反激式变换器

反激式变换器（精选7篇）

反激式变换器 篇1

1 引言

开关电源在半导体器件通断时会产生瞬态电磁辐射, 易造成远场辐射干扰发射超出电磁兼容标准限值, 影响周围敏感电子设备正常工作, 成为阻碍开关电源产品顺利设计和生产的一个难题[1]。近年来, 国内外研究者对开关电源内、外部的多种近场电磁效应进行了研究[2,3,4,5,6]。其中, 文献[2-4]将近场电磁耦合效应等效为互感、互电容等寄生电路参数后进行量化分析;文献[5]用简化的解析算式对Buck变换器主电路辐射磁场进行预测。文献[6]则利用ANSYS有限元软件仿真开关电源的近场。虽取得了以上研究成果, 国内外对开关电源的远场电磁辐射机理尚少有研究。特别是, 开关电源本身结构复杂、其电磁辐射瞬态过程明显, 使得远场辐射的准确研究较为困难。

电磁仿真常用的有限元方法基于单频点计算, 其在EMC宽频应用时较为不便, 而基于时域计算的时域有限差分 (FDTD) 法可在脉冲激励下, 通过将一次计算结果进行傅里叶变换, 即可获得宽频信息[7]。此外, FDTD也易于嵌入集中元件模型, 进行混合电磁仿真[8,9,10], 因此适于结构和功能均较复杂的开关电源远场电磁辐射的仿真研究。本文利用X-FDTD软件工具, 在对反激式开关电源电容、变压器等无源器件、二极管等有源器件、PCB连线、输入/输出电缆较准确建模的基础上, 得到反激式开关电源的FDTD模型并仿真, 进而研究该电源远场辐射的空间分布特性, 考察了其主要影响因素, 最后仿真研究了共模电感对远场辐射发射的抑制作用。

2 反激式开关电源及其FDTD建模

本文研究的反激式开关电源主电路结构如图1所示。220V单相交流电经输入电缆先工频整流预稳压, 然后通过高频反激变换, 在变压器的副边降至10 V, 再经输出电缆给电阻负载提供35 W功率。该开关电源的主要元器件包括电解电容C1、C2、变压器T、场效应管M、高频整流二极管D, 此外还有PCB连线、输入/输出电缆等。控制电路为UC3842芯片, 其输出脉冲频率58k Hz, 占空比为34%。

FDTD方法本质上是通过电场与磁场在空间、时间上的差分递推来实现的, 其利用Yee网格剖分将场域离散化为网格节点集合, 并以各离散点函数的差商来近似替代该点的偏导数, 从而将Maxwell偏微分方程转化为相应的差分方程组求解[7,9]。X-FDTD即为一款优良的宽频电磁分析软件工具, 其具有方便的几何/网格建模、RLC集总元件及激励源设置、准确的近远场变换及良好显示效果等优点, 适于电磁辐射的研究。在实际开关电源的FDTD仿真研究中, 由于开关电源的元器件不仅类型多, 而且电容、电感、晶体管等部件的结构复杂、体积小, 加之远场电磁辐射发射涉及的空间大 (半径大于3m) , 因此存在建模困难、仿真易发散等难点。为此, 在开关电源的FDTD建模中首先要根据元器件的实际情况建立起合理的模型;此外, 还需协调元器件建模精度与空间远场辐射仿真发散性的矛盾, 以使仿真结果准确、计算稳定。

3 开关电源元器件的FDTD建模

本开关电源中除结构相对简单的PCB连线、输入/输出电缆外, 更多的是电容、变压器等结构复杂的无源器件以及晶体管、二极管等结构和功能更复杂的有源器件。上述器件中, 电容极板导体间距小于0.05mm, 变压器绕组层间距仅0.15mm, 晶体管PN节的物理尺寸更小、媒质特性也非线性, 因此对这两类器件按其实际物理结构、媒质特性进行建模几乎是不可能的。在本研究中采用将这些元器件的端口电路参数与辐射发射作用相结合的办法来处理, 即对元器件主要结构建立起几何模型, 对元器件中体积小、结构复杂的部分建立起集总参数模型, 再将集总模型和几何模型结合在一起, 得出器件的整体模型。下面对各部件的具体建模方法进行简介:

3.1 无源器件模型

(1) 电容器的模型

本开关电源中C1、C2为电解电容, 其核心为内部的多层紧密卷绕结构。如直接按此结构建模, 不仅生成密绕体的难度大, 其极薄的层间距也使后续的Yee网格剖分困难。对此, 本研究采用图2所示的三层圆管结构来模拟多层卷绕结构。其中, 内管、外管为金属电极, 中间层为介质层, 细圆柱导体为引脚。建模时, 通过调节金属层间距、介质层介电参数, 使其电容量等于电容器实测值;通过调节引脚线长度和线径, 使其电感等于电容器实测寄生电感;对于漏电阻, 采用在引脚根部并联集总参数电阻来近似[10]。在上述模型基础上, 在其外部再添加一个与实际电解电容外型尺寸一致的圆桶形金属外壳, 即可建立起电解电容的等效FDTD模型。本电源中, C1的电容为185.4μF、寄生电感为13.5n H、漏电阻为144 mΩ, C2的电容为908.57μF、寄生电感为8.75n H、漏电阻为60mΩ。

(2) 变压器的模型

电源中变压器T的磁芯为MnZn铁氧体EC结构, 绕组为PS结构, 原边3层, 副边1层, 原副边匝比为58∶3。磁芯的建模相对较容易, 在XFDTD中按磁芯实际尺寸绘制三维结构, 材料属性设为μ为3000的导磁体即可;在绕组建模中, 变压器副边绕组的匝数较小, 设计一层螺旋线即可。原边绕组建模方法类似, 仅是匝数多些, 具体结构参见图3。此外, 为便于计算, 将绕组导线设为“单位导线”性质, 即计算时忽略其线径尺寸。变压器原、副边层间绝缘很薄, 仅有0.15mm, 原副边存在寄生电容, 且该电容对电磁干扰发射影响很大。如完全按该层间距尺寸建模, 会导致网格剖分困难, 本文采用下述方法进行简化处理。拉大原副边间距至0.3mm, 使剖分容易进行。为等效原副边的寄生电容作用, 实测变压器原副边间的寄生电容值Cps, 将其分成两个值为Cps/2的电容, 并将该二电容以集总电容形式分别加在原、副边的上、下侧处理[10], 具体图略。

3.2 有源器件的模型

本电源中有源器件包括场效应管M和二极管D, 它们主要由金属引脚和半导体管芯两部分组成。其中, 金属引脚的几何结构较简单, 可按照实物建模, 但半导体管芯的几何结构极小、功能复杂, 不易建模。

二极管D的半导体管芯功能相对简单, 几何尺寸也小, 本文采用将其功能用集总模型来表示的办法进行等效[9]。式 (1) 为该二极管电压、电流的关系式, 式 (2) 即为据上式得到的二极管FDTD集总模型的计算式[9]。将引脚模型几何模型和管芯集总模型结合起来, 即得图4所示的二极管模型。

式中, q为电子电量, Ud为二极管端电压, k为玻尔兹曼常数, T为温度。

式中, i、j、k为空间点位置, n为计算步数, 其它同上。

场效应管M的管芯功能复杂, 其FDTD集总模型不易建立。故在本研究中, 将MOSFET源漏极电压Vds作为激励源处理, 具体图略。

3.3 PCB连线及电缆的模型

开关电源中PCB连线、输入/输出电缆的结构较为简单, 按其几何尺寸建模即可。本文中, 输入/输出线缆长度分别为800mm、350mm, 其导线设为“单位导线”。输出线缆末端负载电阻为3Ω, 采用集总模型。在输入电缆的电网侧使用25Ω集总电阻来等效电网的射频阻抗, 具体模型略。

4 开关电源整体FDTD模型与网格处理

按实物布局, 将开关电源元器件模型组合起来, 即得图5所示的电源总体FDTD模型。由于输入/输出电缆较长, 图中仅显示了部分线缆。

本仿真中, 仿真空间设为将开关电源、线缆置于中间的四方形体, 尺寸为1800*400*400mm, 边界设为理想吸收ABS边界。开关电源一些元器件的结构分布均匀性很差, 而包含输入/输出电缆后的仿真空间很大, 加之FDTD单元网格尺寸通常要小于最小激励波长的1/10, 为兼顾元器件仿真精度与仿真空间计算效率的要求, 仿真中采用了非均匀网格剖分处理。即对电源元器件所在空间细剖分、其它位置空间粗剖分。

5 仿真结果及分析

设激励源MOSFET管Vds为幅值100V、频率分别是60MHz、300MHz的正弦波, 图6显示了反激式开关电源3m处远场电磁辐射的仿真结果。可以看出, 电磁场在仿真区域中的幅值空间呈波浪状分布, 并且频率越高波峰分布越密集。

为具体分析开关电源远场电磁辐射的主要影响因素, 本文用对电源各组成部分分别仿真的办法进行考察。图7示出了部分结果。a分图为去掉输入/输出线缆, 仅剩主电路时, 在300MHz相同激励下远场电磁辐射的仿真结果, 可见波峰的分布明显减少, 与图6b差异较大, 电场强度最大值也下降。图7b则示出了无主电路板, 而在输入、输出电缆间施加同频正弦波激励时远场电磁波的分布, 可见更多波峰出现, 与图6b的场强及分布接近。由上可判断输入/输出线缆对远场辐射有较大影响。

为验证上述分析及抑制远场辐射, 本文在输入、输出线缆模型上串入共模电感。其中, 输入线缆加入1μH电感、输出线缆加0.5μH电感。图8显示了此时远场辐射分布仿真结果, 可以看出, 这时远场辐射场的分布趋向于仅有主电路的情形, 线缆的辐射作用明显被削弱。这表明在输入、输出电缆上加载适当的射频电感, 可有效减小线缆中的共模电流大小, 从而降低了其远场辐射强度, 这与人们实践经验也是一致的。

6 结语

本文对一台反激式开关电源建立了FDTD模型, 对其远场电磁辐射进行了仿真, 并分析其分布特性和影响因素。针对电容器、变压器、有源器件等各自结构特点, 利用几何模型与集总参数模型结合的方法建立元器件的FDTD模型, 协调了仿真精度和效率。仿真结果表明输入/输出线缆对开关电源远场辐射影响较大, 施加共模电感可以改善远场辐射。

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反激式变换器 篇2

伴随着开关电源的广泛应用和不断发展,出现了很多谐振和准谐振变换器。这两类变换器的核心[1]是都有一个储能电路,在电源的功率转换过程中,不像传统的谐振变换器,准谐振变换器能够利用储能电路产生零电压或零电流[2,3]来控制功率开关管的导通与关闭。通过这种控制方式可以有效地降低开关管的导通损耗,提高变换器的效率[4]。

理论上有很多种方法可以实现准谐振反激式变换器,但大多数的变换器并不能适用对电源品质要求高、具有宽电压输入范围、离线式的LED照明中。本研究将提出一种可以应用在中低功率LED照明中的低成本准谐振反激式变换器设计方法,能适用宽电压输入范围,有效地降低开关管的导通损耗,提高电源效率。

1 反激式准谐振变换器的原理

一种可以用在离线式变换器中的反激式准谐振变换器的基本电路如图1所示,它是由MOS开关管、反激式变压器、输出整流二极管、输入滤波电容Cin、输出滤波电容Co和谐振电容Cd组成,其中Cd包括开关管的输出电容Coss、变压器的分布电容以及电路中的其他杂散电容。

工作在断续模式(DCM)下的反激式准谐振变换器工作波形如图2所示,在反激式准谐振变换中,每个周期可分为三个不同的时间段[5]。由图2可知,在开关管关断之后,在漏极会产生一个尖峰电压,这个尖峰电压是变压器漏感和电容Cd谐振引起的。之后开关管漏极电压趋于一个稳定值[6],其大小等于:

VDSs=Vin+VR=Vin+N·(Vout+Vf) (1)

式中:Vin—整流后的直流电压,VR—次级到初级的反射电压,N—初级与次级线圈的匝数比,Vout—次级整流后的输出电压,Vf—输出整流二极管D的正向压降。

经过时间TFW后,反激变换器的能量完全传递给负载,流过输出整流二极管的电流减小到零,输出整流二极管反向截止。此时,由原边电感Lp、原边电感等效电阻Rp和电容Cd构成的RLC谐振电路开始振荡,在开关管漏极产生一个谐振电压VDS,其值为:

$V{}_{DS}\left(t\right)\approx V{}_{\text{i}\text{n}}+V{}_R\cdot e{}^{-\alpha t}\cdot \cos \left(2\text{π}\cdot f{}_r\cdot t\right)(2)$

式中:α—振荡衰减系数,α=Rp/2Lp; fr—谐振频率,fr=$1/2\text{π}\sqrt{L{}_{p}C{}_d}$。

由图2及式(2)可知,为了降低开关损耗,必须让开关管在电压最低处开通,此时应有:

所以谐振时间TV为:

${\rm T}{}_V=\frac{1}{2\cdot f{}_r}=\text{π}\cdot \sqrt{L{}_p\cdot C{}_d}(4)$

由于准谐振技术使电源在任何输出负载、任何线性输入电压条件下,通过延迟开关关断时间,使开关管漏-源电压降至最低,以保证其在临界导通模式下以最低的漏极电压进行开关动作,减少尖刺干扰,最终达到降低其损耗的目的。由此可知,电源的谐振工作频率将随着负载和输入电压条件的变化而变化,以实现 零电压导通功能。对此,确定工作频率是电源设计的关键,其频率推导[7,8,9]如下:

${\rm T}{}_{\text{Ο}\text{Ν}}=\frac{L{}_p\cdot {\rm I}{}_{{\rm P}{\rm K}{\rm P}}}{V{}_{\text{i}\text{n}}}(5)$

式中:IPKP—原边电感的峰值电流。

且:

式中:IPKS—副边电感的峰值电流。

变换器的转换周期TSW包括TON、TFW、TV,所以其开关频率[10]为:

由于变换器工作在断续模式,初级峰值电流与输入功率有关,其关系为:

通过式(4,5,6,7,8)可得开关频率[11]为:

式中:

$f{}_{{\rm T}}=\frac{1}{2\cdot {\rm P}{}_{\text{i}\text{n}}\cdot L{}_p\cdot \left(\frac{1}{V{}_{\text{i}\text{n}}}+\frac{1}{V{}_R}\right){}^2}(10)$

式(10)表明,最小的开关频率fSWmin出现在“输入电压Vin最小、输入功率Pin最大”的时刻。

2 设计实例以及实验结果

根据以上的原理分析,本研究设计了一个基于L6565的60 W LED准谐振反激式驱动电源,60 W LED驱动电源L6565控制部分外围电路如图3所示。

为使LED驱动电源实现恒流稳压输出,本研究采用次级反馈调节技术。因此,L6565的电压反馈输入端1脚要通过一个电阻分压网络与Vcc直接相连;为实现恒定功率输出,1脚和2脚要并联π型补偿网络;引脚3为线电压前馈输入引脚,通过一个电阻分压网络,为引脚3按比例的提供一个输入电压;4脚为PWM比较器的反相输入端,通过检测采样电阻R23上的电流变化,控制开关管的导通;5脚为过零检测引脚,通过给芯片供电的辅助绕组来检测变压器是否退磁;7脚为功率开关管栅极驱动引脚,该引脚控制功率开关管的导通和关闭。

电源的主要设计参数如下:宽输入电压范围AC 85 V～265 V,输入电压频率47 Hz～60 Hz。恒定电流输出DC 36 V,1 700 mA,最低开关频率35 kHz,满载输出功率61.2 W。

输入220 V全负载条件下开关管两端的电压波形如图4所示,从图中波形可以看见Vds在反激输出电流为0时开始振荡,当振荡达到最低点时,开关管重新导通,实现了零电压导通。

在全负载条件下,在各个不同电压值下测得的驱动电源的转换效率如表1所示,通过对比相同条件下传统的反激式变换器的效率,采用准谐振技术能显著的提升反激式电源的转换效率。

3 结束语

通过对基于L6565的准谐振反激式变换器设计,可以使反激式变换器工作在零电压导通状态,大大的减少了开关管的开关损耗,有效的降低了电路的EMI,提高了电源的转换效率。目前,采用准谐振技术的反激式开关电源正得到越来越多的应用。

参考文献

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反激式变换器 篇3

限制单级PFC变换器应用的主要因素是中间储能电容电压波动大、功率器件的电压应力高、可靠性低[11,12]。这里提出一种新颖的双绕组反激式单级PFC变换器,是由Boost PFC电路和具有串并联结构的双绕组反激变换器组合而成,中间储能环节由2个电容构成,这种特殊的拓扑结构可以利用2个中间储能电容来吸收变压器初级绕组的漏感能量,有效地抑制功率器件的电压应力,提高变换器的可靠性[13,14]。为了提高变换器的功率因数λ和降低输入电流的总谐波畸变率(THD),提出了一种简单的电压补偿控制方法[15],实验结果证明了该方法的有效性。

1 拓扑结构和工作原理

1.1 拓扑结构

提出的双绕组反激式单级PFC变换器拓扑如图1所示。图中Lin和Cin构成输入滤波器,滤除开关动作产生的高次谐波;二极管VD、电感Lb和开关S组成了Boost PFC单元,实现功率因数校正功能;中间储能环节由2个电容值相同的电容C1和C2组成,并作为DC/DC变换单元的供电电源;DC/DC变换单元采用具有串并联结构的双绕组反激变换电路,它由变压器T、与PFC单元共用的开关S、二极管(VD1、VD2和VD4)以及输出滤波电容Co组成,其中L1和L2为相同匝数的紧密耦合的初级绕组电感,L3为次级绕组电感,二极管VD1和VD2用来防止在开关断开时变压器工作于正激状态。

1.2 工作原理

双绕组反激式单级PFC变换器工作在稳态时,在一个开关周期内有4个工作模态,该变换器的PFC单元和DC/DC单元都工作在DCM模式,其理论波形如图2所示。

为便于分析,假定所有器件都为理想器件,且忽略变压器漏感。由于开关频率远大于输入工频电压的频率,在一个开关周期内,可以认为输入电压是恒定的。变换器4个工作模态的等效电路如图3所示。

图中,Us(Us=|Uin|=|Upsinωt")表示电网电压经二极管整流后的电压;L1、L2为变压器初级绕组电感(L1=L2=L),L3为次级绕组电感,其耦合系数为1,变压器绕组匝比为1∶1∶n;C1、C2为电容值相同的中间储能电容,其电压值分别为UC1、UC2,分析时假设两者相等(UC1=UC2=UC),并且分别作为绕组L1、L2的供电电源。

工作模态1[t0,t1]等效电路如图3(a)所示。在t0时刻,开关S开通,二极管VD随之导通,由于Us近似恒定,电感Lb的电流iLb将线性上升,升压电感Lb中储存能量。同时,电容电压UC1、UC2分别作用于绕组电感L1、L2,绕组电流线性增加,初级绕组储存能量,二极管VD4承受反压截止,电容Co给负载供电。到t1时刻,开关S关断,该模态结束。

在此阶段有

对于电感L1、L2,此时它们之间存在互感M,由于认为它们的耦合系数为1,所以互感M:

此时绕组电感L1、L2的等效电感为

所以绕组L1、L2电流为

其中,t∈[t0,t1]。

工作模态2[t1,t2]等效电路如图3(b)所示。在t1时刻,开关S关断,二极管VD3导通,开关S两端电压被电容C1、C2电压钳位在2 UC。输入电源和储存在电感Lb中的能量将对电容C1、C2充电,电流iLb线性减小。同时,电流iL1、iL2立即变为零,二极管VD4导通,变压器初级绕组中储存的能量向负载传递,电容Co被充电。当iL3线性减小到零,即变压器中存储的能量全部释放完毕,该模态结束。二极管VD1、VD2用来阻止iLb流经初级绕组,防止变压器工作于正激状态。

在此阶段有

其中,t∈[t1,t3]。

其中,t∈[t1,t2]。

工作模态3[t2,t3]等效电路如图3(c)所示。在此模态,电流iLb继续线性减小,直到为零,电容C1、C2充电完毕,该模态结束。在此期间,电容Co为负载提供能量。电流iLb变化规律满足式(5)。

工作模态4[t3,t4]等效电路如图3(d)所示。此模态为变换器调节模态,电容Co继续为负载提供能量,直到t4时刻,开关开通,下一个工作周期开始。

2 变换器的稳态特性

由式(1)(5)可以得到电感Lb电流的最大值:

由于要得到接近为1的功率因数,输入电流的波形几乎是正弦的,所以电感Lb电流的有效值可以由下式确定:

由输入、输出功率平衡,可以得到:

由于双绕组反激变换器工作于DCM模式,其输入、输出传递函数Q1为

由式(8)(9)和(10)可以推出变换器稳态输入、输出传递函数Q:

由式(10)和(11)可以得到:

由式(11)可知,当负载或输入电压变化时,可以调节占空比来保持输出电压的稳定;根据式(12)可知,在DCM+DCM模式下,中间储能电容电压将不受负载变化的影响,而只与电路参数和输入电压有关。

3 电压补偿控制方法

由于PFC单元工作于DCM模式,使输入电流能自动跟随输入电压变化,所以单级PFC变换器的控制电路只需要保证输出电压稳定,一般采用单电压闭环,恒定占空比控制。在这种控制方式下,Boost电感Lb电流的平均值不是正弦波[16],如图4中虚线所示。在输入电压的峰值附近,电流平均值较大,而在接近零附近较小,呈现中间上凸的形状,使输入功率因数有所降低,为进一步改善输入电流的正弦度,提高输入功率因数,需要对占空比进行适当补偿。

所提出的简单电压补偿控制方法,其控制思路是:电压调节器的输出信号减去交流整流电压信号后作为调制信号,可减小电压峰值附近的占空比,从而减小电感Lb电流的平均值,改善电流中间上凸的情况,进一步提高功率因数,抑制总谐波畸变。控制框图如图5所示。但是,这种方法对变换器有一定的负面影响:稳态时,在一个工频周期内占空比不恒定,因此会增加中间储能电容电压和输出电压的纹波。

4 实验研究

根据前面的分析,设计制作了一台150 W/24 V实验样机,其输入交流电压为220 V/50 Hz,开关频率为50 k Hz,主要的实验参数及器件如下:

开关器件S IXTH25N60;

电感Lb0.574×10-3H;

VD、VD1、VD2、VD3MUR8100,VD4MBR3020;

电容C1、C2220μF/250 V,Co2 000μF/35 V;

变压器磁芯选用EE50,Npri=22,Nsec=9,lgap=0.94 mm。

对样机进行了实验测试与分析,图6给出了采用传统电压闭环控制方法,满载时变换器的主要实验波形。其中,图(a)为输入电压uin和输入电流iin实验波形(uin:100 V/div 10 ms,iin:1 A/div 10 ms,图7同),可见,输入电流能够很好地跟随输入电压变化;图(b)为变压器绕组电流iL1、iL2、iL3和驱动信号Ugs实验波形(iL1、iL2:2A/div 10 ms,iL3:10A/div 10 ms,Ugs:25 V/div 10 ms)。经过测试分析,在满载下,变换器的效率达到80.81%,λ为0.981,THD为20.31%。

图7为采用电压补偿控制后输入电压和电流波形,与图6(a)相比较,输入电流的正弦度有了较大改善。通过实验测试,采用电压补偿控制后,变换器的λ提高到0.993,而THD降到9.58%。图8为采用传统单电压环控制方法和采用电压补偿控制方法实验测试结果对比曲线,可见采用电压补偿控制后,变换器的功率因数得到了很大改善,输入电流总谐波畸变得到了更好的抑制。

5 结论

提出了一种由Boost PFC变换单元与具有串并联结构的双绕组反激变换单元组合而成的新颖的单级高功率因数AC/DC变换器拓扑。该拓扑结构简单,控制容易,具有功率因数高、开关电压应力低、调节性能好等优点,在此基础上,提出一种简单的电压补偿控制方法,可以减小输入电流总谐波畸变率,提高变换器的功率因数。一台150 W/24 V样机测试结果表明,该变换器满载时效率达到80.81%,在传统控制方式下,功率因数达到0.981,输入电流总谐波畸变率为20.31%,而采用电压补偿控制后,功率因数提高到0.993,总谐波畸变率降到9.58%。

摘要：为改善功率变换器的功率因数,提出一种双绕组反激式单级功率因数校正PFC(Power Factor Correction)变换拓扑。该拓扑由Boost PFC电路和具有串并联结构的双绕组反激变换电路组合而成,利用2个中间储能电容吸收变压器初级绕组的漏感能量,有效地抑制功率器件的电压应力,提高变换器的可靠性。详细分析了变换器的工作原理和稳态特性,并在传统的单电压环控制方法的基础上,将整流电压引入到控制电路,提出了一种简单的电压补偿控制方法来提高变换器的功率因数、降低输入电流的总谐波畸变率。设计制作了一台150 W/24 V实验样机,实验结果验证了所提出电路原理的正确性和采用电压补偿控制方法改善输入电流波形质量的有效性。

反激式变换器 篇4

随着电力电子技术的发展, 开关电源以其效率高, 体积小等特点逐渐取代了传统的线性稳压电源。开关电源的转换器分为正激、反激、推挽、全桥和半桥五种带变压隔离器的基本类型[1,2]。其中, 在中小功率场合, 反激式DC/DC变换器应用非常广泛, 如便携式电脑电源、POS机电源等[3]。它具有如下几个特点:

(1) 设计简单方便, 不像正激式变换器需要磁能复位回路。

(2) 有变压器电气隔离, 可利用变比实现升降压, 实现多路输出, 以适应功率小、电压电流等级多的使用场合[4]。

TOPSwitch-GX系列是由美国电源集成公司生产的离线PWM开关芯片, 它设计先进、功能完善, 可设计输出250 W以下的单路或多路输出开关电源, 典型应用于反激式变换器的设计中。它单片集成了功率场效应管以及完整的PWM控制电路, 外围电路简单, 使用非常灵活, 设计的电源具有低成本、高效率、小尺寸的特点。

在外围电路的设计中, 高频变压器的设计是非常重要的一环。本文将以该系列芯片的应用为例, 详细介绍反激式变换器中高频变压器设计的原理和一般步骤。

1 TOPSwitch-GX的引脚介绍

图1所示是基于TOPSwitch-GX的反激式变换器框图。TOPSwitch-GX芯片共有6个引脚, 其中D和S引脚分别连接片内功率场效应管的漏极和源极。

L为线监测引脚, 使用时必须串联电阻至输入直流电源正极。改变串联电阻的大小, 可自由匹配欠电压门槛值、过电压门槛值。设计变压器时, 可根据串联电阻上流过的最小电流, 查芯片手册中的曲线图, 确定其工作的最大占空比。当L引脚与S引脚短接时, 该管脚所有功能都被禁用。

F为开关频率选择引脚。当它与S引脚连接时, 开关工作在132 kHz;而与C引脚连接时, 开关工作在66 kHz, 这样也就确定了高频变压器的工作频率。

X引脚用于调节外电流极限、远程开关和同步。与L引脚类似, 当它与S引脚短接时, 将禁用该管脚所有功能。

输出端电压信号经过采样、转化, 形成反馈电流输入芯片的控制引脚C, 再由芯片内部加工后, 改变驱动功率场效应管的PWM信号, 实现电流反馈控制, 稳压输出。

在设计高频变压器时, 必须充分考虑到TOPSwitch-GX工作频率等参数以及外围元件取值, 这样才能使整个开关电源更为稳定、高效地运行。

2 高频变压器设计的步骤

2.1 选择磁心材料与形状

常用于高频磁心材料有铁粉磁心、铁氧体磁心和非晶-微晶合金。对于高频变压器而言, 一般选择高磁导率、高饱和磁感强度、低剩磁感强度、高电阻率的磁心材料。磁导率高, 线圈通过不大的励磁电流就能获得较高的磁感应强度。饱和磁感强度大, 剩余磁感强度小, 使得高频变压器工作磁感强度有较大的取值范围, 相对减小了磁心体积。电阻率高, 涡流小, 磁心铁耗小[1,5]。

在没有特殊要求的情况下, 通常选择铁氧体材料就可以满足设计需要。大部分适用于高频变压器磁心的材料 (如TDK的PC系列) , 居里温度都在200 ℃以上, 可以满足绝大部分工作温度的要求[6,7]。因此, 选择磁心主要考虑材料的初始磁导率, 饱和、剩余磁感强度, 电阻率以及预计工作温度下的磁心损耗, 之后考虑材料的机械特性、密度等[8]。西门子、日本的TDK以及国产的新康达都有各自的磁心系列, 可以查阅手册获取具体参数信息。

磁心的形状有EE, EI, PQ, POT等多种。为了降低漏感量, 减小绕组间的分布电容, 应选择高瘦型的磁心 (如EE, EI) , 并尽量减少绕线的层数。当然, 还要综合考虑设计产品的几何尺寸要求和应用环境[9]。

2.2 利用AP法确定磁心尺寸

所谓的AP法就是求出磁心窗口面积Aw和磁心有效截面积Ae的乘积AP, 根据AP值, 查表找出所需磁性材料的编号[1]。

根据法拉第电磁感应定律:

$U={\rm N}\frac{\text{Δ}\Phi }{\text{Δ}t}$

式中:U为电磁感应电压;N为线圈匝数;ΔΦ/Δt为磁通随时间的变化率。

若磁感应强度为B, 则:

$\Phi =BA{}_{\text{e}}$

由于磁心有效截面积Ae不变, 于是:

$U={\rm N}A{}_{\text{e}}\frac{\text{Δ}B}{\text{Δ}t}$

设工作在电流连续模式, 则在开关管导通和截止时, 原边绕组和副边绕组分别满足下列关系:

$\begin{array}{l}U{}_{\text{p}}={\rm N}{}_{\text{p}}A{}_{\text{e}}\frac{\text{Δ}B{}_{\text{o}\text{n}}}{t{}_{\text{o}\text{n}}}=\frac{{\rm N}{}_{\text{p}}A{}_{\text{e}}\text{Δ}B{}_{\text{o}\text{n}}f{}_{\text{s}}}{D}(1)\\ U{}_{\text{s}}={\rm N}{}_{\text{s}}A{}_{\text{e}}\frac{\text{Δ}B{}_{\text{o}\text{f}\text{f}}}{t{}_{\text{o}\text{f}\text{f}}}=\frac{{\rm N}{}_{\text{s}}A{}_{\text{e}}\text{Δ}B{}_{\text{o}\text{f}\text{f}}f{}_{\text{s}}}{1-D}(2)\end{array}$

式中:Up, Us分别为原、副边绕组的直流电压;Np, Ns分别为原、副边绕组匝数;ΔBon, ΔBoff分别是开关管导通和截止时变化的磁通密度;fs为变压器工作频率;D为占空比。整理得:

$A{}_{\text{e}}=\frac{U{}_{\text{p}}D}{\text{Δ}B{}_{\text{o}\text{n}}f{}_{\text{s}}{\rm N}{}_{\text{p}}}=\frac{U{}_{\text{s}}(1-D)}{\text{Δ}B{}_{\text{o}\text{f}\text{f}}f{}_{\text{s}}{\rm N}{}_{\text{s}}}(3)$

磁心窗口面积Aw可用式 (4) 表示:

$A{}_{\text{w}}=\frac{1}{{\rm K}{}_{\text{w}}}({\rm N}{}_{\text{p}}\frac{{\rm I}{}_{\text{p}}}{J}+{\rm N}{}_{\text{s}}\frac{{\rm I}{}_{\text{s}}}{J})(4)$

式中:Kw为窗口使用系数;J为电流密度;Ip, Is分别为原、副边绕组电流。

将式 (3) 与式 (4) 相乘:

$\text{A}\text{Ρ}=A{}_{\text{e}}A{}_{\text{w}}=\frac{1}{{\rm K}{}_{\text{w}}f{}_{\text{s}}J}\left[\frac{U{}_{\text{p}}{\rm I}{}_{\text{p}}D}{\text{Δ}B{}_{\text{o}\text{n}}}+\frac{U{}_{\text{s}}{\rm I}{}_{\text{s}}(1-D)}{\text{Δ}B{}_{\text{o}\text{f}\text{f}}}\right]$

由于ΔBon, ΔBoff在平均磁化曲线上近似相等, 可以用磁心工作磁通密度ΔB表示, 这样:

$\text{A}\text{Ρ}=\frac{U{}_{\text{p}}{\rm I}{}_{\text{p}}D+U{}_{\text{s}}{\rm I}{}_{\text{s}}(1-D)}{{\rm K}{}_{\text{w}}f{}_{\text{s}}\text{Δ}BJ}$

式中:UpIp和UsIs近似为变换器的输入、输出功率, 则上式可改写为:

$\text{A}\text{Ρ}=\frac{D/\eta +(1-D)}{{\rm K}{}_{\text{w}}f{}_{\text{s}}\text{Δ}BJ}{\rm P}{}_{\text{o}}(5)$

式中:Po为输出功率;η为预设变换器效率。

根据算得的AP值, 从产品手册中选择尺寸略大于该值磁心的型号。

2.3 计算原、副边绕组匝数

由式 (1) 可知, 变压器原边绕组匝数Np为:

${\rm N}{}_{\text{p}}=\frac{U{}_{\text{p}}D}{\text{Δ}Bf{}_{\text{s}}A{}_{\text{e}}}(6)$

同理, 副边绕组匝数Ns为:

${\rm N}{}_{\text{s}}=\frac{U{}_{\text{s}}^{´}(1-D)}{\text{Δ}Bf{}_{\text{s}}A{}_{\text{e}}}(7)$

这里U′s要计及二极管导通电压和副边绕组压降。

2.4 气隙长度的计算

虽然磁心材料的B-H曲线斜率随着气隙大小变化, 但带与不带气隙磁心饱和磁感应强度是相同的。当有气隙时, B-H的特征斜率减小, 曲线向横轴靠拢。可以减少剩余磁感应强度Br并增加变压器工作范围。当反激式变换器工作在电流连续方式下, 将会产生很大的直流分量, 气隙可以有效地防止磁心饱和。

气隙长度可以表示为[1]:

$l{}_{\text{g}}=\frac{\mu {}_0{\rm N}{}_{\text{p}}{}^{2}A{}_{\text{e}}}{L{}_{\text{p}}}(8)$

式中:μ0是真空磁导率;Lp是原边绕组的电感值, 它由式 (9) 计算[10]:

$L{}_{\text{p}}=\frac{\left(\frac{1}{{\rm K}{}_{\text{r}\text{p}}}-\frac{1}{2}\right)U{}_{\text{p}\text{m}\text{i}\text{n}}{}^{2}D{}_{\max }{}^2\eta }{{\rm P}{}_{\text{o}}f{}_{\text{s}}}(9)$

式中:Krp为原边电流纹波与电流峰值的比值;Upmin为输入直流电压最小值;Dmax为最大占空比。

2.5 确定导线规格

先确定原边绕组的纹波电流:

${\rm I}{}_{\text{p}\text{r}}=\frac{U{}_{\text{p}\text{m}\text{i}\text{n}}D{}_{\max }}{f{}_{\text{s}}L{}_{\text{p}}}(10)$

则原边电流有效值为:

${\rm I}{}_{\text{p}\text{r}\text{m}\text{s}}={\rm I}{}_{\text{p}\text{r}}\sqrt{D{}_{\max }\left(\frac{1}{3}-{\rm K}{}_{\text{r}\text{p}}+\frac{1}{{\rm K}{}_{\text{r}\text{p}}{}^2}\right)}(11)$

副边电流有效值可近似表示为:

${\rm I}{}_{\text{s}\text{r}\text{m}\text{s}}⧋\frac{{\rm I}{}_{\text{o}}}{1-D{}_{\max }}(12)$

式中:Io为设计输出电流值。

最后根据面积公式可分别得出计算线径:

$D{}_{\text{w}}=1.13\sqrt{\frac{{\rm I}{}_{\text{r}\text{m}\text{s}}}{J}}$

副边可根据设计要求的电流代入式 (12) 算出电流有效值, 进而求得线径。

根据计算线径, 可查AWG导线规格表来选定变压器绕组线径。

3基于TOPSwitch-GX的单输出反激变换器的高频变压器设计实例

3.1 变换器设计要求

输入电压:220 V±10%;输出功率:36 V×2 A;预计转换效率:80%。

3.2 芯片选型及基本参数的计算

根据设计要求, 可以计算出变换器的输出功率Po=36×2=72 W, 输入功率Pi=72/0.8=90 W, 因此选择输出功率为85 W的TOP245Y。将F和S管脚连接, 设定工作频率fs=132 kHz。输入交流电经过滤波整流, 最大直流输入电压不超过最大交流电压有效值的1.4倍, 则Upmax=220×1.1×1.4=339 V;最小直流输入电压不小于最小交流电压有效值的1.3倍, 那么Upmin=220×0.9×1.3=257 V。L与输入直流正极间接2 MΩ电阻, 根据芯片手册以及最大占空比下降曲线, 可知最小电压对应的最大占空比Dmax=57%。设计采用光耦反馈, 反馈绕组电压为12 V, 设工作电流为0.2 A。

3.3 高频变压器的设计

3.3.1 选择磁心型号

考虑工作频率、剩磁以及初始磁导率等因素, 选择PC40材料, 查得饱和磁感强度为0.39 T, 工作磁通密度取该值的50%, ΔB=0.195 T。取D=Dmax, Kw=0.4, J=4 A/mm2代入式 (5) , 得到AP=0.199 7 cm4。查TDK磁心规格表选取EI28, AP=0.600 5 cm4, Ae=86.00 mm2, Aw=69.83 mm2。

3.3.2 确定原副边匝数

将最小输入直流电压和最大占空比代入式 (6) , 取整后原边匝数Np=66。考虑二极管导通电压和绕组压降, 设副边输出端口1的绕组电压Us=24+1.3=25.3 V。根据式 (7) , 算得副边绕组匝数Ns=5。同理, 反馈绕组电压Uf=12+0.7=12.7 V, 采用式 (7) , 可得反馈绕组匝数Nf=2。

3.3.3 计算气隙长度

设Krp=0.8, 根据式 (9) 可以得到原边电感Lp=1.355 mH。再将电感值代入式 (8) 可得气隙长度lg=0.35 mm。

3.3.4 确定导线规格

首先由式 (10) 可以得到原边纹波电流Ipr=0.819 A, 仍取Krp=0.8, 代入式 (11) 可得原边绕组电流有效值Iprms=0.647 A。取电流密度J=4 A/mm2, 根据面积公式可得原边绕组计算线径Dwp=0.454 mm, 故查表选择AWG25。

最后由式 (12) 算出副边电流有效值Isrms=4.65 A, 副边绕组计算线径Dws=1.219, 选择AWG16;反馈绕组有效值Ifrms=0.47 A, 反馈绕组计算线径Dwf=0.385 mm, 选择AWG27。

4 结 语

介绍的设计方法既适用于单路输出, 也适用于多路输出, 能很好地适应输入电压高且波动范围大的要求, 设计的高频变压器满足开关电源的电性能要求, 电源的稳定性和可靠性高。

摘要：随着电力电子技术的发展, 开关电源的应用越来越广泛。反激式变换器以其设计简单, 体积小巧等优势, 广泛应用于小功率场合。其中, 高频变压器承担了传递功率、隔离等作用, 是设计中极为关键的一环。介绍TOPSwich-GX系列芯片的工作原理, 并以一个基于它的单输出反激式变换器为例, 详细阐述了高频变压器设计的原理和步骤, 对设计实践有很好的指导意义。

关键词：TOPSwitch-GX,反激式变换器,高频变压器,开关电源

参考文献

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反激式微型逆变器建模方法 篇5

随着能源和环境问题日益突出,以分布式光伏发电为代表的新能源技术应用日益广泛。并网逆变器作为光伏发电系统的关键部件受到了越来越多的关注。20世纪70年代,美国加州理工学院喷气推进实验室(Caltech’s Jet Propulsion Laboratory)提出了微型逆变器的概念[1],设想为每块光伏组件安装一个微型逆变器,以实现光伏组件的独立并网发电。相比传统的组串式逆变器,微型逆变器在成本上不具备优势,但可以很好地解决传统组串式逆变器并网时光伏组件参数差异或组件局部阴影导致的功率损失等问题[1,2,3]。

在微型逆变器研究中,为实现高效率、高功率密度电能变换及大范围升压比等目标,文献[4,5]提出了基于反激变换器的微型逆变器拓扑,即反激逆变器。反激逆变器存在3种工作模式:断续电流模式(DCM)、临界电流连续模式(BCM)和连续电流模式(CCM)。其中DCM因功率密度低和效率低而很少被采用[5];BCM控制复杂,其峰值电流较大,因此对开关器件电压应力要求较高[6];CCM峰值电流较小,具有较高的效率,但是CCM存在右半平面零点,对比例—积分(PI)控制设计提出了要求[7]。本文选择研究CCM下的反激逆变器,深入研究其建模方法。

近年来,文献[8,9,10,11,12,13,14]研究了CCM下的并网型反激逆变器补偿控制器设计,但建模时负载采用等效电阻。该类方法主要用于设计系统的PI控制器,但是因缺乏考虑电网电动势负载而无法复现系统固有谐振点。文献[15]的反激逆变器建模,主要利用时域表达式对开关周期下变压器的原、副边电流进行平均化建模,虽然考虑了电网电动势负载,但是该种方法主要用于BCM,无法应用于CCM。文献[16]虽然研究了CCM的反激逆变器,并在建模过程中考虑了电动势负载的特殊性,提出了一种基于变压器原边电流的优化控制方法,用以改善并网电能质量,但缺乏考虑系统外特性或阻抗特性。根据电路原理,电流源并网逆变器模型应当采用诺顿等效模型表示,设计优良的电流源除了有稳定的控制输出外,其闭环输出阻抗也应越大越好。近年来,基于输出阻抗的分析方法被较多地应用于组串式光伏并网逆变器外特性研究,以及多逆变器并联与电网谐波交互的研究上[17,18,19]。然而现有文献缺乏对反激逆变器闭环输出阻抗研究的报道,不利于进一步指导优化设计方案和分析多微型逆变器与电网谐波交互问题。总之,现有文献主要应用于确定反激逆变器的PI控制器参数,没有从整体上考虑反激逆变器的内部结构,因而无法得到系统精确的数学模型,也不利于揭示系统外特性。

基于此,本文在考虑以电网电动势为负载的前提下,利用状态平均法构建系统结构框图,得到了反激逆变器精确的诺顿等效模型,方便地确定了系统闭环输出阻抗。然后,采用MATLAB和PSIM仿真平台分别对反激逆变器进行了理论分析和仿真验证。最后,本文设计了250 W样机来验证本文提出方法的正确性。

1 反激逆变器工作原理及传统建模方法

本文所涉及的系统参数如下:变压器参数n=7,Lm=55μH;滤波电容Cf=0.42μF;滤波电感Lf=520μH;控制参数kp=0.2,ki=2 000。图1(a)为反激逆变器结构图,给定信号为100Hz正弦半波信号,与经过一阶低通滤波器H(s)(带宽为1kHz)后的并网电流信号进行比较,通过PI控制器生成调制信号。因为前级反激电路进行了正弦半波调制,故后级DC/AC只需进行工频翻转,实现逆变。所以本文可忽略H桥模块对建模的影响。

文献[8,9,10,11,12,13,14]中介绍的这类建模方法均将电网电动势利用等效电阻R=Eo/Io代替,其中Eo为电网电压有效值,Io为并网电流有效值。而建模方法主要有等效电路法、状态平均法等方法,虽然方法各异,但所得结果一致,本文仅以等效电路为例说明该类建模方法的不足。因为后级H桥只进行50Hz工频翻转。

采用等效电路法[20]可得到图1(b),其中:e(s)和j(s)分别为占空比扰动对输入电压、电流的影响因子;M(D)=nD/(1-D),为反激变换器变比;Le(D)为原边等效到副边的等效电感(等效电感Le是占空比D的函数)。建立反激逆变器等效模型后,通过电路原理可求得占空比与输出电流关系的传递函数Gid(s),并可得到图1(c)。基于文献[8,9,10,11,12,13,14]的网侧等效电阻建模方法,得到的系统控制输出开环传递函数频率特性曲线为图2中曲线1。

采用文献[16]的网侧电动势建模,在相同参数条件下,控制系统输出开环传递函数频率响应曲线如图2中曲线2所示。

最后,采用电路仿真的方式,利用频率扫描功能对仿真模型的系统控制输出开环传递函数的频率特性进行分析,得到扫描曲线如图2中的曲线3所示。对比图2中各曲线可知,电阻建模方法(曲线1)得到的频率特性曲线幅值增益和截止频率远小于电动势建模和仿真扫描得到的结果,且也无法复现10.8kHz谐振点,该谐振频率主要由CL滤波器参数决定,谐振频率与滤波器参数关系如式(1)所示。由于采用等效电阻建模使得系统阻尼增大,从而消除了谐振点。电动势建模方法(曲线2)比电阻建模方法(曲线1)更加接近于仿真扫描得到的频率特性曲线(曲线3),且能呈现10.8kHz附近谐振点,但控制输出开环传递函数的幅频特性有所差别,相位不吻合。

2 反激逆变器建模方法

针对第2节中提及的建模准确度问题,本文利用小信号建模[21]中的状态平均法进行改进,使其适用于反激式微型逆变器。这不仅可以得到系统精确的数学模型,也能方便地求解系统的闭环输出阻抗。

2.1 建模方法

图1(a)所示的反激逆变器主电路结构如图3(a)所示,选取系统变压器励磁电流im、滤波器电容电压vc为状态量;并网电流io、输入电压vin、占空比D为输入量;光伏组件输入电流iin、输出电压vo(vo=vc)为输出量。其中eo为电网电压。本文中小写字母为瞬时量,大写字母表示平均值,“^”表示小信号扰动量。

考虑到H桥仅作工频翻转,因此忽略H桥动作对系统建模的影响,本文仅以电网电压正半波分析,负半波类似。

当Sm导通时,对电路中除Lf以外的储能元件列写方程有:

当Sm关断时,对电路中除Lf以外的储能元件列写方程有:

将式(2)—式(4)利用小信号分析法,得到式(5),将式(5)写成式(6)所示状态方程,并且求出输入、输出传递函数矩阵(式(7))。

式中:,为输入导纳;,为反向电流传输传递函数;,为控制输入传递函数;,为电压传输传递函数;,为输出阻抗;,为控制输出传递函数。

其中式(6)和式(7)中A,B,C,D1分别为:

利用式(7),可求得系统控制结构框图(见图3(b)),图中Zl=sLf,并可求得控制输出开环传递函数Go、闭环传递函数Gclose(见式(8)),闭环输出阻抗(见式(9))。逆变器此时可采用诺顿等效定理,等效电路见图3(c)。诺顿等效模型中受控电流源为式(8)所示的系统闭环传递函数Gclose,输出阻抗为式(9)所示的系统闭环输出阻抗Zo。

2.2 模型分析

通过2.1节建立的模型,便可以分析系统的频率特性。本文先研究静态工作点时系统控制输出开环频率特性,如图4(a)所示,通过对比基于仿真扫描的频率曲线,发现本文所建立模型的频率特性非常接近扫描曲线。分析系统的闭环输出阻抗,如图4(b)中曲线1所示,低频时,系统闭环输出阻抗较大,利于电流源输出特性,而在谐振频率10.8kHz附近时,闭环输出阻抗较小,系统的电流源特性变差。对比仿真扫描输出阻抗曲线2,形状基本吻合。

另外,本文考虑了反激逆变器并网工况时,电网电压正弦变化对小信号建模方法中静态工作变动而产生的影响,详见附录A。

3 仿真和实验验证

本文对250 W反激逆变器进行仿真验证,同时对所设计的反激逆变器进行实验验证,本文设定输出电流为1A,系统参数见第1节。

3.1 仿真验证

本文利用PSIM进行仿真,图5为250 W反激电路仿真结果。其中图5(a)为仿真并网电流,图5(b)为并网电流快速傅里叶变换(FFT)。由2.2节理论分析可知,系统在10.8kHz附近存在谐振,因此仿真结果表明并网电流FFT在10.8kHz存在较大谐波,谐波含量为2%。

3.2 实验验证

通过并网实验测量,实验时,考虑电网阻抗(感抗为0.85mH)及电路各种寄生参数,可知谐振频率应为6.68 kHz。本文得到的并网电流波形见图6(a),对并网电流进行FFT,如图6(b)所示。对比并网电流FFT,可知并网谐波高频成分主要集中在6.68kHz附近,与图6(c)所示的理论分析一致。

4 结论

本文通过改进建模方法研究及实验得到如下结论。

1)利用等效电阻代替电源电动势建模的方法可以设计开关电路控制参数,但是在诸如研究多设备并联稳定性时,该方法却无法反映真实的系统特性,因而也无法得到正确的结果。

2)本文所提出的改进建模方法,可以得到系统结构框图,不仅能够用于设计PI控制参数,而且能够得到精确的诺顿等效模型。通过系统结构图,设计者能进一步采用诸如前馈控制等控制方法优化设计方案;通过诺顿等效模型可以方便地分析多设备并联稳定性问题。

3)通过分析,反激逆变器存在谐振点,谐振点频率由滤波器参数决定。

高频反激式开关电源设计 篇6

在5KW逆变电源的设计中, 驱动电路采用TLP250光耦进行驱动。需要设计一台三路输出且相互隔离的24V低压小功率电源为其提供电压。UC3843B是Unitrode公司开发的控制器件, 是国内应用比较广泛的一种电流控制型脉宽调制器。所谓电流型脉宽调制器是按反馈电流来调节脉宽的。在脉宽比较器的输入端直接用流过输出电感线圈电流的信号与误差放大器输出信号进行比较, 从而调节占空比使输出的电感峰值电流跟随误差电压的变化而变化, 结构上有电压环、电流环双环系统, 因此, 无论开关电源的电压调整率、负载调整率和瞬态响应特性都有提高。

1 单端反激式开关电源电路原理分析

反激式开关电源的基本原理是基于能量守恒定律, 通过改变磁性转换器件同名端的设置, 实现能量在磁性元件内的存储和释放。

图1为3路单端反激式开关电源的电路原理图。设计输入15~30V的交流电, 经整流平滑后为电路提供直流工作电压。起动电路由电阻R11和R13构成, C16经电阻R11分压后充电。当C16的电压达到8.4V时, UC3843B开始工作, MOSFET开关管导通, 能量存贮在变压器T1中, 此时二次侧各路由于整流二极管反向偏置, 故能量不能传到T1的二次侧。T1的一次侧电流通过电阻R21, R21两端电压与UC3843B内部提供的1V基准电压进行比较, 当R21两端电压高于1V电位时, MOSTET管关断, 所有变压器的绕组极性反向, 输出整流二极管正向偏置, 存贮在T1中的能量通过变压器副边线圈传输到输出电路中。

启动结束后, UC3843B的供电电路转有T1的副边线圈经R5和D8向电容C16充电, 从而为UC3843B提供供电电压。由TL431组成的电压反馈回路, 选取输出回路滤波器电路中电感两端电压为参考电压, 通过R18与R17电阻分压, R17上的电压与TL431A参考电压2.5V比较得出误差值, 误差值经TL181GB和电阻R6, R8将误差电压分压传送给反向端 (脚2) , 该电压与UC3843B内部的基准电压比较。通过比较进行逻辑判断, 进而调整驱动PWM脉宽, 改变变压器存储能量的大小, 实现对输出电压的稳压控制。

2 反激变压器参数设计

根据设计需要, 输入电压为交流可调, 调压范围为15~30V。3路24V输出, 总输出功率为12W的反激式开关电源。根据TDK_Core_Book磁性元器件列表, 选择磁芯型号为EPC19, 材质为PC44的铁氧体作为反激式开关电源变压器磁芯。反激式开关电源采用DCM模式, 工作最大占空比设计为0.45。采用AP法判断得出磁芯EPC19选型合适。

2.1 估算输入功率, 输出电压, 输入电流, 峰值电流

根据参考资料[2]中公式, 可以计算出总的输出功率为12W, 输入功率则可计算得出为15W, 最大输出电压42V, 最小输出电压21V, 最大输入电流0.714A, 最小输入电流0.357A。估算峰值电流3.9A。

2.2 估算临界电流

本设计将输出电流最大电流的80%作为临界点来设计变压器, 则临界电流为0.133A。

2.3 计算变压器匝比

原副边匝比为0.698, 取匝比为2:3

2.4 计算DCM的临界电流值

2.5 计算次级电感LS及原边电感LP

2.6 计算DCM副边峰值电流

2.7 DCM时原边峰值电流

2.8 确定原副边绕组匝数Np, Ns

2.9 计算磁芯气隙

通过对变压器参数的计算, 确定反激式变压器的参数, 选定EPC19磁芯, 匝比为2:3, 原边匝数为15匝, 副边匝数为23匝, 副边供电绕组匝数为12匝, 磁芯气隙为0.02mm。

3 RCD钳位电路参数设计

设计RCD钳位电路主要目的是为了消耗在DCM模式下变压器原边在关断过程中产生的尖峰电流。RCD参数设计过程如下首先确定次级反射电压VOR。根据输入直流电压VDC, 通常以输入最高电压为准。然后确定RCD吸收电压VRCD。实际应用时, 需要选择VRCD的90%, 并且要满足VRCD叟1.3VOR。根据能量守恒, RCD箝位电容储能与箝位电阻消耗功率相同。箝位电容储能为为 箝位电压的5%~10%, 确定电容值的合适范围。

通过计算设计选取R2=100欧姆, C1=1u F。

4 结论

本文给出了一台12W三路相互隔离的24V的反激式开关电源的设计过程, 对重要环节的参数设定给出了详细分析。其中反激变压器的设计是反激式开关电源的设计核心, 参数确定过程, 计算值要与实际所用的变压器磁芯相符合, 实际调试时需要根据实际需要调整磁芯气隙的大小。

本文设计的开关电源在实际的应用中基本满足了电路的供电需求, 实现了设计目标。

参考文献

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[4]赵修科.开关电源中磁性元器件[M].沈阳:辽宁科技出版社, 2004:106-120.

一种实用新型反激式开关电源 篇7

关键词：开关电源,反激式变换器,变压器,缓冲电路

1 引言

在变频器、光伏系统等各种精密的电子系统、电器或仪表中, 都广泛采用小功率开关电源。高频开关电源具有效率高、体积小等优点, 近年来得到了越来越广泛的应用[1,2,3,4]。鉴于反激式变换器具有的特点, 如:电路简单, 输入和输出可以电气隔离, 能高效地提供多路直流输出, 输入电压范围较宽, 因此反激式变换器广泛地应用于中小功率场合[5]。

单端反激式变换器的工作模式有两种:即电流断续模式和电流连续模式[6,7]。后者比较适合于较小功率;前者的MOSFET开关管的峰值电流相对较小, 但副边的二极管存在反向恢复的问题, 需要给它设计相应的吸收电路。这两种模式可以按照实际需求来进行选择。

本文以单端反激式变换器为主电路, 采用UC3844设计了一种实用、新型的7路输出隔离式开关电源, 并详细介绍了新型变压器的设计方法以及UC3844的外围电路设计。

2 设计指标

所设计的实用、新型反激式电源可以应用于多种系统中, 可以为芯片、光耦、继电器等提供工作电源, 主要技术指标为:输入电压AC90~250 V (额定工作时为220 V) ;输出容量57W;输出指标20 V/0.5 A (2路) , 15 V/0.5 A (2路) , 12 V/0.5 A, 5 V/1 A (2路) , 7路相互隔离;工作频率40 k Hz;拓扑类型为单端反激式变换器;效率80%以上。

3 设计方案

基于UC3844所设计的7路隔离输出反激式开关电源如图1所示, 图1中仅给出了2路20 V输出、1路5 V输出的示意图, 其余几路输出的结构与此完全相同, 在图1中用78XX和XXV进行了简单示意, 控制芯片UC3844的内部框图结构如图2所示, 主电路为单端反激式变换器, 单相交流输入电压经EMI滤波器、桥式整流、滤波后供给主电路直流电, 同时, 通过电阻的分压为控制芯片UC3844提供开机初始工作电源, 系统启动以后, 由副边其中的一个反馈绕组为UC3844持续供电, 原供电电路断开, 反激式变换器中的开关管采用MOSFET, MOSFET在UC3844输出的PWM脉冲驱动下, 将能量由直流侧传递到输出侧[8]。为了吸收变压器的漏感能量, 采用并设计了一种使用齐纳钳位管的新型变压器吸收回路, 同时为了使系统具有较高的功率因数, 设计时采用了电压闭环控制策略, 变压器的副边和原边通过光耦隔离, 并采用TL431进行电压的采样, 进而可以控制MOSFET的占空比, 以满足反激式变换器的各性能指标要求。

4 反激式变压器与其吸收电路的设计

可以说反激式开关电源的设计, 最重要的就是反激式变压器的设计[9,10,11], 变压器及其吸收回路的设计采用一种新型齐纳管钳位方式, 其设计过程如下。

4.1 确定VOR与VZ

当输入最大250 V电压时, 加在反激式变换器上的电压为

在此选用耐压值为600 V的MOSFET作为开关管, 由于要在输入最大电压VIN max处至少保留30 V的裕量, 所以, 漏极电压 (即输入电压VIN和齐纳管钳位电压VZ之和) 不能超过570 V, 因而有:

由此可知:需要选择的齐纳稳压二极管为180 V, 进而变压器二次侧端电压VOR可以得到:

4.2 计算绕组匝比

首先计算5 V/1 A这一输出支路的绕组匝比, 考虑二极管的0.7 V正向压降, 0.6 V的绕组压降以及后级大约1 V的调整器压降, 可知变压器需提供高于输出电压约3~5 V的电压值, 以保证相应裕量。由此可以计算出匝比:

4.3 计算实际工作占空比

假定将57 W的输出功率全部都输出在一个相对等效的5 V单输出支路上, 由此不难得到5 V输出支路的负载电流为

设低输入电压时, 系统的效率为70%, 根据输入功率

可以得到系统的平均输入电流:

因而可以得到实际工作的占空比:

4.4 计算反激式变压器的一次绕组电感值

计算二次电流的斜坡中心值为

然后计算一次电流的斜坡中心值为

进而可以求出峰值电流, 在此选取电流纹波率r=0.5时为

依据此值就可以设定系统的最大电流值。

假定输入为最低输入电压VINmax时, 在MOSFET导通的时间内加在反激式一次侧电感两端上的电压为VON=VIN=127 V, 导通时间为

因此系统的伏秒数可以记为

依据“L×I”规则, 得到一次电感值为

4.5 选择反激式变压器磁芯

目前常见的磁芯, 在材质、外形虽然十分相似, 但其磁性能却有极大的差异, 设计时我们需要系统、综合地考虑所设计的反激式电源的输出功率、开关频率等因素来选择合适的磁芯。

设计反激式变压器 (电感) 与特制的或者成品的电感有所不同, 需要在设计过程中增加气隙, 以此提高磁芯的能量储备能力。如果反激式变压器不开气隙, 磁芯一旦存储很少的能量就将会达到饱和。但是如果将气隙开得太大, 势必会引起匝数的增加, 由此会产生较大的绕组铜损, 而且还会使绕组所占据的窗口面积增大, 因此需要这种计算与选择, 一般可以采用下述的体积公式:

式中, 需要注意的是在计算时, f的单位选k Hz。进而就可以开始选择这个体积 (或更大) 的磁芯了, 在本设计中, 选择EE36/22型磁芯, 它的等效长度为le=7.74 cm, 磁芯面积为Ae=1.39 cm2, 其体积满足设计要求。

4.6 确定各个绕组的匝数

利用适合于所有拓扑的匝数求解公式:

式中:BPK为磁通密度的变化, 一般情况下BPK≤0.3T。

那么一次绕组匝数可以求得:

匝数在此取整为117匝。

5 V输出支路的绕组匝数:

对匝数取整, 取为8匝, 则每一匝绕组上承担的电压值为Vn=8/8=1 V。于是可以求得12 V输出支路的绕组匝数为

同理可以求得20 V支路的绕组匝数为23匝, 15 V支路的绕组匝数为18匝。

4.7 确定变压器气隙大小

确定变压器气隙大小时须要考虑到所用材料的磁导率, 磁导率和电感值LP满足:

式中, z为气隙系数, 注意z的取值不能小于1 (无气隙) , z的较好取值在10~20之间, 这是一个比较好的折中。

由此不难求得气隙的长度:lg=0.28 mm。

4.8 反激式变压器的绕制

变压器在绕制时要注意耦合的紧密, 以便最大程度地减小漏感。设计时可以采用三明治绕法。在绝缘方面设计时需要考虑, 线圈的绝缘一定要选用抗电强度较高、介质损耗较低的复合纤维绝缘纸, 从而可以提高次级绕组、初级绕组之间的绝缘强度以及抗电晕能力。为了保证变压器的绝缘要求, 在变压器绝缘设计时采用整体灌注的方法。

5 基于UC3844的控制电路设计

5.1 控制芯片UC3844的外围引脚电路的设计

引脚7 (VCC) 是UC3844的供电电源端, UC3844工作的开启电压一般为16 V, 在欠压锁定门限电压下限为10 V, 上限工作电压为34 V, 设计中设定20 V给UC3844供电, 并用一个20 V的稳压二极管进行稳压, 为了滤波, 并联1只10μF/50 V的铝电解电容器, 开始时UC3844由此支路供电, 系统正常工作后由副边的反馈绕组供电, 反馈绕组的参数计算同其他支路一样设计。为防止输出侧较高电压倒灌使稳压二极管烧坏, 在反馈绕组和稳压管处串接了二极管。

引脚3为Isense端 (即电流检测比较器的输入端) , 该引脚接电压或者电流的检测信号, 也可以把闭环调节器的给定信号接入该引脚, 本文设计的电源就是采用这种接法, 而后和前级误差放大器的输出 (反相端) 进行比较, 比较结果作为脉宽调制的一路输入信号。

引脚4 (RT/CT) 外接振荡器产生电路, 产生UC3844工作所需的频率, 所设计的电源开关频率为40 k Hz, 可以根据公式f=1.8/CTRT选取电阻与电容, 为了产生Isense端 (引脚3) 的给定信号, 在此将CT设计成2个电容CT1与CT2的串联形式。使CT2上能产生0~1 V的锯齿波, 以便满足引脚3的要求。由于UC3844属于峰值电流控制行的芯片, 经过这样的改进与设计以后, 可以使系统具有更高的功率因数。

引脚6 (OUT端) 产生的PWM驱动信号经20Ω的限流电阻后接MOSFET, 并用一个15 V的稳压管进行钳位。引脚8 (Vref) 为内部参考输出, 可以为光耦提供一个5 V的偏压, 引脚1 (COM端) 和引脚2 (VFB) 分别为UC3844内部误差放大器的输出端、反相输入端, 构成电压外环的调节器。

5.2 电压反馈环路的设计

设计中采用TL431对误差电压进行反馈, 同时将误差电压放大, 驱动PC817 (线性光耦) , PC817得到的反馈电压输入到芯片的内置误差放大器 (即引脚1和引脚2) , 从而可以即时调整MOSFET的开通与关断。

TL431的阳极和参考端接稳定的2.5 V电压, 如果输出电压突然增大, 经电阻分压后得到的电压采样值就会超过2.5 V, 流过TL431的电流也就会相应增大, 它的阴极电压也就会下降, 光耦PC817的原边二极管就会发光, 从而传递到副边, 使得MOSFET的导通时间减少, 就可以使得输出电压降低, 达到闭环控制的效果。

另外, 并接在TL431两端的电容可以有效地减小误差放大器的高频增益, 在LED两端并接1个1 kΩ的电阻可以保证LED在导通时电流能够从0开始逐渐的增加。

6 实验验证

根据前述的分析与设计, 研制了1台试验样机, 并对其进行了性能测试, 图3给出了采样电阻上的电压波形和MOSFET漏源极间的电压波形, 从图3中可以看出电路工作于断续模式, 图4给出了采样电阻上的电压波形和驱动脉冲的波形, 从图4中可以看出, 占空比基本维持在0.2左右, 幅值20 V。分别对各路输出进行测试, 各路纹波电压基本都小于±0.5%, 系统效率约为84%, 可以在宽电压范围内输出稳定的电压。

7 结论

本文设计了一种新颖的反激式开关电源, 该电源具有7路隔离输出, 能够满足诸多系统的供电要求, 结合设计指标, 详细设计了一种变压器及其绕组吸收回路, 着重对吸收回路齐纳钳位管的选取、绕组匝比、实际占空比、一次绕组电感值的计算、反激式变压器磁芯的选择、各绕组匝数的计算、变压器气隙大小的计算以及绕组的绕制方式等问题进行了详细的分析与设计。并对控制芯片UC3844的外围电路和反馈回路进行了设计, 57W的样机试验结果表明:所设计的7路隔离输出反激式开关电源结构简单、稳压性能好, 纹波小, 达到了预期的设计要求, 而且所设计的电源能够在较宽的输入电压范围内长期稳定的工作。

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