隔离变换（共6篇）
隔离变换 篇1
电气隔离型升压变换器具有高频电气隔离, 易于多路输出, 输入电流纹波小, 负载短路时可靠性高, 单级功率变换和良好的输出电压调节能力等优点。适用于有隔离要求的高压多路输出、双向PWM直流变换和单级PFC等场合。在分布式电源、新能源发电及通讯卫星等应用场合得到广泛关注。
为了解决化石能源的日渐枯竭和人类日益增长的能源需求之间的矛盾, 随着人类对环境保护意识的增强, 发展新能源发电技术已经成为提高国家能源和电力安全的战略需要。电气隔离型升压变换器由于其自身优势, 在电动机车燃料电池发电系统、储能系统、太阳能光伏发电系统, 风力发电系统等新能源发电领域具有广阔的应用前景。
但是隔离升压变换器存在起动电流过冲问题, 若电流过冲的幅值过大, 可能导致输入电源压降大, EMI, 会造成升压电感饱和以及元器件损坏。起动电流过冲制约了隔离升压变换器的应用, 因此有必要研究隔离升压变换器的起动过程, 并对起动电流过冲的抑制提出解决思路。
在《中国电机工程学报》 (Proceedings of the CSEE) 2010年8月第24期发布的《一种双闭环控制隔离Boost变换器起动控制策略》, 梁永春博士和严仰光教授对隔离升压变换器起动过程进行了前沿性研究, 提出一种新颖的控制策略对隔离升压变换器起动过程进行了优化设计。
通常隔离升压变换器在升压电感上增加起动线圈, 以助在起动时建立输出电压。起动线圈只在变换器起动时参与工作, 起动结束后即退出工作。通过深入研究隔离升压变换器结构特点和工作原理, 论文在升压电感上耦合一个反激线圈构成反激变压器, 通过合理设计控制策略, 可以改善变换器的起动过程。在提出的控制策略作用下, 具有起动电路的隔离升压变换器起动过程分为反激工作、混合工作、升压工作三个工作阶段。在峰值电流控制方法下, 输出电压在反激工作阶段从零开始建立。引入基于双变量的混合工作阶段, 同时实现了占空比平滑变化和输出电压平滑建立, 该控制策略有效地抑制了起动电流过冲。实验结果验证了理论分析的正确性。经优化设计, 在该控制策略下, 隔离升压变换器起动电流得到抑制, 约60ms完成起动过程, 极大地缩短了软起动时间。该控制策略显著地改善了隔离升压变换器起动特性。
总体来说, 该研究成果提出了基于双变量的混合工作阶段, 改善了隔离升压变换器的起动特性, 对隔离升压变换器在新能源发电等领域的运用具有直接指导作用, 符合我国国民经济可持续发展的战略需要。
隔离式三电平交-交直接变换器 篇2
目前，普遍采用UPS来改善电网波形质量，UPS通常都是采用交-直-交变换方式，电路复杂、成本高、体积大[1,2]。因此，研究体积小、质量轻、响应速度快且具有电气隔离功能的交流调压、稳压开关电源具有广泛的应用前景。
本文基于丘克(Cuk)电路原理进行改造变换[3,4,5,6,7]，提出隔离式三电平交-交直接变换器，详细阐述了其电路拓扑、工作原理及高频闭环控制策略，并对其建立模型，仿真验证了此设计的正确性和可行性。隔离式三电平交-交直接变换器将不稳定的高压交流电变换成稳定或可调的正弦交流电，输出波形质量好，开关管电压应力减小了一半，可应用于要求电气隔离的高压大容量交-交变换场合，实现了多电平在交流斩波器[8,9,10,11]中的应用技术。
1 变换器拓扑
Cuk变换拓扑中间的电容主要起能量耦合的作用，可使用变压器代替。使用2个耦合电容，分别位于隔离变压器原、副边两侧，并与其串联，不仅有效解决了变压器磁复位的问题，而且实现了变换器输入和输出侧的电气隔离。针对两电平变换器不利于高电压、大负载场合应用，三电平技术可降低开关管电压应力，减小输出谐波含量的特点，对隔离式Cuk变换器进行一定的级联变换，应用具有双向阻断功能的交流开关单元，得到隔离式三电平交-交直接变换器，如图1所示(图中ui、uo分别为输入、输出电压)。隔离式三电平交-交直接变换器拓扑结构简单、功率密度高，采用三电平技术[12,13,14]，开关管提高了变换器的功率等级。
2 变换器工作原理
在分析之前，先假设变换器工作在完全理想状态，即[15]：
a.所有开关管、二极管、电感、电容均为理想器件，电源内阻为零;
b.耦合电容C1=C2=C3=C4，且足够大，其充、放电时电压波动可忽略，两端电压视为恒定值。
由于开关管工作在高频状态下，在1个开关周期内，变换器工作状态可以等效为直流状态。
2.1 开关管占空比D<0.5,ui>0时变换器的开关模态
开关模态1[t0,t1)：开关管VT3a、VT4a、VT1b、VT2b、VT3b、VT4b导通，电感L2上的电压产生第1电平-uo。电流经C1、T1和T2原边、C2流通，T1和T2副边感应的能量经VT3a、VT3b、VT4a、VT4b对C3和C4充电，负载也通过L2、VT3a、VT3b、VT4a、VT4b续流，如图2(a)所示。此过程中，电感L1、L2电流均线性下降，关系式为
其中，uT1p、uT1s为变压器T1原边和副边的绕组电压;uT2p、uT2s为T2原边和副边的绕组电压;n为变压器T1、T2的变比;Δi1(-)、Δi2(-)为该模态中电感L1、L2电流的减小量。
开关模态2[t1,t2)：开关管VT1a、VT4a、VT1b、VT2b、VT3b、VT4b导通，电感L2上的电压产生第2电平(ui-nuo)÷(2n)。电流经VT1a、VT1b、T2原边对C2充电，C1通过VT1a、VT1b、T1原边放电，T1副边感应的能量经VT4a、VT4b、L2、C3给负载供电，T2副边感应的能量经VT4a、VT4b给C4充电，如图2(b)所示。此过程中，电感L1、L2电流线性上升，其关系式为
其中，Δi1(+)、Δi2(+)为该模态中电感L1、L2电流的增加量。
开关模态3[t2,t3)：与该周期中的开关模态1完全相同，见图2(a)ㄢ
开关模态4[t3,t4]：开关管VT2a、VT3a、VT1b、VT2b、VT3b、VT4b导通，电感L2上的电压产生第2电平(ui-nuo)÷(2 n)。电流经T1原边、VT2a、VT2b对C1充电，C2通过VT2a、VT2b、T2原边放电，T1副边感应的能量经VT3a、VT3b给C3充电，T2副边感应的能量经VT3a、VT3b、C4、L2给负载供电，如图2(c)所示。此过程中，电感L1、L2电流线性上升，关系式为
2.2 D<0.5,ui<0时变换器的开关模态
D<0.5、ui<0时工作状态与D<0.5、ui>0基本相同，只是对应的开关模态中换成VT1b、VT2b、VT3b、VT4b高频斩控，VT1a、VT2a、VT3a、VT4a一直导通。工作过程中变换器一直以第1电平和第2电平交替工作。由于拓扑及开关管工作的对称性，在半个开关周期内，电感电流的变化量也是为零的，即电感电流的上升量与下降量相等，因此有
将式(1)(4)代入式(12)，式(2)(5)代入式(13)，综合式(1)～(11)，可以得到输入电压与输出电压关系为
2.3 D>0.5,ui>0时变换器的开关模态
开关模态1：开关管VT1a、VT4a、VT1b、VT2b、VT3b、VT4b导通，电感L2上的电压产生第2电平(ui-nuo)/(2 n)。电流经T2原边、VT1a、VT1b对C2充电，C1通过VT1a、VT1b、T1原边放电，T1副边感应的能量经VT4a、VT4b、L2、C3给负载供电，T2副边感应的能量经VT4a、VT4b给C4充电。
开关模态2：开关管VT1a、VT2a、VT1b、VT2b、VT3b、VT4b导通，电感L2上的电压产生第3电平ui/n。电流经VT2b、VT2a、VT1b、VT1a、L1流通，电容C1、C2经T1和T2原边放电，T1和T2副边感应的能量经C3和C4对负载供电。
开关模态3：开关管VT2a、VT3a、VT1b、VT2b、VT3b、VT4b导通，电感L2上的电压产生第2电平(ui-nuo)/(2 n)。电流经VT2a、VT2b、T1原边、L1对C1充电，C2通过VT2a、VT2b、T2原边放电，T1副边感应的能量经VT3b、VT3a给C3充电，T2副边感应的能量经VT3a、VT3b、L2、C4给负载供电。
开关模态4：开关管VT1a、VT2a、VT1b、VT2b、VT3b、VT4b导通，电感L2上的电压产生第3电平ui/n。与该周期中的开关模态2完全相同。
2.4 D>0.5,ui<0变换器的开关模态
D>0.5、ui<0时工作状态与D>0.5、ui>0基本相同，只是对应的开关模态中换成VT1b、VT2b、VT3b、VT4b高频斩控，VT1a、VT2a、VT3a、VT4a一直导通。工作过程中变换器一直以第2电平和第3电平交替工作。输入/输出关系式(14)同样适用于占空比D>0.5的情况，这里就不作详细推导。
3 控制电路设计
本变换器采用电压瞬时值反馈交错互补式控制方案[16,17,18]，正半周期内，VT1b、VT2b、VT3b、VT4b一直导通，VT1a和VT2a、VT3a和VT4a交错导通，同时VT1a和VT3a、VT2a和VT4a互补导通，实现高频斩控;负半周期内，VT1a、VT2a、VT3a、VT4a一直导通，VT1b和VT2b、VT3b和VT4b交错导通，同时VT1b和VT3b、VT2b和VT4b互补导通，实现高频斩控。控制电路主要包括：电网电压同步的正弦基准电路、采样电路、误差放大电路、均压电路、锯齿波发生电路、PWM发生电路、基本逻辑门电路和驱动电路等。具体控制框图如图3所示，图中uEA-cd作为修正信号与输出电压误差放大器的输出信号uEA-uo相加作为误差信号uEA1，将uEA-cd反向后作为修正信号与uEA-uo相加作为误差信号uEA2ㄢ
4 仿真实验
输入电压有效值为(220±20)V、频率为50 Hz的正弦交流电，额定容量为500 V·A，阻性和感性负载功率因数范围0.85～1.0，开关频率为100 kHz。具体参数如下：耦合电容C1=C2=C3=C4=15μF;输入滤波器Li=10μH,Ci=4.7μF;输入储能电感L1=0.32mH;输出滤波电感L2=0.4 mH;变压器LT1p=LT1s=LT2p=LT2s=0.4 mH，变比n=1;滤波电容Co=2μF。主要仿真波形见图4ㄢ
仿真结果显示变换器输出电压波形质量较好;输出电流纹波小，高次谐波含量少;变压器原副边电压伏秒积为零，有效磁复位;若采用Cuk两电平变换器拓扑实现该功率等级的变换，开关管的电压应力为UVTmax=ui+uo=1.414×(220+110)=467(V)，图4(e)(f)显示开关管电压应力减小了一半;图4(g)验证了开关模态中所分析的，在D<0.5时，电感L2上拥有2种电平，即第1电平-uo和第2电平(ui-nuo)/(2 n);在D>0.5时，电感L2上则拥有另外2种电平，即第2电平(ui-nuo)/(2 n)和第3电平ui/nㄢ
5 结论
通过对隔离式三电平交-交直接变换器的研究和仿真实验，可以总结出以下结论：
a.在输入、输出电压相同的情况下，三电平交流开关单元中的开关管电压应力比两电平交流开关单元中的开关管电压应力低，采用相同的开关管时，三电平交流开关单元可实现更高的电压等级能量变换;
b.三电平交-交直接变换器所需的开关管较多，控制电路比较复杂，但是三电平交-交直接变换器输出电压的谐波含量少，大幅度减小了滤波器的体积;
c.隔离式三电平交-交直接变换器拓扑简洁，变压器可有效地磁复位，实现输入、输出侧的电气隔离，通过调节VT1a、VT1b、VT2a、VT2b的占空比D，变换器可以工作在升压和降压状态，应用范围更广;
隔离变换 篇3
本文中对电阻负载下双功率方向的周波变换器类型HFL DC/AC变换器在连续时间域建立了数学模型,并根据此模型设计了针对此变换器输出电压控制的谐振控制器,然后对其进行了稳定性分析。最后通过实验结果证明了所设计谐振控制器对于该变换器输出电压控制的有效性。
1HFL变换器电路及其调制策略
文中讨论的HFL变换器电路如图1所示,该电路有两级的功率变换,有利于转换效率的提升。在通常的应用中,需要从较低电压等级的直流侧电压E升至较高电压的交流侧电压uo。 变压器原边的全桥电路将输入的直流变换为高频的交流;副边周波变换将高频的交流转换为单极性的PWM波形。通过后面的LC滤波器, 实现工频的交流电压输出。借助高频变压器的升压作用,在直流输入侧的母线大电容C的额定电压等级可以选得非常低,该电容的体积会很小,价格也比较低廉。钳位电路用来避免在周波变换器开断时高频变压器副边产生电压尖峰,并吸收由于漏感跟副边寄生电容上谐振而产生的电压振荡[4,5]。该变换器内部不需要大容量的直流电容,因而会提高系统可靠性。Lf和Cf分别是输出的滤波电感和滤波电容。N1是原边的匝数,N2和N3是副边的匝数,LK是归算到变压器原边的漏感。
该逆变器的调制方法如图2所示[4]。图3绘制出在调制波ug>0时,该HFL变换器等效的调制过程。从图3中可推出uDF脉冲的宽度TA:
式中:φ为调制波ug的初相角。
可以看出逆变器输出电压uDF等效于一个单极性的PWM调制。在输出电压的正半波区间uDF是正的脉冲,而在输出电压的负半波区间uDF是负脉冲。因为uDF脉冲的宽度与ug的绝对值成正比。如果调制波ug是一个正弦量,则输出电压uDF脉冲的宽度也随时间按照正弦量变化,可以等效为一个正弦的脉宽调制。
2HFL变换器的数学模型
从图2中可以推知,LC滤波器之前逆变器输出电压uDF可以写为
其中,n=N3/N1=N2/N1,当S=0时,uDF=0;当S=1时, uDF=n E;当S=-1时,uDF=uDF=-n E。
uDF在一个开关周期内的平均值为
式中:D为占空比,D= Ug/UC。
因此从如图2所示的调制器到逆变器输出的传递函数为
类似于两电平逆变器的建模方法[7],忽略滤波电感中的串联电阻,可以得到该HFL变换器的连续时间域模型:
该变换器等效的方框图如图4所示。
3HFL变换器的数学模型
谐振控制适合于电阻负载的两电平逆变器控制,并得到了广泛的应用。谐振控制器具有结构简单,易于实现,鲁棒性好,收敛速度快等优点[8]。
3.1HFL变换器的谐振控制
谐振控制可以在谐振频率处产生无穷大增益,从而使在该角频率ωn处的稳态误差为零。其传递函数为
将其离散化后的结果为
其中
式中:T为采样周期。
采用谐振控制的HFL变换器控制框图如图5所示,图5中Uo为变换器输出交流电压,Uoref是控制系统的输出给定值。
本文中采用比例谐振控制器对变换器输出电压进行精确控制。利用比例谐振控制下的额定25 Ω阻性负载HFL变换器的波特图,留出适当的相位裕度,并兼顾误差收敛速度,取kR为8,比例控制器的系数为0.01。
3.2稳定性分析
绘制出额定25 Ω负载和0.5 Ω负载时的波特图,分别见图6和图7。可以看出在额定负载下谐振控制器有88.3°的稳定裕度,在0.5 Ω负载时相角裕度只有34.5°,控制器稳定性已经变得很差。所以该控制器下稳定的负载变化范围为0.5Ω~∞。
4实验验证
实验样机主要参数为,输入电压60 V,输出电压(峰值)100 V ,变压器变比(升压)3,滤波电感Lf= 23.75μF,滤波电容Cf=2 m H,变压器漏感3.16 μH。
控制算法和调制方法均由TMS320F28335实现,对输出电压实现了精确控制,开关频率采用20 k Hz。并不需要外加另外诸如FPGA之类的芯片实现调制,节省了成本。
4.1HFL变换器中高频变压器主要波形
加入结合钳位电路的调制方法前后高频变压器副边N2上电压uCD和电流iC如图8所示。在加入之前副边电压和电流有不同程度的过冲和振荡情况。可以看出在加入结合钳位电路的调制方法之后,完全避免了电压变压器副边电压产生过冲和振荡。
4.2HFL变换器的输出波形
图9a为稳态时该HFL变换器输出的电压uo和电流io的波形,目测来看波形的正弦度高,线条很平滑。图9b为参考电压和实际输出电压的波形图,两者基本重合,这说明稳态误差很小。图9c为对输出电压uo的谐波分析,其谐波总畸变率(THD)为1.731%。图9d给出了开机之后输出电压误差的收敛情况,可以看出一个工频周期(20 ms) 内输出就达到稳定,稳态误差的峰值为±3 V。图9e给出了空载到额定负载变换器的中高频变压器输出电压uCD和输出电流iC的响应波形,在几个ms内输出达到稳定值,且没有尖峰出现。图9f给出了输入直流电压从60 V变到53 V时中高频变压器的输出,在几个ms内输出达到稳定值, 且没有尖峰出现。另外在负载突变和输入直流电压变化时,输出电压uo都可以很快稳定到参考值。
5结论
本文提出了周波变换器类型的HFL DC/AC变换器的连续时间域数学模型和适合该变换器的比例谐振控制器,并分析了在负载变化时的稳定范围。实验结果表明比例谐振控制器与结合钳位电路的调制方法相配合,避免了在变压器副边产生电压和电流波形的过冲和振荡,该变换器实现了对输出电压的精确快速控制,输出交流电压质量很好, 在负载突变和输入电压变化等干扰出现的情况下也能迅速达到稳定输出,具有非常好的鲁棒性。
摘要：对带阻性负载的双功率方向单相高频链(HFL)DC/AC变换器的谐振控制方法进行了探讨。谐振控制器与结合钳位电路的调制方法相配合,消除了内部的电压过冲现象,实现了对输出电压的快速、精确控制。对该高频链变换器在连续时间域进行了建模,并根据该模型设计实现了该变换器的谐振控制方法,分析了该控制器的稳定范围,与该变换器的调制方法相配合,实现了在负载变化、输入电压变化等干扰下对输出电压的零误差控制。实验验证了所设计谐振控制方法的有效性。
隔离变换 篇4
关键词：全桥隔离DC/DC变换器,动态响应,直接功率控制方法,输入电压脉动
0 引言
在20世纪90年代初,全桥隔离DC/DC变换器由Doncker提出[1],如今因其具有电气隔离、功率密度高、能量能双向流动以及模块级联容易等优点,受到了广泛的关注。在新能源变换系统中,全桥隔离DC/DC变换器应用于具有分布式发电的微型电网[2,3,4,5]、电动汽车行业[6,7,8]以及一些能量储存系统中[9,10,11,12]来满足不同电压等级下的电力变换和能量双向传输的需要。
在高速铁路发展中,轻量化是其高效节能的关键技术之一,为提升牵引传动系统的功率密度,无工频牵引变压器的大功率级联多电平H桥整流器与全桥隔离DC/DC变换器相结合的中高频变压器机车[13,14,15]已成为了当前研究的热点。文献[15]中给出了一种无工频牵引变压器电力牵引传动系统拓扑,该拓扑由前级级联H桥整流器+全桥隔离DC/DC变换器+三相逆变器等部分构成,针对其中的中高频变压器机车的电力牵引传动系统,本文重点对其中的全桥隔离DC/DC变换器开展研究。
众所周知,在上述能量变换系统中,变换器需要优良的动态响应性能,因此提升变换器的动态响应速度是变换器系统的一个重要目标。基于小信号模型的研究,文献[16,17]通过建立全桥隔离DC/DC变换器的小信号模型和时间平均等效模型,初步研究了全桥隔离DC/DC变换器的动态特性。为提高全桥隔离DC/DC变换器的动态响应性能,通过建立全桥隔离DC/DC输出电容电压的谐波模型,引入输出电流反馈,文献[18]提出一种提高负载切换响应的控制方法,该方法能有效增加变换器系统对负载突变的动态性能。通过增加对输入电压、输出电压、变压器原副边电感电流以及负载电流的测量,文献[19]提出一种变压器电流边界控制方法,该方法能显著提高全桥隔离DC/DC变换器负载切换时的响应速度。
此外,在机车无工频牵引变压器电力牵引传动系统中,全桥隔离DC/DC变换器的前端为四象限脉冲整流器,该单相脉冲整流器存在直流侧电压含有二倍频电压脉动的固有缺点。为了避免该二倍频脉动引起牵引电机的拍频现象[20,21],如何实现全桥隔离DC/DC变换器对输出电压脉动的抑制显得尤为重要。
纵观已有文献,在输入电压变化情况下,鲜有文献对全桥隔离DC/DC变换器的动态性能特性进行深入分析研究。为提高全桥隔离DC/DC变换器对输入电压变化的响应速度,减小输入脉动对输出电压的影响,本文基于典型应用的单相移控制方法提出一种全桥隔离DC/DC变换器直接功率控制方法,并对该直接功率控制方法和传统单电压闭环控制方法的性能进行了半实物仿真对比研究。为进一步证明直接功率控制的有效性,本文进行了实物实验验证。
1 全桥隔离DC/DC变换器
全桥隔离DC/DC变换器主电路拓扑见图1。
图1中,n为隔离变压器变比;Uin为电源侧电压;Lr和iL分别为辅助电感和变压器原边电流;Uab和Ucd分别为变换器两端H桥输出电压;C1和C2分别为电源侧缓冲电容和负载侧支撑电容;Uo和io分别为输出电压和负载电流;R为变换器等效负载。
全桥隔离DC/DC变换器状态方程可表示为:
式中:L为全桥隔离DC/DC变换器等效电感;Sa和Sb为全桥隔离DC-DC变换器的开关函数。
2 单相移控制
单相移控制方法是全桥隔离DC/DC变换器典型应用的控制方法,特别在变换器两端电压等级一致的时应用较广泛[22]。图2给出了变换器的单相移控制方法稳态波形示意图。图中,S1至S8为对应开关的控制信号,其频率相同且占空比都为0.5,同一桥臂上下两管控制信号互补;D表示开关管S1,S3和S5,S7控制信号之间的相位差;Ts为开关周期。
考虑到稳态时变换器波形的对称性,以图2中t0到t2时间内单相移控制波形为研究对象,根据式(1),可得t0到t2各点对应的电流分别为:
忽略系统损耗,结合式(1)和式(4),易得瞬态输出功率P为:
3 直接功率控制方法
直接功率控制方法的思想起源于电机控制中的直接转矩控制,目前,直接功率控制已在AC-DC变流器和DC-AC逆变器中得到广泛应用和研究,其能够有效提高变换器动态响应速度[23,24]。但与直接功率控制类似的控制方法在全桥隔离DC/DC变换器的研究中鲜有相关报道。本节基于直接功率控制技术的思路,提出一种适合于全桥隔离DC/DC变换器的直接功率控制方法,并以单相移控制为例,进行了详细的分析和推导。
3.1 瞬时功率特性
功率控制方法应用的前提是如何获得变换器一个控制周期(开关周期)的瞬时功率值。根据图2,在一个控制周期内输出功率可表示为:
当电感电流出现偏置时,式(6)变为:
式中:I为动态变化时电感电流的直流偏置,易得电压Uab(t)与偏置电流I乘积的积分为零,即这部分功率值为零。
因此,代入不同的电感电流初值i0,式(7)可简化为:
对比式(5)和式(8)可知,假设输入和输出电压在一个控制周期内保持不变,传输的瞬时功率P与相移控制量D有关系,与电感电流的初始值i0无关。因此,只要保证输出功率不变,负载一定时,输出电压仍能保持稳定。
3.2 控制模型
在输入电压突变或者波动时,为保持输出电压稳定,根据4.1节分析,结合式(8)可得相移控制量D为:
式中:P*为输出功率的给定值。
然而,在式(9)中,为获得相移控制量D,不但需要给定功率值P*、输入电压Uin以及输出电压Uo,还引入了电感参数L、开关周期Ts和变压器变比n。在全桥隔离DC/DC变换器控制系统中,电路的等效电感L包含辅助电感以及变压器原副边等效电感的和,其准确值是较难测量。特别是当控制方法应用于全桥隔离DC/DC变换器参数有差异的情况时,为保证功率控制的兼容性和减少控制器运算和设计成本,实现电感参数L、开关周期Ts和变压器变比n等参数不参与控制是非常必要的。
在电感、变压器变比和负载电阻等参数不准确时,电压外环比例—积分(PI)控制器可以实时校正其参数偏差对输出电压的影响。考虑到同一个变换器等效电感L、变压器变比n以及开关周期Ts几乎保持不变,结合式(8),输出功率可进一步简化为:
则根据式(10),相移控制量D可以表示为:
式(11)给出了相移控制量的计算模型,则全桥隔离DC/DC变换器的直接功率控制框图见附录A图A1。
3.3 输入电压波动的抑制
输入电压含有波动时,采用直接功率控制方法,变换器主要的波形如图3所示。图3中,在第n个控制周期内,采集输入电压记为Uin_n和输出电压记为Uo_n,直流侧输出电压经过PI控制器得到功率的给定值pn*,根据式(11),则第n+1个控制周期内的相移控制量Dn可表示为:
基于能量守恒原理,控制系统实时对输入电压的变化得到相应的控制量的变换量,能减小输入电压波动对输出电压的影响。
4 仿真与实验结果及分析
4.1 半实物仿真验证
本文搭建基于赛灵思XC3S500E和RT-LAB OP5600的硬件在环半实物仿真平台,其系统结构如附录A图A2所示。全桥隔离DC/DC变换器半实物系统的相关参数如下:输出电压为200V,等效电感为1.5 mH,开关频率为1kHz,变压器变比为1,输入电压为150~250V。
针对传统闭环控制方法和直接功率控制方法,附录A图A3给出了在输入电压从200V突增到240V时,传统闭环控制方法和直接功率控制方法对应的输入电压Uin和输出电压Uo实验波形。附录A图A4给出了在输入电压从200 V突减到160V时,传统闭环控制方法和直接功率控制方法对应的输入电压Uin和输出电压Uo实验波形。分析附录A图A3和图A4可得,当采用传统闭环控制时,当输入电压从200V突变到240V时输出电压的动态调节时间为220 ms,当输入电压从200V突变到160V时动态调节时间为200 ms。若采用直接功率控制方法,不论输入电压突增还是突减,直接功率控制方法所对应的输出电压都具有很快的响应速度,输出电压基本没有波动,显著提高了变换器对输入电压突变的动态响应速度。
在输入电压含有二倍频(100 Hz)脉动且二倍频电压脉动的幅值为40V的情况下,附录A图A5给出了传统电压闭环控制方法和直接功率控制方法在负载侧支撑电容为0.4mF时,输入电压Uin和输出电压Uo的实验波形图。在输入电压Uin含有40V二倍频电压脉动的情况下,传统电压闭环控制方法的输出电压脉动幅值为28V,直接功率控制方法的输出电压脉动幅值仅为传统方法的64%,采用直接功率控制方法能够显著减小输出电压脉动幅值。
轻量化是电力牵引传动系统重要的目标,为此图4给出了负载侧支撑电容C2不同时,采用传统电压闭环控制和直接功率控制方法输出电压的脉动峰峰值。
从图4中易得,在全桥隔离DC/DC变换器输入侧电压含有二倍频脉动的情况下,直接功率控制方法能有效抑制输出电压脉动,且负载侧支撑电容C2越小,效果越明显,这也为无工频牵引变压器电力牵引传动系统的进一步轻量化提供了有效途径。
4.2 实物实验验证
为进一步验证在输入电压变化时,采用直接功率控制方法,输出电压也能保证稳定,搭建了基于TMS320F28335控制器的实物实验平台,如附录A图A6所示。全桥隔离DC/DC变换器实物实验系统的相关参数如下:输出电压为40V,等效电感为0.2mH,开关频率为10kHz,变压器变比为1,输入电压为50~60V。
传统方法与直接功率控制方法在输入电压突增和突减时,相应的电压瞬态实验波形分别为图5和图6所示。
由图5和图6可得,在采用传统闭环控制时,当输入电压从50V突变到57V时输出电压的动态调节时间为75 ms,当输入电压从57V突变到50V时的动态调节时间为103 ms。若采用直接功率控制方法,不论输入电压突增还是突减,该方法都具有非常快的响应速度,输出电压基本没有波动。进一步验证了理论分析和半实物仿真的正确性。
5 结语
针对全桥隔离DC/DC变换器,为了提高其对输入电压变化的动态响应速度,本文提出了一种直接功率控制算法;基于单相移控制方法,详细分析了该直接功率控制算法的原理;最后搭建基于RT-LAB和赛灵思XC3S500E的硬件在环半实物仿真平台以及基于TMS320F28335的实物实验平台,对该基于单相移控制的直接功率控制算法进行实验验证。理论分析、半实物仿真与实验结果均表明:①在输入电压突变的情况下,直接功率控制方法能够显著提高变换器对输入突变的动态响应性能,且保持输出电压基本不变;②在输入电压含有脉动的情况下,直接功率控制方法能有效抑制输出电压的电压脉动,且在负载侧支撑电容较小时,其抑制效果越明显,这也为变换器高功率密度化提供了新途径。
隔离变换 篇5
在小功率的光伏或燃料电池发电系统[1,2,3]中,因为电池电压很低,通常需要电压增益高达10倍以上的直流变换器将其升压后经逆变器输出。由于系统输入功率有限,使得变换器的工作效率尤其重要,因此适合中小功率的高增益高效率的直流变换器研究成为关键问题。经典Boost变换器要实现高电压增益需宽占空比导通,然而宽占空比导通、高压输出下二极管反向恢复会造成严重的开关损耗及电磁干扰等问题; 高匝比的反激变换器可以实现高电压增益,但在低压输入高压输出的场合原边匝数少,漏感大,需箝位电路限制开关器件电压应力,能量不能高效地传输。
针对传统变换器应用在新能源低压供电系统中的问题,国内外学者提出了多种高增益变换器[4,5,6,7,8,9,10,11,12]。传统耦合电感变换器可提高电压增益,但带来电压应力和效率等问题。文献[7]通过耦合电感叠加在Boost变换器的输出以提高电压增益,而且其开关管漏源电压等级保持不变,但其输入电流断续需并联大电容滤波。文献[8-12]针对耦合电感Boost变换器电压应力问题提出有源箝位、交错并联等方法,可以有效限制开关管电压应力,利用漏感能量实现高增益高效率变换,但电路结构和控制变得复杂,可靠性降低[13]。
文献[14,15]提出Boost与Flyback相结合的变换器( Boost-Flyback Converter,BFC) ,相当于Flyback变换器变压器原边电感和Boost变换器电感共用。本文在单路BFC的基础上结合文献[16]提出的减少能量重复传递的思想,即部分输入功率通过旁路直接到输出,提出一种Flyback-Boost非隔离型高增益直流变换器。该变换器保留了传统Flyback变换器器件数目少、电路结构简单的优点,与文献[14]所提变换器一样都采用传统PWM控制调节输出电压,但本文所提变换器电压增益和效率更高。文献[15]采用两路交错BFC可以得到较高电压增益的变换器,该变换器在断续电流模式( DiscontinuedCurrent Mode,DCM) 下采用变频控制可以实现开关管零电压开通,使得工作效率更高,但开关管零电压开通的实现要求变换器工作在DCM模式,这使得其在小功率的场合应用复杂化,且输出电压不可调节。
本文所提变换器将输入电压串联到输出电压,既可以减小功率器件的尺寸又可以提高电压增益,在利用漏感能量的同时减少开关电压应力,提升电路效率。变换器有连续电流模式( Continued CurrentMode,CCM) 与断续电流模式两种工作模式,本文详细分析了CCM模式下变换器的工作过程和性能,对比CCM与DCM两种模式并得到电路的外特性方程和曲线,然后用实验验证理论的正确性。
2 拓扑结构与工作模态分析
2. 1 拓扑结构
Flyback-Boost非隔离型高增益直流变换器拓扑结构如图1所示。变压器原副边绕组匝数为Np与Ns,原边励磁电感和励磁电流为Lm与im,原边漏感和原边电流为Lk与ip; 开关管Q输出电容为Cs,漏源电压为uds; Flyback变换器输出整流管为D1、电容为C1,流经电流分别为iD1与iC1; Boost变换器输出整流管为D2、电容为C2,流经电流分别为iD2与iC2;输入电压、电流为Uin与iin; 输出电压、电流为Uo与Io。
2. 2 工作原理及模态分析
稳态分析前,先作如下假设: 1系统处于稳态状态,变换器工作于CCM模式; 2输出电容C1、C2和C3足够大,输出电压Uo与输出功率Po为固定值,输入电压Uin在允许范围内变化; 3开关周期为T,占空比为D; 4开关管与二极管均为理想器件,导通压降为0。
在此前提下变换器一个开关周期T内有7个工作模态,主要工作波形及主要模态工作电路示意图分别如图2和图3所示。
( 1) 模态1[t0~ t1]: 等效电路如图3( a) 所示。t0时刻之前,开关管Q关断,iD1减小但不为零; t0时刻,开关管Q导通,由于励磁电感和漏感的存在,D1继续导通,此阶段加在漏感Lk上的电压为uC1/n +Uin,即:
励磁电流im等于原边电流ip与副边折射到原边的电流niD1之和,即:
由式( 1) ~式( 3) 得到iD1的表达式:
经Δt1之后,即t1时刻iD1下降到零,二极管D1反向截止,励磁电流下降到最小值im( min),此模态结束,由式( 4) 可得:
( 2) 模态2[t1~ t2]: 此阶段励磁电流和原边电流相等,且在输入电压Uin的作用下线性增加,到t2时刻,开关管Q关断,im由最小值im( min)上升到最大值im( max),变化量为Δim1,即:
( 3) 模态3[t2~ t3]: t2时刻,开关管Q关断,励磁电流im和原边电流ip对开关管输出电容Cs充电,uds上升。
( 4) 模态4[t3~ t4]: t3时刻之后,uds满足n ( uds- Uin) >uC1,输出二极管D1导通,励磁电感通过D1将能量传递至电容C1,此阶段uds继续上升。
( 5) 模态5[t4~ t5]: 等效电路如图3( b) 所示。t4时刻,uds> uC2+ Uin,二极管D2导通,漏源电压uds箝位为uC2+ Uin,原边电流开始迅速转移到D2支路上,经很短的时间到t5时刻,原边电流全部转移到D2支路,iD2上升至最大值。
( 6) 模态6[t5~ t6]: 忽略励磁电流与原边电流对开关管输出电容Cs充电时间和能量,认为t5时刻im与ip峰值相等,ip在电压uC1/n - uC2的作用下线性下降,而im则继续通过D1将能量传递到副边,在电压uC1/n的作用下线性下降,有:
经Δt2,即t6时刻iD 2下降到零,漏感能量全部释放完毕,二极管D2自然关断,不引起反向恢复问题,而iD1上升至最大值im( t6) /n,由式( 10) 可得:
联立式( 8) 、式( 12) 和式( 13) 可得:
( 7) 模态7[t6~ t7]: 等效电路如图3( c) 所示。t6时刻,开关管漏源电压被箝位在uC1/n + Uin,而励磁电感Lm继续按照式( 11) 传递能量,直到t7时刻,开关管Q重新导通,则有:
在t7时刻之后,励磁电流再经Δt1下降达到最小值,变化量为Δim2,有:
在稳定状态下,Δim1= Δim2,联立式( 8) 和式( 17) 可得:
3 性能分析
性能分析前,进一步假定: 1输入电流iin平均值为Iin,电容电流iC1、iC2的平均值为IC1、IC2; 2开关关断的时间内,iD1、iD2的平均值分别为ID1、ID2; 3稳态状况下电容C1和C2放电电流相等。
3. 1 下降时间
稳态状况下电容C1和C2放电电流相等,因此,通过D1和D2传递给C1和C2的电荷在一个周期内也应相同,用QC1( in)、QC2( in)和QC1( out)、QC2( out)分别代表一个周期内电容C1和C2充放电电荷,则有:
3. 2 电压增益
为了简化分析,下文均忽略漏感Lk的影响。在开关管Q开通期间内,有如下关系式:
在开关管Q关断期间内,有如下关系式:
由式( 24) 可得:
稳态状态下,根据安秒平衡原理,一个开关周期内,流过电容C1和C2的电流平均值为零,于是有:
由式( 26) 可得:
稳态状态下,根据伏秒平衡原理,一个开关周期内,励磁电感存储的能量等于释放的能量,则有:
可得电压增益:
传统反激变换器电压增益:
从电压增益关系式来看,改进后的电路等效于励磁电感为Lm的反激变换器、电感值为Lk的Boost变换器与输入电压在输出端的串联,图5给出了n= 6. 8时本文所提变换器与传统反激变换器电压增益与占空比的关系曲线。
3. 3 工作效率
Flyback-Boost变换器效率
传统反激变换器效率
由式( 32) 可得到UoIo表达式,将其代入式( 31) ,且0 <η <1,0 <ηf< 1,有:
3. 4 CCM 模式临界条件
上述分析都是基于电路工作在CCM模式,假设反激部分效率为1,iD1、im平均值为ID1与Im,则
电路工作在CCM模式,励磁电流需满足:
临界电流表达式:
当D =0.5时,Ioc有最大值Iocm:
于是,式( 36) 可写成:
3. 5 DCM 模式及其与 CCM 模式比较
DCM模式下D1的电流波形如图2中i'D1,其由峰值下降到零的时间为tf。同理,按照上文推导过程可得电路的外特性方程:
外特性方程简化为:
外特性曲线如图6所示,图中虚线是临界曲线,由式( 38) 所描述,虚线左侧为DCM区域,右侧为CCM区域。可以看出电路工作在DCM模式比CCM模式电压增益更高,但在DCM区域特性刚度很差,负载电流变化时所引起占空比调节范围很大,因此DCM只能用在负载变化很小的小功率场合。由于DCM模式电压增益高于CCM模式,从式( 33) 可以看出,在DCM模式下效率也相对CCM模式要高一些。
4 实验验证
在实验室试制了一台额定功率80W的样机。实际输入电压20 ~30V( 额定24V) ,额定输出电压200V; 开关管Q: IRFP250N; D1、D2: MUR860; C1= C2= C3= 47μF; 变压器磁芯EER28,原边励磁电感Lm= 119. 2μH,原边漏感Lk= 2. 4μH,匝比n = 6. 8; 开关频率100kHz。
满载情况下得到的主要实验波形如图7和图8所示。图7( a) 为开关管Q的驱动波形ugs、漏源电压uds以及原边电流ip。图7( b) 为原边电流ip、反激输出二极管D1电流iD 1及Boost输出二极管D2电流iD2。图8为输入电压Uin、输出电压Uo、输出电流Io及漏源电压uds。可以看出,增加的二极管D2有效地箝位了漏源电压,提高了电压增益,并且在开关关断之前电流iD2自然下降到零,不引起反向恢复问题。实验波形与理论分析完全一致,验证了理论分析的正确性。
额定输入电压下变换器的效率测试曲线如图9所示。从效率测试曲线可知,变换器由轻载到满载均达到了91%以上的效率,半载下效率达到了最高点( 92. 3%) 。
5 结论
提出一种Flyback-Boost非隔离型高增益直流变换器,通过增加一个电流自然到零的二极管构成Flyback与Boost相结合的变换器; 该变换器具有电路结构简单、电压应力小、高增益高效率等优点,非常适合用于中小功率的光伏或燃料电池发电系统作为前级升压电路。详细分析了电路的工作过程,实验波形与理论分析吻合。
摘要：提出一种Flyback变换器与Boost变换器相结合的非隔离型高增益直流变换器。该变换器中的Flyback变换器变压器原边电感和Boost变换器电感共用,Flyback变换器的开关管和Boost变换器开关管共用,Flyback变换器的输出和Boost变换器的输出串联,变压器漏感能量能够回馈到Boost变换器的输出,从而获得高增益高效率特性。电路具有结构简单、开关器件电压应力减少的优点。详细分析了拓扑工作原理、电压增益与效率特性。制作了一台100kHz开关频率/80W负载/24V输入/200V输出的实验样机,样机在轻载下可达到91.6%的效率,实验波形验证了理论分析的正确性。
隔离变换 篇6
2014年1月23日, 全球领先的电子与维修产品高端服务分销商Electrocomponents plc旗下的贸易品牌RS Components (RS) 现货发售业界最小的隔离型DC-DC变换器, 该系列变换器来自高性能信号处理解决方案供应商及数字隔离器技术先驱Analog Devices (ADI) 。
ADu M5010、ADu M6010、ADu M521x及ADu M621x采用ADI专有的iso Power隔离型DC-DC变换器技术, 提供了3.15~5.25V可调隔离型稳压电源、150 m W输出功率及占用电路板空间小于模块化的竞争方案。ADu M521x和ADu M621x还集成了ADI公司屡获殊荣的双通道i Coupler数字隔离技术, 与基于光耦合器的替代产品相比, 电路板的占用空间减少75%。这些变换器为设计人员提供一种紧凑、易于实施、经济高效的方法, 来同时满足隔离电源和数据要求。尺寸与输出功率的完美结合解决了日益增长的空间和功耗限制问题。