新型变换器（共7篇）
新型变换器 篇1
摘要：由于矩阵式变换器 (MC) 没有续流回路, 因而保证其安全运行也就成为了一个难点。提出了一种新型MC故障容错安全运行策略, 当出现故障时, 通过控制变换器双向开关的导通状态为负载提供一个可控安全的续流回路, 使负载能够在短时间内释放储能, 减少对变换器系统电路的损坏。并对故障情况进行分析, 通过MATLAB/Simulink仿真验证该策略的正确性和可行性。
关键词：矩阵式变换器,容错控制,保护
由于矩阵式变换器 (MC) 是一种高性能的能量转换器, 其具有许多优点[1,2], 例如体积紧凑, 没有直流环节、能量双向流通、频率可控等。因而MC日益成为电力传输与功率变换、交流驱动等领域研究的重点。
传统电路中采用二极管箝位电路作为MC的自由续流回路来保护其运行安全。如图1所示, 其工作原理与普通的交-直-交变换器在二极管续流回路上的作用相同。优点是安全、可靠。但整个系统中由于引入了大电容进入MC系统, 使得MC的许多优点并不能体现出来。同时当系统出现故障时, 感性负载不能迅速释放完储能且对箝位电路损耗大, 减少了其使用寿命。
本文提出一种新型的矩阵变换器容错安全运行策略, 当变换器发生故障时, 为系统提供一个可控的续流回路使系统能够继续可靠稳定运行。
1 矩阵变换器故障检测与保护
MC相对于传统变换器而言由于没有储能环节, 因而当其发生故障时, 不能直接关断变换器的所有开关来实现保护和故障的切除。常见的故障分为负载过载, 变换器开关管短路与断路三种情况。
1.1 矩阵变换器的故障检测
MC故障检测的常用方法是检测输入侧与输出侧波形的幅值、频率等是否畸变。因为当MC发生故障时, 其输入侧与输出侧的变量关系会发生改变。本文均以三相MC为例, 其变量关系为[3,4]:
同时也可以通过观察MC工作过程中是否满足以下最重要的两个基本原则:
①MC输入侧的三相电压源的任意两相之间不能短路, 避免电路产生过电流。
②MC输出侧任意的一相电路均不能断路, 防止感性负载突然断路而产生过电压。
因而MC所有双向开关的通断情况可以采用开关函数Sij表示, 其定义如下关系:
其中, 式 (4) 中1表示导通, 0表示关断。则MC运行过程中输出侧有且只有一个双向开关导通, 其关系式如下:
其次可以直接通过检测MC的双向开关两端的压降来判断MC系统是否出现故障。
1.2 矩阵变换器的故障保护
常见的MC故障保护分为软件保护和硬件保护。通过更改软件代码改变变换器双向开关的驱动信号来控制MC输出侧电流的大小与通断。虽然软件保护策略可以有效控制MC的输出情况, 但是这种策略也不能全方位保护MC的正常运行。例如, 当MC出现故障时, 软件程序的运行需要一定的时间, 这就延长了故障的时间加快了对MC的损坏。同时软件程序也容易出现一些错误导致MC误动作。因而硬件上的保护[5]也就成为了一种必要, 其拥有瞬间响应的优势。本文提出一种新的MC电路拓扑结构如图2所示, 主要通过采用双向开关取代传统电路结构中的二极管桥式箝位电路, 减少MC系统电路中电容的使用带来的弊端。同时也可以将感性负载的储能回馈给电网, 实现节能。
以图2为例, 假设双向开关管SAa发生故障并通过仿真得到以下结果如图3所示。
参数如下:C=26.5μF, L=0.9m H, f=75Hz, R=33Ω, f=1kΗz, Ls=18.2m H, Rs=11.4Ω;图3 (b) 和3 (e) 结果表明当双向开关SAa其中一个出现故障时, MC输入和输出波形均发生畸变。其中完好的开关依然能够正常工作, 但此时通过的电流会迅速增大, 开关管的结温升高进一步会导致因温度过高而损坏。此时若不采取措施就会出现图3 (c) 和图3 (f) 的情况, 双向开关全部故障致使MC输入与输出的波形全部出现严重的畸变现象。
2 矩阵变换器容错运行策略
本文提出一种MC容错安全运行策略[6]。首先根据输入相电压划分原则当其中的一相电压绝对值最大时, 则另外两相的电压极性与其相反。依次将输入电压划分为6个扇区。输入电压扇区划分如图4所示。
开关断路是MC中经常出现的一种故障。以图5为例, 假设双向开关SAa发生断路故障而电机U相恰好需要开关SAa中的S-Aa进行换流时, 由于U相的突然断开, 则会在电机两端产生强电动势, 可能会造成电机的损坏。
这时当检测电路探测到开关SAa出现断路时, 如图2应该立即控制双向开关TRa导通, 使断相的电流通过TRa回路流出, 同时关断与电机U相连接的MC所有开关管的驱动信号。同时根据图4迅速判断此时电压输入、输出所处的区间和相应的最大相、中间相以及最小相。若输入电机两端的电网电压在第一扇区内, 那么UR则为正的最大值, UT为负的最大值, 利用主控制器控制开关保证电机的V相仍与S相联接, 电机的W相仍与T相联接, 而电机的U相则通过双向开关TRa回路连接至电网侧。采用这种策略可以保证MC继续安全运行, 同时也可使电机中存储的能量回馈电网节约能源而不是采用电阻消耗储能。由于MC检测到故障时才开始实施容错安全运行策略, 因而对于MC输出波形而言已经不再是理想的正弦波, 此时判断输入和输出电压所处区间也就不一定准确。但仍应该让MC的故障电压一直延续到下一个区间, 直到电机储能释放完毕。那么电机两端将不会出现强的电动势。仿真结果如图6所示。
参数如下:C=26.5μF, L=0.9m H, R=33Ω, f=1kΗz, RS=0.165Ω, B=3.4e-3Nms, LS=4.45m H, P=4, φF=0.3429Wb, ωN=2000rpm, J=16.83e-3kgm2, PN=10.6k W。由图6 (a) 和图6 (d) 可以看出当MC没有故障时电机转速ωmech与基准转速ω*mech的波形基本上相同, 且IU, IV, IW波形也没有发生畸变。当出现故障时, 图6 (b) 和图6 (e) 表明电机转速ωmech相对于基准转速的波形有明显的波动, 而此时MC输出侧的IU, IV, IW波形则出现了严重的畸变。通过图6 (c) 和图6 (f) 可以看出采用容错策略后电机转速ωmech波形几乎已经恢复正常, MC输出侧IU, IV, IW波形也得到明显改善。仿真结果表明采用双向开关作为续流回路的MC系统电路中通过利用容错安全运行策略可以提高系统运行的稳定性。
3 结束语
本文通过提出了一种新的MC安全运行策略, 当MC系统发生故障时, 重新调整MC系统电路结构并控制变换器开关的导通状态达到为负载提供一个可控的回路, 使负载释放完储存的能量并能迅速停车或继续安全运行, 而不会出现严重事故。同时通过采用双向开关取代二极管箝位电路, 减少了MC系统电路中引入大电容时导致MC体积变大, 箝位电容使用寿命短, 并能使能量回馈电网达到节能的目的。
参考文献
[1]Venturini M.A new sine wave in, sine wave out, conversion technique which eliminates reactive elements[C]//Proc.Powercon7, San Diego, CA.1980:E3-1E3-15.
[2]L Huber, DBorojevic.Space vector modulated three-phase to threephase matrix converter with input power factor correction[J].IEEE Trans.on IA, 1995, 31 (6) :1234-1246.
[3]孙凯, 周大宁, 梅杨.矩阵式变换器技术及其应用[M].北京:机械工业出版社, 2007.
[4]杨喜军, 龚幼民, 叶芃生.矩阵变换器的理论与应用[M].北京:机械工业出版社, 2011.
[5]王莉娜, 黄立培.矩阵式变换器—异步电机系统的故障保护及容错运行方式[J].电工技术学报, 2006, 21 (12) :66-70.
[6]曹言敬, 何凤友, 张旭隆.一种新颖的矩阵变换器的过流保护策略[J].电机与控制应用, 2009, 36 (3) :43-45.
一种新型Buck单周控制变换器 篇2
关键词：Buck变换器,单周控制,非线性控制器,误差自适应
0 引言
单周控制技术是一种新颖的脉冲状的非线性控制技术,这种技术利用了开关变换器的脉冲特性和非线性特性,实现斩波电压或电流平均值的即时控制,具有响应速度快,鲁棒性好,电源抗干扰抑制能力强以及具有输入波动抑制能力等特点,但对负载扰动抑制能力比较差。目前,在开关电源、功率因数校正、开关功率放大器、以及有源滤波等领域的应用比较广泛[1,2]。
Buck变换器是典型的开关电路,具有强非线性特点,采用单周控制器的Buck变换器应用比较广泛。针对单周控制技术的改进主要有三个方面:(1)当因负载扰动,变换器从CCM进入DCM时系统会不稳定,需要将输入电压误差进行积分补偿,但不能实现最优动态响应[3];(2)针对变换器负载扰动抑制能力差的问题,需要将每个开关周期的电感电压平均值进行积分补偿,但也不能实现最优动态响应[4,5];(3)采用互补控制策略使电流波形对称,从参考信号的角度消除电流直流分量。本文在Buck变换器中将单周控制器和一种类似滞环控制的非线性控制器结合起来提出一种新型误差自适应单周控制器,这种新型控制器既具有单周控制对输入扰动抑制能力强的特点,又具有一般非线性控制动态响应速度快,抑制负载扰动能力强的特点,它根据输出误差的不同为单周控制选择不同的参考信号,从而提高变换器的动态响应速度[6,7,8]。
1 单周期控制器
传统单周控制Buck变换器的结构如图1所示。开关MOS管Q以固定频率fs开通和关断,当Q导通时,二极管D截止,D上的电压UD=US,当Q截止时,D导通,若系统工作在CCM状态时UD=0,则US被斩波为开关变量UD,经过LC低通滤波后在C两端得到直流电压Uo,由文献[2]可得Uo=Vref/1+(L/R)s+LCs2,即Buck电路的输出变成了参考电压的线性函数。但是由于滤波器和二极管存在不理想因素,传统单周控制器下,Buck变换器输出有稳态误差[9]。
2 误差自适应单周期控制器
从结构上可以看出,传统单周控制器没有输出反馈,而引入输出反馈可以改善系统性能。在图2所示的误差自适应单周控制器中,在输出反馈通道采用一个类似滞环控制的非线性控制器。即该系统在结构上是个双环系统,内环是控制输入电压扰动的单周控制器;外环是提高动态响应性能的非线性控制器,该控制器的功能是根据输出电压误差的大小确定单周控制器的参考电压[10]。
当t=1t时,幅值为AV的阶跃信号加入到变换器的输入端,此时输出电压误差Ve>emin,控制器选择参考电压为Vref=Vmax,系统的响应速度显然比参考电压为AV时要快得多;当t=t2时,输出电压误差Ve=emin,控制器选择参考电压Vref=VA;当t=t3时,输入阶跃信号为VB
3 性能分析
Buck变换器中低通滤波电路的时间常数远远大于开关频率,可以忽略开关频率的影响,将系统简化为连续动态模型。
假设输入信号为幅值是A,占空比是D的脉冲序列,由于开关频率很高,脉冲序列可以等效为一个幅值为A×D的阶跃信号。若满足Vmax-Vref=Vref-Vmin,则非线性部分可以简化为一个带死区的滞环控制器,如图4所示。其中:h=Vmax-Vref,并且δ=emin。
其中非线性部分的特性为:
1)当a>δ时
其中:a是振荡信号的幅值。
则系统特征方程为:
令s=jω,则实部和虚部分别为:
从上式可见,虚部没有非0值,所以不会持续振荡。但是若考虑电感和电容的等效电阻,则滤波器的传输方程比上面的要复杂的多,一般采用Nyquist根轨迹图来分析,设电感电阻为Lr,电容的有效电阻为cr,则传输方程为:
图5是G(jω)和-1 N(jω)的根轨迹图。其中-1 N(jω)在负实轴上从-∞开始向零点运动到最大值后返回,再次到-∞。而G(jω)则存在于实轴下方,在负实轴上与没有交点,所以系统一般是稳定的。
由图5可见,为了减少产生振荡的可能性,应当增加δh和emin/(Vmax-Vref),但是在系统设计中,Vmax和Vref一般不易改变,所以一般采取调整emin增加系统的稳定性。emin越大,系统越稳定,但是随着emin增大,系统动态响应将变差,emin→∞时,该非线性单周控制器的系统特性将接近单周控制器[11-13]。
4 仿真和试验研究
系统仿真参数L=1 m H,C=100µF,R=0.5Ω,开关频率f=20 k Hz。
在变换器输入端加入分段常量阶跃信号,单周控制器和非线性单周控制器对输入阶跃信号的跟踪能力如图6所示。由图可见,在输入信号变化时,非线性单周控制器对输入信号的跟踪能力要比单周控制器要快得多。
但是两种控制器的输出都有静态误差,这是二极管的导通电压不为0,以及电感和电容的等效电阻不为0等不理想因素造成的。这是单周控制器的共性问题,这种误差可以通过调整积分器的时间常数来减小。
如前所述,emin的大小对非线性单周控制器性能有着显著的影响。在图7中,调整emin的数值从0.5一直到4,可以观察到emin对控制器性能的影响,当emin比较大时,非线性单周控制器与传统单周控制器的输出都有比较大的超调,动态响应性能差,非线性单周控制器的优点并没有得到体现。随着emin的减小,非线性单周控制器输出超调逐渐减小,系统特性也从欠阻尼逐渐进入到过阻尼状态[14-15]。
传统单周控制器对负载扰动的抑制能力较弱,而非线性单周控制器对负载扰动的抑制能力有显著提高。在图8中,L=1 m H,C=100µF,负载电阻从R=0.5Ω减小到R=0.4Ω。从图中可见单周控制器输出受到扰动后有明显的滞后上升的过程,而非线性单周控制器输出扰动之后很快就上升到正常输出,抑制负载扰动的能力得到显著提高。
在该控制器中,由于输入信号的变化或者由于负载的变化,滞环非线性控制器将产生一个与误差对应的参考信号,作为单周控制器的输入信号,加快系统的动态响应速度,图9是系统中产生的参考信号。
试验参数与前述一致,图10是负载发生跳变时输出电压波形对比。可以看出,误差自适应单周控制器控制时有更小的输出电压跌落和超调,恢复时间也很短,说明变换器具有更好的动态负载性能,试验结果很好地验证了理论分析的正确性。
5 结论
新型变换器 篇3
随着能源需求日益增加以及传统化石能源所引起的环境问题日趋严重,人们开始关注新型能源的发展和利用。然而由太阳能电池板及燃料电池等新能源构成的微网及并网系统,对DC-DC变换器输入电压范围提出了更高的要求[1]。开关DC-DC变换器的宽输入电压范围特性可通过调节开关管的占空比来实现[2]。为了使传统开关DC-DC变换器在较宽输入电压范围内保持输出电压恒定,需要使占空比在较大范围变化,导致控制器设计复杂,系统稳定性较差等问题。此外,为保证开关管的有效导通和关断,防止开关管直通现象,必须限制开关管的最大、最小占空比,进而制约传统开关DC-DC变换器实现宽输入电压范围的直流传输比。
利用变压器可以拓宽DC-DC变换器输入电压变化范围[3],但变压器的体积较大,且其漏感会增加系统损耗及噪声。利用耦合电感也可以提高变换器电压增益,拓宽输入电压变化范围[4],但其漏感会影响变换器的效率,且开关管的电压应力较高。文献[5]提出一种通过变换器级联实现宽输入电压变化范围,但开关管个数繁多,控制回路设计复杂;文献[6]提出单开关二次型变换器,仅使用一个开关管实现了变换器级联,简化了控制回路设计,然而当二次型变换器输出电压较高时,其开关管的电压应力较大;文献[7]提出将一种新型二次型变换器应用到两级光伏并网系统中,但其输入电流不连续导致光伏发电系统的整体效率低。传统变换器及Luo变换器[8]利用电压举升技术[9]也可以改善变换器的电压增益,拓宽了输入电压变化范围,但因其输入电流不连续,均不适用于燃料电池及光伏发电系统中[10]。本文在结合电压举升技术升压优势及二次型变换器宽输入电压范围优势的基础上,提出了一种新型高增益Boost变换器,该变换器具有电压增益高、输入电流连续、开关管应力小等特点,适用于两级并网系统等对变换器的输入电压变化范围要求较宽的新能源领域。
本文分析了该新型单开关高增益Boost变换器的工作原理,研究了电路参数对其稳态工作特性的影响,最后通过仿真及实验验证了理论分析的正确性。
2 单开关高增益Boost变换器工作原理分析
2.1 工作过程
如图1所示为基于电压举升技术的单开关高增益Boost变换器的原理图,它由电感L1、L2,电容C1、C2、C3,开关管S及二极管D1、D2、D3、D4构成,其中vg为输入电压,R为负载。
为了简化分析,假设开关管、二极管、电感、电容均为理想元件,开关变换器的开关频率fS远大于开关变换器的最大特征频率,则在一个开关周期TS=1/fS内,输入电压保持不变。设在一个开关周期内,D为开关导通时间占空比,并且所有电感均工作在连续模式。
该变换器在一个开关周期内存在两个开关工作状态,如图2所示。
工作状态1:开关管S导通时,由图2(a)可知输入电压为电感L1充电,电感电流iL1线性上升,二极管D1因承受反向电压关断,二极管D2、D3承受正向电压导通,储能电容C1为电感L2充电,电感电流iL2线性上升;同时储能电容C1通过二极管D2及开关管S为电容C2充电,当电容C2两端电压上升到与电容C1两端电压相等时,二极管D2关断,二极管D4因承受反向电压关断,电容C3向负载放电以维持输出电压稳定。
在该工作阶段,电感电流iL 1、iL 2的斜率分别为:
工作状态2:开关管S断开时,由图2(b)可知电感L2及电容C2向电容C3放电,电感电流iL2线性下降,二极管D4承受正向电压导通,二极管D1承受正向电压导通,电感L1向电容C1及电感L2放电,电感电流iL1线性下降,二极管D2、D3承受反向电压关断。在此时间段内,流经电感L1、L2的电流斜率分别为:
2.2 单开关高增益Boost变换器稳态特性分析
采用时间平均等效原理[11]对所提出的单开关高增益Boost变换器进行直流稳态分析,其直流稳态等效电路如图3所示。
图3中:
当电路工作在直流稳态,电感可以看作短路,电容可以看作开路,可得单开关高增益Boost变换器电压传输比及各变量之间的关系为:
各开关管的电压应力为:
3 实验验证
为了验证单开关高增益Boost变换器的理论分析结果,采用如表1所示主电路参数对本文提出的单开关高增益Boost变换器进行实验分析。
如图4所示为本文提出的新型高增益Boost变换器的实验波形。由图4(a)可知输入电压为12V,输出电压为60V,输入电流Iin连续。开关管S的电压波形如图4(b)所示。由图4(b)可知开关管应力VS-Stress为40V,小于输出电压,与式(15)结果相符。电容C1及C2电压波形如图4(c)所示,由图4(c)可知VC 1为22V,VC 2为22V,电容C2与电容C1两端电压相等,与公式(11)结果相符;二极管D2电压波形如图4(d)所示,由图4(d)可知二极管D2电压应力VD2-Stress为40V,与式(17)结果相符,实验结果验证了理论分析的正确性。
4 结论
本文在结合电压举升技术升压优势及二次型变换器宽输入电压范围优势的基础上提出了一种新型单开关高增益Boost变换器,该变换器不但具有直流增益高,输入电流连续的特点,而且降低了开关管的电压应力,以便于选取具有较小导通电阻的开关管从而提高变换器的效率。分析了该变换器工作在连续模式下的工作原理及其稳态特性。由实验分析可知,新型单开关高增益Boost变换器具有输入电压范围宽、效率高、输入电流连续等优势,适用于燃料电池及光伏发电系统等新能源中。最后通过实验验证了理论分析的正确性。
摘要：提出了一种基于电压举升技术(voltage-lift-technique)的新型单开关高增益Boost变换器,不但拓宽了Boost变换器输入电压范围,而且降低了开关管的电压应力,适用于输入电压变化范围较宽的应用场合。与二次型Boost变换器相比,该新型Boost变换器的开关管电压应力低,便于选取导通电阻较小的功率开关管,从而减小开关管的导通损耗,提高变换器的效率。本文分析了该新型高增益Boost变换器的工作原理,研究了电路参数对其稳态工作特性的影响。最后通过仿真及实验验证了理论分析的正确性。
关键词：高增益Boost变换器,电压举升技术,稳态工作特性,DC-DC变换器
参考文献
[1]Li Wuhua,He Xiangning.Review of nonisolated high-step-up DC-DC converters in photovoltaic grid-connectedapplications[J].IEEE Transactions on Industrial Elec-tronics,2011,58(4):1239-1250.
[2]杨平,许建平,张士宇,等(Yang Ping,Xu Jianping,Zhang Shiyu,et al.).峰值电流控制二次型Boost变换器(Peak current control mode for quadratic boost con-verter)[J].电工技术学报(Transactions of ChinaElectrotechnical Society),2011,26(5):101-107.
[3]Esam H Ismail,Mustafa A Al-Saffar,Ahmad Asbzali,etal.A family of single switch PWM converters with highstep-up conversion ratio[J].IEEE Transactions on Cir-cuits and System,2008,55(4):1159-1171.
[4]Zhao Qun,Lee F C.High performance coupled inductorDC-DC converters[A].IEEE Applied Power Electronicsand Exposition Conference[C].2003.109-113.
[5]Laszlo Huber,Milan M Jovanovic.A design approach forserver power supplies for networking[A].IEEE AppliedPower Electronics and Exposition Conference[C].2000.1163-1169.
[6]Maksimovic D,Cuk S.Switching converters with wide DCconversion range[J].IEEE Transactions on Power Elec-tronics,1991,6(1):151-157.
[7]Riad Kadri,Jean-Paul Gaubert,Gerard Champenois,etal.Performance analysis of transformless single switchquadratic boost converter for grid connected photovoltaicsystems[A].XIX International Conference on ElectricalMachines[C].2010.1-7.
[8]Luo Fanglin.Positive output luo converter,voltage lifttechnique[J].IEE Electric Power Applications,1999,146(4):415-432.
[9]Luo Fanglin,Ye Hong.Positive output super-lift convert-ers[J].IEEE Transactions on Power Electronics,2003,18(1):105-113.
[10]Nicholas D Benavides,Patrick L Chapman.Modeling theeffect of voltage ripple on the power output of photovoltaicmodules[J].IEEE Transactions on Industrial Electron-ics,2008,55(7):2638-2643.
新型变换器 篇4
传统的开关电源,采用3级结构[2]:前级AC/DC整流器、中级DC/AC逆变器、后级AC/DC整流器。其中,前级AC/DC整流器多采用桥式不控整流;中级DC/AC逆变器多采用逆变器和高频变压器;后级AC/DC整流器多采用二极管整流器。输入侧不控整流产生的大量谐波会对电网造成污染,且功率因数低、效率不高。本文研究的新型开关电源无中间直流环节,将3级结构简化为2级,实现三相-单相交流的直接转变,且为单位功率因数输入,降低了对电网的谐波污染,提高了供电效率[3]。即采用高频矩阵变换器和高频变压器将前、中2级合并。
高频矩阵变换器(HFMC)是一种新型的功率变换器,有如下优势:功率因数可控;输入电流对称正弦;真正的4象限运行;输出端无电容;输出直流电压调节范围宽;易于模块化[4]。其调制算法主要有以下几种:开关函数算法;电流空间矢量调制算法;双线电压合成算法以及其他不平衡条件下的改进算法[5,6]。文献[7]对矩阵变换器进行了开关函数的建模分析,可实现输出电压幅值可调,极性可调。但存在仿真实验时间长、效率低的问题。文献[8-9]基于双线电压调制法引入占空比负反馈,有效地抑制了输出电压畸变。双极性电流空间矢量调制B-C-SVM可实现单位功率因数可调,输入电流对称正弦等[10]。
本文研究了新型开关电源的拓扑结构和工作原理,分析了双极性电流空间矢量调制策略在高频矩阵变换器的应用。采用输出电压闭环控制,增加了系统的稳定性、动态性能及抗干扰性。在输入电压波动以及负载变化的情况下,仍能保持良好的控制效果。控制系统具有输入电流谐波含量低、单位功率因数、输出电压纹波小、动态性能好等特点。通过Matlab/Simulink建立系统仿真模型,验证了调制和控制策略的正确性。
1 新型开关电源的工作原理及其调制策略
本文提出的新型开关电源的拓扑结构如图1所示[11],包含输入LC滤波器、高频矩阵变换器、高频变压器T、二极管全桥整流器、输出LC滤波器以及负载电阻。其中,高频矩阵变换器由12个IGBT构成,即6个双向开关。网侧经高频矩阵变换器将三相正弦工频交流电转化为正负交变的单相交流高频电,经高频变压器升压后通过二极管全桥整流器转化为直流电,输出滤波器降低了输出电压的脉动。该结构将3级结构简化为2级且单位功率因数输入,降低了对网侧的谐波污染,提高了效率。
高频矩阵变换器,采用的是双极性电流空间矢量调制B-C-SVM策略[12]。将常规SVPWM调制策略中,每个PWM周期均分为前后半周期,在前半周期采用常规的矢量调制策略,在后半周期采用相反的矢量进行调制,从而产生大小相等方向相反的矢量,即形成正负交变的单相高频交流电。采用该调制策略,可以保证网侧输入电流对称正弦和功率因数可调。
同常规SVPWM调制策略一样,可合成6个有效的输入电流开关矢量和3个零矢量[13]。将参考输入电流矢量分为6扇区,在复平面上以6个有效开关矢量为边界,如图2所示。每个开关矢量后面括号的2个字母依次表示与输出p,n极相连的输入相。
以参考电流矢量处于Ⅰ扇区为例,在前半周期采用常规SVPWM调制方法,由其所处扇区相邻的2个有效开关矢量i1(ab)和i2(ac)及零矢量合成,并计算相应的占空比dab,dac,d01,如下式,此时输出正向电流:
式中:m为调制比,m=Iim/I1m(0≤m≤1)。
在后半周期采用与前半周期相反的矢量i4(ba)和i5(ca)及零矢量来进行合成,由于电流参考矢量仍处于第Ⅰ扇区,而采用相反的矢量合成则恰好合成大小相等方向相反的电流,占空比计算如下:
根据式(1)、式(2)可以得到相应的开关管的导通时间,如图3所示,在前半周期i1(ab)和i2(ac)及零矢量合成正向电流,而后半周期i4(ba)和i5(ca)及零矢量合成反向电流。
假设高频矩阵变换器的输入相电压为
需要调制得到的三相参考输入相电流为
式中:Ucm为高频矩阵变换器输入相电压的幅值;Im为其输入相电流的幅值;ωi为输入角频率;φ为输入相电流和参考输入相电流的相位差。
以参考电流矢量处于第Ⅰ扇区为例,前半周期高频矩阵变换器的输入电流平均值为[14]
式中:I1m为高频矩阵变换器的输出电流。
同理可得,后半周期高频矩阵变换器的输入电流平均值为
故可知,前后半周期的输入电流平均值相等,可以保证高频矩阵变换器输入电流为三相对称正弦电流。通过调节φ的取值,可调节功率因数,当φ=0时,为单位功率因数。
前半周期高频矩阵变换器的输出电压平均值为
同理可得出,后半周期输出电压平均值为
可得,前后半周期的输出电压平均值大小相等,符号相反,故输出侧呈现正负交变的高频交流电压。即本文所采用的双极性电流空间矢量调制策略是正确的。
2 新型开关电源的控制策略
为输出稳定的电压,采用电压闭环控制策略,如图4所示。输出电压给定值uo*与检测值uo比较后经PI控制器得到高频矩阵变换器的输出电压平均值U1*的给定值。由式(7)、式(8)可知,输出电压在前后半周期的平均值大小相等符号相反。但调制比的符号都为正,仍可通过其输出电压U1的给定值计算相应的调制比,再按照B-C-SVM调制策略完成各开关管占空比的计算。输出电压闭环的控制可以在输出负载变化以及输入电压波动时,输出稳定的直流电,提高了系统的稳定性和抗干扰性。
3 仿真结果
本文在Matlab/Simulink中搭建了新型开关电源的仿真模型,其性能指标为输入电压220(1±0.10)V,输出电压(400±2)V,开关频率20 k Hz,功率因数大于0.99,功率20 k W。仿真参数如下:输入侧电阻Rac=3Ω,电感Lac=1 m H,电容Cac=30μF,输出侧电感Ldc=1 m H,电容Cdc=150μF。
图5中,输出电压稳定在400 V。调节时间为0.005 s,超调量为5%,电压波动0.5%。系统具有良好的稳态性能。从图6输入电压和电流波形可看出,该控制方法可保证输入单位功率因数。
3.1 负载变化
仿真模拟负载突变的情况下,电路对电压的控制效果。设置输出负载在t=0.1 s时由R=8Ω变化到R=12Ω,在t=0.2 s时变化到6Ω。由图7可知,输出电压保持不变,在切换瞬间会有小幅震荡后迅速稳定;输出电流相应的变化,系统动态响应良好;输入电流(a相)跟随负载变化而变化,能保持对称正弦且为单位功率因数。
3.2 输入电压幅值变化
仿真模拟输入电压幅值不同的情况下,电路对电压的控制效果。图8~图10分别给出了输入电压幅值为220 V(额定),200 V,240 V时的调制比波形。可以看出,当低于额定输入电压时,调制比会增大;当高于额定输入电压时,调制比会减小。本文的参数选定,在输入电压波动10%的范围内,均保证调制比0≤m≤1,且输出电压稳定于400 V。在额定电压下效率为86%,在输入电压波动10%内,总效率范围为76%~96%。
4 结论
新型变换器 篇5
1 3×4矩阵拓扑结构及数学模型
图1(a)为3 × 4矩阵拓扑结构图,图1(b)等效电路拓扑结构,负载为阻感负载,N相与中性点连接[1]。
矩阵变换器分析过程,等效成交-直-交拓扑结构进行,并分为虚拟整流、虚拟逆变、消去中间虚拟的直流环节三部分。图1(b)即为等效后的交-直-交路拓扑结构。 a,b,c为输入侧;p,n为虚拟的直流环节;u,v,w,N为输出侧。图中输入侧不能短路,输出侧不能开路,即每一相只有一个开关导通。
图1中虚拟整流部分开关函数为Sik、虚拟逆变部分开关函数为Skj,则有式(1)的输入/输出关系[2]:
所以只需调节式(1)中的开关矩阵,就起到了调节矩阵变换器的目的。
2新型虚拟逆变SVPWM调制策略
三相对称电压与电压空间矢量有如下关系(为 α ,β 参考轴的单位矢量):
图2为逆变侧电压空间矢量调制图[4]。图2(a)为电压空间矢量图,其中6个非零矢量分别位于正六边形的6个顶点位置,并且将空间划分为Ⅰ-Ⅵ六个扇区。 2个矢量,位于原点位置。图2(b)为在第一扇区内的合成,这也是计算占空比的依据。简化虚拟逆变, 主要是使扇区判断与占空比计算两个环节更加简洁。
2.1扇区判断
由图2(b)可知,当落入第一扇区时,有如下关系:
整理式(3)可知,在第一扇区内的最大电压为Uu, 最小电压为Uv。 则扇区的判断依据可表示为: max(|Uuv|, |Uvw|, |Uwu|) = Uuv,同理其他扇区的判断以此类推。
2.2占空比的计算
在图2(b)中根据正弦定理得出常规调制策略中所应用的占空比算式[4]如下:
如果采用式(4)的占空比调制,需要电压矢量的幅值、复平面内的夹角以及虚拟直流侧的电压三个变量, 正是由于复杂的计算导致了算法的冗余。因此为了能够使占空比的计算更加简便,分别分析式(4)中的,θ 。图2(a)中的矢量电压UOL与三相电压有如下关系式:
根据三角函数关系角 θ 有如下关系式:
式(5),式(6)代入到式(4)中得出本文所应用的占空比:
式(7)较式(4)占空比的计算量大幅减小,式(7)中的占空比只是简单的比值,且不需要计算复平面内的角度,因此无论是在计算的精度上,还是速度上都得到了相应的提高。
由于输入电压与电流同相位,则常规的第N相占空比[3]计算如下:
将本文简化后的式(7)中占空比dα,dβ相加,代入式(8),即为本文所推导出的占空比计算式:
式中的占空比计算只需要检测输出侧的最大线电压即可,较式(4)中常规的第N相占空比的计算量有所减少。
3新型虚拟整流调制策略
3.1扇区判断
与虚拟逆变级同理,虚拟整流级的区间判断依然以第i区间为例,此处有max(ia,ib,ic)= ia其他扇区的判断依据以此类推。
3.2计算占空比
对于占空比的计算,本文以第i区间为例,其他区间同理,计算相应的占空比[3]即:
为了化简虚拟整流侧的占空比,由式(10)可得:
式(11)的占空比计算式达到了与虚拟逆变侧同等的简化效果。
4消去直流环节
首先排列第N相的开关顺序,为了尽量减少开关动作次数,避免开关损耗,输入电压在Ⅰ,Ⅲ,Ⅴ区间按组合1(a,b,c,a,a)次序,而Ⅱ,Ⅳ,Ⅵ则按照组合2(b,a,c, b,b)次序进行切换[3]。
联合新型虚拟整流与虚拟逆变的调制策略,消去中间直流环节[5]。为了不失一般性,仍以第一扇区为例,其中逆变侧含有,整流侧含有,分别两两组合,形成含有零矢量的共5种状态。如表1所示。
5仿真验证
本文基于Matlab/Simulink及S函数搭建仿真模型。 系统参数:380 V,50 Hz三相可编程交流电源,设定输出频率为30 Hz,负载采用阻感负载,其中R = 15 Ω L = 30 m H 。 不平衡负载电阻分别为15 Ω, 10 Ω,7 Ω ,L = 30 m H。
通过对该系统带平衡负载时的仿真,可得图3所示的输出仿真结果。由图可知输出侧电压与电流均三相对称。由于整个系统输出线电压,直接由程序线电压信号指令控制,所以谐波及脉动成分为零。平衡负载时中性点电位为零,N相桥臂中并无电流流过,所以图中iN幅值为零。系统在0.01 s左右达到稳定状态。在0.05 s处加入扰动后,间隔0.02 s再次进入稳定状态,充分验证了该系统具有很强的抗扰动性。
通过带对不平衡负载时的仿真,输出侧的电流波形仿真结果如图4所示。其中电压波形同图3中无扰动时的电压波形。分析图4可知,由于系统带不平衡负载, 所以输出侧的电流波形已不再是三相对称的。由于中性点发生了移动,所以导致N相中电流不再为零。而对于输出侧的电压,只是相对于第N相对称。
图5是输入级中a相的电压与电流波形仿真结果, 电流波形近似于正弦波。由于系统输入侧滤波器中电容的影响,电流波形略超前电压,但是功率因数仍然接近于1,对整体影响不大。图6为a相电流在未加入滤波器时的频谱分析结果,谐波畸变率小,满足电流的要求,验证了3 × 4矩阵具有优良的带不平衡负载的能力。
图6(a)为a相电流在未加入滤波器时的频谱分析结果,谐波畸变率为1.83%满足电流的要求;图6(b)为3 × 3矩阵带不平衡负载时a相的频谱图,谐波畸变率为13.52%,远远高于前者。从而验证了3 × 4矩阵具有优良的带不平衡负载的能力。
6结语
本文通过简化矩阵变换器的调制策略,缩短了系统达到稳定的时间,提高了带不对称负载的能力与系统的精度。尽管负载的不平衡,系统仍然可以输出较为理想三相对中性线的对称波形。该系统不但输出侧不含次谐波,同时满足了负载对电压的需求。输入侧的电流波形达到正弦的标准,且功率因数接近于1,凸显了他的能量直接传动传输效率高等特点。
摘要：3×4矩阵变换器具有优良的带不平衡负载能力,针对该矩阵控制算法非常复杂,控制难度大的缺点,采用直接检测输入输出侧的电压与电流信号的方法,简化了常规的第N相占空比计算、虚拟逆变、虚拟整流的SVPWM调制策略,达到谐波及脉动成分小,线电压扇区判断及占空比计算准确的目的。通过仿真验证了该系统可输出较为理想的三相对中性线的对称波形,具有速度快、稳定性好、精度高等优点。
关键词：3&,#215,4矩阵变换器,三相不平衡负载,直接检测,线电压扇区判断,占空比计算
参考文献
[1]KOBRAVI K,IRAVANI R,KOJORI H A.Three-leg/four-leg matrix converter generalized modulation strategy-part I:a new formulation[J].IEEE Transactions on Industrial Electronics,2013,60(3):848-859.
[2]粟梅李,丹云,孙尧,等.双级矩阵变换器的过调制策略[J].中国电机工程学报,2008(3):47-52.
[3]王汝田.矩阵变换器的调制策略研究[D].哈尔滨:哈尔滨工业大学,2009.
[4]郭有贵,喻寿益,朱建林.提高矩阵变换器电压传输比的新型调制策略[J].控制理论与应用,2006,23(4):542-546.
[5]汤宁平,王建宽,吴汉光.矩阵变换器的SPWM控制技术及其实现[J].电工技术学报,2003(4):25-29.
新型变换器 篇6
开关电源就是电源电路中的功率变换器件工作在开关状态,它是在线性稳压电源的基础上产生的,然而它克服了线性稳压电源的缺点:调整管(功率元器件)工作在线性放大状态,损耗较大,使整个电源的效率降低;需要一个工频变压器,使得整个电源体积大,重量重。相对于线性稳压电源,开关电源中起调节输出电压作用的功率元器件都工作在开关状态,损耗较小,整个电源的效率较高,对于隔离型开关电源,起隔离和电压变换作用的变压器是高频变压器,体积可以缩小,重量可以减轻。但是,开关电源也存在以下问题:(1) 由于没有工频变压器,不可控电力二极管整流桥的体积大,二极管的电压应力较高,滤波电容体积大;(2) 对于输出电压较低的情况,通过改变占空比来调压,使得开关功率元器件为了降压而导通时间短,因而承受正向阻断电压应力时间长,电压应力较大,减少了开关功率元器件的使用寿命;(3) 在一些较大容量的开关电源中,因开关功率元器件承受的电压应力较大,采用三电平或多电平控制,将投入更多的元器件分担电压应力,这必然会给控制带来麻烦,使得开关电源的控制更加复杂。为解决上述问题,本文提出一种新型BUCK直流变换器的设计方法,该方法适用于输出电压不高的开关电源。
1 变换器电路原理分析
该BUCK直流变换器的电路原理如图1所示,该电路分为整流电路和斩波电路2个部分。
1.1 整流电路
图1中,该电路由变压器T,不可控整流桥VD1、VD2、VD3、VD4和滤波电容C1、C2、C3组成。其中变压器次级有3个抽头,u1、u2相等。这部分电路的功能除整流外,还能提供2种直流电压,它们有以下近似关系:UAB=2UAO=2UOB。由于有变压器T存在,不可控整流桥VD1、VD2、VD3、VD4的体积大大减小,滤波电容体积可以减少。
1.2 斩波电路
图1中,该电路由VT、VD(快速二极管)、滤波电感L0、滤波电容C0、负载R0组成。斩波电路的功能是完成降压BUCK直流变换,其工作电路如图2所示。
设L0、C0、VT、VD为理想元件,在稳态状况下,F、B两点的电压波形如图3所示,图3中,ugs为触发脉冲。从F、B两点电压波形可以看出:电压仅有E、0.5E两个电平,当VT导通时为E,当VT关断时、VD导通时为0.5E,其输出电压U0为
undefined
式中:d为占空比,d=Ton/Ts,Ts为VT的开关周期。
该BUCK电路有以下优点:
(1) 相对于传统的二电平BUCK变换器,VT和VD两个功率器件的电压应力减少一半,F、B两点的电压仅有E、0.5E两个电平,不会出现零电平,这样可以减少滤波电感、滤波电容的体积,具有三电平BUCK变换器的优点。
(2) 相对于三电平BUCK变换器,减少了一个可控元件VT、一个不控元件VD,且易于控制,不需要解决电路均压问题,同时不会出现电流断续,可降低滤波电感、滤波电容的值。
(3) 输入电源电流、输出负载电流均是连续的,这有利于对输入、输出进行滤波。
(4) 输入、输出是共地的。
(5) 由于变压器T的存在,输出不需高频隔离变压器。
2 建模分析
DC-DC变换器的建模方法较多,这里采用状态空间平均法。因为这种方法是平均法的一阶近似,其物理概念清楚,可利用线性电路和古典控制理论对DC-DC变换器进行稳态和小信号分析。在建模之前作3点假设:(1) 交流小信号的频率fg应远远小于开关频率fs(低频假设);(2) 变换器的转折频率f0远远小于开关频率fs(小纹波假设);(3) 电路中各变量交流分量的幅值远远小于相应的直流分量(小信号假设)。在实际的DC-DC变换器中,开关频率较高,很易满足以上3点假设条件。忽略开关频率及其边频带、开关频率谐波与其边带,引入开关周期平均算子:
undefined
x(t)是变换器中的某电量,这里指iL0、u0、e,用该方法建立其数学模型,在1个开关周期中,电路仅有2种开关模态。
当0≤t≤dTs时,VT闭合,电源E给L0充电,有如下的状态方程:
undefined
一般地,状态变量和输入e在该阶段变化很小,因此状态变量的变化率在该阶段可以近似为常数。该模态在整个工作周期内运行时间为dTs,有:
undefined
求解上述微分方程,可以得到该阶段末状态变量:
undefined
当dTs≤t≤Ts时,VT断开,VD导通,L0放电:
undefined
同理有:
undefined
求解上述微分方程,可以得到本阶段末状态变量:
undefined
undefined (12)
由欧拉公式:
undefined
可以得到:
undefined
同理:
undefined
汇总可得到以下状态方程:
undefined
对电路状态方程引入小信号扰动,即:
undefined
式中:IL0、U0、D、E为稳态分量;undefinedL0、undefined0、undefined、undefined为小信号扰动量。将上述变量代入式(15),消去稳态分量和二次项分量得到:
undefined
进而可求得从输入到输出的传递函数为
undefined
从控制到输出的传递函数为
undefined
3 实验结果
如图1所示,选取220/72有中间抽头的100 W变压器;整流桥为RS507LA95;C1、C2选取470 μF、100 V,C3选取1 000 μF、200 V,L0选取100 μH,C0选取100 μF、100 V,R0选取30 Ω;二极管选用MUR1560;VT为IRFP460LC,由PWM控制芯片SG3525控制其导通,并由M57962L驱动。根据直流变换器的传递函数,按照自动控制原理的相关知识,设计出相应的调节器,组成一个闭环控制系统。开关频率fs=45 kHz。PWM调制器锯齿波幅度Um=1.93 V,参考电压Uref=2.0 V。补偿网络电路利用SG3525内部的误差放大器加电阻、电容组成。为保证闭环系统有一定的相位裕量和增益裕量,采用有源的超前滞后补偿网络校正系统。其输出阶跃响应曲线如图4所示,F、B两点电压曲线如图5所示。
当交流电源电压扰动在160～260 V变化时,输出电压保持36 V不变;负载由5 Ω～2 kΩ变化时,输出电压保持36 V不变。
从实验结果来看,根据数学模型设计出的控制器、组建的闭环控制系统具有良好的动态性能和抗输入电压、负载扰动的性能,进而说明了数学模型的合理性。
4 结语
理论分析和实验结果表明,这种新型的BUCK直流变换器综合了开关电源和线性稳压电源的优点。该电路仅用了2个开关管实现了三电平,对开关电源的设计具有一定的参考意义。
摘要：文章提出了一种BUCK直流变换器的设计方法,利用状态空间平均法并结合欧拉公式建立了BUCK变换器的数学模型,设计了调节器,组建了闭环控制系统。实验结果验证了该设计方法的合理性。
关键词：开关电源,BUCK直流变换器,数学模型,仿真
参考文献
[1]林渭勋.现代电力电子技术[M].北京:机械工业出版社,2006.
[2]薛雅丽.Buck三电平直流变换器的研究[D].南京:南京航空航天大学,2003.
[3]张卫平.开关变换器的建模与控制[M].北京:中国电力出版社,2006.
[4]徐德鸿.电力电子系统建模及控制[M].北京:机械工业出版社,2006.
新型变换器 篇7
单级功率因数校正(PFC)变换器采用开关管共用技术,使用一级主电路、一套控制电路,同时实现PFC与DC/DC变换,电路结构简单,效率较高[5,6,7,8]。传统的单级桥式PFC电路适用于大功率场合,但是由于桥臂两端存在较高的电压尖峰,增大了开关管的电压应力。本文提出的变换器在全桥结构的基础上,通过增加有源箝位电路解决了桥臂存在电压尖峰的问题,同时能辅助桥臂开关管实现软开关。因为变换器所有开关管均能够实现软开关,所以能够降低开关管的开关损耗,提高系统的效率[9,10]。为了提高电路效率,变换器的输入电感工作于电流断续模式[11],此时输入电流自动跟随输入电压变化,因此只要电压闭环即可实现PFC功能与DC/DC变换,控制电路设计较简单。
1 变换器工作原理
1.1 变换器主电路结构
本文提出的PFC变换器在Boost电路的基础上,利用全桥移相技术来实现PFC及DC/DC变换[12,13]。通过增加有源箝位电路,消除变压器漏感在电路换流过程中产生的电压尖峰,开关管的电压应力显著降低,主、辅开关管均能实现零电压开通,开关损耗显著减小,变换器能以更高的转换效率实现功率变换[14]。箝位电路由1个开关管和1个无感电容组成。输入、输出之间使用高频变压器进行隔离,输出端采用传统的LC滤波。变换器主电路结构如图1所示。
变换器的输入电感工作在不连续导电模式(DCM),开关周期为常数。当变换器全桥桥臂直通时(VT1、VT2同时导通或VT3、VT4同时导通),全桥的开关管将输入整流桥的输出端短路。此时的输入电源电压直接加在输入电感L上,电感储存能量,电感电流的绝对值从零开始线性增加(因为电感工作在电流断续模式),其增大的幅度与输入电压整流后的瞬时值成正比,电感电流峰值正比于输入电压。当变换器全桥对臂导通时(VT1、VT4同时导通或VT2、VT3同时导通),输入电感和交流电源通过桥臂开关管及高频变压器向负载释放能量,输入电感电流近似地线性下降,直至下降为零,波形如图2(a)所示。图中,uL、iL为输入电感的电压、电流,u′o为输出电压反射到变压器原边的电压值,TC为箝位开关管的开关周期,ton为1个箝位开关管开关周期内电感的充电时间,toff为1个箝位开关管开关周期内电感的放电时间。由此可见,输入电感的工作过程与DC/DC变换中的Boost电路的升压电感的工作过程相似[15]。1个工频周期内的输入电压与输入电感电流波形如图2(b)所示。在每个开关周期内,输入电流的平均值近似地正比于输入电压;所以在整个工频周期内,输入电感电流峰值的包络线为正弦波,使用滤波器将输入电流中的高频谐波滤除,电流波形将变为正弦波。由于在工频周期各时刻输入电流平均值与输入电压近似成比例,输入电流波形自动地跟随输入电压波形,从而实现了PFC功能。
1.2 变换器工作模态分析
为便于分析做以下假设及定义:桥臂开关管的开关周期设为T,箝位开关管的开关周期设为TC(TC=0.5 T);系统占空比D为1个开关周期内全桥电路上下桥臂直通时间与1个开关周期时间的比值;tz1为箝位开关管开通时刻滞后于桥臂开关管对臂导通时刻的时间;tz2为箝位开关管关断时刻超前于桥臂开关管上下桥臂直通时刻的时间。uG1~uG4为桥臂开关管控制信号,uGC为箝位开关管控制信号;iin为全桥变换器的输入电流,即输入整流桥的输出电流,iCc为流过箝位电容的电流,ip为变压器原边电流,UMN为桥臂母线电压,UCc为箝位电容的电压;Uo为系统输出电压,n为高频变压器原副边匝数比。
在1个开关周期(桥臂开关管开关周期)内,升压电感完成2次充放电过程。在这2个过程中,变压器原边电流的变化过程相似,方向相反。依据变换器的工作过程,可以将电路工作情况划分为14个工作模态,其中前7个工作模态与后7个工作模态工作过程相似。
在1个开关周期内,变换器开关管的驱动信号及其他主要波形如图3所示。
1.2.1 模态1(t0~t1)
输入电感储能阶段。开关管VT1开通(超前臂开通),此前开关管VT2已导通,变换器全桥上下桥臂直通,相当于输入整流桥的输出端短路,此时交流电源为输入电感充电,该阶段输入电感电流从零开始线性增加。VT1开通前,开关管两端电压为零,开关管VT1零电压开通。该模态,桥臂母线电压UMN为零。
变压器原边电流降低,变压器漏感中的能量向副边传递,该阶段由输出滤波电感及输出滤波电容向负载提供能量。变压器原边电流ip为
该模态的持续时间为t0-1=DTC。
1.2.2 模态2(t1~t2)
t1时刻开关管VT2关断,VT4开通(滞后臂开通)。此时,开关管VT1、VT4导通,VT2、VT3关断,变换器对臂导通。交流输入电源和输入电感通过整流桥、开关管VT1、开关管VT4、变压器向负载提供能量。该时间段内,输入电感电流开始降低,桥臂母线电压UMN升高。由于箝位开关管及桥臂开关管存在结电容,母线电压由零开始升高。由于此时间段内,母线电压低于箝位电容电压,箝位开关管处于关断状态,箝位开关管的结电容上的电压值逐渐下降;因为开关管结电容电容量较小,因此该模态的时间极短。VT4开通前桥臂母线电压UMN为零,VT4两端电压为零,VT4实现零电压开通。
由于该模态持续时间较短,因此该模态期间可以近似认为全桥变换器的输入电流iin保持不变,即iin=iin(t1)。该阶段持续时间为
其中,CVTC为箝位开关管的结电容,C2、C3为开关管VT2、VT3的结电容。
1.2.3 模态3(t2~t3)
输入电感中的电流通过整流桥向变压器及开关管结电容放电,全桥母线电压逐渐升高,t2时刻全桥母线电压高于箝位电容电压,箝位开关管VTC的反并联二极管导通,箝位电路开始工作,箝位电容吸收变压器漏感产生的电压尖峰,限制了母线电压的进一步升高,将直流母线电压箝位在相对较低的数值。
桥臂开关管对臂导通,交流输入电源和输入电感通过整流桥、VT1、VT4、变压器向负载提供能量。此时变压器原边电流ip为
该期间箝位开关管VTC给出了开通信号,但由于此时VTC的漏极电位低于源极电位,反并联二极管导通,箝位电容处于充电阶段,VTC正向截止。
1.2.4 模态4(t3~t4)
随着输入电感电流的减小以及箝位电容电压的逐渐升高,箝位电容的充电电流逐渐减小。当输入电流减小到不足以为负载提供能量时,箝位电容开始向负载提供能量,t3时刻箝位电容由充电模式转换为放电模式,箝位开关管VTC正向导通,箝位电容在模态3中储存的能量开始通过开关管VT1、开关管VT4、变压器向负载释放。
箝位开关管VTC开通前其两端的电压为零,因此VTC零电压开通。
1.2.5 模态5(t4~t5)
输入电流线性降低,t4时刻输入电流降低到零。此时输入侧所有的整流二极管均处于截止状态。此模态期间电流iin=0。
虽然电流iin降低为零,箝位电容中仍存有一定的能量,箝位电容继续向负载提供能量。此时箝位电容流出的电流等于变压器原边电流。
1.2.6 模态6(t5~t6)
t5时刻箝位开关管VTC关断,桥臂开关管VT1、VT4继续保持开通状态。变压器漏感将开关管VT2、VT3结电容以及VTC结电容上的电荷抽走,桥臂母线电压降为零。此阶段利用变压器漏感与开关管VT2、VT3、VTC的结电容谐振,为开关管VT2、VT3的零电压开通做准备。该模态的持续时间可近似等于:
1.2.7 模态7(t6~t7)
t6时刻VT2、VT3结电容上的电荷全部被抽走,开关管VT1、VT4继续保持开通状态,由于变压器漏感中的电流没有完全降低为零,此时VT2的反并联二极管、开关管VT4及变压器原边构成回路,VT3的反并联二极管、开关管VT1及变压器原边构成另一条回路,同时为变压器的原边环流提供路径。该模态期间开关管VT2、VT3两端的电压为零。
1.2.8 模态8(t7~t8)
t7时刻开关管VT3开通,开关管VT1关断,由于开关管VT4处于导通状态,全桥上下桥臂直通,输入电感储能。
t7时刻开关管VT3源漏极间的电压为零,VT3零电压开通。
1.2.9 模态9~模态14(t8~t14)
开关管VT2、VT3处于导通状态,交流电源及输入电感通过VT2、VT3向负载释放能量,该阶段输入电感、箝位开关管VTC和箝位电容的工作方式与模态2~模态7相同。
模态9~模态14的系统工作方式与模态2~模态7的工作方式相似,区别主要是:模态2~模态7对臂VT1、VT4导通,而模态9~模态14对臂VT2、VT3导通;变压器原边电流方向相反。各阶段的变化情况基本一致,本文不再赘述。
通过对变换器工作模态的分析可以得到,输入电感工作于断续模式,变换器能够实现自动PFC和DC/DC变换。箝位电路可以将直流母线电压箝位在较低的范围内,避免了由于变压器漏感所造成的开关管的大电压应力问题,提高了变换器工作的稳定性与可靠性。
2 软开关实现设计
本文提出的变换器利用箝位电路来吸收变压器漏感在电路换流过程中产生的电压尖峰,同时将箝位电路作为辅助电路,辅助桥臂开关管实现零电压开通。只要合理设置箝位开关管通断时间,利用变压器漏感及开关管的结电容,变换器的桥臂开关管以及箝位开关管自身都可以实现零电压开通。
2.1 箝位开关管零电压开通
由模态分析可知,在模态2期间,箝位开关管应处于关断状态,即箝位开关管的开通滞后于全桥桥臂对臂导通,从而确保箝位开关管零电压开通。VT2关断,VT4开启,输入电感通过变压器向负载释放能量,导致直流母线电压升高,由于开关管存在结电容,直流母线电压升高需要一段时间。虽然时间较短,但是在该段时间内,直流母线电压是由零开始升高的,如果此时箝位开关管给出开通信号,箝位开关管正向开通且硬开通,开关管结电容上的电压突变,会产生较大的电流尖峰。因此,箝位开关管应该在母线电压高于箝位电容上的电压时给出开通信号,此时由于母线电压高于箝位电容电压,箝位开关管的反并联二极管开通,箝位电容吸收母线电压尖峰。随着输入电流的减小,当箝位电容由充电模式转换为放电模式时,箝位开关管便正向导通,从而实现了零电压开通。因此箝位开关管实现零电压开通的条件为:箝位开关管开通时刻滞后于桥臂开关管对臂导通时刻的时间tz2应大于模态2持续的时间。即
t1时刻的输入电流值即为开关周期内输入电流的峰值,因此可得:
其中,U为输入电压uin的瞬时值的绝对值,当U较小时,t12较大,此时箝位开关管难以实现零电压开通。然而,只要合理设计电路参数,箝位开关管在1个工频周期的绝大部分时间内可工作在软开关状态。
2.2 超前臂开关管零电压开通
由模态分析可知,箝位开关管关断时刻应超前于桥臂开关管上下桥臂开始直通的时刻,其主要作用是辅助超前臂开关管实现零电压开通。
超前臂开关管VT3的零电压开通原理,可以通过对模态6~8的分析得到。箝位开关管关断后,箝位电容将不能通过箝位开关管向负载提供能量。变压器原边漏感与开关管VT2、VT3、VTC的结电容谐振,将结电容中的能量释放给负载,当结电容上的电荷被全部抽走后,开关管VT2、VT3的体二极管开通。当开关管VT3给出开通信号时,其漏源极的电压为零,超前臂开关管VT3实现零电压开通。因此要求在VT3开通前开关管结电容上的电荷全部被变压器漏感抽走。超前臂开关管VT1的零电压开通条件与VT3的情况相同,即箝位开关管断开后变压器漏感需要有足够的时间将VT1、VT4、VTC的结电容上的电荷抽走。
因此桥臂开关管中超前臂实现零电压开通的条件为:箝位开关管关断时刻超前于桥臂开关管上下桥臂直通时刻的时间tz2应大于模态6持续的时间,即
2.3 滞后臂开关管零电压开通
滞后臂开关管开通前,全桥桥臂处于上下直通状态(VT4开通前,VT1、VT2处于导通状态;VT2开通前,VT3、VT4处于导通状态),开关管两端的电压为零,因此滞后臂能够实现零电压开通。
综上所述,箝位电路能够辅助桥臂开关管实现零电压开通。箝位开关管与桥臂开关管之间设置合适的死区时间,就能够确保变换器的所有开关管实现零电压开通。
3 输入电流分析
PFC的目的是使输入电流跟随输入电压的变化,使输入电流成为与输入电压同相位的正弦波,因此变换器输入电流的状况对PFC效果有明显的影响,应对变换器的输入电流进行详细分析。
由模态分析可知,输入电感在1个开关周期内完成储存能量与释放能量的过程。储存能量过程中,电感电流线性上升;释放能量过程中,电感电流线性下降。电流变化示意图如图4所示。
3.1 输入电流瞬时值分析
由图4可知在0~t1时间段内,输入电感处于储能状态,电感电流线性增加,此时输入电流满足如下微分方程:
所以:
因为输入电感工作在电流断续模式,所以在1个工作周期内,输入电流从零开始线性增加,电流峰值为:iin,max=UDTC/L。由此可知,在1个开关周期内输入电流的峰值正比于输入电压。该阶段持续的时间为t0-1=DTC。
t1~t4时间段内,输入电感开始向外释放能量,电感处于放电状态,电感电流线性减小。此时输入电压、电流满足:
所以:
该阶段电感向负载释放能量,电感电流线性降低,最终在t4时刻输入电感的电流降低为零。
该阶段持续的时间为
t4~t7时间段内,输入电感中的电流为零,这说明电感工作在电流断续模式下,这是实现PFC功能的最基本的保证。
该阶段持续时间为
3.2 输入电流平均值分析
上面的分析得到了输入电流在1个开关周期内不同时刻的瞬时值,由此可以计算输入电流的平均值。所以,在1个开关周期内输入电流的平均值为
由式(14)可知,当输入电感工作于断续模式时,输入电流在1个开关周期内的平均值近似与输入电压、系统占空比、开关周期成正比。由于开关周期远小于工频周期,输入电流在1个开关周期内的平均值近似正比于工频周期下的输入电压的瞬时值。由此可见,该变换器实现了PFC功能。
4 实验验证
设计实验电路对理论分析进行验证,电路的主要参数为:输入交流170 V/50 Hz,输出电压70 V,开关频率(箝位开关管)40 k Hz,额定功率100 W,输入电感300μH,变压器原副边匝数比4.7:1,变压器原边漏感10μH,箝位电容4μF,输出滤波电感210μH,输出滤波电容2200μF/100 V。
4.1 软开关验证
额定条件下,测得桥臂开关管的驱动波形及漏源极电压波形。在此仅给出超前臂开关管VT1和滞后臂开关管VT2的波形,如图5所示。图中,uG1、uG2和uDS1、uDS2分别为开关管VT1、VT2驱动电压波形和漏源极电压波形。
由实验波形可知全桥开关管均能实现零电压开通,开关管两端不存在较大的电压尖峰,箝位电路工作正常。
箝位开关管VTC的驱动电压uGC波形及漏源极电压uDSC波形如图6所示,由图可以看出,箝位开关管能够实现零电压开通。
4.2 PFC功能验证
输入电感工作在电流断续模式是变换器能够实现PFC的基础。电感电流iL在开关周期内的波形如图7所示。从图中可以看出,电感工作于电流断续模式,电感电流的上升、下降过程基本按线性规律变化。
在工频周期内,电感电流的包络线为正弦波,电感电流中含有较多的高频谐波,高频谐波的存在会给电网带来污染,造成不良后果,因此需要在电网与变换器之间使用滤波器,滤除高频谐波。系统的输入电压uin、输入电流iin波形(滤除高频谐波后)如图8所示。
由uin和iL波形的对比可以看出,系统的输入电流近似为正弦波,相位与输入电压基本一致,输入电流中高频谐波的含量较低,系统的功率因数约为0.95,实现了PFC功能。
5 结论