;在第2~6量程相当于三绕组变压器,可得到三绕组变压器等值电路图[3],如图2所示(图中,下标1代表开关绕组,6代表控制绕组,后同)。
三绕组变压器的等值参数可以用3次短路试验来确认,其结果列于表1[3]。
则可得:
2 双端口网络控制
如图2所示,具有2个端口的双口网络模型有2个端口电压和2个端口电流。其特性由表示电压相量、电流相量关系的2个复系数代数方程描述,由此可得相应的等效电路[4]。
从AX端看,使I6=0,代入式(11)有
从AX端看,使IAX=0,代入式(11)有
多绕组变压器负载可控型可调电抗可看成双端口网络相量,UAX为一次侧电压,IAX为一次侧电流,U6为二次侧逆变器控制绕组电压,I6为二次侧逆变器注入电流。在每个量程中K1、K2值由3次短路试验可得,可参考表1。
若二次侧逆变器输出电流跟踪一次侧电流,I6=-βIAX,β>0,逆变器呈感性负载,则
由式(14)可知,多绕组变压器负载可控型可调电抗,在每个量程中可线性连续可调,合理设计变压器,确定K1、K2值,从而可调电抗在所有量程均线性连续可调。
3 实验结果及分析
按照多绕组变压器负载可控型可调电抗器原理图1,构建了一个4 k V/250 k V·A的可调电抗实验平台。该可调电抗器二次侧设计5个晶闸管开关控制绕组和1个逆变器控制绕组,可调电抗参数如表2所示。逆变器直流侧储能电容为3 400μF,功率器件IGBT(标称1 200 V,200 A),开关频率为10 k Hz,并利用单极性倍频输出来产生逆变器控制绕组的功率开关器件驱动脉冲。系统采用传统的电压外环、电流内环PI调节控制,电流内环为直接电流控制,逆变器输出电流跟踪一次侧电流,电压外环保持直流母线电压稳定。用型号为Tektronix TDS2002的示波器录下相关实验波形,如图3所示,u1、i1为一次侧电压、电流,i2为逆变器输出电流。
如图3(a)所示可调电抗第1量程实验波形,U1=2 110 V,β=3.01时,I1=1.77 A,电抗器电流相角滞后于电压很接近90°,一次侧阻抗非常近似为纯感性(测得功率因数cosφ=0.045);电抗器一次侧电流基本为正弦波,谐波含量低,THD=1.10%。
如图3(b)所示可调电抗第2量程实验波形,U1=1 700 V,β=3.17时,I1=9.98 A,I2=32.5 A,实测值与理论值的误差为0.58%。
如图3(c)所示可调电抗第3量程实验波形,U1=2 080 V,β=0.96时,I1=17.9 A,I2=18.1 A,实测值与理论值的误差为0.1%。
如图3(d)所示可调电抗第4量程实验波形,U1=2 090 V,β=1.23时,I1=24.5 A,I2=31.8 A,实测值与理论值的误差为0.36%。
如图3(e)所示可调电抗第5量程实验波形,U1=2 140 V,β=0.85时,I1=29.7 A,I2=25.8 A,实测值与理论值的误差为3%。
如图3(f)所示可调电抗第6量程实验波形,U1=1 910 V,β=1.05时,I1=32.7 A,I2=34.6 A,实测值与理论值的误差很小。
为了检测在不同量程下理论值与实测值之间的误差,本文做了一系列的实验。实验数据如表3所示。
注:Ztheo为电抗理论值,Zmea为实际值,ε为误差。
从实验波形和数据分析可以得到,多绕组变压器负载可控型可调电抗器的实测值与理论值相符合,一次侧电流波形为正弦,谐波含量很小。可调电抗在整个量程都可以线性连续可调。
4 结论
多模块变压器 篇6
城市拥堵问题的日益突出为公交发展提供了巨大空间。利用可编程器件设计实现具有多种功能的公交信息提示系统具有重要意义, 本文基于51单片机, 模拟了一种简单的智能公交系统, 为实际的城市公交信息平台建设提供一些思路。
1 总体设计方案
公交模拟报站系统由单片机主控模块、无线数传模块、液晶显示模块、电源供电模块等部分组成。
系统结构[1]如图1所示:整个系统都以单片机STC89C52RC作为系统的主控芯片, 由电源供电模块供电;模拟小车部分以自动循迹小车为载体, 使用红外对管检测站台黑线模拟到站, 并通过液晶显示出当前站台, 同时将位置信息发送给主控站台;模拟站台部分使用液晶显示线路上各车的位置, 并通过无线模块进行站台间数据的传递, 以达到每个站台都能准确显示出线路上各辆小车位置的功能。
如图1所示, 硬件整体结构中以圆圈模拟公交路线, 内圈为顺时针行驶线路, 外圈为逆时针行驶线路;实心矩形为线路两侧的站台, 中间的连线作为模拟小车到站的信号检测线;空心矩形为小车, 在路线上行驶。图中直线箭头表示无线模块的数据传输方向, 数据信号先由小车将数据传向主控站台, 再由主控站台处理后传向其他站台。
2 硬件设计
图2为硬件的整体结构图, 整个系统分为三部分:模拟小车, 主控站台和其它站台。整个系统通过多个无线模块[2]数据传输与多个单片机的数据处理, 能准确实现模拟公交报站功能。
2.1 单片机主控模块
采用STC公司的STC89C52[3,4]单片机作为主控制器。STC89C52是STC公司生产的一种低功耗8位微控制器, 采用外部时钟, 晶振频率可达12MHz, 具有32个通用IO口, 从速度和管脚数量两个角度来看, 可以达到本系统各个部分的要求。
本系统中, 模拟循迹小车部分使用单片机P0.0-P0.3作为红外对管信号接入引脚, P0.4-P0.7作为L298N电机驱动模块的信号给入引脚, 驱动模块中ENA与ENB与高电平短接;P2.0-P2.5与无线模块nRF24L01的6个信号口分别相连, 液晶1602的并行数据口与单片机P1.0-P1.7相连, RS、RW、EN分别连接至P2.6、P2.7、P3.4口, 并且P3.2管脚用于下降沿触发外部中断检测小车到站黑线。模拟站台部分均使用P2.0-P2.5管脚与无线模块nRF24L01的6个信号口分别相连, 液晶1602的并行数据口与单片机P1.0-P1.7相连, RS、RW、EN分别连接至P0.0、P0.1、P0.2。
2.2 无线模块
无线数传模块nRF24L01[5]是工作在2.4GHz到2.5GHz, 有6通道的无线收发集成模块, 具有功耗低、易编程等特点。无线模块nRF24L01工作电压为1.9V~3.6V之间, 需要使用AMS1117-3.3三端稳压芯片提供3.3V的稳压, 供给无线模块进行工作。本系统只使用了无线模块的通道1, 通过对无线模块数据传输特性的灵活应用, 迅速切换接收与发送模式, 实现了整个公交模拟系统的可靠运行, 其他通道也为之后其他功能的拓展提供了方便。
2.3 液晶显示模块
本系统的液晶显示采用M1602模块。该模块有两行、每行16个字符可以用来显示, 。小车液晶第一行显示小车编号“Number:1”, 第二行显示此时站台编号“Position:2” (以X1小车在2号站台为例) 。站台液晶显示第一行为站台编号“Positon:1”, 第二行显示最近的小车编号与最少站台数“Bus2 Distance 1” (以1号站台为例, 假设2号小车距离1站到达) 。
2.4 电源供电模块
根据该系统大部分硬件采用5V供电以及nRF24L01无线模块采用3.3V供电, 所以采用高性能可充电锂电池提供7.4V直流电, 再经三端稳压集成电路LM7805稳压, 形成5V直流电供给单片机。5V直流电经过AMS1117-3.3V三端稳压电路形成稳定的3.3V, 供给nRF24L01模块。
2.5 循迹小车
以STC89C52为主控芯片, 采用4个红外对管集成模块作为黑线探测器, 直线行驶时置于小车前部的4个红外对管中间两个位于黑线上, 左右两个用于检测白色路面, 若以1表示高电平, 0表示低电平, 则直线行驶时四个红外对管传给单片机的四位信号分别为0110。当线路出现拐弯时, 4个红外对管反馈的信号会发生变化, 例如, 若此时路线右拐, 则在小车还未改变直行的方向时, 红外对管传给单片机的信号可能是:0010或者0001。不难知道, 当传输信号为0010时, 小车偏离路线角度并不是很大, 向电机驱动模块L298N送给指令1000, 令右侧轮停止少许, 左侧轮前进, 即可以使小车向右小幅度转弯;当传输信号为0001时, 小车偏离路线角度较大, 可以向电机驱动模块L298N送给指令1001, 令右轮反转, 左轮正转, 实现原地逆时针旋转一定角度, 从而使小车尽快回到黑线位于中间两个红外对管的情况继续行驶。反之同理。
3 系统软件设计
3.1 模拟小车
程序首先初始化无线模块nRF24L01和液晶1602, 并以tx[0]=1标记1号小车, 同理tx[0]=2、tx[0]=3分别标记2号小车和3号小车, 并定义全局变量N记录本辆小车经过站台的位置信息。每辆小车都默认由1号站台出发, , 无论顺时针运行还是逆时针运行, 都以经过1号站台记录此时位置N=0。
由于STC89C52单片机中断数量有限, 所以在程序主循环中运行循迹程序, 当用于检测到站的红外对管检测到站台黑线时, 程序进入中断, 首先在中断子程序中先关闭外部中断, 向L298N电机驱动送给指令0000, 使小车停下。在中断程序中, 使全局变量N=N+1, tx[1]=N, 并且设置无线模块nRF24L01为发送模式, 发送数组tx[]。发送完毕后, 再次打开外部中断, 为小车下一次到站做准备。模拟1号小车程序流程如图3所示。
3.2 主控站台
程序初始化无线模块nRF24L01和液晶1602完成后, 主控站台始终处于等待接收状态。当主控站台数组Rx[]接收到来自小车发出的数组后, 通过读本地Rx[0]的数据, 判断是由第n号小车发来, 并将相应编号的小车的站台位置Rx[1]存放在需要发送给其它站台的数组Tx[]中的Tx[n]的位置上。然后把主控站台的无线模块配置成发送模式, 发送计算获得的数组Tx[], 此时, 已将线路上所有小车的位置信息由主控站台发送给了其他各个站台。
发送小车位置信息完成后, 主控站台单片机对Tx[]数组进行运算。因为主控站台是1号站台, 所有小车通过1号站台时位置信息数据N会被刷新为0, 所以通过D[n]= (4-Tx[n]) %4一个公式, 就可以计算得到再线路上的所有小车离站台剩余的站数D[n], 取所有小车离本站台剩余的站数的最小值并记为min, 并在液晶上显示出这个最小值min与其小车的编号n, 方便人们选择要换乘的公交方向。主控站台程序程流如图4所示。
3.3 其他站台
其他站台程序初始完成后, 无线模块nRF24L01经过配置始终处于等待接收模式。当其他站台无线模块接收到数据后, 单片机判断接收到的数组Rx[]的第一位的字符, 若不为字符‘p’, 则接收到的数组可以判定不是由主控站台传来, 而是由模拟小车传来, 对此次接收到的数据不予处理, 无线模块重新配置成等待接收模式, 等待下一次的数据传输到来。当Rx[]数组第一位为字符‘p’时, 标志着收到的数据是由主控站台传来的小车的位置信息数组, 读取这个数组并对其进行运算。
以2号站台为例, 当接收到数组Rx[]时, 不难发现, 可以分别使用公式D[1]= (5-Rx[1]) %4、D[2]= (5-Rx[2]) %4、D[3]= (Rx[3]+1) %4计算出离本站剩余站数最少的站数min。3号站台与4号站台与2号站台类似, 同样可以统计数据后得到一个可以通过数组中数据算出距离本站最少站数min与小车编号n, 在液晶上显示出最少站数min与小车编号n, 可以方便人们选择要换乘的公交方向。2号站台程序流程如图5所示。
4 结束语
本系统提出的一种多无线模块相互通信构建的公交模拟系统, 对无线模块数据传输灵活使用以及对单片机数组数据进行灵活操作, 使得整个系统能够准确地在每一站台显示出离此站剩余站数最少的公交车编号以及相距站数。该模拟系统的研究和实际应用也将为不断发展的公交系统的报站问题, 提供一种可用的解决方案。
参考文献
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[2]蔡向东.无线收发模块在多机通信中的设计与实现[J].吉林大学学报, 2006, 5:469-472.
[3]郭天祥.新概念51单片机C语言教程——入门提高开发拓展全攻略[M].北京:中国水利水电出版社, 2009.
[4]魏立峰, 王宝兴.单片机原理与应用技术[M].北京:北京大学出版社, 2006.
多模块变压器 篇7
模块化多电平换流器(MMC)是应用于高压直流输电(HVDC)领域的一种新型电压源型换流器(VSC)。其每个桥臂由大量的子模块构成,可以在交流侧产生一个谐波含量很低并且十分接近正弦的阶梯波,无需大容量的交流滤波器。此外,器件的开关频率相比传统换流器显著降低,因此开关损耗也随之降低[1,2]。
传统MMC的一个主要缺点是无法处理直流故障,当直流线路发生短路故障时,即使关闭所有的绝缘栅双极型晶体管(IGBT),换流器也会通过器件反并联的二极管运行在一个低阻抗直流负载的不可控整流状态,因此,较高的电流会通过二极管从交流电网流向直流侧馈入。而低阻抗的短路路径会导致故障电流急剧上升,可能对换流器造成严重损害。目前的解决办法只能是断开交流断路器,但传统的机械断路器反应时间很长,使半导体器件在响应时间内仍然承受较大的电流应力,因此,它不适合直流故障隔离[3,4]。目前所研究的固态直流断路器可以实现快速的故障切除,但是其成本高,并且存在于传输路径中的半导体器件会产生额外的通态损耗[5],此外文献[6-7]提出了具有阻断直流侧故障能力的直流变压器的概念,但实现这个功能的代价是更高的投资成本和功率损耗,以及一个更大的占地面积。
除了上述通过断路器实现故障隔离的方法,采用具有直流故障阻断能力的新型子模块拓扑是目前研究的热点。其原理是利用闭锁后的IGBT将子模块电容连入故障后的电流回路,使子模块有直流故障清除能力并提供更大的可控制性[8]。各种具备故障阻断功能的子模块所应用的器件多少以及故障阻断能力各不相同,并且这种具备故障穿越能力的子模块需要在传统半桥的子模块的基础上增加额外的电力电子器件,工程上为获得谐波含量较低的交流输出电压,换流器需由大量的子模块构成,目前投入运行的MMC子模块数均达到数百个[9],因此运行损耗也进一步加大。普通MMC拓扑的输出电平数与桥臂子模块数为简单线性关系,其电平输出能力不高,文献[10]提出一种基于循环嵌套机理的MMC(NLMMC)拓扑结构。该换流器的输出电平数与两组子模块数的乘积成正比,具有更强的电平输出能力。相同输出电平要求下,与普通MMC拓扑相比,该换流器可大幅减少子模块数量,简化控制系统硬件构成。本文针对NLMMC的工作原理,提出了一种具备直流故障穿越能力的混合子模块(H-SM)拓扑,相比其他子模块,其优点在于具备相同电平输出能力的前提下,器件使用数量降低。将其应用到循环嵌套拓扑之后,使该换流器既具有高电平输出能力,又具备直流侧故障穿越能力,从而进一步提高换流器的性能。文中对该换流器的调制策略和子模块电容电压平衡控制策略及其故障阻断机理进行了分析,最后通过仿真分析验证了该方案的有效性。
1 混合子模块拓扑
1.1 混合子模块工作原理
如图1所示,该拓扑结构具有三电平输出能力,由3个半桥模块SM1,SM2,SM3以及额外的一个IGBT和2个二极管构成,由于3个半桥模块都有独立的工作状态,使得该拓扑结构相比于传统半桥MMC而言,其调制策略、子模块均压策略及控制策略方面都可以移植,增加了优势性。其中Uc表示每个电容器两端的电压平均值。
正常工作时,T7一直处于导通的状态,只有在故障闭锁时,才将其关断。3个半桥子模块(HBSM)的工作状态独立,在桥臂中就相当于3个HBSM串联,可独立投入与切除,附录A表A1给出了混合子模块的开关状态表。
当输电系统直流侧发生最为严重的双极短路故障时,直流侧会产生较大的冲击电流,此时控制系统在交流侧断路器断开之前立即发出换流器闭锁指令,所有IGBT全部关断,故障电流流通路径如附录B图B1所示。从图中可以看出,故障闭锁后,无论电流方向如何,故障电流都可以向子模块电容充电,从而通过电容两端的反相电压实现故障电流清除。
1.2 混合子模块的特性比较
综合目前所提出的几种具备直流侧故障清除能力的子模块,附录A表A2给出了在输出电平数量均为N+1时,各个子模块所用的器件数及其耐压值情况[11],其中N表示采用具有一个电平输出能力的子模块时,单相半个桥臂所需的子模块个数。
由附录A表A2可知,输出电平数量相同且具有直流侧故障清除能力的前提下,本文所提出的混合子模块与已有的具备直流故障阻断能力的子模块相比,减少了器件使用数量,并且附加开关器件的耐压值与传统MMC相同,因此可以减少换流站设计时的额外投资以及运行损耗。
2 换流器的分析与设计
2.1 NLMMC的工作原理
如图2所示,NLMMC结构与普通MMC拓扑类似,特别之处在于换流阀由H个子模块组串联构成,而每个模块组又分别由Ni个对应电压等级的子模块串联组成[12]。
各组子模块额定电容电压满足式(1),即第i+1组把第i组的电压平均分成了Ni+1+1份,这样通过独特的调制方式,就可以达到输出电平数与两组子模块数的乘积成正比的目的。换流器输出电平数Nout和直流母线电压Udc以及每一桥臂所含子模块总数Nsum之间的关系满足式(2)至式(4),其中Uci为第i组的子模块电容电压。
需要说明,由于循环嵌套的计算量和复杂程度随H的增加而呈指数增加,通常情况下H取2就可以达到理想的效果,因此本文仅讨论H=2时的情况。附录B图B2为两个模块组中均有一个子模块(对于本文提到的子模块而言,一个子模块可以输出3个电平,因此在计算时应在每个子模块数N前乘以3)时的电平协调投切示意图,由图可知,采用两组分别含有3个子模块的嵌套结构,在每一个大“台阶”通过上叠加0,1,2,3个小“台阶”的方式实现高电平输出,这样共6个子模块可实现16电平输出,符合式(2)给出的输出电平公式。
2.2 调制策略
NLMMC的调制方法基于最近电平逼近控制(NLC),对于传统MMC而言,单相每个桥臂应投入的子模块数即为附录B图B2中的最终波形对应的模块数,由式(5)给出。
式中:Udcref为直流参考电压;Uacref为交流参考电压,且对应上桥臂时取“-”,下桥臂时取“+”。
NLC的调制原理为将控制器得到的参考电压除以单个子模块电容电压的平均值Uc,然后取整作为最终投入的子模块个数Non。常用的取整函数包括最近取整(round(·))、去尾取整(floor(·))、进一取整(roof(·))[13],当电平数较大时,采用不同的取整方法所带来的差异很小。因此用哪一种都可以,但对于NLMMC而言,需具体区分取整方法方可实现嵌套原则。NLMMC的调制公式如下:
式中:Nsm为最终输出的电平总数;Ns1为第1组应投入的子模块数;Ns2为第2组应投入的子模块数;N2为第2组的子模块数量。以附录B图B2中的第1组的第1个大阶梯为例,总电平数在0到4之间时,第1组应投入0个子模块,即Ns1=0,这样应该对Ns1′进行去尾取整才能得到Ns1=0,此处Ns1′是分母为N2+1,分子为Nsm的分数,用此数减去Ns1之后再消去分母,即为Ns2的输出。
这里给出了另一种基于编程实现的第2组子模块投切数目计算方法,以两个嵌套组均含有4个子模块为例,基于Fortran语言中的SELECT CASE控制语句实现的具体步骤如下。
编程实现第2组的应投入子模块数目对于三相六桥臂的NLMMC而言,可以共用一个子程序计算,可以提高调制环节的计算速度,特别是当嵌套层数增加时,利用程序中的循环嵌套语言编写投切程序更有优势。
2.3 电容电压平衡策略
针对循环嵌套拓扑的结构,需对H组子模块分别进行电容电压平衡控制。循环嵌套拓扑的主要优势是两子模块组中子模块数量较少,对控制系统计算能力要求降低。分层控制的流程图如附录B图B3所示。
电压平衡控制单元的主要功能是根据当前桥臂电流ip和调制环节输出的各组应投入的子模块数量Nsi确定该组内各子模块的投入和切除状态,从而实现分层电压平衡控制。各个组内的电容电压平衡控制策略仍然可以采用基于电压排序的控制方法[14],由于每个组内的子模块数量与相同的输出电平等级相比大幅度减少,因此实时数据处理量和排序计算用时将大大减小。
3 换流器的故障阻断机理
将本文提出的混合子模块应用到NLMMC中,其故障阻断机理与MMC类似,当直流侧发生双极短路故障闭锁换流器之后,桥臂内的电流主要有桥臂电抗器L上的续流以及交流电网相直流侧馈入的电流,而电抗器电流很快衰减到零[15],不予考虑。根据附录B图B1所示的子模块闭锁后在不同极性下的流通路径,以AB两相为例,交流侧馈入的电流途径如附录B图B4所示。
此处定义基于循环嵌套理的MMC中第1组子子模块个数为N1,第2组子模块个数为N2,因此第1组子模块电压是第2组子模块电压的N2+1倍,文中提出的混合子模块中含有3个电容,则附录B图B4中的等效电容电压Ucs,Ucs′和二极管电压UVDS,UVDS′如下。
i>0时有:
式中:UVD为单个二极管电压。
i<0时有:
由MMC调制理论可知,系统直流电压Udc、交流侧相电压UA、线电压UAB之间满足如下关系:
式中:m为调制度。
如附录B图B4所示,i>0时,忽略电抗器两端电压瞬时值,根据KVL有:
子模块中二极管的电压瞬时值如式(13)所示。结合式(14)可知:当m<2.31时,有UVDS<0,由二极管的单相导电性可知,当二极管承受反相电压时会迅速截止,从而快速阻断交流侧向直流侧馈入短路电流。
i>0时,由式(9)和式(10)可知:Ucs=3Ucs′,此时有:
同理可知,当m<0.76时,有UVDS<0,可实现故障电流阻断。
综合上述理论分析可以得出,当NLMMC采用混合子模块时,运行调制比m<0.76时,可以在直流侧发生短路故障瞬间,通过闭锁所有的开关器件,实现快速阻断直流侧短路故障电流的目的。
4 仿真验证
4.1 输出电平能力
为了验证所提出调制策略以及电压平衡控制策略的结果,本文利用PSCAD电磁暂态仿真平台搭建了基于模块化多电平换流器的高压直流(MMC-HVDC)单端逆变模型。模型中每个换流桥臂有2个子模块组构成,每组有3个子模块,具备16电平输出能力。仿真系统参数如附录A表A3所示。
其中,第1,2组中子模块电容电压额定值分别为1.2,0.3kV。采用本文提出的调制策略和分层电容电压平衡策略。仿真波形见附录B图B5,图B5为NLC调制系统输出以及两子模块组应投入的子模块个数波形,分别对应式(6)至式(8)中的Nsm,Ns1,Ns2,即第1组的每个电平持续时间对应第2组的4个电平变化,因此共有16电平输出。图3(a)为理想的交流侧电压输出波形,三相阶梯波已经十分逼近正弦,倘若子模块数在略微增加,则输出的电平数将大幅度提高。从图3(b)给出的两组子模块电容电压波形中可以看出,第1组的3个子模块电压的3条曲线值维持在1.2kV,第2组的3条曲线值维持在0.3 kV,二者最大波动均为0.1kV,说明这种分层电压平衡控制可以实现子模块电容电压的平衡。
4.2 性能评估
参考文献[16]中的通用换流器损耗算法以ABB HiPak,IGBT模块5SNA1200E330100为例,表1给出了在输出16电平的前提下,4种子模块分别应用到MMC与NLMMC后的器件损耗情况对比,表中器件损耗百分比表示开关器件总损耗之和占系统总有功功率的百分比,其中有功功率为1.8 MW。其中FBSM表示全桥子模块;SBSM表示自阻型子模块。考虑到应用于高压场合下,由于器件耐压水平有限,因此在高压组的器件对应使用数量与两组电压所差倍数成正比,因此传统MMC与NLMMC的开关器件使用数量相同。
对比表1中的数据可知:4种子模块拓扑中HBSM的损耗最低,但其没有故障电平阻断能力,而本文提出的混合子模块在拥有故障阻断能力的前提下,由于器件使用数量降低,故器件运行损耗也随之降低;应用循环嵌套机理之后,由于大组子模块投切频率下降,因此损耗较传统MMC相比略有降低。实际上,文中在系统仿真时考虑到目前高压场合下,两种换流器的器件使用数量相等,但如果应用到低压场合或者随着开关器件耐压值的提高,NLMMC的器件使用数量将随其子模块使用数目的减少而大幅度下降,则其投资成本和运行损耗也将进一步减少。
4.3 故障阻断能力
为了验证该换流器的故障阻断能力,仿真改为单端整流模式,在2s时设置故障,2.04s闭锁换流器,2.08s故障清除,2.12s时重新启动换流器,图4给出了故障下的仿真波形,图4(a)为两组子模块的电容电压变化情况,可见在故障闭锁后混合子模块中的电容电压由于充电效应而增大,为阻断故障做了准备。图4(b)为故障下的电流变化情况,在检测到短路电流时立刻闭锁换流器,故障电流即刻变为零,实现了故障快速阻断。附录B图B6(a)和(b)分别为阻断管T7和D9的端电压,可以看出,正常运行时IGBT导通,端电压为0,而在闭锁时则承受一倍的子模块电容电压,从附录B图B6(c)和(d)的电流和功率的变化中亦可看出,换流器在故障下具有良好的重启性能。
5 结语
本文首先提出了一种具备直流故障阻断能力并且具有较低损耗的混合子模块拓扑,并将该混合子模块应用到NLMMC中,使混合换流器在具有直流侧故障阻断能力的基础上,既减少了损耗,又提高了电平输出能力,进一步提高了换流器的性能。最后通过仿真验证了其输出电平能力以及故障阻断能力,并比较换流器损耗情况后得出,在具备相同电平输出能力的前提下,该换流器具有更低的损耗。鉴于文中所提到的换流器在低压换流场合有较大优势,当应用于高压输电场合时,随着开关器件使用数量的增多,以及输出电平数量的增加,NLMMC的控制系统将更复杂,如何优化控制系统以及该结构在高压大功率场合的应用将是下一步研究重点。