PWM转换器（共7篇）
PWM转换器 篇1
1 引言
目前, 双向PWM变换器主要应用于不间断电源 (uninterruptible power supply, UPS) 、混合电动汽车蓄电池组的充放电系统[1,2,3,4]。随着工业化进程的迅猛发展及人们物质生活水平的日益提高, 人们对石油、煤炭、天然气等能源的需求越来越大。这些不可再生资源在促进社会发展的同时, 对自然环境产生了破坏性的影响, 也始终会有枯竭的时候, 因此光能、风能和核能等清洁且可再生能源越来越受到人们的关注。然而生产成本、功率密度及转换效率是限制其发展的重要因素。随着半导体功率器件及数字控制技术的发展, 双向PWM变换器越来越广泛地应用于该领域并展现出了良好的应用前景。
同时, 由于电力电子设备容量的增大, 高功率密度、低输出电压、高输出电流是人们对双向PWM变换器提出的又一技术要求。双向PWM变换器交流侧和直流侧都接有电源 (交流侧为电网, 直流侧为蓄电池组) 和负载。在正常情况下, 交流侧电网为供电电源, 经过双向PWM变换器将交流电能转换成直流电能给蓄电池组充电或浮充, 同时给直流负载供电, 即直流发电工况;当交流电网出现故障时, 为了保证交流侧重要负载的正常工作, 此时蓄电池组将作为供电电源, 经过双向PWM变换器将直流电能转换成交流电能, 给交流负载供电, 即交流发电工况。两种发电工况之间的转换由DSP控制的无缝转换开关完成, 这样就保证了转换的快速性及准确性, 确保交直流负载不会因为掉电出现误操作, 保证用电设备的安全性。
本文介绍了双向PWM变换器的工作原理, 提出了基于DSP控制的无缝开关转换控制策略, 并分析了其转换过程中的工作特性, 同时通过在原理样机上的实验加以验证, 结果表明所提出的控制策略的正确性。
2 双向PWM变换器的工作原理
图1所示为双向PWM变换器的拓扑结构图。系统基本工作原理如下。
在直流发电工况, 装置通过交流主开关从交流电网经交流滤波器、交流电抗器获得380 V交流电源。多功能变换器作为开关整流器运行, 将380 V交流电源整流为650 V直流电源。直流双向变换器作为三重化Buck变换器运行, 将650 V直流电源降压为220～330 V的直流电源, 经直流滤波器向蓄电池充电和 (或) 向直流负载供电。
在交流发电工况, 装置通过直流主开关从直流电网 (蓄电池组) 经直流滤波器获得175～320 V的直流电源。直流双向变换器作为三重化Boost变换器运行, 将175～320 V的直流电源升压为650 V的直流电源。多功能变换器作为逆变器运行, 将650 V直流电源逆变成390 V交流电能, 经交流电抗器、交流滤波器向交流负载供电。
正常情况下, 该双向PWM变换器工作在直流发电工况。当需要由直流发电工况转换为交流发电工况时, 此时分为两种情况:如果交流电网不掉电, 通过手动操作工况转换开关, 给DSP一个工况转换信号, 此时由蓄电池供电, 产生的交流电能将被输入到电网;如果交流电网掉电, 此时DSP通过A/D采样检测到交流电压峰值低于某一设定的值, DSP会发出一个应急转换信号, 此时由蓄电池供电, 产生的交流电能给交流重要负载供电。
3 双向PWM变换器的数学模型
3.1 多功能变换器数学模型
3.1.1 PWM整流器数学模型
由图1可得如下方程:
(1)
式中:p为微分算子;ek, igk 分别为电网侧电压、电流;ufk, ifk 分别为交流电容电压、电流;vck, ick分别为交流变换器侧电压、电流;Rg, Lg 分别为交流滤波电感的电阻、电感值;Rm, Lm 分别为交流电抗器的电阻、电感值;Cf为交流滤波电容的电容值。
式中:C为直流母线电容值;Vdc, iL分别为直流母线电压、直流负载电流;ma, mb, mc 分别为a, b, c相调制比。
将式 (1) 、式 (2) 进行Clarke变换及Park变换, 可得:
(3)
式中:edq, i
式中:md, mq分别为a, b, c相调制比d, q分量。
3.1.2 PWM逆变器数学模型
由图1可得如下方程:
(5)
式中:Rs, Ls分别为交流负载的电阻、电感值。
ek=-Rsigk-Lspigkk=a, b, c (6)
将式 (5) 、式 (6) 经过Clarke变换及Park变换, 可得:
(7)
edq=- (Rs+jωLs) i
3.2 直流双向变换器数学模型
当变换器处于buck工作状态时, 每一桥臂的上管作为开关功率管, 下管作为续流管, 此时以上管来计算占空比;当变换器处于boost工作状态时, 每一桥臂的下管作为开关功率管, 上管作为续流管, 此时以下管来计算占空比。
三重化buck-boost变换器数学模型:
(9)
式中:iLk, dk分别为斩波电路相电流、占空比;vb, ib分别为直流侧电压、电流。
4 双向PWM变换器的控制策略
4.1 直流发电控制策略
当变换器工作在直流发电工况时, 需考虑交流侧LCL电路的固有振荡, 故加入虚拟阻尼控制[5,6,7,8]。同时为了具备一定的电流过载保护能力, 故引入限流控制, 限流控制策略为
式中:IMS为电流设定限流值。
交流侧PWM整流控制策略如图2所示。
为了克服直流侧三重化buck斩波电路的环流问题, 故采用三重化动态电流均流控制策略[9,10,11,12], 即取电压外环经过PI调节器输出的三分之一作为每相的电流参考, 控制策略如图3所示。
4.2 交流发电控制策略
当变换器工作在交流发电工况时, 需考虑交流负载的不对称, 因此需加入交流负载不平衡控制策略[13,14,15,16], 本文采用正、负序分量同步控制策略, 即采用延迟信号撤销法[17,18] (delayed signal cancellation, DSC) 分离出正、负序同步坐标系下的电压正、负序分量值分别进行控制, 控制框图如图4所示。
直流侧三重化boost斩波器与buck斩波器的控制策略大致相同, 区别在于buck电路需要控制的是直流输出电压, 而boost电路需要控制的是直流母线电压, 控制框图如图5所示。
4.3 无缝开关转换控制策略
当双向PWM变换器工作在直流发电工况时, 由交流电网供电, 直流输出功率。软件锁相环始终跟踪电网频率和相角, 并为控制算法提供同步相角。当主控制器接收到直流发电转交流发电工况转换指令信号 (由直流固态继电器提供) 后, 控制算法由直流发电工况时的PWM整流-Buck斩波控制迅速转换为交流发电工况时的Boost斩波-PWM逆变控制。此时, 交流侧和直流侧电流反向, 实现功率由直流侧向交流侧流动。此后, 如果主控制器再次接收到交流发电转直流发电工况转换指令信号, 则交流侧和直流侧电流再次反向, 实现功率由交流侧向直流侧流动。由于直流固态继电器触点开关信号的快速性, 即可实现双向PWM变换器的无缝转换。
应急转换是直流发电转交流发电的特殊情况, 它由主控制器自动完成转换。在这种情况下, 交流电网完全掉电, 主控制器通过A/D采样检测交流电压与预先设定的值做比较, 当检测值低于预先设定的值时, 则自动由直流发电转交流发电。
5 实验研究及分析
本实验采用Ti公司的TMS320F2812PGFS和Altera公司的EP1C3T144FPGA的数字处理系统, 采用TMS320F2812内部12位的采样通道进行电压、电流采样, 采样频率为9.45 kHz。通过DSP和FPGA构成的数字系统和12位的D/A芯片Max 1258进行模拟量的输出, 使用LDS的Nicolet数据采集系统进行电压、电流信号的采集。
图6、图7分别为直流发电转交流发电时的直流电压、电流和交流线电压、电流波形图。
从图6、图7可以看出, 当由直流发电转交流发电时, 直流电压由输出转为输入状态, 电压值有所跌落。直流电流慢慢减小至零后反向再增大, 即由开始的充电状态转为放电状态;此时由于交流电网未掉电, 交流电压基本不变。双向PWM变换器产生的交流电能被送回到电网, 实现能量由直流向交流的传递。
从图8、图9可以看出, 当由交流发电转直流发电时, 蓄电池组由放电状态转为充电状态, 直流电压有所增加, 直流电流逐渐减小至零后反向增大;由于交流电网未掉电, 交流电压基本不变, 交流电流反向, 双向PWM变换器产生的直流电能被给蓄电池组充电, 实现能量由交流向直流的传递。
图10、图11为直流发电工况1 200 A应急转换为交流发电300 A (阻感性负载) 时, 直流电压、电流和交流线电压、电流波形图。从图 10、图 11可以看出, 应急转换时直流侧电压、电流波形与直流发电转交流发电时大致相同, 而交流电压则有所不同, 原因在于应急转换时交流电网掉电, 转换过程中交流电压不能立刻恢复, 此时交流负载只能依靠交流侧支撑电容放电来维持交流电压, 因此交流电压会有一定程度的跌落。当转换完毕后在控制器的作用下, 电压恢复到参考设定值后稳定。
图12、图13为直流发电工况1 200 A应急转换为交流发电300 A (电机负载) 时, 直流电压、电流和交流线电压、电流波形图。
从图12、图13可以看出, 与图10、图11相比, 直流侧波形变化不大, 由于电机负载的反电动势作用, 使得带电机负载比带阻感性负载应急转换时交流电压跌落要小。
6 结论
本文详细分析了双向PWM变换器无缝开关转换工作原理, 针对交、直流发电工况下不同的控制对象及性能要求, 分别给出了控制策略框图, 并在原理样机上做了实验研究。实验结果与理论分析结果基本一致, 从而证实了该控制策略的正确性及可行性。
PWM转换器 篇2
能源短缺是全球人类所面临的世纪性难题,节能减排也成为我国的基本国策。国家制定了《节能中长期专项规划》,为实现规划目标,国家发展和改革委员会启动了“十一五”国家重点节能工程,电动机系统节能工程是其中之一[1]。电动机是电能消耗的最大户,也是节电潜力最大的用户。据统计,我国电动机总装机容量4亿多千瓦,其年用电量约为15000亿千瓦时,约占全国总发电量的65%~70%[2]。因此,研究电动机系统的节能问题具有重大的现实意义和深远的可持续发展意义。
电动机系统能耗大、效率低的原因有两个方面。其一是由于大部分电动机系统为直接拖动,造成大量的能源浪费。其二是在牵引、矿井等需要频繁四象限运行的场合,大量的电动机制动时的再生能量通常被直接消耗掉,在大功率场合同样造成了能源的极大浪费。
随着电力电子技术的不断发展,功率器件的不断更新,控制技术的不断完善,针对第一个问题,目前越来越多的场合采用PW (Pulse Width Modulation)逆变器对电机实施调速,能够有效地改善系统运行效率,极大地节约了能源。然而,大多数的交流调速系统前端整流器采用二极管整流,对于上述第二个问题束手无策。因此,用PWM逆变器取代二极管整流,与PWM逆变器一起,构成双PWM变换器,则不但能够解决第一个问题,而且能在负载制动时将能量直接回馈给电网,实现真正高性能的、高效的电动机系统。
2 双PWM变换器基本原理
图1给出了双P W M变换器的模型电路。假设电网电压为理想电压,同时只考虑整流桥交流侧PWM电压的基波分量,这样以网侧电动势矢量E为参考时,通过控制整流桥交流侧电压矢量V,可以使得双PWM变换器工作在如图2所示的四种情况。
稳态情况下,输入电流矢量i L的模长不变,因此,电感电压矢量v L的模长也不变。因此,双P W M变换器交流侧电压相量V运动轨迹构成了一个以VL为半径的圆。A、B、C、D是双P W M变换器四象限运行的四个特殊工作点。在这四个点,系统分别体现为纯电感特性(A)、纯电阻特性(B)、电容特性(C)以及负阻特性(D)。双P W M变换器工作在这四个特殊点中间时,在不同段就工作在不同的象限,与电网之间有功、无功的交换也各不相同。显然,只要根据电网电压矢量E的大小和方向,合理地控制整流桥交流侧电压矢量V,就可以控制网侧电流和系统运行模式,实现能量双向流动。
3 双PWM变换器的发展
双PWM变换器最早出现在1987年,功率器件采用门极可关断晶闸管(G T O)[3],系统具有网侧高功率因数、低电流谐波和能量双向流动的特性。9 0年代初,出现了基于绝缘栅双极性晶体管(I G B T)的双P W M变换器[4],将开关频率提高到4.8k Hz,系统的动静态性能得到进一步提高,并推动了双P W M变换器进一步研究。此后,双P W M变换器不断取得发展,理论和实践不断完善,出现了各种各样的拓扑结构和控制策略。
3.1 主电路拓扑的发展
1)电流源型双P W M变换器
和普通的电力电子变换装置类似,双P W M变换器也分为电压源型和电流源型两大类。图3给出了电流源双P W M变换器的主电路拓扑图。这种拓扑结构必须采用大电感作为中间直流滤波环节,其优点是电流保护容易,不存在直通现象。但是,电流源型双P W M变换器的传输比低,而且输出的端电压存在较大的电压尖峰以及共模电压。
2)两电平电压型双P W M变换器
两电平电压型双P W M变换器是目前应用最为广泛的双P W M变换器拓扑结构,如图4所示。其优点是:电路简单,性能可靠,是目前研究最为充分、技术最为成熟的拓扑结构,适合于在中小容量领域的应用。
3)简化的两电平双P W M变换器
为了减少主功率开关器件,有学者提出了如图5所示的只用8个功率开关的双PWM变换器[5]。这种变换器优点是电路结构比较简单紧凑。但是其母线电压为传统两电平双P W M变换器的两倍,随之而来的是母线电容和功率开关器件的耐压都必须提高,适合于低电压场合。
4)矩阵式双P W M变换器
图6给出了近年来出现的基于矩阵变换器的双PWM变换器[6]。该变换器不仅保留了矩阵变换器固有的优点,而且换流更加安全可靠,减小了开关器件的数量。这种变换器的优点非常具有吸引力,具有很好的应用前景。但是,和矩阵变换器类似,受制于功率开关器件,目前难以实用化。
5)谐振环节软开关双P W M变换器
为了提高系统效率,降低功率开关器件的开关损耗,出现了带谐振环节的双PWM变换器[7],如图7所示。主功率开关器件在一定条件下能够零电压开关。但是,这种变换器控制相对复杂,对时序要求高,系统稳定性难以得到保障,在高压大容量变换器中应用困难。
6)中点箝位三电平双P W M变换器
中点箝位三电平变换器近年来由于具有独特的优势,成为高压大容量电力电子领域的热门研究方向[8]。三电平变换器主电路中的每个开关器件仅承受一半的直流侧电压,且无需动态均压电路;而且由于电平数的增加,减小了波形的谐波含量;在相同直流母线电压下,输出的dv/dt减小了一半,同时也有利于电机或滤波器的绝缘和安全运行。基于这些优点,中点箝位三电平双P W M变换器成为目前最为适合在高压大容量场合的双P W M电路拓扑结构,如图8所示。
3.2 控制技术的发展
如图1所示,双P W M变换器基本上由P W M整流、直流母线和P W M逆变三部分组成。其中整流部分的控制目标是减小输入电流谐波,保证功率因数要求,控制直流母线电压;逆变侧完成对电机的控制,包括启动、制动、调速等等。
1)P W M整流器控制技术
PWM整流器的研究开展于上世纪80年代。1982年有学者首先提出了基于可关断器件的P W M整流器电流的间接电流控制策略[9],实现了单位功率因数正弦波电流控制,此后P W M整流器控制技术得到了长足的发展。目前,直接电流控制技术由于具有较快的动态响应速度和鲁棒性,已经取代简介电流控制,成为P W M整流器控制策略的主流[10],并衍生出了很多种控制方法。包括电压定向矢量控制技术[11]、电流滞环PWM控制技术[12]以及预测电流控制技术[13]等等。此外,近年出现了新型的直接功率控制策略[14]。该策略并不以电流为控制目标,转而实现对网侧瞬时有功、无功的直接控制,在简化了控制结构的同时,大大提高了系统的动态响应性能。此外,上述这些常规的控制策略一般采用稳态工作点小信号扰动线性化整定方案,这种方案的不足之处在于无法保证控制系统大范围扰动的稳定性。为解决这一问题,有学者提出了基于李亚普诺夫稳定性理论的非线性控制策略[15],该方案较好地解决了P W M整流器的大范围稳定控制问题。
2)逆变器异步电机的高性能控制技术
逆变器异步电机高性能控制策略主要有磁场定向控制和直接转矩控制。主要目标是完成电机的启动、制动,调速等等运行功能,同时使系统具有良好的动、静态性能。这方面的研究开展较早,已有大量的研究成果,目前研究的重点集中在无速度传感器控制和现代控制理论的应用方面。
3)双P W M的综合控制策略
在早期的双P W M变换器控制中,一般整流部分和逆变部分采用独立控制,并没有使两者协调一致。系统工作时,直流环节动态响应很慢,为避免直流电压出现大的波动,就必须加大直流母线电容,而大电容的引入必然会带来成本的提高、重量体积的增大及故障的增多。为解决这一问题,围绕双P W M变换器整流、逆变综合控制开展了很多研究工作,从思路和出发点的不同,这些方法总体上可以分为三类。
最早出现的也是目前应用最为广泛的综合控制方法是负载电流前馈方案[16],通过检测直流回路流入逆变侧的电流来实现负载电流前馈综合控制。该方法的优点在于物理意义清晰,控制原理简单,易于实现。缺点是负载电流的直接测量和间接重构比较困难,重构误差对系统控制性能影响较大,改善效果对硬件和算法依赖性较大。另外一种方法是直接电容电流控制思路[17],该方法通过提出的模型来控制直流环节电容电流为零,使得直流回路在理想情况下不参与系统中能量的交换和流动,其本质是也是对负载电流前馈思路的一种改进,但是动态效果取得了较为明显的改进。近来还有文献[18]提出了主从控制模式的概念,按照电机侧逆变回路的状态作为主状态,将网侧整流回路状态作为从状态,按照主从控制模式实现了双P W M变换器的协调控制。
4 双PWM变换器的应用
随着上述技术的不断发展,双P W M变换器的优势越来越明显,其巨大潜力正在受到越来越多的重视,应用也越来越广泛。因此,可以预见,双P W M变换器必将在现代工业领域发挥重要作用。
4.1 四象限交流电机驱动系统
图1即为目前双P W M变换器应用最多的场合—四象限交流电机驱动。在交流电动机的四个象限,电机的运行状态可以分为电动和发电两种情况。当电动机工作在电动状态时,能量从网侧通过P W M整流器、P W M逆变器传递到电机侧,驱动电机运行。当系统制动时,电动机工作在发电状态时,电机再生能量通过P W M逆变器(运行于整流状态)、P W M整流器(运行在回馈状态)回馈给电网。控制输入侧交流电压矢量,使双P W M变换器工作在如图2所示的B和D点,就可以实现在单位功率因数下能量的双向流动。
4.2 统一潮流控制器
统一潮流控制器(UPFC)是柔性交流输电系统(FACTS)技术中最引人注目、最有应用前景的一种电力补偿装置。UPFC用于输电网主要起控制有功潮流和吞吐无功的作用,其主电路拓扑结构如图9所示,为典型的双P W M变换器结构。其串联变换器通过变压器向电力网引人一个幅值可变、相位可任意调节的电压源,从而能对线路的有功、无功进行控制;而并联变换器则通过变压器向电力网引入一个幅值可变、相位可任意调节的电流源,从而具有快速吞吐无功的能力,并联变流器的另一主要作用是提供一个稳定的直流电压以确保串、并联变流器的正常运行,相当于一个P W M整流器。
4.3 风力发电并网系统
风力发电机的并网发电,传统上常采用同步或异步发电机并网发电系统。同步发电系统需一套结构复杂的调速机构以稳定发电机转子转速;而异步发电系统在发电的同时,需向电网吸取无功、或由自备电容器提供无功电能,并且发电机转速变化范围较小。若采用双P W M变换器型风力发电机并网发电系统,就能较好地克服同步、异步发电系统的不足,其拓扑结构如图10所示。其中,风力发电机侧的变换器控制风力发电机运行,且输出电流为正弦波,从而提高了风力发电机的运行效率。同时,通过直流侧电压的调节,以满足风力机的最大功率点运行,而网侧的变换器则完成向电网的馈电控制,并实现网侧单位功率因数正弦波电流控制。
5 结论
本文在分析了双P W M变换器的工作原理的基础上,从主电路拓扑结构和控制技术两个方面,总结了双P W M变换器发展和现状,并给出了双P W M变换器在四象限电机驱动、统一潮流控制器以及风力发电并网系统中的应用。可以看出:伴随着电力电子技术的不断发展,双P W M变换器必将在现代工业领域中发挥重要的作用。
摘要：应用双PWM变换器是电动机系统节能工程的有效途径。本文分析了双PWM变换器的基本原理,介绍了目前双PWM变换器的各种主电路拓扑结构及其优缺点,总结了双PWM变换器的控制技术的发展和现状,最后给出了双PWM变换器的典型应用。
PWM转换器 篇3
因此, 参考文献[1]中成果不能直接应用于DCM, 本文对DCM Boost变换器的随机PWM非脆弱H∞控制问题展开研究。
1随机PWM CCM Boost变换器离散跳变模型
Boost变换器主电路参数和设计规格如图1所示, 容易验证该变换器工作于DCM[2]。
ron是功率开关S的开通电阻, VF是二极管的正向压降, rF是二极管的正向电阻, rL是电感L的等效串联电阻, rC是输出滤波电容C的等效串联电阻。设开关周期为Ts, 一个开关周期内功率开关S稳态导通时间为tS_on, 二极管F导通时间为tF_on, 则功率开关S的导通占空比为d1=tS_on/Ts, 二极管导通占空比d2=tF_on/Ts。输出端引入Δro模拟输出负载扰动。
对该Boost变换器引入两态马尔科夫链随机PWM策略, 两频率模态取为:fs1=150 k Hz, fs2=250 k Hz, 给定转移概率矩阵为:
容易计算, 随机频率变量的数学期望为200 k Hz。
选电感电流iL和电容电压VC为状态变量, 输出电压Vo为输出变量。由状态空间平均法并借鉴参考文献[2]中方法修正, 得公式 (1) 平均状态方程组:
补充关于断续量 (电感电流) 辅助条件的传统方法是:根据断续工作模式特点和伏秒平衡原理来获得关于d2的辅助条件, 把得到的辅助条件代入状态空间平均模型中后, 状态空间平均方程组中关于电感电流的动态方程消失[3], 从而成为一个降阶平均模型。研究表明, 利用降阶平均模型能够正确地预测PWM DCM变换器的稳态特性和低频特性, 但在较高频段存在较大偏差, 这对于一些性能要求较高的场合是不能接受的, 因此需要建立全阶平均模型以正确预测PWM DCM变换器高频特性。参考文献[3-5]中提出了几种建立全阶平均模型的方法, 其中参考文献[5]中全阶平均模型能够正确地预测直到三分之一开关频率的变换器频率特性, 优于参考文献[3-4]中全阶平均模型, 本文借鉴参考文献[5]中方法建立DCM Boost变换器全阶平均模型, 得公式 (2) :
公式 (1) 、 (2) 联合构成Boost变换器DCM模式下的状态空间平均方程组。
考虑变换器满足低频假设、小纹波假设、小信号假设且受到外部干扰时, 变换器仍工作在DCM模式下。将各平均变量分解为相应的直流与小信号分量之和, 并令各小信号分量为零, 得公式 (3) :
1) 模态1离散小信号动态模型
将fs=fs1=150 k Hz及其它参数代入公式 (3) 并联解得:
容易验证10=0.158 3, 时变换器的确处于断续模式。在点 () 按泰勒公式展开, 分离出小信号分量, 并忽略二阶以上高阶微小量乘积项, 得公式 (4) :
进行离散化处理, 可得如公式 (5) 所示的模态1离散小信号动态模型:
2) 模态2离散小信号动态模型
将fs=fs1=250 k Hz及其它已知参数代入式并联解, 得频率模态2所对应的稳态工作点:
采用与模态1的相同步骤, 可得如公式 (6) 所示模态2离散小信号动态模型:
至此, 公式 (5) 和 (6) 联合构成两模态随机PWM DCM Boost变换器的离散马尔科夫随机跳变模型。
注释:对函数进行泰勒公式展开时, 借助指令maple ('mtaylor ( ) ') 实现;对连续系统离散化时, 借助函数c2dm实现, 选用零阶保持算法, 采样频率取为200 k Hz。
2 随机PWM DCM Boost变换器非脆弱H∞控制
现为变换器设计如下模态依赖非脆弱控制器:
K1、K2为待定控制器增益矩阵, ΔK1=[δk111δk121], ΔK2=[δk112δk122]为不确定摄动矩阵, 其中每一元素表示控制器增益矩阵对应位置项的偏差, 假定满足:δk111≤ρ1, δk121≤ρ1, δk112≤ρ2, δk122≤ρ2, 这种偏差可以描述为加性范数有界摄动[6,7]。令:
容易得到:
假定已知:
ρ12≤0.000 000 1, ρ22≤0.000 000 1。
给定γ=0.485 7, 根据参考文献[8]中理论方法, 基于Matlab运用LMI工具箱编程求解得:
非脆弱H∞控制器增益矩阵为:
3 仿真实验
本文进行了仿真实验, 在Simulink平台上基于Sim Power System工具箱构建了固定稳态期望脉宽;两态马尔科夫链随机PWM DCM Boost变换器非脆弱H∞控制仿真系统如图2所示。设置仿真时间为0.02 s, Solver取ode15s算法。系统运行后, 输出平均电压波形如图3所示, 随机PWM波和电感电流的功率谱密度如图4所示, 采用标准PWM的输出平均电压如图5所示, PWM波及电感电流的功率谱密度如图6所示。
对以上波形分析可知, 本文设计的基于两态马尔科夫链随机PWM策略非脆弱H∞控制器, 使PWM波和电感电流功率谱密度变得平滑, 谐波谱峰值较标准PWM有明显减少;同时也观察到, 随机PWM较标准PWM在输出电压纹波峰-峰值指标上增加0.07 V。
4 结语
本文引入两态马尔科夫链随机PWM策略到DCM Boost变换器, 所设计的非脆弱H∞控制器能够承受一定程度的参数摄动, 整个系统具有较好的鲁棒性。同时, 较好地减少了变换器运行时所产生的EMI, 改善了系统的电磁兼容性。虽然输出电压波动稍有恶化, 所幸恶化程度并不显著尚在可接受范围内, 因此比较适合于那些对输出电压精度要求不太苛刻但对电磁兼容性要求很严格的场合。
摘要：引入两模态马尔科夫链随机PWM策略到DCM Boost变换器, 推导建立了变换器的离散随机跳变模型, 并基于随机跳变系统非脆弱H∞控制理论为Boost变换器设计了非脆弱H∞控制器, 利用Simulink软件平台设计仿真电路进行验证。仿真分析表明, 设计的控制器改善了Boost变换器的EMI品质, 对控制器参数摄动表现出非脆弱性, 使整个变换器系统具有较好的鲁棒性。
关键词：随机PWM,DCM Boost变换器,非脆弱控制
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PWM转换器 篇4
关键词：三相桥级联,电压源型变换器,高压大功率,PWM,单周控制,载波相移控制
0 引言
目前级联型变换器的拓扑结构已广泛应用在交直流输电系统[1],大容量电机驱动[2],UPFC[3],STATCOM[4],电力电子变压器(PET)[5,6]等三相高压大功率场合。级联型变换器的拓扑结构和控制方法也已成为学者的研究热点之一[1,2,3,4,5,6,7,8]。
虽然目前单个IGBT的耐压等级可以达到3 k V以上,但其额定电流却高达数百安,如果用在高压小电流的场合就会使开关利用率及开关频率降低;故目前在高压场合大多使用耐压等级为1 200 V的IGBT模块来提高开关频率以降低变换器的体积并提高开关利用率[6]。在我国常用的配电电压等级为10 k V/380 V,故单个器件的耐压等级不能满足系统高压等级的要求。目前适用于高压等级场合的变换器主要有二极管钳位型、电容钳位型及单相级联H桥(CHBC)等三种,其中单相级联H桥变换器因具有便于模块化设计、所需元器件相对较少等优点而应用最为广泛[1,2,3,4,5,6,7]。
在三相高压大功率应用场合中,现在大多采用的是由三个单相级联H桥变换器经星型连接后构成的三相变换器[4,5,6,7]。但经星型连接后形成的三个相桥臂是相对独立的且需要较多的开关管和直流侧电容(或独立电源),从而使系统的成本加大且可靠性变差。因此,研究一种新型的可直接用于三相高压系统的模块化级联型变换器是很有必要的。
文献[8]提出的三相线电压级联多电平变换器可直接用于三相高压大功率系统,其3模块级联结构(2级级联)相比传统的CHBC可节省一定的开关管个数;但因其级联的模块个数只能为3n(n为整数),对应的级联级数也只能为2n,因此该级联型拓扑不能形成某些特定电压等级的交流输出,也不易向更高级联级数扩展。
为克服以上变换器在三相高压场合应用中的不足,本文提出了一种三相桥级联型PWM变换器的拓扑结构[9],其子模块为电压源型三相桥式变换器。在该变换器的交流侧,通过不同子模块间的级联连接形成三个线电压的输出,从而使该变换器可直接应用于三相高压大功率场合,如目前研究较多的配电系统中所用的PET、STATCOM等。该三相桥级联变换器不仅可做整流用也可做逆变用,文中对其工作在整流和逆变状态均进行了仿真验证。
1 三相桥级联型PWM变换器拓扑构成思想
传统的单相级联H桥变换器的构成思想为:变换器交流侧的相电压(uan)为每个子单元交流侧的输出电压(uhi)之和[1,2,3,4,5,6,7],即为
为了使级联变换器可直接应用于三相高压场合,须使变换器交流侧的三相输出完全相关,据模块化级联变换器的思想,可使变换器交流侧三个线电压表示为相对应子模块交流侧的线电压之和,其中子模块为电压源型三相桥式变换器。
据上述级联思想可得级联级数最小的三相桥级联型变换器的拓扑如图1所示:包含3个电压源型三相桥式变换器,每个直流输出与一个三相桥变换器相连,变换器交流侧输出的三个线电压通过子模块间的级联叠加产生。记3个三相桥9个桥臂的中点分别为a1、b1、c1,a2、b2、c2,和a3、b3、c3。为简化以下分析,现做如下假设:
(1)三相电源平衡且其内阻为0;(2)各相输入升压电感,输出滤波电容及每个三相桥所带电阻负载相等,记为La=Lb=Lc=L,Ca=Cb=Cc=C,R1=R2=R3=R;(3)每个模块所用的开关管相同。
由图1易见,变换器交流侧的线电压uAB,uBC和uCA分别是通过三个子单元间的级联线b1a2,c2b3和a3c1叠加产生。因此,只要使变换器交流侧的电压ua1b1和ua2b2同相位,ub2c2和ub3c3同相位及uc3a3和uc1a1同相位就可以使该变换器正常工作。故可使三个模块采用相同的PWM开关驱动信号,也可以采用其他的调制方法来满足上述相位关系。
结合以上假设并忽略变换器直流侧电压的纹波,可认为每个三相桥的输出直流电压相等,记为Uo。设单极性二值逻辑开关函数为Ski(其中k=A、B、C,表示对应的三个桥臂;i=1,2,3,表示对应的三个三相桥)。
从而可得图1中变换器交流侧的线电压为
由式(3)知图1中变换器交流侧线电压的幅值为2 Uo,从而可定义图1所示变换器为三相桥二级级联变换器。它需18只有源开关和3个直流侧电容,而由传统的CHBC构成的2级级联的三相变换器需要24只有源开关和6个直流侧电容。故该拓扑可大大节省有源开关和直流侧电容的个数。
对于模块化级联型整流器需要确保每个模块的直流输出电压值相同[5~7],下面对图1所示整流器在PWM工作状态下的等效电路进行分析以说明三个模块直流输出电压的关系。假设对三相桥模块施加相同的PWM驱动信号,记为(SASBSC),8种开关模式中的(000)和(111)为零矢量。现以开关模式(001)下的等效电路为例分析(图2),其中Res为电容的ESR(因在实际工程中是存在的),voi为子模块的直流输出电压。
对图2中由C和Res构成的回路有uo1=uo2,且电容ESR的存在抑制了该回路的环流。类似可以分析其他开关模式下的三个直流输出电压的相等情况如表1所示。故当每个模块的驱动信号相同且开关频率足够大时,其三个模块的直流输出电压可自动保持相等,而不需其他的均压控制。
2 三相桥二级级联变换器的电流和功率分析
2.1 电流关系分析
记流进每个桥臂的电流为iki,在上述假设下,图1所示变换器电源侧的三相电流对称,设有效值为I,则其可表示为
对图1,由KCL及不同模块间的连接关系可得
若对三相桥级联变换器的每个子模块采用同步控制,且交流侧三相电流对称,从而由图1(b)可知其内环电流ia3,ib1,ic2的基波分量也三相对称,即
由式(4)~式(6)可得每个模块的三个桥臂电流的表达式为
由式(7)可见,虽然每个子模块的三个桥臂电流不对称,但其中幅值最大的电流为三个相电流,即在选取开关管时只需考虑相电流的幅值即可。由式(7)推导出在同一参考坐标下其电流矢量图见图3(a)。
2.2 子模块的功率分析
设变换器交流侧电源的相电压有效值为U,由上述分析变换器交流侧线电压幅值为2Uo知,在理想状态下每个子模块三个桥臂的中点与其对应直流母线的中点(oi)之间的电压可表示为
其电压矢量关系如图2(b)所示。
由式(7)~式(8)可得每个模块传输的有功功率表达式为
分析式(9)知,每个子模块的所传输的有功功率相同(均为UI);波动分量相互对称:以2倍工频和0.5UI的幅值进行波动,相位依次错开120。
3 三相桥三级级联变换器的研究
3.1 拓扑结构
据三相桥二级级联变换器的构成思想及分析方法,可得到其三级级联的拓扑结构如图4所示:由6个三相桥式变换器构成,变换器交流侧的线电压可表示为
由式(10)可知,图4所示变换器的交流侧线电压的幅值为3Uo,从而其为三相桥三级级联变换器,可适用于更高的电压等级。它需要6个子模块,包括36只有源开关和6个直流侧电容,而由CHBC构成的三相三级级联变换器需36只有源开关和9个直流侧电容,即可节省直流侧电容个数。
3.2 电流关系分析
对图4,由KCL及子模块桥臂的连接关系可得
由图3(b)和图3(c)中间节点处的连接关系可得
若对每个子模块采用同步控制,因三个相电流ia1,ib3,ic5三相对称,类似上节分析可得电流ia4,ib6,ic2也为三相对称,由式(12)可进一步得电流ia6,ib2,ic4也为三相对称。
同理,假设三个相电流的表达式仍表示为式(4)所示,且有
结合式(4),式(11)~式(13)可解得,6个模块的桥臂电流表达式如式(14)所示。
由式(14)可知,在同一坐标系下所有桥臂的电流矢量如图5(a)所示,其中仍是相电流的幅值最大。
3.3 子模块的功率分析
与二级级联的分析方法相同,三级级联时子模块三个桥臂的中点与其对应的直流母线的中点之间的电压可表示为式(15)所示,其矢量图如图5(b)所示。从而可得子模块传输功率的表达式如式(16)所示。
易见,每个子模块的平均有功功率相等均为UI/2,模块1、3、5和模块2、4、6的波动分量分别对称,波动频率为2倍工频,相位差依次为120,但模块2、4、6的波动分量要比1、3、5的小。
原理上,本文提出的三相桥级联变换器可以无限地级联下去,级联级数越高,其所适用的电压和功率等级就越高,直流侧电压的波动分量也越小。
4 仿真研究
三相桥级联型变换器既可做整流器也可做逆变器,以下分别对其进行了仿真分析。
采用单周控制方法[10]对三相桥级联型整流器进行仿真分析,每个模块所加的驱动信号相同。二级级联的仿真参数为:线电压峰值ULm=1.8 k V;直流输出电压平均值Uo=1 k V;输出功率Po=60 k W;开关频率fs=10 k Hz。三级级联的仿真参数:ULm=2.8k V,其余参数均和二级级联一样。为更好地验证桥臂电流的基波分量关系,在每条级联线上串一47µH的电感以抑制开关频率次谐波。
由第一节分析知,当每个子模块的驱动信号相同时,其3个直流输出电压可自动保持相等,故仿真时没有搭建额外的均压控制。图6为三相桥式二级级联整流器的仿真结果:A相电流ia与其相电压ua基本同相位,相电流有效值ia-rms=27.659 A,ia3-rms=15.994 A,且电流ia3,ib1,ic2三相对称,即满足理论分析中的式(7);THD(ia)=3.54%,满足电网对THD<5%的要求;由直流侧输出电压的波形易见,三个直流电压波动的频率及相位关系也满足理论推导的式(9),直流侧电压纹波值很小约为1.51%;变换器交流侧线电压的基波分量为1 864.5 V。
图7为三相桥三级级联整流器的仿真结果,采用单周控制基本实现了单位功率因数;由三组电流的仿真波形可见其基本满足了式(14)的关系:每组电流基本三相对称,且ia4滞后ia约30,ia6与ia同相位,a-rmsi=17.651 A,ia4-rms=10.313 A,ia6-rms=12.112 A;6个直流输出电压在稳态时一个波动周期内的平均值及峰-峰值如表2所示,它们的平均值均近似稳定在1k V,但模块2、4、6输出电压的纹波要比1、3、5的要小,即满足了前面的式(16)的理论分析结果。
该三相桥级联型变换器也可工作在逆变状态,本文对其采用载波移相的调制方式(CPS-PWM)[10]。具体的调制波和载波相位为:每个子模块三个桥臂的调制波为三个相位互差120°的正弦波,且所有子模块对应桥臂的调制波相同;每个模块的三个桥臂共用一个三角载波,子模块间的载波相位依次错开2π/n,其中n为级联的模块个数。频率调制比为k=20,幅度调制比为m=0.9,独立直流电源电压为1 kV,电感均为6 mH,负载R=5Ω。
图8为三级级联的三相桥逆变器的仿真结果,输出三相电流和级联线上电流的有效值分别为113.72 A和65.834 A,且电流ia3,ib1,ic2三相对称,即在数值及相位上均满足前述的理论分析结果;滤波前逆变器交流侧的线电压为5电平结构,滤波后线电压uab的有效值为984.96 V,THD(uab)=2.27%。
5 结论
1)提出的三相桥级联型PWM变换器可直接应用于三相高压大功率系统,不仅可做整流用也可做逆变用,每个子模块所传输的有功功率相等,且其控制方法灵活简单。
2)该变换器的级联级数在原理上是没有限制的,对于n级级联的拓扑其交流侧线电压幅值为n倍的直流侧电压,级联级数越高所适用的电压等级越高,直流输出电压的纹波也越小。
3)与传统CHBC相比,级联级数相同时该变换器更具经济性,在三相中高压系统中(如PET,三相STATCOM等)具有较好的应用前景。
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PWM转换器 篇5
三相LCL型PWM变换器 (VSC) 因能提供恒定的直流母线电压, 较低的电流谐波畸变, 实现能量的双向流动及可控的功率因数等优越特性, 使得VSC越来越广泛地运用于静止无功补偿、有源电力滤波、新型UPS以及太阳能、风能等可再生能源的并网发电等。
在三相LCL型VSC控制系统中, 电流控制器起着非常重要的作用。电流环的响应不仅影响交流侧的电流波形与功率因数控制, 而且影响直流侧电压跟踪能力及功率变化时系统的抗扰性, 而对电流环性能影响最大的是内环调节器的类型与参数。近年来, 高性能的电流控制技术得到了极大的发展。其中包括滞环控制调节器[1], 同步旋转坐标系下的PI调节器和状态变量电流调节器[2,3], 预测调节器[4], 无差拍调节器[5], 多变量状态反馈调节器[6], 最小时间电流调节器[7]等。在它们当中, 使用最广泛的就是同步坐标系下带前馈补偿的PI调节器[8,9]。在同步旋转坐标系下, 三相交流量被转换成直流量, PI调节器能使电流反馈快速、准确地跟踪直流电流参考量, 做到无静差调节。
对于性能要求较高的控制系统, 在大扰动负载和电流参考变化较大的情况下, 最重要的就是具有较小的超调和快速的动态响应能力。然而在三相LCL型VSC系统中, 电流的快速响应不可能得到无限的提高, 它受到PWM调制频率和变换器输出电压的限制。同时在设计电流环调节器时, 考虑增强电流内环抗干扰能力, 因而采用了近似的典型Ⅱ型系统设计方案, 该方案在使电流响应具有较快的抗干扰能力的同时, 增大了电流超调, 为此, 需进一步改进以抑制电流超调。
同时, 传统的PI调节器参数往往是由研究人员在实验过程中反复调试得出, 没有定量的计算公式。在本文中, 采用了具有较小超调和快速动态响应的电流控制策略。该策略是在同步旋转坐标系下带前馈补偿的电流闭环PI调节器之前串联一个惯性环节, 通过补偿后的闭环传递函数零极点相消达到减小电流超调的目的。同时, 基于动态调节时间最小原则, 在变换器输出电压允许范围内, 尽可能地选取较大的自然振荡频率, 使系统具有较快的动态响应速度。采用该控制策略可以大致定量地确定电流环PI调节器参数范围, 具有一定的工程实践指导意义。最后在一个380 kW的三相电压源LCL型PWM变换器原理样机上做了实验。仿真和实验结果表明, 采用该策略的电流调节器的性能得到了显著提高, 证实了该方法的正确性和可行性。
2 LCL型PWM变换器的数学模型
三相LCL型PWM变换器拓扑如图1所示。
图1中, 三相交流电源经隔离变压器 (可以近似等效为漏感Lg和电阻Rg) 、LC滤波器接到三相全控桥式变换器。S1～S6为功率开关器件 (如IGBT) 。
输出端接电容Cd及直流负载 (或直流电源) 。
由图1可得三相LCL型PWM变换器在两相同步旋转 (d, q) 坐标系下的方程为
由式 (2) 得到LCL型PWM变换器在 (d, q) 同步坐标系下采用前馈解耦PI调节的电流控制方程为
3 PWM变换器电流控制策略
图2所示为串联补偿技术的PWM变换器d轴电流在频域内的控制框图。
图2中, 1/ (1+Tcps) 为串联补偿环节;e-Tis, e-TPWMs/2分别表示电流采样延时和PWM延时;KPWM表示PWM桥路等效增益;KiP, KiI表示PI调节器比例和积分系数;G (s) 表示变换器电流Im (s) 对变换器电压uc (s) 的传递函数。由于VSC交流侧电流的控制性能实际上是一种低频下的运行特性, 此时LCL滤波器的传输特性相当于L型滤波器, 因此G (s) 可简化为
G (s) =1/ (LTs+RT)
其中 LT=Lg+LmRT=Rg+Rm
采样延时和PWM延时分别可等效为一阶惯性环节1/ (1+Tsws) 和1/ (1+Tsws/2) 。将采样延时和PWM延时合并后可近似等效为1/ (1+1.5Tsws) , 式中Tsw为开关周期。当PWM开关频率足够高时, 可以忽略电流内环小时间常数 (Tei=1.5Tsw) 的影响, 此时, 其简化结构如图3所示。
若不考虑udis扰动的影响, 则由图3可求解不加串联补偿的电流内环闭环传递函数为
其中 KP=KPWMKiPKI=KPWMKiI
根据式 (4) 确定目标模型为标准二阶系统:
式中:ξc, ωcn分别为阻尼比和自然频率。
比较式 (4) 和式 (5) 可知, Hci (s) 比Gci (s) 多一个零点, 零点会加大系统的超调, 为消除零点影响, 加入串联补偿环节, 且令:
Gci (s) =Gcp (s) Hci (s) (6)
可得
Gcp (s) =1/ (Tcps+1)
=1/[ (KiP/KiI) s+1] (7)
令式 (4) 和式 (5) 右边的分母相等, 可得:
再由式 (7) , 可得
Tcp=KP/KI (9)
4 快速电流调节器设计技术
根据变换器技术指标可以确定ξc, ωcn的值, 本设计中采用ITAE指标, 其阻尼比ξc取0.7。因此要确定式 (5) 所示的目标模型, 关键在于确定自然振荡频率ωcn。ωcn越大, 系统响应越快, 但ωcn的大小受如下条件的限制。
1) PWM调制频率的限制。
由于实际系统是离散系统, PWM周期决定了最大的采样 (广义采样) 周期。根据采样定理, 系统有效信号的频率应小于fPWM/2。实际应用中为减小动态过程误差, 信号频率应小于fPWM/5, 可得:
ωmax1=2πfPWM/5 (10)
2) 输出电压的限幅[10]。在两相同步旋转 (d, q) 坐标系中, 有:
可得 (d, q) 坐标系下输出电压为
在 (d, q) 轴同步电流调节器中, 为了保持电网获得单位功率因数, 故使得:
假设q轴电流iqm被调节成零, 则式 (12) 可改写成
如果采用空间矢量脉宽调制技术, 可得控制电压uc的边界为
(1) 当。如果, 为了获得快速瞬态响应, d轴电感上的最大负电压边界为
假设直流母线电压恒定, 控制电流跟踪参考电流的最短时间为
因此, 可得:
ωmax2=2π/ΔT1 (18)
(2) 当, 如果, d轴电感上的最大正电压边界
最短的跟踪电流时间为
因此, 可得
ωmax3=2π/ΔT2 (21)
式 (10) 、式 (18) 、式 (21) 对d轴电流的频率响应进行了限制, 这些限制是针对, 因此有:
5 仿真研究和实验验证
为了验证上述控制方法的可行性和正确性, 完成了三相LCL型PWM变换器系统原理样机的研制, 样机的主要参数为:输出功率Po=380 kW;隔离变压器原、副边采用Y, d11联接方式 (d表示副边是三角形联接方式, 11表示如果以副边电压向量滞后原边电压向量30°) , 变比390 V/390 V, 漏感Lg=50 μH, 等效电阻Rg=2 mΩ;交流电容器Cf=300 μF;交流电抗器Lm=190 μH, 等效电阻Rm=3 mΩ;直流母线电容Cd=81 mF;功率开关器件选用Eupec公司型号为FZ3600R17KE3的IGBT模块。同时采用Ti公司的TMS320F2812数字处理器来完成控制策略的实现, 利用TMS320F2812内部12位的采样通道进行电压、电流采样, 采样频率为9.6 kHz;采用TMS320F2812内部的EVA生成用于LCL型PWM变换器的6路PWM脉冲, 开关频率为3.2 kHz。使用LDS公司的Nicolet数据采集系统进行电压、电流信号的实时采集。
由式 (22) 可得出基于动态最小调节时间的电流调节器ωcn<2 014 rad/s。再由式 (8) 、式 (9) 可计算出电流环PI调节器比例和积分系数及串联补偿环节时间常数。图4为电流环PI调节器比例和积分系数及惯性时间常数随ωcn变化曲线图。
图5为ωcn=1 571 rad/s时, 加串联补偿环节前后电流内环单位阶跃响应仿真图。从图5可以看出, 加串联补偿后, 电流闭环阶跃响应的超调量由20%下降到5%左右, 超调量大大降低。由于串联补偿环节的引入, 电流的上升时间和调节时间均有所增加, 但响应速度依然很快。
图6为加串联补偿前后电流闭环Bode对比图。串联补偿环节的引入使得电流环的带宽有所降低, 这与加串联补偿环节来抑制电流超调有一定的矛盾, 这就需要根据系统性能指标来折中考虑。
图7、图8分别为LCL型PWM变换器由空载突加580 A负载和突卸580 A负载至空载时的交流电流实验波形。从实验波形可以看出, 采用了基于串联补偿技术的快速动态电流控制策略后, 电流的动态过程得到了很大的改善。
6 结论
本文采用了一种三相LCL型VSC电流调节器, 设计当中, 在由PI调节器控制的电流闭环环节之前串联一个惯性补偿环节的控制策略, 该理论考虑到了传统PI调节器在三相VSC电流控制器设计当中因设置不当造成静、动态特性差的问题。同时, 在电流闭环传递函数经过补偿后得到了标准的二阶系统, 基于动态调节时间最小原则, 得到标准的二阶系统自然振荡频率的范围, 作为电流控制器参数选取的原则。采用该方法可以大致定量地确定PI调节器参数, 具有一定的实践指导意义。仿真和实验结果表明, 采用了这一控制策略后, 系统的各项性能指标均比传统控制策略都有极大的提高, 表明了这一控制策略的正确性和可行性。
摘要：三相LCL型PWM变换器存在阶次高、控制器参数设置复杂等问题, 而电流控制器又是PWM变换器系统的关键。为了解决传统PI调节器在电流控制器设计当中因参数设置不当造成静、动态特性差的问题, 通过合理简化电流环模型, 采用一种在由PI调节器控制的电流闭环之前串联一个惯性环节的补偿控制技术, 期望通过补偿后的闭环传递函数零极点相消达到减小电流超调的目的。同时, 为了使电流获得快速的动态响应, 基于同步旋转坐标系下动态调节时间最小原则, 确定电流环控制系统自然振荡频率的分布范围, 通过选取尽可能大的带宽以获得快速的动态响应。最后, 通过仿真和实验结果证实了该控制技术的正确性和可行性。
关键词：串联补偿,快速动态电流,PWM变换器
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PWM转换器 篇6
而在工业生产、检测控制以及医疗设备等具有强干扰的场合,一些现场检测信号特别是中低频信号在传输时会受到严重的干扰。为克服这种干扰,现有的处理方法有:(1)中低频信号由A/D转换器转换后直接进行数字处理。但如有多路信号检测时,A/D转换器和计算机的速度都要求较高,难以达到;(2)中低频信号精密全波整流后,直接进行传输。但在检测小信号时,会受到较大的影响;(3)中低频信号精密全波整流后,将其进行V/F转换,变为频率信号传送。但在变为某一频率信号时,也会受到较大的干扰。本文设计的基于PWM的强抗干扰A/D转换电路不仅可以提高小信号时的抗干扰能力,还可以有效避免某些特定频率对信号的干扰。
1 A/D转换的性能
目前电压的检测方法大多使用A/D芯片,但如果测量系统工作在强磁场等条件比较恶劣的环境中,并采用一般的A/D芯片,则其转换精度和转换时间都会受到限制。另外其参考电压会因供电电源不稳定或外界干扰产生波动,抗干扰性能较差,将影响测量结果。
A/D转换器在将各物理量转换成数字量时,会遇到被测信号小而干扰噪声强的情况,其干扰来自设备预热、温度变化、接触电阻、引线电感、接地及前级电路或电源。进入A/D转换器的干扰,按传导方式可分为:串模干扰和共模干扰。
几种A/D转换方式的适用范围:
(1)并联比较型:适用于转换速度很高的场合,但其抗干扰能力较差且成本最高。
(2)逐次逼近型:适用于对速度要求不高的系统。
(3)双积分型:适用于对直流信号或慢变化信号的转变及对抗干扰能力要求高的场合。但其转换的速度不高,使用范围受到限制。
(4)跟踪比较型:适用于要求信号比较平稳、较少突变、即转换速度低[1]的场合。
A/D转换性能参数一般有转换位数和精度、转换响应时间等,通过对A/D转换芯片和使用PWM调制方法实现A/D转换的比较,可说明采用PWM的A/D转换方法具有如下优点:
(1)A/D转换位数和精度。A/D转换器的转换精度主要包含数据采集系统的静态精度和量化误差。静态精度要考虑输入信号的原始误差传递到输出所产生的误差,它是模拟信号数字化时产生误差的主要部分。量化误差与A/D转换器位数有关,一般把8 bit以下的A/D转换器归为低分辨率A/D转换器,9~12 bit的称为中分辨率转换器,13 bit以上的称为高分辨率转换器。10 bit以下A/D芯片误差较大,而11 bit以上对减小误差并无太大贡献(11 bit A/D转换器的量化精度为0.05%)。而如果使用PWM进行A/D转换,其转换精度只与PWM信号的周期以及微处理器的时钟频率有关。另外使用PWM进行A/D转换时,比较器可以识别的小电压可以达到10μV,而输入电压大都是数伏,由此可见,比较过程中产生的误差极小[2]。
(2)响应时间。A/D转换器的响应时间为毫秒级或者微秒级,只有流水线型A/D转换器才能做到100 ns。而如果使用PWM进行A/D转换,比较器的响应时间为ns级。
(3)产生和传送PWM信号的电路结构简单,使用方便。由于PWM代表信号大小的是脉冲宽度而不是幅度,信号始终保持数字形式(只有高低电平两种形式),所以对加性干扰不明显,极大地提高了信号传输过程中的抗干扰能力;经过PWM调制的信号可直接送入单片机,不用经过A/D转换[3]。
(4)A/D转换器的转换精度与其转换速率是一对基本的矛盾,而使用PWM进行A/D转换则不存在这个问题[4]。
(5)PWM的价格优势是A/D转换器无法比拟的。
2 PWM调制原理
2.1 A/D转换输出PWM信号原理
PWM信号是周期(T)固定、占空比变化的数字信号。系统使用三角波与经处理的输入信号进行比较,得到PWM调制信号,而后差动输出。信号既进行了调制,也通过对占空比的测量进行了A/D转换,因此不但降低了电路的复杂程度,又增强了信号的抗干扰能力。图1即为三角波与整流后的输入信号比较得到的PWM调制信号的原理示意图。
2.2 PWM信号解调输出
将得到的PWM信号输入单片机处理器中进行计数处理,PWM信号可以用单片机的计数脉冲表示,其函数表达式为:
式中:T是单片机中计数脉冲的基本周期,即单片机每隔T时间计数一次(计数器的值增加或者减少1);N是PWM波一个周期的计数脉冲个数;n是PWM波一个周期中高电平的计数脉冲个数;VH和VL分别是PWM波高低电平的电压值;k为第k个周期;t为时间。把式(1展开成傅里叶级数,可得到:
式中:第1个方括弧为直流分量,直流分量与n成线性关系,并随着n从0~N变化,直流分量从VL~VL+VH之间变化,这正是电压输出的DAC所需要的。因此,如果能把式(2)中除直流分量的谐波过滤掉,则可以得到PWM波到电压输出DAC的转换,即PWM波可以通过一个低通滤波器进行解调;第2项为1次谐波分量,其幅度和相角与n有关,频率为1/NT,该频率是设计低通滤波器的依据;第3项为大于1次的高次谐波分量,高次谐波分量的幅值随着n减小。如果能把1次谐波很好地过滤掉,则高次谐波就基本不存在了[5]。
3 电路设计
如图2所示是根据检测对象要求设计的利用PWM进行A/D转换的原理结构框图。
电路系统原理是:将传感器探测的微弱信号正反向输入到差动放大电路中放大,然后进行精密整流与滤波放大,得到能正确反映原始信号的波形,通过与三角波进行比较,合成PWM信号,最后通过差动放大输出给处理器。
整流电路及三角波发生电路相对比较重要。为了更好地分析电路以及确定关键的元件,本文在计算各电路的传递函数时,暂不考虑各调零电阻以及各调增益电阻。
3.1 整流电路
整流电路如图3所示。为使输出波形更好地反映输入,在输入正半周时使uo=ui,负半周时使uo=-ui。
u1为正半周时:
u1为负半周时:
3.2 三角波发生电路
图4为三角波发生电路的原理图,运算放大器N1组成迟滞比较器,N2组成反向积分器,N1、N2组成正反馈回路,形成自激震荡,由N1输出方波,N2输出三角波。迟滞比较器N1具有上行迟滞特性,它的基准电压为0 V。N1输出的方波经电位器VR3分压后加到积分器N2的输入端,经过积分输出形成对称的三角波。
通过调整VR3的值调整三角波的输出频率,可以避开干扰频率,并使PWM达到所需要的转换精度。
4 处理器对PWM信号处理的原理
PWM信号在进行A/D转换时,需要输入到单片机或者其他处理器的输入端。以单片机为例,单片机首先对信号的高电平进行计数,得出高电平所持续的时间,运用中断服务程序,将定时器T1设置为方式1,待高脉冲结束时,执行中断服务程序,读取TH1、TH2的计数值,该计数值就是高电平的脉宽。同理可计算低电平脉宽,最后计算可得脉宽比。图5所示为单片机检测程序流程图。
5 信号处理及误差分析
输入信号进入电路中,会存在各种因素导致最终的输出信号出现误差,最主要的因素是运算放大器的零点漂移效应和处理器对PWM信号处理时由代码产生的误差。下面进行具体分析。
5.1 零点漂移导致的误差
运算放大器可以用来实现比较功能,由于运算放大器的零漂效应,使三角波和输入信号进行比较时会出现误差。如使用LM358芯片作为比较器,放大器最小分辨电压取100μV,输入信号电压取5 V,经过计算可得输出PWM信号出现了0.02%的误差。
5.2 处理器对PWM信号计算所产生的误差
以AVR单片机为例,使用中断方式进行计数,当产生中断时,中断转换的时间使计数产生误差。中断转换时间主要由三部分组成:晶振频率、程序中断的优先级、单片机正在执行的指令。对于外部响应中断,其响应的优先级最高,所以外部中断响应的时间最大为2个机器周期,这个误差只在对PWM信号处理的初始阶段可能发生,在其他情况下,处理器对PWM信号计算所产生的误差由处理器时钟周期和三角波周期决定。使用PWM进行A/D转换的转换精度为时钟周期和三角波周期的比值。若三角波频率(即PWM信号频率)为4.8 k Hz,处理器时钟周期为50 ns,转换精度为1/4 167,则使用此电路进行A/D转换可达到12 bit A/D转换器的精度。如果提高三角波的周期,则A/D转换的精度会变小;反之,精度会提高。
使用AVR单片机和12 bit的ADC进行A/D转换比较,其实验条件:数字信号发生器、数字示波器;PWM信号频率为4.8 k Hz,处理器时钟周期为50 ns,使用PWM进行A/D转换精度为1/4 167。输入不同的模拟信号,分别使用PWM转换电路和ADC进行A/D转换,得到输出模拟信号以及相对误差如表1所示。其中脉宽比和理论值部分都是通过理论计算得到,其相对误差通过实际输出和输入信号的差值除以输入信号得到。
由表1可以看出,在所取的5组数据中,有三组使用PWM进行A/D转换的误差比使用ADC进行A/D转换误差小,其他两组则相反。这是由于输入信号取值不同产生的。
通过实验验证,使用PWM进行A/D转换可以达到使用ADC芯片的效果,而且PWM信号代表信号大小的是脉冲宽度而不是幅度,使信号始终保持在数字形式(只有高低电平两种形式),所以对加性干扰不明显,大大提高了信号传输过程中的抗干扰能力;转换速度快,不需要专用的A/D转换器,可以满足很多高速传输的场合;系统简单,可以灵活调节分辨率,比传统的ADC功耗小,并且成本较低。使用PWM进行A/D转换已经获得实用新型专利,在磁场检测仪器等产品中得到应用。此电路可以应用于各种需要强抗干扰的交流和直流信号传输的场合。
摘要：采用脉宽调制(PWM)电路实现一种新的A/D转换方法,将被测模拟信号经过放大、整流以及滤波处理后,与三角波调制信号进行比较,得到PWM信号,该信号的占空比与被测量信号的大小成正比。这种A/D转换电路简单、抗干扰能力强。通过实验验证,若三角波的频率为4.8 kHz、时钟周期为50 ns,则可达到12 bit的A/D转换精度。
关键词：脉宽调制,A/D转换,强抗干扰,转换精度
参考文献
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PWM转换器 篇7
关键词：脉宽调制 (Pules Width Medulation, PWM) ,D/A转换,单片机
基于单片机的嵌入式系统在工业中的应用越来越普遍。现代自动化仪器仪表大多采用单片机。许多设备之间的连接或者控制都是有标准的4—20mA或者 (1—5) V直流信号来完成的, 然而一般的单片机没有这种标准的电流信号输出接口, 具有直流电压输出集成D/A转换的单片机也很少。但是, 几乎所有的单片机都提供定时器或者PWM输出功能。如果能应用单片机的PWM输出 (或者通过定时器和软件一起来实现PWM输出) , 经过简单的变换电路就可以实现D/A转换, 这将大大降低电子设备的成本、减少体积, 并容易提高精度。
本文提出了一种采用AVR系列单片机MEGA 16来实现DA转换的PWM方法。AVR单片机采用了RISC结构, 其工作在16MHz时具有单字长定点指令平均执行速度 (MillionInstiuctionsPer Second) 达16MIPS的性能。对于一般8位单片机而言, AVR不仅配备了更多的定时/计数器接口, 而且还是增强型的, 可产生无输出抖动 (glitch-free) 的、相位可调的PWM信号输出。
1 PWM信号的产生
对于AVR系列单片机ATmega16, 可以利用定时/计数器的PWM模式, 与比较匹配寄存器相配合, 直接生成占空比可变的方波信号, 即脉冲宽度调制输出PWM信号。快速PWM模式的基本工作原理是:定时/计数器在计数过程中, 内部硬件电路会将计数值 (TCNTn) 与比较寄存器 (OCRn) 中的值进行比较, 当两个值相匹配 (相等) 时, 能自动置位 (清0) 一个固定引脚的输出电平 (OCnx) , 而当计数器的值达到最大值时, 则自动将该引脚的输出电平 (OCnx) 清0。[1]因此, 在程序中改变比较寄存器中的值 (通常在溢出中断服务程序中) , 定时/计数器就能自动产生不同占空比的方波信号 (PWM) 输出计数器的上限值决定了PWM的频率, 而比较匹配寄存器OCRn的值决定了占空比的大小。[1]
在实际应用中, 除了要考虑如何正确的控制和调整PWM波的占空比, 获得达到要求的平均电压的输出外, 还需要综合考虑PWM的周期、PWM波占空比调节的精度、积分器的设计等。根据PWM的特点, 在使用定时/计数器设计输出PWM时应注意以下几点:
(1) 首先应根据实际情况, 确定需要输出的PWM波的频率范围。这个频率与控制对象有关。[3]PWM波的频率越高, 经过积分器输出的电压也越平滑。
(2) 然后还要考虑占空比的调节精度。占空比的调节精度越高, 经过积分器输出的电压也越平滑。但占空比的调节精度与PWM波的频率是一对矛盾, 在相同的系统时钟频率时, 提高占空比的调节精度, 将导致PWM波的频率降低。
(3) 由于PWM波的本身还是数字脉冲波, 其中含有大量丰富的高频成分, 因此在实际使用中, 还需要一个好的积分器电路。例如采用有源低通滤波器或多阶滤波器等, 能将高频成分有效的除掉, 从而获得比较好的模拟变化信号。
2 PWM到电压输出型D/A转换的实现
这种方式在理论上很成熟, 根据图1, 这种方法的最简单实现方式为PWM波加RC滤波器来实现。[4]图2为最简单的实现方式, 利用单片机产生PWM波, 通过由电阻R和电容C构成的简单积分电路, 滤掉高频进行平滑后, 得到D/A转换的输出电压。
该电路没有基准电压, 而且随着负载电流和环境温度的变化, 精度很难保证。另外, 图2的D/A转换的负载能力也比较差, 只适合与具有高输入阻抗的后续电路连接。因此, 图2的电路只能用在对D/A转换输出精度要求不高、负载很小的场合。对精度和负载能力要求较高的场合, 需要对图2的电路进行改进, 增加基准电压、负载驱动等电路。
3 高分辨率D/A转换的硬件电路
电路图中LM336-5为基准电压源, LM358输出放大器。图3中A点的PWM波经过两级阻容滤波在B点得到直流电压信号, 实现了D/A转换功能。由于放大器的输入阻抗很大, 二级阻容滤波的效果很好, B点的电压纹波极小, 满足高精度要求。输出放大器工作在电压跟随器方式, 输出范围在 (0—5.2) V之间, 满足目前的 (1—5) V传输标准。如果需要输出电流信号, 只需要加一级可变恒流输出电路即可。
这个电路的输出会有滤波带来的滞后, 由于滤波网络有电容存在, 则网络由一个稳态到另一个稳态之间, 必定存在着过渡过程。过渡过程与滤波网络时间常数τ有关, 它的大小会影响到D/A的转换速度, 通过调整阻容参数, 可以改变这两项指标。
如果需要与控制器隔离的D/A转换, 则需要在PWM信号与平滑滤波电路之间加上光耦进行隔离, 如TLP521—1或者开关速度更快的光耦如6N135、6N137等。如果光耦导通速度慢的话, 可能在上升沿产生一个斜度, 使波形失真。同时需要增加一级NMOS开关管, 如IRF530, 作为基准电压源的开关控制, 其典型导通电阻小于0.16 Ω, 而截止电阻却非常大, 单片机输出的PWM波驱动开关管的栅极, 开关管按照PWM的周期和占空比进行开关。
4 实验数据
采用图3电路, 用示波器检测, 得到下表1的数据。最大线性误差0.53%
单位:V
5 结论
本设计选用AVR系列单片机, 它采用大型快速存取寄存器组、快速单周期指令系统以及单级流水线等先进技术, 使得AVR单片机具有高达1MIPS/MHz的高速运行处理能力。产生的高速PWM信号能满足大部分工业场合的应用。同时, 由于PWM波很容易通过MCU的软件进行控制, 即使电路稍微有些系统误差, 也很容易通过软件进行校正。因此, 图3的电路可以得到高精度的DAC输出。
参考文献
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