移相控制变换器

移相控制变换器（精选6篇）

移相控制变换器 篇1

摘要：针对硬开关PWM变换器的开关损耗大的问题, 主电路采用ZVS PWM全桥变换器电路拓扑。通过变压器原边隔直电容与变压器漏感的谐振作用, 实现功率管零电压开关。控制电路基于UC3879设计了双闭环控制系统。开关变换器将电流峰值作为控制对象, 电流内环降阶处理等效为一个比例环节, 电压外环采用带电容反馈的PI调节器。推导了整个系统的传递函数, 并对调节器参数进行设置。通过Matlab仿真及实验测试, 验证了设计结果的正确性。使系统达到良好的控制指标。

关键词：移相全桥软开关,控制电路,电压电流双环控制,ZVS

0 引言

硬开关模式使得功率管开通和关断损耗大, 开关电压电流应力大, 电压尖峰du dt与电流尖峰di dt高, 且开关过程中产生较强的电磁干扰。软开关技术是利用谐振电路在开关管电压降为零时使开关开通 (零电压开关ZVS) , 较好解决了硬开关PWM变换器的开关损耗大的问题。UC3879 系列移相谐振控制器将定频脉宽调制技术与谐振技术和零电压开关技术结合在一起, 有效提高了工作频率和工作效率[1,2]。

1 主电路ZVS移相全桥电路拓扑

主电路电路结构如图1 所示。 CT1~CT4为功率开关管T1~T4 的寄生电容或外接电容, DT1~DT4分别是相应功率开关管寄生二极管, Cb为变压器原边串联隔直电容, LR为谐振电感, 它包括变压器漏感。 LF为输出滤波电感。 T1和T2 组成超前桥臂, T3 和T4 组成滞后桥臂。

图 1 主电路结构图

2 ZVS移相全桥DC/DC软开关的实现

2.1 功率器件软开关状态分析

功率管零电压开关是借助于开关管并联电容和变压器漏感的谐振作用实现的。功率管开通前, 利用变压器漏感中的储能对结电容充放电使并联二极管先导通, 强迫功率管两端电压降为零, 从而实现零电压状态下导通;由于电容电压不能跃变, 利用结电容电压的缓升作用实现零电压关断[3]。

实现开关管的零电压开通的能量主要来自于输出滤波电感LF和谐振电感LR中的储能。在能量转换中LF对超前桥臂和滞后桥臂的贡献是不同的。滞后桥臂开关过程中, 输出二极管D1 和D2 均导通使变压器副边短路, LF不起作用。此时用来实现ZVS的能量只是LR的能量。由于LR<< LF, 滞后桥臂实现零电压开通要比超前桥臂困难。

2.1.1 滞后管T4 实现零电压关断

关断T4 时, 原边电流储能向CT3和CT4转移, 使CT3迅速放电;同时又给CT4充电。 CT4上的电压是从零缓缓上升的, T4 实现零电压关断。

2.1.2 滞后管T3 实现零电压开通

关断T4 后DT3自然导通, 将T3 的电压强制为零, 只要T3 和T4 驱动电压之间的死区时间大于电容的充放电时间, T3 就能在零电压状态下实现开通。

2.1.3 引入隔直电容Cb

隔直电容的作用:一是实现一次电流复位;二是防止工作过程中直流偏磁而导致变压器饱和。轻载时隔直电容与变压器漏感的谐振作用, 可使得滞后管开通前原边电流接近为零, 实现近似零电流关断。通常按公式选取。其中Ip max表示变压器原边最大电流;f表示功率管的开关频率;ΔUmax取最小整流输出电压的10%。通过计算Cb电容值取6 μF。

2.2实验波形分析

2.2.1主要设计指标

输入电压:400 V;输出电压:48 V;输出电流:25 A;开关频率:50 k Hz;效率:η>85%;输出最大功率:1 500 W;最大占空比:Dmax=0.85;功率变压器变比N:5.7;功率变压器原副边匝数:82 34 ;隔直电容:6 μF;输出滤波电感:61.8 μH;输出滤波电容:3 300 μF。

2.2.2 超前桥臂和滞后桥臂波形观测

根据理论计算对实验装置进行了安装调试, 检测功率管的零电压开关的实现情况。图2 和图3 分别为超前桥臂和滞后桥臂开关管漏源电压、电流波形。根据开关管漏源电压与电流之间的相位关系来判断是否工作在零电压状态。对于MOSFET管, 其内部寄生电容比较大, 对ZVS关断有利, 对ZVS开通不利。管子损耗主要发生在开通时, 因此对MOSFET管主要观察其零电压开通的情况。图2 中超前桥臂开关管开通之前, 漏源电压下降已经很低, 表明开关管近似实现了零电压开通。图3 中滞后桥臂开关管导通时, 漏源电压下降接近到零, 移相控制已实现了零电压开通。

3 控制电路双闭环控制系统的设计

DC/DC变换器采用电压外环电流内环的峰值电流控制, 如图4 所示。输出电压与基准电压相比较, 输出的误差电压经调节器补偿校正后, 得到峰值电流的控制信号。开关变换器将电流峰值作为控制对象, 电流内环可降阶处理, 实现控制系统的简化设计。峰值电流控制模式具有动态响应速度快、补偿电路简化的特点, 易于实现限流与过流保护。使系统达到良好的控制指标。

3.1 双闭环控制系统及其传递函数

3.1.1 电流环的设计[3]

通常功率器件的开关频率远远高于电压环的交越频率。电流内环相当于一个电流受控放大器, 可等效为一个比例环节, 简化后的控制系统结构框图如图5 所示。

电流内环简化为比例环节后, 其闭环传递函数为:

式中:N为变压器变比;Rs为检测电阻;M为霍尔传感器变比。

功率对象相当于恒定电流对于输出电容Co充电功率级的传递函数:

电压环的反馈函数:

3.1.2 电压环调节器设计

电压环调节器采用带电容反馈的PI调节器。增加极点的作用是减弱系统高频增益, 有效抑制高频噪声的干扰。设计控制器是根据被控对象的传递函数绘制系统绘制伯德图。首先确定系统交越频率fco, 然后设定中频段对数幅频特性斜率为-20 d B/ (°) ;最后调整增益曲线, 保证系统具备较大的相位裕量, 以满足稳定性要求。

传递函数:

电压环的控制对象传递函数为:

增益为:

系统电压调节器的设计过程如下[4]:

(1) 开关频率fk取50 k Hz, 为避免在输出中出现较大的开关纹波, 交越频率fco取5 000 Hz。

(2) 在交越频率处, 系统的传递函数为:

(3) 在交越频率处, 调节器的增益为:K=1 G (s) =54.6。, 设计中RV1取100 Ω, 则RV2应取5.6 kΩ。

(4) 计算零极点的电容值CVZ和CVP。选择转折频率fz和fp, 使它们满足fco/fz= fp/fco。 fp与fz相距越远, 相位裕量就越大。但是fz过低会使低频增益减小, 削弱低频纹波的衰减效果。 fp选得过大, 高频会增大, 就会放大高频噪声尖峰。一般大于45°, 设计中极点fP取50 k Hz, 则零点设置在500 Hz。

3.2 Matlab绘制幅频, 相频特性仿真分析

系统总的开环传递函数为:

由Matlab绘制伯德图, 如图6 所示。曲线为系统经校正补偿后的总开环对数幅频与相频特性。由图中可以看出, 系统在交越频率处的相角裕度约76°, 满足了相角裕量的设计要求, 系统的稳态性能和动态性能都达到了较好的校正效果。

4 结语

本设计DC/DC采用移相全桥电路, 输出采用全波整流电路。通过Matlab软件对双闭环系统进行仿真, 证明调节器的设计是正确的, 保证系统获得良好动稳态性能。通过实验装置对功率管零电压软开关效果进行测试, 表明功率管可实现软开关, 从而降低变换器的开关损耗。

参考文献

[1]沈现庆, 张秀, 郑爽.开关电源原理与设计[M].南京:东南大学出版社, 2012.

[2]许大宇, 阮新波, 严仰光.对移相控制零电压开关PWM全桥直流变换器的新型理论分析方法[J].电机与控制学报, 2003, (2) :112-116.

[3]杨兴龙.软开关电力操作电源的研制[D].南宁:广西大学, 2006.

[4]吴慧芳.移相全桥倍流整流DC/DC变换器的研究[D].南宁:广西大学, 2007.

[5]魏伟, 李军, 魏岚婕.一种软开关电力操作电源的研究[J].电力电子技术, 2007, 41 (11) :47-49.

[6]吕延会, 张元敏, 罗书克.移相全桥零电压软开关谐振电路研究[J].电力系统保护与控制, 2009, 37 (5) :71-74.

[7]CHOI Hang-Seok, KIM Jung-Won, CHO Bo Hyung.Novel zerovoltage and zero-current-switching (ZVZCS) full-bridge PWM converter using coupled output inductor[J].IEEE Transactions on Power Electronics, 2002, 17 (5) :641-648.

[8]张友荣, 钱亮, 胡亮.一种基于UC3879的新型软开关DC/DC移相全桥变换器[J].电气自动化, 2011, 33 (3) :68-70.

[9]胡红林, 李春华, 邵波.移相全桥零电压PWM软开关电路的研究[J].电力电子技术, 2009, 43 (1) :12-14.

[10]李宏, 荣军.峰值电流控制在移相全桥变换器中的技术研究[J].电力电子技术, 2008, 42 (1) :81-83.

移相控制变换器 篇2

在20世纪60-70年代,电力电子技术完全是建立在模拟电路基础上的。随着微电子技术的发展,数字信号处理技术日趋完善成熟,显示出越来越多的优点。表1给出了2种处理方式的详细比较。同传统的模拟方式相比,数字信号处理方式使硬件简化;柔性的控制算法使控制具有很大的灵活性;可实现复杂控制规律,使现代控制理论在运动控制系统中应用成为现实;易于与上层系统连接进行数据传输,便于故障诊断、加强保护和监视功能,使系统智能化(如有些变频器具有自调整功能)。随着微处理器技术的进步,特别是近年来各大公司纷纷推出的高性能的DSP芯片,使数字信号处理已成为现代控制器的发展方向。

新一代的数字信号处理器(DSP)采用哈佛结构、流水线操作,即程序、数据存储器彼此相互独立,在每一时钟周期中能完成取指、译码、读数据以及执行指令等多个操作从而大大减少指令执行周期。另外,由于其特有的寄存器结构,功能强大的寻址方式,灵活的指令系统及其强大的浮点运算能力,使得DSP不仅运算能力较单片机有了较大地提高,而且在该处理器上更容易实现高级语言。

本文研究的立足点是将开关电源的高频化和数字化相结合,内容是基于DSP控制的数字化软开关电源研究,通过软开关技术来实现硬件主电路的高功率密度和可靠性;采用DSP芯片来完成电源的控制策略,实现电源的数字化。数字化软开关电源的研究也为实现电源模块化、集成化、绿色化打下了基础。

1数字控制移相全桥DC/DC变换器系统设计[1]

1.1数字控制移相全桥变换器电路结构

图1为一台通讯电源样机的电路结构示意图。功率电路采用全桥电路拓扑,主要包括四个功率开关管Q1-Q4,主变压器Tr,谐振电感Lr,副边整流管DR1和DR2,一个LC滤波电路。输入电压300～380VDC,开关频率150kHz。控制芯片采用DSP56F8323。三路信号被采样送入DSP,分别为输出电压Vo(对应ANA1口)、原边电感电流IL(对应ANA5口)和输出电流Io(对应ANA6口)。电感电流采样信号同时送一个硬件保护检测电路,接到DSP56F8323的FAULT0口。需要说明的是,该DC/DC变换器前级输入为boost升压PFC电路,同样采用DSP56F8323控制。且为了保证控制板硬件的通用性,前级PFC和后级DC/DC控制板的硬件设计是完全相同的。

控制策略采用电压电流双环控制。输出电压采样值与内部电压基准比较生成电压误差信号,经过一个PI环节构成电压外环;电压外环输出作为电流环基准,与原边电感电流采样信号比较,经过PI调节输出。电流内环输出即为控制信号移相角α。PWM1～PWM4输出死区固定、占空比大小固定的驱动信号,通过改变移相角的大小实现改变变换器输出与稳压的功能。

软件部分除完成控制策略外,还包含输出电压、输出电流软件保护、变换器各电压电流信号通过通用输入输出口送LED电路显示、与前级控制板DSP通讯、与后台微机通讯等功能。

1.2移相全桥变换器小信号模型建立与分析[2,3,4,5]

DC/DC变换器的建模方法可分为两大类:一类为数字仿真法,另一类为解析建模法。前者是利用各种各样的算法以求解变换器某些特性数字解的方法,常借助计算机来完成。其优点是精度高,可以得到响应的完整波形;缺点是物理概念不清楚,对设计的指导意义不大。后者是指利用解析理论的方法以求得变换器运行特性的解析表达式,使之能对变换器进行定性和定量分析的建模方法。它在建模过程中需要做出某些近似假设。以求简化分析。状态空间平均法是解析建模法的一种,它是目前应用最广泛、最基本的方法。其优点是简单,物理概念清楚,可以利用线性电路理论来对变换器系统进行稳态和动态分析,对变换器的设计有重要的指导意义。根据BUCK变换器的原理,采用状态空间平均法,建立BUCK变换器的小信号模型。

BUCK变换器电路结构如图2(a)所示。

BUCK电路的低频小信号等效电路,如图3所示。

移相全桥ZVS变换器与BUCK变换器的不同之处在于移相全桥变换器的占空比为Deff而不是原边占空比D。BUCK电路的小信号模型中,用Deff代替D,用undefined代替undefined用NUi代替输入电压Ui,得移相全桥变换器的小信号等效电路模型如图4所示。

摘要：高频化、模块化、数字化是开关电源的发展方向。实现高频化的主要途径是软开关技术,全桥移相零电压脉宽调制变换器是软开关PWM技术在全桥直-直变换器中较成功的应用例子,并具有较好的工程实现价值。实现数字化的核心是DSP技术。将开关电源的高频化与数字化相结合,具体研究内容为一种基于DSP控制的移相全桥软开关ZVS变换器。

关键词：移相全桥,数字控制,数字信号处理器

参考文献

[1]还芳,徐至新,谢勇刚.移相全桥ZVZCS变换器及数字控制研究[J].通信电源技术,2003,(2):1-5.

[2]胡寿松.自动控制原理[M].3版.北京:国防工业出版社,1994.

[3]张卫平,吴兆麟,李洁.开关变换器建模方法综述[J].浙江大学学报(自然科学版),2004,33(2):169-175.

[4]周嘉农,曾小平.DC-DC开关变换器的建模与分析的动态评述[J].华南理工大学学报(自然科学版),2005,28(8):111-116.

移相控制变换器 篇3

关键词：全桥直流变换器,零电流转换,脉宽调制,移相电路

全桥零电压零电流开关(ZVZCS)变换器[1,2,3,4,5,6,7,8,9]克服了传统全桥零电压开关(ZVS)变换器[10,11,12]滞后臂实现零电压开关困难的缺点。但对目前在大、中功率变换器中应用最为广泛的IGBT电子器件,采用零电流开关(ZCS)较ZVS更能有效地消除由于拖尾电流所带来的开关损耗[13,14,15],可以在提高效率的基础上提高变换器的开关频率,增加功率密度。现提出一种新型零电流转换(ZCT)全桥移相DC/DC变换器,以辅助电路中谐振电感的电流为分析主线,在每个主功率开关管动作之前的一段时间就触发辅助开关管,使辅助电路开始工作,控制谐振电流的流向,从而实现主开关管及辅助开关管的零电流开关。同时,二极管以谐振换流方式开通和关断,减小了反向恢复损耗。辅助电路的引入还克服了变压器漏感及其他电路寄生参数的影响。分阶段详细叙述了变换器的工作原理,给出相关变量推导公式和ZCT的实现条件,最后用仿真结果进行了验证。

1 变换器工作原理分析

图1、2给出了新型ZCT全桥变换器主电路和主要波形。变压器原边辅助网络由一个有源开关管VTr、电容、电感及二极管组成,其中辅助电容Cr1=Cr2=Cr,电感Lr1=Lr2=Lr,Lk为变压器漏感。4个主开关管VT1~VT4采用移相控制,VT1、VT4为超前桥臂,VT2、VT3为滞后桥臂,形成Boost型全桥变换器。根据4个开关管的状态和辅助电路中电流流向,把变换器稳定工作状态分成12个阶段。为简化分析,假设:

a.输入电感Li很大,可以近似认为整个稳定工作过程中为恒流源,输入电流Ii恒定;

b.变压器副边输出滤波电感和电容很大,认为输出电压和电流恒定为Uo和Io;

c.除变压器考虑漏感Lk外,电路中所有元件均为理想元件。

1.1 Mode 1:[t0

开关管VT1、VT4同时导通,输入电感Li充电储存能量。辅助电路中,谐振电感电流为零;谐振电容电压为UCro(后面计算说明)。变压器副边整流桥VD1~4同时导通给负载提供电流通路,每个二极管流过的电流为Io/2。

1.2 Mode 2:[t1

在t1时刻,保持VT1、VT4导通状态,同时开通辅助开关VTr,因存在VDr3反向阻断,辅助电路分成2个回路谐振:Cr1-Lr1-VDr1-VTr和Cr2-VTr-Lr2-VDr2。由于电感电流不能突变,VTr为零电流开通。此模式持续时间为正向谐振的半个周期。辅助电容Cr1和Cr2电压从UCro谐振为-UCro。由于2个谐振回路的元件参数完全相同,故具有相同变量关系:

谐振周期:

谐振电流成正弦变化:

谐振电压成余弦变化:

1.3 Mode 3:[t2

在t2时刻,辅助电路反向谐振,谐振电流过零并开始反向,VDsr软开通,VDr1和VDr2软关断,此阶段关断VTr为零电流关断。此阶段的谐振回路为

谐振周期为

谐振电流为

谐振电压为

电流iLr2(t)反向增大,由于近似认为Ii恒定不变,则超前臂电流ia减小。当iLr2(t)=Ii时,流过VT1、VT4的电流等于零。此后关断VT1为零电流关断,同时开通VT2为零电流开通。谐振网络继续谐振,当iLr2(t)>Ii时,VDs1、VDs4软开通,流过的电流为iLr2(t)-Ii。之后iLr2(t)达到最大值,再次iLr2(t)=Ii时,VDs1、VDs4软关断,VT2开始流过电流,并随着iLr2(t)的减小而增大。最后,iLr2(t)=0,Ii全部流过VT2、变压器原边及漏感和VT4。同时副边整流桥VD1、VD3软关断,换流到VD2、VD4,此时谐振阶段结束。此阶段中辅助电容电压由-UCro谐振变为UCro。从此工作阶段看出,谐振电路中多余能量通过VDs4和VDs1构成回路,不流经变压器绕组,从而消除由于每个周期的谐振能量可能不均引起的变压器磁偏效应。

1.4 Mode 4:[t3

t3时刻,谐振网络和变压器原边换流结束,辅助电路停止谐振,电容Cr1、Cr2的电压保持为UCro。变换器工作于常规的PWM方式,VT2、VT4导通,能量通过变压器传输到负载。

1.5 Mode 5:[t4

在t4时刻开通VTr,与Mode 2相同,辅助电路分成2个回路谐振,谐振电流成正弦变化:

谐振电压成余弦变化:

1.6 Mode 6:[t5

在t5时刻,电容电压谐振到-UCro,谐振电流过零并开始反向增加,VDsr软开通流过谐振电流。此阶段关断VTr为零电流关断。由于此时对角开关管VT2、VT4导通,在反向谐振的前阶段,谐振回路由于引入变压器漏感,而与Mode 3不同。

1.6.1 当iLr4(t)

此时谐振回路为:Cr1-VDsr-Cr2-Lr3-VDr3-VT4-变压器原边及漏感Lk-VT2。谐振主要变量间的关系有:

流过谐振回路的电流为

谐振回路的电压为

随着iLr4(t)正弦增加,流过开关管VT1、VT4和变压器原边及漏感的电流相应减小。对应副边电流和VD2、VD3电流减小,VD1、VD2软开通流过电流,副边整流桥开始换流。

1.6.2 当iLr4(t)=Ii时

设此时为ta,流过VT4、VT2和原边及漏感的电流等于零。此后关断VT4为零电流关断,同时开通VT3为零电流开通。

1.6.3 当iLr4(t)>Ii时

VDs4和VDs1软开通,电流继续增大,多余的谐振电流(iLr5(t)-Ii)流过反并联二极管VDs4和VDs1,此时谐振回路变为:Cr1-VDsr-Cr2-Lr3-VDr3-VDs4-VDs1。谐振关系量表示有:

流过谐振回路的电流为

谐振回路的电压为

1.6.4 当再次iLr5(t)=Ii时

此时谐振回路不变,反向并联二极管VDs4、VDs1软关断,VT3开始流过电流,并随iLr5(t)减小而增大。

1.6.5 最后iLr5(t)=0时

此时Ii全部流过VT2和VT3,副边整流桥换流结束,4个整流二极管同时流过Io/2的电流。此阶段辅助电容电压由-UCro谐振变为UCro。

1.7 Mode 7:[t6

t6时刻,谐振网络停止谐振,电容Cr1、Cr2的电压保持为UCro。变换器工作于常规的PWM方式,VT2、VT3导通,电源对输入电感Li充电存储能量。

此后,变换器进入下半周期[t7

2 ZCT实现条件及参数设计

2.1 谐振电容电压值UCro的分析计算

由变换器稳态工作分析,可得出Cr1与Cr2电压之和等于2 Uab,考虑电容Cr1=Cr2,即单个电容电压等于Uab。前面分析等效此变换器为Boost型,可知Uab为其输出电压:UCro=Uab=Ui/(1-D),其中D为全桥占空比。稳态工作时D为固定量,所以UCro为定值。

2.2 实现变换器ZCT对辅助电路中谐振电感和电容的要求

由Mode 3和Mode 6可以看出,要使每个开关管都实现零电流开通和关断,要求谐振电感的电流大于等于输入电流Ii,由于谐振回路不同,现分别讨论。

对Mode 3:[t2

对Mode 6:[t5

比较上面式子,只要式(19)成立就可满足ZCT条件,计算得谐振电容Cr1、Cr2和谐振电感Lr3必须满足的关系式为

只要满足式(20),就可实现主功率开关管的ZCS。

2.3 实现变换器ZCT对辅助开关管VTr驱动信号的要求

由工作过程分析可知,辅助开关必须于要动作的主功率开关管之前一段时间导通,使辅助电路开始谐振,为主功率开关管的导通和关断创造零电流条件。现分别讨论“储能状态换成传输能量状态”(即每个周期中由VT1、VT4开通转变为VT2、VT4开通或者VT2、VT3开通转变为VT1、VT3开通的过程)与“传输能量状态换成储能状态”(即每个周期中由VT2、VT4开通转变为VT2、VT3开通或者VT1、VT3开通转变为VT1、VT4开通的过程)2种情况。

2.3.1 储能状态换成传输能量状态

由Mode 3分析看出,主功率管的开通和关断时刻必须在谐振电流2次iLr(t)=Ii(即VDs4和VDs1导通)时段之间,故VTr提前开通时间存在最小值和最大值,只要在此时间范围tv1内,都可以实现主功率开关管的ZCS,为

其中,teq1为Mode3中谐振电流从谐振过零到等于输入电流的时间段,由:

解之得:

2.3.2 传输能量状态换成储能状态

对Mode 6进行分析,得出VTr提前导通的时间范围tv2为

其中,teq2为Mode 6中谐振回路:Cr1-VDsr-Cr2-Lr3-VDr3-VT4-变压器原边及漏感Lk-VT2,电流谐振过零到电流等于输入电流的时间段,有:

解之得:

其中,teq1为Mode 6谐振回路:Cr1-VDsr-Cr2-Lr3-VDr3-VDs4-VDs1中,电流从反向谐振过零到等于输入电流的时间段,teq1值与式(23)相同。由不等式(21)和(24)就可以确定VTr导通的时间范围。

3 仿真结果与分析

根据变换器工作过程分析和ZCT实现条件的定量计算,在saber仿真软件中建立了一个4 kW变换器模型,变换器仿真参数设计为:输入电压Ui=310 V,输出电压Uo=48 V,输入电感Li=300μH,变换器工作频率fs=100 kHz,变压器漏感Lk=8μH,辅助电路电感和电容Lr=14μH、Lr3=20μH、Cr=15 nF,变压器变比n1∶n2=24∶4,IGBT采用IRGPC50UD2,二极管采用MBR20060CT。

图3给出变换器额定工作时,开关管VT1、VT3集电极电流波形和栅极驱动波形对应关系(从上至下波形依次为VT1集电极电流、栅极驱动脉冲,VT3集电极电流、栅极驱动脉冲)。从图中看到当集电极电流降到零才加栅极触发脉冲,VT1、VT3开通是在零电流条件开通的。同时,VT1、VT3关断是在集电极电流为零才移去栅极驱动信号,功率管为零电流关断。实现了VT1、VT3零电流开通和关断,减小了开关损耗。

图4为VT2、VT4的集电极电流和栅极触发脉冲波形关系(从上至下波形依次为VT2集电极电流、栅极驱动脉冲,VT4集电极电流、栅极驱动脉冲)。分析方法与VT1、VT3相同,可以看出实现了VT2、VT4的零电流开通和关断,减小了开关损耗。

图5为辅助开关管VTr的栅极触发脉冲和集电极电流的关系(从上至下波形依次为,二极管VDsr流过的电流,VTr集电极电流、栅极驱动脉冲)。看到VTr加栅极电压开通时集电极电流为零,当VTr开通后集电极的电流才开始上升,所以为零电流开通,同理在移去栅极脉冲关断VTr之前,集电极的电流就已经降到零,为零电流关断。从图中还可以看出,当VDsr流过电流,此时关断VTr都为零电流关断,从而消除负载大小对辅助开关时间的影响,同时对控制VTr开关的脉冲宽度的精度要求也较低,在实际中更易实现。通过结果看出,在实现主功率开关管零电流开关的同时,辅助开关管也是在零电流条件下开关的,有效地减小整个变换器的开关损耗。

图6为辅助电路谐振电压、电流关系(从上至下波形依次为:二极管VDsr流过的电流,谐振电感电流,谐振电容电压,VTr驱动脉冲)。从图中看出,当谐振网络停止谐振,变换器工作于常规PWM模式时,谐振电容电压UCr恒为正值。当VTr触发导通时,辅助电路正向谐振半个周期后,由于谐振回路的改变,VDsr软开通流过谐振电流iDsr,最后辅助电路电流谐振到零,电容电压达到稳定时的最大值UCro,此后辅助网络停止谐振。从整个谐振周期可以看出,前半周期和后半周期的谐振时间不等,这是由于谐振回路的改变引起的,与工作过程的分析完全符合。

4 结论

移相控制变换器 篇4

传统的移相全桥变换器的输出整流二极管存在反向恢复过程,会引起寄生振荡,二极管上存在很高的尖峰电压,需增加阻容吸收回路进行抑制,本文采用一种新的拓扑结构,设计了1台280W移相全桥软开关DC/DC变换器,该变换器输入电压为194～310V,输出电压为76V。

1 主电路拓扑及工作过程分析

设计所采用的主电路拓扑如图1所示。图中Q1～Q4为4个开关管,D1～D4分别为4个开关管的内部寄生二极管,C1～C4分别为4个开关管的寄生电容或者外接电容,D5和D6是2个箝位二极管,Lr是谐振电感,DR1和DR2为输出整流二极管,CDR1和CDR2为输出整流二极管的等效并联电容。Q1和Q3组成超前桥臂,Q2和Q4组成滞后桥臂,每个桥臂的2个开关管互补180°导通,2个桥臂的导通角相差一个相位,通过调节该相位就可以调节输出电压。这种拓扑通过增加2个箝位二极管(D5,D6)来消除次级整流管反向恢复引起的电压振荡,减小了次级整流管的电压应力,并且钳位二极管(D5,D6)在1个周期内分别只导通1次,减小了二极管(D5,D6)的电流损耗,提高了变换器的效率。

在1个开关周期中,该变换器有16种开关状态,如图2所示,这里只分析前8种状态。在分析前,作如下假设:除输出整流二极管外,所有开关管、二极管、电感和电容均为理想器件;变压器的漏感很小,可以忽略不计;Lf>>Lr/K2 (K是变压器原副边匝比);输出整流二极管等效为1个理想二极管和1个电容的并联。

(1)状态1[t0,t1]:在t0时刻以前,Q1,Q4和DR1导通。在t0时刻,Q1关断,谐振电感上的电流iLr对C1充电,对C2放电,由于有C1和C2,Q1为零电压关断,D5和D6不导通。

(2)状态2[t1,t2]:t1时刻,C3的电压降为0,D3自然导通,此时可以零电压开Q3,CDR2继续放电,iLr和变压器原边电流ip继续下降。

(3)状态3[t2,t3]:t2时刻,CDR2完全放电,DR2导通,2个整流二极管都导通,副边短接,iLr和ip相等,处于自然续流状态。

(4)状态4[t3,t4]:t3时刻,关断Q4,ip给C2放电,给C4充电,iLr和ip相等,一起线性下降,由于有C2和C4,Q4是零电压关断。

(5)状态5[t4,t6]:t4时刻,D2导通,Q2能够零电压开通。t5时刻,ip由正向过零,且向负方向增加,由于ip不足以提供负载电流,DR1和DR2仍然导通,Vin全部加在Lr上,iLr和ip同时线性负增长。

(6)状态6[t6,t7]:t6时刻,DR1关断,DR2流过全部负载电流。Lr与CDR1谐振,给CDR1充电,iLr和ip继续线性负增长。

(7)状态7[t7,t8]:t7时刻,CDR1电压上升到2Vin/K,D6导通,将原边电压箝位在Vin,因此CDR1电压被箝位在2Vin/K,到t8时刻,ip等于iLr,D6关断。

(8)状态8[t8,t9]:在此状态中,原边给负载提供能量,iLr和ip相等。

2 主电路参数设计

2.1 输出滤波电感Lf的选取

输出滤波电感应能够存储足够大的能量,能够在死区时间内为负载提供连续的电流。当变换器输入为310V时,死区时间最大为:

式中,变压器原副边匝比K=2,变换器的工作频率f=80kHz。此时,输出滤波电感为:

式中,滤波电感上电流的脉动量=20%Io,max,因此,Lf取330μF。

2.2 谐振电感Lr的选取

超前臂利用滤波电感和谐振电感的能量很容易实现软开关,而滞后臂只能利用谐振电感的能量来实现软开关,相对超前臂来说,滞后臂只能在较窄的负载范围内实现软开关。为了实现滞后臂的软开关,必须满足:

式中,Coss为开关管的寄生或者外接电容,选用12N60,其寄生结电容为300PF,而变换器在1/3满载时的输出电流为:

由式(3)、式(4)可得滤波电感:

2.3 隔直电容的选取

在实际电路中,为了防止变压器饱和,在变压器与A点之间串联1个隔直电容Cb;,Cb如果取的太小,将会增加功率管的电压应力。本设计取Cb=2μF。

3 实验结果

设计的变换器主要参数:Vin为194～310V,Vo为76V,Io,max为3.6A,K为2,f为80kHz,Lr为120μH,Lf为330μH,Co为3 000μF,Cb为2μF,开关管采用12N60,其结电容Coss为300PF,箝位二极管DR1、DR2采用MUR3020。

图3为超前臂的ZVS波形,图4为滞后臂的ZVS波形,输入电压为250V,输出电流为2A,VGS为驱动电压,VDS为漏源电压。

由图3和图4可以看出变换器的超前臂和滞后臂都可以实现零电压开关。

图5为输出整流二极管DR1电流电压波形,IDR1为流过DR1的电流,VDR1为DR1两端的端电压。

由图5可知,DR1关断后,经过很小一段时间,箝位二极管D6开通,将VDR1箝位在输出电压2Vin/K,没有出现电压振荡,当D6截止后,出现了很小的电压振荡,振荡电压尖峰值低于2Vin/K,因此次级整流管的电压应力可以大大减小。

4 结束语

在分析了一种移相全桥软开关变换器的拓扑的基础上设计了一台280W的软开关DC/DC变换器,该变换器在变压器原边采用2个箝位二极管,实验证明,该方案在实现开关管零电压开关的同时,能够有效抑制输出整流二极管反向恢复所带来的电压振荡,使振荡电压尖峰值低于2Vin/K,减小了次级整流二极管的电压应力。

参考文献

[1]张勇强,金新民,张斌斌.改进型移相全桥ZVZCS直流变换器[J].变流技术与电力牵引,2007(1):33-38

[2]陈坚.电力电子学—电力电子变换和控制技术[M].北京:高等教育出版社,2002

[3]吕延会,张元敏,罗书克.移相全桥零电压软开关谐振电路研究[J].电力系统保护与控制,2009,37(5):71-74

[4]阮新波,严仰光.脉宽调制DC/DC全桥变换器的软开关技术[M].北京:科学出版社,2001

[5]Redl,R.,Sokal,N.O.,Balogh,L.A novel soft—switching full-bridge DC/DC converter:analysis,design considerations, and experimental results at 1.5kW,100kHz[J].IEEE Trans on power Electronics,1991,6(3):408-418

移相控制变换器 篇5

随着电源容量的增加,低压直流电源系统的重量也不断增大。传统的低压直流电源大多利用变压器降压,晶闸管整流,电路体积大,笨重,可靠性低。采用软开关技术以及提高开关频率能够缩小开关电源的体积,提高功率密度,改善动态响应。

低压大电流直流变换器以变压器为界,原边拓扑可从其所能传送的功率以及拓扑结构的复杂程度等方面进行分析。全桥电路工作简单可靠,适用于中大功率变换。逆变桥开关管采用PWM移相控制,结合软开关技术,可以实现恒定频率的零电压开关( ZVS) ,从而降低开关损耗,提高电源效率,改善电源性能,解决了硬开关的开关损耗和开关噪声大以及EMI等问题。目前很多研究针对移相全桥电路环流损耗,二次侧占空比丢失的问题,通过在变压器一次侧串入饱和电感[1],并联钳位二极管[2],与滞后桥臂并联有源辅助网络[3]等方法对移相全桥电路进行优化。对于电流高达400 A甚至更大输出时,如果副边使用二极管整流,仍然无法解决变换器功率损耗大的问题。

低压大电流输出时,本文采用同步整流技术,即用MOSFET代替普通二极管。由于电流很大时,损耗在二极管其上的功率相当大,使用同步整流技术可以较大的减少整流损耗[4]。目前国内大部分关于同步整流的研究应用,输出电流都在100 A以下。文献[5]提出用有限双极性控制实现整流管的软开关,但是MOSFET在高压高功率场合的运用很受限制,如果输入电压较大,变压器原边全桥用MOSFET作为开关管显然是不合适的。由于本文设计的直流变换器输出电流大,单个MOSFET导通电流无法满足,为获得更大的电流容量,采取多个MOSFET并联的方式,进而获得更大的功率。

通过在H桥的两个桥臂并联吸收电容,抑制了线路杂散电感引起的尖峰电压,保证了IGBT的安全工作[6]。

1 MOSFET并联同步整流电路原理分析

1. 1 MOSFET并联

由于单个MOS管无法满足高功率输出,考虑到MOSFET的导通电阻Ron为正温度系数,随着温度的升高而升高,在并联使用中具有自动均流的能力,所以在本文中采用多个MOSFET并联来增加变换器的功率传导能力,实现大电流输出。

在功率MOSFET多管并联时,器件内部参数的差异会引起支路电流的不平均,将导致单管过流损坏。影响MOSFET并联均流的内部参数主要有阈值电压VYH、导通电阻RDS( on)、极间电容、跨导等。内部参数差异会引起动态和静态不均流。因此在设计时选择同型号且内部参数分散性较小的MOSFET加以并联[7]( 见图1) 。

1. 2 倍流整流电路原理分析

在倍流整流中两个电感的交错并联( 见图2 ) 。 电感L1与L2上的电压和流过电流相位相差180°,在变压器副边绕组电压非零时,流过L1、L2的电流一增一减,实现了iL1,、iL2的纹波电流互消,从而使总的负载电流( i0= iL1+ iL2) 纹波大大减小。在输出电压纹波要求相同的情况下,这种倍流整流方式使得输出电感显著减小,加快了功率级的动态响应。

下面对倍流整流电路的工作过程作简要分析:

( 1) t0 一t1: 变压器副边绕组上为正压,SR2( D2) 处于导通状态,SR1( D1) 处于关断状态( SR1 与D1,SR2 与D2 以及同桥臂MOSFET的开关状态分别对应一致,下文以SR代替说明) ,电感L1上电流上升,L2上电流下降。对应如下关系式:

( 2) t1 - t2: 变压器副边绕组电压为零,整流管SR1、SR2 都导通。通过电感L1、L2的电流都在减小,处于续流状态。对应关系式为:

( 3) t2 - t3: 变压器副边绕组上为负压,功率管SR1 处于导通状态,SR2 处于关断态,电感L1 上电流下降,L2 上电流上升。对应关系式为:

( 4) t3 - t4: 变压器副边绕组电压为零,整流管SR1、SR2 都导通。通过电感L1、L2的电流都在减小,处于续流状态。对应电路方程与t1 - t2 时段相同。

一个完整的开关周期Ts中,通过电感L1、L2的电流,都是在各自的( 0 - D) Ts时间段内增加; 在( 1 - D) Ts时间段内减小,且两段时间内电流增加量与减小量相等。对应如下关系式:

整理后可得:

倍流整流时总损耗是:

由此可见,在全波整流和倍流整流的拓扑结构下,整流管的总损耗是一样的。与全波整流相比,倍流整流器的高频变压器的副边绕组仅需一个单一绕组,不用中心抽头。与桥式整流相比,倍流整流器使用的二极管数量少一半。所以说,倍流整流器是结合全波整流和桥式整流两者优点的新型整流器。

电感L1、L2电流波形相差180°,其合成电流纹波峰峰值与iL1、iL2纹波峰峰值的关系,用电流互消比例K表示,K与占空比D有关,关系式如下:

由关系式可以看出,在倍流整流拓扑中,D偏离0. 5 越远,纹波互消作用越差。当D = 0. 25 时,纹波互消比例只有67% 。因此,为了利用其纹波互消作用,希望D在0. 5 附近[8,9,10]。

2 基于移项全桥ZVS及MOSFET并联同步整流的直流变换器仿真及实验验证分析

2. 1 MATLAB仿真分析

移相全桥开关电源系统结构主要包括功率转换与输出部分和控制部分( 见图3) 。移相全桥开关电源的控制对输出滤波电容电压Uo和输出滤波电感电流进行实时检测,将输出电压采样信号与系统设置的输出的指令电压进行比较,得到实际输出电压与设置的输出电压之间的误差信号,经过电压控制器进行PI调节,得到控制输出滤波电感电流的指令电压,与输出电流的采样信号进行比较,得到输出电流与设置输出电流之间的误差信号,然后经过电流控制器进行PI调节,得到PWM脉冲信号控制电压,与三角载波电压信号进行比较,得到PWM脉冲信号,最后经过驱动电路,输出PWM驱动脉冲,实现对逆变桥开关管的开通与关断控制。

如图4 所示,由PWM移相脉冲模型产生的PWM脉冲信号,随着反馈控制电流的不断升高,PWM移相脉冲宽度不断增大,逆变桥的导通时间增大,即反馈控制信号可以控制逆变桥的导通时间,从而实现了输出电压大小的调节。

根据移相控制ZVS-PWM DC/DC全桥变换器的理论波形可知,开关管实现零电压开通的条件是当开关管其CE两端电压为零时,其驱动脉冲信号才驱动开关导通。从图5 可以看出,下图所示的开关管的驱动信号是在上图所示的开关管CE两端电压降到零之后才变为高电频,即开关管实现了零电压导通。同时,开关管关断时,其CE两端的并联电容上的电压不能跳变,即开关管实现了零电压关断。因此开关管实现了零电压开关( ZVS) 。

如图6 所示,在输入直流电压为540 V输出额定功率时的电感电流输出波形,大约在0. 01 s时电流达到稳定输出,输出电流的平均值为400 A。可以看出,电感电流iL1和iL2有明显的纹波。根据公式10,当D = 50% 时,在理论上Io输出纹波可以完全抵消。

如图7 所示,在输入直流电压为540 V输出额定功率时的输出滤波电容电压波形,大约在0. 01 s时电压达到稳定输出,输出电压平均值为28. 5 V。

2. 2 实验验证

为了验证设计的正确与可靠性,搭建了12 k W的实验平台,并且进行了实验验证。 IGBT选用Infineon公司的F4 -150R12KS4 全桥模块,耐压1 200 V; 同步整流管选用75 V,160 A的IRF2907。实验平台主控制器包括DSP28335 模块、AD采样模块、PWM脉冲扩展模块及IO通讯模块。

实验中通过Lab Windows将变换器与电脑建立通讯,并且通过串口发脉冲,可以通过CVI对平台进行方便的发脉冲封脉冲操作,并且可以避免DSP仿真器对实际电路的干扰。

图8给出了开关管的驱动波形,从上到下依次是H桥超前管Q1、滞后管Q3、变压器副边电压以及同步整流管两端电压波形,开关频率设为25k Hz。从图中可以看出,副边MOS-FET驱动与被整流电压保持同步,即实现同步整流,原边移相的角度由反馈实时控制,从而改变输出电压的大小。

为了实现零电压开通,必须有足够的能量来抽走将要开通的开关管结电容上的电荷,并且给同一桥臂关断的开关管的结电容充电,同时考虑到变压器的原边绕组电容还要一部分能量来抽走变压器原边绕组寄生电容上的电荷因此必须满足:

通过查阅资料,infineon F4-150R12KS4 IGBT结电容0.63 pf Vin为540 V考虑轻载时即可实现ZVS即I2为3 A,忽略变压器寄生电容,选取谐振电感为25μH,这样就满足了软开关的条件。图9给出了超前管Q1和滞后管Q2的驱动信号VGS、漏-源极电压VDS,该图表明,它们关断时,其结电容使它们零电压关断;而当它们开通时,其反并联二极管导通,将漏-源极电压箝在零,因而实现零电压开通。

图10分别给出了输出电压、输出电流以及原边电流IP的波形。变换器副边整流管并联均流特性较好,并且通过闭环控制,实现了预定目标的输出。

图11为变换器突增负载时输出电压和电流波形,可以看出在突增负载时回复时间不到20ms,电压最大跌落至22 V左右,跌落幅度为21%,因此变换器动态性能较好。

图12 给出了移相全桥变换器的效率曲线。可以看出在额定输入电压AC380 V,不同输出电流下的效率,通过软开关以及采用同步整流技术,变换器效率较高。

3 结束语

本文根据低压大电流直流变换器的特点和要求,以28. 5 V/400 A为电压电流等级,选择了变压器原边移相全桥ZVS、副边MOSFET并联倍流同步整流电路。结合系统的控制对象,设计了双环控制器,搭建了基于Simulink的直流变换器模型,以及实验平台并进行了系统仿真与实验,通过仿真及实验验证,分析了移相PWM、软开关、MOSFET并联均流等环节、低压大电流输出,证明了电路拓扑以及控制策略的可行性。

参考文献

[1]马昆林,闫昌盛.带饱和电感的移相控制ZVS全桥变换器研究[J].计算机仿真,2014,32(7):229-233.

[2]LANLAN YIN,QIANHONG CHEN,BO PENG,et al.Ruan key issues of clamping diodes in DCM phase-shift full-bridge converter[J].IEEE Nanjing University of Aeronautics and Astronautics,2007,China Nanjing.

[3]陈仲,刘沙沙.辅助电流有源调整的新型ZVS全桥变换器[J].电工技术学报,2014.28(7):1-9.

[4]钟才惠,王德贤,王之纯.同步整流技术在低压大电流电源模块中的应用[J].电源技术,2013,137(5):857-859.

[5]张继红,孙维,孙绍华.全桥倍流同步整流软开关变换器的研究[J].电力电子技术,2010,44(2):20-22.

[6]ZIYADM SHAFIK,MAHMOUD I,MASOUD,et al.Efficiency improvement techniques of high current low voltage rectifiers using Mosfet[C]International Univerisities Power Engineering Conference,2009,1-7.

[7]周庆红,王华民.功率MOSFET并联均流问题研究[J].电源技术应用,2005,8(1):1-4.

[8]HYUNTAE CHOI,MIHAI CIOBOTARU,VASSILIOS G.Aglidis cascaded h-bridge converter with multiphase isolated DC/DC converter for large-scale PV system[J].IEEE International Conference on Industrial Technology,2014,8(14):455-461.

[9]RAKESH MAURYA S P SRIVASTAVA.Pramod agarwal high frequency isolated LLC DC-DC resonant converter for low voltage high current[J].IEEE Indian Institute of Technology,2012,8(12):251-157.

移相控制变换器 篇6

随着能源危机与环境污染的加剧,新能源汽车作为替代传统汽车的节能环保型交通工具,开始被越来越多的消费者认可。根据中国汽车工业协会的数据,2015 年1 ~ 8 月份中国新能源汽车销量达到了10. 87万辆,已远超2014 年全年销量。纯电动汽车( EV) 作为新能源车中最重要的一种,也被认为是未来汽车的发展方向。为了满足汽车中不同电压等级负载的要求,目前电动汽车的电气系统包含高压系统和低压系统两部分。高压系统中由高压动力电池给电机,空调系统等提供电能; 低压系统中则由低压蓄电池给仪表盘,雨刮器等汽车低压负载提供电能。高压动力电池和低压蓄电池之间通过一级车载辅助充电DC-DC变换器连接,用于高压电池给低压负载的供电,同时给低压电池充电。

由于高压动力电池的电压等级为400 V,而低压蓄电池电压等级为12 V,因而要求DC-DC变换器能够实现高低压的电气隔离; 为了加快电池的充电效率,要求DC-DC变换器具备输出大电流的能力; 同时由于蓄电池的充电过程大多伴随着它的使用,变换器将较多地工作于轻载情况下,因而要求变换器拥有较高的轻载效率。常见的隔离型DC-DC拓扑主要有双管正激拓扑、半桥拓扑、全桥拓扑等。其中,全桥拓扑由于其更小的电压电流应力,更小的磁元件尺寸,更高的磁芯利用率,更灵活多变的控制方式,以及相同条件下能够输出更大功率的特点,更适合应用于车载辅助充电DC-DC中。而移相全桥作为全桥拓扑的一种,除了拥有上述全桥电路的优点外,还能够实现原边开关管的ZVS,有利于提高变换器的开关频率,效率和功率密度,降低开关噪声,同时控制简单,在目前的中高功率场合得到了广泛的应用[1,2]。

本研究针对车载辅助充电DC-DC变换器的应用场合,采用一种改进型的移相全桥拓扑设计制作一台工作频率100 k Hz,输入为300 V ~ 400 V、输出为12 V /160 A的样机,并介绍电路设计方案及关键参数的设计过程,最后给出样机的关键波形及效率曲线。

1变换器方案介绍

在实际应用的移相全桥电路中,存在一些问题,如轻载失去ZVS特性问题、副边整流二极管结电容引起的电压振荡问题、偏磁问题、占空比丢失问题等[3]。针对以上问题,文献[4-7]从改变拓扑结构和改变控制策略两方面提出了多种移相全桥改进方案。文献[8-9]则提出了一种简单有效的改进型拓扑,即通过在原边外加电感,增大了电路的ZVS范围; 通过在原边的外加电感与变压器中间添加两个箝位二极管,来箝位由副边整流二极管寄生电容引起的电压振荡,减小电压尖峰,降低器件的电压应力。文献[10]在上述移相全桥的基础上改变了外加电感和变压器的位置,使得箝位二极管每个开关周期只导通一次,其电路图及波形图如图1 所示。

笔者所设计的移相全桥DC-DC变换器的主电路图及总体控制框图如图2 所示。本研究在图1 所示的改进型移相全桥拓扑基础上,在原边交流侧增加了隔直电容,以防止由桥臂不对称导通时间引起偏磁问题,从而防止变压器饱和,同时考虑到车载辅助充电DCDC变换器要求输出大电流,因此副边采用了同步整流技术,以提升变换器整体效率。

图2 中输出电压VO经采样得到VOS,经过一级误差放大器,得到误差信号COMP,COMP作为PWM比较器第一个输入,与锯齿波比较产生PWM信号,PWM信号再经逻辑模块产生原边4 个开关管和副边SR的驱动信号。变换器采用副边控制即所有的控制电路均与副边共地,因而控制芯片产生的控制信号在经过驱动芯片后通过驱动变压器驱动原边开关管。

2主电路参数设计及计算

2. 1 变压器匝比n设计

由于移相全桥拓扑存在占空比丢失的问题,在设计变压器匝比时,应当考虑在占空比丢失最大的情况下,电路能否输出所需的最大占空比。

移相全桥的占空比丢失的估算公式如式( 1) 所示:

从式( 1) 中可以判断,最大占空比丢失发生在电路工作于最小输入电压Vin_min,最大输出电压VO_max,且满载时。因而可以根据图3 的设计流程设计变压器的匝比:

考虑到UCC28950 能够输出的最大占空比为0. 95,可以首先选择Deff_max1= 0. 9,计算变压器匝比n= 14. 5,如果选择整数14 为匝比继续计算,则此时最大占空比变为Deff_max2= 0. 868。在计算占空比丢失时外加电感值暂时用Lr= 5 μH代入计算,得到此时的占空比丢失Dloss= 0. 078。计算Deff_max2+ Dloss< 0. 95,最大占空比能够实现,因此确定变压器匝比为14 ∶ 1 ∶ 1。

2. 2 外加辅助电感Lr设计

移相全桥滞后臂ZVS的实现,依赖于开关管结电容与外加电感的谐振。当负载较重时,外加电感上的能量足够给滞后桥臂开关管的结电容完全充放电,因而滞后臂能够实现ZVS,而当负载较轻时,外加电感上的能量不足以给滞后臂开关管结电容完全充放电,滞后臂开关管就失去了ZVS特性。因而要保证滞后臂实现ZVS,要求外加电感的能量大于开关管充放电所需能量,即外加电感值需满足:

式中: iP—滞后臂关断时的原边电流值; CS3,CS4—原边开关管的结电容。根据式( 2) 画出的当Vin= Vin_max时外加电感Lr取值与负载的关系如图4 所示。从图4中可以看到,若要求25% 以上负载范围内电路实现ZVS,则取谐振电感值Lr> 5 μH即可。需要注意的是,实际中变压器的漏感Lk不可能为零,因此在计算了实现ZVS所需的电感值后,还应根据实际变压器漏感值调整外加电感值,以防止引起占空比丢失过大的问题。本研究中根据实际要求,选择外加电感Lr= 3 μH。

2. 3 输出滤波设计

在设计输出滤波电感值时,需要根据要求的电流纹波 ΔIO来计算输出滤波电感值:

同时,可以根据输出电流纹波 ΔIO计算出输出电容一次充( 放) 电的电荷量:

式中: TS—一个开关周期的时间。

由此,则可以根据所要求的最大输出纹波值 ΔVO计算所需的输出电容值:

本研究中根据实际的要求,选择输出滤波电感LO=2. 1 μH,选择输出滤波电容CO= 200 μF。

3实验结果

按照上述的分析,本研究设计制作了一台实验样机,样机关键电路参数如表1 所示。

电路工作于25% 负载情况下的关键波形如图5所示。图5 中,T0刻到T2时刻为一个开关周期,在一个开关周期中,电路先后经过了环流,换流,输出能量,环流,换流,输出能量6 个阶段,箝位二极管D3只在正半周的输出能量阶段导通一次,而在其余阶段均不导通。

滞后臂上管S3的ZVS波形如图6 所示,对应于图5 中的T1时刻。T1时刻滞后臂下管S4关断,外加电感与滞后臂上下管的结电容发生谐振,使得S3两端电压VDS下降。由于采用了驱动变压器驱动,因而开关管的驱动波形VGS在开关管关断时为负压,从图中看到,在VGS还是负压时,也即S3还未开通时,S3两端的VDS波形就已下降到0,因此开关管在开通时实现了S3的零电压开通,降低了开关管的开关损耗。

iP—变压器原边电流,iD3—流过箝位二极管D3的电流,Vab—两个桥臂中点电压。

电路工作于额定输出电压时的效率曲线如图7 所示。从效率曲线中看到,变换器在最大输入电压及额定输出电压的情况下峰值效率达到了97. 2% ,且在输出最高160 A大电流的情况下,仍然保持了92. 4% 以上的较高效率值。而当变换器工作于轻载时( 0 ~50% 负载范围) ,变换器的效率保持在了96% 左右。

4结束语

本研究针对电动汽车车载辅助充电DC-DC的应用领域,通过分析车载辅助充电DC-DC的应用需求,分析采用移相全桥拓扑。其次根据移相全桥存在的问题采用了一种带箝位二极管的改进型移相全桥拓扑,设计了一款DC-DC变换器,并搭建了样机进行测试。对样机的测试结果显示样机能够实现最高160 A的大电流输出,因而能够满足电动汽车低压电池的快速充电要求; 同时变换器的滞后桥臂开关管能在25% ~100% 负载范围内实现零电压开通,减小了开关损耗,提高了变换器的总体效率,特别是轻载时候效率,从而使得变换器在其主要工作状态下的性能得到了提升。

参考文献

[1]MWEENE L H,WRIGHT C A,SCHLECHT M F.A 1 k W500 k Hz front-end converter for a distributed power supply system[J].IEEE Transactions on Power Electronics,1991,6(3):398-407.

[2]SABATE J,VLATKOVIC V,RIDLEY R,et al.Design considerations for high-voltage high-power full-bridge zerovoltage-switched PWM converter[C]//Applied Power Electronics Conference and Exposition,1990.APEC'90,Conference Proceedings 1990.,Fifth Annual.IEEE,1990:275-284.

[3]ZELJKOVIC S,REITER T,GERLING D.Analysis of rectifier topologies for automotive HV to LV phase shift ZVT DC/DC converter[C]//Power Electronics and Motion Control Conference(EPE/PEMC),2012 15th International.IEEE,2012:DS1b.4-1-DS1b.4-7.

[4]WU X,CHEN H,ZHANG J,et al.An improved high efficiency full bridge ZVS DC-DC converter with overall load range soft switching[C]//Power Electronics Specialists Conference,2004.PESC 04.2004 IEEE 35th Annual.IEEE,2004:1605-1611.

[5]BORAGE M,TIWARI S,BHARDWAJ S,et al.A FullBridge DC-DC Converter With Zero-Voltage-Switching Over the Entire Conversion Range[J].Power Electronics IEEE Transactions on,2008,23(4):1743-1750.

[6]WU X,XIE X,ZHAO C,et al.Low Voltage and Current Stress ZVZCS Full Bridge DC-DC Converter Using Center Tapped Rectifier Reset[J].Industrial Electronics IEEE Transactions on,2008,55(3):1470-1477.

[7]CHEN B Y,LAI Y S.Switching Control Technique of Phase-Shift-Controlled Full-Bridge Converter to Improve Efficiency Under Light-Load and Standby Conditions Without Additional Auxiliary Components[J].IEEE Transactions on Power Electronics,2010,28(4):1001-1012.

[8]REDL R,SOKAL N O,BALOGH L.A novel soft-switching full-bridge DC/DC converter:analysis,design considerations,and experimental results at 1.5 k W,100 k Hz[J].Power Electronics IEEE Transactions on,1991,6:408-418.

[9]REDL R,BALOGH L,EDWARDS D W.Optimum ZVS full-bridge DC/DC converter with PWM phase-shift control:analysis,design considerations,and experimental results[C]//Applied Power Electronics Conference and Exposition,1994.APEC'94.Conference Proceedings 1994.,Ninth Annual.IEEE,1994:159-165.