耦合谐振（共7篇）
耦合谐振 篇1
本论文提出的研究内容:随着无线通信系统的发展,对频率带宽和通信频谱利用越来越多,这样通信系统容易受到常用频段的干扰以及天线之间的互扰,本文提出了一个思路,结合滤波器特性采用天线走线耦合谐振方式,设计出基于U型耦合结构的L型单极天线。这种耦合天线实现了天线与带通滤波电路的小型化和集成化设计,在设计过程中,天线等效成串联或并联的RLC电路,在起辐射作用的同时,也充当滤波器最后一级谐振器和负载,提高了带外抑制能力,而且通带内增益曲线平坦,案例具有可移植性,这种耦合设计方式是可以应用到其他类型的天线中,是未来天线设计的一个方向。
传统天线设计时,都会在PA到天线之间加上滤波电路,我们知道,实际上该电路必不可少,但缺点是明显的,削弱了天线的带宽,同时损耗了天线的增益,从PA到天线实际的电路已经很不匹配,本文主要提供耦合思路设计天线,思路具有普遍性,PA出来后就是天线。我们先设计一款U型谐振结构L型单极天线,该天线中心频率位于2.45GHz,相对带宽为18%,通过案例来达到本论文的目的。设计过程分为三个步骤:根据中心频率f0与相对带宽,综合设计出带通滤波器;根据L型天线对单极天线有载品质因数和谐振频率的要求确定天线的具体尺寸;用设计好的单极天线取代带通滤波器最后一级谐振器,这样就完成了U型谐振L型单极耦合天线的设计。
耦合天线设计思路
耦合谐振器设计
我们先设计一款中心频率f0=2.45GHz,相对带宽20%的三阶微带U型带通滤波器。带通滤波器的有载Q值(Qe1Qe2)与耦合系数(k1,2,k2,3)计算公式如下:
其中,g0,g1,g2,g3和g4为切比雪夫低通滤波器元件值;FBW为带通滤波器的相对带宽。这里选取切比雪夫带内波纹系数为0.1dB的低通滤波器元件值,通过查表可以得到相对应的元件值:g0=1.0,g1=1.0316,g2=1.1474,g3=1.0316和g4=1.0。将低通元件值与FBW带入(1)～(4)式可以计算出Qe1=Qe2=5.73和k1,2=k2,3=0.16。
从图1(a)可以看出,U型谐振器臂长为(L1+L2/2),大约λg0/4,λg0为频率2.45GHz处的波导波长,在这里U型宽度W1=1mm,U型臂之间距离L2=2mm。为了确定微带U型谐振器的尺寸,对U型谐振器进行仿真,如图1(a)所示(相对介电常数为4.4,厚度为1mm的FR4介质板)。可以看出,微带U谐振器谐振频率主要由L1长度决定,L1可以初步定为16.1mm。U型谐振器的回波损耗随L1变化如图1(b)所示,这里T取4.6mm。从图中可以看出,随着臂长的增加,谐振频率向低频移动。当L1=17.1mm时,U型谐振器的谐振频率为2.45GHz。
U型谐振器的有载Q值(Qe)主要由馈电的位置T决定。随着T的减小,U型谐振器的Qe值也会变小。对图1(a)所示的结构进行仿真,利用式(5)可以计算出Qe。在这里,参数尺寸为W1=1mm,L2=2mm,
其中,f0表示谐振频率;Δf±90°表示比谐振频率相位高90°与低90°所对应频率的差值。
将馈电位置作为变量,得到Qe随T变化的曲线,如图2所示。从图中可以看出,随着位置T的增大,U型谐振器Qe值也变大。最后,根据Qe=5.73的要求,选取位置T值为4.6mm。
两个微带U型谐振器间的耦合强度是由谐振器之间的间距决定,间距越小,耦合越强,耦合系数越大。采用如图3所示的弱耦合方式进行双端口仿真,根据公式(6)算出耦合系数k。在这里,参数尺寸为W1=1mm,L2=2mm,L1=17.1mm。
其中,fp1和fp2为传输响应中出现的一对谐振峰值,是该谐振结构的本征频率,fp2大于fp1。
运用上面提取U型谐振器耦合系数的方法,将参数g作为变量,从图中可以看出,随着间距g增加,耦合系数变小。最后,根据k=0.16的要求,选取耦合间距g值为0.45mm。
通过上述三步,初步确定带通滤波器的尺寸,其结构图如图4 (a)所示。这里使用软件进行仿真优化,微调尺寸,最终确定滤波器的结构尺寸为:W1=1 mm,W2=1.88mm,L1=17.5mm,L2=2mm,L3=2.66mm,L4=2mm,g=0.5mm。图4(b)为带通滤波器的仿真结果,可以看出滤波器的中心频率为2.45GHz,3dB带宽为20%。
单极天线等效电路分析
在天线设计中,L型天线在起辐射作用的同时,作为带通滤波器最后一级谐振器。因此,在综合设计前需要提取L型天线的等效电路。图5 (b)是图5 (a)中天线结构的等效电路。L型天线是一种变形的单极天线,可以等效为一个串联的RLC谐振电路。图5 (b)中的La、Ca和Ra分别为天线的谐振电感、谐振电容和辐射电阻。此外,由于天线馈电点处地板的不连续性,等效电路中额外增加了一个并联电容Cg,可以使等效电路与天线在更宽的带宽内保持相同的阻抗特征。在这里选择介质基板的相对介电常数为4.4,厚度为1mm。该天线与设计天线具有相同尺寸的地面,分别为L=15.75mm,W=36mm,馈线线宽W1=1.88mm。
在综合设计中,等效电路中辐射电阻Ra可以看作是滤波器的终端负载电阻。串联La Ca电路作为滤波器的最后一级谐振器,因此有:
其中,f0代表带通滤波器中心频率,本设计为2.45GHz。天线的谐振频率fa由L型天线的总长度(L1+L2)决定。由于寄生电容Cg的存在,使得天线谐振频率fa会稍微高于f0。
我们研究天线在2.45GHz的电流分布,发现与馈线相连接的垂直臂上分布的电流最强。因此,谐振电感La与辐射电阻Ra主要由臂长L1决定;寄生电容Cg由垂直臂的线宽W2决定,而与L1无关。从上述分析,当天线频率调整在f0附近时,如果垂直臂长L1确定以后,La、Ca和Ra的值基本上保持不变。为了保持原有的滤波特性,最后一级谐振器应具有与滤波器相同的品质因数。天线的品质因数Qa可以按照公式(8)提取,这里忽略了对寄生电容Cg的
在耦合天线的设计中,如果品质因数Qa通过带通滤波器参数确定后,根据Qa值可以确定L1的值。L1的尺寸确定以后,L型天线的尺寸也就确定了。在这里,L型天线尺寸为L1=17.8mm,L2=9.3mm,W2=2mm。
耦合天线的实现
用2.2节设计的L型天线取代2.1节综合设计的带通滤波器(如图6 (a)所示)的最后一个谐振器,并用一段平行耦合线将两者级联起来就构成了耦合天线(如图6(b)所示)。在这里,平行耦合线相当于导纳变换器,总长度大约等于λg0/4,λg0为2.45GHz处的波长。在设计中,倒L型天线既作为滤波器一个谐振器,同时也作为辐射单元进行辐射,因此耦合天线通带内有三个极点,具有三阶带通滤波器幅频响应,耦合天线结构示意图如图7所示。
(单位:mm)
图8给出了耦合天线与2.2节设计的L型单极天线仿真的回波损耗曲线。比较看出L型天线10dB阻抗带宽仿真结果为330MHz (2.33-2.66GHz);耦合天线的10dB阻抗带宽仿真结果为460MHz (2.23-2.69GHz);耦合天线比L型天线增加了130MHz带宽,并且耦合天线回波损耗曲线通带内形成了三个谐振点,与三阶带通滤波器的回波损耗曲线类似。
按照表1所示尺寸对耦合天线进行加工制作,基板采用相对介电常数为4.4,厚度为1mm的介质基板。图9给出了耦合天线加工的正反面实物图。
通过矢网测试,得到耦合天线回波损耗测试曲线。图10给出了仿真与实际测试的回波损耗随频率变化的增益曲线。从实测结果看到通带内回波损耗-10dB的频带范围为2.3～2.6GHz,中心频率为2.45GHz,相对带宽为20%,与设计值18%接近。在通带内,出现了与仿真曲线对应的三个谐振点,在整个测试频段内,测试的回波损耗曲线与三阶带通滤波器的回波损耗曲线类似。
总结
本文提出用耦合天线设计方法,设计了一款微带U型谐振器和L型天线结构的单极耦合天线,与传统天线相比好处是:L型天线在辐射的同时充当滤波器的最后一级谐振器,省掉了天线电路当中的滤波器等,缩减了成本,同时该天线的增益曲线和回波损耗与滤波器的插入损耗和回波损耗曲线相类似,通带内平坦,增益也很不错。最后,对单极耦合天线进行加工并了实测,结果符合预期,我们通过选取合适的天线耦合走线方式,会设计出很多不同频段及类型的天线。这对我们设计无线接收机的发射接收系统具有很好的应用,能有很好的市场价值。本文虽然完成了一些研究工作,但是由于时间有限,还存在很多有意义的工作有待进一步深入研究,本文设计的耦合天线是基于单个天线单元,如何将思路应用于天线阵列及未来MIMO等设计中是一项很有研究价值的工作,需要进一步深入研究。
总之,耦合谐振方式天线的研究还存在大量工作需要不断探索和挖掘,进一步开展这方面的研究工作具有十分重要的研究意义。
基于谐振耦合的无线电能传输装置 篇2
1系统设计
设计任务:设计一个磁耦合谐振式无线电能传输装置。非接触式无线电能传输式系统的基本结构如图1所示, 其主要由驱动电路、发射模块、传输模快和接收模块4部分组成, 发射模块与接收模块通过磁场耦合相联系。发射电路把电能转换为磁场能量传输到接收电路, 接收电路通过整流稳压给2个串联的LED灯 (白色, 1W) 。
2设计方案
本系统采用耦合式无线供电传输方法, 该方法主要利用两个具有相同频率的谐振电路[1]通过磁场耦合实现能量的传输的。
磁耦合谐振式无线供电传输引入了谐振技术, 使发射线圈和接收线圈在相同的频率下工作, 不仅能使传输能量传输率会大大提高, 其传输距离也会大大增加, 辐射小, 方向性要求不高, 适合中等距离传输, 传输效率较高且不受空间障碍物的影响, 能量传输效果好。
3技术方法的分析与计算
3.1耦合谐振工作原理分析
耦合谐振无线电力传输系统如图1所示, 包括高频放大电路、发射线圈、接收线圈和负载, 其中发射线圈和接收线圈发生耦合谐振, 当发射源的频率与收发线圈的固有频率一致时, 发射回路和接收回路阻抗最大, 收发线圈两端电压最大, 此时系统效率最高。相反如果两者频率不一致时, 即两线圈处于失谐状态, 大部分能量会消耗在线圈上[2]。在磁耦合谐振无线电力传输系统中, 谐振线圈可等效LC并联电路。
回路的阻抗频率响应和相频响应, R值越小, Q值越大, 谐振时的阻抗值就越大, 相角频率变化的程度越急剧, 选频效果越好。
3.1.3谐振时输入电流与回路电流之间的关系
解得L=2.1u H。
3.2无线电能传输线圈选择分析
该装置输入直流电流不大于1A, 发射与接收线圈为空心线圈, 线圈外径均20±2cm。装置采用漆包线圈, 由于交流电的集肤效应, 电流不是满截面地流动, 而是沿外表面进行传送, 因此没有一个线性关系, 不能够根据截面面积直接计算它的载流量。一般铜导线的安全载流量为5-8A/mm2, 因此铜导线的横截面积S的上下范围:
S--铜导线横截面积 (mm2) I--负载电流 (A)
3.3距离与效率的关系
根据毕奥一萨伐尔定律, 稳恒电流通过导线时在导线外一点P处产生的磁感应强度为:
首先计算单个载流圆线圈轴线上的磁场。设圆线圈的中心为0, 半径为R, 载有电流I。
由公式 (5) 可知, 线圈在P点产生的磁场, 与P点到线圈的距离的三次方成反比, 与线圈的半径成正比。即有如下关系
又上面几个式子可以看出, d B与互感M成一次正比关系。
综上所述, 要提高无线传能的效率, 得要增大耦合线圈的半径, 减小线圈之间的距离以及使电路处于谐振状态。
4测试结果分析
经测试, 输入直流电压U1=15V, 当发射接收线圈距离在35cm左右, 两个LED灯非常亮, 由于LED灯没有接限流电阻, 故不能再将接收线圈进一步靠近, 否则会因为流过灯珠的电流过大而烧毁LED, 增大发射与接收线圈距离, LED灯的亮度逐渐减弱, 当发射与接收线圈距离为60cm时, LED灯光也能保持不灭。经多次测试, 在保持LED灯不灭的条件下, 发射线圈与接收线圈最大距离可达63cm, 输入电流I=0.738A。
5结论
本系统结构简单, 成本低廉, 不仅能使传输能量传输率大大提高, 其传输距离也会大大增加, 辐射小, 方向性要求不高, 适合中等距离传输, 传输效率较高且不受空间障碍物的影响, 能量传输效果好。
参考文献
[1]孙勇.面向自行小车的非接触供电系统的研究与应用[D].南京:南京航空航天大学, 2009:1-3.
耦合谐振 篇3
自从第二次工业革命以来，人类社会便进入了电气化时代。大至遍布全球各地的电网、高压线，小到各种家用电气设备，电能的传输主要通过点对点直接接触传输。这种传统的接触式电能传输由于存在诸如产生接触火花，影响供电的安全性和可靠性，同时传统的电能传输供电产生大量的废旧电池，对环境造成很大的污染[1]。因此探求一种更为灵活、方便的电能传输方式迫在眉睫，多年来国内外的科学家开展了很多探索研究工作，但进展缓慢。2007年，美国麻省理工学院（MIT）基于磁耦合谐振原理在2 m的距离内将一个60 W的灯泡点亮，传输效率[2]达40%。随后，磁耦合谐振式无线电能传输技术成为国内外学者研究的热点。
无线电能传输系统的主要性能指标在于系统的传输距离、传输功率、效率等。目前国内外对磁耦合谐振式无线电能传输的研究还处于理论研究和初步实验阶段，MIT的分析也局限在物理方面的分析[3]。在传输距离、效率方面，Steven等人研究了中继线圈对提高传输距离的效果及其理论分析[4]；李阳等研究了发射、接收线圈的匝数及线圈半径的大小对传输效率和传输距离的影响[5]；朱春波等通过仿真和实验研究了不同的工作频率和传输距离、传输效率的关系[6]。这些研究成果的应用较大地提高了无线传输的距离及效率，但目前还没有针对每一个特定负载系统，分析如何选择各个影响因素，保证无线传输系统有较好的输出功率、传输效率。
本文基于等效电路模型，建立磁耦合谐振式无线电能传输串串式拓扑模型，给出输出功率、传输效率的计算方法，搭建磁耦合谐振式无线电能传输试验平台，通过仿真与实验相结合，分析线圈距离、工作频率、负载电阻以及系统谐振对输出功率、传输效率的作用规律。针对每一个特定负载的无线电能传输系统，选择合适的传输特性因素，保证系统有较好的输出功率、传输效率。这些为提高无线电能输出功率、传输效率提供了参考和借鉴，也为磁耦合谐振式无线电能传输系统的产品应用提供了设计依据。
1 无线电能传输系统模型
1.1 无线电能传输系统工作原理
典型的磁耦合谐振式无线电能传输系统原理如图1所示，直流电源经过交流逆变后由发射线圈进行电磁变换，接收线圈感应到此磁场能量后进行磁电变换，变换后的电能经过整流滤波稳压供一般直流负载使用。
1.2 无线电能传输系统基本拓扑模型
磁耦合谐振式无线电能传输系统的分析模型目前有两种：耦合模式理论[7]和等效电路理论[8]。耦合模式理论是基于能量的微扰理论，从系统的能量角度进行分析；等效电路理论是通过构建系统的物理模型，得出等效参数进行分析。系统通过线圈配合外围电子元件进行电能传输，采用等效电路理论分析较为简单。根据电容电感的连接方式，无线电能传输系统的电路理论模型可以分为四种[9]：串串式（Series-Series,SS）、串并式（Series-Parallel,SP）、并串式（Parallel-Series,PS）、并并式（Parallel-Parallel,PP），如图2所示。
图2中：US为交流逆变后等效电压源；R1和R2为线圈等效电阻；RL为负载电阻；L1和L2为发射、接收线圈；C1和C2为谐振电容；I1和I2为流经两回路的电流；M为发射、接收线圈之间的互感量。
2 串串式系统输出功率及传输效率分析
以图2(a）模型为参考，发射端等效阻抗为：
串联时：
并联时：
一般LC电路发生谐振时，ωL1=1(ωC1)，串联谐振电路等效阻抗很小，并联谐振电路等效阻抗很大，用于能量传递的磁场，主要依靠线圈中的电流建立。根据发射端阻抗的分析结果，若要在发射线圈中产生同样的电流，在串联谐振时需加较小电压，而在并联谐振时需加较大电压。因实验交流电压较小，故采用发射端串联形式。对于接收端回路，同理，串联谐振时等效阻抗很小，所以更适合负载阻抗比较小的情况；而并联谐振时等效阻抗很大，所以更适合负载阻抗比较大的情况。实验采用负载阻抗较小，故接收端也采用串联形式。因此实验选择串串式谐振电路。
根据基尔霍夫电压定律可以得到方程：
式中：Z1=R1+j X1(X1=ωL1-1(ωC1),X1为电抗）；Z2=RL+R2+j X2(X2=ωL2-1(ωC2),X2为电抗）。
由式（1）可以得到系统输出功率为：
系统输入功率为：
系统的传输效率为：
将式（2），式（3）代入系统的传输效率公式，可得：
磁耦合谐振式无线传输系统的发射线圈和接收线圈相同，故各线圈参数一致，即L1=L2=L,R1=R2=R。对于任意一给定线圈，L是确定的，但其R值会随着频率改变而有所变化，考虑到系统的工作频率在线圈的自谐振频率附近，所以将R取为定值（谐振时的阻值）以作简化。M与线圈之间的距离D有关[10],M≈πμ0r4N 2D3。其中：μ0为真空磁导率；r为线圈半径；N为线圈匝数；D为两线圈之间的距离，同时ω=2πf。
由式（2），式（4）可知：输出功率Pout与工作频率f、线圈之间距离D、负载电阻RL、电抗X1,X2（系统谐振）有关，即Pout=G(f,D,RL,X1,X2)；传输效率η与工作频率f、线圈之间距离D、负载电阻RL、电抗X2有关，即η=H(f,D,RL,X2)。
3 系统仿真分析
固定几个变量，减少方程维数，通过Matlab函数仿真得到系统输出功率、传输效率随各个因素的变化规律。设定系统的谐振频率f在1 MHz左右，负载电阻RL=300Ω，表1为发射、接收线圈参数值。
线圈等效电阻由欧姆电阻和辐射电阻组成。辐射电阻相对于欧姆电阻和负载电阻来说可以忽略不计，故线圈等效电阻。其中：ω=2πf；μ0为真空磁导率；δ为纯铜电导率；l为线圈长度。代入各参数值得到线圈的等效电阻为R=4.017Ω。无线传输系统中电源电压US取20 V。
3.1 系统谐振对输出功率、传输效率的作用规律
为了得到输出功率、传输效率与系统谐振即X1,X2的关系，固定f,D,RL。
根据式（2），令：
当h取得最小值时，Pout取得最大值，满足：
根据式（5）可知：
当时，即，输出功率Pout最大；
当A-2BC>0时，即R1(R2+RL)<(ωM)2,
X1,X2同号，此时系统输出功率Pout有两个最大值，分别如图3，图4所示。
从图3，图4可以看出，X1=0或趋近于0,X2=0或者趋近于0，无线电能传输系统输出功率Pout值都较大。同时，根据式（5）可知，系统的传输效率仅与X2有关，当X2=0时，系统的传输效率达到最大，传输效率为：
设计无线电能传输系统时，尽量保证ωL=1(ωC)，使得电抗X1,X2满足X1=0,X2=0，在不考虑其他作用因素的条件下，系统有很大输出功率和最大传输效率。
3.2 负载电阻、频率对输出功率、传输效率的作用规律
当系统发生谐振时，为了得到输出功率、传输效率与负载电阻、频率的关系，固定线圈间距D。取D=14 cm时，得到输出功率、传输效率随负载电阻、频率的变化规律，如图5，图6所示。
从图5，图6可以看出，在固定线圈间距D的条件下，频率f达1.1 MHz左右，对应负载电阻300Ω，此时无线传输系统输出功率达到最大。且在此条件下，系统输出功率随负载电阻变化明显；同时，负载电阻在0～100Ω的阻值范围内时，对系统的传输效率变化影响明显。
继续固定负载电阻RL=300Ω，图7，图8为输出功率、传输效率随工作频率的变化曲线。
从图7，图8可以看出，系统谐振频率f为1.1 MHz，输出功率达到最大，且对于RL=100Ω，300Ω，500Ω，输出功率都随着频率的增加，先增大后减小，但对于每一个负载电阻输出功率达到最大时对应的频率不相同，因此，对于每个特定负载系统，需选择合适的频率，保证系统输出功率达到最大值；系统传输效率随着频率的增加不断增大，且频率在0.8～10 MHz范围内，系统的传输效率都较好。
设计无线电能传输系统时，负载电阻在0～300Ω，在不考虑其他作用因素的条件下，工作频率f满足在0.4～1.6 MHz之间，系统有较大输出功率、一定的传输效率；负载电阻在300～500Ω，工作频率f满足在0.8～2 MHz之间，系统有很大输出功率、一定的传输效率。
3.3 负载电阻、线圈间距对输出功率、传输效率的作用规律
当系统发生谐振时，同上，可以固定谐振频率f=1.1 MHz，得到输出功率、传输效率随负载电阻、线圈间距的变化规律，如图9，图10所示。
从图9，图10可以看出，系统的输出功率对线圈间距变化比较敏感，只有满足线圈间距D在0.1～0.35 m之间，有一定功率输出；线圈间距D在0～0.15 m之间，系统的传输效率很高，此时负载电阻RL的变化对系统传输效率的影响很小。
继续固定负载电阻RL=300Ω。图11，图12为输出功率、传输效率随线圈间距的变化曲线。
从图11，图12可以看出，系统输出功率随着线圈间距的增加，先增大后减小，这是由于在近距离情况下，随着距离的减小，互感M增大，导致系统产生频率分裂[11]，此时1.1 MHz不再是系统的谐振频率，系统输出功率减小；传输效率随着线圈间距的增加，不断减小。在系统谐振频率f=1.1 MHz、线圈间距D=0.15 m时，系统输出功率达到最大，同时，对应的系统传输效率为50%左右，表明在此距离下互感M使得负载电阻达到最优匹配。
设计无线电能传输系统时，针对负载电阻为300Ω，在不考虑其他作用因素的条件下，线圈间距D满足在0.1～0.15 m之间，系统都有较大输出功率、较高的传输效率。
4 实验验证
为了验证仿真分析的正确性，设计制作了一套串串式结构的磁耦合谐振无线电能传输系统。该系统由信号发生器（产生0～20 MHz方波信号），驱动芯片IR2110,MOSFET开关管IRF840，外围电子元件，电磁发射，接收系统，负载等组成，如图13所示。系统各参数如上仿真所述，固定负载电阻RL和线圈间距D，改变交流信号频率，验证输出功率、传输效率随频率的变化。
实验时，通过双通道示波器测量发射线圈两端有效电压，接入交流电流表，计算输入功率Pin=UI；同时也通过示波器测量负载端有效电压，计算输出功率Pout=U2RL。由此计算出系统的传输效率η。
将谐振频率f=1.1MHz取为归一化的频率基值，输出功率、传输效率基值也取谐振频率时的值。
表2为线圈间距D=14cm,RL=300Ω时，输出功率、传输效率实验值及归一化后标准值。
从表2可以看出，频率f=1.1MHz时，无线电能传输系统输出功率达到最大；传输效率随着频率的增加，不断增大。计算上述系统的仿真值，对比实验值及仿真值，得到实验与仿真的输出功率标准值、传输效率标准值随频率标准值的变化曲线，如图14，图15所示。
从图14，图15可以看出，实验输出功率、传输效率随频率变化和仿真输出功率、传输效率随频率变化趋势基本一致。在固定线圈间距、负载电阻的情况下，输出功率Pout随着频率的增加，先增大后减小，存在最大值，且输出功率对频率的变化较为敏感；传输效率η随着频率增加，不断增大。
实验标准值与仿真标准值存在一定差别：一方面由于在近距离情况下M≈πμ0r4N 2D3，误差较大；另一方面由于在高频情况下，绕制线圈导线会产生一定的趋肤效应，从而减小导线有效面积，增加等效电阻，影响能量传输。
5 结语
(1）本文从等效电路模型角度出发，建立磁耦合谐振式无线电能传输串串式拓扑模型，给出输出功率、传输效率的计算方法，系统分析了输出功率、传输效率与线圈距离、工作频率、负载电阻以及系统谐振之间的关系；
(2）通过实验与仿真分析表明，在保证系统谐振的前提下，输出功率、传输效率与频率、负载电阻及线圈间距密切相关，且输出功率随频率、线圈间距变化较为明显，针对每一个特定负载系统，需选择适合该系统的工作频率，保证系统有较好的输出功率、传输效率；
(3）本文系统阐述了各个因素对输出功率、传输效率的作用规律，在实际工程应用中，综合选择各个参数，使系统有最佳的输出功率、传输效率。
摘要：磁耦合谐振式无线电能传输技术作为一种新兴无线能量传输技术,具有传输距离远、传输功率大、传输效率高、无辐射性和穿透性等优点。基于等效电路模型建立了磁耦合谐振式无线输电串串式拓扑模型,给出了输出功率、传输效率的计算方法,搭建了磁耦合谐振式无线电能传输试验平台,通过仿真与实验,分析了线圈距离、工作频率、负载电阻以及系统谐振对输出功率、传输效率的作用规律,为磁耦合谐振式无线电能传输系统的设计及参数优化提供了理论依据。
关键词：无线电能传输,磁耦合谐振,串串式模型,输出功率,传输效率
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[10]李阳,杨庆新,闫卓,等.无线电能有效传输距离及其影响因素分析[J].电工技术学报,2013,28(1):106-112.
耦合谐振 篇4
1 单个耦合谐振电路的模型
1.1 非耦合谐振和耦合谐振电路
如图1和图2所示, 分别为非耦合和耦合谐振电路的模型。
分别对图1、图2中的耦合电路模型计算有关效率, 电路中各参数设为已知。其中, 信号源内阻为R1, 初级电路电阻为R2, 次级电路电阻为R3, 终端负载为R4, 线圈耦合系数为K, 初级和次级电路的电感、感抗、电容、等效负载、效率分别为L1和L2、X1和X2、C1和C2、Z1和Z2、η1和η2, 交流信号角频率为ω。
1.1.1 非耦合谐振电路效率计算
非耦合谐振电路的等效负载Z1的计算公式见式 (1) , 效率η1的计算公式见式 (2) :
1.1.2 耦合谐振电路效率计算
耦合谐振电路的等效负载Z2的计算公式见式 (3) , 效率η2的计算公式见式 (4) :
由此可以计算得到负载获得的功率Pload:
对于理想变压器, L1和L2都可视作无穷大, R1和R2都为0, 且耦合系数K=1[2]。
由式 (4) 、式 (5) 可见, 提高效率的关键是使电路具有足够大的感抗和等效损耗电阻之比, 这就需要线圈的品质因素Q值很大。
由图1、图2可见, 电路基于利用变压器原理, 利用电感耦合实现电压变化效果。图中, 耦合谐振电路在初级和次级增加电容 (在实际条件下是利用线圈的寄生电容) 来使初级和次级电路回路产生谐振, 可实现等效阻抗的虚部为零, 避免了非耦合谐振情况下由于非零虚部导致的非零的无功功率对负载获得的功率的减小, 从而提高了其性能。另外, 非耦合谐振电路中的无线功率传输也只适合很窄的输入频率范围, 不能满足在射频范围内的多数情况。
1.2 足够大耦合系数的实现方式
除上述电容对功率和效率的作用外, 为实现最大耦合, 通过对耦合线圈的材料和初级次级线圈间距进行适当选择, 可得到较大耦合系数以实现更高传输效率。通常以品质因数Q值来衡量线圈材料, 以两线圈距离衡量功率传输效率, 由此可得到传输效率η和负载所获得的功率Pload与系统参数之间的关系:电感线圈Q值越高, 则η和Pload越大;两电感线圈距离越小, 则η和Pload越大[3]。
2 接收天线和整流电路的集成化模型
电容式快速充电的两个核心部分:接收天线和整流电路的集成化模型;耦合谐振电路。充电效率也主要取决于二者效率之积。
2.1 信号接收天线的模型
通过与圆极化、线极化和椭圆极化原理的比较, 本文设计的天线采用抛物线结构模型天线, 利用其单一聚焦的特点, 旨在当接收由耦合谐振电路传递的射频信号时, 能够最大限度地将传递功率维持在一个较高的数值, 从而提高整流效率。接收天线可以在整流电路中等效为内阻为RS的微波信号源, 在接收天线末端放置一个电容C, 以起到隔断直流分量和匹配的作用。
2.2 整流电路的设计
整流电路作为一种将微波能量转换为直流供负载使用的模型, 其整流效率也对整流天线的转换效率有反馈作用。电路采用微带线结构以抑制回波, 从而消除纹波现象的不稳定性。在整流电路中, 二极管需要有较快的开关速度, 并且有较低的导通电压以允许较高功率微波输入, 连接方式采用串联方式可避免并联或者其他方式产生的通孔现象, 减少微带线的对地耦合。因此, 选用MA4E1317肖特基二极管。其基本参数:结电容Ci0为0.02 p F;导通电压Vbi为0.7 V;反向击穿电压Vbr为7 V;寄生串联电阻为4Ω。二极管后的微带线起到滤波器作用, 滤除了基频信号, 保留了直流信号以供电源充电。天线-整流电路原理图如图3所示。
3 电容式快速充电系统的设计、仿真与制作
3.1 去极化
在充电过程中, 经过整流电路转换为直流的电流通过蓄电池时, 其正负极板表面电荷电位会发生偏移。为最大限度消除极化电压, 可在连续充电过程中以适当频率停顿充电, 此时蓄电池中流过一个与充电电流脉冲方向相反的大电流脉冲。这样可快速充电, 并可增加蓄电池可接受的充电电流, 达到大幅度削减充电时间的目的[4]。原理图如图4所示。
3.2 耦合谐振电路的仿真
在这一阶段中, 信号从初级输入, 经过变压器后到达负载的总输出功率效率设为ηtotal=η2{1-[ (Z2-R1) / (Z2+R1) ]2}, 即电阻失配源输出功率的变化率与理想情况下负载获得的输出功率的百分比之积。其中的{1-[ (Z2-R1) / (Z2+R1) ]2}与耦合系数K有关。
利用Multisim仿真可得到不同K值下输出功率 (d Bm) 的对应值关系, 如图5所示。
同样利用电路仿真软件Multisim, 仿真理想情况下负载获得的输出功率的百分比与负载、次级电路等效电阻的关系如图6所示。
3.3 天线-整流电路的仿真
3.3.1 ADS环境下的仿真
在图3中, 利用ADS2009 Update1软件仿真得到整流二极管的输入阻抗为固定值 (285.82-j1.63) Ω, 调节微带线的长和宽 (见表1) 、电感L和电容C, 使二极管的输入阻抗匹配至50Ω。被等效为内阻为RS的微波信号源的接收天线可以在整流电路中再次等效为一个功率源, 其内阻也为50Ω。基片的参数如下:介电常数ε=2.55, 厚度H=0.8 mm, 电感L=10×10-3μH, 电容C=10 p F, tanθL=2×10-3, RL=R1=258Ω。
(mm)
设置“命令Goal”对目标值进行优化, 再由仿真可得到负载电压和整流效率随频率和负载变化而变化的曲线, 如图7和图8所示。
3.3.2 仿真结果分析和优化
根据整流电路的原理, 设Pin为输入功率, Pout为输出功率, R1=RL为负载, V1为负载两端电压, 可得到RF-DC转换效率公式:
在实际应用中, 由于等效电路存在不连续性, 等效阻抗的虚部被不恰当地引入, 在仿真图中这种不连续性是源于在各个分支或者微带线、短截线中引入了串/并联电抗, 使无用功率过大, 造成输出功率损耗。此外, ADS软件无法对电路中存在的寄生参量如寄生电容和电感进行仿真, 影响结果的准确性。为解决此问题, 可在等效电路中加入不连续性等效电路, 通过调节微带线长和宽、特性阻抗值等方法抵消掉寄生电抗的效应。
在ADS2009中生成天线-整流电路的版图, 综合各种因素, 调整并选用L=2.5×10-3μH对整流电路中不连续性引起的电抗进行补偿。原负载值RL=258Ω, 但电感变化, 采用此值会使阻抗失配, 因此对其影响进行仿真分析发现, 减小感值后匹配负载值会相应增大, 故采用3个负载值 (248Ω、298Ω、341Ω) 进行仿真, 为使二极管不被击穿, 设置输入功率Pin=20.2 d Bm, 以5.8 GHz附近的频率为自变量, 绘出坐标图9。
在图9中加“标记”可以读出, 298Ω是最佳匹配负载, 且在5.61 GHz, RF-DC转换效率达到最大值68.1%。
根据二极管整流作用原理, 当其输入功率接近其击穿电压下的额定功率时其整流作用可最大限度实现, 因此, Pin=20.2 d Bm不仅能保证整流效果最佳, 而且可使输出功率Pout达到最大, 满足了电容式快速充电“快速、高效”的特点。
3.4 实际制作与结果分析
根据上述的仿真、设计过程及数据, 本文实际制作了一个工作频率为5.8 GHz的谐振耦合-天线-整流-去极化的集成化系统, 电路参数与3.2节相同。该系统中电感L的自谐振频率可进行调整, 具体是通过改变线圈直径、匝数、线径、线长等方法[5]。对该系统进行实际测试可得:在输入功率Pin=20.2 d Bm的情况下, 当负载RL=298Ω, 即负载匹配时的频率-功率传输效率曲线, 如图10所示。
由图10可见, 最大的功率传输效率值出现在5.58 GHz时, 可高达61%以上。
以上实际制作及测试的结果与设计、仿真值相比较, 可见二者存在一定差异, 这是因为实际系统中存在高频辐射损耗, 理论设计、计算中不能精确仿真该因素。此外, 电感L为手工绕制, 也存在一定误差。忽略这些使结果产生偏差的因素, 本系统的实测结果与设计、仿真值有较好的一致性, 同时本系统也综合体现了电容式快速充电的理念。
本文基于微波无线中距离输能、射频与直流转换等射频与微波基础知识, 介绍了对电容式快速充电电路的设计过程, 并推导出基于谐振耦合技术的电容式快速充电无线输能系统的效率表达式, 由此提出了对谐振耦合-天线-整流-去极化的整个系统的优化设计, 并利用系统仿真软件和计算机模拟对系统创建了各个分支的电路模型。实际制作的电容式快速充电集成化系统的实测结果表明, 实测值与设计值较为吻合, 从而也验证了该设计方法的可行性和正确性。
随着微波输能产业的发展, 以电容作为输能的中心环节, 其重要性会得到更深入的认识, 本文提出的相关理论、设计过程和实验结论, 具有很强的实用性, 适于进行推广应用[6]。
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级联式磁耦合谐振系统的效率分析 篇5
关键词：耦合模理论,谐振,中继线圈,传输效率
0 引言
目前,电能通过金属导线进行直接能量传输,但这种传输方式不仅影响环境美观,导致资源浪费,还存在着严重的安全隐患。 有线供电已无法满足现代人的日常需求,于是无线电能传输成为人们热切追求的新型传输方式。 无线电能传输技术实现方式主要有三种[1,2,4,7]: 电磁感应耦合式、电磁波辐射式和磁耦合谐振式。 本文主要分析磁耦合谐振式无线能量传输技术的原理及设计。 磁耦合谐振式无线电能传输技术(Magnetic Coupling Resonant Wireless Power Transmission , MCR - WPT )[1,2,3,4,5,6]是指具有相同谐振频率的接收线圈与发射线圈在电磁共振[7]作用下, 发生强电磁耦合,实现近区电能高效传输的一种技术。 2007 年麻省理工学院的Marin Soljacic教授所在团队[6]利用谐振原理实现了无线电能的中距离传输, 即将一个60 W的灯泡在2 m多距离内点亮, 且传输距离高达40 % 左右[3,4,5]。
MCR - WPT系统按照传输结构分为2 线圈结构与4线圈结构两种。 为了方便实现负载匹配和电源匹配[5],本文采用4 线圈结构(电源线圈、发射线圈、接收线圈和负载线圈),即在两个谐振线圈的基础上,增加两个感应线圈[6], 分别作为发射线圈和接收线圈, 用以独立电源和负载,减少其对谐振线圈的影响。 无线电能传输的重要部分是发射端与电磁接收端,系统模型如图1(a)所示。
本文从二阶电路模型[7]出发, 首先建立简单串- 串式MCR-WPT系统数学模型, 推导传输效率表达式; 继而推出加入中继线圈的三阶式效率函数; 再用MATLAB 、 origin等软件绘制效率图形, 并对两者效率做比较分析; 最后, 在HFSS平台搭建二阶、 三阶磁耦合谐振传输系统模型图, 仿真并分析线圈间距离变化, 中继线圈加入对传输效率的影响。
1 磁耦合谐振式系统建模
1 . 1 传统二阶式结构基本原理
如图1 所示, 系统由发射端与接收端两部分构成,且系统线圈均由铜线绕制而成。 其中发射端包含发射线圈和高频电源线圈, 接收端包括接收线圈与负载电路。通电后,发射端在交变磁场中通过直接耦合将能量由电源线圈传至发射线圈,接收端也将能量利用直接耦合从接收线圈传到负载线圈。 而发射线圈与接收线圈则通过谐振耦合进行电能的无线传输。 为提高电能传输效率,一般将发射线圈和接收线圈这两种感应线圈设置为相同的自谐振频率。
1 . 2 系统建模分析
MCR - WPT的等效电路如图1 ( b ) 所示, 其中US为电源电压,ZS、 ZL分别为电源内阻与负载阻抗;发射接收线圈的调谐电容为C1和C2; L1、 L2与R1、 R2分别为发射端和接收端的电感与电阻值;发射端与接收端回路电流分别为I1、 I2; 线圈间互感值为M 。 则电路方程为:
即解:
其中:H=R1SRZ+ ω2M2。
发射线圈和接收线圈的阻抗值为:
由式(2)解得:
得出:输出功率Po, 输入功率Pi:
效率函数为:
为使式(5)中效率最大则分母模取最小,故使虚部取0 。 容易发现, 当系统频率等于自谐振频率时效率最大,此时的系统不对外辐射做功,电路表现为纯电阻。 由式(5)的结论得出系统效率为:
带入H值有:
综上可知, 在固定谐振频率的情况下, 假设两线圈回路的基本参数值一定, 则唯一引起互感系数变化,从而使得输出效率变化的因素为:两相邻线圈的相对距离d 。 在二阶系统的基础上, 我们对有中继线圈的谐振耦合传输系统进行分析。 由二阶系统电路方程的结论可知,系统谐振时, 三阶方程推导可不考虑无功功率因素,即感抗和容抗。
1 . 3 三阶系统的线圈电路分析
若电路已处于串联谐振的条件下,设发射线圈、中继线圈和接收线圈电路中电阻分别为R1, R2, R3; 电容分别为C1, C2, C3; 电感分别为L1,L2, L3; 线圈间互感值分别为M12, M23, M13; 发射端电源内阻为RS, 接收端负载电阻为RL, 电路谐振角频率为 ω 。 系统传输结构如图2。
三阶系统电路方程:
即解:
解式(9)得:
其中:H=R1SR2RZ+ω2M223R1S+ω2M212RZ。
故有:输出功率Po, 输入功率Pi:
由式(11)相应地得出系统效率为:
相邻两同轴线圈互感经验公式[8]:
将式(13)分别代入式(7)与式(12),得出二阶、 三阶系统传输效率与传输距离、负载电阻等之间的关系式。
2 理论仿真分析
为说明改变线圈距离,增加中继线圈等对传输效率的影响,本文利用MATLAB仿真软件进行理论分析。 首先, 系统参数设置如下: 电源线圈和负载线圈匝数均为1 ; 为满足谐振条件, 电源线圈与负载线圈回路分别串接电感; 电磁发射线圈、 中继线圈和接收线圈由参数相同的螺旋线圈组成, 匝数均为6; 铜线材质选用直径d=2 . 12 mm的漆包线, 其发射端和接收端线圈直径均为D = 32 mm , 电源线圈与负载线圈长度为2 . 4 mm , 发射与接收线圈长度为14.4 mm。 为简化分析,线圈同心安装。
图3 为系统传输距离与传输效率的关系曲线图。 其中, 图3(a) 为二阶系统的三维函数图, 图3(b) 为三阶系统的三维函数图。 对比两图可知,当系统其余参数固定时,增大传输线圈距离,系统传输效率下降。 虽然两图中系统传输效率最高时都接近55%, 但传输距离为0.05 m时, 图3 (b) 比图3 (a) 传输效率高很多; 图3 (a) 在传输线圈距离0.1 m时, 传输效率已趋于0 值, 而图3(b) 在0 . 15 m处传输效率降到最小。 由此可知, 三阶传输系统不仅提高线圈传输效率,也增大了线圈的传输距离。
3 模型仿真实验
本文在HFSS软件中设计磁耦合谐振式无线电能传输模型,通过模型仿真实验来验证前面理论分析的准确性, 并观察传输距离改变、 线圈偏移以及中继线圈加入等情况对系统传输效率的影响。
( 1 ) 传输线圈距离对传输效率的影响
如图4 所示,设置耦合线圈与传输线圈之间距离为12 mm , 对不同传输线圈距离模型进行仿真求解, 得出S参数,从而求得传输效率 η。
从图4 可以看出, 当传输距离小于38 mm时, 由于传输线圈耦合作用, 使得线圈回路发生频率分离[4]现象, 分裂出两个谐振频率点,故传输线圈在固有频率f0=9 . 6 MHz时, 未发生谐振, η 值较小, 此时系统处于过耦合状态。 传输距离在38 mm处,传输线圈间的耦合作用减弱,使线圈回路的谐振频率等于单个线圈的固有频率9 . 6 MHz , 即f = f0= 9 . 6 MHz , 传输线圈发生谐振, η ≈54 % 。 当传输距离大于38 mm , 传输效率随着传输距离的增大而减小。
( 2 ) 耦合线圈和传输线圈间距离对传输效率的影响
固定传输距离为38 mm, 改变模型耦合线圈和传输线圈间的距离( 简称耦传距离)。 由图5 知, 随着耦传距离的增大, 传输效率降低; 耦传距离为12 mm时系统传输效率最高,能达到53%左右。
( 3 ) 发射系统和接收系统中心轴距离对传输效率的影响
其他参数固定不变, 将4 个线圈的中心轴对准, 通过改变中心偏离距离来测量传输效率的变化。 由图6 可以看出,不同中心偏离距离下的传输效率曲线都是单波峰,系统处于临界耦合或欠耦合状态。 随着中心偏离距离增大,传输效率逐渐降低,传输效率的最大差值约为15%。中心偏离距离在0 mm,系统频率为9.6 MHz时传输效率最高,能达到54%左右。故谐振型无线电能传输系统在中心轴线未偏移时,处于临界耦合状态,线圈的输出效率最高。
( 4 ) 中继线圈对系统传输效率的影响
图7 为加入1 个中继线圈模型简图。 图7 中传输距离为48 mm,58 mm,68 mm,78 mm时传输效率分别为52 . 8 % , 50 . 4 % , 46 . 3 % , 42 . 0 % , 而图4 中无中继线圈时系统传输效率分别为29.2%,12.1%,5.4%,2.3%, 相比之下加入中继线圈提高了系统传输效率,从而增大了传输距离。
从HFSS仿真结果分析可知: 系统的传输效率随频率变化的规律与MATLAB理论计算结果基本一致;耦合谐振式无线能量传输系统中,中继线圈加入可以增大线圈传输距离,提高系统传输效率。 本文设计的系统传输效率最高也只达到55%,故提高传输效率仍是下一步需要解决的问题。
4 结论
本文首先建立磁耦合谐振式系统等效电路模型, 通过对多组谐振耦合模型进行理论分析与HFSS仿真实验验证,得出传输距离、系统频率、中继线圈等因素与对传输效率的关系。 进而得出获得最大效率的条件及系统最优设计方案,即:两传输线圈距离为38 mm,耦合线圈和传输线圈距离为12 mm, 中心轴未发生偏移, 谐振频率为9.6 MHz时系统传输效率最高,能达到55% 左右。 结果表明, 加入中继线圈, 在传输距离不变的情况下提高了传输效率。 对理论计算与HFSS仿真实验进行比较发现,理论结果与仿真结果具有良好的一致性。
参考文献
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耦合谐振 篇6
1磁耦合谐振式无线电能传输原理
磁耦合谐振式无线电能传输系统结构框图如图1所示。系统包括发射端和接收端, 接收端由高频逆变电路和发射线圈构成, 接收端包含接收线圈、整流滤波电路和负载。发射线圈和接收线圈分别构成两个相互匹配的LC谐振电路。在高频信号的驱动下, 当发射端电路频率接近发射线圈的固有频率时, 发射谐振线圈回路不断产生电磁波向空间发射, 在近场区形成交变磁场。而接收谐振线圈经过磁耦合谐振接收空间电磁波, 再将接收到了高频电流进行整流滤波供给负载, 从而实现了电能的无线传输。
2系统模型与仿真
根据磁耦合谐振无线电能传输技术的相关理论, 通过两个耦合线圈实现电能的传输。高频交流电源为Us, 发射线圈和接收线圈电感分别为L1和L2, 电容为C1和C2, R1和R2分别是发射端和接收端等效电阻, 负载用RL表示, M为互感。当系统电源角频率为ω时, 则两线圈自阻抗分别是:
则电源输入功率和输出功率分别是:
由式 (3) 和 (4) 可得系统传输效率是:
发射线圈和接收线圈互感关系是:
式中, D为两线圈距离, n1, n2分别为发射与接收线圈匝数, r1, r2分别为发射与接收线圈半径。由于两线圈参数和结构相同, 可令n=n1=n2, r=r1=r2。
结合式 (4) 和式 (6) , 可得出输出功率与传输距离之间的关系式。使用Matlab仿真软件绘制出磁耦合谐振式无线电能输出功率和传输距离仿真图, 如图2所示。由图2可知, 随着传输距离的增加, 传输功率先增大后减小。
3结束语
文章对磁耦合谐振式无线电能传输工作原理进行了分析, 建立了传输实验模型, 得出了系统输出功率和传输距离的关系。利用Matlab仿真工具对系统输出功率进行仿真, 从中得出传输功率随着传输距离先增大后减小的结论。
参考文献
[1]黄学良, 谭林林, 陈中, 等.无线电能传输技术研究与应用综述[J].电工技术学报, 2013, 28 (10) :1-11.
耦合谐振 篇7
无线电能传输技术使得人们得以摆脱令人烦恼的电缆束缚。2007年MIT提出了磁耦合谐振无线电能传输(Magnetically Coupled Resonant Wireless Power Transfer,MCR-WPT),为无线电能传输带来了新的突破[1,2]。近几年国内外对强磁耦合谐振式无线电能传输技术进行了广泛的研究[3]。
目前的研究大都集中在传输效率与传输距离的提升,以及对线圈结构和线圈材料的设计[4],这些研究大都属于静态下的高效能量传输。然而在实际应用中常常会遇到被供电设备需要移动的情况,而MCR-WPT系统在高效能量传输距离内存在频率分裂现象,这就需要MCR-WPT系统能根据传输距离对传输频率进行自适应调节,实现动态高效的电能传输。目前已有文献针对MCR-WPT系统频率分裂现象提出了对传输频率进行动态调节的方案[5,6,7]。这些研究大都通过检测发射和接收功率,计算传输效率来进行控制。
从MCR-WPT系统的传输特性可以看出,系统的频率分裂是伴随距离改变发生的,系统在不同传输距离处的最优频率点与距离是一一对应的数学关系,测量距离等同于测效率,相对于实时检测发射与接收功率,测量传输距离实现更简单,也更便于应用于实际系统中。本文首先基于耦合模理论对MCR-WPT系统进行理论分析,然后使用高集成度PCB印制平面螺旋电感构造谐振体,并搭建实验平台,通过相关测试对理论分析的结果进行验证。最后利用直接数字合成技术[8](Direct Digital Synthesis,DDS),以FPGA为处理器设计频率自适应调节器,并将其加载到传输系统,对系统的能量传输特性进行测试。
1 磁耦合谐振理论分析
磁耦合谐振的基本原理可以用耦合模理论(CoupledMode Theory,CMT)解释如下[9]。如图1,基于耦合模理论,将源谐振体和目标谐振体的模式幅度分别用两个复变量a1、a2表示,进一步可以将两谐振体的能量归一化为,并且满足如下方程组[1,2]:
其中,ω1、ω2分别表示两谐振体的固有频率,Γ1、Γ2分别为谐振体的固有损耗率,κ为系统的耦合系数。
对于两个相同的谐振体,有ω1=ω2=ω0和Γ1=Γ2=Γ,由此可得:
这说明当两谐振体耦合时,耦合系统的频率以2κ被分开,即“频率分裂”现象,并且耦合越强频率分裂越厉害。频率分裂是MCR-WPT系统中比较重要的现象,在强耦合状态下系统传输效率最高的频率不再是原来谐振体的自谐振频率ω0,而分裂为高低两个不同的频率。两谐振体之间的距离直接影响耦合系数κ,随着距离的改变系统最优的工作频率也将随之改变。
频率分裂现象表明:若能根据传输距离对系统工作频率进行动态的调节,则可以在有效传输距离内使系统始终保持最高的传输效率进行无线电能传输。
2 MCR-WPT系统平台搭建
2.1 系统框架
目前MCR-WPT系统的拓扑结构主要分为两类:两线圈结构和四线圈结构。四线圈结构的MCR-WPT系统如图2所示。由信号发生器产生的高频振荡信号,经过功率放大器输出到驱动线圈,驱动线圈通过电磁感应将能量感应到发射谐振体中。发射与接收谐振体具有相同谐振频率,发射谐振体通过强磁耦合谐振将能量传输到接收谐振体中,接收谐振体再通过电磁感应将能量感应给负载线圈,最终将能量传输到负载处。
图2 系统结构图
2.2 高Q谐振体设计
谐振体的品质因数Q主要由电感电容决定,耦合因数主要由电感线圈的结构和尺寸等决定。如果系统中谐振体的品质因数Q足够大,在谐振体的体积不是很大的情况下,系统依然可以工作于强耦合状态,实现高效的中距离无线电能传输[10]。MCR-WPT系统采用的是LC谐振,构造高Q谐振体的关键在于高Q电感线圈的设计以及高Q电容器的选择。
本文实验使用的平面螺旋电感如图3所示,线圈内径为96 mm,外径为180 mm。谐振体的谐振频率配置为9.23 MHz。
图3 平面螺旋电感
2.3 功率放大器设计
本文选用E类放大器进行功率驱动设计。由于MCR-WPT系统存在频率分裂现象,因此要求功率放大器具有一定的带宽,E类功率放大器设计指标如下:工作频率:6 MHz~10 MHz;输出功率≥5 W;效率≥50%;工作电压20 V。本文采用的开关管为Microsemi公司的ARF460系列射频开关管。E类功率放大器实物如图4。由于信号发生器不具备带负载能力,不能直接连接功率放大器,因此还需要为功率放大器设计前级驱动。本文以凌力尔特公司的LT1210功率电流反馈运算放大器为基础设计前级驱动。
图4 E类功率放大器实物
2.4 实验装置
搭建的实验平台如图5所示,测试传输效果,在20 cm距离时点亮5 W的LED。
2.5 性能测试
负载连接50Ω,测试系统的传输特性,测试结果如图6。
可以看出,系统最优频率随距离改变而改变。随着距离的减小,系统最优频率越偏离谐振体固有频率9.23 MHz,即发生了频率分裂;当距离增加,系统最优频率恢复为自谐振频率,即频率分裂现象消失。此外传输系统的有效传输距离与线圈尺寸达到了同一数量级,也说明了本系统实现了强耦合状态下的无线电能传输。上述实验结果表明,采用PCB印制平面螺旋电感制作高Q值谐振体,实现强磁耦合无线电能传输是可行性的。平面螺旋电感适用于便携式无线电能传输系统,但目前主要是通过金属绕线或薄片制作,而本文通过在PCB上印制可以进一步提高集成度,从而更适用于便携式应用。
图5 实验平台
图6 系统传输特性测试结果
3 自适应MCR-WPT系统设计
从上一节的实验结果可以看出,对于一个固定负载的MCR-WPT系统,其频率分裂特性是可以预知的。图6可以看出在MCR-WPT系统频率分裂距离内,由于趋肤效应设计时采用频率较低的频率点(式(2)中的低频点)作为最优效率点。同时可以看出,系统的效率和距离是一一对应的数学关系,因此设计控制器时选用距离作为推理量,设计出的自适应MCR-WPT系统结构如图7所示。控制器根据外部测距模块检测发射谐振体与接收谐振体的距离,然后根据图6做出推理并改变系统频率。
自适应控制器需要根据测距模块传输回的距离改变输出频率,所以控制器必须具备输出可调频率信号的能力,控制器必须包含信号发生器模块。本文以FPGA作为系统处理器,基于DDS技术设计自适应控制器。
决策表模块为整个算法的核心,根据测距模块计算出的距离,配置DDS模块的频率控制字,从而改变系统的输出频率。由于超声波测距模块的有效测量距离为2 cm以上,同时2 cm距离比较近,实用效果不大,本文设计时只考虑距离大于2 cm的情况。决策表参考图1设计,最后设计出的决策表如表1所示。
图7 自适应MCR-WPT系统结构
表1 决策表设计
将自适应控制系统加载到MCR-WPT系统上,负载为50Ω高频电阻。调节频率与固定为自谐振频率对比测试结果如图8所示。从对比结果可以看出,相较于将系统频率固定在谐振体的自谐振频率,通过调节频率,在强耦合距离内不同距离处,系统都处于该距离处的最高传输效率,实现了动态高效的无线电能传输。由于每次实验两线圈的摆放位置会出现误差,导致最终阶段两条曲线没有重合,但这在允许的误差范围内。
图8 频率控制效果
4 结论
本文首先基于CMT对MCR-WPT系统进行建模分析。然后搭建由高Q平面螺旋电感组成的系统,并验证了理论推导结果。最后,设计自适应控制系统,并将系统加载到MCR-WPT系统中,测试系统工作特性。实验结果表明,相对于固定频率,系统的传输效率得到明显改善。相关研究自适应频率调节方法需要在线检测发射和接收功率,计算传输效率来进行频率调节,本文提出通过超声波测距来对频率进行调节,因而更易于技术实现,并且开发成本更低,从而更便于应用。此外本文采用PCB印制平面螺旋电感制作高集成度、高Q谐振体,这对于便携式无线电能传输具有重要意义。
摘要：研究了基于距离检测的自适应磁耦合谐振无线电能传输系统。首先采用耦合模理论分析磁耦合谐振无线电能传输系统的传输特性。随后运用ADS仿真软件和负载牵引技术设计制作E类功率放大器。然后利用PCB印制平面螺旋电感构造高品质因数、高集成度谐振体。针对频率分裂现象,采用超声波传感器进行传输距离检测,基于专家控制算法提出频率自适应调节方案以提高传输效率。最后采用FPGA处理器和直接数字频率合成技术实现动态频率调节。实验结果表明在频率分裂距离内,相对于固定频率,提出方案明显提高了传输效率。
关键词：无线电能传输,磁耦合谐振,频率自适应调节,PCB印制平面螺旋电感,直接数字频率合成
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