全桥Boost转换器

全桥Boost转换器（精选6篇）

全桥Boost转换器 篇1

0 引言

伴随着传统能源的日益枯竭和环境污染的不断加剧, 新能源发电技术成为世界性的研究课题。由于多数新能源存在电力供应不稳定、不可控, 转换效率不高等缺陷, 因此需要采用新能源联合发电[1]。图1即为一个基于多输入直流变换器[2,3,4] (MultileInput DC-DC Converter, MIC) 的新能源联合供电系统。

在新能源供电系统中, 通常使用太阳能发电, 用蓄电池来平衡用电需求。当阳光充足时, 太阳能给负载供电的同时给蓄电池充电, 当光照不足时, 由蓄电池补充供电[5,6]。同时, 负载多余的能量要通过变换器的传递储存到蓄电池中, 这就要求使用双向MIC[7]。文献[8]提出了一种MIC的生成方法, 它从六种基本的非隔离型变换器 (Buck、Boost、Buck-Boost、Cuk、Zeta和Sepic) 提取出六种脉冲源单元 (Pulsating Source Cell, PSC) , 然后将这些脉冲源单元组合插入到六种基本的非隔离型变换器中, 就可以得到一系列MIC。仿照MIC的生成方法, 可以生成双向MIC, 文献[9]提出了双向脉冲电流源单元 (Bidirectional Pulsating Current Source Cell, BPCSC) , 采用文献[10]提出的单原边绕组多输入变换器生成方式, 结合BPCSC连接原则, 即可生成一系列的非隔离型或隔离型的电流源型双向MIC。其中, 由非隔离型BPCSC生成的双向MIC结构和控制简单, 成本较低, 漏感较小。本文以两个Boost型BPCSC并联生成Boost型单原边绕组双向双输入全桥变换器为例, 详细阐述其生成方法及其控制方式, 分析其工作原理, 通过仿真实验进行验证。

1 Boost型单原边绕组电流源型双向全桥MIC

非隔离型BPCSC可以分为三类, 分别定义为Boost、BuckBoost和Sepic型BPCSC, 图2给出了这三类BPCSC的电路结构。

将非隔离型BPCSC并联组合直接替代单输入全桥变换器[11]的输入源, 可以构成单原边绕组电流源型双向全桥MIC, 变换器除去输入源后的部分称为主变换器。为简化起见, 本文仅给出由相同类型非隔离型BPCSC并联组合的情况, 如图3所示。在这三类拓扑中, 由Boost型BPCSC并联构成的电路结构最简单, 器件最少, 可靠性最高。因此, 下文将以此为例分析变换器的工作原理和进行实验验证。

2 工作模态分析

Boost型单原边绕组双向双输入全桥变换器如图4所示。图中, Vin1和Vin2定义为1#源和2#源;电容C定义为母线电容, 其两端电压定义为母线电压vbus。假设功率管和二极管均为理想元件, 变压器无漏感。根据各开关管不同的开关状态, 电路分为6种工作模态, 图5给出了各个模态的等效电路。

工作模态Ⅰ:如图5 (a) 所示, 1#源单独供电, 开关管Q1、Q2、二极管D1关断, 二极管D2导通。2#源的电感L2充电储能, 开关管Q3开通, Q4、二极管D3、D4关断。副边整流电压经过电容Cf滤波后给负载Rf供电。

工作模态Ⅱ:如图5 (b) 所示, 1#源供电给负载, 同时给2#源充电。开关管Q1、Q2、二极管D1关断, 二极管D2导通。2#端口开关管Q4开通, Q3、二极管D3、D4关断, 电压经过L2、Cf2滤波后给Rf'供电。副边整流电压经过电容Cf滤波后给负载Rf供电。

工作模态Ⅲ:如图5 (c) 所示, 2#源单独供电, 开关管Q3、Q4、二极管D3关断, 二极管D4导通。1#源的电感L1充电储能, 开关管Q1开通, Q2、二极管D1、D2关断。副边整流电压经过电容Cf滤波后给负载Rf供电。

工作模态Ⅳ:如图5 (d) 所示, 1#源和2#源联合供电, 二极管D2、D4导通, 开关管Q1、Q2、Q3、Q4、二极管D1、D3关断。副边整流电压经过电容Cf滤波后给负载Rf供电。

工作模态Ⅴ:如图5 (e) 所示, 3#源给2#端口供电, 开关管Q4开通, Q3、二极管D3、D4关断, 电压经过L2、Cf2滤波后给Rf'供电。

工作模态Ⅵ:如图5 (f) 所示, 1#源给2#端口供电, 开关管Q1、Q2、二极管D1关断, 二极管D2导通。开关管Q4开通, Q3、二极管D3、D4关断, 电压经过L2、Cf2滤波后给Rf'供电。

3 仿真实验验证

图6、图7和图8分别给出了Boost型单原边绕组电流源型双向双输入全桥变换器在各个工作模式下的仿真波形, 仿真的各项主要参数为:

(1) Vin1=48 V (2) Vin2=36 V (3) Vbus=100 V (4) 开关频率f=100 k Hz (5) 额定输出功率为Po=1 000 W

(6) 额定输出电压为Vo=160 V (7) 变压器原副边匝比为n=N1:N2=0.5

图6给出了变换器在1#源和2#源联合供电时的主要波形。

图7给出了变换器在1#源同时给2#端口和负载供电时的主要波形。

图8给出了变换器在3#端口给2#端口供电时的主要波形。

由这三幅波形图可以看出, 仿真波形和理论分析是相吻合的, 验证了理论分析的正确性。

4 结束语

本文采用BPCSC并联组合提出了单原边绕组电流源型双向多输入全桥DC/DC变换器的电路拓扑, 以两个Boost型的BPCSC并联作为输入源为例, 详细分析了变换器的工作模态, 通过变换器的工作模式得到它的能量管理策略;最后通过仿真验证理论分析的正确性。

摘要：提出了单原边绕组电流源型双向多输入全桥DC/DC变换器的拓扑生成方法, 在所生成的电路拓扑中, 变压器只有一个原边绕组, 与多原边绕组相比, 简化了系统结构、减少了元器件数量、降低系统的成本。可以实现单独或同时向负载供电, 以及负载反馈能量的作用。以Boost型单原边绕组双向双输入全桥DC/DC变换器为例, 详细阐述其生成方法及工作原理, 最后通过仿真实验验证理论分析的正确性。

关键词：多输入,双向,电流源型,单原边绕组,全桥变换器

参考文献

[1]李盈.新再生能源发电的电气特性分析及其联合系统的优化设计[M].镇江:江苏科技大学, 2010.

[2]Kim S K, Jeon J H, Cho C H, et al.Dynamic modeling and control of a grid-connected hybrid generation system with versatile power transfer[J].IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2008, 55 (4) :1677-1688.

[3]Wai RJ, Lin CY, LinCY, Duan RY, and Chang YR.High-efficiency power conversion system for kilowatt-level stand-alone generation unit with low input voltage[J].IEEE Transactions on Industrial Electronics.2008.55 (10) :3702 3710.

[4]李艳.多输入直流变换器电路拓扑及控制策略研究[D].南京:南京航空航天大学, 2009.

[5]吴理博, 赵争鸣, 刘建政, 等.独立光伏照明系统中的能量管理策略[J].中国电机工程学报, 2005, 25 (22) :68-72.

[61]郑诗程.光伏发电系统及其控制的研究[M].合肥:合肥工业大学, 2005.

[7]王青.多输入双向DC-DC变换器控制和能量管理策略的研究[M].河北:燕山大学, 2012.

[8]Liu Y C, Chen Y M.A systematic approach to synthesizing multipleinput dc/dc converters[J].IEEE Transactions on Power Electronics.2009, 24 (1) :116-127.

[9]阮洁.多端口直流变换器的研究[M].南京:南京航空航天大学, 2011.

[10]王勤.单原边绕组隔离型多输入变换器的研究[D].南京:南京航空航天大学, 2011.

[11]姜雪松.隔离升压全桥DC-DC变换器拓扑理论和控制技术研究[D].北京:中国科学院研究生院 (电工研究所) , 2006.

多谐ZVS-Boost转换器 篇2

在节能谐振功率处理系统中, 半导体功率开关元件出现在高频、Z V S或Z C S电路里, 这种转换器的能量转换效率很大程度取决于晶体二极管的开关处理。

随着对谐振系统结构特性的进一步分析和研究, 尤其是其中所有半导体元件被电压或电流的软开关切换, 引入了对多谐转换器的研究, 这些转换器的设计主要是受控开关的使用, 包括场效应管、矫正二极管和在两种不同频率下的过载谐振回路, 晶体管和二极管的寄生电容、变压器的漏电感和导线的寄生电感都是谐振回路的组成部分, 半导体元件在零电压或零电流时被开关切换。

工作在晶体管和二极管零电压 (Z V S) 多谐转换器的设计, 可以描述为以下特性 (图1) :

(1) .谐振电容Cs并联于场效应管T, 当T导通, Cs不作为系统的工作单元, 当T截至, Cs和处于并联位置的T的寄生电容Cos一起导通转换器的谐振电流。

(2) .谐振电容CD并联于矫正二极管D, 当二极管导通, CD不作为系统的工作单元, 当二极管截至, Cs和处于并联位置的二极管的寄生电容C0D一起导通转换器的谐振电流。

(3) .此外回路还包括谐振电感L、电压源和一些滤波电容和电感。

ZVS在多谐转换器中的应用使得系统具有较高的工作频率, 消除了谐振回路中电流的寄生振荡, 并且也使能量损失最小化, 多谐Z V S转换器可应用于需要高能效的直流电压供电系统。

2、多谐ZVS Boost转换器的拓扑结构

多谐ZVS boost转换器如图1。

串联于电压源E的高感抗LF给转换器提供电流, 场效应管T和输出电容Cos在特定频率时切换, 二极管Ds作为T的一个整体部分, 使得两种方式的传导电流is流经T的一个管脚。矫正二极管D包括寄生输出电容C0D。转换器的谐振回路包括下列元件:电感L, 电容C s和CD, 谐振回路元件和系统的寄生电抗一起工作, 具体的就是, 电感L吸收变压器的漏电抗, 并联电容Cs和CD吸收寄生电容Cos和CD, 电容Cs为了接收大部分的谐振电流, 它的值应该远大于寄生电容Cos的值, 选择具有较低输出电容Cos的T管可以较大的系统效率, 电容CF作为一个低通滤波器, 它用来抑制输出电压上的跳动。

当T导通时, 电容Cs上没有谐振电流, 在系统的可靠保障下, 振荡频率和谐振回路中R, L, CD, C0D的关系是:

当二极管D导通时, 电容CD上没有谐振电流, 振荡频率s和谐振回路中R, L, Cs, Cos的关系是:

3、系统的工作描述

在如图1的一个推进系统中, 一个工作周期可以分成五个时序, 五个时序的谐振回路如图2所示。

第一个时序 (to≤t≤t1) , 当t=to时, T被导通工作, 图2中结点1的I=iL+is, 谐振电流iL的值大于源电流I, I是个常量, 不同的电流iL和I被二极管Ds导通。t=to时L上的能量通过回路中L, D, CF, Ds被传到电容CF上。当电流iL到I值时, 二极管Ds停止导通, 系统进入第二个工作时序, T和D的电压uCS、uCD等于零。

第二个时序 (t1≤t≤t2) , 当t=t1时, 电流iL=I, is=0且T开始导通 (图2b) , 储存在L中的能量继续被传递到电容CF上。当t=t2时, 电流iL=0, is=I, 电压u C S、u C D等于零。

第三个时序 (t2≤t≤t3) , T继续导通 (图2 c) , 输出电压U o大于u C S的值, 此时形成一个由R t, CF, (CD+C0 D) , L构成的谐振回路。电流is=I-iL。在t=t3时刻, T被关断 (当u C S零电压时) 。

第四个时序 (t3≤t≤t4) , T和D都不导通 (图2d) , 电容Cs和寄生电容Cos、CD和寄生电容C0D都过载电流iL。图2d中结点1满足I=iL+iCS。振荡的过载电流iL一直持续到t=t4时刻, 此时u C D=0。

第五个时序 (t4≤t≤t5) , 当t=t4时, 二极管D开始导通 (图2e) , 电容Cs和Cos导通电流iCS直到t=t5时刻, 此时iCS=0。T将在转换器接下来的工作周期再次被打开。

多谐Z V S转换器具有如下特性:

这里:—转换器的工作频率, N—相关单元的工作频率, CN—电容因数, M—电压转换因数, Uo—转换器的输出电压, RN—负载电阻, Zs—阻抗特性。

转换器接收功率为:

这里I是指转换器的供给电流。

转换器负载上的能量为:

转换器的能效为:的特点, 这些特性将用于系统的仿真测试。

系统方程 (3) 代表的量级将决定转换器的校准特性, 考虑到仪器复杂精准的特点, 这些特性将用于系统的仿真测试。

4、系统的仿真测试

图3是基于Simplorer的仿真测试。仿真系统包含一个M O S型场效应管IRFP460 (输出电容Cos=870pF) 和一个超高速二极管HFA25TB60 (输出电容C0D=100pF) , 谐振回路包含的元件值如下:L=7 u H, C s=7 n F, CD=23nF, LF=600uH, CF=10uF, R=v a r。根据方程 (1) 、 (2) 谐振频率为:s=678kHz, D=396kHz。源电压E=5 0 V。

为确保ZVS开关的CN=2.9, R=30欧, 转换器的工作频率范围应在338kHz≤≤535kHz, 频率可通过减少晶体管的导通时间来增大, 最小频率m i n=338kHz出现在晶体管的最大导通时间tmax=2.2us, 且取决于电容因数CN的值。图4显示了转换器稳定工作在频率=338kHz的电流和电压波形, 此波形也是稳定的, 但由于输出电容Cos的存在, 晶体管电流is出现了轻微的振荡, 当ucs出现零电压值时晶体管进行开关切换。

当CN=2.9频率小于min=338kHz时, 系统就会出现不稳定, 也就是说转换器在零电压时不再能开关切换, 系统稳定性的衰减见图5解。当晶体管的导通时间tmin=1us时, 系统出现最大频率max=535kHz, 它还取决于晶体管的寄生电容。当频率超过max时, 寄生电容对于系统工作的影响将变得很大 (图7) , 当工作频率338kHz≤≤535kHz时, 输出电压130.6V≥Uo≥59.7V, 输出电流13.1A≥I≥2.6A, 晶体管和二极管的最大电压值:326V≥UCSm a x≥185V, 246V≥U C Dm a x≥4 2 V。

图7所示的是校准特性的仿真测试结果, 其中, 每个特性中N表示的是工作频率范围m i n≤N≤m a x, 这是为了确保转换器在零电压时的开关切换, 此范围可根据负载阻抗RN进行调节变化。当频率N小于最小频率min时, 会使系统失去它的稳定性 (如图5) , 超过最大频率max时, 寄生电容会显著影响到系统工作, 且会使开关的损失增大 (如图6) 。

如图7所示, 随着N的上升, M因数、晶体管最大电压UCSm a x/E、二极管最大电压U C Dm a x/E和晶体管最大电流Ismax/Io的值都会减小, 而阻抗RN的增大会使它们都增大, N也会随着增大, 且会减小N的范围以确保零电压的开关。

从图7中还可看出, 当CN=2.9, RN535kHz) 时, 2.6≥M≥1.2, 6.5≥=1, 0.50≤N≤0.79 (338kHz≤≤535kHz) 时, 2.6≥M≥1.2, 6.5≥UCSmax/E≥3.7, 4.9≥UCDmax/E≥1.8, 4.6≥Ismax/Io≥2.6。

仿真测试确定了晶体管和二极管寄生电容的影响和CN因数对转换器稳定性的影响, CN是通过电容CD的增大而增大

摘要：这篇文章将介绍用于直流电压供应系统中的多谐升压转换器的若干特性。系统的结构设计应用了半导体元件组成的零电压开关 (ZVS) 技术, 它可以产生系统所需的高频工作信号, 同时确保了高能效和稳定工作的特性。文章演示了基于Simplorer的仿真测试结果, 也介绍了转换器的效率测定和校准特性。

全桥Boost转换器 篇3

关键词：全桥直流变换器,零电流转换,脉宽调制,移相电路

全桥零电压零电流开关(ZVZCS)变换器[1,2,3,4,5,6,7,8,9]克服了传统全桥零电压开关(ZVS)变换器[10,11,12]滞后臂实现零电压开关困难的缺点。但对目前在大、中功率变换器中应用最为广泛的IGBT电子器件,采用零电流开关(ZCS)较ZVS更能有效地消除由于拖尾电流所带来的开关损耗[13,14,15],可以在提高效率的基础上提高变换器的开关频率,增加功率密度。现提出一种新型零电流转换(ZCT)全桥移相DC/DC变换器,以辅助电路中谐振电感的电流为分析主线,在每个主功率开关管动作之前的一段时间就触发辅助开关管,使辅助电路开始工作,控制谐振电流的流向,从而实现主开关管及辅助开关管的零电流开关。同时,二极管以谐振换流方式开通和关断,减小了反向恢复损耗。辅助电路的引入还克服了变压器漏感及其他电路寄生参数的影响。分阶段详细叙述了变换器的工作原理,给出相关变量推导公式和ZCT的实现条件,最后用仿真结果进行了验证。

1 变换器工作原理分析

图1、2给出了新型ZCT全桥变换器主电路和主要波形。变压器原边辅助网络由一个有源开关管VTr、电容、电感及二极管组成,其中辅助电容Cr1=Cr2=Cr,电感Lr1=Lr2=Lr,Lk为变压器漏感。4个主开关管VT1~VT4采用移相控制,VT1、VT4为超前桥臂,VT2、VT3为滞后桥臂,形成Boost型全桥变换器。根据4个开关管的状态和辅助电路中电流流向,把变换器稳定工作状态分成12个阶段。为简化分析,假设:

a.输入电感Li很大,可以近似认为整个稳定工作过程中为恒流源,输入电流Ii恒定;

b.变压器副边输出滤波电感和电容很大,认为输出电压和电流恒定为Uo和Io;

c.除变压器考虑漏感Lk外,电路中所有元件均为理想元件。

1.1 Mode 1:[t0

开关管VT1、VT4同时导通,输入电感Li充电储存能量。辅助电路中,谐振电感电流为零;谐振电容电压为UCro(后面计算说明)。变压器副边整流桥VD1~4同时导通给负载提供电流通路,每个二极管流过的电流为Io/2。

1.2 Mode 2:[t1

在t1时刻,保持VT1、VT4导通状态,同时开通辅助开关VTr,因存在VDr3反向阻断,辅助电路分成2个回路谐振:Cr1-Lr1-VDr1-VTr和Cr2-VTr-Lr2-VDr2。由于电感电流不能突变,VTr为零电流开通。此模式持续时间为正向谐振的半个周期。辅助电容Cr1和Cr2电压从UCro谐振为-UCro。由于2个谐振回路的元件参数完全相同,故具有相同变量关系:

谐振周期:

谐振电流成正弦变化:

谐振电压成余弦变化:

1.3 Mode 3:[t2

在t2时刻,辅助电路反向谐振,谐振电流过零并开始反向,VDsr软开通,VDr1和VDr2软关断,此阶段关断VTr为零电流关断。此阶段的谐振回路为

谐振周期为

谐振电流为

谐振电压为

电流iLr2(t)反向增大,由于近似认为Ii恒定不变,则超前臂电流ia减小。当iLr2(t)=Ii时,流过VT1、VT4的电流等于零。此后关断VT1为零电流关断,同时开通VT2为零电流开通。谐振网络继续谐振,当iLr2(t)>Ii时,VDs1、VDs4软开通,流过的电流为iLr2(t)-Ii。之后iLr2(t)达到最大值,再次iLr2(t)=Ii时,VDs1、VDs4软关断,VT2开始流过电流,并随着iLr2(t)的减小而增大。最后,iLr2(t)=0,Ii全部流过VT2、变压器原边及漏感和VT4。同时副边整流桥VD1、VD3软关断,换流到VD2、VD4,此时谐振阶段结束。此阶段中辅助电容电压由-UCro谐振变为UCro。从此工作阶段看出,谐振电路中多余能量通过VDs4和VDs1构成回路,不流经变压器绕组,从而消除由于每个周期的谐振能量可能不均引起的变压器磁偏效应。

1.4 Mode 4:[t3

t3时刻,谐振网络和变压器原边换流结束,辅助电路停止谐振,电容Cr1、Cr2的电压保持为UCro。变换器工作于常规的PWM方式,VT2、VT4导通,能量通过变压器传输到负载。

1.5 Mode 5:[t4

在t4时刻开通VTr,与Mode 2相同,辅助电路分成2个回路谐振,谐振电流成正弦变化:

谐振电压成余弦变化:

1.6 Mode 6:[t5

在t5时刻,电容电压谐振到-UCro,谐振电流过零并开始反向增加,VDsr软开通流过谐振电流。此阶段关断VTr为零电流关断。由于此时对角开关管VT2、VT4导通,在反向谐振的前阶段,谐振回路由于引入变压器漏感,而与Mode 3不同。

1.6.1 当iLr4(t)

此时谐振回路为:Cr1-VDsr-Cr2-Lr3-VDr3-VT4-变压器原边及漏感Lk-VT2。谐振主要变量间的关系有:

流过谐振回路的电流为

谐振回路的电压为

随着iLr4(t)正弦增加,流过开关管VT1、VT4和变压器原边及漏感的电流相应减小。对应副边电流和VD2、VD3电流减小,VD1、VD2软开通流过电流,副边整流桥开始换流。

1.6.2 当iLr4(t)=Ii时

设此时为ta,流过VT4、VT2和原边及漏感的电流等于零。此后关断VT4为零电流关断,同时开通VT3为零电流开通。

1.6.3 当iLr4(t)>Ii时

VDs4和VDs1软开通,电流继续增大,多余的谐振电流(iLr5(t)-Ii)流过反并联二极管VDs4和VDs1,此时谐振回路变为:Cr1-VDsr-Cr2-Lr3-VDr3-VDs4-VDs1。谐振关系量表示有:

流过谐振回路的电流为

谐振回路的电压为

1.6.4 当再次iLr5(t)=Ii时

此时谐振回路不变,反向并联二极管VDs4、VDs1软关断,VT3开始流过电流,并随iLr5(t)减小而增大。

1.6.5 最后iLr5(t)=0时

此时Ii全部流过VT2和VT3,副边整流桥换流结束,4个整流二极管同时流过Io/2的电流。此阶段辅助电容电压由-UCro谐振变为UCro。

1.7 Mode 7:[t6

t6时刻,谐振网络停止谐振,电容Cr1、Cr2的电压保持为UCro。变换器工作于常规的PWM方式,VT2、VT3导通,电源对输入电感Li充电存储能量。

此后,变换器进入下半周期[t7

2 ZCT实现条件及参数设计

2.1 谐振电容电压值UCro的分析计算

由变换器稳态工作分析,可得出Cr1与Cr2电压之和等于2 Uab,考虑电容Cr1=Cr2,即单个电容电压等于Uab。前面分析等效此变换器为Boost型,可知Uab为其输出电压:UCro=Uab=Ui/(1-D),其中D为全桥占空比。稳态工作时D为固定量,所以UCro为定值。

2.2 实现变换器ZCT对辅助电路中谐振电感和电容的要求

由Mode 3和Mode 6可以看出,要使每个开关管都实现零电流开通和关断,要求谐振电感的电流大于等于输入电流Ii,由于谐振回路不同,现分别讨论。

对Mode 3:[t2

对Mode 6:[t5

比较上面式子,只要式(19)成立就可满足ZCT条件,计算得谐振电容Cr1、Cr2和谐振电感Lr3必须满足的关系式为

只要满足式(20),就可实现主功率开关管的ZCS。

2.3 实现变换器ZCT对辅助开关管VTr驱动信号的要求

由工作过程分析可知,辅助开关必须于要动作的主功率开关管之前一段时间导通,使辅助电路开始谐振,为主功率开关管的导通和关断创造零电流条件。现分别讨论“储能状态换成传输能量状态”(即每个周期中由VT1、VT4开通转变为VT2、VT4开通或者VT2、VT3开通转变为VT1、VT3开通的过程)与“传输能量状态换成储能状态”(即每个周期中由VT2、VT4开通转变为VT2、VT3开通或者VT1、VT3开通转变为VT1、VT4开通的过程)2种情况。

2.3.1 储能状态换成传输能量状态

由Mode 3分析看出,主功率管的开通和关断时刻必须在谐振电流2次iLr(t)=Ii(即VDs4和VDs1导通)时段之间,故VTr提前开通时间存在最小值和最大值,只要在此时间范围tv1内,都可以实现主功率开关管的ZCS,为

其中,teq1为Mode3中谐振电流从谐振过零到等于输入电流的时间段,由:

解之得:

2.3.2 传输能量状态换成储能状态

对Mode 6进行分析,得出VTr提前导通的时间范围tv2为

其中,teq2为Mode 6中谐振回路:Cr1-VDsr-Cr2-Lr3-VDr3-VT4-变压器原边及漏感Lk-VT2,电流谐振过零到电流等于输入电流的时间段,有:

解之得:

其中,teq1为Mode 6谐振回路:Cr1-VDsr-Cr2-Lr3-VDr3-VDs4-VDs1中,电流从反向谐振过零到等于输入电流的时间段,teq1值与式(23)相同。由不等式(21)和(24)就可以确定VTr导通的时间范围。

3 仿真结果与分析

根据变换器工作过程分析和ZCT实现条件的定量计算,在saber仿真软件中建立了一个4 kW变换器模型,变换器仿真参数设计为:输入电压Ui=310 V,输出电压Uo=48 V,输入电感Li=300μH,变换器工作频率fs=100 kHz,变压器漏感Lk=8μH,辅助电路电感和电容Lr=14μH、Lr3=20μH、Cr=15 nF,变压器变比n1∶n2=24∶4,IGBT采用IRGPC50UD2,二极管采用MBR20060CT。

图3给出变换器额定工作时,开关管VT1、VT3集电极电流波形和栅极驱动波形对应关系(从上至下波形依次为VT1集电极电流、栅极驱动脉冲,VT3集电极电流、栅极驱动脉冲)。从图中看到当集电极电流降到零才加栅极触发脉冲,VT1、VT3开通是在零电流条件开通的。同时,VT1、VT3关断是在集电极电流为零才移去栅极驱动信号,功率管为零电流关断。实现了VT1、VT3零电流开通和关断,减小了开关损耗。

图4为VT2、VT4的集电极电流和栅极触发脉冲波形关系(从上至下波形依次为VT2集电极电流、栅极驱动脉冲,VT4集电极电流、栅极驱动脉冲)。分析方法与VT1、VT3相同,可以看出实现了VT2、VT4的零电流开通和关断,减小了开关损耗。

图5为辅助开关管VTr的栅极触发脉冲和集电极电流的关系(从上至下波形依次为,二极管VDsr流过的电流,VTr集电极电流、栅极驱动脉冲)。看到VTr加栅极电压开通时集电极电流为零,当VTr开通后集电极的电流才开始上升,所以为零电流开通,同理在移去栅极脉冲关断VTr之前,集电极的电流就已经降到零,为零电流关断。从图中还可以看出,当VDsr流过电流,此时关断VTr都为零电流关断,从而消除负载大小对辅助开关时间的影响,同时对控制VTr开关的脉冲宽度的精度要求也较低,在实际中更易实现。通过结果看出,在实现主功率开关管零电流开关的同时,辅助开关管也是在零电流条件下开关的,有效地减小整个变换器的开关损耗。

图6为辅助电路谐振电压、电流关系(从上至下波形依次为:二极管VDsr流过的电流,谐振电感电流,谐振电容电压,VTr驱动脉冲)。从图中看出,当谐振网络停止谐振,变换器工作于常规PWM模式时,谐振电容电压UCr恒为正值。当VTr触发导通时,辅助电路正向谐振半个周期后,由于谐振回路的改变,VDsr软开通流过谐振电流iDsr,最后辅助电路电流谐振到零,电容电压达到稳定时的最大值UCro,此后辅助网络停止谐振。从整个谐振周期可以看出,前半周期和后半周期的谐振时间不等,这是由于谐振回路的改变引起的,与工作过程的分析完全符合。

4 结论

低损耗软开关Boost变换器 篇4

近年来, 随着开关频率的提高, 开关电源变得轻小化, 但是开关频率和开关损耗成正比, 开关频率提高, 开关损耗也增大[1,2], 从而使整体系统的开关损耗增大。许多变换器采用谐振来减小开关损耗[3,4], 但是辅助谐振电路增大了电路的复杂性, 而且也增加了电路的成本。在一些有辅助开关的谐振变换器中, 主开关管实现了软开关, 但是辅助开关管却还是工作在硬开关状态下[5]。所以, 由于辅助开关管开关损耗的存在, 这些变换器并不能提高整个系统的效率。

传统Boost变换器以其结构简单, 易实现等优点, 已广泛应用于升压场合[6,7]。光伏发电系统中, 光伏阵列电池的输出电压较低, 迫切需要较大的升压, 以满足后级逆变器的需要[8]。为了提高变换器的变换能力、可调范围和效率, 对传统的Boost变换器进行了改进。本文提出一种新的软开关Boost变换器, 通过采用辅助开关管和谐振电路的电路结构实现了主、辅助开关管的软开关。相比其他的软开关变换器而言, 在同样的频率下, 既减小了开关损耗, 又提高了整体系统效率。本文详细分析了这种变换器的工作原理, 实现软开关的条件并通过PSpice进行仿真实验。

1 低损耗软开关Boost变换器

1.1 电路拓扑结构

低损耗软开关Boost变换器如图1所示。

图1中, S1为主开关管, D0为主二极管, L和Co分别是滤波电感和滤波电容, 辅助谐振电路由辅助开关管S2、谐振电容Cr2和Cr、谐振电感Lr和辅助二极管D1和D2组成, 它为主开关管和辅助开关管创造了软开关的条件。图2为低损耗软开关Boost变换器的主要工作波形图。

1.2 工作原理

为便于对低损耗软开关Boost电路的工作原理进行分析, 需作如下几点假设:

(1) 电路中所有元件都是理想的;

(2) 主电感L足够大, 在一个开关周期中, 其电流基本保持不变;

(3) 输出滤波电容Co足够大, 在一个开关周期中, Co和R可用一个恒值电压源代替。

整个开关周期可以分为9个工作状态, 各开关状态的工作情况描述如下, 如图3所示。

模态1 (t0～t1) :主、辅助开关管关断。主电感中的能量通过主二极管传递到负载中。主电感电流表达式为:

${\rm I}{}_L={\rm I}{}_L(t{}_9)-\frac{V{}_{\text{o}}-V{}_{\text{i}}}{L}t(1)$

模态2 (t1～t2) :辅助开关管导通, 谐振电感电流从零开始线性增大。t2时刻, 谐振电感电流ILr达到主电感电流值, 模态2结束。这段时间结束, 主电感电流和谐振电感电流表达式为式 (2) 和式 (3) :

$\begin{array}{l}{\rm I}{}_{L{}_{\text{r}}}(t)=\frac{V{}_{\text{o}}}{L{}_{\text{r}}}t(2)\\ {\rm I}{}_L(t)⧋{\rm I}{}_{\min }(3)\end{array}$

模态3 (t2～t3) :当谐振电感电流等于主电感电流时, 主二极管导通, Cr和Lr开始谐振, 谐振电容Cr放电。当谐振结束, 谐振电容电压为零。 t2时刻, 谐振电容电压等于输出电压Vo, 模态3结束。t1到两个电流相等的时间间隔为:

$t{}_{12}=\frac{{\rm I}{}_{L{}_{\text{m}}}}{(V{}_{\text{o}}/L{}_{\text{r}})}(4)$

谐振周期为:

$t{}_{\text{r}}=\frac{\text{π}}{2}\sqrt{L{}_{\text{r}}C{}_{\text{r}}}(5)$

谐振阻抗为${\rm Z}{}_{\text{r}}=\sqrt{L{}_{\text{r}}/C{}_{\text{r}}}$。谐振电感电流和谐振电容Cr电压为:

$\begin{array}{l}{\rm I}{}_{L{}_{\text{r}}}={\rm I}{}_{\min }+\frac{V{}_{\text{o}}}{{\rm Z}{}_{\text{r}}}\sin (\omega {}_{\text{r}}t)(6)\\ V{}_{C{}_{\text{r}}}(t)=V{}_{\text{o}}\cos (\omega {}_{\text{r}}t)(7)\end{array}$

模态4 (t3～t4) :谐振电容Cr电压为零, 主开关管的体二极管自然导通。体二极管导通时, 主开关管电压为零。这时, 导通信号给主开关创造了零电压条件。主电感电流为:

${\rm I}{}_L(t)={\rm I}{}_{\min }+\frac{V{}_{\text{i}}}{L}t(8)$

模态5 (t4～t5) :在模态4下, 主开关管零电压导通。同时, 辅助开关管零电压关闭, 进入模态5。在这一阶段, 谐振电感Lr和谐振电容Cr2开始谐振。经过半个谐振周期后, Lr电流为零, 模态5结束, 此时, Cr2充电已满。

$\begin{array}{l}{\rm I}{}_L(t)={\rm I}(t{}_4)+\frac{V{}_{\text{i}}}{L}t,{\rm I}{}_{L{}_{\text{r}}}={\rm I}{}_{L{}_{\text{r}}}(t{}_3)\cos (\omega {}_{\text{a}}t)(9)\\ \omega {}_{\text{a}}=\frac{1}{\sqrt{L{}_{\text{r}}C{}_{\text{r}2}}},{\rm Z}{}_{\text{a}}=\sqrt{\frac{L{}_{\text{r}}}{C{}_{\text{r}2}}}(10)\end{array}$

模态6 (t5～t6) :在这个模态中, ILr从零开始反方向流动。主开关管、Lr、Cr2和二极管D2构成谐振回路。此时, Cr2电压下降到零。然后, Lr和Cr2谐振结束。这段时间, 谐振电容放电表达式为:

$\begin{array}{l}V{}_{C{}_{\text{r}2}}(t)={\rm Z}{}_{\text{a}}{\rm I}{}_{L{}_{\text{r}}}(t{}_3)\sin (\omega {}_{\text{a}}t)(11)\\ V{}_{C{}_{\text{r}2}}(t{}_5)={\rm Z}{}_{\text{a}}{\rm I}{}_{L{}_{\text{r}}},V{}_{C{}_{\text{r}2}}(t{}_6)=0(12)\end{array}$

模态7 (t6～t7) :Cr2电压为零后, 辅助开关管的体二极管导通。电流流过体二极管, 谐振电感-主开关。由于PWM运算法则, 主开关关断, 模态7结束。在这段时间, 谐振电感电流值等于t3时刻的电流值, 但是是反向的。

$\begin{array}{l}{\rm I}{}_L(t)={\rm I}{}_L(t{}_6)+\frac{V{}_{\text{i}}}{L}t(13)\\ {\rm I}{}_{L{}_{\text{r}}}(t)=-{\rm I}{}_L(t{}_3)(14)\end{array}$

模态8 (t7～t8) :两个电感电流都对谐振电容Cr充电。当谐振电容电压等于输出电压时, 这个模态结束。

$\begin{array}{l}{\rm I}{}_{L{}_{\text{r}}}={\rm I}{}_L(t{}_7)-[{\rm I}{}_L(t{}_7)+{\rm I}{}_{L{}_{\text{r}}}(t{}_3)]\cos (\omega {}_{\text{r}}t)(15)\\ {\rm Z}{}_{\text{r}}[{\rm I}{}_L(t{}_7)+{\rm I}{}_{L{}_{\text{r}}}(t{}_3)]>V{}_{\text{o}}(16)\end{array}$

式 (16) 为实现零电压的条件。

模态9 (t8～t9) :谐振电容Cr放电, 主二极管电压为零。因此, 主二极管导通, 谐振电感电流线性减小到零。当电流为零时, 模态9结束, 开始下一个开关周期。这个模态, 主电感电流和谐振电感电流为:

$\begin{array}{l}{\rm I}{}_L(t)={\rm I}{}_L(t{}_7)-\frac{V{}_{\text{o}}-V{}_{\text{i}}}{L}t(17)\\ {\rm I}{}_{L{}_{\text{r}}}=-{\rm I}{}_{L{}_{\text{r}}}(t{}_3)+\frac{V{}_{\text{o}}}{L{}_{\text{r}}}t(18)\end{array}$

1.3 实现软开关的条件

由上分析可知, 为了实现软开关, 主、辅助开关管驱动信号之间要设置一定的死区时间。死区时间必须满足如下的方程式:

${\rm T}{}_{\text{D}\text{e}\text{l}\text{a}\text{y}}\ge \frac{{\rm I}{}_{\text{i}}L{}_{\text{r}}}{V{}_0}+\frac{\text{π}}{2}\sqrt{L{}_{\text{r}}C{}_{\text{r}}}(19)$

2 仿真分析

为了检验以上的分析, 对低损耗软开关Boost变换器进行了仿真验证。仿真软件使用PSpice 9.2[9,10]。仿真参数为:输入电压Vi=130～170 V, 输出电压Vo=400 V, 开关频率fs=30 kHz, 谐振电容1:Cr=3.3 nF, 谐振电容2:Cr2=30 nF, 谐振电感Lr=20 μH, 主电感L=560 μH。

图4为主开关管和辅助开关管驱动电压、电压和电流的波形。从图4可以看出, 由于体二极管在主开关前导通, 所以主开关管实现了零电压开关, 辅助开关管也实现了软开关。

3 结 语

从理论分析和仿真结果可以看出, 由于谐振电路, 本文提出的低损耗软开关Boost电路可以实现主、辅助开关管的软开关。这种变换器适用于高频率的变换器、光电DC/DC变换器、功率因数校正等。

参考文献

[1]阮新波, 严仰光.直流开关电源的软开关技术[M].北京:科学出版社, 2000.

[2]林渭勋.现代电力电子技术[M].北京:机械工业出版社, 2005.

[3]林国庆, 张冠生, 陈为, 等.新型ZCZVT软开关PWM Boost变换器的研究[J].电工技术学报, 2000, 15 (3) :5-8.

[4]Lin R, Lee F.Novel Zero Current Swit-ching Zero VoltageSwitching Converters[A].PESC′96[C].1996 (1) :438-442.

[5]Zhu J, Ding D.Zero-voltage and Zero Current SwitchedPWM DC-DC Converters Using Active Snubber[J].IEEETrans.on Industry Applications, 1999, 35 (6) :1 406-1 412.

[6]陈坚.电力电子学——电力电子变换和控制技术[M].北京:高等教育出版社, 2002.

[7]Enrico Santi, Antonello Monti, Donghong Li, et al.Synerge-tic Control for DC-DC Boost Converter:Implementation Op-tions[J].IEEE Trans.on Industry Applications, 2003, 39:1 803-1 813.

[8]汪令祥.光伏发电用DC/DC变换器的研究[D].合肥:合肥工业大学, 2006.

[9]陈东.OrCAD电路设计[M].北京:国防工业出版社, 2004.

全桥Boost转换器 篇5

DC/DC变换器具有体积小、成本低,可靠性高等特点,因此在航天、通讯等领域得到广泛应用,近几年尤其在新能源,如光伏、风电等方面也得到应用。DC/DC变换器本质上是一个强非线性系统,因而采用非线性控制方法尤为合适,如滑模变结构方法、神经网络控制方法、自适应控制方法等。传统反馈控制器的设计方法只考虑系统的稳定性和跟踪性,而忽略了能量的相关性和变换器或闭环系统的物理特性[1]。无源性控制理论是一种本质上非线性的控制方法,依据无源理论来构造反馈控制器,可以保持系统的内部稳定,因此该方法控制简单、鲁棒性好、能量损失小[2]。本文采用一种滑模控制的电压外环和无源控制的电流内环的双闭环系统实现Boost变换,仿真结果表明系统具有良好的动静态特性。

1Boost变换器

Boost型DC/DC变换器电路如图1[3]所示,电路工作在电流连续模式(CCM)下,一个开关周期状态包含两个子状态,分别对应开关管S导通和截止。通过调节占空比d实现对Boost变换器的控制。

开关管S导通时电路图如图2所示,其对应的状态方程如下:

当开关管S关断时的状态方程如下(图3):

$L\frac{\text{d}i{}_L}{\text{d}t}=V{}_{i}n-r{}_{L}i{}_L-V{}_{{\rm O}}$

$C\frac{\text{d}V{}_C}{\text{d}t}=i{}_L-\frac{V{}_{{\rm O}}}{R}$ (2)

$V{}_{{\rm O}}=V{}_C+r{}_{C}C\frac{\text{d}V{}_C}{\text{d}t}$

式中:iL——电感电流;

VC——电容电压;

Vin——输入电压;

VO——输出电压。

根据式(1)、(2)和占空比d可得Boost电路的状态方程为:

$\begin{array}{l}\left[\begin{array}{l}\dot{\text{i}}{}_{\text{L}}\\ \dot{\text{V}}{}_{\text{C}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{l}-\left[\frac{\text{r}{}_{\text{L}}}{\text{L}}+\frac{\text{r}{}_{\text{C}}}{\text{L}(1+\frac{\text{r}{}_{\text{C}}}{\text{R}})}(1-\text{d})\right]-\frac{\text{R}}{\text{L}(\text{R}+\text{r}{}_{\text{C}})}(1-\text{d})\\ \frac{\text{R}}{\text{C}(\text{R}+\text{r}{}_{\text{C}})}(1-\text{d})\frac{1}{\text{C}(\text{R}+\text{r}{}_{\text{C}})}\end{array}\right]\\ \left[\begin{array}{l}\text{i}{}_{\text{L}}\\ \text{V}{}_{\text{C}}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{l}\frac{1}{\text{L}}\\ 0\end{array}\right]\text{V}{}_{in}(3)\end{array}$

$\text{V}{}_0=\left[0\frac{\text{R}}{\text{R}+\text{r}{}_{\text{C}}}\right]\left[\begin{array}{l}\text{i}{}_{\text{L}}\\ \text{V}{}_{\text{C}}\end{array}\right]$

(4)

2 无源滑模控制器的设计

Boost变换器由电压外环和电流内环控制。外环电压调节由滑模控制器实现期望的输出电流,内环电流调节由无源控制器实现开关函数的控制。系统结构如图4所示。

2.1 内环无源控制器的设计

以矩阵的形式将式(3)表示为

$\text{D}\dot{\text{X}}+(1-\text{d})\text{J}\text{X}+\text{R}\text{X}=\text{E}$(5)

$\begin{array}{l}\text{式}\text{中}:\text{D}=\left[\begin{array}{cc}\text{L}& 0\\ 0& \text{C}\end{array}\right]‚\text{R}=\left[\begin{array}{cc}\text{r}{}_{\text{L}}& 0\\ 0& \frac{1}{\text{R}+\text{r}{}_{\text{C}}}\end{array}\right]‚\text{E}=\left[\begin{array}{c}\text{V}{}_{in}\\ 0\end{array}\right]‚\\ \text{X}=\left[\begin{array}{c}\text{X}1\\ \text{X}2\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}\text{Ι}\\ \text{U}\end{array}\right]‚\text{J}=\left[\begin{array}{cc}\frac{\text{r}{}_{\text{C}}}{1+\frac{\text{r}{}_{\text{C}}}{\text{R}}}& \frac{\text{R}}{\text{R}+\text{r}{}_{\text{C}}}\\ -\frac{\text{r}{}_{\text{C}}}{1+\frac{\text{r}{}_{\text{C}}}{\text{R}}}& 0\end{array}\right]\end{array}$

无源控制器设计采用能量成形及阻尼注入方法。假设期望的状态向量为$\text{X}{}_{\text{d}}=\left(\begin{array}{cc}\text{Ι}{}_{\text{d}}& \text{U}{}_{\text{d}}\end{array}\right){}^{\text{Τ}}$,状态向量误差Xe=X-Xd,由式(5)可得误差动态方程为:

DXe+(1-d)JXe+RXe=E-[DXd+(1-d)JXd+RXd] (6)

引入阻尼项

RdXe=(R+Re)Xe (7)

其中:

$\text{R}{}_{\text{e}}=\left[\begin{array}{cc}\text{R}{}_1& 0\\ 0& 0\end{array}\right]\text{R}{}_1>0$

将式(7)加在式(6)两端可得:

$\text{D}\dot{\text{X}}{}_{\text{e}}+(1-\text{d})\text{J}\text{X}{}_{\text{e}}+\text{R}{}_{\text{d}}\text{X}{}_{\text{e}}=\text{E}-[\text{D}\text{X}{}_{\text{d}}+(1-\text{d})\text{J}\text{X}{}_{\text{d}}+\text{R}\text{X}$d-ReXe] (8)

假设右侧恒为零,即有:

$\text{E}=\text{D}\dot{\text{X}}{}_{\text{d}}+(1-\text{d})\text{J}\text{X}{}_{\text{d}}+\text{R}\text{X}$d-ReXe (9)

则$\text{D}\dot{\text{X}}{}_{\text{e}}+(1-\text{d})\text{J}\text{X}{}_{\text{e}}+\text{R}{}_{\text{d}}\text{X}{}_{\text{e}}=0$

引入 Lyapunov能量函数,使其具有如下形式:

$\text{V}=\frac{1}{2}\text{X}{}_{\text{e}}{}^{\text{Τ}}\text{D}\text{X}{}_{\text{e}}>0\forall \text{X}{}_{\text{e}}\ne 0‚\text{D}=\left[\begin{array}{cc}\text{L}& 0\\ 0& \text{C}\end{array}\right]$

,则

$\dot{\text{V}}=\text{X}{}_{\text{e}}{}^{\text{Τ}}\text{D}\text{X}\text{e}=-\text{X}\text{e}$T[(1-d)JXe+(R+Re)Xe]<0可见,只要满足条件使得式(8)右侧恒为零,误差“零”点就是系统的固有稳定点,将式(9)展开得:

$\text{L}\dot{\text{Ι}}{}_{\text{d}}+\frac{\text{r}{}_{\text{C}}}{1+\frac{\text{r}{}_{\text{C}}}{\text{R}}}(1-\text{d})\text{Ι}{}_{\text{d}}+\frac{\text{R}}{\text{R}+\text{r}{}_{\text{C}}}(1-\text{d})\text{U}{}_{\text{d}}+\text{r}{}_{\text{L}}\text{Ι}{}_{\text{d}}-\text{R}{}_1(\text{Ι}-\text{Ι}\text{d}$)=Vin

$\text{C}\dot{\text{U}}{}_{\text{d}}-\frac{\text{r}{}_{\text{C}}}{1+\frac{\text{r}{}_{\text{C}}}{\text{R}}}(1-\text{d})\text{Ι}{}_{\text{d}}+\frac{1}{\text{R}+\text{r}{}_{\text{C}}}\text{U}{}_{\text{d}}=0$(10)

由式(10)可得到无源性控制律d(t):

$\text{d}(\text{t})=1-\frac{\text{V}{}_{\text{i}\text{n}}-\text{r}{}_{\text{L}}\text{Ι}{}_{\text{d}}+\text{R}{}_{\text{e}}(\text{Ι}-\text{Ι}{}_{\text{d}})}{\frac{\text{r}{}_{\text{C}}}{1+\text{r}{}_{\text{C}}/\text{R}}\text{Ι}{}_{\text{d}}+\frac{\text{R}}{\text{R}+\text{r}{}_{\text{C}}}\text{U}{}_{\text{d}}}$(11)

2.2 外环滑模控制器设计

2.2.1 滑模面设计

外环为输出电压控制环。保证输出电压趋于期望值,为加快输出电压的收敛速度,在设计外环滑模面时采用比例积分调节器,外环的输出作为无源控制的电流基准,故选取滑模面为[4]:

S=Cβ(ud-x2)+x1+∫(ud-x2) (12)

2.2.2 滑模面稳定性分析

S=0,产生滑模运动,以便输出电流与期望平均输出电流相等。

x1=Cβ(x2-ud)-∫(ud-x2) (13)

忽略电感电容的内阻,理想Boost变换器的状态空间方程为:

$\left[\begin{array}{c}\dot{\text{i}}{}_{\text{L}}\\ \dot{\text{V}}{}_{\text{C}}\end{array}\right]=\left(\begin{array}{cc}0& -\frac{1}{\text{L}}\\ \frac{1}{\text{C}}& -\frac{1}{\text{R}\text{C}}\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}\text{i}{}_{\text{L}}\\ \text{V}{}_{\text{C}}\end{array}\right)+\left(\begin{array}{c}\frac{\text{V}{}_{\text{C}}}{\text{L}}\\ -\frac{\text{i}{}_{\text{L}}}{\text{C}}\end{array}\right)\text{u}+\left(\begin{array}{c}\frac{\text{E}}{\text{L}}\\ 0\end{array}\right)$

(14)

其中u为开关状态变量,定义如下:

$\text{u}=\{\begin{array}{c}1\\ 0\end{array}\begin{array}{cc}& S{}_1:\text{闭}\text{合},S{}_2:\text{打}\text{开}\\ & S{}_1:\text{打}\text{开},S{}_2:\text{闭}\text{合}\end{array}$

(15)

令控制规则为[5]:

$\text{u}=\{\begin{array}{c}\text{u}{}^{+}(\text{x},\text{t})\\ \text{u}{}^{-}(\text{x},\text{t})\end{array}\begin{array}{cc}& \text{s}(\text{x},\text{t})>0\\ & \text{s}(\text{x},\text{t})<0\end{array}$

(16)

控制信号u=ueq+uN,其中ueq为等效控制参数,uN是非线性开关控制参数,也是保证滑模控制存在的条件。等效控制参数ueq的存在可保证状态空间上的运动点将到达滑动模态区域,使滑动模态s(x,t)=0存在,并且通过限制min(u-,u+)<ueq<max(u-,u+),可保证滑模区域的存在范围。

对于上述系统可得到等效控制的表达式为:

$\begin{array}{l}\text{L}{}_{\text{f}}\text{h}(\text{x})=(\begin{array}{cc}1& -\text{C}\text{β}\end{array})\left(\begin{array}{c}-\frac{1}{\text{L}}\text{x}{}_2\\ \frac{1}{\text{C}}\text{x}{}_1-\frac{1}{\text{R}\text{C}}\text{x}{}_2\end{array}\right)=-\frac{\text{x}{}_2}{\text{L}}-\text{β}\text{x}{}_1+\frac{\text{β}\text{x}{}_2}{\text{R}}(17)\\ \text{L}{}_{\text{g}}\text{h}(\text{x})=(\begin{array}{cc}1& -\text{C}\text{β}\end{array})\left(\begin{array}{c}\frac{1}{\text{L}}\text{x}{}_2\\ -\frac{1}{\text{C}}\text{x}{}_1\end{array}\right)=\frac{\text{x}{}_2}{\text{L}}+\text{β}\text{x}{}_1(18)\\ \text{L}{}_{\text{ε}}\text{h}(\text{x})=(\begin{array}{cc}1& -\text{C}\text{β}\end{array})\left(\begin{array}{c}\frac{\text{E}}{\text{L}}\\ 0\end{array}\right)=\frac{\text{E}}{\text{L}}(19)\\ \text{u}{}_{\text{e}\text{q}}=-\frac{\text{L}{}_{\text{f}}\text{h}(\text{x})+\text{L}{}_{\text{ε}}\text{h}(\text{x})}{\text{L}{}_{\text{g}}\text{h}(\text{x})}=\frac{(1/\text{L}-\text{β}/\text{R})\text{x}{}_2+\text{β}\text{X}{}_1+\text{E}/\text{L}}{\text{β}\text{x}{}_1+\text{x}{}_2/\text{L}}(20)\end{array}$

由式可得,当$0<\text{β}\le \frac{\text{R}}{\text{L}}$时,ueq>0,此时滑模面存在。

3 仿真结果

Boost变换器中,选取L=30mH,C=50uF,R = 30Ω, E = 20V,rC=0.8Ω,rL=0.05Ω,期望输出电压是40V,采用MATLAB/Simulink对该控制系统进行仿真,仿真模型如图5所示。Re=0.35Ω时的波形如图6和7。

图8、9分别给出了当负载出现扰动(t在0.1s～0.2s之间R=20Ω)时的输出波形。

4 结论

无源控制方法本质上是一种非线性反馈控制,具有控制方法简单、鲁棒性好、能量损失小等优点。本文结合无源控制和滑模控制形成了双闭环结构,保留了两种控制器的优点。仿真结果表明系统输出具有较低的超调量、响应时间短、稳定性好,因此该方法适用于Boost变换器。

参考文献

[1]乔树通,伍小杰,姜建国.基于无源性的滑模控制在DC/DC变换器中的应用[J].电工技术学报,2003,18(4):41-42.

[2]闫媛媛.非线性控制策略在DC/DC电力电子变换器中的应用[D].济南:山东大学硕士学位论文,2007.

[3]A.Tofighi、M.Kalantar.Applying Passivity-Based Control forthe DC/DC Converter of PEM Fuel Cell[J].Power Electronic&Drive Systems&Technologies Conference,2010:441-442.

[4]杨国超.Buck变换器建模与非线性控制方法研究[D].无锡:江南大学硕士学位论文,2008.

全桥Boost转换器 篇6

随着人类文明的不断进步,能源问题日趋突出,开发和利用新能源成为当今社会的主题之一。太阳能作为一种重要的可再生能源,因其独特的优点,越来越受到人们的重视,成为了理想的替代能源之一。光伏阵列特殊的输出特性决定了光伏阵列要想输出最大功率,需要对光伏阵列的最大功率点进行跟踪。在光伏发电系统中,光伏电池的转化效率和价格在很大程度上制约了光伏发电事业的发展,如何提高光伏电池的效率,在目前还是个难题。为了提高整个光伏发电系统的效率,研究电能利用效率的提高是有效手段之一。作为光伏发电系统的重要组成部分—最大功率点跟踪变换器,其效率和跟踪效果对整个发电系统的效率有着极大的影响,如何提高前级DC/DC变换器的效率和跟踪效果,在光伏发电研究中占有重要地位。

目前,光伏发电系统中的MPPT变换器大多应用buck、boost变换器拓扑。buck电路是一个降压型变换器,需要较高的太阳能电池输出电压,而太阳能电池的串联应用容易造成太阳能电池局部过热,形成热斑现象,影响太阳能电池寿命。Boost变换器变换效率较低,这两种变换器常应用于大功率场合。全桥ZVS DC/DC变换电路因为可实现软开关、效率高,同时具有电气隔离、升降压自由等优点,因此,它较适合于中小功率的光伏发电系统。

本研究拟采用一种移相全桥ZVS DC/DC变换器作为光伏阵列发电系统的MPPT变换器,以提高太阳能系统的变换效率。

1 独立式光伏发电变换器系统结构框图

光伏发电系统的结构框图[1],如图1所示。

图1中,虚线框1为DC/DC变换器,它将光伏阵列的输出电压变换为逆变器的输入电压,并且在负载和环境变换时实现对光伏阵列最大功率点的跟踪;虚线框2为全桥DC/AC逆变器;虚线框3为双向DC/DC变换器,对储能单元进行能量管理,独立发电系统中该部分必须具备,对于并网系统来说可以减小储能能量或省略。DSP控制器通过传感器对各个部分的电压、电流进行采样,然后通过相应的MPPT算法,对整个系统进行控制。

2 MPPT变换器原理性设计

DC/DC变换器是为了实现MPPT功能,需要针对太阳能电池的输出特性进行设计的。太阳能电池温度在25℃时,输出功率(P)和日照(S)、工作电压(U)之间的关系曲线,如图2所示。

由图2可知,光伏阵列的其最大功率点在120 V附近变化,将变换器的主要参数设为:输入电压100～140 V;输出电压为320 V直流;最大功率为1 kW。

移相全桥DC/DC变换器电路结构,如图3所示[2,3]。其滞后臂采用辅助网络来实现软开通,变压器次级采用全桥整流加RCD钳位电路。

输出电压的调节采用移相控制方式,其控制脉冲序列及感性负载时的电压电流波形,如图4所示。

图4中,α为移相角,α越大,则VAB波形越窄,输出电压越低,反之亦然。为了实现光伏阵列的最大功率点跟踪,根据检测到的电压电流实时计算光伏阵列输出的功率,通过调节输出电压VAB调节输出电流,让光伏阵列总是工作在最大功率点上。控制信号的实现通过DSP来产生。

3 MPPT变换器实现

3.1 高频变压器的设计

为在任意输入电压时满足所要求的输出电压,应在最低输入电压时,计算变压器的初、次级匝比;同时,因为存在占空比丢失现象,最大占空比Dmax按0.9计算。考虑到输出整流管的通态压降和输出滤波电感的直流压降,则次级输出电压为:

Vsec=(UO+UVD+ULF)/Dmax=355.6 V (1)

Wsec=(Vsec(min)×Dmax)/(4×fs×Ae×Bm)=28 (2)

N=Vsec/Uin(min)=355.6/100=3.556 (3)

考虑到要减小开关管的电流,提高变压器的利用率,N要尽可能大点,所以选择Wsec=28,Wp=7。由于变压器漏感的存在,会导致次级电压占空比丢失;且漏感越大,占空比丢失越大,这里采用初、次级并绕来减小漏感。

3.2 主功率管的选择

根据功率管的电压和电流应力,留取1.5～2倍的裕量。IXYS公司IXFH50N20型MOSFET的主要参数为:Uds=200 V,Ids=50 A,Coss=500 pF,Rds=60 mΩ;INFINOEN公司SDT12S60型碳化硅肖特基二极管的主要参数为:URRM=600 V,IFAV=12 A,Qc=30 nC。

3.3 谐振参数的分析和设计

为了实现滞后桥臂零电压开关,必须满足:

LrI2/2=4CMDSU${}_{\text{i}\text{n}}^2$/3 (4)

式中 Lr—谐振电感;I—滞后臂关断时初级电流;Uin—输入电压;CMDS—MOSFET等效结电容。

选择Lr时需考虑:①为了在任意输入电压下均能实现滞后臂ZVS,Uin应取最大值;②应该在1/3满载时实现ZVS;③输出滤波电感电流最大脉动量ΔiLfmax应是最大输出电流的20%。据此,选定Lr=0.5 μH,即变压器的初级漏感可以用来作为谐振电感。

选择开关频率fs=100 kHz,隔直电容Cb=4.7 μF。

4 控制系统的设计

最大功率点跟踪原理图,如图5所示。

当负载工作于C点时,光伏阵列的输出功率为Pc<Pmax,还未到达最大功率点,其对应的电压为Uc<Umax,可以通过增大Uc来增大输出功率。采用了恒压启动变步长的导纳增量迭代法实现最大功率点跟踪。

由于光伏发电系统最大功率点处的电压约为开路电压的0.78倍,可将系统开路电压乘以0.78作为CVT启动指令电压值。控制光伏电池的输出电压从开路电压开始下降,往最大功率点电压方向移动。当系统输出电压达到指令电压后,进而采用变步长的导纳增量法进行控制。采用这种方法结合了CVT控制法,在启动时具有最优的特性及变步长控制法,在启动后具有快速跟踪最大功率点变化的优点,可以很好地适应各种场合对光伏发电系统MPPT控制的要求。因此,这是一种较理想的MPPT控制方案。

其控制流程图,如图6所示[4]。

综上所述,当负载和相位角α不变时,光强减小则光伏阵列的输出功率减小,其输出电压也相应减小,此时根据MPPT算法可知,需通过加大相位角α来提高光伏阵列的输出电压,反之可以降低光伏阵列的输出电压,从而重新寻找光伏阵列的最大功率点,实现MPPT。

5 实验结果分析

本研究设计出了1台1 kW实验样机,并对该样机进行了一系列的实验,实验波形,如图7所示。

其中,图7(a)为超前臂T1的Vds1和Vgs1波形,图7(b)为滞后臂T3的Vds1和Vgs1波形。可见,在栅、源极电压变为零之前,MOSFET的漏、源极电压已经下降到零,即实现了零电流开通(ZVS)[5,6]。图7(c)为整流管D1的电压VD1波形,由图可见,由于变压器次级漏感的存在,关断时仍然存在振荡,但是RCD钳位电路把二极管关断时的峰值电压箝位在比较低的值。

6 结束语

本研究从提高光伏发电系统变换器效率的角度出发,将电压型移相全桥DC/DC变换器应用于光伏发电系统的MPPT,对硬件和软件进行了设计,并采用1 kW实验样机进行了实验验证。

实验结果证实,该系统的设计是可行的、有效的。

摘要：由于光伏硅电池的独特输出特性,为能够将光伏阵列转换的能量以最大功率输出,就需要对光伏阵列的输出电流、电压进行实时控制,以实现最大功率点跟踪;另外,随着具有MPPT功能的DC/DC变换器的引入,对光伏发电系统的效率也产生了很大的影响。为提高光伏发电系统的效率,采用了移相全桥ZVS DC/DC变换器作为光伏发电系统MPPT变换电路,并对应该具备MPPT功能的DC/DC变换器进行了设计。最后,采用了1 kW实验样机进行了一系列的实验。实验结果验证了该理论分析和设计的正确性。

关键词：移相全桥ZVSDC/DC变换器,最大功率点跟踪,光伏阵列

参考文献

[1]EFTICHIOS K.Development of a microcontroller-based,photovoltaic maximum power point tracking control system[J].IEEE Trans.Power Electronics,2001,16(1):46-54.

[2]阮新波,严仰光.脉宽调制DC/DC全桥变换器的软开关技术[M].北京:科学出版社,1999.

[3]吴屏,朱选才,徐德鸿.高效燃料电池系统前级DC/DC变换器[J].电力电子技术,2007,41(9):10-11.

[4]徐鹏威,刘飞,刘邦银,等.几种光伏系统MPPT方法的分析比较及改进[J].电力电子技术,2007,41(5):3-5.

[5]JANG Y,JOVANVIO M.A new family of full-bridge ZVSconverter[J].IEEE Trans.on Power Electronics,2004(19):701-708.