变压器变换

变压器变换（精选4篇）

变压器变换 篇1

1. 电力电子变压器

电力电子变压器又被称做PET, 相关概念出现于20 世纪70 年代。美国GE公司的W Mc Murray提出了高频链接的AC、AC变换电路, 为电力电子变压器的发展奠定了坚实的基础。1996 年, 日本学者根据电力电子变压器的特点, 巧妙地把相位调制技术融入其中, 能够有效校正恒压、功率等, 智能型的变压器应运而生。20 世纪90 年代, 美国密苏里大学研制出PET一些实验样机, 具有较好的电压变换功能, 较强的控制输入功率因数能力。为了避免开关器件承受较大的应力, 在设计的时候, 需要输入多个变流器串联工作, 但会降低系统的可靠性能。

2. 基于LLC谐振变换器的电力电子变压器

由于LLC谐振变压器自然软开关自身具有的工作是特性, 可以实现“高效率、高功率密度、低成本”的功率变换, 是一种重要的DC/DC拓扑。在网络信息时代下, LLC谐振变换器的应用非常广泛, 比如, 通信电源、新能源发电, 发挥着不可替代的作用, 有利于促进不同行业、领域的持续发展。因此, 本文作者以三级型结构为例, 以LLC谐振变压器为基点, 对该类电力电子变压器予以了探讨。

2.1 输入高压级

就三级型结构而言, 输入高压级、输出低压级、隔离级是重要的组成元素。其中的高压级能够将三相交流电压转变为直流。随着相关技术不断完善, 三电平变换器结构已经可以应用于10k V电压中, 三电平整流器功率器件承受的电压应力不大, 小于两电平整流中功率器件。此外, 它还具有一些其它功能, 比如, 输出的电压电流谐波比较小。

2.2 隔离级

就隔离级来说, 应用的是半桥三电平LLC谐振变换电路, 属于DC/DC变换器, 具有高频链接。在高频变压器作用下, 隔离、降压功能得以顺利实现, 还在一定程度上减轻了自身体积、重量主要是因为变压器体积的大小是磁芯材料饱等的函数, 饱和磁通密度、频率属于反比例关系。换句话说, 一旦频率提高, 铁芯材料利用率也会随之提升, 有利于减小变压器的体积。对于高频变压器来说, 其原边是由多个开关串联构成的半桥三电平结构。在谐振电容、漏感等作用下, 促使那些处于高频状态的功率器件得以实现软开关, 有利于降低能源损耗, 提高能源利用率, 减少电力电子变压器运营成本。全桥整流电路则是高频变压器的副边。在LLC谐振电路作用下, 副边的二极管在不受任何因素影响下出现零电流关断现象, 可以有效防止电力电子变压器在运行过程中出现电压尖峰、反向恢复问题。

2.3 输出级

对于输出级来说, 需要对输出的直流电压逆变进行有效地隔离, 使其变为三相工频交流电压, 实现负载供电。通常情况下, 输出级的供电电压为380V。在电路结构运行中, 需要使用两电平类型的三相电压型逆变器。但在配电系统运行过程中, 经常出现非线性负载、不平衡负载, 其中的逆变器必须采用三相四桥臂结构。根据电力电子变压器运行情况, 可以适当增加第四桥臂, 动态控制中性点电压, 使整个电路中有三个独立的电压。这样即使电力电子变压器处于非线性负载、不平衡负载状态进行供电, 也能确保电路稳定运行, 提供优质的供电电压。

对于这类三级结构电力电子变压器来说, 能够顺利实现电能质量的调节功能。具体来说, 在运行过程中, 系统不会受到负载电流质量的影响, 还可以根据工作需要, 合理调整系统的测功率因数。同时, 所输出的负载侧电压具有恒定的特点, 并不会因为负载变化而发生任何变化, 即使系统侧电压出现畸变现象, 也不会受到任何影响。更为重要的是:在LLC谐振变压器作用下, 电力电子变压器结构高频隔离环节在不需要其它线路作用下, 全负载范围软开关依然能够顺利实现, 具有高变换效率, 还能进一步优化PET设计, 使其便于操作。

3. 结语

总而言之, 在新时代下, 以LLC谐振变换器的基点的电力电子变压器发挥着至关重要的作用。在LLC谐振变换器作用下, PET具有多样化的功能, 比如, 隔离、变压、传递能量, 可以实现负载提供高质量的电能, 有效防止系统受到低品质负荷的影响, 处于安全、稳定运行中。以此, 使该类电力电子变压器更好地发挥自身作用, 更好地作用于相关领域。

参考文献

[1]陈启超, 王建赜, 纪延超.基于LLC谐振变换器的电力电子变压器[J].电力系统自动化, 2014, 03:41-46.

变压器变换 篇2

工作频率高频化不仅使开关电源的EMI恶化、开关损耗急剧增大,而且使高频功率磁性元件的线圈涡流损耗问题更加突出,而高功率密度要求则使这些问题的求解难度大大增加,因此高频功率磁性元件的线圈技术也越来越受重视[1,2,3]。副边采用双半波整流的推挽变换器的变压器(以下简称推挽变压器)的四个线圈是不同时工作的,其工作模式在不开气隙或者非储能变压器中是最复杂的。由于线圈交替工作,不工作的线圈虽然没有工作电流流过,但仍会受变压器其它线圈电流产生的高频磁场的影响,感应出涡流损耗,从而使线圈损耗的分析、建模以及测量方法与原、副边同时工作的变压器有很大的不同。本文通过研究推挽变压器线圈谐波磁势平衡的特点,提出通过两个独立变压器分别建模推挽变压器线圈的奇、偶次谐波电流损耗的方法,以及线圈交流电阻测量方法,通过一个400W平面变压器优化设计验证了模型和测量方法的正确性。

2 推挽变压器的线圈损耗模型

开关波形电流引起的线圈损耗可通过谐波分解求得,其中直流分量电流引起的线圈损耗可以很简单求得,而谐波分量电流引起的损耗则由于高频涡流效应求解比较困难,且影响因素多,是线圈损耗建模的关键所在。建立高频谐波电流的线圈损耗模型的关键是分析出线圈窗口的磁场分布,然后由涡流场控方程得到线圈导体的电流分布,进而求得线圈损耗。由于线圈电流决定了线圈窗口的磁场分布,且电流谐波分解的图解法具有直观特点,因此以下通过作图法分解分析各个线圈电流的谐波分量特点。图1为推挽变换器及其变压器线圈电流的理想波形,其中ip1、ip2、is1、is2、iL分别表示线圈Np1、Np2、Ns1、Ns2以及电感L的电流。线圈电流主要特点是原边两个线圈Np1、Np2和副边两个线圈Ns1、Ns2分别交替工作,且在(t1-t2)和(t3-t4)时变压器原边两个线圈均没有电流,副边两个线圈由于输出滤波电感L续流,其电流大小各为电感L电流的一半。对各线圈电流作如图2的分解,即各线圈电流分解为直流分量DC和交流分量AC,其中交流分量AC进一步分解为交流分量AC1、交流分量AC2,即AC=AC1+AC2。由图2可知,四个线圈电流都有交流分量AC1,且为奇半对称,则其谐波分解只有奇次谐波,而交流分量AC2只存在于两个原边线圈,且为偶半对称,则其谐波分解只有偶次谐波。结合图1所示的电流参考方向可知,原边线圈Np1、Np2的交流分量AC1方向相同,且大小相等,即磁势相互叠加;副边线圈Ns1、Ns2的交流分量AC1方向也相同,且大小相等,即磁势也相互叠加。而原边线圈Np1、Np2的交流分量AC2方向则相反,但大小相等,即磁势相互抵消平衡。所以奇次谐波电流产生的磁势平衡于原、副边四个线圈间,而偶次谐波电流产生的磁势则只在交替导通的两个原边线圈间平衡。根据上述磁势平衡特点,提出原边、副边两两交替工作的采用双半波整流的推挽变压器线圈损耗可分解为两个独立的变压器进行分析、建模和测试,即对于奇次谐波电流的线圈损耗,所采用的变压器的原、副边线圈分别由Np1+Np2构成原边,Ns1+Ns2构成副边;对于偶次谐波电流的线圈损耗,所采用的变压器的原、副边线圈分别由Np1构成原边,Np2构成副边,其中Ns1、Ns2为开路。

由于四线圈的推挽变压器线圈损耗可以通过两个独立的变压器分别建模线圈的奇、偶次谐波电流损耗求得,且分解后的独立变压器的线圈为同时工作的,因此分解后的独立变压器可以采用与原副边同时工作的变压器相同线圈损耗模型。对于方形和环形的PCB线圈,其线圈损耗模型分别为[3]:

对于方形线圈,

式中,L、W分别为线圈平均匝长和线圈窗口宽度;D为线圈导体厚度;σequ为一维Dowell模型变换后的等效电导率;电流密度J(z)为

式中k=i为虚数单位,f为谐波频率,μ为线圈导体的磁导率,H1和H2分别为每层线圈导体上下表面的磁场强度。

对于环形线圈,

式中,σ为电导率;Ro和Ri分别为环形PCB线圈的外径和内径;半径R处线圈电流密度Jθ(R,z)为

式中k=,H1(R)和H2(R)分别为每层线圈导体半径R处的上下表面的磁场强度。

以下以图3的推挽变压器两个基本线圈结构为例,说明基于所提出的采用两个独立变压器分别分析线圈奇、偶次谐波损耗的方法,线圈结构示意图中表示每个线圈布置一层。线圈结构a、b为四线圈推挽变压器线圈的基本结构单元,分别采用Np2-Ns2-Ns1-Np1和Ns2-Np2-Np1-Ns1的交叉换位结构。

由图可见在两个线圈结构中,奇次谐波电流对应的线圈窗口磁势分布相同,但偶次不同,其中结构b有更均匀的偶次谐波电流磁势,因此在两种结构中,可得由奇次谐波电流引起的涡流损耗相同,但偶次谐波电流引起的涡流损耗,结构a比结构b的大。而在这两种结构中,原副边线圈的耦合杂散电容却一样,因此,结构b为更优化的结构。

3 推挽变压器线圈交流电阻的测量方法

双线圈或者多线圈同时工作的变压器线圈交流电阻Rac可通过阻抗分析仪测量出来,测量时把其中一个线圈短路[5]。然而对于推挽变压器,它有四个线圈,并且其奇次和偶次谐波电流在不同的线圈间平衡,因此不能直接采用测量双线圈的方法进行测量。根据上节分析结果,可知交流电阻Rac测量时,需采用两个独立变压器分别测量奇次和偶次谐波电流对应的交流电阻。测量奇次谐波电流对应的交流电阻Rac_odd时,由Ns1+Ns2构成的副边短路,由原边测得,如图4(a)所示。测量偶次谐波电流对应的交流电阻Rac_even时,副边Ns1、Ns2开路,其中一个原边短路,由另一个原边测得,如图4(b)所示。根据各次谐波下测量的交流电阻以及傅立叶分解得到的各次谐波电流,由式(5)可求得线圈总损耗

式中,Idc、Iac_k分别表示线圈电流的直流分量和第k次谐波电流有效值,Rdc和Rac_k分别表示线圈的直流电阻和第k次谐波电流对应的线圈交流电阻。

4 平面变压器样机设计与实验

应用上述研究成果优化设计了一个用于400W推挽DC/DC变换器的平面变压器。推挽变换器输入电压Vi=48V(36～60V),输出电压Vo=28V,工作频率fs=170kHz,D=0.28(在Vi=48V)。平面变压器设计如下:

(1)确定变压器线圈匝数

根据连续工作模式推挽变换器的输入输出电压关系,可设计确定变压器匝比n=1。根据输出功率以及电路板大小要求,磁芯选用金川公司的平面磁芯ERI25,磁芯材质为RM1.8KD,则根据改进的磁芯损耗Steinmetz经验公式[6],当原边线圈取为3匝时,磁芯损耗Pcore=2W,最大工作磁密Bmax=0.18T,为合理的磁芯损耗和工作磁密。因此确定原边线圈为3匝,则推挽变压器的线圈Np1=Np2=Ns1=Ns2=3匝。

(2)确定PCB线圈层数和结构

基于变压器电流大小,确定采用12层板的PCB线圈,即每层PCB布1匝线圈。由图3分析可知,图3(b)结构为优化的线圈结构,故以该线圈结构为基本单元构造出如图5所示的两种线圈结构,即结构1的Ns23-Ns22-Ns21-Np23-Np13-Np22-Np12-Np21-Np11-Ns13-Ns12-Ns11和结构2的Ns23-Ns22-Ns21-Np23-Np22-Np21-Np13-Np12-Np11-Ns13-Ns12-Ns11(Ns11表示副边线圈Ns1的第1匝线圈,依此类推),并分别作出相应的奇、偶次谐波电流对应的线圈窗口磁势分布。从线圈窗口磁势图可以看出,结构1和2奇次谐波电流的线圈窗口磁势分布相同,而偶次谐波电流的线圈窗口磁势分布则是结构1的比结构2的均匀。

(3)优化设计PCB线圈导体厚度

由于磁心为EIR型,磁心中柱为环形的,由环形线圈损耗模型求得各结构的线圈损耗随PCB线圈厚度变化曲线如图6,其中Pwinding_P、Pwinding_S、Pwinding_Total分别表示各结构线圈的标幺化原边、副边损耗以及总损耗,其中以结构1的PCB厚度为4oz时的线圈总损耗为1。从图可见,由于高频涡流效应,原副边PCB线圈都存在一个损耗最小的优化厚度,且不同结构线圈的最小损耗也不一样。结构2的PCB厚度为4oz时的标幺化线圈总损耗为1.15,可见结构1更优。

综合考虑线圈损耗和安规要求,400W平面变压器的PCB线圈结构可设计为结构1,厚度为4oz

(为了实验验证,也制作了结构(b)的PCB线圈,厚度也为4oz),变压器样机的奇次、偶次谐波电流对应的交流电阻分别如图7,交流电阻采用网络分析仪Agilent E5071C测得;结构1、2的Np1、Np2、Ns1、Ns2线圈直流电阻均分别为5.25mΩ、5.35mΩ、5.2mΩ、5.5mΩ。根据测量得到的线圈交流电阻以及分解的线圈谐波电流,由式(5)可求得线圈结构1、2的线圈总损耗为5.06W和5.57W,实验验证了结构1为更优。而如果不考虑高频涡流损耗,采用线圈直流电阻乘线圈有效值电流方法求得的结构1、2线圈总损耗则只有1.45W,与实际差距很大,说明这种方法求线圈损耗很不适用,虽然现在工程师常采用该方法求高频功率变压器的线圈损耗。

5 结论

对于复杂的四线圈分时工作的应用于推挽变换器的中间抽头变压器,其奇次谐波电流的磁势在四个线圈间平衡,偶次的则在原边线圈间平衡。提出通过两个等效独立变压器分别建模中间抽头变压器线圈的奇、偶次谐波电流损耗的方法,可以很好地用于线圈结构的优选、线圈交流电阻测试、中间抽头的设计以及线圈层厚的优化设计。设计的平面变压器样机实验证明了所提出模型的正确性和有效性。

参考文献

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[3]毛行奎,陈为(Mao Xingkui,Chen Wei).平面变压器任意并联PCB线圈损耗建模及设计软件开发(Eddycurrent loss model and design tool for arbitrary parallelPCB windings of planar transformer)[J].中国电机工程学报(Proc.CSEE),2008,28(30):49-55.

[4]W A Roshen.High-frequency fringing fields loss in thickrectangular and round wire windings[J].IEEE Trans.on Magnetics,2008,44(10):2396-2401.

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变压器变换 篇3

关键词：双向DC/DC变换器,变压器反极性连接,功率传递,移相控制,占空比控制

1 引言

双向DC-DC变换器可以充当两个电压等级间能量传递的设备,实现能量管理[1,2],在未来的应用中拥有广阔的前景。

在燃料电池电动汽车中,由于燃料电池的输出特性比较软,在直流母线与低压辅助电池之间跨接一个双向DC-DC变换器,采用一定的控制策略,就可对燃料电池输出与调速驱动系统的功率需求进行功率平衡,可减小母线电压的波动,提高驱动系统的高速性能。在运行过程中,为燃料电池提供了一个较平稳的等效负载,可使其输出经常接近平均功率。

图1给出了一种对称的半桥结构双向隔离式DC-DC变换器的主电路[3,4]。两个半桥电路之间靠高频变压器耦合,两个半桥的中点与输入电源V1和输出电源V2之间分别串入了电感L1和L2。这种对称的电路结构可以看作一边是半桥和升压斩波器的复合,另一边是半桥和降压斩波器的复合。开关管S1～S4上分别并有电容CS1～CS4用以实现软开关。变压器漏感为Lσ1和Lσ2。该主电路在结构上较文献[5]中的拓扑多了一个电感L2,这样使得电路具有结构对称,在能量双向流动的情况下,可简化控制方案。这种电路在两边均为电压源的情况下,传递的功率与任何一边的电压值成正比。

图1(a)是变压器绕组正极性连接时的变换器拓扑,文[3]和[4]对该变换器已有较详细的分析和讨论。本文主要对图1(b)所示的变压器反极性连接时的变换器进行研究。

2 工作原理

对于如图1(b)所示变换器拓扑,将变压器副边折合到原边时,可以得到等效到一次侧的变换器电路,如图2所示。图中的等效电路忽略了变压器的励磁电感和绕组电阻。

无论能量从V1流向V2,还是从V2流向V1,变压器极性的不同对变换器开关器件的控制规律是不同的。对于图1(a)所示的变压器正极性连接的变换器,两个半桥的上下开关管是互补导通的,且开关管S1与S3同相,开关管S2与S4同相[3]。而在图1(b)所示的变换器拓扑中,由于变压器副边绕组的反极性连接,要求开关管S4与S1同相,S3与S2同相。当S1、S2的导通时间分别超前S4、S3时,能量正向流动,即从V1流向V2。由于变换器电路是对称的,当S1、S2的导通时间分别滞后S4、S3时,能量反向流动,即从V2流向V1。图3给出了移相控制下变压器的电压、电流波形。图中,ϕ1为变压器原边电压领先副边电压的相位角,ϕ2为开关器件S1、S4的导通时间。

根据稳态状态方程,可以得到四个电容上的稳态电压

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漏感Lσ上的电流iLσ在四个拐点的表达式如下

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输出功率可以表示成

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其中vab为图2中ab两端的电压,iLσ如式(2)中所示,经化简可得到输出功率公式如下:

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上式中,假定开关频率不变,输入输出电压V1、V2维持不变,漏感不变时,容易看出,输出功率P与移相角ϕ1和占空比ϕ2有关。

对于式(1),当输入电压V1和输出电压V2满足下式时,

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电容电压VC1与VC4相等、VC2与VC3相等,而输出功率公式(4)亦可改写成

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而正极性连接拓扑的输出功率[3]公式为

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当V1=V2时,式(7)与式(6)相同。

对于这两种拓扑,在不同的占空比D=1-ϕ2/2π下,改变移相角ϕ1,可以得到如图4的曲线。从图中可以看出,通过调节占空比D和移相角ϕ1,都可以改变输出功率P。并且在反极性拓扑满足式(5),正极性拓扑满足V1=V2的前提下,两种拓扑的输出功率P和移相角ϕ1的曲线重合。

3 开关器件应力比较

在变压器反极性连接的拓扑中,开关管S1和S2的电流峰值是

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开关管S3和S4的电流峰值为

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式(8)、(9)中的iLσ(0)、iLσ(ϕ1)如式(2)中所示。IL1和IL2分别为P/V1和P/V2。

而正极性拓扑的电流应力与式(8)、(9)中相同,只不过iLσ(0)、iLσ(ϕ1)、IL1和IL2的表达式不同[4]。

图5给出了当V1=2*V2,且移相角ϕ1固定为0.125π时,两种拓扑下开关器件的电流应力与占空比D的关系。从图中可以看出,变压器同极性连接时开关管的电流应力随着占空比D增大而增大,而在反极性拓扑中,在D=0.33处四只开关器件的峰值电流相等,且电流应力比较小。

反极性连接时的电压应力为

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而正极性连接时的电压应力为

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对于这两个拓扑,参数相同时,开关管承受的电压应力有很大不同。正极性拓扑下开关管的电压应力随着占空比D增大而增大,而反极性拓扑下开关管应力随着D变化存在最小值。图6给出了反极性下输入电压V1和输出电压V2为不同值时电压应力Vpeak与占空比D的关系曲线。从图中可以看出,对于V1=0.5*V2、V1=V2和V1=2*V2三种情况,Vpeak分别在占空比D=0.67、0.5和0.33时达到最小值。因此,在输入电压V1和输出电压V2给定的条件下,为了使得电压应力最小,存在一个最优占空比DOPT,并且DOPT应满足式(5)的关系。

4 试验验证

本文搭建了一套如图1所示的双向软开关DC-DC变换器的实验样机,样机参数如下:

图7给出了变压器反极性连接时,占空比D=40%时的实验波形。当移相角ϕ1=0.2π时,输出功率为259W。图7(a)中,从上到下的波形分别为:S2的门极驱动信号;S3的门极驱动信号;电感L1的电流波形;变压器原边电压波形。从图中可以看到,S3的门极信号滞后S2一个角度。

图7(b)中,从上到下的波形分别为:S2的门极驱动信号;电感L2的电流波形;变压器副边电流波形;变压器副边电压波形。

图8给出了在变压器反极性连接、占空比D=50%和移相角ϕ1=0.2π时的实验结果。

图8(a)中的波形与图7(a)中的波形相对应。图8(b)中的波形与图7(b)中的波形相对应。图8与图7的差别仅仅是占空比变化了。图8对应的输出功率为362W,较图7对应的输出功率增大了,是因为占空比从40%增大到了50%,这说明反极性连接时调节占空比也能对功率进行调节。

5 结论

本文研究了一种对称半桥型双向DC-DC变换器在变压器反极性连接时的功率流动控制规律。得出了输出功率与移相角、占空比和两边电源电压的关系,比较了两种不同极性下开关器件的电流应力和电压应力。研究结果表明,在反极性拓扑中当输入输出电压为不同的对应关系时,存在一个最优占空比,在此占空比下开关器件的电压应力最小。这一结论为反极性下控制策略的进一步优化提供了理论依据。理论分析和实验结果证明了在反极性连接方式下,该变换器同样可采用调节移相角或占空比的方式对输出功率进行控制。

参考文献

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[3]马,瞿文龙,刘圆圆(Ma Gang,Qu Wenlong,LiuYuanyuan).一种隔离型双向软开关DC/DC变换(Isolatedsoft switching bidirectional DC/DC converter)[J].清华大学学报(J Tsinghua Univ.),2006,46(10):15-19.

[4]Ma Gang,Qu Wenlong,Liu Yuanyuan,et al.A novel softswitching bidirectional DC/DC converter[A].ICEMS’05[C].Nanjing,China,2005.1075-1080.

变压器变换 篇4

随着电力电子技术的发展, 开关电源以其效率高, 体积小等特点逐渐取代了传统的线性稳压电源。开关电源的转换器分为正激、反激、推挽、全桥和半桥五种带变压隔离器的基本类型[1,2]。其中, 在中小功率场合, 反激式DC/DC变换器应用非常广泛, 如便携式电脑电源、POS机电源等[3]。它具有如下几个特点:

(1) 设计简单方便, 不像正激式变换器需要磁能复位回路。

(2) 有变压器电气隔离, 可利用变比实现升降压, 实现多路输出, 以适应功率小、电压电流等级多的使用场合[4]。

TOPSwitch-GX系列是由美国电源集成公司生产的离线PWM开关芯片, 它设计先进、功能完善, 可设计输出250 W以下的单路或多路输出开关电源, 典型应用于反激式变换器的设计中。它单片集成了功率场效应管以及完整的PWM控制电路, 外围电路简单, 使用非常灵活, 设计的电源具有低成本、高效率、小尺寸的特点。

在外围电路的设计中, 高频变压器的设计是非常重要的一环。本文将以该系列芯片的应用为例, 详细介绍反激式变换器中高频变压器设计的原理和一般步骤。

1 TOPSwitch-GX的引脚介绍

图1所示是基于TOPSwitch-GX的反激式变换器框图。TOPSwitch-GX芯片共有6个引脚, 其中D和S引脚分别连接片内功率场效应管的漏极和源极。

L为线监测引脚, 使用时必须串联电阻至输入直流电源正极。改变串联电阻的大小, 可自由匹配欠电压门槛值、过电压门槛值。设计变压器时, 可根据串联电阻上流过的最小电流, 查芯片手册中的曲线图, 确定其工作的最大占空比。当L引脚与S引脚短接时, 该管脚所有功能都被禁用。

F为开关频率选择引脚。当它与S引脚连接时, 开关工作在132 kHz;而与C引脚连接时, 开关工作在66 kHz, 这样也就确定了高频变压器的工作频率。

X引脚用于调节外电流极限、远程开关和同步。与L引脚类似, 当它与S引脚短接时, 将禁用该管脚所有功能。

输出端电压信号经过采样、转化, 形成反馈电流输入芯片的控制引脚C, 再由芯片内部加工后, 改变驱动功率场效应管的PWM信号, 实现电流反馈控制, 稳压输出。

在设计高频变压器时, 必须充分考虑到TOPSwitch-GX工作频率等参数以及外围元件取值, 这样才能使整个开关电源更为稳定、高效地运行。

2 高频变压器设计的步骤

2.1 选择磁心材料与形状

常用于高频磁心材料有铁粉磁心、铁氧体磁心和非晶-微晶合金。对于高频变压器而言, 一般选择高磁导率、高饱和磁感强度、低剩磁感强度、高电阻率的磁心材料。磁导率高, 线圈通过不大的励磁电流就能获得较高的磁感应强度。饱和磁感强度大, 剩余磁感强度小, 使得高频变压器工作磁感强度有较大的取值范围, 相对减小了磁心体积。电阻率高, 涡流小, 磁心铁耗小[1,5]。

在没有特殊要求的情况下, 通常选择铁氧体材料就可以满足设计需要。大部分适用于高频变压器磁心的材料 (如TDK的PC系列) , 居里温度都在200 ℃以上, 可以满足绝大部分工作温度的要求[6,7]。因此, 选择磁心主要考虑材料的初始磁导率, 饱和、剩余磁感强度, 电阻率以及预计工作温度下的磁心损耗, 之后考虑材料的机械特性、密度等[8]。西门子、日本的TDK以及国产的新康达都有各自的磁心系列, 可以查阅手册获取具体参数信息。

磁心的形状有EE, EI, PQ, POT等多种。为了降低漏感量, 减小绕组间的分布电容, 应选择高瘦型的磁心 (如EE, EI) , 并尽量减少绕线的层数。当然, 还要综合考虑设计产品的几何尺寸要求和应用环境[9]。

2.2 利用AP法确定磁心尺寸

所谓的AP法就是求出磁心窗口面积Aw和磁心有效截面积Ae的乘积AP, 根据AP值, 查表找出所需磁性材料的编号[1]。

根据法拉第电磁感应定律:

$U={\rm N}\frac{\text{Δ}\Phi }{\text{Δ}t}$

式中:U为电磁感应电压;N为线圈匝数;ΔΦ/Δt为磁通随时间的变化率。

若磁感应强度为B, 则:

$\Phi =BA{}_{\text{e}}$

由于磁心有效截面积Ae不变, 于是:

$U={\rm N}A{}_{\text{e}}\frac{\text{Δ}B}{\text{Δ}t}$

设工作在电流连续模式, 则在开关管导通和截止时, 原边绕组和副边绕组分别满足下列关系:

$\begin{array}{l}U{}_{\text{p}}={\rm N}{}_{\text{p}}A{}_{\text{e}}\frac{\text{Δ}B{}_{\text{o}\text{n}}}{t{}_{\text{o}\text{n}}}=\frac{{\rm N}{}_{\text{p}}A{}_{\text{e}}\text{Δ}B{}_{\text{o}\text{n}}f{}_{\text{s}}}{D}(1)\\ U{}_{\text{s}}={\rm N}{}_{\text{s}}A{}_{\text{e}}\frac{\text{Δ}B{}_{\text{o}\text{f}\text{f}}}{t{}_{\text{o}\text{f}\text{f}}}=\frac{{\rm N}{}_{\text{s}}A{}_{\text{e}}\text{Δ}B{}_{\text{o}\text{f}\text{f}}f{}_{\text{s}}}{1-D}(2)\end{array}$

式中:Up, Us分别为原、副边绕组的直流电压;Np, Ns分别为原、副边绕组匝数;ΔBon, ΔBoff分别是开关管导通和截止时变化的磁通密度;fs为变压器工作频率;D为占空比。整理得:

$A{}_{\text{e}}=\frac{U{}_{\text{p}}D}{\text{Δ}B{}_{\text{o}\text{n}}f{}_{\text{s}}{\rm N}{}_{\text{p}}}=\frac{U{}_{\text{s}}(1-D)}{\text{Δ}B{}_{\text{o}\text{f}\text{f}}f{}_{\text{s}}{\rm N}{}_{\text{s}}}(3)$

磁心窗口面积Aw可用式 (4) 表示:

$A{}_{\text{w}}=\frac{1}{{\rm K}{}_{\text{w}}}({\rm N}{}_{\text{p}}\frac{{\rm I}{}_{\text{p}}}{J}+{\rm N}{}_{\text{s}}\frac{{\rm I}{}_{\text{s}}}{J})(4)$

式中:Kw为窗口使用系数;J为电流密度;Ip, Is分别为原、副边绕组电流。

将式 (3) 与式 (4) 相乘:

$\text{A}\text{Ρ}=A{}_{\text{e}}A{}_{\text{w}}=\frac{1}{{\rm K}{}_{\text{w}}f{}_{\text{s}}J}\left[\frac{U{}_{\text{p}}{\rm I}{}_{\text{p}}D}{\text{Δ}B{}_{\text{o}\text{n}}}+\frac{U{}_{\text{s}}{\rm I}{}_{\text{s}}(1-D)}{\text{Δ}B{}_{\text{o}\text{f}\text{f}}}\right]$

由于ΔBon, ΔBoff在平均磁化曲线上近似相等, 可以用磁心工作磁通密度ΔB表示, 这样:

$\text{A}\text{Ρ}=\frac{U{}_{\text{p}}{\rm I}{}_{\text{p}}D+U{}_{\text{s}}{\rm I}{}_{\text{s}}(1-D)}{{\rm K}{}_{\text{w}}f{}_{\text{s}}\text{Δ}BJ}$

式中:UpIp和UsIs近似为变换器的输入、输出功率, 则上式可改写为:

$\text{A}\text{Ρ}=\frac{D/\eta +(1-D)}{{\rm K}{}_{\text{w}}f{}_{\text{s}}\text{Δ}BJ}{\rm P}{}_{\text{o}}(5)$

式中:Po为输出功率;η为预设变换器效率。

根据算得的AP值, 从产品手册中选择尺寸略大于该值磁心的型号。

2.3 计算原、副边绕组匝数

由式 (1) 可知, 变压器原边绕组匝数Np为:

${\rm N}{}_{\text{p}}=\frac{U{}_{\text{p}}D}{\text{Δ}Bf{}_{\text{s}}A{}_{\text{e}}}(6)$

同理, 副边绕组匝数Ns为:

${\rm N}{}_{\text{s}}=\frac{U{}_{\text{s}}^{´}(1-D)}{\text{Δ}Bf{}_{\text{s}}A{}_{\text{e}}}(7)$

这里U′s要计及二极管导通电压和副边绕组压降。

2.4 气隙长度的计算

虽然磁心材料的B-H曲线斜率随着气隙大小变化, 但带与不带气隙磁心饱和磁感应强度是相同的。当有气隙时, B-H的特征斜率减小, 曲线向横轴靠拢。可以减少剩余磁感应强度Br并增加变压器工作范围。当反激式变换器工作在电流连续方式下, 将会产生很大的直流分量, 气隙可以有效地防止磁心饱和。

气隙长度可以表示为[1]:

$l{}_{\text{g}}=\frac{\mu {}_0{\rm N}{}_{\text{p}}{}^{2}A{}_{\text{e}}}{L{}_{\text{p}}}(8)$

式中:μ0是真空磁导率;Lp是原边绕组的电感值, 它由式 (9) 计算[10]:

$L{}_{\text{p}}=\frac{\left(\frac{1}{{\rm K}{}_{\text{r}\text{p}}}-\frac{1}{2}\right)U{}_{\text{p}\text{m}\text{i}\text{n}}{}^{2}D{}_{\max }{}^2\eta }{{\rm P}{}_{\text{o}}f{}_{\text{s}}}(9)$

式中:Krp为原边电流纹波与电流峰值的比值;Upmin为输入直流电压最小值;Dmax为最大占空比。

2.5 确定导线规格

先确定原边绕组的纹波电流:

${\rm I}{}_{\text{p}\text{r}}=\frac{U{}_{\text{p}\text{m}\text{i}\text{n}}D{}_{\max }}{f{}_{\text{s}}L{}_{\text{p}}}(10)$

则原边电流有效值为:

${\rm I}{}_{\text{p}\text{r}\text{m}\text{s}}={\rm I}{}_{\text{p}\text{r}}\sqrt{D{}_{\max }\left(\frac{1}{3}-{\rm K}{}_{\text{r}\text{p}}+\frac{1}{{\rm K}{}_{\text{r}\text{p}}{}^2}\right)}(11)$

副边电流有效值可近似表示为:

${\rm I}{}_{\text{s}\text{r}\text{m}\text{s}}⧋\frac{{\rm I}{}_{\text{o}}}{1-D{}_{\max }}(12)$

式中:Io为设计输出电流值。

最后根据面积公式可分别得出计算线径:

$D{}_{\text{w}}=1.13\sqrt{\frac{{\rm I}{}_{\text{r}\text{m}\text{s}}}{J}}$

副边可根据设计要求的电流代入式 (12) 算出电流有效值, 进而求得线径。

根据计算线径, 可查AWG导线规格表来选定变压器绕组线径。

3基于TOPSwitch-GX的单输出反激变换器的高频变压器设计实例

3.1 变换器设计要求

输入电压:220 V±10%;输出功率:36 V×2 A;预计转换效率:80%。

3.2 芯片选型及基本参数的计算

根据设计要求, 可以计算出变换器的输出功率Po=36×2=72 W, 输入功率Pi=72/0.8=90 W, 因此选择输出功率为85 W的TOP245Y。将F和S管脚连接, 设定工作频率fs=132 kHz。输入交流电经过滤波整流, 最大直流输入电压不超过最大交流电压有效值的1.4倍, 则Upmax=220×1.1×1.4=339 V;最小直流输入电压不小于最小交流电压有效值的1.3倍, 那么Upmin=220×0.9×1.3=257 V。L与输入直流正极间接2 MΩ电阻, 根据芯片手册以及最大占空比下降曲线, 可知最小电压对应的最大占空比Dmax=57%。设计采用光耦反馈, 反馈绕组电压为12 V, 设工作电流为0.2 A。

3.3 高频变压器的设计

3.3.1 选择磁心型号

考虑工作频率、剩磁以及初始磁导率等因素, 选择PC40材料, 查得饱和磁感强度为0.39 T, 工作磁通密度取该值的50%, ΔB=0.195 T。取D=Dmax, Kw=0.4, J=4 A/mm2代入式 (5) , 得到AP=0.199 7 cm4。查TDK磁心规格表选取EI28, AP=0.600 5 cm4, Ae=86.00 mm2, Aw=69.83 mm2。

3.3.2 确定原副边匝数

将最小输入直流电压和最大占空比代入式 (6) , 取整后原边匝数Np=66。考虑二极管导通电压和绕组压降, 设副边输出端口1的绕组电压Us=24+1.3=25.3 V。根据式 (7) , 算得副边绕组匝数Ns=5。同理, 反馈绕组电压Uf=12+0.7=12.7 V, 采用式 (7) , 可得反馈绕组匝数Nf=2。

3.3.3 计算气隙长度

设Krp=0.8, 根据式 (9) 可以得到原边电感Lp=1.355 mH。再将电感值代入式 (8) 可得气隙长度lg=0.35 mm。

3.3.4 确定导线规格

首先由式 (10) 可以得到原边纹波电流Ipr=0.819 A, 仍取Krp=0.8, 代入式 (11) 可得原边绕组电流有效值Iprms=0.647 A。取电流密度J=4 A/mm2, 根据面积公式可得原边绕组计算线径Dwp=0.454 mm, 故查表选择AWG25。

最后由式 (12) 算出副边电流有效值Isrms=4.65 A, 副边绕组计算线径Dws=1.219, 选择AWG16;反馈绕组有效值Ifrms=0.47 A, 反馈绕组计算线径Dwf=0.385 mm, 选择AWG27。

4 结 语

介绍的设计方法既适用于单路输出, 也适用于多路输出, 能很好地适应输入电压高且波动范围大的要求, 设计的高频变压器满足开关电源的电性能要求, 电源的稳定性和可靠性高。

摘要：随着电力电子技术的发展, 开关电源的应用越来越广泛。反激式变换器以其设计简单, 体积小巧等优势, 广泛应用于小功率场合。其中, 高频变压器承担了传递功率、隔离等作用, 是设计中极为关键的一环。介绍TOPSwich-GX系列芯片的工作原理, 并以一个基于它的单输出反激式变换器为例, 详细阐述了高频变压器设计的原理和步骤, 对设计实践有很好的指导意义。

关键词：TOPSwitch-GX,反激式变换器,高频变压器,开关电源

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