电压型PWM变换器

2024-05-24

电压型PWM变换器（精选7篇）

电压型PWM变换器篇1

0 引言

电流型变换器在电动汽车、新能源发电以及不间断供电等应用领域有着广阔的空间[1,2,3]。而在中小功率场合,电流型半桥变换器的应用尤为突出。

常规的对称半桥通常采用硬开关技术,在高频应用场合开关损耗很大,严重影响效率。采用软开关可以降低开关损耗,提高开关频率从而减小变流器的体积。此外,软开关还可以降低线路的电磁干扰[4]。在PWM电路中实现软开关的方法有2种:一种是加辅助网络实现软开关[5,6];另外一种是控制型软开关[7,8,9]。后者主要是通过控制策略实现软开关。

文献[10-11]提出将电流型半桥变换器作为燃料电池并网发电的中间级升压电路,并且加入有源箝位辅助电路,使得变换器可以运行在占空比小于0.5的状态下,实现了开关管的零电压开通和关断。文中采用2个辅助开关管和1只电容组成辅助箝位支路。由于开关管数量多,增加了电路的成本,不利于电路的广泛应用。

文献[12-13]提出一种电流型零电流半桥变换器。此种电路虽不能像上述电路可以运行在占空比小于0.5的状态下,但这不影响将其应用于燃料电池并网发电系统当中。但是此电路拓扑为了实现两开关管的零电流开关(ZCS),以及消除变压器的磁不平衡问题,电路占空比必须固定在0.5,因此只能通过脉冲频率调制的方法来实现电路的升压和稳压功能。由于输出电压的频率不是固定的,因此对后级器件的选择提出更高的要求。而且控制电路要比传统的固定频率PWM调制方式复杂。

本文提出了一种改进型拓扑,增加了一个由辅助开关管、二极管以及电容组成的辅助支路,采用脉冲移位PWM控制策略[14,15],实现了在开关占空比一定范围内可调的情况下功率开关管和辅助开关管的ZCS,改善了电路的性能,使其更适于升压场合的应用。

1 工作原理

1.1 主电路拓扑

主电路拓扑如图1所示。其中,L1、L2为滤波电感;VT1和VT2为主开关管;VD1、VD2为与其串联的二极管;Tr为理想变压器,原副边匝比为1∶m;Lk为变压器漏感;VD3～VD6组成全波整流电路;Cf为输出滤波电容;VTs、VDs和Cs组成辅助支路用于实现ZCS。

1.2 工作模态分析

在分析变换器工作原理之前,作如下基本假设:

a.变换器工作已经达到稳态;

b.输入电压Uin恒定;

c.输入滤波电感L1、L2足够大,使得流过滤波电感的电流可以看成恒流,即L1和L2等效为恒流源,并设L1=L2=Lf,因此可设为电流等于Iin的2个恒流源;

d.输出滤波电容Cf很大,其和负载电阻的并联可等效为电压等于Uo的恒压源;

e.谐振电感远远小于输出滤波电感,即Lk垲L1=L2。

基于上述假设,该变换器在1个周期内可分为9个模态。各模态的等效电路如图2所示,变换器在1个周期内的主要工作波形如图3所示。为了简化分析,将变压器副边的并联辅助支路归算到原边,C′s=Cs/m2。

模态1(t0时刻之前):VT1、VTs处于导通状态,VT2处于断开状态,整流桥侧VD4、VD5导通。UC′s=U0/m,iP=iin,相当于电流源L2给负载侧供电。

模态2(t0～t1):t0时刻,开关管VT2闭合,由于t0时刻之前,电路已处于稳定状态,所以谐振电感Lk中的电流不会突变,因此开关管VT2是零电流导通,开关管导通之后,UAB=0,输出电压经过折算后完全加在谐振电感Lk两侧,由于负载侧电压稳定,因此相当于电感与电压源串联,电流iP按式(1)线性减少:

到达t1时,iP=0时,模态2结束。

模态3(t1～t2):到达t1时刻,电流iP降为零,VD3～VD6均处于关断状态,此时并联电容C′s与谐振电感Lk组成串联谐振回路,开始谐振,公式如下:

其中,

当iP=-Iin时,流过VT1的电流正好降为零,此时关断VT1即可实现VT1的零电流关断。换流成功,模态3结束。

模态4(t2～t3):并联电容的反向充电阶段。由于VD3～VD6仍处于关断状态,在此阶段中输入电感L1对并联电容C′s反向充电,公式如下:

当时,整流侧二极管VD3、VD6导通,开始向负载供电。

模态5(t3～t4):t3时刻,整流侧二极管VD3、VD6处于导通状态,并联电容中不再有电流流过。原边侧开始向副边侧供电。在此时段中关断开关管VTs,由于并联电容C′s中没有电流流过,因此实现VTs零电流关断。在此阶段中,原边继续经二极管VD5、VD6向负载稳定供电。

模态6(t4～t5):t4时刻,开关管VT1闭合。类似模态2的情况,VT1为零电流导通,并由于负载电压的作用,按式(4)线性减少:

到达t5时刻,iP(t5)=0,二极管VD3、VD6关断,停止向副边传送能量。

模态7(t5～t6):由于在t3时刻,VTs已经零电流关断,所以在此模态中,整个变压器原边支路被完全短接,谐振电感Lk中没有电流流过,输入滤波电感L1、L2分别充电。

模态8(t6～t7):t6时刻,辅助开关管VTs导通,由于其串联的滤波电感Lk的作用,因此VTs为零电流导通。VTs导通后,并联电容C′s与谐振电感Lr组成谐振回路,电容C′s开始放电,整个模态过程类似模态3,其谐振公式如下:

其中,

当iP=Iin时,流过VT2的电流正好降为零,此时关断VT2即可实现VT2的零电流关断。换流成功,模态8结束。

模态9(t7～t8):电容正向充电阶段。此阶段类似模态4,电容充电公式如下:

当UC′s(t)=Uo/m时,整流侧二极管VD4、VD5导通,开始向负载供电。

至此,一个完整的工作周期结束,工作模态将回到模态1。

2 ZCS的实现条件[16]

实现开关管的零电流导通,依靠的是电感电流不会突变。那么要实现开关管的零电流关断,必须有足够的能量来使即将关断的开关管的电流减小到零,即需要足够的能量来使谐振电感Lk的电流从0减小到-Iin(或从0增加到Iin),那么必须满足下式:

要实现开关管的零电流关断,由于VT2、VT1与VTs、VT2的工作模态略有不同,因此需要分别加以讨论。

a.如果忽略导通的重叠时间,则VT1的关断时间是由VT2的上升沿触发,因此VT2和VT1的最小重叠导通时间:

b.当VT2关断时,VTs和VT2的最小重叠导通时间:

其中,

3 对电流占空比丢失的分析

移位控制ZCS PWM Boost型半桥变换器存在着副边电流占空比丢失的现象。由于存在谐振电容从正向(或反向)变化到反向(或正向)输出电压的时间,在这段时间里,虽然原边有正向电流(或反向电流),但谐振电容电压不足以使输出整流二极管导通,负载由输出滤波电容供电。

从图上可以看出,t23(即t2～t3)以及t78(即t7～t8)这2个时间段为电容的反向(正向)充电时间,即为占空比丢失时间:

由此得:

4 仿真实验及结果分析

基于Saber仿真软件对改进的拓扑进行仿真验证,仿真参数设置如下:输入电压Uin=60 V,额定输出电压Uo=350 V,Po=2.5 kW;开关频率fs=50 kHz;变压器变比1∶2.25;输入滤波电感L1=L2=1 mH;漏感Lk=2μH;输出滤波电容Cf=100μF;并联谐振电容Cs=370 n F。仿真验证波形如图4～7所示。

由图4和图5可知,2个主开关管关断时电流降为零后电压升高,实现ZCS关断;导通时依靠漏感的作用延缓电流的上升速率实现ZCS导通,功率管的电压电流应力较小。

由图6可知,当辅助开关管两端电压降为零时,管内电流才开始由零增加,亦能较好地实现ZCS导通与关断。

由图7可知,变压器原边的交变电压有效地抵消了直流分量,避免了不对称控制所引发的直流偏磁问题,提高了对变压器磁芯的利用率。

5 结论

本文研究了一种对称PWM控制ZVS半桥变换器,它具有如下优点:

a.采用脉冲移位PWM控制方案,增加由辅助开关管和二极管构成的支路,可以实现功率器件的软开关,且器件所受应力小,变换器可靠性高;

b.该变换器结构较简单,兼具有对称半桥变换器变压器磁芯利用率高,控制特性线性和不对称半桥变换器能实现软开关的特点;

c.辅助开关管可以全负载范围基本实现软开关工作。

电压型PWM整流器功率控制研究篇2

电压型PWM整流器的基本结构如图1所示。假设直流侧负载为电阻性负载, 由主电路图便可以得到交流侧电压、电流的静态关系:

式中:E为交流电网的电压, V为电压型PWM整流器交流侧电压, VL为各相感电压, R为电感的内阻, I为交流侧的电流。从关系式可以看出, 为了控制交流侧的电流, 稳定功率, 可以通过控制交流侧的电压来实现控制的目标, 这就是PWM取名“电压型”的主要原因。

2 电压型PWM整流器功率控制

2.1 电压型PWM整流器控制技术

从目前的控制技术来看, 电压型PWM整流器要控制的变量有两个分别是整流器的输出电压和整流器的输入电流。由于整流器DPC系统采用了功率滞回比较器, 导致系统比较复杂。基于Lyapunov非线性大信号方法控制, 三相电压型PWM整流器的控制技术有滞环PWM电流控制、状态反馈控制、定开关频率的电流控制、二次型最优控制、预测电流控制、滑模变结构控制、矢量控制、非线性状态反馈控制、直接功率控制、单周期控制、模糊控制、神经网络控制等都已经成功应用在电压型PWM整流器的控制上。伴随着这些控制技术的应用, 电压型PWM整流器控制技术得以空前的提高, 目前通过电压型PWM整流器进行功率控制, 提高功率的稳定性。

2.2 电压型PWM整流器功率控制系统的设计

电压型PWM整流器功率控制系统的设计目的主要有减少扇形边界对功率控制及直流电压的影响, 提高有功功率与无功功率分别控制能力, 采用功率内环和电压平方外环提高了直流电压跟踪、功率跟踪能力, 提出设置扇形边界死区的控制策略, 较好地解决了功率耦合问题降低THD。在设计上, 要侧重提出双开关表的控制策略, 设计时采用功率前馈解耦控制策略, 充分利用功率输出子空间实现功率的预控制, 善于采用了变无功给定, 改进了功率响应, 同时还要采用了空间矢量调制 (s pace ve ctor m odulation, SVM) 。从电压型PWM整流器的主电路可以看出, 当电压型PWM整流器直流侧电压低于V1 (V1为电网线电压的有效值) 时, 每个开关管都并联了1个续流二极管。基于传统的电压定向直接功率控制 (voltage orienteddirect power control, VO-DPC) 和虚拟磁链定向直接功率控制 (virtual flux bas e d dire ct pow e r control, VF-DPC) 控制方案, 提出了功率预控制策略, 达到减轻电网电压畸变产生的影响, 保证恒定的开关频率的目的。

电压型PWM整流器就相当于三相不可控整流器, 直流电压只能在一定范围内调节, 同步变压器检测出来的电网同步电压, 通过低通滤波器进行滤波, 这是由于主电路的结构决定的。而要使电压型PWM整流器输出电压高于此值, 就必须通过PWM来控制功率, 从而使电压型PWM整流器能够输出一个高的电压。所以, 然后输入到间接功率模型模块中, 电流会产生了三相调制波。将调制波输入到触发模块中, 就能够产生三相同步脉冲来驱动IGBT, 从而对交流侧电流进行控制, 达到控制功率的目的。电压对输入电流的控制, 间接达到功率控制的目的。在现场中, 对于υ的调节可以采用调节器, PI的输出为交流侧电流幅值Im, 这个可以调节整个功率控制系统。

2.3 电压型PWM整流器功率控制模型

PWM整流器具有网侧电流低谐波、单位功率因数、能量双向流动及恒定直流电压控制, 通过这些因素, 实现功率控制的目标。采用各种功率控制策略, 其目的都是为了提高整流器的性能。真正解决解决整流器本身的非线性对性能的影响。在dq两相同步旋转坐标系统中, 对电压型PWM整流器进行数学建模, 建立电压型PWM整流器模型, 绘出主电路拓扑结构进行分析。以三相电路为例子, 电路图要包括三相对称电源相电压、三相线电流、整流器的开关函数、单极性二值逻辑开关函数、为直流电压、滤波电抗器的电阻和电感、直流侧电容、负载、整流器的输入相电压、负载电流等内容。为建立数学模型, 大胆作如下假设:电源为三相对称正弦电压;开关为理想开关, 无损耗, 另外滤波电感是线性的, 且不考虑饱等。在非线性控制中, 功率无源控制模型本质上是能量控制, 已在整流器功率控制策略开始应用研究。根据整流器功率EL数学模型, 使整流器具有功率响应快、直流电压稳定性好, 利用新的阻尼注入方法设计无源功率控制器, 采用空间矢量调制, 构建更合理的电压型PWM整流器功率控制模型。

3 PWM整流器功率控制技术研究展望

PWM整流器功率控制策略有多种, 随着PWM整流器在工业领域的广泛应用和电力电子技术的不断发展, 对PWM整流器功率控制策略的研究将不断深入。例如, 直接功率控制 (direct power control, DPC) 策略引起社会各界, 特别是自动控制领域的学者门的广泛关注, 它具有功率快速跟踪, 功率因数高, 结构、算法简单, 动态响应快等特点, 符合现在控制的要求, 得到社会的认可与支持。本文主要从三方面对PWM整流器功率控制技术研究提出展望。

3.1 PWM整流器的功率控制技术在电网不平衡时的作用

当电网处于不平衡状态时, 为了使PWM整流器在电网处于不平衡状态下仍能正常运行, 必须调节电压的负序分量, 提出相应的控制策略, 使PWM整流器网侧电流和直流输出电压的低次谐波含量降取最低值。通常的情况下, 利用常规的以三相电网平衡为约束条件的控制策略进行控制, 对降低整流器的性能具体重要的实践意义, 在现场控制中得到广泛的支持。这样不但避免PWM整流器出现不正常的运行状态, 提高PWM整流器的性能。目前这些研究主要通过控制系统本身去改善和抑制整流器输入侧的不平衡因素, 围绕整流器网侧的电感及直流侧电容的设计准则而进行的。

3.2 DPC系统仿真在电压型PWM整流器功率控制中的应用

整流器DPC系统设计, 是基于电流解耦为基本原理, 通过功率控制策略而进行设计的方法。结合整流器DPC系统和电压型PWM整流器功率控制的特点, 有针对性地对整流器DPC系统进行设计, 以满足功率控制的目标, 也是未来工业自动控制领域的一个新发展方向。设计DPC系统参数:RL=11欧, U=86伏, ω=314转/秒, R=0.1欧, Udcr=200伏, C=2200微法, 另外KK=0.0195, K=0.178, 把参数都设计好了, 再进一步进行系统仿真。所得到的曲线图分别说明、相电压ua、相电流ia、直流电压Udc、直流给定电压Udcr、瞬时有功功率p、瞬时无功功率q的特点与分布。

4 结论

本文对相电压型PWM整流器控制技术、特点及其实现方法, 以及PWM整流器功率控制技术进行介绍。指出电压型PWM整流器功率控制技术的发展趋势。

摘要：本文介绍电压型PWM整流器的基本结构及工作原理, 提出电压型PWM整流器功率控制技术, 根据电压型PWM整流器在同步坐标系中建立的整流器功率控制数学模型, 基于功率控制, 解决了有功功率和无功功率互为耦合问题。提高了整流器直流电压跟踪和功率跟踪能力, 使系统具有响应快、稳定性好、抗负载扰动能力强及结构简单的优点, 并对未来电压型PWM整流器功率控制技术的研究发展指出方向。

关键词：PWM整流器,功率控制,控制模型

参考文献

[1]张纯江, 顾和荣, 王宝成.基于新型相位幅值控制的PWM整流器数学模型[J].中国电机工程学报.2003.23 (7) :28-31.

[2]毛鸿, 吴兆麟.基于三相PWM整流器的无死区空间矢量调制策略[J].中国电机工程学报.2001.21 (11) :100-104.

[3]王久和, 李华德, 李正熙.电压型PWM整流器直接功率控制研究[J].辽宁工程技术大学学报.2004.23 (5) :658-660.

电压型PWM变换器篇3

1 电压型PWM整流技术

20 世纪80 年代, 随着全控型开关器件的出现和迅速发展, PWM控制技术开始得到应用, PWM控制技术首先是在直流斩波电路和逆变电路中发展起来的, 随着以IGBT为代表的全控型器件的不断进步, 在逆变电路中采用的PWM控制技术已相当成熟, 把逆变电路中的SPWM控制技术用于整流电路, 就形成了PWM整流电路。现已出现了多种PWM控制技术, 其中电压型PWM整流器的结构简单, 易于实现控制, 而且直流侧采用电容进行直流储能, 能够使电压型PWM整流器直流侧呈低阻抗的电压源特性, 得到了广泛应用。

假设三相电网电压为ua、ub、uc, 三相网侧电流分别为ia、ib、ic, 直流侧负载为电阻RL, 直流电动势为udc。根据以上假设, 可以得到三相电压型PWM整流器拓扑结构图, 如图1 所示。

2 直接功率控制系统结构

三相电压型PWM整流器直接功率控制系统有多种解决方案, 根据实际使用情况, 我们采用较传统的系统控制方案, 控制系统如图1 所示, 该控制系统主要包括主电路和控制电路两部分组成。其中主电路从三相交流电源输入后加入电感滤波器, 后经IGBT整流和电容滤波输出;控制电路首先通过功率估算器估算功率, 将估算的功率输入滞环比较器, 由扇形划分器根据滞环比较器的输出得出开关表的数据和PI调节器的数据。

本系统的控制电路主要特点有两个, 一是在控制电路中引入两个迟滞比较器, 分别控制电路的有功功率和无功功率, 通过闭环控制系统, 准确调节有功功率和无功功率;二是有功功率和无功功率采用DPC控制方式, 根据迟滞比较器输出的信号查表, 直接控制有功功率和无功功率的数值, 控制速度快、动态性能良好。

3 实时开关表建立

开关表的建立如表1 所示, 有3 个输入信号:有功增减信号Sp、无功增减信号Sq、电源电压矢量所在扇区号N, 输出信号为控制系统当前所需要的开关函数。

瞬时有功和无功功率根据检测到的电流ia、ib、ic及电压ua、ub、uc进行计算, 得到瞬时有功和无功功率的估算值p、q, 检测到的三相电压ua、ub、uc通过dq变换得到两相静止坐标系下的uα、uβ, p和q与给定的p* 和q*进行比较, 得到的偏差送入滞环比较器输出Sp、Sq功率增减信号。uα、uβ送入扇区选择器输出Nn扇区号。通过Sp、Sq、Nn各自的状态, 在预存的开关表中选取对应的开关函数Sa、Sb、Sc, 然后通过IGBT驱动电路去驱动主电路中的IGBT。

此三相电压型PWM整流器直接功率控制系统控制结构和算法简单, 同时动态响应快、抗干扰性能好, 是一种效果较好的控制方式。利用有功无功功率增减信号和电源电压矢量所在扇区位置共同作用, 在预存的开关表中选择对应的开关函数, 控制PWM整流器中IGBT的导通和关断, 即控制系统的输出功率。通过试验表明, 该三相电压型PWM整流直接功率控制系统各个节点都可获得满意的电气波形, 能够对有功功率和误工功率进行有效的控制, 功率输出稳定, 同时确保网侧功率因数为1。

参考文献

[1]周永鹏, 赵金程.三相电压型PWM整流的新型直接功率控制[J].电气传动, 2011-3-20.

[2]陈伟, 邹旭东等.三相电压型PWM整流器直接功率控制调制机制[J].中国电机工程学报, 2010-1-25.

[3]黄晶晶, 张爱民等.三相电压型PWM整流器双开关表直接功率控制策略[J].电力系统自动化, 2012-7-31.

电压型PWM变换器篇4

与传统的二极管整流器和晶闸管整流器相比,三相电压型PWM整流器(PWM整流器)具有网侧交流电流低谐波、单位功率因数、直流侧直流电压恒定控制以及能量双向流动等优点,从而得到了广泛的应用和研究[1]。由于PWM整流器是一个典型的非线性多变量强耦合系统,对外界扰动和系统参数变化较为敏感,仅采用常规的线性控制很难获得理想的控制效果。为此,国内外学者先后提出了一些非线性控制策略用于PWM整流器的控制,如:滑模控制[2]、反馈线性化控制[3]、直接功率控制[4]、基于Lyapunov稳定性的控制[5]、基于无源性的控制[6]等,这些非线性控制策略不同程度地改善了系统的动态和静态性能,提高了系统的鲁棒性。

本文综合利用滑模控制和前馈控制的优点,设计了一种PWM整流器混合控制方案。仿真结果验证了所提控制策略的有效性和优越性。

2 PWM整流器数学模型

PWM整流器主电路拓扑结构如图1所示,

网侧电路采用三相对称的无中线连接方式,功率开关管桥路采用三相桥式全控整流电路,IGBT (insulated gate bipolar transistor)和续流二极管并联作为桥臂开关器件。

PWM整流器在两相同步旋转d-q坐标系的数学模型[1]为

${\begin{cases} \frac{d i_{d}}{d t} = \frac{1}{L} e_{d} - \frac{R}{L} i_{d} + ω i_{q} - \frac{1}{L} u_{d} \\ \frac{d i_{q}}{d t} = \frac{1}{L} e_{q} - \frac{R}{L} i_{q} - ω i_{d} - \frac{1}{L} u_{q} \\ \frac{d u_{C}}{d t} = - \frac{i_{o}}{C} + \frac{1}{C} (\frac{3}{2} F_{d} i_{d} + \frac{3}{2} F_{q} i_{q}) \end{cases} (1)$

式中:Fd,Fq为整流桥d-q坐标系下的开关函数;ed,eq和id,iq分别为电网侧电动势和电流的d,q分量;ω为交流电源的角频率;ud=FduC,uq=FquC。

由式(1)可以看出,PWM整流器是一个典型的非线性多变量强耦合系统,含有状态变量和控制变量的乘积。当忽略整流桥路自身损耗,则PWM整流器交流侧有功功率与桥路直流侧功率相平衡,即

${\begin{cases} Ρ_{a c} = \frac{3}{2} (e_{d} - R i_{d}) i_{d} + \frac{3}{2} (e_{q} - R i_{q}) i_{q} \\ Ρ_{d c} = u_{C} i_{o} + u_{C} C \frac{d u_{c}}{d t} \end{cases} (2)$

3 PWM整流器混合控制

3.1 控制系统的结构

PWM整流器的控制要求为:直流电压恒定、单位功率因数运行、良好的动态和静态性能以及对负载和系统参数扰动具有很强的鲁棒性。为了满足控制要求,提出一种混合控制方案,控制系统框图如图2所示。控制系统采用电压外环和电流内环组成的双闭环串级控制结构。

3.2 基于滑模控制的电流控制

电流内环控制的目的是通过控制Fd,Fq使得电流id,iq跟踪电压外环给定的idref,以提供直流侧所需功率和设定的iqref以获得给定的无功功率。在众多的滑模控制求解方法中,趋近律方法[7]具有设计过程简单,控制量易于求取的优点。下面采用趋近律方法设计两个滑模电流控制器。

选择的滑模面如下:

${\begin{cases} s_{d} = i_{d r e f} - i_{d} \\ s_{q} = i_{q r e f} - i_{q} \end{cases} (3)$

选择指数趋近律,则可得到下面的方程

${\begin{cases} \frac{d s_{d}}{d t} = - k_{d} s_{d} - ε_{d} sgn (s_{d}) \\ \frac{d s_{q}}{d t} = - k_{q} s_{q} - ε_{q} sgn (s_{q}) \end{cases} (4)$

式中,kd,kq和εd,εq均为大于零的常数。

参数kd,kq影响到达滑模面的时间,增大kd,kq可以提高响应速度,但是太大的kd,kq会导致趋向滑模面的速度过大,所以kd,kq的选取还要考虑实际系统的特点和性能要求。参数εd,εq影响相轨迹接近切换面时的趋近速度,取εd,εq足够小,就保证了趋近速度小,也就保证了抖振小;反之,εd,εq取得大,将导致强的抖振。

将式(1)、式(3)代入式(4)后,可求得控制量为

${\begin{cases} u_{d} = e_{d} - R i_{d} + ω L i_{q} - L \frac{d i_{d r e f}}{d t} - \\ k_{d} s_{d} - ε_{d} sgn (s_{d}) \\ u_{q} = e_{q} - R i_{q} - ω L i_{d} - L \frac{d i_{q r e f}}{d t} - \\ k_{q} s_{q} - ε_{q} sgn (s_{q}) \end{cases} (5)$

3.3 基于前馈-反馈控制的输出直流电压控制

为了实现PWM整流器的单位功率因数运行,需要设定iqref=0。通过电流环的作用,稳态时iq=0,动态过程中iq的变化也比较小。忽略iq的影响,并在分析电压环时把电流环近似成一阶惯性环节,设其传递函数为Gi(s),这样电压环控制框图可以近似等效成图3所示,然后按照经典控制理论中的方法来整定PI调节器的参数。

图3中,PI控制器主要用来改善输出直流电压的稳态精度,为了改善输出直流电压的动态性能,图3中增加了负载电流前馈补偿环节。对于三相对称的交流电源,按d轴定向时,则有eq=0。在忽略iq的影响,且不考虑流过支撑电容的电流情况下,由式(2)可得按功率平衡原则确定的补偿量为

$i_{d 2} = \frac{2}{3} \frac{u_{C}}{e_{d} - R i_{d}} i_{o} (6)$

引入前馈控制后的输出直流电压调节性能比仅采用反馈控制的将得到显著提高,前馈-反馈控制能实现输出直流电压的高精度控制。

3.4 空间矢量调制

由式(5)得到两相同步旋转d-q坐标系的控制量后,需要将其变换成两相静止α-β坐标系下的参考电压矢量,然后采用空间矢量PWM使整流器的空间电压矢量跟踪电流内环输出的空间电压矢量,从而达到控制电流的目的。

4 仿真实验

为验证本文所提控制策略的有效性和优越性,利用Matlab软件对系统进行了仿真。系统仿真参数为:工频380V三相正弦输入,输出直流电压700V,单位功率因数运行,交流侧电感4mH,交流侧电阻0.1Ω,直流侧电容3300μF,额定功率28kW,最大功率56kW,开关频率10kHz。控制系统参数为:PI控制器中比例系数取1.2,积分系数取0.01;滑模控制器中kd和kq都取25,εd和εq都取3.0。负载电阻为无穷大,35Ω,17.5Ω,8.75Ω时(或负载电流为0,20A,40A,80A时),分别对应输出功率为0、二分之一额定值、额定值、最大值。

图4为系统带17.5Ω负载电阻时的启动响应波形。可以看出直流电压响应速度快,无超调,无稳态误差;输入电流为畸变很小的正弦波,且与电源电压相位一致。

图4~图8中最初的一段时间均为启动阶段,所带负载电阻有无穷大,35Ω,17.5Ω,8.75Ω等4种情况,可以看出带不同负载启动,直流电压均无超调。

图5为稳态波形。负载电流有0,±20A,±40A,±80A等7种取值,负载电流大于0时为整流工况,负载电流小于0时为逆变工况,负载电流突变时有一小段为动态过程,然后进入稳态。可以看出直流电压在整流和逆变工况下都有很高的稳态精度。

图6为负载突变时的动态响应波形。可以看出直流电压跌落或上升的值较小,恢复到稳态值的时间短,动态过程中无振荡;输入电流为畸变很小的正弦波,且整流工况时与电源电压相位相同,逆变工况时与电源电压相位相反;d轴电流和q轴电流能快速跟踪给定值,且有较高的精度。

图7为指定输出电压参考变化时的动态响应波形。系统所带负载电阻为8.75Ω。可以看出直流电压较好地跟踪了指令输出值,响应平滑;d轴电流和q轴电流能快速跟踪给定值,且有较高的精度。图8为网侧电源电压突变时的动态响应波形。系统所带负载电阻为8.75Ω。系统在额定电网电压下启动,后面的过程中电网电压突然上升20%或下降20%。可以看出直流电压跌落或上升的值较小,恢复到稳态值的时间短,动态过程中无振荡;d轴电流和q轴电流能快速跟踪给定值,且有较高的精度。

图9为参数不匹配时的波形。实际系统运行时,系统元件参数会有一定的漂移,本文考察了系统主参数电感L,电容C和电阻R偏离设定值时,系统的动态响应,控制系统参数同额定设定值。可以看出系统主参数的变化对系统的启动过

程和动态过程影响较小,对直流电压的稳态精度影响很小。

5 结论

本文提出的混合控制方案综合利用了滑模控制和前馈控制的优点。电流内环采用滑模控制方法,提高了系统对负载及系统参数扰动的鲁棒性。电压外环采用负载电流前馈控制与输出直流电压反馈控制相结合的方法,既充分发挥了前馈控制作用及时的优点,又保持了反馈控制能克服多个扰动和具有对被调量实行反馈检验的长处,使系统获得了良好的动态和稳态性能。

摘要：针对三相电压型PWM整流器的非线性特点,提出了一种混合控制方案。电流内环采用滑模控制,根据指数趋近律算法设计两个滑模电流控制器。电压外环采用负载电流前馈补偿和输出直流电压反馈控制的方法。采用空间矢量脉宽调制方法生成整流器的开关信号。仿真结果表明:系统不仅具有良好的动态和稳态性能,而且对负载及系统参数扰动具有很强的鲁棒性。

关键词：整流器,滑模控制,趋近律,前馈控制,空间矢量脉宽调制

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电压型PWM变换器篇5

传统的二极管不可控整流和晶闸管相控整流存在功率因数低、谐波含量大等缺点,给公用电网造成很大的污染,而三相电压型PWM整流器具有网侧电流正弦化、单位功率因数、能量双向流动、输出直流电压可调等优点,因而广泛应用于有源电力滤波器、功率因数校正、静止无功补偿等电力电子技术领域[1]。

在PWM整流器的应用中,负载变化和电网电压的波动直接影响直流母线电压的稳定性,而直流母线电压静态稳定性和动态响应速度对PWM整流器的品质尤为重要。提高系统对电网电压跌落和负载变化的抗干扰性具有重要的意义[2]。

通过分析PWM整流器的工作原理,根据PWM整流器功率平衡的原则。提出了电压外环采用前馈补偿(负载电流和电网电压)和输出电压反馈控制的策略,仿真结果表明:与无前馈的控制策略相比,前馈控制在不影响系统的动态性能的基础上,提高了整个系统的抗干扰性能。

2 三相PWM整流器数学模型

三相电压型PWM整流器的主电路如图1所示。图1中ea,eb,ec为三相交流侧电源,电阻R等于功率开关管损耗等效电阻和交流滤波电感等效电阻之和,交流侧电感L起滤波和使PWM实

现4象限运行的作用,直流侧电容C抑制直流侧谐波电压和稳定直流电压。eL为等效直流电动势。

在三相静止坐标系(a,b,c)中,PWM整流器数学模型物理意义清晰、直观,但模型中各相变量之间相互耦合,且为时变变量。所以不利于控制系统的设计,将三相电压型PWM整流器三相静止坐标系(a,b,c)下的变量转换成以电网基波频率同步旋转下的(d,q)坐标系的变量。这样,三相对称坐标系中的基波正弦变量转化为同步旋转坐标系中的直流变量。其(d,q)模型表示为[3,4,5]:

$[\begin{matrix} e_{d} \\ e_{q} \end{matrix}] = [\begin{matrix} L p + R & - ω L \\ ω L & L p + R \end{matrix}] [\begin{matrix} i_{d} \\ i_{q} \end{matrix}] + [\begin{matrix} u_{d} \\ u_{q} \end{matrix}] (1)$

$\frac{3}{2} (u_{d} i_{d} + u_{q} i_{q}) = u_{d c} i_{d c}$

式中:ed,eq 为电网电动势矢量Edq的d,q分量; ud,uq为三相VSR交流侧电压矢量Vdq的d,q分量;id,iq为三相VSR交流侧电流矢量Idq的d,q分量;p为微分算子。

3 电网电压定向的矢量控制策略

PWM整流器电网电压定向矢量控制是将(d,q)同步旋转坐标系的d轴,按电网电压矢量E定向。此时,电网电压的q轴分量eq=0;d轴方向的电流分量id定义为有功电流,q轴方向电流分量iq定义为无功电流。PWM整流器在单位功率因数下,通常无功电流分量iq的参考值为零。

应用电网电压矢量控制,忽略线路损耗,式(1)简化为

$L \frac{d i_{d}}{d t} = ω L i_{q} + e_{d} - u_{d}$

$L \frac{d i_{q}}{d t} = - ω L i_{d} - u_{q}$

PWM电网电压矢量控制,一般采用双闭环控制:电压外环和电流内环。电压外环的作用是输出稳定的直流电压,电流内环是按电压外环输出的电流指令进行电流控制。由式(1)可知,d,q轴变量相互耦合,无法对电压进行单独控制。为此,将前馈解耦控制引入到其中,电流内环调节器采用PI控制,得到两相旋转坐标系下的电压指令u*d ,u*q的表达式如下[6]:

${\begin{cases} u_{q}^{*} = - (Κ_{i p} + \frac{Κ_{i Ι}}{s}) (i_{q}^{*} - i_{q}) - ω L i_{d} + e_{q} \\ u_{d}^{*} = - (Κ_{i p} + \frac{Κ_{i Ι}}{s}) (i_{d}^{*} - i_{d}) + ω L i_{q} + e_{d} \end{cases} (2)$

显然,由式(2)可知,电压指令已实现解耦控制,传统PWM整流器双闭环控制框图如图2所示。

4 改进的前馈控制策略

传统的双闭环控制策略,能达到比较好的控制效果,但其不足之处在于没有考虑负载扰动和电网电压波动对系统带来的影响,降低了系统稳态情况下抗扰动性能。为了改善系统的抗干扰能力,减少母线电压产生的波动。控制策略最根本的原则就是保持PWM整流器交直流侧(输入与输出)之间的功率平衡关系[7,8]。即整流器的输入功率等于电容吸收的功率与直流侧的输出功率之和。因此理想的输入功率表达式为

P*in=PC+Pout (3)

式中:PC为直流母线电容吸收的功率;Pout为负载吸收的功率。

忽略线路损耗和器件的开关损耗,输入功率又可以表示成:

$Ρ_{i n}^{*} = \frac{3}{2} (e_{d} i_{d} + e_{q} i_{q}) (4)$

在电网电压定向下,ed=Em,Em为电源电压的最大值,eq=0;电流环具有快速的动态性能,通常忽略电流环的调节过程,所以,id=i*d。由于功率因数为1,i*q=0;式(4)简化为

$Ρ_{i n}^{*} = \frac{3}{2} E_{m} i_{d}^{*} (5)$

根据式(3)和式(5),有功电流的指令值可表示为

$i_{d}^{*} = Ρ_{C} / (\frac{3}{2} E_{m}) + Ρ_{o u t} / (\frac{3}{2} E_{m})$

令 $Ρ_{C} / (\frac{3}{2} E_{m})$ 通过电压PI调节器输出, $Ρ_{o u t} / (\frac{3}{2} E_{m})$ 通过前馈控制输出,则有功电流的参考值表示为

i*d=kp(u*dc-vdc)+ki

$\begin{array}{l} \int (u_{d c}^{*} - v_{d c}) + \\ Ρ_{o u t} / (\frac{3}{2} E_{m}) (6) \end{array}$

由式(6)可知,电流环的指令信号由电压PI控制器的输出和前馈信号2部分组成,电压PI控制器负责给电容充电,而前馈信号根据电网电压和负载变化调整输入功率,保持功率平衡的关系。两者之间相互独立,实现了母线电容充电电流和负载电流的单独控制,从而使得系统启动过程(空载、轻载和重载)的超调基本一致[9]。电压PI控制器是必不可少的一部分,整流器空载启动时,负载电流为零,则前馈控制输出为零,电压PI控制器主要负责给电容充电,控制器输出的值由最大充电电流决定。带负载启动时,起始阶段,母线电压偏差较大,电压PI调节器输出值迅速达到饱和,参考信号的大部分值由PI控制器提供,但随着电压外环控制器的快速调节作用,直流母线电压迅速升高,电流环参考信号随着前馈信号的增大而快速变化,直到达到电流环参考信号的限幅值。当系统进入稳态时,直流母线电容吸收的功率为零。所以,PI控制器的输出也为零。则稳态时的指令电流表示为

$i_{d}^{*} = Ρ_{o u t} / (\frac{3}{2} E_{m}) (7)$

Pout=udciL (8)

式中:iL为负载电流。联立式(7)和式(8)得到

i*d=kfiL/Em (9)

$\frac{3}{2} k_{f} = u_{d c} (10)$

式(10)表明,系统达到稳态时,负载和电网电压波动不会影响母线电压的变化。当负载或电网电压波动时,前馈信号式(9)根据负载电流和电网电压的变化进行快速跟踪,进而快速调整进线电流,保持整流器输入与输出之间的功率平衡,最终维持母线电压的稳定。系统稳态时的抗干扰能力得到增强。改进的前馈控制方案如图3所示。

5 仿真验证

为了验证改进的前馈控制策略在负载扰动和电网电压波动时具有较强的抗干扰能力,本文在传统与改进前馈2种控制方式下,对负载突变和电网电压波动时的母线电压波形进行了仿真比较。仿真时的参数为:交流侧输入电压有效值220 V,网侧电感L=5 mH,交流侧等效电阻0.5 Ω,直流侧滤波电容2 000 μF,直流母线电压给定600 V,额定负载电阻50 Ω,开关频率5 kHz,kf=400。

图4是负载电阻在0.2 s由50 Ω突变到25 Ω,0.6 s由25 Ω突变到50 Ω的情况下直流母线电压抗扰动性比较,从图4中可以看出,额定运行条件下,两种控制方式下的直流母线电压都具有较小的超调量(3.3%)和静态稳定性强等优点,但在外界扰动情况下,与无前馈控制相比,前馈控制输出的直流电压跌落或上升的值很小,恢复到稳态值的时间短,动态过程无振荡,且母线电压在扰动情况下动态响应速度明显得到提高。图5为有前馈控制时a相电压与电流的波形,负载突变时,输入电流的畸变率很小,而且能迅速跟踪负载电流的变化,保持单位功率因数运行。采用前馈控制,能抑制直流母线电压受负载突变时的波动,提高了系统的动态响应性能和负载突变时的抗扰动能力。

考虑到PWM整流器实际运行中,网侧电源电压的波动性问题,本文模拟了系统带额定负载启动,电网电压突然上升或下降15%时,母线电压变化的情形。图6和图7是电源电压波动时母线电压波形,从图6、图7中看出,有前馈控制与无前馈控制相比,电源电压波动时,直流母线电压基本上保持不变,具有较强的稳定精度,且动态调节时间短的优点。

6 结论

为了提高系统的抗干扰能力,本文从输入输出功率平衡关系出发,提出了基于负载电流和电网电压的前馈控制方法。最后,通过仿真结果进行验证,与传统双闭环控制相比,前馈控制明显地提高系统的动态性能和抗干扰能力,使系统获得良好的动态和稳态性能。

摘要：分析了三相电压型PWM整流器的基本原理并进行了建模。针对传统的双闭环控制下,直流母线电压受负载扰动和电网波动影响较大的问题,根据整流器功率平衡的原则,提出了电压外环采用前馈补偿(负载电流和电网电压)和输出电压反馈的控制方法,该方法有效地改善PWM整流器的抗扰动能力,仿真结果验证了控制策略的有效性和正确性。

关键词：PWM整流器,功率平衡,前馈控制

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电压型PWM变换器篇6

电压型PWM整流器能实现能量双向流动并且具有输入电流正弦性好、单位位功率因数、整流电路侧谐波含量低等特性, 经常被用于整流、交流传动和无功补偿、以及有源滤波等变流控制中。为了提高整流器控制性能, 国内外学者将各种控制方式应用于电压型PWM整流器, 除了传统的线性控制策略外, 近些年兴起的一些非线性控制策略, 如单周控制、Lyapunov控制、H-∞控制、无源控制等用于对电压型PWM整流器进行控制, 取得了很好的控制效果。基于无源理论的控制是一种本质上的非线性控制, 基于无源理论的控制是从能量的角度处理问题, 能够从全局定义, 实现全局稳定, 无奇异点, 对未知参数和未建模动态具有很强的鲁棒性。具有其它控制策略不可比拟的优点, 被国内外学者广泛关注。

对整流器的无源控制一般都是以阻尼注入的形式进行的, 反应速度会因阻尼注入变大而大加快, 稳态误差减小, 输出直流电压稳定性能变好, 但THD值较大, 反之亦然, 阻尼注入过小, 反应速度降低, 稳态误差变大, 但是THD值比较小, 所以如果注入定阻尼的话很难控制效果, 本文将研究注入变阻尼的无源控制技术, 采用跟踪微分器予以实现。通过仿真实验可以看出变阻尼注入能够进一步提高整流器的动静态性能。

1 电压型PWM主电路

电压型PWM整流器主电路如图1所示, 图1中uu=uv=uw, Su、S v、Sw为整流器开关函数, 将Sj定义为单极性二值逻辑开关函数, 令Sj=j=u、v、w=1时, 上桥臂导通, 下桥臂关断, 令Sj=0时下桥臂导通, 上桥臂关断;u DC为直流电压, R, L用于滤波。

2 电压型PWM整流器EL模型

为建立数学模型, 首先作理想假设, 电源设为三相平衡正弦电压;滤波电感是线性的, 且不考虑饱和;开关管为理想开关, 无损耗。将整流器在三相坐标系中的系统变量变换到两相同步旋转坐标系中, 经过变换整理可以得到电压型PWM整流器EL方程, u为系统输入:

其中, M=L000L0002C3, x=idiqu DC=x1x2x3, u=uduq0, J=0-ωLSdωL0Sq-Sd-Sq0, R=R000R00023RL

3 无源控制器设计及变阻尼注入

令系统的能量存储函数为:V=12x TMx, 根据无源理论, 可以证明该系统是无源的。得到无源控制率为:

本文采用跟踪微分器实现变阻尼的注入, 开始时注入较大阻尼, 结束时注入较小阻尼, 可以在开始时取较大值, 结束时取较小值。

4 仿真分析

由MATLAB仿真实验得到的仿真曲线如图2所示:

5 结论

本文采用跟踪微分器对电压型PWM整流器实现变阻尼注入, 从仿真结果可以看出, 系统启动速度很快, 启动过程平滑, 鲁棒性较强, 同时该系统能够实现单位功率因数、交流电流低谐波及直流电压恒定确定的平衡点。

摘要：通过跟踪微分器对电压型PWM整流器的无源控制器进行变阻器注入, 克服了定阻尼注入的缺点, 实验证明这种方法是可行的, 系统启动速度很快, 启动过程平滑, 取得了较好的控制效果。

关键词：PWM整流器,无源控制,研究

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电压型PWM变换器篇7

三相电压型PWM整流器是并网技术和整流技术的核心,提高它的性能有着举足轻重的作用。就控制策略而言,目前实际应用较多的是直接电流控制,而直接功率控制(DPC)因其具有高功率因数、动态响应快、算法和结构简单等优点,引起了国内外学者的关注。

目前对DPC的研究大多集中在功率内环,通过对现有研究成果的总结,大体可以分为两大类:基于调制器的功率内环和无调制器的功率内环。无调制器的功率内环的研究有:对滞环DPC的改进,包括扇区的划分和开关表的优化以及模糊开关表的研究;基于输出调节子空间的直接功率控制(ORS-DPC);基于开关状态预测的功率控制。基于调制器的功率内环的研究有:功率前馈解耦控制;反馈线性化解耦控制;无源功率控制;滑模直接功率控制(SMC-DPC);预测直接功率控制(P-DPC)。其中P-DPC的性能尤为突出,兼有DPC响应速度快和直接电流控制电流谐波低的优点,具有很好的应用前景。文献[1]首先将预测理论应用在PWM整流器的控制上,文献[2]在文献[1]的基础上针对实际系统中的控制延迟设计了详细的控制延时补偿方案,文献[3]对电压矢量的选择和作用时间进行了分析,对文献[1]进行了优化。文献[4]针对预测功率控制对电感参数比较敏感的问题,为提高预测控制的性能,提出在线估算电感的预测功率控制方法,并通过仿真进行了验证。

目前对P-DPC的研究大都集中在提高稳态性能,没有考虑动态性能;再者,目前PWM整流器大多采用独立控制方式,负载扰动时直流环节动态响应较慢。为避免直流电压出现较大的波动,通常采用加大直流母线电容的方法,而大电容的引入必然会造成成本提高、体积增大及故障增多等问题。为解决这一问题,已有学者进行了相关研究,针对电流控制,文献[5-6]分别提出负载电流前馈控制和直接电容电流控制策略,改善了系统的性能[7]。对于功率控制研究较少,仅文献[8]从理论上对电容功率进行了分析。

本文分析了电压矢量对功率的作用机理,提出了划分动态扇区的方法;在P-DPC相关成果的基础上,提出了预测直接电容功率控制策略(P-DCPC)。对于功率内环,以电网无功功率和电容功率误差最小为原则设计指标函数,推导出电压矢量的作用时间,通过负载功率的反馈,实现对电容功率的快速直接控制;对于外环,通过建立电压平方外环PI调节器,引入负载功率,实现电容功率、网侧有功功率和负载有功功率的解耦。通过功率内环的预测控制和电压外环功率的解耦控制,实现了对电容功率的直接控制,提高了P-DPC的动态性能。最后通过对比仿真及实验,验证了此理论的有效性。

1 三相电压型PWM整流器数学模型

图1为三相电压型PWM整流器的拓扑结构,其在两相静止坐标系(等功率变换)下的数学模型可表示为

其中:us、is为网侧电压、电流矢量;ur为整流器侧电压矢量;R、L为电感内阻和电感值。

根据瞬时功率理论,系统的瞬时有功、无功功率可表示为

假设三相电网电压对称平衡,则有

对式(2)求导,并将式(3)、式(4)代入,得

将式(6)写成PI形式,设uD=u2dc,可以得到电压平方外环的设计公式为

若忽略整流器的损耗,从能量流动的角度看,网侧瞬时有功功率可表示为

2 预测直接电容功率控制策略

由式(5)~式(8)可知,直流侧电容功率的流动会引起直流电压的波动。对于电压外环来说,将负载功率与电容功率解耦,可消除负载功率扰动对电容功率的影响;对于功率环,若能控制pc=0或控制其变化率,则直流电容上没有能量流动,从而可以用较小的直流侧电容获得稳定的直流电压[8]。针对上述思想,本文以电容功率为控制目标设计控制器,提出直接电容功率控制策略。

2.1 传统预测直接功率控制

由式(5)的预测功率模型可知,瞬时功率的变化率与当前时刻的系统参数、功率、电网电压及开关状态有关。表1为不同开关状态下的电压矢量作用表。每个控制周期Ts内,选用不同的电压矢量作用可以得到不同的功率变化。

P-DPC的控制目标是在一个控制周期结束时功率的误差Ep、Eq为最小,定义指标函数W为

以指标函数最小为约束条件即可求出各矢量作用时间。以上是P-DPC的控制思想[1,2,3]。

2.2 预测直接电容功率控制

本文的功率预测模型如式(11)所示。

对式(10),不同的ui可得到不同的功率变化。

对于每个控制周期Ts,不同的ui组合作用,可得到Ts时间内功率的变化量为

由直接电容功率控制思想可知,对功率控制的最终目标有两个:1)使流过电容的功率近似为零,从而使功率直接由整流器输送到负载;2)使从网侧吸收的无功功率近似为零,从而实现网侧单位功率因数控制。因此按下式设计指标函数W,使单控制周期Epc、Eq变化最小。

2.3 电压矢量选择

电压矢量的选择决定着系统的性能[9]。文献[1-2]以稳态时“开关损耗最小”为原则,划分12(或6)扇区,选择两个相邻的电压矢量和一个零矢量进行作用。文献[3]分析指出上述选择会出现矢量作用时间为负的情况,系统出现大量低次谐波。本文在文献[1-3]的基础上,进一步研究电压矢量对功率的作用机理,划分了动态分区。

设电网电压三相对称,则

经等功率变换得到

以电压矢量u1为例,令式(5)作用为0。

整理得u1作用下功率增减分界线为

同理,可得ui作用下功率增减分界线为

如图2所示,实线为三相静止坐标轴,虚线和点划线分别为有功、无功作用增减分界线,功率作用分界线将坐标系划分出与p、udc有关的动态的18个扇区。为实现功率的精确控制同时保证谐波最小应满足两点要求:1)每个扇区内要选择可使有功、无功增大和减小的电压矢量;2)选择的电压矢量要满足“开关损耗最小”原则。由图3进一步分析可知,文献[1-2]矢量选择方法没有满足1),文献[3]的解决措施只是在出现负的作用时间后对矢量重新选择,没有从根本上解决问题,并且目前的电压矢量选择都是针对稳态性能而言,没有考虑动态性能。

为满足上述两点要求,同时保证系统动态性能和稳态性能,本文采用动态18扇区、三电压矢量(主矢量、副矢量、零矢量)选择法,矢量选择如表2。根据伏秒平衡原则,将每个矢量作用时间平均对称分配,进一步减小功率的脉动。

设Ts/2时间内三个矢量的作用时间分别为t1,t2,t0,对于式(12),n=2,结合指标函数(13),得到各矢量的作用时间,如下式所示。

3 仿真及实验分析

根据P-DCPC设计方法,搭建控制仿真结构图,如图3所示。模型中Pload Observer模块为负载功率及其变化率的观测模块,在不同的负载条件下此模块的设计方法不同,这里研究线性电阻负载条件下P-DCPC的性能,负载功率模块由负载电流与电容电压得到。

仿真参数见表3,t=0.4 s时突加200Ω负载。

图4是传统P-DPC与采用动态扇区的P-DPC电流频谱对比,分析的电流波形为0.2~0.6 s时间段的A相电流,包括0.4 s负载突变这一动态过程。对比可以看出,改进后的谐波大多分布在开关频率及其倍频附近,低频谐波明显减少。

进一步验证本文提出的P-DCPC的性能,与改进后的P-DPC进行对比,仿真结果见图5、图6。

由图5、图6可以看出,P-DCPC不仅能够保证网侧单位功率运行,而且在负载突变时能够实现快速调整,与P-DPC相比具有更好的动态性能。

为了验证P-DCPC实际动态性能,搭建实验平台进行实验验证,采用TI公司的TMS320F2812作为控制芯片,采用富士公司的7MB150N-120型IPM作为整流模块[10],调压器输入相电压60 V,直流电压给定为200 V,负载为150Ω,稳态时突加负载100Ω,直流电压动态响应的实验波形见图7。可以看出,P-DCPC比P-DPC有更好的动态性能。

4 结论

本文针对P-DPC的不足,分析了电压矢量对功率作用机理,采用划分动态扇区的方法,解决了矢量作用时间为负时低频谐波问题;为进一步提高动态性能,设计了一种预测直接电容功率控制方法,通过电压平方外环和预测功率内环的设计,对电容电压与负载功率进行解耦,实现了对电容功率的直接控制。仿真和实验验证了本文的方法具有更好的稳态性能和动态性能。

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