直流升压电路

直流升压电路（精选4篇）

直流升压电路 篇1

热插拔保护电路通常用于服务器、网络交换机、以及其他形式的通信基础设施等高可用性系统。这种系统通常需要在带电状态下替换发生故障的电路板或模块，而系统照样维持正常运转，这个过程称为热插拔(Hot Swapping)。本文将阐述热插拔控制器的另一种用法，利用热插拔保护电路具有的过流和短路保护功能，解决开关直流升压电路的输出端保护问题。

1 开关直流升压电路的基本原理

开关直流升压电路(The Boost Converter或者Stepup Converter)，是一种开关直流升压电路。输出电压高于输入电压，输出电压极性不变，基本电路图如图1所示。

开关管导通时，电源经由电感-开关管形成回路，电流在电感中转化为磁能贮存;开关管关断时，电感中的磁能转化为电能在电感端左负右正，此电压叠加在电源正端，经由二极管-负载形成回路，完成升压功能。

输出过流时，电路会采样开关管的峰值电流，减小占空比，导致输出电压下降。当输出电压降到输入电压时，过流保护不再受控，保护失效。另外输出过流点还会随着输入电压升高而变大。当输出短路时，输入电源会通过电感、升压二极管形成短路回路，导致电源故障。BOOST电路还有一个缺陷是不方便控制关闭输出，当控制芯片关闭，开关管截止时，输出仍然有电压，不像BUCK电路，很方便的将输出电压降到0 V。

2 热插拔控制器的基本原理

热插拔(Hot-Plugging或Hot Swap)即带电插拔，热插拔功能就是允许用户在不关闭系统，不切断电源的情况下取出和更换损坏的电源或板卡等部件，从而提高了系统对灾难的及时恢复能力、扩展性和灵活性。如果没有热插拔控制器，负载端的模块插拔时，会对电源产生浪涌电流的冲击，影响电压的稳定与电源的可靠性。这个问题可通过热插拔控制器来解决，热插拔控制器能合理控制浪涌电流，确保安全上电间隔。上电后，热插拔控制器还能持续监控电源电流，在正常工作过程中避免短路和过流。

3 关键电路设计与实例

3.1 电源要求

电源实例如图2所示，其中的电源输入9～18 V，额定输出28 V/1.2 A，过流保护1.5 A。

3.2 电路简介

这是一款用了TPS2491热插拔控制芯片的升压电路，带有输出过流短路保护，当遥控端CTL接地时，电源进入待机模式，输出为零。

热插拔控制器包括用作电源控制主开关的N沟道MOSFET、测量电流的检测电阻以及热插拔控制器TPS2491三个主要元件，如图2所示。热插拔控制器用于实现控制MOSFET导通电流的环路，其中包含一个电流检测比较器。电流检测比较器用于监控外部检测电阻上的电压降。当流过检测电阻上产生50 mV以上电压的电流将导致比较器指示过流，关闭MOSFET。TPS2491具有软启动功能，其中过流基准电压线性上升，而不是突然开启，这使得负载电流也以类似方式跟着变化。

TPS2491内部集成了比较器及参考电压构成的开启电路用于使能输出。比较器的开启电压为1.35 V，关闭电压1.25 V，有0.1 V的滞差保证工作的稳定。通过分压电阻精确设定了使能控制器所必须达到的电源电压。器件一旦使能，MOSFET栅极就开始充电，这种电路所使用的N沟道MOSFET的栅极电压必须高于源极。为了在整个电源电压(VCC)范围内实现这个条件，热插拔控制器集成了一个电荷泵，能够将GATE引脚的电压维持在比VCC还高10 V的水平。必要时，GATE引脚需要电荷泵上拉电流来使能MOSFET，并需要下拉电流来禁用MOSFET。较弱的下拉电流用于调节，较强的下拉电流则用于在短路情况下快速关闭MOSFET。

热插拔控制器还有一个模块为定时器，它限制过流情况下电流的调节时间。选用的MOSFET能在指定的最长时间内承受一定的功率。MOSFET制造商使用图3标出这个范围，或称作安全工作区(SOA)。

定时器还决定控制器自动重启的时间，故障导致关闭MOSFET，经过16个振荡周期后，芯片重新使能输出。

3.3 设计过程

保护电路参数设定分几步：

(1)过流采样电阻

过流动作点为1.5 A左右。

(2)MOSFET的选型：耐压要大于输入电压和瞬态过冲，并放一定余量;选择RDSON(MAX)。

TJ(MAX)一般取125℃，热阻RθJA取决于管子的封装、散热的方式。

(3)选择MOSFET的PLIM

MOSFET在启动或输出短路时会有极大的功率消耗，限制PLIM可以保护管子防止温度过高烧毁。通过3脚PROG电压的调节，设定PLIM的大小：

TJ(MAX)2一般取150℃，RDSON为MOSFET最高工作温度时的导通电阻。

式中VREF为4 V。实际选用MOSFE为AOL1242。

(4)选择CT

选择合适的电容，保证输出启动时能完成输出电容的充电且不引起故障保护的动作。

(5)选择使能启动电压

EN端启动电压为1.35 V，关闭电压为1.25 V。利用此引脚，可以做输入欠压保护;设计分压电阻为240 kΩ和13 kΩ，开启电压为26.3 V，在24.3 V时关闭。

(6)其他参数

GATE驱动电阻，为了抑制高频振荡，通常取10Ω;PG端上拉电阻，保证吸收电流小于2 mA，在本设计中不需要，悬空处理;Vcc端旁路电容，取0.1μF。

电源使能端串联一个二极管BAV70，低电平时可以关闭升压电路和电源输出。

4 测试结果和各测试点的工作波形

测试结果为过流保护动作点：1.45 A;输出长期短路无损坏，短路去除恢复输出;遥控端使能工作正常。

上电时各个测试点波形如图4所示。

图4中CH2是升压后的电压，当输入加电，升压电路立即工作，很快达到28 V。为了防止后极负载的浪涌电流对MOSFET的冲击，可以看到驱动电压(CH1)是缓慢上升的，输出电压(CH3)也是跟随缓慢上升。在启动过程中，很明显看到MOSFET的驱动电压不高，MOSFET工作于线性区，同样可以抑制输出端电流的增大，有效保护MOSFET在启动过程中不过载。

正常工作时的各点电压如图5所示。由图5可以看到，正常工作时，输出电压(CH3)等于升压后的电压(CH2),MOSFET驱动电压(CH1)比输出电压高了14 V，可以保证MOSFET良好导通，降低热耗和压差。

当负载过流或短路时的波形如图6所示。由图6可以看到，当输出过流或短路时，MOSFET驱动电压(CH1)迅速下降，导致输出电压(CH3)跟着下降，有效的保护电源的安全。经过2 s的重启周期后，驱动电压有个小小的试探电压，如果故障仍然存在，重启不成功，驱动电压又恢复到零。反之重启成功，正常输出。如图7所示。

5 结语

实践证明，基于TPS2491热插拔控制器的保护控制电路具有电路简单可靠，应用方便的特点。本电路应用于开关直流升压电路中，完美解决了原来没有输出过流短路保护以及不能遥控输出的缺陷，收到了良好效果。

参考文献

[1]MARCUS O′Sullivan.理解热插拔技术:热插拔保护电路设计过程实例[J].Analog Dialogue,2009,42(2):9-13.

[2]NEIL Gutierrez.不一样的热插拔控制器[J].今日电子,2008(5):77-79.

[3]MARK Pearson.基于IC的热插拔保护电路应用[J].电子工程专辑,2003(2):63-65.

[4]殷高方,张玉钧,王志刚,等.ADM4210热插拔控制器的原理及应用[J].电子设计工程,2009(3):1-3.

[5]Texas Instruments.TPS2490/1 positive high-voltage power-limiting hotswap controller(Rev.D)[EB/OL].[2012-07-03].http://www.ti.com.cn/cn/lit/ds/symlink/tps2491.pdf.

[6]Texas Instruments.TPS2490 and TPS2491+48 V Hot Swap Power Manager Evaluation Kit User′s Guide[EB/OL].[2003-05-08].http://www.ti.com/lit/ug/slvu099a/slvu099a.pdf.

直流升压电路 篇2

教学目标：1识别电路结构

2会使用程序法和串反并同法处理电路动态分析问题

教学重点、难点：程序法的流程使用，串反并同法使用时的电路识别

根据欧姆定律及串、并联电路的性质，来分析电路中由于某一电阻的变化而引起的整个电路中各部分电学量（如I、U、R总、P等）的变化情况，常见方法如下：

一．程序法。

基本思路是“局部→整体→局部”。即从阻值变化的的入手，由串并联规律判知R总的变化情况再由欧姆定律判知I总和U端的变化情况最后由部分电路欧姆定律及串联分压、并联分流等规律判知各部分的变化情况其一般思路为：

（1）确定电路的外电阻R外总如何变化；

①

当外电路的任何一个电阻增大（或减小）时，电路的总电阻一定增大（或减小）

②

若电键的通断使串联的用电器增多，总电阻增大；若电键的通断使并联的支路增多，总电阻减小。

③

如图所示分压电路中，滑动变阻器可以视为由两段电阻构成，其中一段与电器并联（以下简称并联段），另一段与并联部分相路障（以下简称串联段）；设滑动变阻器的总电阻为R，灯泡的电阻为R灯，与灯泡并联的那一段电阻为R并，则会压器的总电阻为：

由上式可以看出，当R并减小时，R总增大；当R并增大时，R总减小。由此可以得出结论：分压器总电阻的变化情况，R总变化与并联段电阻的变化情况相反，与串联段电阻的变化相同。

④在图2中所示并联电路中，滑动变阻器可以看作由两段电阻构成，其中一段与串联（简称），另一段与串联（简称），则并联总电阻

由上式可以看出，当并联的两支路电阻相等时，总电阻最大；当并联的两支路电阻相差越大时，总电阻越小。

（2）根据闭合电路欧姆定律确定电路的总电流如何变化；

（3）由U内=I总r确定电源内电压如何变化；

（4）由U外=E－U内(或U外=E-Ir)确定电源的外电压如何（路端电压如何变化）；

（5）由部分电路欧姆定律确定干路上某定值电阻两的电压如何变化；

I分

U分

（6）确定支路两端电压如何变化以及通过各支路的电流如何变化（可利用节点电流关系）。

动态分析问题的思路程序可表示为：

简单表示为：

局部

I分、U分的变化

局部

R的变化

全局

I总、U端的变化的变化

例1如图所示，电键闭合时，当滑动变阻器滑片P向右移动时，试分析L1、L2的亮度变化情况。

分析与解：当P向右移动时，滑动变阻器的有效电阻变大，因此，整个电路的电阻增大，路端电压增大，总电流减小，流过L1的电流将减小，L1将变暗；同时L1分得的电压变小，L2两端电压增大，故L2变亮；我们注意到总电流减小，而L2变亮，即L2两端电流增大，可见L3上的电流比L1上的电流减小得还要多，因此L3也要变暗

灯L1变暗

UL2（↑）

IL2（↓）

IL3（↓）

灯L2变亮

P右移

R滑（↑）

R总（↑）

I总（↓）

灯L3变暗

点评：（1）讨论灯泡亮度的变化情况，只需判断其电流或电压如何变化就可以。

（2）象这样的电路，由于滑动变阻器电阻的变化而引起整个电路的变化，一般不应通过计算分析，否则会很繁杂。处理的一般原则是：①主干路上的用电器，看它的电流变化；②与变阻器并联的用电器看它的电压变化；③与变阻器串联的电器看它的电流变化。

（3）闭合电路动态分析的一般顺序是：先电阻后干路电流；先内电压，后外电压；先固定电阻的电压，后变化电阻的电压；先干电流后并联支路上的电流。

二．“并同串反”

①“并同”：是指某一电阻增大时，与它并联或间接并联的电阻中的电流、两端电压、电功率都将增大；某一电阻减小时，与它并联或间接并联的电阻中的电流、两端电压、电功率都将减小。

②“串反”：是指某一电阻增大时，与它串联或间接串联的电阻中的电流、两端电压、电功率都将减小；某一电阻减小时，与它串联或间接串联的电阻中的电流、两端电压、电功率将增大。

例2、如图所示的电路中，R1、R2、R3、和R4皆为定值电阻，R5为可变电阻，电源的电动势为E，内阻为r，设电流表A的读数为I，电压表V的读数为U，当R5的滑动角点向图中a端移动时（）

A．I变大，U变小

B、I变大，U变大

C、I变小，U变大

D、I变小，U变小

分析与解：本题中变量是R5，由题意知，R5的等效电阻变小。

简化电路结构可各知，电压表V，电流表A均与R5间接并联，根据“串反并同”的原则，电压表V，电流表A的读数均与R5的变化趋势相同，即两表示数均减小。答案：选

D。

点评：（1）近几年高考对电路的分析和计算，考查的重点一般不放在基本概念的理解和辨析方面，而是重在知识的应用方面。本题通过5个电阻与电表的串、并联构成较复杂的电路，关键考查考生简化电路结构、绘制等效电路图的能力。然后应用“串反并同”法则，可快捷得到结果。

（2）注意“串反并同”法则的应用条件：单变量电路。

对于多变量引起的电路变化，若各变量对同一对象分别引起的效果相同，则该原则的结果成立；若各变量对同一对象分别引起的效果相反，则“串反并同”法则不适用。

例3、如图（1）所示电路中，闭合电键S，当滑片P向右移动时，灯泡L1、L2的亮度变化如何？

分析与解：本题中滑动变阻器左右两部分都接入电路，等效电路如图（2）所示，变阻器R分解得到两变量R1、R2，由图可知：滑片P向右移

→

R1（↑），R2（↓）

对灯泡L1：

R1（↑）

R2（↓）

L1变亮

R1与L1并联

R2与L1

间接串联

L1变亮

L1变亮

R1（↑）

R2（↓）

L2变暗

R1与L2

间接串联

R2与L2串联

L2变亮

L2

亮度变化

不能确定

对灯泡L2：

由上述分析可知：

对L1，变量R1、R2变化均引起L1变亮，故L1将变亮；

对L2，变量R1、R2变化引起L2的亮度变化不一致，故此法不宜判断L2的亮度变化。但若把变阻器R与L1的总电阻合成一个变量R合，则由上述结论可知，P右移时，R合减小，L2与R合串联，由“串反并同”法则可知，L2亮度变大。

流强度增大，根据部分电路欧姆定律可知电压表的示数增大，由于为定值电阻，且增大，根据部分电路欧姆定律可知电流表示数增大。

总结提升：

1、“围魏救赵法”：电路的各部分都是相互联系、相互制约的，因此当外电路不好研究时可研究内电路，通过研究内电路来研究外电路；当这一部分不好研究时，去研究另一部分，通过研究另一部分来研究这一部分；当这一支路不好研究时，去研究另一支路，通过研究另一支路来研究这一支路。这种策略在兵法上叫“围魏救赵法”。

2、一般的思路是按照的顺序进入。只要掌握其方法，这类问题的分析便应刃而解。

高二同课异构“动态电路变化“教学反思

电学部分的动态电路在近年的考试中出现较频繁，重要性不言而喻，而且也是作为选择题的最后一道出现，难度可想而知，所以在上课中通过引入环节引起学生的重视，通过分类的例题解析让学生归纳方法，再将方法应用在实际解题中。

电路动态问题包括滑动变阻器的滑片P的位置的变化引起电路中电学物理量的变化，还有开关的开与关的变化引起电路中电学物理量的变化以及电路故障。

本节复习课的目标是：会分析滑动变阻器的滑片P的位置的变化引起电路中电学物理量的变化。

本节课的主要内容是从串联电路、并联电路中展开研究，围绕滑动变阻器的滑片P的位置的变化引起电路中电学物理量的变化。

学生处于具体形象思维到抽象思维的过渡阶段，他们的思维在很大程度上还难于脱离具体事物。他们在考试过程中经常会碰到因变量随自变量变化的“动态分析”问题，若学生未掌握基本的分析方法，往往容易“凭空”推理，导致判断错误或无法判断。通过介绍“动态电路的分析法”让学生找准电路分析的误区，从而更好的分析动态电路。学生在静态情景中认识串、并联电路，会应用欧姆定律分析静态电路。动态变化对于学生来说是全新的，如何将这一全新的知识内化为学生自身的知识。在教学过程中，从学生熟悉的串联电路、并联电路的基本规律、欧姆定律入手，明确电阻的原因，再由欧姆定律求知，电流以及电压的变化情况。让学生明白了判断的应有依据及基本处理手法，他们就会对“动态分析问题”心中更有“底”了，判断的正确率也大大提高了。这也是“授人以‘鱼’，不如授人以‘渔’”道理之体现。

本节课在讲解例题时，分别讲到了串联电路的分析方法、并联电路的分析方法。在串联电路分析方法讲解中，判断电流表、电压表所测的对象，根据滑动变阻器的滑片移动情况及串联电路电阻特点R=R1+R2，判断总电阻变化情况，根据I

=U

/R，判断电流的变化情况，这些学生都掌握的不错，主要是先根据U1=I1R1判断定值电阻（小灯泡）两端电压的变化情况以及最后根据串联电路电压特点U=U1+U2，判断滑动变阻器两端的电压变化情况，掌握的不是很好。

在并联电路的分析方法中，并联电路中分析电表示数变化时，由于并联电路各支路两端的电压和电源电压相等，所以应先考虑电压表的示数不变，这一点掌握的不错，因为并联电路各支路相互独立，互不影响，可根据欧姆定律分别判断各支路中电流的变化，这一点中应用欧姆定律分析过程中会应用错误公式。最后根据I=I1+I2分析得出干路中电流的变化，关键之处要分清电表所测的对象，这点中对于复杂电路学生就很难分清电表所测对象了。

习题设计中体现出的教学效果较好，习题是针对例题来训练的，在例题讲解中得出分析动态电路的方法。同时，通过练习题来巩固学生的分析方法，让学生在做练习中掌握本节课的分析方法，并能做到举一反三。

本课的不足是：

（1）在研究过程中所选内容难度偏大，上课过程中真正能懂的学生甚少。

（2）教学容量欠少，学生的课堂训练量时间不足。

（3）动态分析过程中，有些物理量的判断途径有多种，这方面的指导由于时间缘故还欠缺。

直流升压电路 篇3

晶闸管耐压和通流能力大，可靠性高，价格便宜，是大功率电路中较理想的开关器件，但由于它自身结构的原因，必须要辅助电路才能将其关断。本文设计了一种由晶闸管作为主开关的大功率直流升压斩波电路，由于直流电压直接加在主开关管两端，所以给其施加反向电压是非常困难的，为此本文设计了适用于Boost电路拓扑的强迫关断电路来完成晶闸管的关断。理论分析和实验结果都表明此电路可以稳定可靠的工作，具有较好的实际应用价值。

1 系统电路的具体设计

1.1 系统主电路

如图1所示，Boost部分由主开关VT1，二极管D1，电感L1，电容C1组成。辅助开关VT2，二极管D2，电感L2和电容C2构成了强迫关断电路。L2和C2为强迫关断的谐振电感和谐振电容，用来为主晶闸管VT1提供反向电流使其关断;D2为辅助二极管，用来为电容提供充电通路;VT2为辅助晶闸管，为L2和C2的谐振电流提供通路。为后文的分析简便，称VT1的驱动信号为开通脉冲，VT2的驱动信号为关断脉冲。

1.2 电路的具体工作过程

VT1, VT2的驱动脉冲如图2所示：

1)主晶闸管的开通过程。t0时刻，晶闸管VT1、VT2均处于关断状态，直流电源在很短的时间内经过L1, D2, L2给电容C2充电，充电电流为ic(定义充电电流的方向为正方向)，电容电压极性上正下负，根据KVL定律和电路的初值条件可解得充电过程中电容电压和电容电流的关系式为：

式1)中ω=1/姨L2C2为L2、C2振荡回路的角频率，Icm=Ucm/ωL2为振荡电流的振幅值，在设计参数时，Icm至少要大于VT1电流才能使其关断，Ucm为电容充满电时的电容电压。如图所示：

由图可清楚的看到，在充电1/4个振荡周期后，充电电流从0上升到Icm，充电电压从0上升到Udc，之后充电电流从Icm逐渐减小，电容电压继续上升，只到1/2个振荡周期后，充电电流降为0，电容电压达到了最大值Ucm，由图可知Ucm=2udc，充电过程结束。t1时刻，触发VT1开通，直流电源经VT1给L1充电储能。

2)主晶闸管的关断过程。t2时刻，触发VT2开通，电容经L2、VT2、VT1形成放电回路，根据KVL定律和电路的初值条件可解得放电过程中电容电压和电容电流的关系式为：

由图可清楚的看到，在放电到1/4谐振周期时，电容电压从2Udc降为零，谐振电流达到负的最大值，放电到1/2谐振周期时，谐振电流变为0，电容电压达到负的最大值，之后谐振电流开始变正，流向VT1的阴极，使得流过主晶闸管的正向电流逐渐减小直至0，并流过反向恢复电流，此时主晶闸管VT1承受了一个负的反向关断电压，随后主晶闸管关断，此时直流电源又通过L1, D2, L2给C1充电，重复主晶闸管VT1的开通过程。辅助晶闸管VT2因承受D2导通时反压而关断。

系统运行时，VT1的占空比由关断脉冲何时发出决定，所以可以通过改变t1, t2之间的时间差来改变VT1的占空比。

1.3 Boost强迫关断电路的参数设计

输入侧电感L1的选择不仅要满足电感量大小、不饱和这些因素，还要满足保证不和强迫关断部分的电路产生振荡。根据多次试验，这个输入侧电感选择要大于等于1mH。斩波器的输出大电容起储能和平波作用，负载越重其容量越大。强迫关断部分的谐振电容起储能作用，其容量越大、端电压越高，所储存电荷就越多(Q=1/2UC2)，发生谐振时所产生的电流尖峰就会越大，电流尖峰的大小和谐振电感没有关系。考虑实际流过主晶闸管的爬升电流大小，以及主晶闸管和辅助晶闸管容量来确定电容容量和耐压值。

确定了谐振电容大小以后，就要根据主管的关断时间(由实际管子的型号决定)来确定谐振频率，以Y50KAD/800A/1400V型晶闸管为例，其关断时间典型值为10us～14us，所以1/2谐振周期要大于等于这个关断时间，由TCL=2π姨LC，则TLC/2>=(10us～14us)，从而确定电感大小，实际电路中要考虑留有一定的余量。

2 实验结果

搭建了如图5所示的实验平台，基本参数为：直流电源E=150V, L1=1mH, VT1、VT2为Y50KAD/800A/1400V, D1、D2为Y38ZKC/800A/1600V, L2=10uH, C2=10uF, C1=2200uF，负载电阻2Ω，开关周期T=1.5ms。实验波形如图5所示：

如图5 (a)所示，VT1驱动脉冲发出时，VT1开通，其端电压为其导通压降，近似1.5V，流过VT1电流IVT1逐渐上升，当IVT1上升到380A时，发出关断脉冲，VT2开始导通，可见VT1电流迅速上升，这是由于L2、C2的谐振放电电流所致。如图5 (b)所示，当到谐振的1/4周期时，VT1、VT2电流均达到最大值，这是电容C2端电压开始反向为上负下正，VT1承受反压，IVT1开始减小，到谐振的1/2周期时，电流降到最小，近似为0，这时VT1进入反向恢复阶段。在VT1关断时可见有较大的电压尖峰，在实际的电路应用中，加入吸收缓冲是必要的。VT1关断以后，直流电源开始向电容C2充电，D2的导通压降加在VT2两端使其承受一个反向电压，由于这个反向电压很小，所以使得VT2关断时间较长，由图5 (b)可见在VT1开始反向恢复时，IVT2下降的斜率明显减小。

3 结论

本为提出了一种基于晶闸管的升压斩波电路，并设计了晶闸管的强迫关断电路，分析了其工作原理，制做了实验样机并做了全面的实验，实验结果表明此系统可以稳定可靠的工作，在大功率场合中可有效的提高系统可靠性，并大大降低系统成本。可以应用到大功率直流升压电源、大功率电动机串级调速系统等场合，具有较好的实际应用价值。

参考文献

[1]张昕, 戴奉初等.新型晶闸管模块叉车斩波器[J].机车电传动, 1996.

[2]温家良, 傅鹏, 刘正之, 汤广福等.大功率直流晶闸管开关设计及其可靠性分析[J].电力系统自动化.

直流升压电路 篇4

1.1误差放大器和过压保护电路。电路实现功能需要对系统中存在的误差进行捕捉, 并将与常规使用阶段不同的电磁波信号放大, 使接收模块能够感知到这一异常。在临界导通模式中, 功率因数出现异常会在校正模块中得到解决, 为保障系统能够正常运行使用, 还会根据使用功能中存在的差异对校正环节进行合理设计, 提升系统运行阶段的可靠性。由于处于升压模式下, 如果不到过电压进行控制, 容易引发线路中基础设施毁坏的问题, 因此在对线路进行设计时, 要重点考虑过压保护功能的实现。

Boost过压保护装置能够达到这一要求, 通过变换器输出的电压被记录为Vo。电压会继续向系统中流动, 进入误差放大环节, 如果电压中存在过载干扰, 系统所检测得到的数据会产生变化, 波动超出了正常范围。在放大器的后半部分, 需要设计乘法器模块, 对误差进行校正, 乘法器功率大小要结合整体线路进行设计, 既要保障使用阶段的稳定性, 又要避免功率浪费现象发生。经过这一系列功能模块的处理, 输出电压能够达到平稳状态, 与额定数值保持一致。如果需要高功率因数, 则需要对变换器模块做出调整。将输送信号的传送带宽度控制在20赫兹以内, 如果检测过程中发现了误差值, 可以进行用功补偿, 提升输出电压可靠性。

过电保护是功率因数校正的重要环节, 对其进行设计时重点考虑功能实现所需的时间, 结合整体线路的规模进行设计, 避免在运行期间已经出现误差, 但过电保护响应时间长或者无响应的情况。引脚处流经的电流也需要特别计算, 本文设计的因数校正线路系统中, 需要将其控制在30μA范围内。检测得到的结果如果超出这一标准, 则表示保护器功能并没有完全发挥, 线路中存在不合理的部分。

1.2乘法器电路。在该部分线路中, 主要的功能是对传输的电压数值进行控制, 并根据检测反馈得到的数据, 运算出准确功率因数, 方便后续环节的有效控制。升压型临界导通模式中, 线路整体承受的荷载是不断变化的, 对其进行校正时也要根据反馈得到的结果来补偿, 如果补偿的电流过大, 会造成干扰信号的产生, 不利于线路正常运行。因此在设计环节中, 要分阶段性的进行, 先从输入端的两个引脚处进行, 在整流情况下检验输入部分电压是否在额定的安全范围内, 如果检验得到的输出电压偏高, 可以在线路中连接一个适当值的电阻, 将电阻阻值加入到总线路系统中。再次对输出参数进行测量, 如果达到了额定标准, 则认定电阻也是原线路系统中的一部分。

另一个输出端也可以使用相同的方法进行设计, 对输入与输出功率进行设计。观察电压变化时可以借助电子仪器来完成, 将波形输入到计算机设备中, 与合理的波形进行对比, 这样能够帮助设计人员在短时间内判断误差浮动的范围。

1.3电流检测比较器电路。在升压型临界导通模式中, 判断功率因数中存在的误差以及干扰需要对电流进行准确测量。这部分功能是通过比较器来实现的。对这一模块进行设计时, 首先要考虑的是比较器所处位置, 是否能够捕捉到输入电流与干扰电磁波, 可以通过软件对电流存在形式进行模拟。常用的形式为PWM型号。与上文提到的补偿电阻采用串联形式连接, 这样能够检测到最真实的电流情况, 也可以避免因线路过于复杂而造成功率损失。

确定有效的检验周期, 将其输入到电流比较模块的系统中去, 再对产生的信号进行过滤, 与额定参数进行比较。通过电流之间的这种对比, 能够判断出线路中是否有干扰电磁波存在, 可以进行有效的无功功率补偿, 线路运行使用过程中不会受到过电压的影响。输入与输出电流也能够控制在合理范围内。

1.4零电流检测电路。升压型临界导通模式与常规模式不同, 是从零电流为起点进行信号传输的, 工作过程中升压也并不是稳定进行的。可能会受供电系统的影响, 出现过载电压不稳定, 线路中将干扰的功率因素误认为是检测得到的准确值, 这样后续进行的功率校正也会产生误差影响。通常情况下, 检测得到的结果会与真实情况存在0.5V的误差, 设计零电流检验线路系统可以捕捉到这一异常。设计阶段要输入电压控制在8v以内, 以此为起点对线路中存在的电流进行检验, 并做出合理的控制。

2整体电路工作原理

上述设计原理是针对系统中各分电路进行的, 检验各模块的功能实现后, 需要对整体线路的工作情况进行检验。使各系统之间相互配合运行, 功率因数校正目的。各部分线路之间进行连接时, 需要结合稳压器来进行, 当连接的导线长度过大时, 在导线内部会造成一部分电能损耗, 功率补偿模块中将这部分损耗不足, 再将电磁波信号传递到下一环节中, 提升检验线路判断结果的可靠性。针对主线路部分的设计, 可以将变换器作为功能实现的基础模块, 输入端连接的电阻在阻值上要保持一致, 这样输出的电压不会出现影响监测任务进行的波动。

Boost型功率因数校正电路的控制策略根据电感电流的特性可以分为:电感电流连续模式 (CCM) 与电感电流断续模式 (DCM) 。CCM控制时变换电感的电流始终连续, 在每一个开关周期中, 变换电感都只把部分能量传输给蓄能电容 (输出电容) , 因而其电感能量为不完全传输。CCM控制模式又分为间接电流控制和直接电流控制两种。间接电流控制是通过控制整流桥输入端电压来间接实现对电流的控制, 其优点为结构简单, 开关机理清晰;直接电流控制是在CCM下应用最多的一种, 它直接选取电感瞬态电流作为反馈量和被控制量, 其优点为电流的瞬态特性好, 能够完成复杂的检测任务, 控制电路较为复杂。

2.1电流环路 (功率因数校正环) 原理分析。升压型临界导通模式中输出功率应保持稳定不变, 功率因数校正功能是基于校正环的基础上来实现的。线路设计完成后, 需要对通过全桥整流中的电磁波变化进行分析, 着重解决功能实现过程中产生的误差问题。

为方便分析, 假设某一时刻输入电压为Vin, 功率开关的开关周期为T, 开启时间为Ton, 关断时间为Toff。当功率开关导通时, 电压完全加在电感L上, 电感充电, 电流逐渐增加, 此时输入电流和电感电流相等。

2.2电压环路 (稳定输出) 原理分析。由于误差放大器的输出VEA_OUT在半个工频周期内基本恒定 (其带宽为20Hz) 。因此:无论Vin为何值, ton都为一常数, 所以功率开关导通时间为恒定的。若Vo偏大, 经过输出电阻采样, 误差放大器输出VEA_OUT减小, 从而导通ton减小, 使得Vo下降, 这是一个负反馈过程, 反之亦然。通过以上分析, 我们可以得出:本文设计的功率因数校正电路是一个由误差放大器控制的负反馈系统, 使输出电压稳定在一个恒定值。

3结论

文章以升压型临界导通模式功率因数校正线路的设计方式为背景, 介绍提升功率因数校正的有效方式。线路设计并不是只有一种形式, 可以根据使用阶段的实际需求对线路导通方式做出优化, 这样既能提高使用效率, 又能促进功能稳定的实现。

参考文献

[1]王日文, 曹文思, 程立雪, 孙玲.Boost结构单周期控制的有源功率因数校正电路设计[J].电力自动化设备, 2011 (12) .