准谐振控制（共4篇）
准谐振控制 篇1
0 引言
随着新型能源供给渠道的日益增多,基于电压源型换流器的直流输电(VSC-HVDC)受到越来越多的关注。传统的两电平或者三电平电压源型换流器(VSC)拓扑结构存在开关损耗高、电流谐波高、可靠性低等问题[1];而由德国学者Rainer Marquardt在2002年提出的模块化多电平换流器(MMC),为高压大功率能源变换应用提供了新的解决方案。
相较于其他换流器,MMC主要具有以下优点:(1)模块化设计,可实现冗余控制,便于容量匹配,适用于不同的功率需求;(2)各子模块不需要同时导通,降低了桥臂电压变化率du/dt和电流变化率di/dt,减少了开关器件所承受的应力;(3)输出电平数多,电压谐波含量少;(4)存在公共直流母线,更易实现背靠背连接方式[2]。同时,MMC由于模块数众多,也导致其存在控制策略复杂、子模块电容均压困难等技术障碍,而上述问题与MMC内部环流均存在较为密切的关系,因此,对MMC内部环流展开研究尤为重要。文献[3]通过选择桥臂电感和设计控制环路的方法实现了对环流的抑制,但单纯增大桥臂电感值对环流的抑制效果有限,而且会降低系统的频率响应速度,增加装置成本和损耗。文献[4]提出一种基于上、下桥臂平均电容电压差值进行环流抑制的方法,该方法需用到所有子模块的电容电压,其对信号采集环节的要求偏高。文献[5]分析了MMC内部环流的产生机理,指出其为负序性质的二倍基波,文献[6-7]则通过二倍频负序旋转坐标变换将三相环流分解为2个直流分量,并设计了相应的环流抑制控制器,该方法需用到二倍频负序坐标变换和相间解耦,增加了控制系统的运算量,同时仅适用于三相系统。文献[8]推导了环流、桥臂电流和直流母线电流之间的关系,指出环流是引起公共直流功率低频脉动的原因,并通过在上、下桥臂电压指令中对环流在上、下桥臂电感上产生的压降分别进行补偿的方法设计了一种环流抑制器,该方法原理较简洁,但是引入了微分环节,实际控制难度增加。文献[9]提出一种基于改进阶梯波调制的环流抑制控制策略,通过对MMC各桥臂投入模块数进行动态控制,确保每相投入子模块电压总和维持在直流电压附近来降低MMC相间环流的幅值,适合向孤岛和海上作业平台等无源网络供电,但是其对控制系统的采样频率和处理速度的要求较难达到。
本文提出了一种MMC新型内部环流抑制器(NCCS),将陷波器和准比例谐振控制器组合后应用到MMC内部环流控制中,能够对MMC内部环流进行有效抑制,同时原理简单,易于工程实现,且对于单相和三相系统均适用。
1 MMC环流分析
MMC包含多种拓扑[10],本文研究对象为经典的适用于高压直流(HVDC)输电系统的双星半桥拓扑结构,其单端简化等效电路及子模块(SM)结构如图1所示。每相由上、下2个桥臂组成,每个桥臂包含若干级联的子模块和一个桥臂电感,桥臂电感用于限制相间环流、减小MMC故障时的电流上升率等[11];各桥臂包含的子模块数相等,所串联的桥臂电感大小也相等,输出由2个桥臂之间引出;其子模块由一个半桥变换器和储能电容构成,通过控制半桥变换器开关管的导通状态组合,可以使电容投入主电路或者从主电路中切出。
以a相为例对其进行分析。从交流侧看去,上、下桥臂电感相当于并联,不计桥臂电感压降时可得上、下桥臂电压如下:
式中:Ed为直流侧电压;ua为交流侧a相输出电压;Um为其峰值,且Um=kEd,其中k为MMC的电压调制比。
根据基尔霍夫电流定律,a相上、下桥臂电流分别为:
式中:ia为a相输出电流;iza为a相环流,其主要由直流分量和二倍频分量构成[12]。
对于三相的桥臂电流有:
式中:id为直流侧电流。
由三相对称关系,将式(2)代入式(3),得到三相环流与id的关系为:
而根据交流侧与直流侧能量守恒关系,可得到式(5)为:
式中:为直流侧向交流侧传递能量的总功率;ΔP为上、下桥臂子模块电容储能及电感储能变化的总功率。相对于直流侧与交流侧传递的能量,ΔP可以暂忽略,此时直流侧电流波动较小,相当于直流,取其平均值为Id,则式(5)可以写成:
以a相为例,有
式中:Im为交流侧电流峰值;φ为输出功率因数角。
另定义Im=mId/3(m为电流调制比),则
由三相对称性,根据式(4)和式(8)可得:
进而,可得a相环流表达式如下:
式(10)中Id/3为理想情况下,环流中由直流侧与交流侧能量交换所引起的部分,该部分与MMC工作状态有关,无法通过控制手段进行抑制;而交流部分则是由于功率单元的充放电及相间无功转移所引起的,可以通过控制手段进行抑制。
综上,可得a相上、下桥臂总能量Wa为:
式中:Pa为a相上、下桥臂的总功率。
将Wa分解为直流部分Wadc和交流部分Waac,对于交流部分Waac,有
由上述分析可知,式(12)中等号右侧第2项由环流二倍基频分量引起,进一步将式(9)代入式(12)可得:
通过对式(12)和式(13)分析可知,因为环流二次基频分量的存在,MMC各相上、下桥臂储能的波动程度加剧;由于每相的能量储存在子模块电容中,故而二次环流直接影响子模块电容储能。
研究表明,二次环流对MMC开关损耗也存在较大影响[13]。若能够对桥臂电流中的二次分量进行抑制,则桥臂电流有效值必然有所下降,相应地,其流过开关器件所产生的损耗也会有所降低。只作定性分析时,假设开关管导通的杂散电阻恒定,为Re,另定义二次环流幅值Im2=Id/(3cosφ),设采用环流抑制环节后,桥臂开关损耗减小ΔPleg,则
综上所述,对环流二次分量进行抑制有以下优点:(1)降低直流侧功率脉动,提高系统稳定性;(2)抑制子模块电容的电压纹波,增大电容使用寿命;(3)减小桥臂电流幅值,降低开关器件损耗。
2 环流抑制器设计
对于环流中的二次基频成分,本文提出一种基于陷波器和准比例谐振控制器直接反馈控制策略。
陷波器是无限冲击响应(IIR)数字滤波器,本文主要依赖其良好的低频滤波特性,使其与准比例谐振控制器配合以跟踪环流中的二次基频分量[14]。该类型滤波器的传递函数为:
式中:ai和bi为滤波系数;zi和pi分别为零点和极点。
当式(15)只含有一对位于虚轴的共轭零点,以及一对与零点相对应的共轭极点时,被称为单一频率陷波器,其幅频特性如图2所示。
陷波器在频率ω1处出现凹陷,即实现陷波功能,相应地,其传递函数可表示为:
式中:τ0=1/(2Q),Q为陷波器电路的品质因数。
τ0越小,极点越靠近单位圆,则频率响应曲线凹陷越深,凹陷的宽度也越窄。本文要滤除二次基频电流,故取ω1=120πrad/s,τ0=0.2即可满足精度要求。
传统比例—积分(PI)控制器对正弦的参考电流难以达到理想的控制效果[15],故本文引入比例谐振(PR)控制器。理想的比例谐振控制器传递函数为:
式中:Kp为比例项系数;Kr为谐振项系数;ω0为谐振频率。
式(17)的波特图如图3所示。
理想比例谐振控制器在谐振点处增益趋近于无穷大,在该频率点外几乎无衰减。然而理想比例谐振控制器的实现存在2个主要问题:(1)由于模拟系统元器件参数精度和数字系统精度的限制,控制器不易实现;(2)控制器在非基频处增益非常小,当电网频率产生偏移时,就无法有效抑制电网产生的谐波[16]。因此,本文采用准比例谐振控制器,其传递函数为:
式(18)中,ωc不仅影响比例谐振控制器增益,还影响比例谐振控制器带宽。对于FPR_quasi(s)的积分部分,经过计算得到准比例谐振控制器的带宽为ωc/π。设电网电压频率允许波动范围为±0.8Hz,则有ωc/π=1.6Hz,此时控制器波特图见图4。
以a相为例,图5所示为本文所提出的环流抑制策略。
首先,通过陷波器陷除环流中的二次成分,再将其与原环流做差,从而得到环流二次基频成分,即二次环流iza2;将此二次环流与参考值iza2_ref再做差,由于目的是对二次环流进行补偿,故参考值选取为0,将差值(即-iza2)送入比例谐振控制器进行跟踪处理,即可得到需要的参考电压补偿信号ucc。
基于上述抑制策略的整体控制框图见图6。
根据系统框图,在定性分析时,可采用取理想比例谐振环节,可得iza2对iza的传递函数为:
式中:R和L为图1中交流侧等效阻抗;L0为桥臂电感。
取s=jω0时,Gz2,z(s)=0,从而通过式(19)可以看出,采用本文所提抑制策略,能够对环流中的二次基频分量进行有效抑制。
3 仿真验证
在MATLAB/Simulink平台下,搭建了单端MMC并网仿真平台以验证本文所提出的NCCS对环流的抑制效果。系统参数见附录A表A1。调制策略选用相位互差180°的双调制波的载波移相正弦脉宽调制技术分别控制上、下桥臂。
环流抑制效果对比波形如图7所示。在加入NCCS前,未加以抑制的环流在-20~30A之间波动,而加入NCCS抑制稳定后,环流峰值不超过3.5A,仅为原来的6%左右。由此可见,本文所提抑制策略的效果较为明显。
在第3节的分析中,已经提到如果环流能够得到抑制,则将给子模块电容电压及输出电压都带来好的影响。抑制前后子模块电容电压波形及一相总功率的对比如图8所示。在加入NCCS后,子模块电容电压波形得到了显著改善,同时相功率波动明显减小,这对于延长电容使用寿命、提高MMC可靠性均有重要意义。
MMC的输出电压质量至关重要,加入本文所提出NCCS前后,a相输出电压的波形如图9所示。通过对比可以看出,在加入NCCS对环流二次基频分量进行抑制后,MMC输出电压质量得到改善,谐波含量,尤其是二次谐波含量明显降低。
为验证本文所提出方法对单相系统的有效性,搭建了5电平单端带负载仿真平台,直流母线电压为200V,带载时功率因数为0.95,其余参数同附录A表A1。此时可得MMC内部环流波形如图10所示。
从图10中可以看出,本文所提出的环流抑制器在应用于单相系统时,能够将MMC内部环流的幅值从16A下降到4A左右,使其降低了约75%,说明其在单相系统中同样能够发挥较好作用。
4 结语
本文对MMC的环流抑制方法进行了研究,对于环流产生的原理及其对MMC的影响作了简要分析,指出了环流抑制在减小相单元能量波动、降低开关器件损耗和提高系统稳定性等方面的作用;提出了一种基于准比例谐振控制器和陷波器的NCCS,并进行了仿真验证。仿真结果表明,NCCS对于MMC环流二次基频分量具有明显的抑制作用,并且能够有效降低子模块功率波动,提高其电压波形质量,从而证明了本文所提方法的有效性。本文所提NCCS原理较为简单,易于工程实现,同时对单相、三相系统均有效,具有一定的研究价值。
附录见本刊网络版(http://www.aeps-info.com/aeps/ch/index.aspx)。
准谐振控制 篇2
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·集成型700 mA栅极驱动器无需其他组件便可驱动大型FET, 实现更高功率输出。
·打嗝模式过载保护可在过载情况下减小电源组件压力, 提高系统可靠性。
·临界传导模式有助于提高效率, 可通过降低EMI和使用成本更低的整流二极管减少开关损耗。
准谐振控制 篇3
关键词：VIENNA整流器,准比例谐振控制,PI控制,中点电位平衡
相比传统的-48 V低压直流供电和交流UPS而言,高压直流供电方式由于可靠性高,功耗低,效率高等优势受到普遍关注。作为高压直流供电系统的核心设备,基于功率MOSFET器件和高频PWM技术的电压源整流器以其优良的电网接口特性得到广泛应用。其中VIENNA整流器,因其可控开关器件少、器件电压应力低、无桥臂直通获得了广泛应用。
文献[1]研究了基于平均电流的双闭环PI控制,然而采用传统PI控制难以完全实现零静差跟踪,此外文中涉及利用叠加直流偏移量的方式调节中点电位,其偏移参数的选取往往较大程度依赖于工程经验,不利工程应用;文献[2]构建了基于SVPWM简化算法的VIENNA整流系统,由于需多次坐标变换,不利于数字实现;文献[3]对滞环电流控制和平均电流控制下VIENNA整流器进行了定量分析,然而控制性能较大程度上依赖于环宽的设置,对于实际应用具有一定的局限性。
综上可以看到,传统控制策略在控制性能上均存在一定的不足,缺乏较为全面的理论与可靠性分析。文中在详细分析VIENNA整流器数学模型的基础上,针对VIENNA整流系统直流侧电压不平衡问题及网侧电压谐波污染,提出并采用了一种新型的基于PR控制的VIENNA整流器双闭环控制策略与中点电位平衡控制。给出了详细的理论推导与实现方案设计,构建了完整的仿真模型与实验样机,仿真与实验结果表明:文中提出并采用的控制策略可有效平衡中点电位。
1 VIENNA整流器的数学模型
图1为三相VIENNA整流器主电路拓扑图。其中,ua,ub,uc为电网电压;ia,ib,ic为网侧电流;La,Lb,Lc为抑制高次谐波的升压电感;C1,C2为滤波电容;可有效降低直流电压纹波;D1~D6为升压二极管;Sa1,Sa2,Sb1,Sb2,Sc1,Sc2为开关管MOS-FET;R1和R2为直流侧负载。
为方便理论分析,假设所有功率开关均为理想器件,开关频率远远大于基波频率[4]。假设Si(i=A,B,C)为第i相的开关函数,则各相开关状态可表示为
根据图1所示电路,VIENNA整流器可由下面的等式来描述:
假设三相电压平衡,且输入功率因数为1,得:
于是:
式(2)~(4)中:uAN,uBN,uCN分别为交流输入端对交流电源中性点N的电压;uAM,uBM,uCM分别为三相桥臂交流输入端对输出中点M的电压;uNM为中点M对中性点N的电压。
又对于直流正母线节点p,有:
对于直流负母线节点n有:
对于直流侧回路有:
由式(2)~式(7)可得VIENNA整流器在abc自然坐标系下的数学模型为
2 VIENNA整流系统控制策略
文中设计采用的控制系统框图如图2所示。直流电压环控制采用PI调节器,控制正负母线间输出的总直流电压大小,电压外环输出乘以单位正弦矢量作为网侧电流的参考信号;电流内环引入QPR控制器,实现对三相电流波形的零静差跟踪;中点电位补偿环节根据直流电压脉动频率引入相应谐振频率的QPR控制器,利用调节三相电流参考值从而平衡中点电位。
2.1 基于QPR控制器的网侧电流控制
PR是作为内模控制的一种[5,6]。当给定信号为直流信号时,控制器只需1个积分器1/s就可实现无稳态误差;而当给定信号为某一频率ω0的周期信号A sin(ω0t+φ)时,积分器的引入并不能完全消除稳态误差[7]。为此,控制器需含有s/(s2+ω03)或ωcs/(s2+2ω0s+ω02)的模型,才能保证被控信号的频率和形状不变,从而实现零静差跟踪。
PR控制器由比例环节和广义积分环节组成,其传递函数GPR(s)为
式中:Kp,Kr分别为比例环节和积分环节的系数。当输入信号的频率为ω0时,传递函数增益无穷大,实现对交流输入信号的零静差跟踪。
由于比例谐振控制器只在谐振频率处增益很大,在非谐振频率处增益衰减很快。若电网频率发生偏移,增益将明显下降。
为增大谐振频率附近增益,提高抗扰性能,文中采用的准比例谐振(QPR)控制[8]表达式为
式中:ω0为谐振频率;ωc为截止频率。
在谐振点处增益为(Kp+Kr)[9]。
图3为谐振频率为314 rad/s时,QPR控制器波特图。可以看到,QPR控制器既能保持PR控制高增益的优点,又增大了带宽,减小由电网频率偏移带来的影响。
根据式(8)数学方程可得其电流内环控制简图如图4所示。
如图4所示,电流内环的开环传递函数为
式中:R为电感等效内阻;ωc为系统频率带宽。考虑电网基波频率最大可能波动在(50±0.5)Hz,所以ωc≥2π。
2.2 基于QPR控制器的中点电位平衡控制
直流侧输出电容由于特性误差、负载不平衡等因素都可能导致中点电位不平衡。中点电位不平衡的存在容易引起电容或功率器件的电压应力增大,甚至导致功率器件及直流侧电容的损坏[10],因此中点均压具有重要研究意义。
由式(8)可看出,电容两端的电压与三相电流及其开关管状态有关,通过改变开关管的状态,即可实现对中点电流iM的控制,从而改变电容两端的电压。
已有的研究表明,稳态时,电容两端电压总在给定值附近以一个固定频率f彼此向相反趋势脉动。故2个直流电压之差ΔUdc是一个频率为f的交流量。故可引入准比例谐振控制器(QPR)对此交流量进行跟踪,并通过反馈直至中点电位误差很小且达到稳定,谐振频率ω0设为2πf。文中设计的控制方案见图5。
中点电位补偿量为
当Kp越大时,比例增益也越大,当Kp增大到一定程度时,增益值会达到一条直线,呈饱和状态。Kr可以减小稳态误差,但对带宽会造成影响。ωc越大,带宽越大,ωc对谐振频率处的增益没有影响,可以根据中点电压所允许的频率偏差来进行调整。
为了保证离散化后的谐振频率保持不变,采用预修正的双线性变换:
式中:ω为需要修正的谐振频率;Ts为采样周期。将式(14)代入式(10)进行准比例谐振控制器的离散,得传递函数如下:
其中
由式(15)得到QPR控制器在数字信号处理器DSP可以实现的差分方程为
式中:e(k)为中点电压误差信号;u(k)为QPR控制器输出信号。
3 仿真与实验分析
基于上述理论分析,构建了引入中点平衡策略的VIENNA整流器PR控制完整的仿真模型。文中涉及的系统参数为三相输入电压380 V/50 Hz,输出额定功率5.8 k W,三相输入电感2.5 m H,输出滤波电容540μF,输出直流电压±400 V,开关频率20 k Hz。
图6为稳态额定负载下,分别采用传统的双闭环PI控制和采用基于QPR控制器的双闭环控制时A相电流波形。
图7为分别采用传统的叠加直流偏移量和基于QPR控制器进行中点电位平衡控制时正负母线电压波形。前者波动率为1.25%。后者波动率为0.03%。
为验证系统的中点电位平衡性能,将正负母线的负载分别设为50Ω和40Ω。此时,若未加中点电压平衡控制,如图8前半段所示,中点电压偏差约96 V。0.5 s加入中点电压平衡控制后,中点电压偏差约0.06 V,验证了文中中点平衡控制的有效性。
如图9所示,将整流器负载由额定110Ω突变至220Ω时,系统经过一个半周波即达到稳定。可见,在负载扰动时扰动抑制能力良好,直流输出电压波动较小,具有较好的鲁棒性。
为进一步验证文中策略的有效性,在上述仿真分析的基础上,构建了1台VIENNA整流器实验样机。实验参数:直流侧给定为DC±100 V,输入电压AC100 V(实验中使用三相调压器模拟电网电压),其余参数与仿真保持一致。其中图10为稳定运行时,A相输入电压、电流及直流侧输出波形,如图10所示,电压电流保持同相位,控制效果良好;图11为上下电容负载不平衡时,引入QPR中点平衡策略时,直流侧电容输出电压波形,结果表明采用文中控制策略可有效平衡直流输出电压,动态性能良好。
图12为当负载突降30Ω时,A相输入电压、电流波形。可以明显看到,当负载突变,电压、电流依然保持同相位,直流输出电压平滑。
4 结论
针对VIENNA整流器的中点电位不平衡问题和网侧电流质量,提出基于QPR控制器的中点电位平衡策略和三相独立双闭环控制策略,仿真结果表明:采用文中控制策略有效降低了网侧电流波形畸变率,提高了网侧电流质量;同时抑制甚至消除了由于直流负载不平衡等因素引起的中点电位不平衡问题。
参考文献
[1]宋卫平.高压直流通信电源中高频开关整流模块的研究[D].南京:南京航空航天大学,2012.
[2]黄骏.高性能VIENNA整流器的研制[D].西安:西安理工大学,2013.
[3]宋卫章,黄骏,钟彦儒,等.带中点电位平衡控制的VIENNA整流器滞环电流控制方法[J].电网技术,2013,37(7):1909-1914.
[4]陈洲.基于DSP的三相高功率因数整流器的研究[D].广州:广东工业大学,2014.
[5]Song H S,Keil R,Mutschler P,et al.Advanced Control Schemefor a Single-phase PWM Rectifier in Traction Applica Tions[C]//Industry Applications Conference,2003:1558-1565.
[6]Liserre M,Teodorescu R,Blaabjerg F.Multiple HarmonicsControl for Threephase Grid Converter Systems with the Use ofPI-RES Current Controller in a Rotatins Frame[J].PowerElectronics,IEEE Trans.2006,21(3):836-841.
[7]张东升.高功率因数VIENNA整流器控制策略的研究[D].哈尔滨:哈尔滨工业大学,2009.
[8]Teodorescu R,Blaabjerg F,Liserre M,et al.Proportional Reso-nant Controllers and Filters for Grid Connected VoltageSource Converters[J].IEEE.Proceedings on E-lectric PowerApplications,2006,153(5):750-762.
[9]周娟,张勇,耿乙文,等.四桥臂有源滤波器在静止坐标系下的改进PR控制[J].中国电机工程学报,2012,32(6):113-120.
准谐振控制 篇4
在高频开关电源的DC-DC变换电路中,功率开关管在控制信号强制控制下,有电压时被开通,有电流时被关断,这种工作方式称为硬开关。传统的PWM开关方式属于硬开关技术,它的缺点显而易见。
(1) 开关管无论在导通或截止时,电压和电流均不为零,功率器件承受的电压、电流应力大,开关管存在功耗,且开关频率越高,功耗愈大。
(2) 开关管关断时,电路中的感性元件和容性元件会产生幅值很高的尖峰电压和尖峰电流,对开关器件造成危害,且开关频率越高,损害越大。
(3) 随着工作频率的增高,会产生严重的电磁干扰,对自身电路及电网和周边电子设备造成影响。
理想的关断过程是电流先降到零,电压再缓慢上升到断态值,关断损耗近似为零。因为功率开关管关断之前,电流已下降到零,这就解决了感性关断尖峰电压问题,而理想的导通过程是电压已先降到零,电流再缓慢升到断态值,导通损耗近似为零。功率开关管结电容上的电压也为零,解决了容性导通尖峰电流问题。为了解决硬开关方式带来的各种不利因素,采用了多种措施。其中,准谐振型开关方式属于软开关方式,利用谐振技术,使功率开关管实现了零电压或零电流的导通和截止,基本消除开关损耗。谐振型开关方式可分为零电流开关型(ZCS)和零电压开关型(ZVS);按控制方式分为脉冲宽度调制(PWM)和脉冲相移控制(PS)。实际应用中,PWM软开关变换器多用于小功率DC-DC开关稳压电源,PS软开关变换器则用于中大功率DC-DC开关稳压电源中。
下面介绍几种常见的软开关变换器。
1 零电流开关准谐振变换器
图1是零电流开关准谐振变换器(ZCS-QRC)基本电路。谐振电容C与整流二极管D并联,谐振电感与有源开关(晶体管或MOS管)S串联。S在零电流时接通和关断,而D在零电压时接通和关断。由于L和C谐振,通过S的电流发生振荡并归零,这就导致了自然换向。该电路特点是减少了关断时的损耗,但存在电容在接通时的损耗,电容储存的能量在S管导通时消耗在S管内,且与S管开关频率成正比。
2 零电压开关准谐振变换器
图2是零电压开关准谐振变换器(ZVS-QRC)基本电路。谐振电容C与有源开关器件S并联,谐振电感L与D串联,S刚关断时,电容C上的电压逐渐上升,并与电感L产生谐振,因此S是在零电压时接通和关断,而整流二极管D是在零电流时接通和关断。该电路特点是开关器件的电压被整形成准正弦波,为开关接通创造零电压条件,减少了接通时的损耗。存在的问题是开关管还存在过剩的电压应力,这种应力与负载大小成正比,此外整流二极管结电容与谐振电感引起的谐振会产生电磁干扰。
3 零电压开关多谐振变换器
图3是零电压开关多谐振变换器基本电路。谐振电容C同时与开关管和二极管并联,这样S和D都可以在零电压进行转换,这个电路的好处是多谐振电路把开关管输出电容、二极管结电容、变压器漏感等寄生参量吸收到谐振电路中,极大降低了开关损耗和噪声。该电路的缺点是开关管、整流二极管承受较大的电压和电流。
4 软开关脉冲宽度调制器
软开关脉冲宽度调制器是由软开关脉冲宽度调制器ZVS(或ZCS)-QRC与PWM控制的无隔离变压器式功率变换器组合而成的。图4中,当有源开关器件S与有源辅助开关器件S1同时接通时,C和L构成准谐振,当S接通,S1关断时,电感L续流。这样,在一个周期内,一段时间工作在准谐振状态,另一段时间工作在PWM状态。该电路特点是主开关S承受电流(或电压)应力小,所以使用性能较上述电路好。
5 PS软开关变换器
PS软开关变换器也称脉冲移相控制变换器,常用在大、中功率开关电源中,是实现高频化的理想拓扑之一。大功率移相控制桥式变换器由4个功率开关器件组成全桥电路的桥臂,每个开关管导通时间固定不变,同一桥臂的两只开关管相位相差180°,这样只有相对的2只开关管都导通,变换器才有功率输出。该电路利用功率开关管输出电容(C1～C4)和输出变压器的漏电感(L)作为谐振元件,使变换器的4个开关管依次在零电压下导通,实现软开关控制。
6 结 语
高频开关电源大量应用于各种用电设备,传统的功率变换器采用硬开关技术,其缺点显而易见。软开关变换器技术有多种设计方式,目的是最大程度地解决硬开关技术缺陷,它是一种行之有效的电路。
摘要：传统高频开关电源变换电路采用硬开关技术,电路功耗大,承受电压、电流应力高。为了克服硬开关技术中开关管在有电流通过的情况下被强制关断,有电压情况下被强制导通而带来的各种不利因素,采用准谐振型软开关技术,即零电流开关(ZCS)准谐振变换器、零电压开关(ZVS)准谐振变换器,由电感、电容组成谐振回路,利用电感、电容之间的能量交换,使主开关管在零电压下导通或零电流下截止,达到了减少开关损耗及电磁干扰的目的。软开关技术在新型开关电源中广泛采用。
关键词：硬开关,软开关,零电流,零电压,准谐振
参考文献
[1]曲学基,王增福,曲敬铠.新编高频开关稳压电源[M].北京:电子工业出版社,2005.
[2]沙占友.开关电源优化设计[M].北京:中国电力出版社,2009.
[3]张兴柱.开关电源功率变换器拓扑与设计[M].北京:中国电力出版社,2010.
[4]刘凤君.现代高频开关电影技术及应用[M].北京:电子工业出版社,2008.
[5]刘胜利.高频开关电源新技术应用[M].北京:电力电子出版社,2008.
[6]陈庭勋.非线性滤波电感在开关电源中的作用[J].电源技术应用,2006(6):6-10.
[7]李定宣.开关稳压电源设计与应用[M].北京:中国电力出版社,2006.
[8]PRESSMAN A I,BILINGS K,MOREY T.开关电源设计[M].北京:电子工业出版社,2010.
[9]钱振宇.开关电源的电磁兼容性设计与测试[M].北京:电子工业出版社,2006.