全桥谐振变换器（精选7篇）
全桥谐振变换器 篇1
0引言
目前,电能传输方式主要由导线通过插头插座直接接触进行传送。由于这种方式存在物理接触和电气接触,在诸如潮湿、易燃、易爆等环境中的应用受到限制,而且可靠性差。松耦合感应电能传输技术是一种基于电磁感应耦合理论、现代电力电子能量变换技术及控制理论于一体的新型能量传输技术。通过采用一、二次侧可分离的松散耦合变压器将电能从电源侧经气隙传递给一个或多个负载,从而安全、可靠、高效、灵活地实现了供电线路和用电设备之间无物理连接下的能量传输,在交通运输、航空航天、医疗、照明、矿井和水下场合有着广泛的应用前景[1-3]。
由于开关器件及非线性控制方法的存在,松耦合感应电能传输系统必然是一个高阶多参数变化的非线性系统。其电路中也必然存在着分岔、混沌和共存吸引子等非线性现象[4],这些非线性行为将会对此类系统的设计带来一定的影响。但是,目前的研究总是采用各种线性化的方法来分析系统,而忽视其非线性行为,其非线性动力学行为至今为止都没有得到深入探索。近二十年对电力电子变换器的分岔和混沌现象的研究已经非常深入,发现了不同类型电力电子变换器中所出现的分岔和混沌现象[5-7],并形成了一套行之有效的研究方法,如用数值迭代建立低维DC/DC变换器的离散模型[8-11],基于雅可比矩阵稳定性判断[12]和分析了功率因数校正(PFC)变换器及逆变器的失稳现象[12-13]。为此, 利用电力电子变换器的非线性分析方法分析松散耦合感应电能传输系统的非线性行为将有助于设计开发出更为稳定的变换器用于无线电能传输系统。
本文以全桥谐振变换器为研究对象,基于松散耦合变压器互感模型建立了电压外环控制的系统状态方程,分析了系统谐振时的非线性行为。运用分岔图、频闪映射图以及频谱图,描述了全桥谐振变换器随着耦合系数的改变而产生的非线性分岔现象。
1基于松散耦合变压器的全桥谐振变换器及其控制方法
松散耦合变压器是非接触电能传输系统的关键部分,与常规变压器相比,其原、副边之间存在较大的气隙,空气磁路长度远远超过了常规变压器的空气磁路长度,使之相当一部分磁动势消耗在空气磁路部分,变压器漏感较大,耦合系数不高。松散耦合变压器属于疏松耦合磁结构,这大大影响了系统能量传输的功率和效率。基于松散耦合变压器的全桥谐振变换器如图1所示。系统主电路原边由全桥逆变电路组成,副边由整流滤波电路组成,本文系统采用原副边串联谐振。图1中:E为输入直流电压源; S1,S2,S3,S4为金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)构成的全桥逆变电路;Cp和Lp分别为原边谐振电容和电感;M为原副边的松耦合互感; Cs和Ls分别为副边谐振电容和电感;Rp和Rs分别为原副边电感的寄生电阻;D1,D2,D3,D4为二极管构成的整流电路;L和C组成副边滤波电路;R为负载。采样副边输出电压vC通过无线通信技术传输到原边进行控制。参考电压vref减去通过比例环G1的vC再通过比例环G2形成控制电压vcon与锯齿波信号vramp比较生成控制开关管的脉宽调制(PWM) 信号控制系统。具体的控制脉冲波形如图2所示。 当vcon>vramp,u为正驱动信号,S1和S4导通,此时S2和S3截止;当vcon
采用Cp,Cs和C的电容电压vCp,vCs和vC,以及Lp,Ls和L的电感电流iLp,iLs和iL为系统的状态变量,即X=[vCp,vCs,vC,iLp,iLs,iL]T。由于此系统中8个开关器件两两组合工作并且根据此系统的控制特点,可知本系统共有如表1所示的6种开关状态。
系统的状态方程如下(具体变量说明见附录A):
以锯齿波周期采样来构造频闪映射(即庞加莱截面法),解式(1)可得:
式中:ti为开关状态i的工作时间;I为单位矩阵。
如表1所示,在开关状态5与6时,D1,D2,D3和D4都处于关断状态,此时iLs=iL=0,说明系统处于电流断续模式(DCM)中。在开关状态1,2,3,4中,iLs和iL都不等于0,说明系统处于电流连续模式(CCM)中。令系统在一个开关周期中经历的开关状态数为j,如表1所示,各个开关状态可以通过vcon与vramp的关系以及iLs的大小区分计算。令各个开关模式的工作时间分别为t1,t2,…,tj,则可由式(2)得到一个从Xn到Xn+1的离散映射:
Xn+1=fj(fj-1(…f1(Xn,t1),…,tj-1),tj)(3) 自此,可利用式(3)对系统进行理论建模分析。
2基于松散耦合变压器的全桥谐振变换器谐振条件及其分岔行为
为了简化分析,假设原副边的磁芯一致、绕线方法一致,原副边的匝数相同,则原副边的自感为Lp=Ls,系统的耦合系数为:
本系统采用原边与副边同时串联谐振补偿,因此,原边及副边的谐振频率分别为:
根据文献[14],只有开关频率及原副边的谐振频率都到一致时才能达到系统谐振,取Cp=Cs。令系统的部分参数如下:E=30V,Cp=Cs=2.2μF, Rp=Rs=0.1Ω,Lp=Ls=116μH,L=220μH,C= 220μF,R=10Ω,G1=0.5,G2=0.4,vref=20V,vU=8V,vL=2V和k=0.85。则原副边的谐振频率为fp=fs=10 000 Hz。分别取开关频率f=1/T为5 000,10 000,20 000Hz,运用式(3)进行离散迭代映射,取系统进行稳态后的10 000点画入图3中。图中:n为迭代次数;vCn为第n次迭代后的副边输出电压。由图3的稳态迭代输出电压可知,3种开关频率下,系统都处于周期一轨道中,且系统达到全谐振f=10 000Hz时输出电压的增益最大。
利用以上的系统参数,并取系统进入全谐振的频率为开关频率,以耦合系数k∈(0.05,0.80)为分岔参数,得到图4所示的系统分岔图。图中,iLn为第n次迭代后的副边滤波电感电流。为了更清晰地分析,图5显示了系统典型k值下的采样点相图,即庞加莱截面图。
从图4和图5可知,当k属于0.65至0.80时, 系统处于周期一轨道中,因为迭代采样点为一个点(图5(a)),此时系统在一个开关周期中的开关状态序列为1→3→4→2。减小k至0.64时(此处可通过改变松散耦合变压器的相对位置减小k的值),系统发生了Hopf分岔进入低频振荡的准周期轨道,采样点为一环面(图5(b))。继续减小到k至0.52时,L进入DCM,此时系统发生边界碰撞导致环面不断增大且不再光滑(图5(c)),即出现环面破裂现象。减小k环面继续增大,当k为0.15时,环面达到最大(图5(d))。此后,随着k的减小,系统又进入CCM,并且环面不断减小(图5(e))。 图5(f)显示,当k减小至0.08时,系统又进入周期一轨道。
3基于松散耦合变压器的全桥谐振变换器电路仿真验证
根据图1所示的电路图和第2节的参数对全桥谐振变换器进行电路仿真。
典型的vC和iL波形、iL和vC相图及vC谐波频谱分析分别如图6、图7、图8、图9和图10所示。 当k=0.80时,电路仿真系统处于CCM周期一轨道(开关状态序列为1→3→4→2),此时的vC谐波频谱主频率集中在开关频率f=10 000 Hz处(图6)。随着耦合系数k的减小,系统进入准周期轨道,并且系统在一个开关周期中的开关状态序列依然为1→3→4→2,vC与iL的波形呈低频振荡(图7)。此时,vC谐波频谱出现了2 000 Hz的频点,且开关频率的倍频幅值也较大,如图7(d)所示。
继续减小k的值,随后系统在部分开关周期中进入DCM,其部分开关状态序列为1→5→3→4→ 2。随着k的减小,系统的低频振荡也越发严重,k= 0.11时振荡达到最大(图8),其部分开关状态序列为6→4→6→2→6和5→6→4→6→2→6,此时出现了严重的环面破裂。图8中vC与iL的谐波幅值都非常大,分别达到6V和8.5A,致使环面增大,并且谐波处于远低于开关频率的低频段。与上节的数值分析一样,当k继续减小时,系统又进入到CCM的准周期轨道,其开关状态序列在一个开关周期中重新回归到1→3→4→2。图9显示,k=0.05的系统准周期低频振荡与较大k值的准周期低频振荡最大的不同点在于,谐波频率集中于低频段且不存在开关频率的谐波。随着k的继续减小,系统又发生一系列的边界碰撞现象重新进入周期一轨道。在一个开关周期中,系统的开关状态序列先经过1→2→ 4→2,而后又重新回到1→3→4→2(图10)。图10 (d)所示的vC稳态时的谐波频谱显示其基频为f= 2 000kHz,说明此周期一具有2倍于开关频率的谐波,这是由于系统随着耦合系数的减小而使漏感增大及全桥变换器的对称拓扑结构所引起的。
此处分岔参数的具体状态轨道与数值分析的结果相比有所偏差,但得到的趋势一致。这是由于电路仿真中系统考虑了更多的寄生电阻、电感和电容等参数所致。
4结语
感应式无线电能传输系统在工程实践中得到了广泛的应用,以往研究总是采用各种线性化的方法来分析系统,而忽视其非线性行为,其非线性动力学行为至今为止都没有得到深入探索。
本文研究了电压外环控制下基于松散耦合变压器的全桥谐振变换器的非线性动力学行为,建立了系统的非线性模型;指出该系统随着耦合参数的变化存在Hopf分岔现象,分析了分岔过程系统发生的一系列的边界碰撞现象,并进一步分析了稳定状态及准周期状态下系统的时域和频域特性。本文将开关变换器的非线性研究拓展到无线电能传输系统中,为深入研究其非线性行为建立了平台,对无线电能传输系统的可靠设计也有重要指导意义。
附录见本刊网络版(http://aeps.sgepri.sgcc. com.cn/aeps/ch/index.aspx)。
全桥谐振变换器 篇2
双有源全桥(dual active bridge,DAB)双向DC-DC变换器可以实现能量双向流动,提供电气隔离,能够工作在升压和降压模式下,适应于各种电压等级,在微网系统的储能场合中得到了广泛应用[1,2]。同时,DAB变换器也适用于电动汽车入网(vehicle to grid,V2G)、可再生能源转换系统、不间断电源(UPS)、馈网型电池测试和化成设备等[3,4]。
按照结构的不同,DAB型DC-DC变换器可划分为谐振型和非谐振型两类拓扑[5]。传统的非谐振型DAB通过高频变压器的漏感来传输能量,通过控制初、次级全桥之间的移相角来调节传输功率的大小和方向。但是移相控制方式下在轻载运行时存在较大的无功电流和回流功率,同时在直流侧需要很大的直流电容来滤波。针对这种类型的拓扑,为了拓展软开关范围,提高轻载运行时的效率,多种新型控制策略被提出[6,7]。
谐振型DAB变换器采用谐振网络来代替非谐振型DAB中的变压器漏感,使得流过高频变压器的电流为准正弦波形,这种准正弦电流与非谐振型拓扑的方波/三角形电流相比,一方面使得电流谐波更小,减少了高频变压器的涡流损耗,另一方面使得流过开关器件电流不为零时对器件强迫关断模式下的关断损耗更小[8]。典型的谐振型DAB变换器根据谐振网络的类型可以分为LC谐振、LLC谐振和CLLLC谐振等[9,10,11]。但以上这些谐振形式和调制策略都不能消除DAB变换器中普遍存在的回流功率。而回流功率的存在会使得在传输有功功率相等的情况下,器件所承受的电流应力增大,变换器内的无功功率增加,因此变换器的运行效率会显著降低[12]。文献[13,14]研究了LCL谐振形式下的全桥变换器,但该种形式的拓扑只针对于单向功率传输场合,同时在该控制方式下依然存在功率回流现象。
本文采用LCL谐振网络作为能量传输元件,利用LCL谐振网络的基本特性,在双移相控制(dual phase shift,DPS)方式下能够实现全桥交流侧的单位功率因数,消除回流功率。并通过时域波形分析建立变换器的交流等效模型,在输入、输出电压不匹配的工况下,验证LCL谐振型双有源全桥(LCL-DAB)双向DC-DC变换器在不同负载条件下的运行特性。
1 LCL-DAB双向DC-DC变换器拓扑结构
LCL-DAB双向DC-DC变换器主电路结构如图1所示。
初、次级全桥通过T型LCL谐振网络以及高频变压器相连。分析过程中认为变压器的漏感可以有效融入谐振网络中,成为谐振电感L2的一部分。LCL谐振网络(谐振腔)包括谐振电感L1和L2及谐振电容C,可以等效为一个二端口网络来分析其输入、输出特性[13]。控制谐振电感感值相同,即L1=L2=L,谐振网络的二端口传输参数(T参数)方程可以表示为:
则谐振网络的谐振频率ωr为:
将谐振特征阻抗Z0定义为:
当谐振网络的输入电压UP和输出电压US的频率与谐振频率相等时,由式(1)将二端口特性化简为:
由式(4)可得,谐振网络的输出电流与输入电压保持线性关系,即输入电压源经过LCL谐振网络后变成了幅值成比例、相位滞后π/2的电流源;而输入电流超前输出电压的相位值为π/2,幅值成比例。因此,LCL谐振网络在谐振频率下表现出恒流源特性,一侧电流的幅值由另一侧的电压幅值决定。
按照上述特定的相位关系,只要控制超前的相位值为π/2,可得到和同相位,同相位。此时谐振电容上流过的电流为:
由式(4)得到谐振电容C上的电压为:
则谐振电容电压为和的相量和。
2 变换器工作原理
本文对LCL-DAB双向DC-DC变换器的控制方式为DPS:初、次级全桥都需要通过桥内移相得到三电平脉宽调制电压,且两者的桥内移相比D1值相同。同样将桥内移相角与开关周期T的比值定义为桥内移相比D1,桥间移相角与开关周期T的比值定义为桥间移相比D2。
由上节分析可知,当变换器开关频率与谐振频率相等时,通过控制桥间移相比D2为0.25,则可以固定谐振网络输入电压uP(初级交流电压)和输出电压uS(次级交流电压)的基波移相角为π/2,从而得到初级交流电压基波uP_1和初级交流电流基波iP_1保持同相位,而次级交流电压基波uS_1和次级交流电流基波iS_1保持同相位,正向运行时的主要工作波形如图2所示。因此,理论上初、次级全桥可以达到单位功率因数。同理,通过控制桥间移相比D2为-0.25则可以实现功率反向传输。由于谐振网络对高次谐波具有较高的阻抗特性,为了便于对波形进行分析,电流波形以正弦基波示意。
3 交流等效模型
时域波形分析以初级交流电压uP为参考基准,次级交流电压uS的滞后量则为桥间移相角。对uP和uS进行傅里叶分解得到基波分量uP_1和uS_1以及各奇数次谐波分量,谐波次数为F=3,5,7,…,此时桥间移相角同时为基波移相角。
由图2可得uP(t)的时域形式为:
式中:ωS=2π/TS,其中TS为开关周期。
得到初级交流电压第F次谐波分量的相量形式为:
次级交流电压uS(t)的时域形式可以表示为:
得到次级交流电压第F次谐波分量的相量形式为:
由式(1)得到一般参数下的二端口特性为:
由上式可以得到次级的交流传输复功率S为:
各次谐波分量传输有功功率PF与无功功率QF分别为:
由上式可以得到基波(F=1)分量传输有功功率P1和无功功率Q1分别为:
3次谐波(F=3)分量传输有功功率P3和无功功率Q3分别为:
5次谐波(F=5)分量传输有功功率P5和无功功率Q5分别为:
由上式可以看出3次、5次谐波的传输有功功率在系数上分别为基波传输有功功率的1/189和1/2 875,同时各次谐波的有功功率和无功功率存在负值,在一定程度上会对基波传输功率产生影响。本文将LCL-DAB的电压转化率定义为d=U2′/U1。因此,得到各次谐波传输有功功率、无功功率与基波传输有功功率P1的比值分别为:
如图3(a)所示,3次谐波和5次谐波传输有功功率相对于基波传输有功功率而言,所占的比例很小,在有功功率的计算上可以忽略。而根据图3(b)所示,3次谐波和5次谐波传输的无功功率在内移相角D1较小时,即重载工况下所占的比重较小;而在内移相比D1较大时,即轻载工况下无功功率所占比重逐渐增大,从而导致电流波形发生畸变。当内移相比D1=0.166时,3次谐波的有功功率和无功功率所占比例都接近于零,5次及以上的谐波造成的影响同样可以忽略,此时电流以基波分量为主,总谐波畸变率(total harmonic distortion,THD)的值达到最低。
由文献[15]可得,单相正弦交流的电压与电流存在相位差时,其瞬时传输功率p(t)可以表示为:
如图4所示,瞬时传输功率的第一部分P(1-cos(2ωt))存在直流分量,平均值为有功功率P,并以2倍频率2ω波动,这部分不会出现负值;而第二部分-Qsin(2ωt)不存在直流分量,平均值为零,并以2倍频率2ω波动,峰值为无功功率Q。从图中可以看出区域A所示的瞬时传输功率为从电源侧至负载侧传输;而区域B所示的瞬时传输功率为从负载侧至电源侧传输。因此,无功功率的存在会带来一部分回流功率,当正弦交流为单位功率因数时,无功功率Q为零,可以消除如区域B所示的回流功率。
4 基波近似法
根据上节分析,在多数工况下,高次谐波分量对功率传输特性的影响不大,可以采用基波近似法(fundamental harmonic approximation,FHA)来分析功率传输特性和变换器的增益特性,即近似认为只有开关频率级的基波分量才能传输功率[9]。本文标幺化取电压基值为Ubase=U1,电流基值为Ibase=U1/Z0,功率基值为Pbase=U12/Z0。
由式(14)得到谐振频率点附近的传输有功功率标幺值Ppu和传输无功功率标幺值Qpu分别为:
由于变换器的输出电流大小与负载无关,则输出有功功率P的大小与电压转化率d成正比。在其他各个参数固定的条件下,当内移相比D1为零时得到最大传输有功功率,随着D1的增大,传输有功功率逐渐减小。而此时无功功率为零,交流侧接近单位功率因数,在传输功率一定时,功率因数越高,变换器的功率环流越小,功率器件、谐振元件、变压器的损耗也相应减小,同时电路中的开关元件和输入电源可以选择较低的功率等级。
5 实验与分析
为了验证LCL-DAB双向DC-DC变换器的工作原理和性能,设计了一台实验样机,其结构详见附录A。实验样机的主要性能指标:输入电压U1为300V,输出电压U2为150~300V,额定输出功率Pr为3.6kW,额定输出电流I2r为12A。设计谐振频率fr与开关频率fS均为20kHz。变压器变比n=1∶1;谐振电感L1=L2=144μH,谐振电容C=0.44μF;开关管Q1至Q4,S1至S4选用BSM150GB120;负载选用Chroma_63211直流电子负载,采用的数字信号处理器(DSP)控制芯片为TI公司的TMS320F28335。
5.1 实验验证
当输入、输出电压匹配(d=1)时:输入电压U1为300 V,输出电压U2为300 V,输出电流I2为12A时的主要实验波形如图5所示。此时为额定输出功率P=3.6kW,初级电压uP和初级电流iP、次级电压uS和次级电流iS基本保持同相位,交流侧保持单位功率因数。此时初、次级侧的瞬时传输功率均为正值,基本消除了回流功率。
当输入、输出电压不匹配(d≠1)时:输入电压U1为300V,输出电压U2为150V(d=0.5),输出电流I2为12A时的主要实验波形如图6所示。由图中可以看出,初、次级侧全桥的交流侧依然保持单位功率因数,则此时的回流功率同样保持为零。此时初级电流iP的峰值为10A,次级电流iS的峰值为20A,初、次级的电流幅值大小分别与另一侧的电压幅值大小成比例,这与上节分析是一致的。
5.2 运行效率
当输入电压U1为300V,输出电压U2分别为150V和300V时变换器的运行效率如图7所示。当输入、输出电压匹配时,接近满载的工况下最高运行效率可以达到92%;而当输入、输出电压不匹配时,重载工况下相对于匹配时要低4%左右,轻载工况下两者的运行效率比较接近。
6 结语
本文研究的新型LCL-DAB双向DC-DC变换器在DPS方式下能够消除非谐振型DAB变换器中普遍存在的功率回流现象,降低系统的环流损耗。在输入、输出电压波动的场合,能够明显提升变换器的运行效率,适合储能应用的大功率、高功率密度变换场合。同时谐振型DAB拓扑作为DAB变换器的重要拓扑类型分支,能够为DAB变换器在工程上的应用提供一些新的思路。
附录见本刊网络版(http://www.aeps-info.com/aeps/ch/index.aspx)。
摘要：研究了一种新型LCL谐振型双有源全桥双向DC-DC变换器。根据LCL谐振网络的基本特性,在双移相控制方式下,使得初、次级全桥的交流侧电压与电流同相位,实现了单位功率因数,基本可以消除双有源全桥变换器中普遍存在的回流功率。在时域波形分析的基础上,建立了各次谐波的交流等效模型,计算了各次谐波传输功率相对于基波传输有功功率的比值,并通过基波近似法进一步研究了变换器的功率传输特性。最后,设计了一台额定功率为3.6kW的实验样机,特征波形、回流功率的实验与分析结果吻合,并验证了其运行在宽负载电压和功率范围内的良好特性。
新型ZVS全桥DC/DC变换器 篇3
本文提出一种能在较大输入电压和负载范围内实现开关管的ZVS的新型全桥拓扑结构。该电路在不增加辅助变换器条件下,能有效减小环流损耗,适合应用在负载恒定、输出电压需大范围调节的场合。
1 电路结构及工作原理
1.1 电路结构
主电路结构如图1所示。VS1~VS4为主开关管,VD1~VD4为反并联二极管,C1~C4为缓冲电容,La为辅助谐振电感,Ud为直流输入电压。
它与传统的全桥零电压电路的区别主要是:传统的阻断电容被分成2个等效电容串联在桥臂中点之间;传统的高频变压器被分成2个等效的高频变压器;增加辅助电感La为滞后臂ZVS创造条件,弥补变压器漏感储能不足的问题。
1.2 工作原理
电路的主要工作波形如图2所示。
ug1~ug4为开关管VS1~VS4驱动信号,up1、up2为2个变压器初级电压波形,ip1、ip2为2个变压器初级电流波形,La为谐振电感,为轻载条件下开关管的零电压创造条件,uLa为电感电压,uLa=up1-up2,幅值等于Ud,占空比为1-D。因此,当占空比D很小并且负载电流很小时,uLa的占空比很大,电感电流iLa峰值ILa很大,有足够的能量为滞后臂创造零电压开关条件。可以得到ILa的表达式为
式中fs=1/Ts为开关频率。
图3中虚线所示为占空比D很大时的相关波形,可以看出,当负载电流很大时,变压器漏感中的能量足以实现开关管的零电压开关,这种情况下,电感中储能最小,uLa占空比也很小。
当输出恒定时,如果输出滤波电感电流连续,占空比D与负载无关。但在电流连续模式下,负载电流必须限制在最大电流的20%,否则,要求输出滤波电感值和体积相当大。在电流不连续模式下,占空比随负载电流减小,轻载时D≈0。
当输出需要在大范围调节并且负载阻抗恒定时,负载电流可表达为(忽略占空比损失)
因此,该电路中,负载电流和辅助电感电流按反方向变化。当占空比D很大,负载电流很大时,变压器漏感中的能量足够实现ZVS,辅助电感电流很小,传导损耗减小。当占空比D很小,负载电流很小时,变压器漏感中的能量不足以实现ZVS,辅助电感电流增加以达到ZVS。因此,滞后臂的零电压开关和传导损耗的减小都得到了有效解决,变换器在没有增加传导损耗的前提下实现了大范围的ZVS。
由图1可知,该变换器采用了2个变压器,其规格与传统的全桥零电压变换器中的变压器完全相同,但变压器初级峰值电压只有传统变换器中的一半,即±Ud/2。因此,2个变压器总的功率与传统变换器中一个变压器的功率相等,尤其在大功率应用场合,2个变压器更有利于散热设计。同样,2个阻断电容也要承受峰值为Ud的直流电压。
2 关键参数设计
从图3开关管驱动脉冲序列可知,传统全桥零电压变换器滞后臂的2个开关管在负载电流低于某一值时,变压器漏感储能不够,无法实现ZVS。在该电路中,辅助电感的储能将在轻载时实现滞后臂的ZVS。从超前臂开关管VS1、VS2的开关时刻看,此时变压器初级电流ip1、ip2和电感电流iLa都处于最大值,滤波电感Lf、变压器漏感和辅助电感La的储能全部参与缓冲电容C1、C2的充放电,当负载电流较大时,滤波电感Lf的储能即可实现超前臂的ZVS,变压器漏感和辅助电感的储能可忽略,即使在较小的负载电流下,超前臂也能实现ZVS,因为辅助电感的电流随着负载电流减小而增大。但此时滤波电感Lf的储能并不参与滞后臂VS3、VS4的ZVS,只有变压器漏感和辅助电感的储能参与缓冲电容C3、C4的充放电过程。假定变压器Tr1、Tr2漏感相同,且忽略变压器绕组电容,开关ZVS过渡过程能量平衡方程式为
其中,C3=C4=C。采用适当的设计可减小变压器漏感从而减小D丢失,进而减小变压器次级冲击和振荡。这也将提高变压器匝数比,减小初级传导损耗。辅助电感La的储能实现滞后臂的ZVS须满足:
由式(1)和式(4)可得:
实际上,尽管漏感可减小,但即使在满载时漏感的储能也可能实现不了滞后臂的ZVS,如占空比D≈1时,这时辅助电感La仍然需要参与谐振以实现ZVS。辅助电感La偏小,将导致大的电感电流ILa,尤其在D≈0时,开关管的通态损耗将增加。因此,变压器的漏感也不能太小,可选择一个最优的值使变换器实现大负载范围的ZVS以提高效率[9,10,11,12,13,14,15,16]。
3 实验结果及分析
根据新的拓扑,设计了一台9 k W的实验样机,直流输入电压300 V,开关频率f=20 k Hz,开关管采用IGBT SKM200GB128DE,输出最大电流30 A,C1=C2=C3=C4=4.7μF,变压器变比N=1.6,输出滤波电容Cr=1 000μF,Ls=48 m H,Cf=10μF,La=280μH,Cdc1=Cdc2=1μF,Lf1=Lf2=22μH。实验波形如下,图3为软开关条件下辅助电感La两端电压波形,可见,软开关条件下开关关断时的电压尖峰明显减小,由此产生的EMI也将显著减小。图4为软开关条件下滞后臂开通时,IGBT管的栅极(G)与漏极(S)的电压uGS(曲线1)和源级(D)与漏极(S)的电压uDS(曲线2)波形,由此可见,滞后臂实现了零电压开通。图5为软开关条件下开关管端电压波形,可见,软开关条件下的电压尖峰大幅减小。图6为效率实验对比(图中η为逆变器效率,Pout为输出功率),采用软开关拓扑电路效率极大提高,8 k W时效率可达95%以上,在10%左右额定负载情况下,效率仍保持在80%以上,实现了大范围的软开关。
4 结论
全桥谐振变换器 篇4
随着人类文明的不断进步,能源问题日趋突出,开发和利用新能源成为当今社会的主题之一。太阳能作为一种重要的可再生能源,因其独特的优点,越来越受到人们的重视,成为了理想的替代能源之一。光伏阵列特殊的输出特性决定了光伏阵列要想输出最大功率,需要对光伏阵列的最大功率点进行跟踪。在光伏发电系统中,光伏电池的转化效率和价格在很大程度上制约了光伏发电事业的发展,如何提高光伏电池的效率,在目前还是个难题。为了提高整个光伏发电系统的效率,研究电能利用效率的提高是有效手段之一。作为光伏发电系统的重要组成部分—最大功率点跟踪变换器,其效率和跟踪效果对整个发电系统的效率有着极大的影响,如何提高前级DC/DC变换器的效率和跟踪效果,在光伏发电研究中占有重要地位。
目前,光伏发电系统中的MPPT变换器大多应用buck、boost变换器拓扑。buck电路是一个降压型变换器,需要较高的太阳能电池输出电压,而太阳能电池的串联应用容易造成太阳能电池局部过热,形成热斑现象,影响太阳能电池寿命。Boost变换器变换效率较低,这两种变换器常应用于大功率场合。全桥ZVS DC/DC变换电路因为可实现软开关、效率高,同时具有电气隔离、升降压自由等优点,因此,它较适合于中小功率的光伏发电系统。
本研究拟采用一种移相全桥ZVS DC/DC变换器作为光伏阵列发电系统的MPPT变换器,以提高太阳能系统的变换效率。
1 独立式光伏发电变换器系统结构框图
光伏发电系统的结构框图[1],如图1所示。
图1中,虚线框1为DC/DC变换器,它将光伏阵列的输出电压变换为逆变器的输入电压,并且在负载和环境变换时实现对光伏阵列最大功率点的跟踪;虚线框2为全桥DC/AC逆变器;虚线框3为双向DC/DC变换器,对储能单元进行能量管理,独立发电系统中该部分必须具备,对于并网系统来说可以减小储能能量或省略。DSP控制器通过传感器对各个部分的电压、电流进行采样,然后通过相应的MPPT算法,对整个系统进行控制。
2 MPPT变换器原理性设计
DC/DC变换器是为了实现MPPT功能,需要针对太阳能电池的输出特性进行设计的。太阳能电池温度在25℃时,输出功率(P)和日照(S)、工作电压(U)之间的关系曲线,如图2所示。
由图2可知,光伏阵列的其最大功率点在120 V附近变化,将变换器的主要参数设为:输入电压100～140 V;输出电压为320 V直流;最大功率为1 kW。
移相全桥DC/DC变换器电路结构,如图3所示[2,3]。其滞后臂采用辅助网络来实现软开通,变压器次级采用全桥整流加RCD钳位电路。
输出电压的调节采用移相控制方式,其控制脉冲序列及感性负载时的电压电流波形,如图4所示。
图4中,α为移相角,α越大,则VAB波形越窄,输出电压越低,反之亦然。为了实现光伏阵列的最大功率点跟踪,根据检测到的电压电流实时计算光伏阵列输出的功率,通过调节输出电压VAB调节输出电流,让光伏阵列总是工作在最大功率点上。控制信号的实现通过DSP来产生。
3 MPPT变换器实现
3.1 高频变压器的设计
为在任意输入电压时满足所要求的输出电压,应在最低输入电压时,计算变压器的初、次级匝比;同时,因为存在占空比丢失现象,最大占空比Dmax按0.9计算。考虑到输出整流管的通态压降和输出滤波电感的直流压降,则次级输出电压为:
Vsec=(UO+UVD+ULF)/Dmax=355.6 V (1)
Wsec=(Vsec(min)×Dmax)/(4×fs×Ae×Bm)=28 (2)
N=Vsec/Uin(min)=355.6/100=3.556 (3)
考虑到要减小开关管的电流,提高变压器的利用率,N要尽可能大点,所以选择Wsec=28,Wp=7。由于变压器漏感的存在,会导致次级电压占空比丢失;且漏感越大,占空比丢失越大,这里采用初、次级并绕来减小漏感。
3.2 主功率管的选择
根据功率管的电压和电流应力,留取1.5～2倍的裕量。IXYS公司IXFH50N20型MOSFET的主要参数为:Uds=200 V,Ids=50 A,Coss=500 pF,Rds=60 mΩ;INFINOEN公司SDT12S60型碳化硅肖特基二极管的主要参数为:URRM=600 V,IFAV=12 A,Qc=30 nC。
3.3 谐振参数的分析和设计
为了实现滞后桥臂零电压开关,必须满足:
LrI2/2=4CMDSU
式中 Lr—谐振电感;I—滞后臂关断时初级电流;Uin—输入电压;CMDS—MOSFET等效结电容。
选择Lr时需考虑:①为了在任意输入电压下均能实现滞后臂ZVS,Uin应取最大值;②应该在1/3满载时实现ZVS;③输出滤波电感电流最大脉动量ΔiLfmax应是最大输出电流的20%。据此,选定Lr=0.5 μH,即变压器的初级漏感可以用来作为谐振电感。
选择开关频率fs=100 kHz,隔直电容Cb=4.7 μF。
4 控制系统的设计
最大功率点跟踪原理图,如图5所示。
当负载工作于C点时,光伏阵列的输出功率为Pc<Pmax,还未到达最大功率点,其对应的电压为Uc<Umax,可以通过增大Uc来增大输出功率。采用了恒压启动变步长的导纳增量迭代法实现最大功率点跟踪。
由于光伏发电系统最大功率点处的电压约为开路电压的0.78倍,可将系统开路电压乘以0.78作为CVT启动指令电压值。控制光伏电池的输出电压从开路电压开始下降,往最大功率点电压方向移动。当系统输出电压达到指令电压后,进而采用变步长的导纳增量法进行控制。采用这种方法结合了CVT控制法,在启动时具有最优的特性及变步长控制法,在启动后具有快速跟踪最大功率点变化的优点,可以很好地适应各种场合对光伏发电系统MPPT控制的要求。因此,这是一种较理想的MPPT控制方案。
其控制流程图,如图6所示[4]。
综上所述,当负载和相位角α不变时,光强减小则光伏阵列的输出功率减小,其输出电压也相应减小,此时根据MPPT算法可知,需通过加大相位角α来提高光伏阵列的输出电压,反之可以降低光伏阵列的输出电压,从而重新寻找光伏阵列的最大功率点,实现MPPT。
5 实验结果分析
本研究设计出了1台1 kW实验样机,并对该样机进行了一系列的实验,实验波形,如图7所示。
其中,图7(a)为超前臂T1的Vds1和Vgs1波形,图7(b)为滞后臂T3的Vds1和Vgs1波形。可见,在栅、源极电压变为零之前,MOSFET的漏、源极电压已经下降到零,即实现了零电流开通(ZVS)[5,6]。图7(c)为整流管D1的电压VD1波形,由图可见,由于变压器次级漏感的存在,关断时仍然存在振荡,但是RCD钳位电路把二极管关断时的峰值电压箝位在比较低的值。
6 结束语
本研究从提高光伏发电系统变换器效率的角度出发,将电压型移相全桥DC/DC变换器应用于光伏发电系统的MPPT,对硬件和软件进行了设计,并采用1 kW实验样机进行了实验验证。
实验结果证实,该系统的设计是可行的、有效的。
摘要：由于光伏硅电池的独特输出特性,为能够将光伏阵列转换的能量以最大功率输出,就需要对光伏阵列的输出电流、电压进行实时控制,以实现最大功率点跟踪;另外,随着具有MPPT功能的DC/DC变换器的引入,对光伏发电系统的效率也产生了很大的影响。为提高光伏发电系统的效率,采用了移相全桥ZVS DC/DC变换器作为光伏发电系统MPPT变换电路,并对应该具备MPPT功能的DC/DC变换器进行了设计。最后,采用了1 kW实验样机进行了一系列的实验。实验结果验证了该理论分析和设计的正确性。
关键词：移相全桥ZVSDC/DC变换器,最大功率点跟踪,光伏阵列
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全桥谐振变换器 篇5
关键词：全桥直流变换器,零电流转换,脉宽调制,移相电路
全桥零电压零电流开关(ZVZCS)变换器[1,2,3,4,5,6,7,8,9]克服了传统全桥零电压开关(ZVS)变换器[10,11,12]滞后臂实现零电压开关困难的缺点。但对目前在大、中功率变换器中应用最为广泛的IGBT电子器件,采用零电流开关(ZCS)较ZVS更能有效地消除由于拖尾电流所带来的开关损耗[13,14,15],可以在提高效率的基础上提高变换器的开关频率,增加功率密度。现提出一种新型零电流转换(ZCT)全桥移相DC/DC变换器,以辅助电路中谐振电感的电流为分析主线,在每个主功率开关管动作之前的一段时间就触发辅助开关管,使辅助电路开始工作,控制谐振电流的流向,从而实现主开关管及辅助开关管的零电流开关。同时,二极管以谐振换流方式开通和关断,减小了反向恢复损耗。辅助电路的引入还克服了变压器漏感及其他电路寄生参数的影响。分阶段详细叙述了变换器的工作原理,给出相关变量推导公式和ZCT的实现条件,最后用仿真结果进行了验证。
1 变换器工作原理分析
图1、2给出了新型ZCT全桥变换器主电路和主要波形。变压器原边辅助网络由一个有源开关管VTr、电容、电感及二极管组成,其中辅助电容Cr1=Cr2=Cr,电感Lr1=Lr2=Lr,Lk为变压器漏感。4个主开关管VT1~VT4采用移相控制,VT1、VT4为超前桥臂,VT2、VT3为滞后桥臂,形成Boost型全桥变换器。根据4个开关管的状态和辅助电路中电流流向,把变换器稳定工作状态分成12个阶段。为简化分析,假设:
a.输入电感Li很大,可以近似认为整个稳定工作过程中为恒流源,输入电流Ii恒定;
b.变压器副边输出滤波电感和电容很大,认为输出电压和电流恒定为Uo和Io;
c.除变压器考虑漏感Lk外,电路中所有元件均为理想元件。
1.1 Mode 1:[t0 开关管VT1、VT4同时导通,输入电感Li充电储存能量。辅助电路中,谐振电感电流为零;谐振电容电压为UCro(后面计算说明)。变压器副边整流桥VD1~4同时导通给负载提供电流通路,每个二极管流过的电流为Io/2。 1.2 Mode 2:[t1 在t1时刻,保持VT1、VT4导通状态,同时开通辅助开关VTr,因存在VDr3反向阻断,辅助电路分成2个回路谐振:Cr1-Lr1-VDr1-VTr和Cr2-VTr-Lr2-VDr2。由于电感电流不能突变,VTr为零电流开通。此模式持续时间为正向谐振的半个周期。辅助电容Cr1和Cr2电压从UCro谐振为-UCro。由于2个谐振回路的元件参数完全相同,故具有相同变量关系: 谐振周期: 谐振电流成正弦变化: 谐振电压成余弦变化: 1.3 Mode 3:[t2 在t2时刻,辅助电路反向谐振,谐振电流过零并开始反向,VDsr软开通,VDr1和VDr2软关断,此阶段关断VTr为零电流关断。此阶段的谐振回路为 谐振周期为 谐振电流为 谐振电压为 电流iLr2(t)反向增大,由于近似认为Ii恒定不变,则超前臂电流ia减小。当iLr2(t)=Ii时,流过VT1、VT4的电流等于零。此后关断VT1为零电流关断,同时开通VT2为零电流开通。谐振网络继续谐振,当iLr2(t)>Ii时,VDs1、VDs4软开通,流过的电流为iLr2(t)-Ii。之后iLr2(t)达到最大值,再次iLr2(t)=Ii时,VDs1、VDs4软关断,VT2开始流过电流,并随着iLr2(t)的减小而增大。最后,iLr2(t)=0,Ii全部流过VT2、变压器原边及漏感和VT4。同时副边整流桥VD1、VD3软关断,换流到VD2、VD4,此时谐振阶段结束。此阶段中辅助电容电压由-UCro谐振变为UCro。从此工作阶段看出,谐振电路中多余能量通过VDs4和VDs1构成回路,不流经变压器绕组,从而消除由于每个周期的谐振能量可能不均引起的变压器磁偏效应。 1.4 Mode 4:[t3 t3时刻,谐振网络和变压器原边换流结束,辅助电路停止谐振,电容Cr1、Cr2的电压保持为UCro。变换器工作于常规的PWM方式,VT2、VT4导通,能量通过变压器传输到负载。 1.5 Mode 5:[t4 在t4时刻开通VTr,与Mode 2相同,辅助电路分成2个回路谐振,谐振电流成正弦变化: 谐振电压成余弦变化: 1.6 Mode 6:[t5 在t5时刻,电容电压谐振到-UCro,谐振电流过零并开始反向增加,VDsr软开通流过谐振电流。此阶段关断VTr为零电流关断。由于此时对角开关管VT2、VT4导通,在反向谐振的前阶段,谐振回路由于引入变压器漏感,而与Mode 3不同。 1.6.1 当iLr4(t) 此时谐振回路为:Cr1-VDsr-Cr2-Lr3-VDr3-VT4-变压器原边及漏感Lk-VT2。谐振主要变量间的关系有: 流过谐振回路的电流为 谐振回路的电压为 随着iLr4(t)正弦增加,流过开关管VT1、VT4和变压器原边及漏感的电流相应减小。对应副边电流和VD2、VD3电流减小,VD1、VD2软开通流过电流,副边整流桥开始换流。 1.6.2 当iLr4(t)=Ii时 设此时为ta,流过VT4、VT2和原边及漏感的电流等于零。此后关断VT4为零电流关断,同时开通VT3为零电流开通。 1.6.3 当iLr4(t)>Ii时 VDs4和VDs1软开通,电流继续增大,多余的谐振电流(iLr5(t)-Ii)流过反并联二极管VDs4和VDs1,此时谐振回路变为:Cr1-VDsr-Cr2-Lr3-VDr3-VDs4-VDs1。谐振关系量表示有: 流过谐振回路的电流为 谐振回路的电压为 1.6.4 当再次iLr5(t)=Ii时 此时谐振回路不变,反向并联二极管VDs4、VDs1软关断,VT3开始流过电流,并随iLr5(t)减小而增大。 1.6.5 最后iLr5(t)=0时 此时Ii全部流过VT2和VT3,副边整流桥换流结束,4个整流二极管同时流过Io/2的电流。此阶段辅助电容电压由-UCro谐振变为UCro。 1.7 Mode 7:[t6 t6时刻,谐振网络停止谐振,电容Cr1、Cr2的电压保持为UCro。变换器工作于常规的PWM方式,VT2、VT3导通,电源对输入电感Li充电存储能量。 此后,变换器进入下半周期[t7 2 ZCT实现条件及参数设计 2.1 谐振电容电压值UCro的分析计算 由变换器稳态工作分析,可得出Cr1与Cr2电压之和等于2 Uab,考虑电容Cr1=Cr2,即单个电容电压等于Uab。前面分析等效此变换器为Boost型,可知Uab为其输出电压:UCro=Uab=Ui/(1-D),其中D为全桥占空比。稳态工作时D为固定量,所以UCro为定值。 2.2 实现变换器ZCT对辅助电路中谐振电感和电容的要求 由Mode 3和Mode 6可以看出,要使每个开关管都实现零电流开通和关断,要求谐振电感的电流大于等于输入电流Ii,由于谐振回路不同,现分别讨论。 对Mode 3:[t2 对Mode 6:[t5 比较上面式子,只要式(19)成立就可满足ZCT条件,计算得谐振电容Cr1、Cr2和谐振电感Lr3必须满足的关系式为 只要满足式(20),就可实现主功率开关管的ZCS。 2.3 实现变换器ZCT对辅助开关管VTr驱动信号的要求 由工作过程分析可知,辅助开关必须于要动作的主功率开关管之前一段时间导通,使辅助电路开始谐振,为主功率开关管的导通和关断创造零电流条件。现分别讨论“储能状态换成传输能量状态”(即每个周期中由VT1、VT4开通转变为VT2、VT4开通或者VT2、VT3开通转变为VT1、VT3开通的过程)与“传输能量状态换成储能状态”(即每个周期中由VT2、VT4开通转变为VT2、VT3开通或者VT1、VT3开通转变为VT1、VT4开通的过程)2种情况。 2.3.1 储能状态换成传输能量状态 由Mode 3分析看出,主功率管的开通和关断时刻必须在谐振电流2次iLr(t)=Ii(即VDs4和VDs1导通)时段之间,故VTr提前开通时间存在最小值和最大值,只要在此时间范围tv1内,都可以实现主功率开关管的ZCS,为 其中,teq1为Mode3中谐振电流从谐振过零到等于输入电流的时间段,由: 解之得: 2.3.2 传输能量状态换成储能状态 对Mode 6进行分析,得出VTr提前导通的时间范围tv2为 其中,teq2为Mode 6中谐振回路:Cr1-VDsr-Cr2-Lr3-VDr3-VT4-变压器原边及漏感Lk-VT2,电流谐振过零到电流等于输入电流的时间段,有: 解之得: 其中,teq1为Mode 6谐振回路:Cr1-VDsr-Cr2-Lr3-VDr3-VDs4-VDs1中,电流从反向谐振过零到等于输入电流的时间段,teq1值与式(23)相同。由不等式(21)和(24)就可以确定VTr导通的时间范围。 3 仿真结果与分析 根据变换器工作过程分析和ZCT实现条件的定量计算,在saber仿真软件中建立了一个4 kW变换器模型,变换器仿真参数设计为:输入电压Ui=310 V,输出电压Uo=48 V,输入电感Li=300μH,变换器工作频率fs=100 kHz,变压器漏感Lk=8μH,辅助电路电感和电容Lr=14μH、Lr3=20μH、Cr=15 nF,变压器变比n1∶n2=24∶4,IGBT采用IRGPC50UD2,二极管采用MBR20060CT。 图3给出变换器额定工作时,开关管VT1、VT3集电极电流波形和栅极驱动波形对应关系(从上至下波形依次为VT1集电极电流、栅极驱动脉冲,VT3集电极电流、栅极驱动脉冲)。从图中看到当集电极电流降到零才加栅极触发脉冲,VT1、VT3开通是在零电流条件开通的。同时,VT1、VT3关断是在集电极电流为零才移去栅极驱动信号,功率管为零电流关断。实现了VT1、VT3零电流开通和关断,减小了开关损耗。 图4为VT2、VT4的集电极电流和栅极触发脉冲波形关系(从上至下波形依次为VT2集电极电流、栅极驱动脉冲,VT4集电极电流、栅极驱动脉冲)。分析方法与VT1、VT3相同,可以看出实现了VT2、VT4的零电流开通和关断,减小了开关损耗。 图5为辅助开关管VTr的栅极触发脉冲和集电极电流的关系(从上至下波形依次为,二极管VDsr流过的电流,VTr集电极电流、栅极驱动脉冲)。看到VTr加栅极电压开通时集电极电流为零,当VTr开通后集电极的电流才开始上升,所以为零电流开通,同理在移去栅极脉冲关断VTr之前,集电极的电流就已经降到零,为零电流关断。从图中还可以看出,当VDsr流过电流,此时关断VTr都为零电流关断,从而消除负载大小对辅助开关时间的影响,同时对控制VTr开关的脉冲宽度的精度要求也较低,在实际中更易实现。通过结果看出,在实现主功率开关管零电流开关的同时,辅助开关管也是在零电流条件下开关的,有效地减小整个变换器的开关损耗。 图6为辅助电路谐振电压、电流关系(从上至下波形依次为:二极管VDsr流过的电流,谐振电感电流,谐振电容电压,VTr驱动脉冲)。从图中看出,当谐振网络停止谐振,变换器工作于常规PWM模式时,谐振电容电压UCr恒为正值。当VTr触发导通时,辅助电路正向谐振半个周期后,由于谐振回路的改变,VDsr软开通流过谐振电流iDsr,最后辅助电路电流谐振到零,电容电压达到稳定时的最大值UCro,此后辅助网络停止谐振。从整个谐振周期可以看出,前半周期和后半周期的谐振时间不等,这是由于谐振回路的改变引起的,与工作过程的分析完全符合。 4 结论 关键词：全桥隔离DC/DC变换器,动态响应,直接功率控制方法,输入电压脉动 0 引言 在20世纪90年代初,全桥隔离DC/DC变换器由Doncker提出[1],如今因其具有电气隔离、功率密度高、能量能双向流动以及模块级联容易等优点,受到了广泛的关注。在新能源变换系统中,全桥隔离DC/DC变换器应用于具有分布式发电的微型电网[2,3,4,5]、电动汽车行业[6,7,8]以及一些能量储存系统中[9,10,11,12]来满足不同电压等级下的电力变换和能量双向传输的需要。 在高速铁路发展中,轻量化是其高效节能的关键技术之一,为提升牵引传动系统的功率密度,无工频牵引变压器的大功率级联多电平H桥整流器与全桥隔离DC/DC变换器相结合的中高频变压器机车[13,14,15]已成为了当前研究的热点。文献[15]中给出了一种无工频牵引变压器电力牵引传动系统拓扑,该拓扑由前级级联H桥整流器+全桥隔离DC/DC变换器+三相逆变器等部分构成,针对其中的中高频变压器机车的电力牵引传动系统,本文重点对其中的全桥隔离DC/DC变换器开展研究。 众所周知,在上述能量变换系统中,变换器需要优良的动态响应性能,因此提升变换器的动态响应速度是变换器系统的一个重要目标。基于小信号模型的研究,文献[16,17]通过建立全桥隔离DC/DC变换器的小信号模型和时间平均等效模型,初步研究了全桥隔离DC/DC变换器的动态特性。为提高全桥隔离DC/DC变换器的动态响应性能,通过建立全桥隔离DC/DC输出电容电压的谐波模型,引入输出电流反馈,文献[18]提出一种提高负载切换响应的控制方法,该方法能有效增加变换器系统对负载突变的动态性能。通过增加对输入电压、输出电压、变压器原副边电感电流以及负载电流的测量,文献[19]提出一种变压器电流边界控制方法,该方法能显著提高全桥隔离DC/DC变换器负载切换时的响应速度。 此外,在机车无工频牵引变压器电力牵引传动系统中,全桥隔离DC/DC变换器的前端为四象限脉冲整流器,该单相脉冲整流器存在直流侧电压含有二倍频电压脉动的固有缺点。为了避免该二倍频脉动引起牵引电机的拍频现象[20,21],如何实现全桥隔离DC/DC变换器对输出电压脉动的抑制显得尤为重要。 纵观已有文献,在输入电压变化情况下,鲜有文献对全桥隔离DC/DC变换器的动态性能特性进行深入分析研究。为提高全桥隔离DC/DC变换器对输入电压变化的响应速度,减小输入脉动对输出电压的影响,本文基于典型应用的单相移控制方法提出一种全桥隔离DC/DC变换器直接功率控制方法,并对该直接功率控制方法和传统单电压闭环控制方法的性能进行了半实物仿真对比研究。为进一步证明直接功率控制的有效性,本文进行了实物实验验证。 1 全桥隔离DC/DC变换器 全桥隔离DC/DC变换器主电路拓扑见图1。 图1中,n为隔离变压器变比;Uin为电源侧电压;Lr和iL分别为辅助电感和变压器原边电流;Uab和Ucd分别为变换器两端H桥输出电压;C1和C2分别为电源侧缓冲电容和负载侧支撑电容;Uo和io分别为输出电压和负载电流;R为变换器等效负载。 全桥隔离DC/DC变换器状态方程可表示为: 式中:L为全桥隔离DC/DC变换器等效电感;Sa和Sb为全桥隔离DC-DC变换器的开关函数。 2 单相移控制 单相移控制方法是全桥隔离DC/DC变换器典型应用的控制方法,特别在变换器两端电压等级一致的时应用较广泛[22]。图2给出了变换器的单相移控制方法稳态波形示意图。图中,S1至S8为对应开关的控制信号,其频率相同且占空比都为0.5,同一桥臂上下两管控制信号互补;D表示开关管S1,S3和S5,S7控制信号之间的相位差;Ts为开关周期。 考虑到稳态时变换器波形的对称性,以图2中t0到t2时间内单相移控制波形为研究对象,根据式(1),可得t0到t2各点对应的电流分别为: 忽略系统损耗,结合式(1)和式(4),易得瞬态输出功率P为: 3 直接功率控制方法 直接功率控制方法的思想起源于电机控制中的直接转矩控制,目前,直接功率控制已在AC-DC变流器和DC-AC逆变器中得到广泛应用和研究,其能够有效提高变换器动态响应速度[23,24]。但与直接功率控制类似的控制方法在全桥隔离DC/DC变换器的研究中鲜有相关报道。本节基于直接功率控制技术的思路,提出一种适合于全桥隔离DC/DC变换器的直接功率控制方法,并以单相移控制为例,进行了详细的分析和推导。 3.1 瞬时功率特性 功率控制方法应用的前提是如何获得变换器一个控制周期(开关周期)的瞬时功率值。根据图2,在一个控制周期内输出功率可表示为: 当电感电流出现偏置时,式(6)变为: 式中:I为动态变化时电感电流的直流偏置,易得电压Uab(t)与偏置电流I乘积的积分为零,即这部分功率值为零。 因此,代入不同的电感电流初值i0,式(7)可简化为: 对比式(5)和式(8)可知,假设输入和输出电压在一个控制周期内保持不变,传输的瞬时功率P与相移控制量D有关系,与电感电流的初始值i0无关。因此,只要保证输出功率不变,负载一定时,输出电压仍能保持稳定。 3.2 控制模型 在输入电压突变或者波动时,为保持输出电压稳定,根据4.1节分析,结合式(8)可得相移控制量D为: 式中:P*为输出功率的给定值。 然而,在式(9)中,为获得相移控制量D,不但需要给定功率值P*、输入电压Uin以及输出电压Uo,还引入了电感参数L、开关周期Ts和变压器变比n。在全桥隔离DC/DC变换器控制系统中,电路的等效电感L包含辅助电感以及变压器原副边等效电感的和,其准确值是较难测量。特别是当控制方法应用于全桥隔离DC/DC变换器参数有差异的情况时,为保证功率控制的兼容性和减少控制器运算和设计成本,实现电感参数L、开关周期Ts和变压器变比n等参数不参与控制是非常必要的。 在电感、变压器变比和负载电阻等参数不准确时,电压外环比例—积分(PI)控制器可以实时校正其参数偏差对输出电压的影响。考虑到同一个变换器等效电感L、变压器变比n以及开关周期Ts几乎保持不变,结合式(8),输出功率可进一步简化为: 则根据式(10),相移控制量D可以表示为: 式(11)给出了相移控制量的计算模型,则全桥隔离DC/DC变换器的直接功率控制框图见附录A图A1。 3.3 输入电压波动的抑制 输入电压含有波动时,采用直接功率控制方法,变换器主要的波形如图3所示。图3中,在第n个控制周期内,采集输入电压记为Uin_n和输出电压记为Uo_n,直流侧输出电压经过PI控制器得到功率的给定值pn*,根据式(11),则第n+1个控制周期内的相移控制量Dn可表示为: 基于能量守恒原理,控制系统实时对输入电压的变化得到相应的控制量的变换量,能减小输入电压波动对输出电压的影响。 4 仿真与实验结果及分析 4.1 半实物仿真验证 本文搭建基于赛灵思XC3S500E和RT-LAB OP5600的硬件在环半实物仿真平台,其系统结构如附录A图A2所示。全桥隔离DC/DC变换器半实物系统的相关参数如下:输出电压为200V,等效电感为1.5 mH,开关频率为1kHz,变压器变比为1,输入电压为150~250V。 针对传统闭环控制方法和直接功率控制方法,附录A图A3给出了在输入电压从200V突增到240V时,传统闭环控制方法和直接功率控制方法对应的输入电压Uin和输出电压Uo实验波形。附录A图A4给出了在输入电压从200 V突减到160V时,传统闭环控制方法和直接功率控制方法对应的输入电压Uin和输出电压Uo实验波形。分析附录A图A3和图A4可得,当采用传统闭环控制时,当输入电压从200V突变到240V时输出电压的动态调节时间为220 ms,当输入电压从200V突变到160V时动态调节时间为200 ms。若采用直接功率控制方法,不论输入电压突增还是突减,直接功率控制方法所对应的输出电压都具有很快的响应速度,输出电压基本没有波动,显著提高了变换器对输入电压突变的动态响应速度。 在输入电压含有二倍频(100 Hz)脉动且二倍频电压脉动的幅值为40V的情况下,附录A图A5给出了传统电压闭环控制方法和直接功率控制方法在负载侧支撑电容为0.4mF时,输入电压Uin和输出电压Uo的实验波形图。在输入电压Uin含有40V二倍频电压脉动的情况下,传统电压闭环控制方法的输出电压脉动幅值为28V,直接功率控制方法的输出电压脉动幅值仅为传统方法的64%,采用直接功率控制方法能够显著减小输出电压脉动幅值。 轻量化是电力牵引传动系统重要的目标,为此图4给出了负载侧支撑电容C2不同时,采用传统电压闭环控制和直接功率控制方法输出电压的脉动峰峰值。 从图4中易得,在全桥隔离DC/DC变换器输入侧电压含有二倍频脉动的情况下,直接功率控制方法能有效抑制输出电压脉动,且负载侧支撑电容C2越小,效果越明显,这也为无工频牵引变压器电力牵引传动系统的进一步轻量化提供了有效途径。 4.2 实物实验验证 为进一步验证在输入电压变化时,采用直接功率控制方法,输出电压也能保证稳定,搭建了基于TMS320F28335控制器的实物实验平台,如附录A图A6所示。全桥隔离DC/DC变换器实物实验系统的相关参数如下:输出电压为40V,等效电感为0.2mH,开关频率为10kHz,变压器变比为1,输入电压为50~60V。 传统方法与直接功率控制方法在输入电压突增和突减时,相应的电压瞬态实验波形分别为图5和图6所示。 由图5和图6可得,在采用传统闭环控制时,当输入电压从50V突变到57V时输出电压的动态调节时间为75 ms,当输入电压从57V突变到50V时的动态调节时间为103 ms。若采用直接功率控制方法,不论输入电压突增还是突减,该方法都具有非常快的响应速度,输出电压基本没有波动。进一步验证了理论分析和半实物仿真的正确性。 5 结语 针对全桥隔离DC/DC变换器,为了提高其对输入电压变化的动态响应速度,本文提出了一种直接功率控制算法;基于单相移控制方法,详细分析了该直接功率控制算法的原理;最后搭建基于RT-LAB和赛灵思XC3S500E的硬件在环半实物仿真平台以及基于TMS320F28335的实物实验平台,对该基于单相移控制的直接功率控制算法进行实验验证。理论分析、半实物仿真与实验结果均表明:①在输入电压突变的情况下,直接功率控制方法能够显著提高变换器对输入突变的动态响应性能,且保持输出电压基本不变;②在输入电压含有脉动的情况下,直接功率控制方法能有效抑制输出电压的电压脉动,且在负载侧支撑电容较小时,其抑制效果越明显,这也为变换器高功率密度化提供了新途径。 关键词：移相全桥软开关,控制电路,电压电流双环控制,ZVS 0 引言 硬开关模式使得功率管开通和关断损耗大, 开关电压电流应力大, 电压尖峰du dt与电流尖峰di dt高, 且开关过程中产生较强的电磁干扰。软开关技术是利用谐振电路在开关管电压降为零时使开关开通 (零电压开关ZVS) , 较好解决了硬开关PWM变换器的开关损耗大的问题。UC3879 系列移相谐振控制器将定频脉宽调制技术与谐振技术和零电压开关技术结合在一起, 有效提高了工作频率和工作效率[1,2]。 1 主电路ZVS移相全桥电路拓扑 主电路电路结构如图1 所示。 CT1~CT4为功率开关管T1~T4 的寄生电容或外接电容, DT1~DT4分别是相应功率开关管寄生二极管, Cb为变压器原边串联隔直电容, LR为谐振电感, 它包括变压器漏感。 LF为输出滤波电感。 T1和T2 组成超前桥臂, T3 和T4 组成滞后桥臂。 图 1 主电路结构图 2 ZVS移相全桥DC/DC软开关的实现 2.1 功率器件软开关状态分析 功率管零电压开关是借助于开关管并联电容和变压器漏感的谐振作用实现的。功率管开通前, 利用变压器漏感中的储能对结电容充放电使并联二极管先导通, 强迫功率管两端电压降为零, 从而实现零电压状态下导通;由于电容电压不能跃变, 利用结电容电压的缓升作用实现零电压关断[3]。 实现开关管的零电压开通的能量主要来自于输出滤波电感LF和谐振电感LR中的储能。在能量转换中LF对超前桥臂和滞后桥臂的贡献是不同的。滞后桥臂开关过程中, 输出二极管D1 和D2 均导通使变压器副边短路, LF不起作用。此时用来实现ZVS的能量只是LR的能量。由于LR<< LF, 滞后桥臂实现零电压开通要比超前桥臂困难。 2.1.1 滞后管T4 实现零电压关断 关断T4 时, 原边电流储能向CT3和CT4转移, 使CT3迅速放电;同时又给CT4充电。 CT4上的电压是从零缓缓上升的, T4 实现零电压关断。 2.1.2 滞后管T3 实现零电压开通 关断T4 后DT3自然导通, 将T3 的电压强制为零, 只要T3 和T4 驱动电压之间的死区时间大于电容的充放电时间, T3 就能在零电压状态下实现开通。 2.1.3 引入隔直电容Cb 隔直电容的作用:一是实现一次电流复位;二是防止工作过程中直流偏磁而导致变压器饱和。轻载时隔直电容与变压器漏感的谐振作用, 可使得滞后管开通前原边电流接近为零, 实现近似零电流关断。通常按公式选取。其中Ip max表示变压器原边最大电流;f表示功率管的开关频率;ΔUmax取最小整流输出电压的10%。通过计算Cb电容值取6 μF。 2.2实验波形分析 2.2.1主要设计指标 输入电压:400 V;输出电压:48 V;输出电流:25 A;开关频率:50 k Hz;效率:η>85%;输出最大功率:1 500 W;最大占空比:Dmax=0.85;功率变压器变比N:5.7;功率变压器原副边匝数:82 34 ;隔直电容:6 μF;输出滤波电感:61.8 μH;输出滤波电容:3 300 μF。 2.2.2 超前桥臂和滞后桥臂波形观测 根据理论计算对实验装置进行了安装调试, 检测功率管的零电压开关的实现情况。图2 和图3 分别为超前桥臂和滞后桥臂开关管漏源电压、电流波形。根据开关管漏源电压与电流之间的相位关系来判断是否工作在零电压状态。对于MOSFET管, 其内部寄生电容比较大, 对ZVS关断有利, 对ZVS开通不利。管子损耗主要发生在开通时, 因此对MOSFET管主要观察其零电压开通的情况。图2 中超前桥臂开关管开通之前, 漏源电压下降已经很低, 表明开关管近似实现了零电压开通。图3 中滞后桥臂开关管导通时, 漏源电压下降接近到零, 移相控制已实现了零电压开通。 3 控制电路双闭环控制系统的设计 DC/DC变换器采用电压外环电流内环的峰值电流控制, 如图4 所示。输出电压与基准电压相比较, 输出的误差电压经调节器补偿校正后, 得到峰值电流的控制信号。开关变换器将电流峰值作为控制对象, 电流内环可降阶处理, 实现控制系统的简化设计。峰值电流控制模式具有动态响应速度快、补偿电路简化的特点, 易于实现限流与过流保护。使系统达到良好的控制指标。 3.1 双闭环控制系统及其传递函数 3.1.1 电流环的设计[3] 通常功率器件的开关频率远远高于电压环的交越频率。电流内环相当于一个电流受控放大器, 可等效为一个比例环节, 简化后的控制系统结构框图如图5 所示。 电流内环简化为比例环节后, 其闭环传递函数为: 式中:N为变压器变比;Rs为检测电阻;M为霍尔传感器变比。 功率对象相当于恒定电流对于输出电容Co充电功率级的传递函数: 电压环的反馈函数: 3.1.2 电压环调节器设计 电压环调节器采用带电容反馈的PI调节器。增加极点的作用是减弱系统高频增益, 有效抑制高频噪声的干扰。设计控制器是根据被控对象的传递函数绘制系统绘制伯德图。首先确定系统交越频率fco, 然后设定中频段对数幅频特性斜率为-20 d B/ (°) ;最后调整增益曲线, 保证系统具备较大的相位裕量, 以满足稳定性要求。 传递函数: 电压环的控制对象传递函数为: 增益为: 系统电压调节器的设计过程如下[4]: (1) 开关频率fk取50 k Hz, 为避免在输出中出现较大的开关纹波, 交越频率fco取5 000 Hz。 (2) 在交越频率处, 系统的传递函数为: (3) 在交越频率处, 调节器的增益为:K=1 G (s) =54.6。, 设计中RV1取100 Ω, 则RV2应取5.6 kΩ。 (4) 计算零极点的电容值CVZ和CVP。选择转折频率fz和fp, 使它们满足fco/fz= fp/fco。 fp与fz相距越远, 相位裕量就越大。但是fz过低会使低频增益减小, 削弱低频纹波的衰减效果。 fp选得过大, 高频会增大, 就会放大高频噪声尖峰。一般大于45°, 设计中极点fP取50 k Hz, 则零点设置在500 Hz。 3.2 Matlab绘制幅频, 相频特性仿真分析 系统总的开环传递函数为: 由Matlab绘制伯德图, 如图6 所示。曲线为系统经校正补偿后的总开环对数幅频与相频特性。由图中可以看出, 系统在交越频率处的相角裕度约76°, 满足了相角裕量的设计要求, 系统的稳态性能和动态性能都达到了较好的校正效果。 4 结语 本设计DC/DC采用移相全桥电路, 输出采用全波整流电路。通过Matlab软件对双闭环系统进行仿真, 证明调节器的设计是正确的, 保证系统获得良好动稳态性能。通过实验装置对功率管零电压软开关效果进行测试, 表明功率管可实现软开关, 从而降低变换器的开关损耗。 参考文献 [1]沈现庆, 张秀, 郑爽.开关电源原理与设计[M].南京:东南大学出版社, 2012. 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全桥谐振变换器 篇7