交直流耦合电路（精选7篇）
交直流耦合电路 篇1
0引言
在分析研究现有超声波发射接收电路对高频超声拖尾现象严重的基础上, 设计了一种简单实用的超声波发射接收可变增益放大电路。该电路通过外部直流电源控制LMH6505的增益控制电压, 电路采用直流耦合的方式, 很好地去除了高频超声接收信号拖尾的难题, 电路设计简单, 性能稳定, 可用于各种高频超声接收电路的可变增益放大。
1 LMH6505芯片介绍
可变增益放大器LMH6505是一款高动态范围的低功耗宽带高速可变增益放大器, 其增益可调整范围为80 dB, 低增益时的-3 dB带宽为150 MHz。压摆率为l500 V/us, 在无负载的条件下输出电流典型值仅为11 mA, 能够适应一般中高频信号接收机对自动增益控制电路的要求。
可变增益放大器LMH6505脚“1”为增益电压控制端, 其控制电压调节范围为0-2V, 增益调节电压可由外部直流电平提供或者通过上位机通过DA产生;脚“2”为信号输入端, 信号输入端有时可加入对地50欧姆的对地电阻, 使信号的输入阻抗为50欧姆, 起到与LMH6505内部阻抗匹配;脚“3”为增益设定电阻RG输入端, 脚“7”为反馈电阻RF输入端, 脚“6”为信号输出端。可变增益放大器LMH65K05的最大增益AVMAX由RG、RF共同决定。
undefined (公式1)
其中K为增益乘法器值, K取值为9.4V/V, 随着增益控制电压在0-2V内变化, 可变增益放大器LMH6505的增益范围则可达到80dB。此外RG还决定输入电压的范围, RF则决定着整个可变增益电路的带宽调节范围。整体可变增益的增益见公式3其中K为0.940, N为1.01v, VC为79mv。
VIN (MAX) =IRGMAX·RG (公式2)
undefined (公式3)
另外可变增益放大器LMH6505还可以用于单电源供电, 但在用于单电源供电时需注意, 接地管脚脚“4”以及RG需接入VCC/2的虚拟地, 与此同时增益控制电压VG需设置为高于虚拟地电压0-2V, 在具体应用中有时还需要把输入信号也加入虚拟地, 不过其输出信号就必须加隔直电容, 消除VCC/2的虚拟地, 以免后续放大器把直流信号放大。
2 LMH6505应用电路
高频超声探伤已经在各个领域应用广泛, 其前端小信号放大、检波、峰值保持以及AD采样技术已经十分成熟, 在本文中就不在继续详细叙述, 然而现有超声接收电路唯一的缺点就在于现有的高频超声电路无法彻底解决10M以及以上超声传感器回波信号拖尾的问题, 从而影响高频超声对薄壁工件的测试, 其实拖尾现象根本原因在于接收电路中耦合电容的使用, 电容充电、放电以及高压激励导致回波信号向负半轴有很大的俯冲。解决此类问题最好的办法就是采用直流耦合型的电路设计, 从根本上解决了高频信号拖尾, 但这样就存在可变增益部分对直流偏置无限放大的难题。
本文通过采用高动态范围的低功耗宽带高速可变增益放大器LMH6505很好地解决了这一难题, 其电路设计如图2所示。超声传感器回波信号经过简单的前端宽带放大, 接入LMH6505的输入端脚“2”, 其控制电压有上位机通过DA产生, 有VC界面随时调节, DA输出经过磁珠隔离接入脚“1”, 脚“3”则加入输入信号偏置调节, 使输入信号基线保持在0V, 这样能很好解决直流偏置被放大的问题, 在调试过程中可通过调节电位器调节, 于此同时在反馈电阻端也接入信号偏置调节, 由于脚“7”内部链接乘法器, 所以信号偏置调节接入脚“7”比接入脚“6”调节范围大, 这样能是输出信号基线保值在0V, 为后续检波以及峰值保持踢出直流偏置的影响。
3结论
基于LMH6505直流耦合型的高频超声可变增益回波接收电路有效地解决了高频超声拖尾现象的难题, 而且输出波形动态特性十分理想。实验表明, 利用LMH6505直流耦合型的高频超声可变增益回波接收电路, 结构简单, 成本低廉, 系统稳定可靠;可以广泛应用于超声波测距、超声波探伤、无损检测等领域。
参考文献
[1]陈磊, 黄峰.基于LMH6505的中频信号的调理电路设计.电子设计工程.2009 (04)
含耦合电感电路的分析 篇2
(1)两端口电流参考方向从同名端流入。
电路模型如图1(a)所示,由基尔霍夫电压定律可得:
式(1)中,M前取“+”号。对正弦交流电路,式(1)可以用相量形式表示,对应的受控源去耦等效电路如图1(b)所示。
(2)两端口电流参考方向从异名端流入。
此时,是将电路模型图1(a)中L2的同名端标记在下端。同样可得基尔霍夫电压方程如式(1)所示,只是M前取“-”号。对正弦交流电路,其对应的受控源去耦等效电路,只需将图1(b)中受控源的极性反向标记即可。
用受控源去耦等效电路求解,虽然比较直观、容易理解,但需列写复杂电路方程,尤其对于不同连接形式的耦合电感,电路方程及解题过程更加麻烦。以下分析几种耦合电感在不同连接形式下的去耦等效电路,以方便简单计算。
1 耦合电感的串、并联等效去耦
1.1 耦合电感的串联
当两耦合电感异名端相接(即首尾相接)、且流过同一电流时,称为耦合电感顺串。当两耦合电感同名端相接(即首首相接或尾尾相接)、且流过同一电流时,称为耦合电感反串。可以证明,其去耦等效电感为:
式(2)中,2M前取“+”号为顺串;取“-”号为反串。
1.2 耦合电感的并联
当两耦合电感同名端分别相接(即首首相接和尾尾相接)时,称为耦合电感正并。当两耦合电感异名端分别相接(即首尾分别相接)时,称为耦合电感反并。可以证明,其去耦等效电感为:
式(3)中,2M前取“-”号为正并;取“+”号为反并。
2 耦合电感的T形连接等效去耦
电路模型如图2(a)所示,称为同名端相连的T形耦合电感电路,其去耦等效电路如图2(b)所示。
若将电路模型图2(a)中L2的同名端标记在左端,称为异名端相连的T形耦合电感电路,其去耦等效电路仍如图2(b)所示。
可以证明,其去耦等效电感为:
式(4)中,M前取上面的符号为同名端相连;取下面的符号为异名端相连。
3 空芯变压器等效去耦
空芯变压器的相量模型如图3所示。空芯变压器一、二次侧去耦等效电路如图4所示。
可以证明:
若改变空芯变压器中同名端的位置,应将表达式中的互感系数M变为-M即可。
4 铁芯变压器等效去耦
4.1 理想铁芯变压器去耦
理想铁芯变压器电路模型如图5(a)所示,其去耦等效电路如图5(b)所示。
可以证明:
式(6)中,当两绕组电压正极性端为同名端(如图5中所示)时,电压取“+”号,电流取“-”号;当两绕组电压正极性端为异名端(将图5中的同名端标记在下端)时,电压取“-”号,电流取“+”号。
4.2 普通铁芯变压器去耦
普通铁芯变压器的电路模型如图6(a)所示;其去耦等效电路如图6(b)所示,它由两个电感(Ls、Lm)和一个理想变压器组成。其中,Ls称为漏电感;Lm称为磁化电感。
可以证明:
由此可见,对k=1的全耦合变压器,可用一个电感L1和变比为n的理想变压器构成等效电路。
(2)若全耦合变压器再忽略铁芯损耗(即磁阻为零),则L1→∞,此时等效电路就变成一个理想变压器。
(3)在考虑导线电阻和铁芯损耗时,可以用图7所示电路模型作为铁芯变压器的去耦等效电路。
图(7)中,变压器二次侧电阻损耗和漏电感已折合到一次侧。
5 结语
对具有耦合作用的两电感线圈,在分析计算时,往往感觉无从下手。经以上分析,根据耦合线圈各种不同连接的情况,给出了获得去耦等效电路的方法,然后再按普通正弦电路列写方程,最后求解各电量即可。本文讨论的内容,可帮助学生理解耦合电感的特性,并能快速得到其去耦等效电路,便于学生掌握其计算方法。
参考文献
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[2]于歆杰,朱桂萍,陆文娟.电路原理[M].北京:清华大学出版社,2007.
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[4]颜秋容,谭丹主编.电路理论[M].北京:电子工业出版社,2009.
[5]陈希有,刘凤春,董维杰等.理想变压器特性方程教学方法讨论[J].南京:电气电子教学学报,2010,32(04):55-58.
交直流耦合电路 篇3
这种电路在测量中很有用。当我们测到交流信号而数显表往往是接受直流信号, 就需要用这款电路进行转换后送给表头显示。本电路设计是由测直流电压的数量显示交流电压的有效值, 将交流电压有效值转换成等值的直流电压的电路。
2 设计思路
要实现正弦波有效值检波, 可有多种方案.如可采用有效值/直流转换集成芯片, 或采用平方 (乘法器) 、积分、开方等运算电路完成。本设计先进行正弦波全波整流平均值 (0.637Vp) 检波, 再根据有效值和平均值关系:正弦有效值=1.11×平均值, 得到有效值。这是本设计的思路。
3 电路的组成及原理
3.1 组成:
信号输入电路、精密整流电路、反相比例加法电路、有源滤波电路等。电路原理图如图1。电路组成如下:
信号输入电路:由C1/00u F组成, 起隔直流通交流的作用。
精密整流电路:由运放ICA、R1、中R3、R2、D1、D2组成。
反相比例加法电路:由R4、R7、R5、R6、RP1、C3、ICB组成, RP1起量程调节作用, C3高频旁路作用。
调零电路:R8、R9、RP2
有源滤波电路:C2
3.2 电路原理
输入信号一路经ICA半波整流后得到反相的半波整流电压再经过ICB反相比例放大, 得到正相的半波整流电压。而输入电压的另一路经过R7后直接到ICB进行反相比例放大得到与输入相位相反的正弦波信号。根据叠加定理, 二个电压在输出端叠加后得到全波整流电压, 再经过C2滤波电路, 最后得到平稳的直流电压, 只要电路参数选择合理即可得到等值的直流输出电压。
1) 精密半波整流电路:整流二极管D2的死区电压为0.6V。则当被测信号Ui<0.6V时, 由于D2两端的电压UF仍处于死区电压一段造成很大误差, 为此应用运放开环增益极大的性能, 使死区电压缩小到可以忽略不计的程度, 当放大倍数A=105时, 经放大后, , 这样即使输入电压很小也不致于落到二极管的死区, 使整流精度大大提高。
当Ui正半周时, 从反相端输入则输出Uo11为负半周, 对D2是正偏导通, 使B点为负半波。而D1反偏而截止。
当Ui正负周时, D1正偏使Uo11引到2端的虚地为0V, D2反偏而截止, 为半波精密整流电路, 并有一次倒相。波形如图1, 此电压进入ICB反相比例放大。
2) 反相比例加法器
输入信号Ui另一路经过R7作为反相端输入信号经ICB的反相放大, 如图2。所以输出电压Uo1与Ui大小差不多, 但相位相反, 调RP2可以调节输出满量程。电路波形如图3。另外前面半波整流后的电压Uo11经过ICB反相比例运放后得到电压这样得到近似二倍的半波整流电压图4。输出的二路信号U01和U012叠加形成最后输出电压U0图5。C2为有源滤波电容, 起交流负反馈作用, 使输出电压得到平滑。
4 调试步骤
双电源+12V和-12V接入。上电
1.调零:输入短路, 万用表2V档, 测输出, 调RP2, 使输出为0.000V
2.调满量程:输入100Hz/1Vrad, 万用表测输出Uo, 调RP1使输出直流电压为1.000V。
3.测量线性误差:输入信号100Hz, 电压分别为0.5V;0.2V;0.1V;0.02V, 测量输出直流电压记录, 计算误差。
4. 测试频响:输入信号20Hz/1Vrad和5KHz/1Vrad分别测输出直流电压, 记录, 计算相对误差。
5. 电流波形测试:
1) 输入100Hz/1Vrad正弦信号, 断开R7和C2, 示波器输出的波形应为图4
2) 输入100Hz/1Vrad正弦信号, 接上R7、断开R4和C2, 示波器输出波形应为图3
3) 输入100Hz/1Vrad正弦信号, 接上R7、R4, 断开C2, 示波器输出波形应为图5
4) 输入100Hz/1Vrad正弦信号, 接上R7、R4、C2, 示波器AC档测波形, 为纹波电压约20-30mv.
上述波形也作为检查电路的依据。
参考文献
[1]解相吾解文博电子产品开发设计与实践教程[M]清华大学出版社2008
交直流耦合电路 篇4
以低压直流作基础产生较高的直流电压,常见的方式有3种类型:利用电容充电后再垫高负极电位,即自举升压;利用电感产生的自感电动势对电容强制充电;利用振荡电路将直流变为交流或直流脉冲,再通过倍压整流产生高压。
1 利用电容充电后再垫高负极电位
电容被电源E充电后,其正、负极之间将维持一定的电压Uc=U+-U-=E,若负极电位为零,即U-=0,则正极电位与电容上充的电压相等,U+=Uc;若充电完毕后,将负极接到某一电位U0上,尽管此时电容上的电压不变,但其正极电位就等于电容上的电压与负极所接电位之和,即U+=Uc+U0,从而可以实现U+>E,即得到高于电源的电压,有时将这种升压方式叫自举升压。
(1) 黑白电视机行扫描电路中的倍压电路
在黑白电视机中,整机内部采用12 V直流供电,但为了改善行扫描的线性,需要提高行输出级上的行偏转使用的电压,一般是将电源12 V提高到24 V左右加到偏转线圈上,采用的方法如图1所示:该图是黑白电视机的行输出级电路,整体看该级使用的电源为12 V,但工作时经过电容C0、二极管D0、电感L0组成的升压电路转换,行输出管集电极c实际得到的直流电压为24 V左右,即行偏转线圈实际使用的电源为24 V左右,达到了改善行线性的目的。
原理为:行输出管T在行脉冲的作用下工作于开关状态,因而其集电极流过的是脉冲电流,当T导通时,电流经升压二极管D0、行输出变压器Tr的初级线圈L0的下半部流过,并产生上正下负的自感电动势e1=12 V,上部自然会感应出电动势e2方向亦为上正下负,若D0的负极接在L0的中点,则有e2=e1(若不在中点,则有e2<e1或e2>e1),该电动势会通过D0对C0充电,使电容C0上出现大小与e2相等的电压,即升压电容C0上会维持12 V的电压,而C0的负极与电源12 V相连,这样C0正极对地的实际电位应是12 V电源电压与C0上电压之和,即可达到24 V,若用万用表的直流电压档测量,行输出管T集电极、电容Cs上的直流电压均为24 V,从而实现了提升局部供电电压的目标,达到了改善行线性目的。 升压二极管D0既给电源提供了向输出级输入能量的通道,同时又隔离了24 V倍压与12 V电源电压。显然,若D0的负极不是连接在L0的中间点,例如上部匝数偏多,则C0上的电压会大于12 V,最终的升压可能会大于24 V,反之则低于24 V。
(2) OTL功放电路中的自举升压
电子线路上常用的OTL互补对称功率放大电路,如图2所示。
T1,T2为2只互补型的功放管,静态时A点电压
(3) 手机读卡电路
在手机读卡电路上要用到5 V的电压,而手机所用电池早期为4.8 V,现在的手机均为3.6 V,因电池电压往往随所剩电量的多少有所变化,为确保手机工作稳定,不因电池电压的变化而影响通话质量,电池电压并未直接供给手机各部分使用,而是通过稳压IC变为3.2 V,2.8 V,3 V等更低的电压供各部分使用。在这种情况下就需要通过升压电路将3 V左右的电压升为5 V。如图3(a)所示,是用在爱立信788手机上的升压电路。
N750为一电子开关电路,型号为C70851,电压从2脚输入后,内部电子电路开始工作,可以实现将第1,8脚接的电容C752与第4,5脚接的电容C751定时相并联、相串联,也就是使两电容交替性地相并联、相串联。+3 V的电源经R607,C606,R751,C757组成的RC滤波网络后,电压约为2.5 V送入N750的2脚,首先C752,C751处于并联状态,2.5 V的电源对其充电,使两电容上均出现2.5 V的电压,然后经内部电子开关转换使C751与C752处于串联状态,并且其中一支的负极与另一支的正极相连,如图3(b),(c)所示,这样两电容上的总电压成为5 V,经电容滤波后从第3脚输出,供SIM卡电路使用。
2 利用电感的自感电动势强制对电容充电升压
电感产生的自感电动势的大小ε=Lⅹdi/dt,即电感量大小一定后,自感电动势的大小只与电感中电流的变化速度有关,而与电感上原来施加的电压无关。若电感中注入电流脉冲,当频率高到一定程度时,无论电感上施加的电压如何,上面就会产生远高于施加电压的自感电动势,然后再对这一感应电动势产生的电流进行整流,并对电容充电就会输出一较高的直流电压。
(1) 黑白电视机行扫描电路中的高压电路
在上述图1所示的行输出级电路中,产生的24 V倍压直流不仅用于改善行线性,其实在电视机中该级还承担着产生10 000 V直流高压的任务。该电压由行输出变压器次级输出,加到显像管上形成光栅,其产生过程为:由于行管的集电极有24 V的倍压,该电压同样也出现在与行管T的c,e极相连的电容CS上,工作时行输出管处于开关工作状态,当T导通时,Cs放电,电流经Ly,T的c,e极流过;当T截止后,由于Ly中的电流急剧变小,内部产生的较大的自感电动势,促使电流还要继续流动以释放电感上的磁能。由于此时T已截止,故刚刚通过T流动的电流,会对逆程电容C1做强制性的充电,最终Ly上的磁能会转化为C1上的电场能,根据
(2) 摩托罗拉手机读卡电源电路
如图4所示,是摩托罗拉V998电源模块U900的升压电路。由于该机供电电池电压为3.6 V,故内部使用的+B约3.6 V,但手机有些电路需用+5 V的电压,为此在电源模块的C5,B6端,要通过B10端得到5.6 V直流电压。方法是:+B经L901接到U900的B10端,B10端内部等效于与地断续相连的电子开关,当B10端与地相连时,电源电流流经L901入地。显然,电感L901上施加的电压为+B,当电流达到一定数值时,B10内的电子开关突然与地断开,L901上的电流会突然变小而产生较强的自感电动势ε,该电动势的方向为左负右正,该电动势经整流管CR901对电容C934充电,使C934上瞬时出现峰值接近于自感电动势的电压,B10内下次与地接通后,电源电流又经L901流向B10内部,C934上刚才充的电压由于CR901的存在而将C934与B10引脚隔离开,使C934上维持约5.6 V的直流电压,并通过C5、B6端向U900供电。
3 倍压整流升压电路
倍压整流是对直流脉冲或交流而言的,在直流电路中要通过倍压整流电路将较低的电压转换为较高的电压,就需将低压直流首先通过振荡电路转换出直流脉冲或交流,然后通过二极管及电容组成倍压整流得到较高直流电压。
(1) LCD液晶显示偏压电路
如图5所示,是爱立信788中文手机显示屏显示偏压生成电路,该屏正常工作时需要-5 V的显示偏压VLCD,而整机电路使用的是3 V左右的电压,-5 V的显示偏压VLCD产生过程是利用CPU D60095959696脚输出2.5 V左右的脉冲经倍压整流最后得到5 V左右的直流。95959696交替输出幅值约2.5 V的矩形脉冲U0,9696有脉冲时9595电压为零,该脉冲通过D1对C773充电,使C773充的电压为U0,通过D3使C770,C771上的电压为U0的一半,电容上的电压极性为左负右正;9595有脉冲时9696电压为零,该脉冲经D2对C770充电,由于此时C773左极板的电位是-U0故充电的结果是C770上出现2U0的电压,方向左正右负;9696脉冲到来9595电压为零,该脉冲又经D3对C771充电,由于C770右极板的电位是-2U0,故C771上会出现3U0的电压,并且方向是左负右正,所以下一时刻9696电位为零,C771左极板电位约为-3U0=-3×2.5 V =-7.5 V,因而C772经D4到C771的负极会有一放电电流,使C772上出现上负下正的电量,即电路的输出端对地是一负电压,由于每一只电容充电放电是交替进行的,经几个周期后,各电容上的平均电压会稳定下来,最终C772上的电压介于0与最大值-3U0之间,约为-5 V左右,当然输出电压的高低不仅与脉冲的高度有关也与脉冲的宽度有关,还与-5 V输出电流的大小有关。
(2) DC-AC-DC逆变升压电路
这种电路局部由低压直流供电,并产生自激振荡,在变压器的初级产生脉冲电流,若变压器设计成升压变压器,则次级就会输出更高的交流脉冲,该脉冲经倍压整流滤波后即可得到较高的直流电压。
如图6所示,是在小型电器中常用的DC-AC-DC直流变换电路。晶体管T与定时电容C,电阻R以及变压器Tr的初级带抽头的线圈L1,L2构成振荡电路,使T处于开关状态。故L2上流过的是直流脉冲,该部分使用的电源约为3 V,振荡电路工作后,L2上会出现峰值为3 V左右,频率约30 kHz的脉冲电压,波形如图7所示。
由于变压器次级匝数较多,故它是升压变压器,其次级会输出较高的脉冲电压,当然其频率与初级一样,后续电路为倍压整流电路,当脉冲的正半周到来时,方向上正下负,电压会经D1对C1充电,使C1上出现等于Tr次级峰值的电压,负半周到来时,电压方向相反,脉冲电压与C1上的电压之和经D2对C2充电,使C2上出现2倍的峰值电压,下一周期的正半周到来,次级电压与C1,C2上的电压合成后会经D3对C3充电,最终使C3上出现峰值的2倍压,经过n个周期后,除C1上为峰值的1倍压外其余均为2倍压,这样只要电路输出电流不太大,就可以确保从不同的位置取出峰值的1倍压、2倍压、…、n倍压的直流。
综合上述3种形式的升压电路,它们都是建立在电容储能后两极维持一定数值的电压这一基础之上。当单只电容上的电压达不到要求数值时,利用2只或2只以上的电容按一定方式进行组合,最终从电容器所在电路的某2点取出所需电压。但无论采取何种形式的变换电路,最后得到的较高电压其能量均是取自低压直流电源,即在遵从能量守恒的前提下电压转换只是电能表现形式的改变。
参考文献
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交直流耦合电路 篇5
近年来, 传统相控换流器高压直流输电 (linecommutated-converter high voltage direct current, LCC-HVDC) 在中国发展迅猛[1]。在重要的负荷中心, 往往有多条直流输电馈入并且其落点的电气距离很近, 从而形成多馈入直流输电系统, 如中国南方电网和华东电网[2,3]。与交流系统和单馈入直流输电系统相比, 多馈入直流输电系统存在诸多新的理论和技术难题, 例如:各直流子系统之间的耦合作用、多馈入交直流系统电压稳定性、多馈入直流系统换相失败机理等。
研究多馈入直流输电系统的各子系统之间的耦合作用是研究多馈入直流输电系统其他问题的基础, 透彻研究耦合作用机理, 有助于解决多馈入直流输电换相失败等亟待解决的实际问题[4]。由于导致换相失败的重要原因之一是换流母线电压暂降, 因此研究多馈入直流输电的电压稳定性非常有必要。
目前研究多馈入直流输电系统耦合作用的主要手段是利用已有的稳态指标, 如多馈入交互作用因子 (multi-infeed interaction factor, MIIF) (记为FMIIF) 、多馈入短路比 (multi-infeed short circuit ratio, MISCR) 等, 对多馈入直流输电系统的影响因素进行分析, 研究子系统之间的耦合作用[5]。文献[6]通过理论推导的方式证明了现有2种MISCR计算方法 (短路阻抗法和多馈入影响因子法) 的一致性。文献[7]提出了MIIF的计算方法并定量分析了逆变侧交流系统有效短路比、联络线长度等因素对MIIF的影响, 并采用MIIF判断换相失败。文献[8]研究了MIIF与MISCR的关系, 其结论是在研究不同因素的影响时, MIIF与MISCR的变化规律并不一致, 即MIIF并非严格随MISCR的变化而单调变化。文献[9]分析了控制方式对MIIF的影响, 并且分析了相邻直流系统的控制方式对本地直流系统的影响。然而, 针对多馈入系统电压稳定分析的研究目前开展得较少, 文献[10]提出了暂态电压支撑强度指标, 用于评估直流换流母线间交互影响强度, 但未对该指标进行深入理论分析。如何科学地评估多馈入直流输电系统的电压稳定性是研究的重点和难点之一[11]。
现有MIIF指标从电压相互影响这一角度分析子系统间的耦合作用, 而未分析无功潮流对子系统间耦合作用的影响。针对上述问题, 本文提出无功潮流耦合作用研究方法, 通过发生无功扰动之后无功潮流的变化解释各子系统换流母线电压暂降的机理。基于上述方法, 提出了无功潮流支撑系数 (reactive power support coefficient, RPSC) (记为KRPSC) 这一稳态指标, 描述非受扰子系统对受扰子系统的无功支撑作用, 并推导得到该指标的计算方法。
静态电压稳定性指标 (voltage stability index, VSI) (记为IVSI) 是单馈入直流输电系统中的概念, 该指标的推导条件与RPSC一致, 两者的理论联系密切, 本文从理论上推导两者之间的联系。基于提出的无功潮流耦合作用分析方法, 推导双馈入系统中多馈入静态电压稳定性指标 (multi-infeed voltage stability index, MIVSI) 的表达式, 通过表达式建立RPSC, MIIF与VSI的联系。基于表达式, 定量分析各因素对MIIF的影响。最后, 在PSCAD环境下的双馈入直流输电模型验证RPSC, MIIF与VSI之间的关系。
1 LCC-HVDC稳态分析指标
现有的LCC-HVDC稳态分析指标有MIIF, MISCR, VSI以及最大传输有功功率等, 其中与电压、无功功率等无功量密切相关的指标为MIIF和VSI。
1.1 VSI[12]
VSI用于分析LCC-HVDC换流站母线电压的稳定性, 该指标推导中假定了电源电动势恒定且有功功率实时平衡。
LCC-HVDC的逆变器简化模型如图1所示[13]。
下面结合图1说明VSI的定义:当换流母线发生无功扰动Qf时 (设注入换流母线方向为正) , 导致换流母线发生ΔU的电压变化, 两者比值Qf/ΔU即为IVSI。由图1可知, Qf=ΔQac+ΔQd-ΔQc。于是可得IVSI的差商形式:
式中:ΔQac, ΔQd, ΔQc分别为受端交流系统无功功率、直流系统传输无功功率和无功补偿设备提供的无功功率变化量。
IVSI可以用于分析换流母线电压是否静态稳定, 当IVSI>0时, 换流母线电压静态稳定;当IVSI<0时, 换流母线电压静态不稳定。IVSI也可用于分析换流母线电压稳定性大小, IVSI较大时, 换流母线在受到同样的无功扰动时, 产生的电压波动较小。
1.2 MIIF
MIIF由国际大电网会议 (CIGRE) 工作组[14]提出, 其定义为:在换流母线i接入三相对称感性负载, 引起换流母线i约1%的电压下降ΔUi, 从而引起换流母线j电压下降ΔUj, 两者的比值ΔUj/ΔUi即为FMIIFji。该定义的表达式为:
该指标用于描述多馈入直流输电系统两换流母线之间相互影响的强弱, FMIIF的取值范围为0~1。FMIIF越大, 两换流母线之间相互影响越强;FMIIF越小, 两换流母线之间相互影响越弱。
2 无功潮流耦合作用分析方法
为分析多馈入直流输电系统的耦合作用, 本文提出无功潮流耦合作用分析方法, 通过多馈入直流输电系统发生无功扰动后无功潮流的变化情况, 分析各子系统之间的耦合作用。
图2为发生无功扰动时多馈入直流输电无功潮流示意图, 不同子系统的逆变侧换流母线之间通过联络线相连接。其中, 图2 (a) 为发生无功扰动的子系统i换流母线上的无功潮流;图2 (b) 为未发生无功扰动的子系统j换流母线上的无功潮流。
当子系统i发生无功扰动Qf时, 子系统i的换流母线会发生电压暂降ΔUi, 同时导致换流母线i的注入无功功率增加和流出无功功率减小, 非受扰子系统因无功潮流的变化而向受扰子系统i提供无功支撑, 进而减小了换流母线i的电压暂降;对于未发生无功扰动的换流母线j, 则由于注入无功功率的减少或流出无功功率的增加, 导致换流母线j也出现电压暂降ΔUj。
为了定量分析各个子系统之间的无功支撑作用强弱, 本文提出RPSC这一稳态指标。当多馈入直流输电某一子系统i的换流母线发生微小的无功扰动Qf时, 换流母线i发生电压暂降ΔUi, 同时导致i, j两换流母线之间联络线上传输的无功功率变化ΔQLji, ΔQLji与ΔUi的比值即为RPSC, 定义如下:
式中:下标j代表提供无功支撑的子系统;下标i代表发生无功扰动的子系统。
ΔQLji可以视为换流母线j以无功功率的形式对换流母线i提供无功功率支撑, 相当于减小了无功扰动和换流母线i的电压暂降;而对于换流母线j, ΔQLji可以视为无功扰动。
RPSC描述了其他子系统对该子系统支撑作用的强弱, 该指标与多馈入直流输电系统结构、直流电流设定值等参数有关。
在本文的推导过程中, 作如下假设: (1) 发生的无功扰动为小扰动; (2) 系统电动势E不变; (3) 控制方式为整流侧采用定电流控制、逆变侧采用定关断角控制; (4) 忽略联络线上无功损耗的变化; (5) 忽略无功扰动引起的电压相角变化。
由交流系统无功传输的计算方法可得联络线上传输的无功功率QLji为:
式中:Ui, Uj分别为换流母线i, j上的电压有效值;δji=δj-δi为换流母线j, i上的电压相角差;θji为联络线j-i的阻抗角;ZLji为联络线j-i的阻抗 (式中所用为ZLji的模值) 。
发生无功扰动时, 式 (4) 中变量为Ui, Uj。根据假设条件 (1) , 发生的无功扰动为微小扰动, 可将QLji的变化量ΔQLji按全微分形式展开:
QLji对Ui, Uj的偏导数为:
将式 (6) 、式 (7) 代入式 (5) , 整理可得:
RPSC的推导条件是发生微小的无功扰动, 这与MIIF的推导条件一致, 因此可以利用MIIF的定义 (式 (2) ) , 则式 (8) 可化为:
式 (9) 为RPSC的表达式。MIIF与RPSC均可描述多馈入直流输电系统2个子系统之间的耦合作用。区别在于, MIIF是从受扰子系统电压暂降对非受扰子系统电压暂降的影响这一角度进行分析, RPSC是从受扰子系统电压暂降对联络线上无功功率的影响这一角度进行分析。通过前述分析, RPSC可定量揭示子系统之间相互影响的机理, 包括非受扰子系统如何减小受扰子系统的电压暂降以及非受扰系统发生电压暂降的原因;另外, RPSC更侧重于反映的是非受扰子系统对受扰子系统无功功率支撑作用的大小。
3 双馈入直流输电系统的静态电压稳定性
为研究双馈入系统的静态电压稳定性, 推导双馈入系统中MIVSI的表达式。双馈入系统为多馈入直流输电系统的一个特例, 可将图2简化为图3所示双馈入系统无功潮流示意图。
发生无功扰动Qf时, 联络线上无功功率QL按图3所示正方向增加ΔQL。为了利用VSI的定义, 需要将2个子系统在无功潮流上解耦, 这里使用无功潮流耦合作用分析方法, 将联络线上的无功潮流变化视为对子系统1的无功支撑和对子系统2的无功扰动。对于子系统1, 无功扰动减小, 从Qf减小至Qf-ΔQL;对于子系统2, 相当于发生无功扰动ΔQL。根据上述分析和VSI, MIIF, RPSC的定义, 有
图3所示双馈入系统中受扰子系统1和非受扰子系统2的MIVSI定义式如下:
式 (10) 和式 (14) 显示了IVSI和IMIVSI的区别。IMIVSI将整个双馈入系统看做一个整体来研究, 因此无需在式 (14) 中体现ΔQL;IVSI仅考虑该换流母线上无功潮流的变化, 因此计算时需要在无功扰动中移除ΔQL的影响。
如果得到了IMIVSI1, 利用式 (15) 即可计算得到IMIVSI2, 因此仅需进行IMIVSI1的推导即可。
将式 (11) 与式 (12) 等号两侧分别相乘, 可得:
式 (16) 的等号右侧等于式 (13) 中的等号右侧, 即
将式 (10) 与式 (13) 等号两侧分别相加, 可得:
由此可得KRPSC21与IMIVSI1的最简形式为:
子系统1的MIVSI (IMIVSI1) 由两部分组成, 一部分是子系统1作为单馈入直流输电系统时的VSI (IVSI1) , 另一部分是子系统2对子系统1的RPSC (KRPSC21) , 两部分相加即为IMIVSI1。因此, 提高IMIVSI1有2个方法, 即提高IVSI1和提高KRPSC21, 且两者在数值上的效果相同。
提高静态电压稳定性非常有必要, 传统直流输电系统中, 静态电压稳定性表征了逆变侧换流母线受同样扰动时, 引起电压暂降的大小, 提高静态电压稳定性有助于减小电压暂降, 而电压的波动是导致多馈入直流输电发生换相失败的主要原因之一, 另外, 减小电压波动也有助于维持交流电网的稳定性。值得注意的是, VSI是一个稳态指标, 不能完全准确描述暂态电压降低的幅度, 但是可以对暂态过程的电压变化趋势有一定指导意义。
4 RPSC与VSI关系研究及影响因素分析
推导RPSC和VSI这2个指标的条件相同, 都是在换流母线上投入三相对称感性负载引起无功扰动, 因此这2个指标在理论上有一定相关性。如果能从理论上揭示RPSC和VSI之间的关系, 对研究多馈入直流输电系统的耦合作用有重要意义。
式 (9) 与式 (19) 均为RPSC的表达式, 将这2个表达式联立得到:
整理可得FMIIF21的表达式为:
将式 (22) 代入式 (19) 得到:
式 (23) 反映了KRPSC21的影响因素, 包括子系统的IVSI、联络线路阻抗ZL21和阻抗角θ21、子系统1和2的逆变侧换流母线电压有效值U1和U2及其相角差δ21。
1) 子系统的IVSI对KRPSC21的影响
若子系统1和2逆变侧换流母线电压有效值U1和U2不变, 则KRPSC21与子系统1的IVSI1无关;一般来说, 2U2sinθ21-U1sin (δ21+θ21) >0, 所以根据式 (23) , KRPSC21与子系统2的IVSI2成正比关系, 即KRPSC21随IVSI2的增大而增大, 随IVSI2的减小而减小。
另外, 某些参数未直接反映在式 (23) 中, 但是会影响IVSI2, 如子系统2的逆变侧短路比、无功补偿容量、直流电流设定值等。而子系统1的逆变侧短路比等参数, 由于仅影响IVSI1, 而IVSI1与KRPSC21无关, 因此这些参数对KRPSC21无影响。这里以子系统2的短路比RSCR2为例说明分析过程, RSCR2直接影响IVSI2, 两者呈正比关系, 即IVSI2随RSCR2的增大而增大, 随RSCR2的减小而减小。IVSI2与RSCR2的关系和KRPSC21与IVSI2的关系均为单调的, 将2个关系相结合, 可得KRPSC21随RSCR2的增大而增大, 随RSCR2的减小而减小。
2) 联络线阻抗模值ZL21对KRPSC21的影响
首先, 讨论ZL21取极值的情况。当ZL21的取值为0时, 两换流母线之间无电气距离, 即2个直流子系统馈入同一换流母线, U1与U2相等, 且相角差δ21=0°, 通过式 (23) 可计算得到此时KRPSC21=IVSI2;当ZL21的取值为∞时, 两换流母线之间距离无限远, 即两子系统之间无电气联系, 通过式 (23) 可计算得到此时KRPSC21=0, 即两子系统之间没有无功支撑作用。
再讨论一般情况, 由式 (22) 可得, 随ZL21的增大, KRPSC21减小;随ZL21的减小, KRPSC21增大。其物理含义是, 随着联络线长度的增加, 子系统之间无功支撑作用减弱;随着联络线长度的减小, 子系统之间无功支撑作用增强。
3) 联络线阻抗角θ21对KRPSC21的影响
KRPSC21随阻抗角θ21的变化规律并非单调的, 而且从式 (23) 无法直接得到两者之间的关系, 需要对式 (23) 求导, 为便于表达, 这里将式 (23) 简写为:
对式 (24) 求导, 得到:
为判断θ21对KRPSC 21的影响, 需要判断u′v-uv′的符号, 将式 (25) 、式 (26) 求导并代入整理, 可得:
令u′v-uv′=0, 得到θ21临界值θ21max的表达式为:
工程上, 高压交流架空线路的阻抗角θ21一般在70°~90°之间;两换流母线之间的电压相角差不会超过30°, 即δ21的取值范围一般为-30°~30°。
在上述条件下, 当θ21<θ21max, u′v-uv′>0, KRPSC21随θ21的增大而增大;当θ21<θ21max, u′vuv′<0, KRPSC21随θ21的增大而减小。因此, 当θ21=θ21max时, KRPSC21取得最大值。θ21max的大小与子系统换流母线相角差δ21的取值关系密切, θ21max会随δ21的增大而减小。
上述分析不足以成为选择交流网络所用线路的决定性因素, 但是当若干种线路的其他经济、技术影响相近时, 可以从线路对多馈入直流输电耦合作用的影响提出指导性建议。
4) 子系统换流母线相角差δ21对KRPSC21的影响
将式 (23) 改写为:
式 (30) 直观表示了δ21变化对KRPSC21的影响, δ21=90°-θ21时, sin (δ21+θ21) 取得最大值1, 此时KRPSC21也取得最大值。当δ21<90°-θ21时, KRPSC21随δ21的增大而增大;当δ21>90°-θ21时, KRPSC21随δ21的增大而减小。
5 仿真验证
本文的推导过程核心思想是在发生无功扰动时, 将两直流子系统之间的相互作用视为联络线上无功功率的变化, 即非故障子系统会对故障子系统提供无功支撑, 分摊无功扰动带来的电压波动, 最终得到如式 (19) 、式 (20) 所示的VSI, MIIF, RPSC的关系。为了证明理论推导的正确性, 对式 (19) 、式 (20) 进行仿真验证。
仿真验证基于PSCAD/EMTDC环境下的双馈入LCC-HVDC模型, 结构示意图如图4所示, 主要参数见附录A表A1。
在进行双馈入系统仿真之前, 需要先仿真得到两子系统的IVSI1和IVSI2, 将联络线断开, 在两子系统换流母线上加入电感扰动, 接地电感上流过的无功功率即为Qf, 根据VSI的定义 (式 (1) ) 进行计算。得到的结果为IVSI1=31.85 MW/kV, IVSI2=12.50 MW/kV。
根据MIIF的定义, 为引起约1%的电压跌落, 在换流母线1处加入大小为4 H的电感以模拟无功扰动, 分别设置联络线长度为50, 100, 150km, 仿真得到这些情况下FMIIF21, KRPSC21, IMIVSI1的数值。将IMIVSI1, KRPSC21的仿真结果记为仿真结果1, 将仿真数据代入式 (19) 、式 (20) 计算得到的IMIVSI1, KRPSC21结果记为仿真结果2。由于仿真结果2是利用推导得到的公式计算得到, 所以对比仿真结果1和仿真结果2, 即可验证理论推导的正确性。KRPSC21和IMIVSI1的仿真结果对比如表1、表2所示。
仿真结果1与仿真结果2基本吻合, 证明了理论推导的正确性。2个仿真结果存在一定误差, 这是由于理论计算中, 忽略了联络线上无功损耗的变化和无功扰动引起的电压相角变化, 另外由于测量误差的存在, 也会导致两者的对比结果出现一定偏差。
6 结论
1) 本文提出了无功潮流耦合作用分析方法, 该方法从联络线上无功潮流的变化这一角度解释了耦合作用的机理。该方法不仅可以用于理论分析多馈入直流输电系统的无功潮流和电压耦合作用, 并且可用于分析多馈入直流输电系统换相失败、电压暂降。
2) 为了通过无功潮流耦合作用分析方法定量解释多馈入直流输电系统中的耦合作用, 本文提出了RPSC这一指标, 其定义是受扰子系统电压暂降与受扰子系统与非受扰子系统之间联络线上传输的无功功率变化的比值, 该指标不仅描述了受扰子系统和非受扰子系统之间联系的紧密程度, 而且描述了非受扰子系统对受扰子系统的无功功率支撑作用的大小。该指标可以用于理论分析多馈入直流输电系统中的耦合作用, 对指导多馈入直流输电系统的逆变站的选址也有一定指导意义。
3) 基于无功潮流耦合作用分析方法, 本文推导了双馈入系统中的MIVSI的数学表达式。MIVSI的最简表达式揭示了MIVSI为受扰子系统VSI和非受扰子系统对受扰子系统的RPSC之和, 推导结果揭示了MIVSI与VSI, MIIF, RPSC等指标的内在关系, 有助于进一步探究多馈入直流输电系统的指标的内在含义。
4) 本文推导了RPSC的表达式, 揭示了RPSC, MIIF, VSI之间的关系。进一步分析了RPSC的影响因素。在PSCAD环境下的双馈入直流输电模型中进行仿真, 验证了理论推导得到的RPSC, MIIF与VSI之间关系的正确性。在本文的仿真中, 采用稳态数据进行仿真验证, 这是由于本文所提出的无功潮流耦合作用分析方法为稳态分析方法, 故能准确反映稳态特性。该方法也可以从一定程度上反映故障时的暂态特性, 因此, 故障时暂态特性也可以从一定程度上验证理论正确性, 相应研究将在以后的工作中进一步开展。
交直流耦合电路 篇6
为满足IEC61000-3-2等电网谐波注入标准,功率因数校正PFC(Power Factor Correction)技术已被广泛应用[1,2,3],而PFC拓扑中Boost变换器的应用最为广泛,在高于300 W的功率应用场合适合选用电流连续模式(CCM)PFC。为降低成本,在Boost电路中,常采用Si材料的超快恢复二极管,但是,电路工作于CCM模式时二极管存在严重的反向恢复问题[4,5,6,7],在开关开通过程中,其电流为输入电流与二极管峰值反向恢复电流之和,并且在其电流达到最大值之前,开关的电压始终被箝位在输出电压,这大幅增加了开关管的开通功率损耗,降低了PFC的效率,限制了开关频率的提高和PFC体积的减小,而且硬开通使电磁干扰(EMI)问题更加严重。
对于传统的CCM PFC,二极管严重的反向恢复是造成开关损耗加大的主要原因,为解决这个问题,通常采用加入缓冲电路的方法以改善器件的开关环境,实现无损开通。缓冲电路主要分为有源缓冲和无源缓冲两大类。有源缓冲网络中加入了辅助的有源开关管,通过与主开关管的配合,实现主开关的软开通[8,9,10,11],但增加了PFC的成本和控制电路的复杂程度,且辅助开关管难以实现软开关。无源无损缓冲是通过加入无源元件以减小开关在开通期间电压和电流的交叠面积,实现零电流开通,其思路是在主二极管支路上串联缓冲电感以抑制其电流下降率,打破开关管电压和电流的箝位关系,减小开关损耗[12,13]。文献[14]和[15]分别提出了最小电压应力和非最小电压应力缓冲单元,但两者均具有参数设计复杂、对开关引入额外的电流或电压应力、软开关实现范围小等缺点。
本文提出了一种基于磁耦合的无源无损缓冲电路,并对其进行了详细的理论分析和参数设计,实验结果验证了其可行性和优越性。
1 缓冲电路的结构和工作原理分析
1.1 缓冲电路的结构
本文提出的缓冲电路如图1中虚框内所示,Np绕组为Boost变换器的主电感,图中缓冲电感Lr用于抑制二极管VD的电流下降率(d i/d t≈-Uo/Lr),通过与电容Cr的谐振过程将缓冲能量暂存于Cr中,且开通缓冲过程不影响正常的占空比。在开关管关断瞬间,耦合绕组Ns能够帮助电感Lr迅速完成复位,电容Cr也相继在很短的时间内把缓冲能量传递到负载端。3个辅助二极管负责管理能量流向,辅助实现能量的无损吸收和传递。
1.2 缓冲电路的工作原理分析
因为开关周期远小于半个工频周期,所以每个开关周期内的PFC电路可以等效为输入电压为Ui、输出电压为Uo的Boost电路。为简化分析过程,假设输出滤波电容C足够大,Uo为恒压,3个辅助二极管没有反向恢复特性,所有半导体器件均没有通态管压降。根据图2中关键的电压和电流波形可将一个开关周期内的工作过程分为6个工作模态,各个工作模态的工作原理分析如下。
a.模态1(t5~t0]。t5时刻VT已经关断,且电路达到正常的PWM稳态,输入电压和2个耦合绕组同时为负载供电,输入电流表达式为:
其中,M为绕组Np与Ns间的互感。
b.模态2(t0~t1]。在t0时刻将VT开通,二极管支路电流开始向Lr支路转移,因电感Lr的作用,其电流下降率被有效地抑制,峰值反向恢复电流大幅减小,当二极管电流达到峰值反向恢复电流IRM时二极管真正截止,主二极管VD的瞬时电流表达式为:
其中,N为绕组Ns与Np的匝数比,N=Ns∶Np(N<1)。
c.模态3(t1~t2]。t1时刻Lr电流为输入电流与IRM之和,但是由于二极管VD的瞬间截止和Lr的电流不能突变,电感Lr将使VD2-Cr支路导通,将多余的能量传递到Cr中,Lr和Cr发生谐振,在此谐振过程中,等效的电压源为NUi,当Lr的电流与输入电流相等时本模态结束,Cr电压达到最大值,Cr电压和VD2电流表达式为:
d.模态4(t2~t3]。开通缓冲阶段在t2时刻结束,模态4进入正常的PWM阶段,Boost电感和Lr在输入电压的作用下,其电流线性上升,输入电流为:
e.模态5(t3~t4]。VT在t3时刻关断,当其电压上升到Uo时,二极管VD1自然导通,开关管的电压被箝位在Uo。VD1导通后电感Lr在Cr初始电压和Ns辅助绕组电压的作用下电流迅速降为零,同时,VD3导通。Lr电流和Cr电压表达式为:
其中,UCr0为t2时刻Cr的电压。
为实现开关管的零电流开通,必须保证电感Lr的电流在下个开关周期到来之前降为零,否则在开关开通时刻Lr-VD1支路电流将瞬间流入开关管,并且VD1会出现较大的反向恢复电流,增大开关管的开通损耗。
f.模态6(t4~t5]。t4时刻输入电流全部流过Cr,Cr以恒流放电,将其在模态3中存储的能量传递到负载侧,实现能量无损回馈。电容Cr电压表达式为:
到t5时刻,Cr电压降到零,Cr中储存的能量全部释放到负载侧,VD3中的电流全部转移到VD中,此模态结束。
2 缓冲电路参数设计方法与实例
2.1 开关管零电流开通条件分析
由缓冲电路基本工作原理可知,在开关管的开通缓冲阶段模态3中,Lr和Cr的谐振回路与Np-LrVT主回路是相互独立的,故谐振过程能否完成未影响Np绕组能量的存储,即不会减小有效占空比。
而在关断缓冲阶段的模态5中,若电感Lr的电流不能降为零,则当开关管再次开通时,Lr剩余电流和辅助二极管VD1的反向恢复电流同样会造成开关管开通损耗的增大,故开关管零电流开通条件为:
2.2 缓冲电路参数设计方法
a.电感Lr的大小决定着开关管开通时电流的上升率和开关管开通损耗Pon,查询所选用开关管的数据手册可获得开关管的开通时间ton,则得:
Pon=fs0乙ton乙Uo-Uotont乙乙LrUo t乙dt=61fsUo2Lrt2on(10)
若已知开关频率fs和期望的开通功率损耗Pon,则可以计算出所需的缓冲电感Lr的值。
二极管的峰值反向恢复电流IRM与其电流下降率di/dt有关,因此需要查询二极管数据手册中的IRM与di/dt曲线以决定电感Lr的值,与式(10)中计算值进行比较,取较大值。
b.在模态2的谐振过程中,主二极管VD的电压应力最大值为UCr0+Uo,若电容Cr过小,则过大的UCr0同样可能造成二极管VD被击穿,故要求:
在模态4中,主二极管VD的电压应力为NUi+Uo,为保护主二极管不被反向击穿,即要求:
c.当匝比N一定时,随着电容Cr的变化,相应的Lr复位时间即可求得,为保证实现开关管的零电流开通,必须满足不等式(9)。
以上的3个不等式(9)、(11)、(12)条件必须同时满足,当N一定时,Cr只要在合理的范围内选取即可。
2.3 缓冲电路参数设计实例
为详细介绍参数设计过程,现以通用90~264 V输入电压,400 V直流输出,开关频率fs=90 k Hz,额定功率500 W的PFC为例设计缓冲电路参数。
开关管采用STP21NM60N,查得ton=15 ns,设开通损耗Pon=0.1 W,由式(10)可计算得Lr=5.4μH。主二极管选8 A/600 V的STTH8L06D,查询其手册可知,正向平均电流为8 A、反向恢复电流为2 A时要求的di/dt=20 A/μs,故Lr>20μH,考虑开关和电路板线路寄生电感的存在,Lr可取值为10μH。
最大的匝比N由式(12)可知为0.21,先设定匝比N,当改变电容Cr的值时,相应的Lr复位时间toff_snu即可求得,由式(9)可得Cr的最大容值,而由Cr的最大电压值UCr0小于80 V,则可得Cr的最小容值,Cr只要在最大值与最小值之间取值即可。因为PFC的输入电压为交流电,因此输入电压在每个开关周期是不同的,利用Math CAD软件可以计算出每一组N与Cr在半个工频周期内的toff_snu曲线。
当N取0.14、输入电压有效值为90 V、输出功率为500 W、Cr的范围为80 n F到680 n F时的toff_snu曲线组如图3所示,横轴为开关周期数,在半个工频周期内共有0.01×90000=900个开关周期。设实现软开关的最大占空比为0.9(当占空比大于0.9时对应的输入电压和电流在过零点附近),由图3可知,当Cr为580 n F时的最大关断缓冲时间接近0.1Ts(大于0.1 Ts将影响Cr能量复位,如图3中最上面的横线所示),故Cr最大值为580 n F,当Cr小于260 n F时,其最大电压UCr0超过了80 V,因此Cr的取值范围为260~580 n F。
同理可得,当匝比N从0.06变化到0.2时,Cr的最小值和最大值如表1所示。因此,综合考虑可取N为0.1,Cr为200 n F。
3 实验验证
设计并制作了500 W实验样机,主要参数如下:耦合电感磁芯使用APH27P90,原边电感值为1 042μH,匝比为10∶1;开关频率为90 k Hz;开关管为STP21NM60N;主二极管为STTH8L06D;辅助二极管均选用STTH3S06D;输出滤波电容用440μF/450 V电解电容;控制器采用UCC3818实现平均电流控制;缓冲元件参数与2.3节中设计值相同,缓冲电感磁芯用RM8。测试条件为220 V交流输入、400 V直流输出、功率500 W,主要实验波形见图4。
交流输入电压和电流波形如图4(a)所示,对PFC波形进行THD分析。图5为PFC输入电流谐波含量与IEC61000-3-2 D类标准对比曲线,可见输入电流各次谐波含量均满足要求,其次,由谐波分析可知,总的谐波畸变率为4%,功率因数为0.986。
图4(b)—(d)均为开关管电压和缓冲电感电流波形,图4(c)为4(b)的放大图,并将2个波形的坐标基准放在一条水平线,由图4(c)可见,在VT开通时刻,其电压和电流的交叠面积可忽略,VT基本实现了零电流开通。图4(b)和图4(d)的不同之处在于输入电压的瞬时值不同,图4(b)在输入交流电压峰值处,占空比很小,故Lr与Cr的谐振过程未完成时VT就被关断,而图4(d)是在输入电压为162 V处,对应的占空比较大,谐振完成后Lr电流与输入电流相等;但相同之处是Lr均能快速复位,VT均实现了零电流开通。
图4(b)和图4(d)中被圈定部分表明开关管电压存在振荡,这是由当Lr电流降为零后,Lr会与二极管VD1和开关VT的寄生电容产生振荡引起的,当Cr电压为零时振荡过程大幅减弱。
Lr电流与Cr电压波形如图4(e)所示,在VT开通阶段,Lr与Cr谐振将多余的能量传递到Cr中,在VT关断时,Cr中的能量被传递到负载端,实现能量的无损吸收。主二极管关断时刻的波形如图4(f)所示,可见主二极管的电流下降率被降低为22 A/μs,峰值反向恢复电流为正向电流的80%,二极管的反向恢复电流被大幅抑制。
输入电压为220 V、输出功率由30 W到500 W时,针对提出的无源无损缓冲电路PFC和传统PFC,在采用相同的功率半导体器件和升压电感的情况下进行了整机效率的对比测试,测试结果如图6所示。对比可知,本文提出的无源无损缓冲PFC效率比传统PFC效率最多高出2%,表明该无源无损缓冲电路的加入有利于提高电源系统的效率。
4 结论
滤波电路在直流稳压电路中的应用 篇7
关键词：直流稳压电路,滤波电路,电容滤波,电感滤波
电子设备的出现为现代生活带来了极大的便利,人们在生活中处处离不开它的存在,电子设备的使用需要有能源供应,这就要求有一个稳定的电路来提供。现代社会中的各种电子设备都需要在电源电路提供稳定能源的情况下工作。当然因为电子设备的不同所设计的电源电路也存在着不同的样式与复杂程度。比如说超级计算机就有一套复杂的电源电路系统,通过这个电源电路的能源供应,超级计算机的各种功能才能持续稳定的工作;便携式计算机的电源电路则相对简单,只需要一个电池电路即可解决。由此可以看出电子设备工作的基础就是电源电路的设计制作,电源电路不符合要求电子设备就不能正常工作。持续稳定、满足负载需求是电源电路最基本的要求,直流稳压电路作为电源电路中最基本的电路在电源技术中占有十分重要的地位。
直流稳压电路可以有多种实现形式,一般是由交流电源、变压器、整流、滤波和稳压电路几部分组成。其中,滤波电路能够最大限度的减少直流电压中交流成分的脉动过程,使得输出电压纹波更小,电压更稳定。
1 滤波电路的概念及分类
滤波电路就是利用电抗性元件的特性,对交流、直流阻抗的不同将直流输出电压中的交流脉动成分过滤掉后得到稳定的直流电压。电容滤波和电感滤波是最常用的滤波电路。
电容滤波电路是指在负载电阻上并联一个滤波电容C的电路。电容器C具有对直流开路,对交流阻抗小的特性,且电压不能突变,所以只能并联在电路中。直流电流从负载流过,交流电流则从电容流过,从而达到滤波的目的。由于电容的储能作用,使得输出波形比较平滑。电容放电的时间τ=RLC越大,放电过程越慢,输出电压中脉动成分越少,滤波效果越好,输出的电压也更加平稳。
电感滤波电路是利用电感器L的特性阻止脉动的交流而通过稳定的直流来进行滤波,在电路中将电感L和负载R串联在一起即可。实质是电感L具有对直流阻抗小,对交流阻抗大的特性,所以要与负载串联使用。通过滤波电路后,电路中的直流分量被保留下来,交流分量被过滤掉,这样就改变了交直流成分在电路中的存在比例,降低了电路输出的纹波系数,得到了稳定的直流电压。从能量的观点来看,电感器L是一种储能元件,当电路中的电流增大时就把这部分增大的能量储存起来,待电流减小时再将其释放出来,这样使得负载得到一个平滑稳定的电流。但是电感滤波电路也有它的缺点,由于其存在铁心,因此就显得体积较大,同时容易引起电磁干扰,所以一般只应用于低电压、大电流的环境。
2 带电容滤波的直流稳压电路
2.1 电容滤波的工作原理
带电容滤波的直流稳压电路如图1所示。工作原理如下:当在U2的正半周时,导通D1和D3二极管,电路中二极管的正向压降忽略,这时Uo=U2,输出电压Uo一方面给电容C充电,另一方面施加在负载R上,当U2达到峰值后,开始下降,当U2小于电容电压时,二极管D1和D3截止;随后,电容C以指数规律经R放电,电容上的电压下降;当在U2的负半周时,导通D2和D3二极管,电路中二极管的正向压降忽略,此时Uo=U2,这个电压一方面给电容C充电,另一方面施加在负载R上,当U2达到峰值后,开始下降,当U2小于电容电压时,二极管D2和D4截止;随后,电容C以指数规律经R放电,电容C上的电压下降。经过电容的不断充放电,输出电压的脉动就得到降低,电压平均值也有所提高。
2.2 滤波电容的选取
滤波电容选取直接关系着直流稳压电路输出波形的优劣,如果滤波电容选取合适,则输出电压的脉动程度就会大大减小,反之,则输出电压无法达到电路要求。
根据经验,滤波电容的选取一般遵循以下原则。当电容值在10p F左右,能够用来消除高频的干扰信号,当电容值在0.1u F左右,能够有效消除低频的纹波干扰,同时对于还具有很好的稳压效果;当然,在选取滤波电容时还取决于所涉及PCB上的主要工作频率和可能对系统造成影响的谐波频率,当PCB的主工作频率较低时,可以设置两个电容,其中,一个用来滤除纹波,另一个用来滤除高频信号。如果电路中有比较大的瞬时电流流通时,一般会多加一个电容值比较大的钽电容。
2.3 利用电容滤波存在的问题
(1)一般来说,滤波电容都是电解电容,电容值都比较大,在使用过程中,需要特别注意电容的正负极性连接问题,保证正极性接在电位较高的点,负极性接在电位较低的点,假若极性接错,容易导致电容击穿或爆裂。
(2)初始时刻,电容两端所加电压为0,通电后,经过整流二极管,达到电源给电容充电的效果。在电源接通的时刻,二极管中流过的电流一般能够达到额定工作电流的5-7倍,称之为短路电流,所以在选择二极管时,应考虑一个较大的裕量。
3 带电感滤波的直流稳压电路
带电感滤波的直流稳压电路如图2所示。工作原理如下:当U2处于正半波时,D1和D3上所加为正向电压,处于导通状态,此时二极管阻值几乎为0,可以忽略二极管正向压降,则有Uo=0.9U2,该电源一部分给电感L充电,另一部分施加于负载R两端,当U2达到峰值后,开始下降,当U2小于电感电压时,二极管D1和D3截止;随后,电感L经R放电,电感上的电压逐渐减小;当在U2处于负半波时,D2和D4上所加为正向电压,处于导通状态,此时这两个二极管的阻值非常小,所以能够忽略二极管正向压降,此时电源电压一部分送给电感L充电,另一部分加在负载R两端,直到U2到达峰值,随后开始下降,当U2小于电感电压时,二极管D2和D4截止;随后,电感经负载R放电,电感两端的电压逐渐下降。正是因为电感这种不断的充放电过程,才使输出电压波动性大大降低,获得波形十分平缓的输出波。
由于电感的直流电阻小,交流阻抗比较大,所以当电流中的直流分量流过电感线圈时,能量损失特别小,但是,对于电流中的交流分量则刚好相反,其中较大的那部分都是降落在电感上,所以能够有效降低输出电压中波动的部分。电感的值越大,那么滤波的效果也就越好,因而电感适用于负载电流变化较大的电路。此外,将电感滤波应用于滤波电路中,能够有效的延长整流管导通角,避免了冲击电流过大的问题。
4 结束语
通过上述对电容滤波电路、电感滤波电路进行的分析,能够了解,在电子电气设备的直流电源整流滤波电路中,对于滤波电容C来说,它的选定具有一定的依据性,一般情况下根据直流输出电压,负载R的大小以及对纹波电压的要求来进行设计选取;对于滤波电感L来说,电感主要是通过限制电流变化,从而稳定输出电压。在选取滤波电路过程中,负载电流及冲击较大的电路中选用电感滤波,电感越大,滤波效果越好。
参考文献
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