变换器控制（通用12篇）
变换器控制 篇1
与传统的变换器相比,矩阵变换器的最大优点是:正弦的输入输出特性;不需中间直流储能环节;能实现能量的双向流动,满足电机四象限运行需要;可自由控制的功率因数等。根据控制目标的不同,矩阵变换器有2类调制策略:电流控制法和电压控制法。电压控制法的空间矢量调制法[1,2,3,4,5]及双电压合成法[6,7,8]是研究较多的控制策略,电流控制法主要有电流滞环控制、电流预测控制等[9,10,11,12]。现根据矩阵变换器空间矢量调制思想,在虚拟逆变器部分采用基于规则的电流跟踪控制方法[12];在虚拟整流部分进行功率因数控制,2种控制方式的综合即可完成对矩阵变换器输入功率因数和输出电流的控制。
1 矩阵变换器空间矢量调制策略
三相输入到三相输出矩阵变换器的原理如图1所示,通过9个双向开关(IGBT功率管)三输出相可与任一输入相相连。通过一定的策略控制9个双向开关,可得希望的三相输出电压幅值与频率。
矩阵变换器的空间矢量调制策略是一种双空间矢量调制方法,该调制策略将图1中的直接交-交(输入、输出直接连接)变换器虚拟等效成整流和逆变2部分,等效结构如图2所示(图中,直流环节消除便可得到图1的交-交矩阵交换拓扑[1])。
在整流部分使用空间矢量调制得到正弦的输入电流和可调的输入功率因数,在逆变部分使用空间矢量调制得到幅值和频率可调的正弦输出电压,然后将二者合而为一[1]。
2 新型矩阵变换器电流控制策略
2.1 虚拟整流器
假定三相输入相电压为
式中Eim为输入相电压的幅值;ωi为输入角频率。
如图3所示(纵坐标电压幅值相对值,为标么值),将输入相电压分区,分区原则是:一相电压绝对值为最大,另两相电压极性与它相反。如图3所示,在区间1中,前半区间最大线电压为eab,后半区间最大输入电压为eac,为保证整流器的输入功率因数是1,同时确保输出直流电压为最大,在一个采样周期,通过适当选取2个最大输入线电压eab和eac的调制时间来满足要求。
要满足输入电流矢量为正弦量,且功率因数为1,则每相输入电流的大小在任意时刻必须与对应输入相电压成正比,即在一个PWM周期内,保证每相输入电流局部平均值与相应输入相电压成正比。在对称输入情况下,虚拟整流器的调制占空比可由输入相电压确定。仍以区段1为例,输出相应最大线电压的两调制占空比如下:
式中为一采样周期内的局部直流平均电流值;、为三相输入电流局部平均值,且;Ts为采样周期;tab、tac为对应线电压eab和eac的调制时间。此时输出的局部平均电压为
式中p、n分别为虚拟整流器的正、负极。
同理,可计算出其他区段的调制系数。
将式(4)化简可得:
式中Eim为输入电压幅值。
将式(2)(3)(5)写成通用式,则有
式(6)和(7)中下标s表示当前输入相电压区间;当输入相电压区间分别为1和4,2和5,3和6时字母x代表相a、b、c,y代表相b、a、c,z代表相c、b、a;式(8)中ei=max(|sinθa|,|sinθb|,|sinθc|)。
2.2 虚拟逆变器
虚拟逆变器输出电压矢量如图4所示。图中p、n分别代表虚拟整流的正极和负极。虚拟逆变器采用三水平滞环比较器控制,三水平滞环比较器如图5所示。纵坐标为α-β坐标系中进行参考输出电流与实际输出电流的误差值ε;横坐标h1、h2为滞环比较值,一般按参考输出电流的1%和5%选取。在α-β坐标系中进行参考输出电流与实际输出电流的误差计算。
设α-β坐标系下的实际输出电流、参考输出电流矢量分别为iα/β、iα/βref,二者之差为Δiα/β=iα/β-iα/βref。根据差值所在范围,选取合适的虚拟逆变器输出电压矢量,使输出电流误差减少,即当Δia/β>h2时,说明输出电流出现了大的正误差(记为Cp),需快速减小输出电流,由矢量合成原理应选择与之反方向的电压矢量以快速减少误差;同理,当Δia/β<-h2时,说明输出电流出现了大的负误差(记为Cn),应该选择与之同方向的电压矢量以快速减少误差;当-h1≤Δiα/β≤h1时,说明输出电流误差在一个小的容许误差范围内(记为Cs),选择零矢量以保持开关频率;当-h2≤Δiα/β<-h1或h1≤Δiα/β
2.3 虚拟整流器与虚拟逆变器的综合
虚拟整流在一个采样周期,按调制系数仅调制2个输出量,构成虚拟整流输出局部平均值。虚拟逆变器在一个采样周期,按输出电流误差Δia、Δiβ范围不同,有不同的开关状态。若虚拟整流器在区段1,直流输出电压Upn=uuv,输出电流误差Δiβ范围为Cp,Δia范围为Cn。此时,在逆变器部分,选取矢量U3来减少电流误差,逆变输出开关状态为npn,由图2知,此时矩阵变换器的开关状态为bab(输出相B与输入相a连接,输出相A和C与输入相b相连)。同理,可确定虚拟整流器、逆变器在任一个时刻矩阵变换器的开关状态。
3 仿真及实验
为了验证所提出的调制策略的可行性及正确性,进行了Matlab/Simulink仿真并设计了基于Dspace[13,14,15]为主控制器的样机实验平台。实验参数为:输入滤波电感5 mH,滤波电容5μF,阻尼电阻15Ω;三相对称阻感负载电阻为12Ω,电感为5 mH;采样频率为10 kHz,输入线电压有效值为120 V,50 Hz;期望的输出电流幅值为8 A,输出频率为80 Hz。仿真与实验波形如图6、7所示,其中图6为仿真波形,图7为实验波形。
实验测得当参考输出电流幅值为8 A,频率为80 Hz时,a相输入、输出电流的THD值为5.7%、2.2%。当参考输出电流幅值为8 A,折算为电压增益约0.94。通过仿真及实验波形,可验证提出的调制策略的正确性。
4结语
分析了矩阵变换器新型电流控制策略的工作原理,并进行了计算机仿真及实验验证,给出了相关的仿真及实验波形。由理论分析及实验结果可得出:由于虚拟逆变部分采用的是电流跟踪控制,三相输出电流波形正弦度高,而且输入功率因数可近似为1;虚拟整流器对输入电压的利用率得到提高,在输入电流出现一定畸变时,电压增益可达到0.94。
变换器控制 篇2
——电力电子装置及应用课程设计
设计指标及要求
1.1设计指标
•输入电压标称直流48V 范围：43V~53V •输出电压：直流24V •输出电流：直流5A •输出电压纹波：100mV •电流纹波：0.25A •开关频率：250kHz •相位裕量：60 •幅值裕量：10dB
1.2 设计要求
•计算主回路的电感和电容值
•开关器件选用MOSFET, 计算其电压和电流定额 •设计控制器结构和参数 •画出整个电路, 给出仿真结果 BUCK主电路各参数计算
图1 利用matlab搭建的BUCK主电路
Mosfet2在0.01s时导通，使得负载电阻由9.6
变为4.8，也就是说负载由半载到满载，稳态时负载电流上升一倍，负载电压不变，这两种状态的转换的过程的表征系统的性能指标。2.1 电感值计算
当当当 时，时，时，D=0.558 , 求得，D=0.5 , 求得，D=0.453，求得
所以，取
2.2 电容值的计算
代入，得，由于考虑实际中能
量存储以及输入和负载变化，一般取C大于该值，取
2.3 开关器件电压电流计算
2.4 开传递函数的确定
其中
故开环传递函数为 系统开环性能
3.1 开环传递函数的阶跃响应
由MATLAB可以作出系统的开环函数的单位阶跃响应，如下图所示
由图可知，系统振荡时间较长，在5ms之后才可以达到稳定值，超调量为66.67%，需要增加校正装置进行校正。
3.2 系统开环输出电压电压、电流响应
由MATLAB simulink作出的系统的输出电压、电流响应如下图所示
图2 开环电压、电流响应
在0.01s时负载由9.6。
由图可知电压超调量达到70%，电流超调量达到75%。
变为4.8，电压振荡后不变，电流增大一倍
图3负载变化时电流响应图4负载变化时点响应
图3 电流纹波图4 电压纹波
电流纹波约为0.002A，电压纹波为0.01V，符合设计的要求，由于器件本身的压降损耗等因素，电压稳态值不等于24V，电流的稳态值也不等于5A。控制系统设计
4.1 控制原理
图5 闭环控制系统原理
取输出输出信号作为反馈信号，经过校正装置来控制MOSFET的导通和断开，在开关周期一定的情况下控制占空比，实现闭环控制。根据控制信号的不同，有以下两种控制方法：
图6 电压型控制
电压控制型：电压作为反馈信号，经过校正装置与锯齿波比较来控制开关的占空比。
图7 电流型控制
电流峰值控制：用通过功率开关的电流波形替代普通PWM调制电路中的载波信号。
4.2 闭环系统结构图
图8 闭环系统结构图
闭环增益:调节器增益：反馈因子：
4.3 调节器类型
积分器
PI调节器
PID调节器
•积分器：斜率-20db/dec,-90°.•PI调节器：加入一个零点，局部斜率平坦，并且可提供90°的超前相位。
•PID调节器：加入两个零点，局部斜率上翘，并且可提供180°的超前相位。
4.4 闭环系统各参数确定
采用电压型控制，取输出电压作为反馈量，选用PID调节器进行调节，并且使用K因子法确定各参数的数值。
4.4.1 确定相位裕量 根据设计要求，相位裕量为600
4.4.2 确定剪切频率
由于PID调节器可以提供180度相位超前
取 4.4.3 确定。，即，为确保校正成功，取相位裕量为7由开环传递函数可以求得当时，由于递函数,可得
4.4.4 各电路参数及
由K因子法公式可得
由公式 的确定 ,所以,可得代入传
可得
进而可得
解得 K=27.75
已知 代入解得，K=27.75，表达式为：
代入得 系统闭环电路设计
5.1 基于MATLAB的闭环系统
图 MATLAB下系统闭环电路
5.1.1 校正后的bode图
MATLAB作出的校正后的系统bode图
图9 校正前后bode图
利用MATLAB SISOTOOL同样可以作出加入PID调节器系统的bode图
图10 MATLAB SISOTOOL作出的bode图
图中方形点为极点，圆形点为零点，由图中可以直接读出,并可以求得幅值裕量为无穷大，均符合设计要求。
5.1.2 系统的闭闭环单位阶跃响应
图11 闭环传递函数的单位阶跃响应
对比开环传递函数的单位阶跃响应图可知，系统响应速度加快，在0.5ms时基本达到稳态值，振荡过程大大缩短。
5.1.3 闭环系统输出电压、电流波形
图12 电压响应波形
图13 电流响应波形
图14 负载变化电流响应 图15 负载变化电压响应
电压电流纹波状况如下图所示
图16电流纹波 图 电压纹波
由图可知电压电流响应都明显快于开环系统，振荡的幅度小，振荡时间短。电流纹波约为0.002V，电压纹波约为0.01V，均符合设计标准。
5.2 基于psim的闭环电路设计
图 基于PSIM的闭环电路图
变换器控制 篇3
基金项目：国家自然科学基金项目（61104154）
作者简介：高 巍（1986—），男，河南信阳人，硕士研究生，研究方向：滑模变结构控制及应用。
通讯联系人，E-mail：gaoweihenu@163.com
文章编号：1003-6199（2014）03-0008-05
摘 要：对于Buck变换器系统，考虑到实际应用中负载变动引起系统参数的不确定性，且不确定性上界无法测量的情况，本文拟采用RBF神经网络对不确定性上界进行自适应学习。针对Buck变换器输出电压的控制问题，为了避免普通滑模控制跟踪误差渐进收敛的问题，改善其动态响应速度和稳态性能，本文拟设计一种基于RBF神经网络的上界自适应的终端滑模控制器，并通过Simulink仿真验证这种方法的可行性。
关键词：Buck变换器；终端滑模控制；RBF神经网络
中图分类号：TP273 文献标识码：A
Buck Converter Terminal Sliding Mode Based
on RBF Networks Adaptive Learning
GAO Wei， QI Jin-peng， LI Ru-fa
（College of information science and technology， DongHua University， Shanghai 201600，China）
Abstract：In Buck converter system， considering the uncertainty of the system parameter caused by load change in practical application， and the uncertain up-bound value cannot be measured properly， RBF neural network is planned to be adopted to learn the uncertain up0bound value. For the control problem of the output voltage of Buck converter， in order to avoid asymptotic convergence of the tracking error in conventional sliding mode control， and improve the speed of dynamic response and steady state performance， a terminal sliding mode controller which is based on RBF neural network to learn the uncertain up-bound value will be designed. At last， simulations are used to verify the feasibility of the algorithm.
Key words：buck converter； terminal sliding mode control； RBF neural network
1 引 言
滑模控制（SMC）与其他控制的区别之处在于系统“结构”并不固定，可以根据系统当前状态不断变化，迫使系统按照预定状态轨迹运动，最大优点之一是对参数摄动及外界干扰在一定条件下具有不变性[1]。DC/DC变换器属于周期性时变结构系统，故滑模控制对其非常适用[2]。然而，普通滑模控制多采用线性滑模面，使系统在到达滑模面后，跟踪误差渐进收敛到零。对此，一些学者提出终端滑模控制策略，能保证跟踪误差在有限时间内收敛到零，具有更高的动态性能和稳态精度[3～5]。本文针对Buck变换器，采用非奇异终端滑模控制策略，考虑负载变动引起系统参数的不确定性，采用RBF神经网络来学习不确定参数的上界，设计一种基于RBF神经网络的上界自适应的终端滑模控制器。RBF神经网络RBF神经网络是由J. Moody和C. Darken在20世纪80年代末提出来的，是一种高效的前馈式神经网络[6]，具有其他前向神经网络不具有的最佳逼近和全局最优特性，且结构简单，训练速度快[7]。
RBF神经网络的典型结构如图1所示，它由一个输入层、一个隐含层及一个输出层组成。输入层到隐含层是权值为1的固定连接，隐含层是一组径向基函数，通常取高斯函数，隐含层到输出层的映射是线性的[8]。因而对于RBF神经网络，由输入到输出是一种非线性映射关系。
y=f（x）=∑Ni=1wii（x）
=∑Ni=1wiexp（-‖x-mi‖2σ2i）（1）
其中wi为第i个节点与输出节点的连接权值，mi、σi分别为第i个节点的中心向量和基宽参数。
Buck变换器的数学模型
Buck变换器系统如图2所示，其中R、L、C为变换器参数，E、uo、Uref、v分别为输入电压、输出电压、期望输出电压、滑模控制器输出。
状态空间平均法是PWM型DC/DC变换器的主要建模和分析方法[9]。CCM模式下，取x1、x2分别为输出电压及其导数，Buck变换器的平均状态方程为
1=x2
2=-1LCx1-1RCx2+ELCd（2）
其中d为PWM脉冲占空比。
Buck变换器的误差状态方程为
e1=xe2
e2=-1LCxe1-1RCxe2+ELC（d-UrefE） （3）
其中xe1=x1-Uref，xe2=x2。
PWM调制变换器的变换关系为
d=kpv （4）
其中kp为常数。
e1=xe2
e2=ax1+θxe2+bu（5）
其中u=kpv-UrefE，a=-1LC，θ=-1RC，b=ELC。考虑实际系统中负载一般是未知的，所以θ为不确定参数并假设=0。
2 滑模控制器设计
考虑如下二阶系统不确定系统
1=x2
2=ax1+θx2+bu （6）
其中θ为不确定参数且=0。
为了避免普通滑模控制在线性滑模面下状态渐进收敛的特点，采用一种非奇异终端滑模面[10]
s=x1+1βxp/q2 （7）
其中β>0，p、q为正奇数且1 2.1 上界已知时滑模控制器的设计 设θ的上界为θm，即 |θ|<θm （8） 非奇异滑模控制器设计为 u=-1b（ax1+θm|x2|sign（s）+ βqpx2-pig2+εsign（s）+ks）（9） 其中ε>0，k>0。 定义Lyapunov函数为 V=12s2 （10） 2.2 基于RBF网络的上界自适应学习 在无法预知θ上界值的情况下，可根据神经网络的特点，采用RBF神经网络来学习θ的上界值。 RBF网络的输入为x=[x1 x2]，输出为θ的上界值的估计值 m（x，ω）=ωT（x）（11） 此时控制律u为 u=-1b（ax1+m|x2|sign（s）+ βqpx2-piq2+εsign（s）+ks）（12） 假设1 设RBF网络最优权值ω*满足 ω*T（x）-θm=ε0（x）且|ε0（x）|<ε1 （13） 假设1 不确定参数θ的上界值满足 θm-|θ|>ε1（14） 采取自适应算法在线调整权值，令 =α1βpq|xpig2s|（x） （15） 其中α>0。 定义Lyapunov函数为 V=12s2+121αT （16） 其中 =ω*-ω（17） 稳定性分析： =s-1αω-1=s[x2+ 1βpqxp/q-12（ax1+θx2+bu）]-1αT= 1βpqxp/q-12（θx2s-m|x2s|）-1αT- 1βpqxp/q-12（ε|s|+ks2）≤ -1βpqxp/q-12（θm|x2s|-θx2s）-1αT- 1βpqxp/q-12（ωT（x）|x2s|-θm|x2s|）≤ -1βpq|xp/q-12s|（θm-|θ|）-1αT- 1βpq|xp/q-12s|（ωT（x）-ω*T（x）+ε0（x））≤ -1βpq|xp/q-12s|（ε1+ε0（x））+1α（ω-ω*）T -1βpq|xp/q-12s|（ω-θ*）T（x）≤ -1βpq|xp/q-12s|（ε1+ε0（x）） 由假设1得 -（ε1+ε0（x））<0 （18） 又由于xp/q-12>0（x2≠0时），于是 ≤0 当x2≠0时，系统满足Lyapunov稳定条件。 将式（12）带入式（6）得 2=θx2-m|x2|sign（s）- βqpx2-piq2-εsign（s）-ks （19） 当x2=0时，有 2=-εsign（s）-ks（20） 当s>0时，有 2=-ε-ks<0 （21） 当s<0时，有 2=ε-ks>0 （22） 系统的相轨迹如图3所示，由相轨迹可知，当x2=0，系统能在有限时间内实现s=0。 3 仿真结果及分析 Buck电路参数、输入电压、期望输出电压为L=68mh、E=20V、C=470μF、Uref=5V。 设计自适应终端滑模控制器 v=LCE（1LCx1-m|x2|sign（s）+ -βqpx2-p/q2-εsign（s）-ks） （22） 其中p=5，q=3，β=10000，ε=25000，k=50000。 RBF取2-6-1结构，α=50000β，w初值取101010101010，m取-1～+1之间随机数，σ=505050505050。 设计非自适应终端滑模控制器 v=LCE（1LCx1+1RCx1-βqpx2-p/q2- εsign（s）-ks）（23） 其中R=100，ε=50000，k=50000。 选择如下线性滑模面 s=c1xe1+c2xe2 （24） 其中c1=1，c2=0.004。 设计非自适应线性滑模控制器 v=LCE（1LCx1+1RCx2- c1c2x2-εsign（s）-ks）（25） 其中R=100，ε=50000，k=50000。 从图4～6可以看出当负载R=100Ω时，三种控制策略下系统的动态性能相当，当负载增大到R=1Ω时，非自适应滑模控制的控制效果受到严重影响，而自适应终端滑模控制的动态性能依然变化不大，从而说明自适应终端滑模控制削弱了负载变动对系统性能的影响，提高了系统带载能力。
从图7～9可以看出，线性滑模控制下系统的输出电压表现出明显的渐进收敛的特点，而终端滑模控制跟踪误差有限时间内收敛到零的特点使系统无论是动态性能还是稳态精度都优于线性滑模控制。
从图10、11可以看出，当负载突变时，虽然输出电压都产生波动，但都能在一定时间内回复到正常值，从而说明自适应终端滑模控制对负载突变具有很强的鲁棒性。
4 结束语
为了提高Buck变换器动态响应速度和稳态精度，增强其对负载变动的鲁棒性，设计了一种基于RBF网络的上界自适应的非奇异终端滑模控制器，仿真结果验证了该方法的可行性。但本文只对负载变动进行了探讨，并没有考虑输入电压的变化，所以需进一步探讨此问题。同时为了适应开关电源的数字化趋势，如何将本算法推广到离散时间系统，以便采用微控制器实现数字控制，仍需进一步研究。
参考文献
[1] UTKIN V I. Variable structure systems with sli-ding modes[J]. IEEE Transactions Automatic Control， 1977， 22（2）： 212-222.
[2] 李乔，蔡丽娟，周佳.DC/DC变换器的变结构控制应用现状[J].电力电子技术，2002，36（4）： 75-78.
[3] ZAK M. Terminal attractors in neural networks[J]. Neural Networks， 1989， 2（4）： 259-274.
[4] WU Y Q， YU X H， MAN Z H. Terminal Sliding Mode Control Design for Uncertain Dynamic Systems[J]. System&Control Letters， 1998，34（2）： 281-287.
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[9] MAHDAVI J，EMAADI A，BELLAR M D， EHSANI M.Analysis of Power electronic converters using the generalized state-space averaging approach[J]. IEEE Transactions on circuit And systems：Fundamental Theory and Applications， 1997，44（8）： 767-770.
[10]FENG Y，YU X H，MAN Z H. Non-singular T-erminal Sliding Mode Control of Rigid Mani-pulators[J]. Automatica， 2002， 38（7）： 2159-2167.
从图7～9可以看出，线性滑模控制下系统的输出电压表现出明显的渐进收敛的特点，而终端滑模控制跟踪误差有限时间内收敛到零的特点使系统无论是动态性能还是稳态精度都优于线性滑模控制。
从图10、11可以看出，当负载突变时，虽然输出电压都产生波动，但都能在一定时间内回复到正常值，从而说明自适应终端滑模控制对负载突变具有很强的鲁棒性。
4 结束语
为了提高Buck变换器动态响应速度和稳态精度，增强其对负载变动的鲁棒性，设计了一种基于RBF网络的上界自适应的非奇异终端滑模控制器，仿真结果验证了该方法的可行性。但本文只对负载变动进行了探讨，并没有考虑输入电压的变化，所以需进一步探讨此问题。同时为了适应开关电源的数字化趋势，如何将本算法推广到离散时间系统，以便采用微控制器实现数字控制，仍需进一步研究。
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从图7～9可以看出，线性滑模控制下系统的输出电压表现出明显的渐进收敛的特点，而终端滑模控制跟踪误差有限时间内收敛到零的特点使系统无论是动态性能还是稳态精度都优于线性滑模控制。
从图10、11可以看出，当负载突变时，虽然输出电压都产生波动，但都能在一定时间内回复到正常值，从而说明自适应终端滑模控制对负载突变具有很强的鲁棒性。
4 结束语
为了提高Buck变换器动态响应速度和稳态精度，增强其对负载变动的鲁棒性，设计了一种基于RBF网络的上界自适应的非奇异终端滑模控制器，仿真结果验证了该方法的可行性。但本文只对负载变动进行了探讨，并没有考虑输入电压的变化，所以需进一步探讨此问题。同时为了适应开关电源的数字化趋势，如何将本算法推广到离散时间系统，以便采用微控制器实现数字控制，仍需进一步研究。
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变换器控制 篇4
大力开发利用可再生能源已成为国际上应对能源和环境问题的战略目标。近年来,全球范围内风能、太阳能等可再生能源发电的装机规模迅速大幅度增长,一些国家和地区的可再生能源发电已占电力系统重要比例[1,2]。随着可再生能源的进一步开发利用,可再生能源发电将成为未来电力系统的主力电源。电压源型变换器(VSC)作为可再生能源发电与电网的接口,广泛应用于可再生能源发电并网,如风力发电、太阳能发电等。另一方面,基于VSC的柔性直流输电(VSC-HVDC)作为新一代的直流输电技术,具有独立的有功和无功功率调节、无源网络供电、易于直流组网等特性,是提高未来输电网高效性和灵活性的重要手段,将在未来电网得到广泛应用[3,4,5,6]。随着VSC在电力系统发电、输电等领域的应用,其运行特性将对电力系统安全稳定运行带来深刻的影响。
由于在一些地区可再生能源资源与负荷逆向分布、电网网架薄弱等因素,VSC可能运行于弱电网条件。VSC弱电网下的运行稳定性是值得关注的问题[7,8,9,10,11,12,13,14,15,16]。文献[9,10,11,12,13,14,15,16]分别研究了弱电网下谐波、电流控制、锁相控制、功率控制等稳定问题。文献[9]研究了电流控制与配电网中负荷电容相互作用引起的谐波稳定问题。文献[10]研究了电网阻抗引起的系统谐振点变化导致电流控制的稳定问题。文献[11,12]研究了弱电网下锁相环(PLL)的稳定性。文献[13]研究了弱电网下锁相环引起的负电阻效应导致电流环的稳定问题。另一方面,弱电网下功率控制的稳定性也逐渐得到了关注[14,15,16]。文献[14]基于建立的VSC经线路阻抗接入无穷大电源系统的小信号模型,采用特征值和传递函数分析方法,研究了弱电网下功率控制环的稳定性,以及锁相环和无功功率控制环对有功功率控制稳定性的影响。文献[15]基于线性化状态空间模型,采用特征值分析方法,研究了锁相环参数对功率传输极限的影响。文献[16]通过特征值分析,发现电网变弱时,VSC功率控制会不稳定,并通过采用d轴和q轴电流协同控制有功和无功功率的方法,提高弱电网下功率控制的稳定性。以上研究从系统小扰动动态特性的角度,分析VSC功率控制的稳定性。而另一方面,VSC通过调节基于电网电压定向的d轴和q轴电流来调节注入电网的有功和无功功率。有功和无功功率与d轴和q轴电流间的静态关系特性,对功率控制的动态特性及稳定性有着重要影响。相比于同步发电机系统对功角曲线特性、传统高压直流输电系统对有功功率与直流侧电流关系特性的关注[17],并网变换器的功率—电流关系特性研究较少。
本文从有功和无功功率与d轴和q轴电流间静态关系特性的角度出发,分析推导了功率控制稳定性的物理约束,揭示了弱电网下功率控制稳定性弱的根本原因。首先,基于系统等效电路,推导了注入电网有功功率、端电压幅值与d轴和q轴电流间的关系,发现有功功率随着d轴电流的增大先增大后减小,有功功率对d轴电流的灵敏度Pe/id<0的电路特性制约功率控制的稳定性。进一步分析了不同工作点时有功功率、端电压幅值对d轴和q轴电流的灵敏度,指出基于矢量控制的有功和无功功率控制策略在弱电网下运行的局限性。基于分析结果提出了提高VSC功率控制稳定性的基本思路。
1 系统简介
VSC经线路阻抗接入无穷大电源系统及VSC控制如图1所示。图中:Pin为注入VSC直流侧的功率;Vs和Vt分别为无穷大电源电压和变换器机端电压矢量;Vc和I分别为变换器调制输出电压矢量和变换器输出电流矢量;vdcref和vdc分别为直流电压的指令值和实际值;idref和iqref分别为d轴、q轴电流的指令值;id和iq分别为变换器输出电流在锁相坐标系下的d轴、q轴分量;vd和vq分别为电流控制器输出的调制电压的d轴、q轴分量;θpll为锁相环输出相位;Lf,Cf,Rf分别为VSC滤波电感、电容、电阻;Ls和Rs分别为电网电感、电阻。
VSC采用基于电网电压定向的矢量控制策略。锁相环用于检测电网电压频率和相位,为矢量控制提供坐标基准。功率控制外环根据有功和无功功率的需求分别生成d轴和q轴电流指令值,通过调节d轴和q轴电流值来调节注入电网的有功和无功功率。有功功率控制可采用如图1所示的恒定直流电压控制策略。当直流电压维持恒定时,VSC输出的有功功率等于注入VSC直流侧的功率。无功功率控制包含恒功率因数控制、恒无功功率控制、恒端电压幅值控制等控制策略(图1中以恒端电压幅值控制为例)。电流控制内环执行功率外环的指令,控制d轴和q轴电流。本文不考虑VSC注入功率的动态,认为Pin保持恒定,且在以下分析中以逆变工况为例,Pin>0。
为研究系统有功功率、端电压幅值与注入电网的d轴和q轴电流间的关系特性,可作如下假设。
1)忽略电流环动态,认为电流理想跟踪其指令值。由于关注的是功率外环的稳定问题,电流内环的动态可忽略。
2)不考虑滤波电容的影响。滤波电容主要影响系统高频段特性,在本文研究的问题范畴可不考虑。
3)不考虑无功补偿电容的影响。根据下文的研究思路,考虑电容补偿不影响分析结果,为简化分析,本文假设无补偿电容。
4)忽略电网电阻,只计及电抗的影响。由于电阻相对于电抗较小,为简化分析,将电阻忽略。
基于以上假设,VSC等效为注入电流源,系统等效电路如图2所示。图中:Xs为电网等效电抗。
2 功率和端电压幅值与d轴和q轴电流关系
选择无穷大电源电压矢量相位为参考相位,即θs=0°。稳态时,注入电网的电流为idref+jiqref。值得注意的是,此电流是基于锁相坐标系,需转换到参考坐标系下。图3所示为锁相坐标系与参考坐标系关系示意图。图中:ds和qs表示参考坐标系;dpll和qpll表示锁相坐标系。
式(1)为参考坐标系下注入电网电流矢量表达式,其中C为锁相坐标系到参考坐标系的坐标转换公式。可见,注入电网的电流矢量相位取决于锁相环相位。
下文用id,iq分别替代idref,iqref。
根据电路原理,VSC端电压为:
式中:Vt和θt分别为端电压的幅值和相位;Vs为无穷大电源电压幅值。
稳态时,锁相环准确跟踪端电压的相位,即
将式(4)代入式(3)中,同时等式两边同乘以e-jθt,由等号左右侧实部虚部分别相等,可得
VSC输出的有功功率为:
由式(6)可知,id增加导致端电压幅值降低,iq绝对值(即-iq)增加导致电压幅值升高。由式(7)可知,有功功率随着id的增加先增大后减小。这是由于id的增加会导致端电压幅值下降,当id增大到一定值时,端电压下降引起的有功功率减小大于id增加引起的有功功率增加,最终导致id增加引起有功功率减小。有功功率随iq绝对值的增加而增加。
图4(a)为iq保持不变时,Vt随id变化的曲线。图4(b)为id保持不变时,Vt随-iq变化的曲线。变量采用标幺值,以无穷大电源电压、电网电抗分别作为电压、阻抗基值,则有Vs=1,Xs=1。在标幺值系统中,由式(5)可知,id不大于1。图4(c)为iq保持不变时,Pe随id变化的曲线,可见Pe随着id增加先增大后减小,且不同iq值下,使得Pe取最大值的id值不同。图4(d)为id保持不变时,Pe随-iq变化的曲线,可见Pe随着iq绝对值增加线性增加。
由以上分析可知,有功功率、端电压幅值均和d轴、q轴电流有关。一般认为的基于矢量控制下的有功和无功功率解耦是以VSC并入理想电网为前提。此时电网阻抗为零,端电压幅值和相位保持不变,有功和无功功率分别与d轴和q轴电流成正比,有功和无功功率控制解耦。非理想电网条件下,d轴和q轴电流均会影响有功和无功功率,从而影响有功和无功功率控制。
其次,有功功率、端电压幅值与d轴电流呈非线性关系。随着d轴电流增大,端电压幅值下降,导致有功功率随d轴电流增大先增大后减小。而VSC通过调节d轴电流来调节注入电网的有功功率,以维持VSC输入与输出功率的平衡。当VSC运行在区域,且无动态无功支撑(即iq保持恒定)时,d轴电流增加引起输出有功功率减小,进一步增加输入与输出功率的不平衡,导致有功功率控制失稳。同时,不考虑控制器饱和因素的影响时,输入与输出功率不平衡将使d轴电流持续增加(减小),由式(5)可知,d轴电流持续增加(减小)会引起端电压相位的持续增大(减小),VSC与电网失去同步。
3 灵敏度分析
由上述分析可知,Pe和Vt为id的非线性函数。为了进一步研究Pe,Vt与id,iq的关系特性,本节对不同工作点下特性作进一步分析。
同步发电机单机无穷大系统可用功角、电压幅值来反映系统的运行工作点以及系统的稳定裕度。同样,VSC接入无穷大电源系统可以定义端电压相位与无穷大电源相位间的夹角为功角,以运行点功角θt0及端电压幅值Vt0表征工作点。同时,以运行点功角、电压幅值取代d轴和q轴电流表示系统工作点,可将式(6)、式(7)中的根式运算转换为三角函数运算,从而简化计算。
由式(5)、式(6)可得θt0,Vt0与id0,iq0间的转换关系式为:
式中:θt0的取值范围为[0,π/2];下标0表示工作点处变量的值。
另一方面,运行点功角值可以反映当前运行工况下的交流电网强度。一般用短路比λSCR来衡量直流系统接入的交流系统强度[17]。短路比λSCR定义为交流系统的短路容量Sac与直流系统功率Pdc的比值。在某一运行点下,可以近似认为:
由式(10)可知,短路比与线路电抗、VSC有功功率成反比。线路电抗越大,VSC输出有功功率越大,短路比越小,电网越弱。另一方面,经如式(10)的进一步推导,发现若假定运行点端电压幅值维持在标幺值附近,则短路比与功角的正弦值成反比,功角越大,短路比越小,电网越弱。一般认为,短路比小于2的电网为极弱电网[17]。由式(10)可得,当端电压幅值维持在标幺值附近时,短路比为2对应的运行功角为π/6左右。
假定无穷大电源电压幅值及相位保持不变。将式(5)至式(7)线性化,同时以θt0,Vt0替代id0,iq0,整理可得:
则表达式分别为:
,其绝对值正比于功角的正切函数,随着功角的增大,其绝对值急剧增大,即当运行功角较大时,id微增量会引起端电压幅值的急剧降低。的绝对值等于电网电抗值。当功角大于π/4时,对应短路比小于1.41,,端电压幅值对id变化比对iq的变化更为灵敏。
的值与θt0和Vt0相关。随着θt0的增加,减小,且由正值变为负值。若iq保持恒定,当变为负值时,有功功率控制将不稳定。定义为零时的功角为临界功角,表达式为:
临界功角θtlim的值取决于端电压幅值与电网电压幅值的比值。θtlim随Vt0/Vs的增加而增加,即提高运行点端电压幅值有利于提高系统的稳定运行范围。当工作点端电压值等于电网电压幅值时,功角极限约为0.9rad,小于π/2,对应的临界短路比为1.27。图5(a)为随功角的变化曲线。图5(b)为随λSCR变化的曲线,λSCR小于2时,随λSCR的减小急剧减小且变为负,特性制约VSC弱电网下稳定运行。
正比于功角的正弦值,在功角[0,π/2]变化区间内,其值恒大于零,且随着功角的增大,增大。当功角大于一临界值时,,Pe对iq的变化比对id的变化更为灵敏。临界功角值取决于Vt0/Vs。如图5(a)所示,当Vt0/Vs分别为0.9,1.0,1.1时,曲线与曲线交点的功角分别为0.58,0.62,0.66rad。
以上分析基于锁相环准确跟踪端电压相位的假设。实际上,在d轴和q轴电流调节过程中,锁相环存在锁相动态,而锁相环相位将影响注入电网电流矢量的相位,从而影响到有功功率、端电压幅值对d轴和q轴电流的动态响应。锁相环动态对并网变换器功率控制动态稳定的影响本文不作分析。
有功功率、端电压幅值与d轴和q轴电流间的静态关系影响VSC功率控制的动态及稳定性。由以上分析可知,在运行功角超过一定值时,端电压幅值随d轴电流增加急剧降低,导致,是制约VSC弱电网下运行时功率控制稳定性的关键因素。
为了提高VSC功率控制稳定运行能力,可以通过提供动态无功支撑稳定端电压幅值实现。动态无功支撑一方面通过调节iq提高了VSC有功输出能力,另一方面使得更大运行范围内。如图4(c)所示,当iq绝对值增大时,Pe-id曲线的最大功率点右移,有功功率稳定运行范围增加。特别的,如果无功控制能使端电压幅值在有功功率控制动态过程中可认为恒定,这样注入电网的有功功率正比于id,在全范围内有功功率控制环稳定。而实际上,正比于运行点功角的正切值,运行在较大功角时,急剧增大,端电压幅值对d轴电流的变化非常敏感,使得无功与有功功率控制的配合变得困难,通过动态无功支撑提高稳定运行范围受到Vt-id特性的制约。
另一方面,基于矢量控制下的有功功率、端电压幅值与d轴和q轴电流间的关系特性是制约弱电网下功率环稳定的根本因素。提高VSC功率环弱电网下稳定性的根本途径是改变或优化以d轴电流调节有功功率、q轴电流调节无功功率的功率控制策略。例如:采用通过调节VSC输出电压矢量相位来调节有功功率、通过调节输出电压矢量幅值来调节无功功率的控制策略[18],其有功功率、无功功率与电压相位、幅值的关系类似于同步发电机系统。另一方面,可以优化现有的矢量控制。由上述分析可知,在运行功角较大时,有功功率对q轴电流、无功功率对d轴电流更为敏感,弱电网下可采用q轴电流控制有功功率、d轴电流控制无功功率来提高功率控制稳定性。
4 仿真验证
在MATLAB/Simulink中搭建VSC经线路电抗接入无穷大电源的仿真模型,仿真系统如图1所示。采用平均值模型,不考虑开关过程。仿真不同条件下有功功率、端电压幅值以及功角的响应。端电压相位近似用锁相环相位表示,用锁相环相位与无穷大电源电压相位差(以下简称锁相环相位)近似表示功角。变量采用标幺值,以无穷大电源电压为电压基值,以电网电抗为阻抗基值。
图6(a)为有功功率、端电压幅值、锁相环相位在不同运行功角下对d轴和q轴电流指令值阶跃变化的响应。初始状态下Vt0为1(标幺值),θt0分别为π/6和π/3。2s时,d轴电流指令值阶跃增加0.05(标幺值),3s时,q轴电流指令值阶跃减小0.05(标幺值)。由图6(a)可见,稳态时,当功角为π/6时,id增加导致Pe增加,Vt降低,θpll增加;当功角为π/3时,id增加导致Pe减小,Vt降低,θpll增加。功角为π/6和π/3时,iq减小均导致Pe增加,Vt增加,θpll保持不变。
图6(b)为不同运行功角时,无功控制从恒定端电压幅值控制切换到恒定iq指令控制,Pe,Vt,θpll的响应。Vt0为1(标幺值),θt0分别为0.89,0.91rad。初始时无功控制采用端电压幅值控制,以使系统能够进入到稳态运行点。5s时,端电压幅值控制切换到给定iq指令值控制,即没有无功动态支撑。iq指令值为无功控制切换前稳态iq值,即控制切换后iq值能维持端电压幅值初值。当初始功角为0.89rad时,控制切换后系统稳定;而初始功角为0.91rad时,控制切换后系统失稳,锁相环相位持续增大,VSC与电网失步,功率值以及端电压幅值振荡。可见,没有动态无功支撑时,功角运行于0.91rad时系统不稳定。进一步可以推断,没有无功动态补偿时,功率控制稳定临界功角介于0.89~0.91rad之间,与分析结果0.90rad一致。
图6(c)为有无功动态支撑时,不同运行功角下Pe,Vt,θpll对VSC直流侧注入功率阶跃扰动的响应。无功控制采用恒端电压幅值控制。初始工作点Vt0为1(标幺值),θt0分别为1.0,1.1rad,对应的短路比分别为1.19和1.12。5s时VSC输入侧功率Pin有0.01(标幺值)阶跃扰动。θt0为1.0rad时系统稳定,对比于无动态无功支撑时0.9rad的临界功角,可见快速无功环响应可以在一定程度上提高系统的稳定性。而当θt0为1.1rad时,加入动态无功支撑系统仍然失稳,可见,通过动态无功支撑来提高功率控制稳定的方法在电网进一步变弱时有其局限性。
图6(d)验证了弱电网下用d轴电流控制无功功率、q轴电流控制有功功率以提高功率控制稳定的有效性。图6(d)对应的仿真中,直流电压指令值与测量值之差经控制器产生q轴电流指令,端电压幅值测量值与指令值之差经控制器产生d轴电流指令。初始工作点Vt0为1(标幺值),θt0为1.37rad,对应的短路比为1.02。5s时,VSC输入功率Pin有0.01(标幺值)阶跃扰动。由图可见,在此控制方式下,系统在短路比为1.02时仍能保持小扰动稳定。对比图6(c)中在传统矢量控制下,VSC在短路比为1.12时小扰动失稳可知,采用d轴电流控制端电压幅值、q轴电流控制有功功率的控制策略可使VSC稳定运行于更弱的电网条件。
5 结论
本文基于并网变换器经线路阻抗接入无穷大电源系统的等效电路模型,研究了变换器注入电网的有功功率、端电压幅值与d轴和q轴电流间的关系特性,得出如下结论。
1)当q轴电流保持恒定时,由于端电压幅值随d轴电流的增加持续降低,导致有功功率随d轴电流的增加先增加后减小,是制约弱电网下功率控制稳定的关键因素。
2)通过灵敏度分析发现,当运行功角增大时,有功功率对q轴电流的灵敏度更大,端电压幅值对d轴电流的灵敏度更大。
变换器控制 篇5
摘要：阐述了高压大功率变换器拓扑结构的发展，同时对它们进行了分析和比较，指出各自的优缺点，其中重点介绍了级联型拓扑结构并给出了仿真波形。关键词：多电平变换器；拓扑结构；高压大功率
引言
变频调速技术的飞速发展为变频器性能的提高提供了技术保障，而环保和节能的客观需要，又为变频器在生产和生活的各个领域中的应用提供了发展空间，但是，随着国民经济的发展，小容量变频器已越来越不能满足现代化生产和生活的需要。(本网网收集整理)目前，我国采用的变频调速装置基本上都是低压的，即电压为380～690V，而在节能方面起着更主要作用的高电压大容量变频器在我国尚处于起步阶段。是什么原因阻碍了高压大功率变频调速技术的应用呢？主要原因一是大容量（200kW以上）电动机的供电电压高（6kV或者10kV），而电力电子器件的耐压等级和所承受的电流的限制，造成了电压匹配上的困难；二是高压大功率变频调速系统技术含量高，难度大，成本高，而一般的风机、水泵等节能改造项目都希望低投入、高回报，较少考虑社会效益和综合经济效益。这两个原因使得高压变频调速技术的发展和推广受到了限制，因此，提高电力电子变流装置的功率容量，降低成本，改善其输出性能是现代电力电子技术的重要发展方向之一，也是当前世界各国相关行业竞相关注的热点，为此，国内外各变频器生产厂商八仙过海，各有高招，虽然其主电路结构不尽一致，但都较为成功地解决了高压大容量这一难题[5]。
1 大功率电力电子变流装置的拓扑学进展[3]
近年来，各种高压变频器不断出现，可是到目前为止，高压变频器还没有像低压变频器那样具有近乎统一的拓扑结构。根据高压组成方式，可分为直接高压型和高―低―高型；根据有无中间直流环节，可以分为交―交变频器和交―直―交变频器。在交―直―交变频器中，根据中间直流滤波环节的不同，又可分为电压源型(也称电压型)和电流源型(也称电流型)。高―低―高型变频器采用变压器实行降压输入、升压输出的方式，其实质上还是低压变频器，只不过从电网和电动机两端来看是高压的，这是受到功率器件电压等级限制而采取的变通办法。由于需要输入、输出变压器，而存在中间低压环节电流大、效率低、可靠性下降、占地面积大等缺点，只用于一些小容量高压电动机的简单调速。常规的交―交变频器由于受到输出最高频率的限制，只用在一些低速、大容量的特殊场合。
下面对直接高压大功率电力电子装置拓扑结构作一个分类，分类是针对单个器件的电压或电流承受能力往往不能适应容量要求这一特点进行的，为此，把大功率电力电子变流装置的拓扑结构分为两类：
1）以器件串联为基础的桥臂扩展型结构；
2）以变流单元电路串联为基础的多单元变流器结构。
这种分类方式从电路构成的角度揭示了名种拓扑结构的内在联系。按照这种分类方式，多管串联的两电平变换电路，二极管钳位和飞跨电容钳位型多电平拓扑属于以器件串联为基础的桥臂扩展型结构；级联型多电平变流器属于以变流单元电路串联为基础的多单元变流器结构。
2 高―低―高结构
该种结构将输入高压经降压变压器变成380V
的低压，然后用普通变频器进行变频，再由升压变压器将电压变回高压。很明显，该种结构的优点是可利用现有的低压变频技术实现高压变频，易于实现，价格低；其缺点是系统体积大、成本高、效率低、低频时能量传输困难等。
3 器件串联拓扑结构[4]
3.1 多管串联的两电平变换电路
将器件串联使用，是满足系统容量要求的一个简单直观的办法。串联在一起的各个器件，被当作单个器件使用，其控制也是完全相同的。这种结构的优点是可利用较为成熟的低压变频器的电路拓扑，控制策略和控制方法；其缺点是串联开关管需要动态均压和静态均压。这是因为串联器件开、关时间不一致，最后开通或最先关断的器件将承受全部电源电压，这就必然影响到它的可靠运行，所以，电力电子器件串联运行时应有相应的均压措施，而均压电路使系统复杂化，损耗增加，效率下降。另外，为使串联器件同时导通和关断，对驱动、控制电路的要求也大大提高。图1为多管串联的两电平主电路拓扑结构。
3.2 中点钳位型多电平拓扑结构
3.2.1 二极管钳位型多电平结构
为了解决器件直接串联时的均压问题，逐渐发展出以器件串联为基础，各器件分别控制的变流器结构。在这方面，日本学者A.Nabae于1983年提出的中点钳位型PWM逆变电路结构具有开创性的意义。单相中点二极管钳位型变流器的结构如图2所示，该变流器的输出电压为三电平。如果去掉两个钳位二极管，这种变流器就是用两个功率器件串联使用代替单个功率器件的半桥逆变电路。由于两个钳位二极管的存在，各个器件能够分别进行控制，因而避免了器件直接串联引起的动态均压问题。与普通的二电平变流器相比，由于输出电压的电平数有所增加，每个电平幅值相对降低，由整个直流母线电压降为一半直流母线电压，在同等开关频率的前提下，可使输出波形质量有较大的改善，输出dv/dt也相应下降，因此，中点钳位型变流器显然比普通二电平变流器更具优势。
图4
图2中DA，DA′，DB，DB′为钳位二极管，分压电容C1=C2。开关管SA1，SA1′和SB1，SB1′等互补。
增加分压电容、钳位二极管，功率开关管可以得到多电平变换电路。若要得到m电平，则需要（m－l）个直流分压电容，每一桥臂需要2（m－l）个主开关器件和（m－l）（m－2）个钳位二极管。在需要四象限可逆运行的场合，可将两组相同的.多电平变换器按照“背靠背”的方式进行连接。
二极管钳位型变流器同时具有多重化和脉宽调制的优点，即输出功率大，器件开关频率低，等效开关频率高；交流侧不需要变压器连接；动态响应好，传输带宽较宽；便于双向功率流控制。其缺点是
1）钳位二极管的耐压要求较高，数量庞大。对于m电平变流器，如果使每个二极管的耐压等级相同，每相所需的二极管数量为（m－1）(m－2)，不但大大提高了成本，而且在线路安装方面相当困难。因此，在实际应用中一般仅限于7电平或9电平变流器的研究。
2）开关器?的导通负荷不一致。最靠近母线的开关SA1仅在Va0=Vdc时开通。而最靠近输出端的SAm仅在Va0=0时不开通。导通负荷不平衡导致开关器件的电流等级不同。在电路中，如果按导通负荷最严重的情况设计器件的电流等级，则每相有2(m－2)个外层器件的电流等级过大，造成浪费。
3）在变流器进行有功功率传送的时候，直流侧各电容的充放电时间各不相同，从而造成电容电压不平衡，增加了系统动态控制的难度。
3.2.2 飞跨电容多电平变换器结构
图3所示为单相飞跨电容三电平变换器的拓扑结构，C1及C2为直流侧串联电容，CA及CB为钳位电容。假定每个电容的电压等级与开关器件相同，那么一个m电平变流器在直流侧需要m－1个电容。通过比较不难看出，直流侧电容不变，用飞跨电容取代钳位二极管，工作原理与二极管钳位电路相似。这种拓扑结构虽省去了大量的二极管，但又引入了不少电容。对高压系统而言，电容体积大、成本高、封装难。不过在电压合成方面，由于电容的引进，开关状态的选择更加灵活，使电压合成的选择增多，通过在同一电平上不同开关状态的组合，可使电容电压保持均衡。由此可知，电容钳位型多电平变流器的电平合成自由度和灵活性高于二极管多电平变流器。电容钳位型多电平变流器的优点是开关方式灵活，对功率器件保护能力较强；既能控制有功功率，又能控制无功功率，但控制方法非常复杂，而且开关频率增高，开关损耗增大，效率随之降低。其主要缺点是
1）需要大量的存储电容。如果所有电容的电压等级都与主功率器件的相同，那么一个m电平的电容钳位型多电平变流器每相桥臂需要(m－1)(m－2)/2个辅助电容，而直流侧上还需要（m－1）个电容。电平数较高时就增加了安装的难度，同时也增加了造价。
2）为了使电容的充放电保持平衡，对于中间值电平需要采用不同的开关组合，这就增加了系统控制的复杂性，器件的开关频率和开关损耗。
3）与二极管钳位型多电平变流器一样，电容钳位型多电平变流器也存在导通负荷不一致的问题。
4 以变流单元电路串联为基础的多单元变流器结构
4.1 级联型多电平拓扑结构
这是一种较为新颖的多电平变换器拓扑结构。级联型多电平变流器，采用若干个低压PWM变流单元直接级联的方式实现高压输出。由这种拓扑结构组成的电压源型变频器系由美国罗宾康公司发明并申请专利，取名为完美无谐波变频器。我国北京利德华福生产的高压变频器也是采用这种结构。该变频器结构具有对电网谐波污染小，输入功率因数高，不必采用输入谐波滤波器和功率因数补偿装置，输出波形好，不存在由谐波引起的电动机附加发热，转矩脉动，噪声，共模电压等问题，可以使用普通的异步电动机。
4.1.1 单元串联多电平变换器原理[3]
单元串联多电平变换器采用若干个独立的低压功率单元串联的方式来实现高压输出，其原理如图4（a）所示。6kV输出电压等级的变频器主电路拓扑结构如图4（b）所示。电网电压经过二次侧多重化的隔离变压器降压后给功率单元供电，功率单元为三相输入，单相输出的交―直―交PWM电压源型逆变器结构〔见图4（c）〕，将相邻功率单元的输出端串接起来，形成丫联结结构，实现变压变频的高压直接输出，供给高压电动机。每个功率单元分别由输入变压器的一组二次绕组供电，功率单元之间及变压器二次绕组之间相互绝缘。对于额定输出电压为6kV的变频器，每相由5个额定电压为690V的功率单元串联而成，输出相电压最高可达3450V，线电压可达6kV左右，每个功率单元承受全部的输出电流，但只提供1／5的相电压和1／l5的输出功率，所以，单元的电压等级和串联数量决定变领器输出电压，单元的额定电流决定变频器的输出电流。
由于不是采用传统器件串联方式来实现高压输出，而是采用整个功率单元串联，所以，不存在器件串联引起的均压问题。由于串联功率单元较多，对单元本身的可靠性要求很高。输入变压器实行多重化设计，达到降低谐波电流的目的。
4.1.2 同其他拓扑结构的比较
与采用高压器件直接串联的变频器相比，采用这种主电路拓扑结构会使器件的数量增加。但低压IGBT门极驱动功率较低，其峰值驱动功率不到5W，平均驱动功率不到1W，驱动电路非常简单。由于开关频率低，且不必采用均压电路和浪涌吸收电路，所以系统在效率方面具有较大的优势。功率单元采用目前低压变频器中广泛使用的低压IGBT功率模块，技术成熟、可靠。由于采用二极管不可控整流电路结构，所以，变频器对浪涌电压的承受能力较强。
相对于二极管钳位型和电容钳位型多电平变流器，这种结构避免了使用大量的钳位二极管或电压平衡电容。每个独立直流源与一个单相全桥变流器相连。交流侧的端电压通过串联方式叠加，形成多电平变流器的输出电压。每个单相全桥变流器可以产生一个三电平的输出电压。由m个变流器单元级联而成的多电平变流器的电平数为（2m＋1）。
单元级联多电平拓扑结构的优点是：1）使用串联的方法可以将耐压低、开关频率也不高的功率器件直接应用到高压大功率场合；
2）基于单元串联结构，每个单元的控制逻辑都是独立的，从而解决了中点钳位逆变电路在电平数增加时，开关逻辑越来越复杂的问题；
3）各单元互相隔离，串级电路结构不存在静、动态均压问题；
4）在串级电路设计上可以使用功率单元旁路技术，这样当某个单元发生故障时，控制系统可以直接将故障单元旁路，电路仍可继续工作，只是输出电压略有下降；
5）串级电路的单元模块化为实际安装和使用提供了很大便利；
6）串级电路使用多副边绕组变压器，通过副边绕组的移相联接可以将电流谐波影响几乎减小到零，从而改善了电路的功率因数。
然而，串级电路结构的缺点也比较明显：
1）每个基本单元都用一个独立的直流电源供电，虽然使各个单元彼此隔离，但随着电平数增加，直流电源数也将增加；
2）使用的功率单元及功率器件数量较多，增加了投入，造价昂贵，且装置的体积大，需要占用一定的安装空间；
3）无法实现能量回馈及四象限运行，只适用于风机、水泵等一般不要求四象限运行的设备。
4.2 改进的级联型多电平变换器[1][2]
当独立的直流电源电压相等，并且取E时，由m个单相全桥逆变单元组成的单相级联型多电平电路输出电平数为2m＋1。若将级联多电平变换器中各独立直流电源的电压分别取E，2E，4E，2mE，则其输出电平数大幅度地增加到2m－1，这就是改进的级联多电平变换器的思想，从更严格的意义上讲，它不是一种新的电路拓扑结构，说是一种控制策略更为合适。
图5为采用改进的级联多电平结构的GTO和IGBT混合型逆变电路。该逆变器的直流侧总电压为4.5kV，由GTO组成的高压单元承担3kV，由IGBT构成低压单元承担1.5kV。采用合适的控制策略，可以在输出合成由－4.5kV，－3kV，
－1.5kV，0，1.5kV，3kV，4.5kV等7电平构成的阶梯波，如表1所列。和电压相等的普通级联多电平电路相比，输出电压的级数由5增加到7。将波形合成策略和脉冲宽度调制PWM策略相结合，可以得到一种非常适合于该种混合型级联多电平逆变器的控制策略，即较高电压的GTO逆变单元以输出电压的基波频率为切换频率；而较低电压的IGBT逆变单元则在较高的频率下进行脉冲宽度调制，以此来改善输出波形。GTO和IGBT在电路中的作用有所不同，GTO主要用来承担电压，而IGBT用来改善波形。图6为混合逆变电路仿真输出波形，其中图6（a）为GTO输出波形，开关频率为基波频率，图6（b）为IGBT输出波形，载波频率为4kHz。级联型多电平变换器中各独立直流电源的电压还可以分别取E，3E，9E，3mE，则其输出的电平数大幅度地增加到3m。但由于电压以2m或者3m倍数增加，而器件的耐压有限，所以，改进型级联多电平电路的串联级数不能无限增加，实际系统的级联数目最多不会超过3。
表1 改进的级联多电平变流器各输出电平组合情况（Vdc=2Vdc=2E）
Vdc
GTO单元的输出电压
IGBT单元的输出电压
3E
2E
E
2E
2E
0
E
0
E
E
2E
－E
0
0
0
－E
0
－E
－E
－2E
E
－2E
－2E
0
－3E
－2E
－E
5 结语
变换器控制 篇6
摘要：介绍普通Boost 变换器和BoostZVT变换器的工作原理，指出Boost 变换器的开关管工作在硬开关状态，而BoostZVT变换器的主开关管工作在软开关状态。通过理论分析可以知道BoostZVT变换器的效率更高，然后将两种电路应用于单相功率因数校正电路中。最后在Pspice软件环境下搭建功率因数校正电路Boost变换器与BoostZVT变换器的仿真模型并进行仿真，并对仿真结果进行分析和比较，指出了它们各自的优点与缺点。
关键词：Boost变换器；BoostZVT变换器； 硬开关；软开关；建模与仿真
中图分类号：G642文献标识码：A
1引言
目前，普通Boost变换器一直作为升压变换器，将一种直流电变换成更高电压的直流电，其实它也被应用于功率因数校正技术中。传统的Boost变换器主开关管工作在硬开关状态，其特点是电路结构简单，能够使输入电流波形跟随输入电压波形，因而控制简单；缺点是开关工作在硬开关状态，有很大的开关损耗损耗，同时还会产生严重的电磁干扰。因此，在普通Boost变换器中采用软开关技术不但可以提高开关频率，还能解决开关损耗和二极管反相恢复等4大难题[1][2]。比如比较典型的软开关电路Boost-ZVT变换器，其特点通过一个辅助开关使主开关管工作在软开关状态，从而能够提升变换器效率。
2普通Boost变换器的工作原理
普通Boost变换器的工作电路和工作波形如图1（a）和（b）所示[3]，其工作原理如下，首先认为图1（a）所示升压电感L和输出电容C0很大。当开关管Tr处于开通状态时，整流后得直流电压E向电感L进行充电，电流I1保持恒定；同时输出电容C0上向负载R供电，因C0值很大，所以负载R上的输出电压U0为固定不变。设开关管Tr处于开通状态的时间为ton，这个阶段升压电感L上积蓄的能量为EI1ton。当开关管Tr关断后，整流后的电源E和升压电感L共同向输出电容C0充电，并向负载R提供能量。设开关管Tr关断时间为toff，这个时间段升压电感L释放的能量为（U0- E）I1toff。一个周期之内升压电感L中积蓄的能量与释放的能量相等，即
4两种变换器功率因数校正电路在Pspice
中的建模与仿真
4.1两种变换器的主要元器件参数取值
普通Boost变换器和BoostZVT变换器的电路设计技术指标都相同，其中输入电压：单相交流220±10%V；输入频率：50Hz；输出电压：直流400V；最大输出功率：3KW；功率因数：99%；开关频率：f=100kHz。从上面分析可以知道普通Boost变换器和BoostZVT变换器的电路的升压电感L和输出电容C0取值完全相同，唯一不同的是BoostZVT变换器需要计算谐振电感Lr和谐振电容Cr。根据参考文献[5]和[6]，利用电路知识可以计算出升压电感L为0.2mH，输出电容C0为3429μF，谐振电感Lr为30.5μH，谐振电容为130pF。
4.2仿真结果分析
其中图6（a）和（b）为普通Boost变换器和BoostZVT变换器的主开关管和辅助驱动电压仿真波形，从图6（a）可以看出普通Boost变换器只有一个开关管Tr，没有辅助开关管Tr1，而且只要给它一个驱动脉冲Tr就会处于开通状态；从图6 （b） 可以看出BoostZVT变换器有一个主开关管Tr和一个辅助开关管Tr1，图6 （b）中的仿真波形显示了主开关管Tr是在辅助开关管Tr1关断后才开通的，而且辅助开关管导通时间很短，显著地减少了开关管Tr1的开关损耗。
图7（a）和（b）为普通Boost变换器和BoostZVT变换器的主开关管Tr驱动波形Vgs，漏源电流波形Ids以及漏源电压Vds仿真波形图。从图7（a）可以看到普通Boost变换器的工作过程，当开关管有驱动脉冲时，开关管Tr电流上升，而开关管Tr两端电压为零；无驱动脉冲时，开关管Tr电流为零，而开关管Tr两端电压电压上升。 从图7（b）可以看到BoostZVT变换器的工作过程，图7（b）中可以看到主开关管Tr在开通前先有电流反向流过其体内二极管，使漏极电压箝位到零，再加驱动脉冲从而实现主开关管Tr零电压开通。当驱动脉冲变为零时，由于主开关管漏源极两端并联着谐振电容，使得主开关管漏源两端的电压缓慢上升，从而实现主开关管Tr零电压关断。即使开关管在高频率工作状态下损耗依然很小，故对开关频率的限制大大减小。从图图7（a）和（b）的仿真结果可以得出以下结论：BoostZVT变换器主开关工作在软开关状态，即零电压开通和零电流关断，而普通Boost变换器主开关管工作在硬开关状态，因此BoostZVT变换器的效率明显高于普通Boost变换器的效率，从而提升系统的工作效率。
图8（a）和（b）为普通Boost变换器和BoostZVT变换器的输入交流电压和电流波形仿真波形图，从图8（a）和（b）中可以清楚的看到输入电流很好跟随交流输入电压，也能看出是完整的正弦波，无畸变，两种电路都能实现功率因数校正的目的。
图9（a）和（b）为普通Boost变换器和BoostZVT变换器的输出电流与输出电压仿真波形，从图9（a）和（b）中可以得出输出电压与输出电流保持相对稳定，可靠性高，并且输出电压很好达到了设计所要求的400V。
5结论
综上所述：通过普通Boost变换器和BoostZVT变换器的仿真结果及分析可以得知，基于硬开关的Boost变换器中的开关器件在高电压，大电流下导通和关断，会产生较大的开关损耗，降低变换器的效率，并且限制了开关频率的提高。而基于软开关的Boost-ZVT变换器可使主开关处于软开通状态，降低了开关损耗，同时也可使开关频率大大提升，从而使Boost电路的应用范围变的更加广泛。
参考文献
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[2]荣军，李一鸣，丁跃浇，等.改进型BoostZVT_PWM有源功率因数校正电路技术[J].2011，5：39-42，54.
[3]王兆安，刘进军.电力电子技术[M].北京：机械工业出版社，2000.
[4]路秋生.功率因素校正技术与应用[M].北京：机械工业出版社，2006
[5]荣军.升压ZVT_PWM转换器在单相功率因数校正中的应用[J].电子设计应用，2007，11：116-118.
[6]荣军，李一鸣. Boost ZVTPWM变换器在单相功率因数校正的应用[J]. 船电技术， 2010，30（9）：31 -34.
[7]赵雅兴.PSpice与电子器件模型[M].北京：北京邮电大学出版社M2004.9.
矩阵变换器的输入电流控制策略 篇7
矩阵变换器MC(Matrix Converter)通常作为交-交高频VVVF(Variable Voltage Variable Frequency)电源使用[1,2,3,4,5,6]。由于矩阵变换器是一种直接交-交变换装置,输入侧的扰动将直接影响到负载[7,8,9,10,11,12,13]。
本文基于矩阵变换器的有功功率平衡原理推导出了矩阵变换器输入电流的通用表达式,并根据输入电流控制目标得出了矩阵变换器的3种电流控制策略。第1种方法使矩阵变换器的输入电流矢量与输入电压矢量保持固定的功率因数角,这种方法在输出电压平衡正弦的情况下得到不平衡且非正弦的输入电流;第2种方法使输入电流矢量跟踪输入电压正序分量与负序分量之差的方向,这种方法可在输出电压平衡正弦的情况下得到不平衡但正弦的输入电流;第3种方法使输入电流矢量与输入电压正序分量保持固定的功率因数角,这种方法可得到平衡正弦的输入电流,但输出电压不平衡且非正弦。本文还对采用这3种控制方法时的输入功率因数特性及输出电压特性进行了探讨。
1 矩阵变换器的输入电流特性
本文的研究中采用间接空间矢量调制策略,输入、输出变量均用空间矢量表示。假定矩阵变换器输入电压矢量如式(1)所示。由于三相/三相矩阵变换器输入通常采用三相三线制,不平衡的输入电压可分解为2个平衡的正序和负序分量之和[14],如式(2)所示。
假定矩阵变换器参考输入电流矢量如式(3)所示,式中的Iim为任意非负实数变量,φi为输入参考电流矢量与输入电压矢量之间的偏置角。
考虑矩阵变换器输入、输出功率守恒,可得式(4)所示的有功功率平衡方程[12],式中的*号表示复数共轭。
则矩阵变换器的输入电流矢量可表示为
式(5)为描述矩阵变换器输入电流矢量ii与输出有功功率Po、输入电压矢量幅值Uim及输入电流偏置角φi之间关系的通用表达式。由于输入电压矢量不可控,若要使输入电流符合期望值,只能通过控制输出功率和输入电流偏置角来实现。
考虑矩阵变换器负载平衡工况,矩阵变换器输出功率的调节主要通过对矩阵变换器的输出电压矢量幅值的调节来实现。间接空间矢量调制的矩阵变换器输出电压矢量如式(6)所示。
由式(6)可知矩阵变换器输出电压幅值的调节主要通过矩阵变换器的调制系数m的调节来实现。为了得到平衡的输出电压及恒定输出功率,m需根据输入电压矢量幅值实时作反比例调整。
由式(5)还可以知道,恒定的输出功率仅对矩阵变换器输入电流幅值产生影响,输入电流的波形特性主要与输入电流偏置角φi有关。
2 3种输入电流控制策略
2.1 策略1
在输入电压平衡正弦的情况下,矩阵变换器通过调节输入电流偏置角φi来实现输入功率因数可调。通常情况下矩阵变换器采用一个固定的滞后的功率因数角补偿输入滤波器中电容造成的超前无功,以使得矩阵变换器系统功率因数为1。在不平衡输入电压的情况下,如果仍使输入电流与输入电压维持恒定的功率因数角φi,则参考输入电流需给定为如式(7)所示。
采用式(7)所示的输入电流控制策略时可保证输出电压平衡正弦,此时输出功率保持恒定。在输出电压平衡的情况下,由式(2)(4)(6)可得此时矩阵变换器的输入电流矢量为
由式(8)可以发现输入电流矢量幅值中存在2倍基频的交流量。特别地,当输入功率因数角φi设定为0,即不补偿输入滤波器的容性无功时[11],矩阵变换器输入电流为
式(9)右边的第1部分为输入电流的基频分量,第2部分为一组频率为2 k+1倍(k=1,2,3,…,∞)基波频率的正序与负序谐波分量,它们将造成不平衡且非正弦的输入电流。
采用上文所述的控制策略使用Matlab/Simulink进行了仿真分析。仿真时输入线电压有效值380 V,频率50 Hz。输入电压加入15%额定值的基频负序分量。系统采样频率10 k Hz,阻感负载R=10Ω,L=20 m H,Y连接。输入LC滤波器L=1 m H,C=20μF,△连接。给定输出线电压有效值250 V,频率30 Hz。矩阵变换器输入功率因数角设定为0.15π,以补偿输入滤波器中电容带来的超前相移。输入相电压、输入相电流及负载电阻上的相电压波形见图1。仿真结果表明,在不平衡输入电压下输出电压可保持平衡正弦,但输入电流不平衡且非正弦。
2.2 策略2
由2.1节分析可知,若继续采用平衡情况下的输入电流控制方法,不平衡输入电压下矩阵变换器的输入电流中将有谐波产生。为了改善矩阵变换器的输入电流波形质量,需改进输入电流控制策略。
若通过改进输入电流控制策略使得输入电流中的各次谐波得到消除,输入电流正弦。此时参考输入电流中将只含正序与负序分量,如式(10)所示。
将式(10)代入式(5),可得输出功率表达式为
考虑矩阵变换器的负载平衡及输出电压平衡工况,矩阵变换器的输出功率Po保持恒定。式(11)中第1个中括号部分为直流量,第2个中括号部分为2倍基频的交流分量。为了维持输出功率恒定,需将式(11)中的交流分量消除。可选择的一种方法为
为使平均输入功率因数为1,使输入电流的正序分量方向与输入电压的正序分量方向保持一致。
式(13)中的Im为与输出功率有关的任意非负实数,再由式(12)可得输入电流负序分量为
由式(10)(13)(14)可得此时输入电流为
由式(15)可知,此时参考输入电流调制矢量方向与输入电压正序分量与负序分量之差的方向一致,即
由式(2)(4)(16)可得此时输入电流矢量为
可知此时输入电流中仅含正序与负序分量,输入电流不平衡但保持正弦。
采用式(16)所示输入电流调制电流控制策略进行仿真分析,仿真条件与2.1节相同。仿真得到的输入电压与输出电压波形与图1(a)(b)相同,输入相电流的波形如图2所示。由图2可以发现,三相输入电流能够保持正弦,但输入电流峰值比改进前的控制方法稍大。
2.3 策略3
若通过控制使得输入电流中的负序分量全部消除,则此时输入电流平衡正弦。设此时输入电流与输入电压正序分量维持一定功率因数角φi,则参考输入电流如式(18)所示。
由于输入电流平衡,式(18)中Im为恒定的非负实数,由式(2)(4)(18)可得此时输出功率为
式(19)中含有2倍基频的交流量,这表明若要使输入电流平衡正弦,在输入电压存在负序分量的情况下,矩阵变换器的输出功率不可能保持恒定。
采用式(19)所示的输入电流控制策略,使参考输入电流矢量与输入电压矢量保持功率因数角为0,即不补偿输入滤波器中电容带来的超前相移。在与2.1节相同的条件下进行仿真分析。矩阵变换器输入相电压波形与图1(a)相同,输出电压与输入电流的波形如图3所示。
由图3(a)可以发现此时输入电流可基本维持平衡。但为了维持平衡正弦的输入电流,矩阵变换器的输出功率无法维持平衡。在负载平衡的情况下输出功率与输出电压波形紧密相关,这就导致了矩阵变换器的输出电压不平衡且非正弦,如图3(b)所示。通常希望矩阵变换器在保证输出电压质量的情况下改善输入电流特性。虽然策略3所得到的输入电流特性最好,但由于它无法保证输出电压波形质量,因此实用价值较小。
3 不同电流控制策略下的输入特性对比
对3种输入电流控制策略下输入a相的电流进行谐波分析。表1所示为图1(c)、图2以及图3(a)中a相输入电流的谐波含量对比。
由表1可以发现,采用策略1时,输入电流中含有比例较高的3、5、7等奇次谐波;采用策略2时,各次谐波成分得到了较好的消除;而采用策略3时,由于输入LC滤波器及负载电感受到交变输出功率影响,输入电流的正弦度比策略2情况下差。
3种电流控制策略下矩阵变换器的输入功率因数特性各不相同。采用策略1时虽然其输入电流波形非正弦,但其输入有功功率和无功功率维持恒定,功率因数可维持在给定值不变。图4(a)给出了图1所示的仿真波形中a相输入电压与a相输入电流的波形及输入功率因数角特性曲线,由于矩阵变换器功率因数角设定为0.15π以补偿输入滤波器造成的容性无功,系统功率因数角保持为0。
采用策略2时,由于输入电流跟踪输入电压正序分量与负序分量之差的方向,输入功率因数角不可调。在1个基波周期内,矩阵变换器本身的输入功率因数角只能围绕0上下波动,系统的输入功率因数主要受输入滤波器电容的容性无功影响。系统a相输入电压与a相输入电流的波形如图4(b)所示,可见系统输入功率因数角围绕一个固定的超前值(约-26°)上下波动,这个固定的超前功率因数角是由输入滤波器中电容的容性无功造成的。当输入电压平衡时,由于输入电压中不存在负序分量,改进的电流调制方法与输入功率因数角设定为0时的控制策略1是等效的。
采用策略3时的输入电流及功率因数特性如图4(c)所示,由于输入电流矢量与输入电压矢量功率因数角为0,没有补偿输入滤波器电容的超前无功,系统输入功率因数角也围绕-26°上下波动。
4 实验
本文在一台5.5 k W的矩阵变换器样机上对上述电流控制策略进行了实验分析。实验样机采用MCU与FPGA联合控制,开关管采用1 000 V/60 A的分立IGBT。控制系统对3个输入线电压直接采样,采样得到的结果用于空间矢量调制、电压型换流控制[18,19,20],及上文所述的电流控制策略。针对策略1与策略2实验验证,实验中额定输入线电压有效值380 V,频率50 Hz,输入a相中串入一个15Ω的功率电阻箱以形成不平衡输入电压。系统采样频率5 k Hz,输入LC滤波器参数为L=1 m H,C=10μF,△连接。负载为三相阻感负载,其中R=22Ω,L=5 m H,△连接。
不平衡输入电压下采用策略1与策略2时的输入电流波形分别如图5(b)(c)所示,图6为相应的谐波分析结果(λ为谐波含量,n为谐波次数)。通过对比可以发现,采用策略2后矩阵变换器的输入电流波形正弦度得到了改善。由图6(b)的谐波分析可以发现,当采用方案1时,输入a相电流中存在较高成分的3、5、7次奇次谐波,它们的幅值按比例递减;而图6(c)表明采用策略2后,输入a相电流中的各次谐波得到了较好的消除。
由图6(b)(c)还可以发现,在2种情况下输入电流中的11与13次谐波含量均较高,由图6(a)对输入线电压波形的谐波分析可以发现这是由于输入电压中的11与13次谐波经输入LC滤波器放大后造成的。
5 结论
本文基于输入、输出功率平衡原理得出了矩阵变换器输入电流特性的通用表达式。分析了矩阵变换器3种典型的输入电流控制策略。采用策略1时的输入电流波形不平衡且非正弦,性能最差;采用策略2时,输入电流不平衡但保持正弦,输入电流波形质量得到了改善;采用策略3时输入电流平衡正弦,但输出功率必须波动,这导致输出电压不平衡。采用策略1与策略3时矩阵变换器的输入功率因数可自由调节以抵消输入滤波器中的容性无功,能够保证矩阵变换器系统(平均)功率因数为1;采用策略2时矩阵变换器的输入功率因数无法自由调节。同时,矩阵变换器输入电压中的谐波对其输入电流波形也具有重要影响,需要进一步分析。
摘要：根据有功功率平衡原理推导出不平衡输入电压下表征矩阵变换器输入电流特性的通用方程,分析表明矩阵变换器的输入电流特性只能通过对输出功率及输入电流偏置角的控制来调节。根据矩阵变换器输入电流特性方程及输入电流控制目标得到3种典型输入电流控制策略。在输出电压平衡正弦的情况下:使矩阵变换器的输入电流矢量与输入电压矢量保持固定的功率因数角(策略1),可得到不平衡且非正弦的输入电流;使输入电流矢量跟踪输入电压正序分量与负序分量之差的方向(策略2),可得到不平衡但正弦的输入电流;输出电压矢量幅值变化并使输入电流矢量与输入电压正序分量保持固定的功率因数角(策略3),可得到平衡正弦的输入电流,但输出电压不平衡且非正弦。其中,策略1的输入功率因数及输出电压控制能力最强,但输入电流波形质量最差;策略2的输入电流波形质量较好,但输入功率因数和输出电压控制能力有限;策略3得到的输入电流波形质量最好,但输出电压特性最差。通过仿真及实验验证了理论分析的正确性。
单周期控制DBPFC变换器研究 篇8
1 无桥Boost PFC电路概述
通常,我们选择CCM模式下Boost拓扑作为功率因数校正电路,如图1(a),因其具有结构简单且和较小的EMI滤波器的特点。但此拓扑结构的电路存在局限性,当电路工作在低压大电流的状态时,会产生较高开关和导通损耗,效率不高,为了解决整机效率低,损耗大的问题,很多种新的拓扑被提出,在这些拓扑中,无桥Boost PFC因结构简单、可靠性好而受到广泛的关注。
图1(b)是经传统Boost PFC电路拓扑变化后形成的全桥Boost变换器,由于没有整流桥的导通损耗,因此其效率较高,且能量能双向流动;但这种电路拓扑使用的开关管数量多从而造成高成本,并且此拓扑的控制也比较复杂。
如表1所示,DBPFC电路使用的功率器件是三种电路中最少的,与传统Boost PFC电路相比,在DBPFC电路中,使用了一个续流MOSFET代替传统Boost PFC电路中的两个整流二极管,所以,DBPFC电路在效率上的提升体现在其续流MOSFET与传统Boost PFC电路整流桥损耗之差;2nd DBPFC电路也因少一个普通二极管的损耗而比传统Boost PFC电路在效率上有所提升。
图2为三类器件和三种电路在输入线电压为90V时的损耗图[2]。计算数据基于以下器件:普通二极管DSP08-8A,开关管SPW20N60S5,整流桥KBPC5010。由图2(a)可见,在输入电压不变的情况下,随着输出功率的不断增大,续流MOSFET的损耗相对于整流二极管的损耗逐渐变小,相对于传统Boost PFC电路,DBPFC和2nd DBPFC在效率方面的提升也越来越明显,如图2(b)。另外,由于DBPFC电路中部分反向电流会流经MOSFET,实际工作的损耗比上述分析的还要低。[3]
2 OCC在无桥Boost PFC中的应用特点
单周期控制技术具有调制和控制的双重性,是一种不需要乘法器的控制方案,其突出的优点是无论稳态还是暂态,都能使受控量的平均值正比于参考信号;同时,其还具有开关频率恒定、动态响应快及易于实现等优点。
传统的无桥Boost PFC控制需要解决两个问题:一、要对电感电流进行检测,而电流的方向是不断变化;二、对控制芯片所需的输入正弦半波线电压进行采样。这样就使其控制方案变的很复杂,而单周期控制技术(One-Cycle Control,OCC)则无需对控制芯片所需的输入正弦半波线电压进行采样,能较好的解决无桥Boost PFC的控制问题。
3 OCC控制无桥Boost PFC电路的原理与实现
利用下降沿调制方法,构造出OCC控制方程如下:
其实现的电路原理图和工作波形如图3所示。
4 OCC控制DBPFC稳定性分析
单周期控制技术属于非线性控制,对其稳定性的分析是非常必要的,下面我们对OCC控制的DBPFC的稳定性进行分析。下降沿调制模式下,其控制方程如下:
图4中dn、dn+1分别是第n和第n+1个周期的占空比,因此可以得到如下关系:
上式可以推导得:
令则上式可以化简得:
要使上式收敛,必须满足条件:
将式(4)~(6)代入式(10)得:
式中Lin是输入电感,fs是开关管的频率。除了在输入交流正弦电压过零附近时不满足此稳定条件,在开关周期的大部分时间内,此稳定条件很容易满足,而这个时间非常短暂,所以造成的影响也很小。
5 Saber实验仿真波形分析
按以上的方案设计一台300W DBPFC变换器,建立仿真电路模型,系统的仿真波形如图5。图5(a)为OCC控制DBPFC的驱动和比较器输入波形,与理论分析一致。图5(b)为输入电压和输入电流的波形,从波形中可以看出,输入电流很好的跟踪输入电压,实现了PFC功能。
变换器参数如下:输入电压90V~260V,输出电压为380V,开关频率100k Hz,输入分立电感取L1=L2=420μF,输出滤波电容取330μF。
6 结束语
该文对传统PFC技术与DBPFC在效率上进行了比较,显示DBPFC具有高效率;通过理论分析及实验验证充分证明了OCC控制DBPFC具有良好的性能。
参考文献
[1]丁道宏.电力电子技术[M].北京:航空工业出版社,2002.
[2]李冬.基于Boost变换器的宽输入电压范围功率因数校正技术的研究[D].南京:南京航空航天大学,2006.
变换器控制 篇9
DC/DC变换器具有体积小、成本低,可靠性高等特点,因此在航天、通讯等领域得到广泛应用,近几年尤其在新能源,如光伏、风电等方面也得到应用。DC/DC变换器本质上是一个强非线性系统,因而采用非线性控制方法尤为合适,如滑模变结构方法、神经网络控制方法、自适应控制方法等。传统反馈控制器的设计方法只考虑系统的稳定性和跟踪性,而忽略了能量的相关性和变换器或闭环系统的物理特性[1]。无源性控制理论是一种本质上非线性的控制方法,依据无源理论来构造反馈控制器,可以保持系统的内部稳定,因此该方法控制简单、鲁棒性好、能量损失小[2]。本文采用一种滑模控制的电压外环和无源控制的电流内环的双闭环系统实现Boost变换,仿真结果表明系统具有良好的动静态特性。
1Boost变换器
Boost型DC/DC变换器电路如图1[3]所示,电路工作在电流连续模式(CCM)下,一个开关周期状态包含两个子状态,分别对应开关管S导通和截止。通过调节占空比d实现对Boost变换器的控制。
开关管S导通时电路图如图2所示,其对应的状态方程如下:
当开关管S关断时的状态方程如下(图3):
式中:iL——电感电流;
VC——电容电压;
Vin——输入电压;
VO——输出电压。
根据式(1)、(2)和占空比d可得Boost电路的状态方程为:
(4)
2 无源滑模控制器的设计
Boost变换器由电压外环和电流内环控制。外环电压调节由滑模控制器实现期望的输出电流,内环电流调节由无源控制器实现开关函数的控制。系统结构如图4所示。
2.1 内环无源控制器的设计
以矩阵的形式将式(3)表示为
无源控制器设计采用能量成形及阻尼注入方法。假设期望的状态向量为
DXe+(1-d)JXe+RXe=E-[DXd+(1-d)JXd+RXd] (6)
引入阻尼项
RdXe=(R+Re)Xe (7)
其中:
将式(7)加在式(6)两端可得:
假设右侧恒为零,即有:
则
引入 Lyapunov能量函数,使其具有如下形式:
,则
由式(10)可得到无源性控制律d(t):
2.2 外环滑模控制器设计
2.2.1 滑模面设计
外环为输出电压控制环。保证输出电压趋于期望值,为加快输出电压的收敛速度,在设计外环滑模面时采用比例积分调节器,外环的输出作为无源控制的电流基准,故选取滑模面为[4]:
S=Cβ(ud-x2)+x1+∫(ud-x2) (12)
2.2.2 滑模面稳定性分析
S=0,产生滑模运动,以便输出电流与期望平均输出电流相等。
x1=Cβ(x2-ud)-∫(ud-x2) (13)
忽略电感电容的内阻,理想Boost变换器的状态空间方程为:
(14)
其中u为开关状态变量,定义如下:
(15)
令控制规则为[5]:
(16)
控制信号u=ueq+uN,其中ueq为等效控制参数,uN是非线性开关控制参数,也是保证滑模控制存在的条件。等效控制参数ueq的存在可保证状态空间上的运动点将到达滑动模态区域,使滑动模态s(x,t)=0存在,并且通过限制min(u-,u+)<ueq<max(u-,u+),可保证滑模区域的存在范围。
对于上述系统可得到等效控制的表达式为:
由式可得,当
3 仿真结果
Boost变换器中,选取L=30mH,C=50uF,R = 30Ω, E = 20V,rC=0.8Ω,rL=0.05Ω,期望输出电压是40V,采用MATLAB/Simulink对该控制系统进行仿真,仿真模型如图5所示。Re=0.35Ω时的波形如图6和7。
图8、9分别给出了当负载出现扰动(t在0.1s～0.2s之间R=20Ω)时的输出波形。
4 结论
无源控制方法本质上是一种非线性反馈控制,具有控制方法简单、鲁棒性好、能量损失小等优点。本文结合无源控制和滑模控制形成了双闭环结构,保留了两种控制器的优点。仿真结果表明系统输出具有较低的超调量、响应时间短、稳定性好,因此该方法适用于Boost变换器。
参考文献
[1]乔树通,伍小杰,姜建国.基于无源性的滑模控制在DC/DC变换器中的应用[J].电工技术学报,2003,18(4):41-42.
[2]闫媛媛.非线性控制策略在DC/DC电力电子变换器中的应用[D].济南:山东大学硕士学位论文,2007.
[3]A.Tofighi、M.Kalantar.Applying Passivity-Based Control forthe DC/DC Converter of PEM Fuel Cell[J].Power Electronic&Drive Systems&Technologies Conference,2010:441-442.
[4]杨国超.Buck变换器建模与非线性控制方法研究[D].无锡:江南大学硕士学位论文,2008.
变换器控制 篇10
近年来,由于石油、煤炭、天然气等非可再生能源的不断减少,三相电压源型并网变换器在风能、太阳能等可再生能源分布式发电领域的应用越来越广泛[1,2]。
为了提高并网变换器的并网性能和效率,变换器的控制策略成为目前热门的研究课题。传统的基于PI调节的PWM线性控制策略和基于滞环控制的非线性控制策略在功率变换器领域的研究和应用日趋成熟。然而传统的控制策略一般需要复杂的设计步骤,并且很难在控制器中加入系统的固有限制和约束条件。同时由于并网输出会向电网注入高次谐波电流,因此传统的控制策略在复杂的功率变换器中无法很好地应用[3]。随着数字信号处理器性能的不断提高,国内外的学者们相继提出了许多新颖、复杂的控制策略。其中一部分控制策略已经应用在实际的功率变换器中,并在很多方面表现出明显的优势,如模糊控制、自适应控制、滑模控制以及预测控制等[3,4,5,6]。
最早提出的预测控制是无差拍控制,这种控制策略广泛应用于电流控制式逆变器、整流器、有源滤波器和不间断电源(UPS)[7,8,9]。同无差拍控制相似的一种控制策略是模型预测控制(MPC)。模型预测控制基于系统的离散时间模型,在一个采样周期内预测系统下一采样时刻的输出值,通过设定的评估函数(Cost-Function)来选择出最优的开关变量[1]。模型预测控制作为一种新型控制策略,以其控制方法简单灵活、开关次数少、性能稳定等特点,得到了国内外学者的广泛关注。
本文主要研究模型预测控制策略在三相电压源型并网变换器中的应用,分别分析讨论了无功功率补偿与否条件下并网电流的稳态与动态性能。最后,本文通过仿真和实验结果的对比验证了模型预测控制在三相并网变换领域的优越性。
2 并网变换器数学模型
图1所示为三相并网DC/AC变换器的主电路结构,输出滤波器采用L型滤波,变换器输出与电网之间采用升压比为1∶2的工频变压器隔离。图1中Vdc为直流输入电压,L为滤波电感,R为滤波电感等效电阻、死区效应等效电阻、功率开关等效电阻和线路电阻的总和,ia、ib、ic分别为a、b、c三相的输出电流;Va N、Vb N、Vc N为逆变器输出电压;ea、eb、ec为电网电压;Vn N为负载电压中性点与直流母线负极之间的电压[3]。
变换器的开关状态由门级信号Sa、Sb、Sc决定。定义变换器的开关状态:
其中,x表示a、b、c三相,则变换器的输出电压可以表示为:
取α=ej2π/3,则变换器的输出电压矢量可以表示为:
代入式(2)可得开关状态变量(Sa,Sb,Sc)和输出电压矢量v的关系:
根据(Sa,Sb,Sc)的不同组合,可以得到7种不同电压矢量,其中v0=v7。假定负载三相平衡,可以定义负载电流合成矢量和电网电压合成矢量:
由式(4)~式(6)可以得到系统动态矢量方程:
式中,R为负载电阻;L为负载电感。
从abc坐标系到αβ坐标系的变换公式为:
则在αβ坐标系下系统的动态矢量方程可以转换为:
3 模型预测控制策略
3.1 三相并网变换器模型预测控制原理
模型预测控制的基本原理是根据系统的离散时间模型来预测系统下一采样时刻的输出值。图2所示为模型预测电流控制的基本结构框图,模型预测控制的控制过程为[10]:
(1)k时刻采样三相电网电流和电压值。
(2)通过PLL锁相环回路得到与电网电压同频同相的电流参考值。
(3)根据系统模型预测k+1时刻电网电流值。
(4)根据评估函数评估k+1时刻电网电流预测值,选择出使评估函数取最小值的一组电压矢量。
(5)将选择出的电压矢量转换为对应的开关信号,同时更新开关状态。
(6)等到k+1时刻,返回到步骤(1),进入下一个采样周期。
假设系统的采样周期为Ts,则式(9)中的微分项可以近似为:
将式(10)代入式(9),则并网电流的离散时间模型为:
式(11)将作为模型预测控制的控制器来预测每一个开关状态下系统所有可能的输出电流值,在采样周期Ts足够小的条件下可以近似地认为电网电压
3.2 评估函数的选择
评估函数的作用是从所有的预测值中选择出最优的一组开关变量,使k+1时刻系统输出误差最小。评估函数具有很强的灵活性,可以根据系统的需求加入约束条件,如开关频率最小化、开关损耗最小化、共模电压最小化、频谱成分限制、系统电压和电流幅值限制等[10]。如一般约束电压和电流的评估函数:,通过改变权重系数λ,可以调节不同约束条件对系统的影响程度,进而选择出最优的开关状态。权重系数的优劣决定了系统的稳定与否,然而对于权重系数的选择目前还没有明确的分析方法和理论依据,很多时候还需要通过实验方法和工程经验才能获得最优的权重系数[3]。
三相电压源型并网变换器的控制目的是使电网的参考电流和采样电流误差最小,为减少控制器的计算量,文中选取的评估函数为:
其中,iα*(k+1)、iβ*(k+1)代表k+1时刻参考电流在αβ坐标系下的分量。k+1时刻的参考电流可以通过外推的方法求出,当采样周期足够小的情况下可以近似地认为i*α,β(k+1)=i*α,β(k)。
模型预测电流控制的突出优点是不需要任何的调制器即可实现控制。本文基于系统的离散时间模型式(11)预测所有开关状态下的并网电流值,选取使评估函数式(12)取最小值的一组开关状态作为最优值来控制并网变换器,最终实现模型预测并网控制。三相电压源型并网变换器一共有7种不同的开关状态,在一个采样周期内式(11)和式(12)一共需要计算7次。
3.3 三相并网变换器模型预测系统结构
图3为三相电压源型功率变换器的并网结构控制框图,整个系统由直流源、三相电压源型变换器、隔离变压器、电压电流采样、DSP控制器、IGBT驱动器等组成。在一个采样周期的初始时刻采样电网电压和并网电流,通过PLL锁相环回路和模型预测控制方法实现并网电流和电网电压同频同相的目的。变换器的输出经过L型滤波电感后与电网之间通过升压比为1∶2的工频变压器进行隔离。
4 仿真结果分析
基于模型预测控制三相并网变换器的离散时间模型和控制策略,在PSIM9.1环境下搭建并网仿真模型,具体参数设置见表1。
图4(a)是参考电流幅值5A时,三相参考电流与负载电流波形;图4(b)是在0.025s参考电流幅值从5A阶跃变化到2.5A时三相参考电流和并网电流的波形。由图4可知,稳态变化时,并网电流能够准确跟踪参考电流变化;动态变化时,并网电流经过短暂调节,即实现快速跟踪,说明MPC具有快速的电流调节能力。
在传统的PWM调制策略下,开关频率是固定的,谐波成分主要集中在载波频率以及载波频率的整数倍处。如图5所示,不同于传统的PWM控制方式,模型预测控制的谐波成分比较分散,整个频率范围内均匀分布,这主要是因为模型预测控制的开关频率是不固定的,一般小于采样频率的0.5倍。另外从图5中还可以看出谐波的幅值较小,从而能够获得较小的THD。
图6所示为相同采样频率、不同控制策略下三相电压源型变换器的输出电压波形。图6(a)为MPC控制策略下三相变换器的a相输出电压波形,图6(b)为PI控制策略下三相变换器的a相输出电压波形。对比图6(a)和图6(b)可以看出MPC控制策略下变换器的开关频率较低,约小于采样频率的0.5倍;而PI控制策略下变换器的开关频率较高,约等于采样频率。从降低电力电子器件导通和关断损耗的角度分析,可以看出MPC控制较PI控制具有明显的优势。
5 实验结果分析
为验证模型预测控制算法的并网控制性能,本文采用交流最大输出功率10k VA的MWINV-9R144三相功率变换器作为实验平台。模型预测控制算法采用数字信号处理器TMS320F28335实现,控制器产生的门极驱动信号通过接口和保护板卡与功率变换器进行连接。三相电网电压和三相并网电流通过ADC采样调理板卡与控制器进行连接,直流母线电压采用输出电压可调的直流电压源代替。实验参数与仿真参数一致,具体见表1。
5.1 稳态与动态性能分析
图7所示为三相并网电流的稳态和动态实验波形。图7(a)是参考电流幅值5A时,三相并网电流的稳态实验波形,从图中可以看出三相并网电流的正弦度较好,能够很好地跟踪参考电流的变化,证明了模型预测控制在并网变换应用场合的可行性。图7(b)是三相参考电流从5A到2.5A阶跃变化时的并网电流动态波形,从图中可以看出并网电流能够快速跟踪参考电流的变化,具有很好的动态性能。
图8所示为实验条件下得到的a相并网电流频谱图,谐波成分比较分散,整个频率范围内均匀分布,与仿真得到的结果相一致。另外,并网电流THD=2.84%,满足并网时THD<5%的要求。
5.2 不同功率因数的并网分析
正常情况下,用电设备不但要从电源取得有功功率,还需要从电源取得无功功率。如果电网中的无功功率供不应求,用电设备就不能维持在额定情况下工作,从而影响用电设备的正常运行。本节研究预测控制策略在功率补偿领域的应用,不同于前文的直接电流控制,本节采用直接功率控制,即把之前给定三相参考电流转换为给定参考功率:有功功率和无功功率,实现模型预测直接功率控制[11,12,13,14]。
图9所示为实验得到的并网电流和电网电压波形。图9(a)为功率因数等于1时并网系统仅输出有功功率的并网电流和电网电压波形;图9(b)为功率因数等于0.86时并网系统输出有功功率和感性无功功率的并网电流和电网电压波形;图9(c)为功率因数等于0.86时并网系统输出有功功率和容性无功功率的并网电流和电网电压波形。从图中可以看出,通过模型预测直接功率控制能够实现并网系统的无功功率补偿。
6 结论
本文研究了模型预测控制策略在三相电压源型并网变换器中的应用,仿真和实验结果表明模型预测控制策略在并网控制中具有较好的电流跟踪能力和动态响应。模型预测控制策略与传统的PWM控制方式相比具有简单、高效的特点,不需要任何的调制器和补偿回路即可直接产生功率开关管的驱动信号。模型预测控制策略具有很强的灵活性,可以根据实际系统的要求包含一个或几个不同的约束条件。该控制策略不仅适用于三相电压源型变换器,而且适用于电力电子技术中的各种电路拓扑结构。
BUCK变换器课程教学内容设计 篇11
摘要：在分析BUCK变换器来由的基础上，本文给出了直流变换电路的控制方法和工作原理，结合BUCK变换器关键节点的电压和电流波形，对其三种工作状态进行了详细的理论分析和推导，同时对电感和电容的选型进行了计算，在工程应用中常常出现的问题进行了解析，并且给出了解决问题的办法，该教学内容促进了BUCK变换器工程应用。
关键词：BUCK；电流临界；故障诊断
本科教学建设与改革项目资助：面向电动车辆工程方向的自动化专业人才培养模式研究与探讨，项目编号：JX201603-1.
G712；TM46
（续26期）
（四）三种工况分析
1.临界状态
临界状态时： ， ；
临界电感为：
2.电流工作状态
当电感的电感量 时，电流断续；
当电感的电感量 时，电流连续；
3.电容量大小计算
临界状态时：电容元件的充电电流的平均值为： ；
电容元件两端电压的变化量： ；
其中 ，故：
如果电容电压的波动量为： ，此时输出电容的最小值为： ；
（五）实际使用时经常出现的问题分析
1.MOSFET驱动信号控制
BUCK变换器的MOSFET的源极是快速二极管的阴极，因此驅动电路的地与主回路的地信号必须隔离，否则将造成电路短路，具体实现方式有以下三种方式：
（1） 驱动电路的电源采用隔离电源方式
图4 采用独立电源形式驱动电路 图5 基于IR2117S的驱动电路
脉冲信号经过光耦隔离以后，再经过驱动芯片以后驱动MOSFET，其中PWM3信号接到MOSFET的栅极，隔离光耦以后的地位GND3，GND3接到MOSFET的源极，驱动芯片的电源由隔离电源U3提供，U3输入电源和输出电源的地是隔离地信号。
（2） 采用具有自举功能的驱动芯片驱动
采用带有自举功能的驱动芯片驱动MOSFET，该类型最典型的芯片是IR系列的驱动芯片，比如单管驱动芯片IR2117S，其典型应用电路如图5所示。
（3） 采用脉冲变压器隔离驱动方式
该驱动方式在论文《全控型器件驱动技术工程教学内容设计》一文中有较为详细的描述。
2.电感发热
一般来说在BUCK变换器中，电感发热的原因主要有以下两种，一是线圈发热，主要是线圈的电阻产生损耗，优化措施时增大线径，如果电流信号的频率达到几十K以上，此时采用多股细铜线进行并联，比如利兹线；二是铁芯发热，应该采用高频导磁能力强和抗饱和能力强的铁芯材料。
对于大电流的情况，通常我们采用铜带或者将两个铁芯叠在一起绕制线圈，增大线圈的过流能力和抗饱和能力。
3.电感出现较大的刺耳声音
实际使用能经常听到电感元件出现较大的刺耳的声音，通常产生的原因有如下两种，一是电感量过小，此时增大铁芯的尺寸或者线圈匝数；二是铁芯线圈的工作频率与铁芯的性质不匹配，此时一般增大频率或者在保证线圈发热量没有明显改变的情况下减小开关器件的工作频率。
4.MOSFET发热严重
（1） 选用导通电阻比较小的MOSFET，在考虑其他电参数以及成本的情况下尽量选用RDS（on）小的MOSFET；（2） 选用栅极电荷小的MOSFET，栅极电荷越大，损耗越高，发热越严重；（3） 在保证栅极驱动波形没有畸变的情况下（重载时），尽量增大栅极电阻；（4） 脉冲宽度过大；（5） 改用多个MOSFET进行并联的方式，实质上增大了散热面积，平摊了MOSFET发热量。
5.输出电压与输入电压之间的关系与理论值相差较大
理论上，输出电压 ，实际系统运行时通常输出电压小于理论值，如果输出电压实际值与理论值相差太大，主要有以下原因：
（1） 负载太重；（2） 电感量过小；（3） 频率太低，或者在当前的频率下电感出现饱和现象；（4） 脉冲宽度的上限不足，无法达到设计要求；
6.几个关键器件的选型
（1） 续流二极管
a） 根据图2所示的波形，计算二极管的几个重要参数，详见《电力电子技术中电力二极管教学内容设计》中的第5条。b） 由于该电路工作在高频状态，根据开关工作时间，选择快速二极管或者肖特基二极管；c） 当二极管导通时，其导通损耗为 ，因此尽量选择导通压降小的二极管；
（2） 电感
a） 根据图2所示的波形，计算电感元件的电感量、电感元件电流的平均值和电感元件中电流的最大值；b） 由于该电路工作在高频状态，选择高频导磁材料，比如铁氧体、铁硅铝、镍氢合金等；c） 由于电感中电流波动大，铁芯电感元件容易饱和，因此要选用抗饱和能力强的磁芯材料，比如铁硅铝；
（3） 电容
a） 根据项目要求的输出电压纹波，计算需要的电容量的最小值；b） 根据电容两端电压的波形，计算电容两端电压的最大值，一般电容的耐压等于该电压的两倍；c） 尽量选用低等效电感和低等效电阻的电容元件；
5.7 BUCK变换器空载运行
当BUCK变换器在满载工作时，如果突然负载断开，此时电容两端的电压泵升，同时电感中储存的能量迅速转移到电容中，使得电容两端的电压进一步升高，容易造成该电路的损坏和引起较大的超调量，因此该电路通常情况下施加一定的假负载，即在负载两端并联一个较大阻值的电阻。
参考文献：
[1]王兆安，黄俊.电力电子技术[M].北京：机械工业出版社，2001.
变换器控制 篇12
为了解决化石能源的日渐枯竭和人类日益增长的能源需求之间的矛盾, 随着人类对环境保护意识的增强, 发展新能源发电技术已经成为提高国家能源和电力安全的战略需要。电气隔离型升压变换器由于其自身优势, 在电动机车燃料电池发电系统、储能系统、太阳能光伏发电系统, 风力发电系统等新能源发电领域具有广阔的应用前景。
但是隔离升压变换器存在起动电流过冲问题, 若电流过冲的幅值过大, 可能导致输入电源压降大, EMI, 会造成升压电感饱和以及元器件损坏。起动电流过冲制约了隔离升压变换器的应用, 因此有必要研究隔离升压变换器的起动过程, 并对起动电流过冲的抑制提出解决思路。
在《中国电机工程学报》 (Proceedings of the CSEE) 2010年8月第24期发布的《一种双闭环控制隔离Boost变换器起动控制策略》, 梁永春博士和严仰光教授对隔离升压变换器起动过程进行了前沿性研究, 提出一种新颖的控制策略对隔离升压变换器起动过程进行了优化设计。
通常隔离升压变换器在升压电感上增加起动线圈, 以助在起动时建立输出电压。起动线圈只在变换器起动时参与工作, 起动结束后即退出工作。通过深入研究隔离升压变换器结构特点和工作原理, 论文在升压电感上耦合一个反激线圈构成反激变压器, 通过合理设计控制策略, 可以改善变换器的起动过程。在提出的控制策略作用下, 具有起动电路的隔离升压变换器起动过程分为反激工作、混合工作、升压工作三个工作阶段。在峰值电流控制方法下, 输出电压在反激工作阶段从零开始建立。引入基于双变量的混合工作阶段, 同时实现了占空比平滑变化和输出电压平滑建立, 该控制策略有效地抑制了起动电流过冲。实验结果验证了理论分析的正确性。经优化设计, 在该控制策略下, 隔离升压变换器起动电流得到抑制, 约60ms完成起动过程, 极大地缩短了软起动时间。该控制策略显著地改善了隔离升压变换器起动特性。