混合三电平（精选7篇）
混合三电平 篇1
1 引言
中点钳位型三电平逆变结构以其实用性和控制方便性等明显优势在高压中小功率逆变系统中得到了广泛应用。传统NPC变换器中应用的主流器件是IGBT和快恢复二极管, 但是在某些工况下, 由于器件特性因素并不能达到较低的损耗和较高的效率。文献[1-2]分别对NPC三电平逆变器的通态损耗和开关损耗进行了理论分析与定量计算。
随着控制算法的不断优化, 在一定程度上降低了损耗。文献[3]研究了SPWM和SVP-WM之间的联系与区别, 指出SVPWM调制方法能获得更高的调制度, 电压利用率比SPWM高约15.47%。但是仅仅依靠优化控制算法的方法来减少损耗已基本达到极限, 若进一步降低损耗, 改进拓扑结构是一方向。文献[4]研究了新型高频Boost PFC变换器, 采用新型器件Cool MOS和Si C二极管, 降低了变换器损耗。本文研究了基于混合型H桥模块 (IGBT+MOS-FET) 的NPC三电平逆变器的损耗与效率, 分析其导通和换流模式, 利用器件损耗特性参数建立通态损耗计算模型和开关损耗计算模型。建立仿真模型并与传统拓扑结构进行了效率对比分析, 对部分结果进行了实验验证。得出基于混合型H桥模块的NPC三电平逆变器整机损耗低, 效率高。
2 混合型H桥模块拓扑介绍
传统的NPC拓扑结构中开关管多采用的是纯IGBT, 因为IGBT导通压降的非线性特性使得IGBT的导通压降并不会随电流的增加而显著增加。从而保证逆变器在最大负载的情况下, 仍可以保持较低的损耗和较高的效率。但是对于某些应用领域 (如光伏逆变系统) , 不仅要保证最大负载情况下的高效率, 低损耗, 且不同轻载下的效率更加重要。在轻载时, IGBT的导通压降并不会显著下降, 这反而降低了逆变器的总体效率。相反, MOSFET的导通压降是线性的, 轻载时具有更低的导通压降, 而且MOSFET有非常优越的动态性能和高频工作能力, 新拓扑结构会更多地考虑采用MOSFET。此外, 考虑到提高效率带来的巨大经济回报, 比较昂贵的Si C二极管也越来越多的在光伏逆变器的设计中采用, 实践证明, Si C肖特基二极管可显著降低开关管的通态损耗, 降低电磁干扰。
混合型H桥模块由IGBT+MOSFET构成, 上半桥IGBT作为极性控制器, 工作频率低, 从而降低总损耗和逆变器的输出电磁干扰;下半桥MOSFET进行PWM高频切换。图1为基于混合型H桥模块的NPC三电平逆变器一相拓扑结构。其中, 中间换相环节由75 A/600 V IGBT和快恢复二极管组成, 上下高频切换环节由600 V Cool MOS组成, 中点钳位二极管由Si C二极管组成。实践证明, 将新型功率器件应用于逆变器系统中降低了逆变器整机损耗。
3 损耗模型建立及分析
在分析逆变器系统损耗特性之前, 首先应该对单个功率器件损耗进行建模。传统的方式通常会对器件开关导通过程的各个阶段分别进行复杂的数学建模, 其计算量大, 不利于损耗分析。通常生产厂商在使用手册中会给出功率器件结温在25℃和125℃下的主要参数, 根据参数建立功率器件的损耗模型。IGBT与MOSFET损耗主要由开关损耗和通态损耗构成, 二极管损耗则主要考虑其反向恢复损耗。利用这些模型分析混合型H桥模块拓扑结构下的开关损耗和通态损耗。
3.1 开关损耗计算及分析
IGBT与MOSFET在开通和关断过程中都会产生开关损耗, 快恢复二极管在开通时损耗非常小, 可以忽略不计, 一般考虑其反向恢复损耗。在某一特定型号的开关管数据手册中, 一般会给出典型工况下开关能量损耗随负载电流变化的曲线图, 在器件承受不同电压和结温时, 损耗大小可通过器件实际承受电压和测试电压比值的幂函数以及实际结温和测试结温比值的幂函数进行修正。因此, 开通能量损耗Eon、关断能量损耗Eoff、二极管反向恢复损耗Erec, D与负载电流Ic关系可分别由下式表示:
三电平逆变器在稳态工作时有3种工作模式, 相应的有2, 1, 0 3种开关状态。根据负载电流流向, 又可分为6种电流流通方式。设负载电流由变换器流入负载方向为正, 反之为负。则三电平逆变器开关工作模式如表1所示。
图2给出了三电平逆变器1状态下负载电流2种流通路径。可见, 当iL>0时, 负载电流经VD5, T2流入负载;当iL<0时, 负载电流经T3, VD6流回逆变器。
假设负载为感性负载或者阻感性负载, 负载电流波形为正弦, 根据NPC逆变器开关管导通规律及开关状态切换原则, 可得当功率因数角为θ时一个调制周期内电流流经的器件情况, 如图3所示。
由图3可知, 在一个调制周期中, 随着开关状态的变化及电压、电流相位关系, 各开关器件按一定规律轮流导通, 在导通区段内器件根据调制波与载波比较作相应开、关动作, 也即产生开关能量损耗。例如三电平变换器中T1器件, 计算其开关损耗需要考虑在一个调制周期中的k次开关过程, 即
式中:T为调制周期。
为了得到T1开关损耗的解析解, 当载波比足够大、且周期内开关频率为fsw时, 将式 (4) 转换为积分形式为
同理, 逆变器中其他器件的开关损耗表达式为
故可得总的开关损耗Psw为
以上开关损耗计算式表明三电平变换器开关损耗与负载、器件动态特性、功率因数角θ有关, 新的拓扑结构以及开关管材料 (Si C) 正是从改善器件动态特性角度出发来降低损耗的。Cool MOS基于电荷补偿原理, 是多子导电的器件, 消除了IGBT关断时的拖尾延迟, 从而有效降低了关断损耗。Si C技术可以有效减小二极管反向恢复电流, 采用Si C二极管后, 主开关和二极管上的反向恢复电流尖峰可以大大减小, 开关的电流容量也可以相应降低, 器件开关损耗得到改善。
根据开关损耗计算模型建立开关损耗与开关频率、功率因数关系如图4所示, 易知开关损耗与开关频率基本成线性关系 (见图4a) ;本文拓扑结构只考虑变换器用于逆变状态, 由图4b可知开关损耗随着功率因数增加而降低。
3.2 通态损耗计算及分析
通态损耗的产生主要是由于存在初始饱和压降和导通电阻。IGBT, MOSFET和反并二极管通态损耗可由下式表示为
其中
根据NPC三电平逆变器的开关管导通规律, 我们可以得出每个开关管的平均电流:
其中, 在1个桥臂中1, 4管导通规律相同, 2, 3管导通规律相同。
4个反并二极管的导通平均电流如下式:
式中, m为调制度, 故通态损耗大小与导通压降、导通电阻、流过开关管电流、占空比和功率因数角有关。
IGBT导通压降是非线性的, 在某些工况下 (如光伏领域) , 逆变器工作在变化的负载下, IG-BT的这一特性使得其在轻载时的导通压降不会显著降低。相反, MOSFET的导通压降是线性的, 在轻载情况下具有更低的导通压降。此外, 新型Cool MOS由一系列的P型和N型半导体薄层交替排列组成, 在截止态时, 由于P型和N型层中的耗尽区电场产生相互补偿效应, 使P型和N型层的掺杂浓度可以做得很高而不会引起器件击穿电压的下降。导通时, 这种高浓度的掺杂使器件导通电阻明显降低。由式 (5) 可知, 通态损耗与导通压降和导通电阻成正比。因此, 在光伏逆变等应用领域中, MOSFET替代IGBT可以降低逆变器通态损耗。基于混合型H桥模块的三电平逆变器采用IGBT+MOSFET混合型结构, 损耗降低。
Si C (碳化硅) 是一种由硅 (Si) 和碳 (C) 构成的化合物半导体材料, Si C二极管可以做到单位面积导通电阻很低。Si C二极管替换传统Si二极管可明显降低钳位二极管通态损耗。
根据通态损耗计算模型可知, 通态损耗与开关频率无关;当变流器工作在逆变状态时, 由图5可知, 功率因数对通态损耗影响不大。
4 仿真
利用Matlab仿真平台, 根据NPC三电平逆变器拓扑结构搭建了仿真主电路模型。仿真系统参数为输入直流电压400 V, 开关频率3 000 Hz, 输出频率50 Hz, 调制方式SVPWM, 调制度0.8, 负载功率15 k W, 仿真时间0.25 s。
首先在传统逆变器拓扑结构下仿真, 得出输入与输出功率如图6a所示。从示波器可以读出, 输出功率为5 276 W, 输入功率为5 528 W, 因而得出传统拓扑结构下的逆变器转化效率为95.44%。
基于混合型H桥模块拓扑选用IGBT+MOS-FET混合结构, 并选用新型材料Si C二极管。功率开关管仿真参数分别根据各自器件手册确定, 同样搭建主电路仿真模型, 系统参数不变, 仿真结果如图6b所示。从示波器可以读出, 输出功率为5 267 W, 输入功率为5 463 W, 因而得出基于混合型H桥模块NPC三电平逆变器转化效率为96.41%。
为了能更加精确地说明新的拓扑结构效率优势, 在仿真平台基础上, 分别对两种拓扑结构在不同输入功率下进行了校验分析。表2是不同直流电压等级下两种拓扑结构效率仿真结果。
根据仿真结果, 可以画出两种拓扑下效率走势图, 如图7所示。从仿真结果中可以看出基于混合型H桥模块拓扑结构要比传统的拓扑结构效率高出将近0.9%。这说明通过改善开关器件参数方法可以有效降低损耗, 提高效率。
5 实验与分析
分别根据两种拓扑结构搭建NPC三电平逆变器系统进行实验, 采用三相不控整流输出为系统直流侧电源, 输出接可调阻感负载。实验所用NPC三电平逆变器实验系统参数为:输入直流电压400 V, 开关频率3 000 Hz, 直流侧电容4 700μF×4, 调制方式SVPWM, 控制芯片DSP+FPGA, 负载功率10 k W, IGBT模块型号2MBI100N-060, Cool MOS型号IPP60R200C6, Si C二极管型号CSD10060A。测得A相输出电流及A, B间线电压波形如图8所示。
测试IGBT开关过程中电压电流以及开关损耗波形如图9所示, 开关损耗曲线是由示波器Math功能对开关状态的电压和电流值实时相乘得到的。从图9可以看出, 在一次开关过程中损耗明显, 通过有效地改善开关性能会降低大量损耗, 新型材料将以此展开。
利用MS2203三相钳形数字功率表测量两种拓扑结构下输入输出功率如表3所示, 其中开关频率为3 k Hz。
从表3可以看出, 实验效率比仿真效率偏低, 因为在仿真中没有考虑更多的实际情况, 均以理想模型建立, 实验中开关管性能、工作环境温度、功率管发热不均衡、线路阻抗以及测量环境等均会影响测量结果。但是从实验结果中依然可以看出混合型H桥模块拓扑结构的输出功率更大, 效率有所提升, 这与仿真结果一致。
由实验与仿真结果可知, 与传统拓扑结构三电平逆变器相比, 基于混合型H桥模块NPC三电平逆变器损耗低, 效率高。原因在于, 采用混合型H桥模块降低了高频切换时的开关损耗, H桥模块中MOSFET的低导通压降和低导通电阻特性降低了通态损耗;Si C二极管的应用降低了钳位二极管的反向恢复损耗, 低导通电阻特性降低了钳位二极管开通过程中通态损耗。混合型H桥模块以及Si C二极管应用于三电平逆变器中, 逆变器整机效率高, 更具实用性。
6 结论
本文分析了二极管钳位型三电平变流器的导通规律和换流过程, 给出了开关管的多项式开关损耗模型和简化的通态损耗模型。基于此方法验证了基于混合型H桥模块拓扑结构的正确性和低损耗特性, 得到了两种拓扑结构下的功率仿真波形, 仿真结果表明基于H桥模块拓扑结构要比传统的拓扑结构效率高出将近0.9%。在此基础上, 搭建实验平台测试了IGBT与MOSFET开关管的暂态开关过程, 实验结果表明基于H桥模块拓扑结构系统损耗得到改善, 输出功率高, 逆变器整机效率得到提升。
参考文献
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三电平SVPWM方案的实现 篇2
三电平逆变器,相对于传统的两电平逆变器有着电压变化率(d V/dt)低、谐波畸变率(THD)低、器件承受电压低等优点,另一方面它比四电平、五电平等多电平逆变器的结构和控制方法简单,在高压大功率领域有着非常广泛的应用[1]。
2 三电平逆变器SVPWM方案的基本问题
2.1 拓扑结构
1980年A.Nabae等人在IAS年会上提出了中点箝位式三相三电平变换器的结构,如图1所示。它采用2个串联的电容,将平分直流母线电压得到中间第三电平,每桥臂由4个开关管串联,用一对串联箝位二极管和内侧2个开关管并联,其中心抽头与第三电平相连实现中点箝位,形成所谓的中点箝位变换器。电平数目的增多带来更丰富的电压矢量元件,由它们所合成的输出电压可大大减小谐波分量。
2.2 矢量分区
在空间矢量平面上标绘出全部19个电压矢量,全部矢量标号如图2所示,按幅值大小分为:零矢量(标号i=0)、小矢量(i=1-6),中矢量(i=7-12)和大矢量(i=13-18)。所有的小矢量可分为由正、负两种开关状态,如v5p=OOP(A=零,B=零,C=正),v5n=NNO。而零矢量可分为NNN、OOO和PPP 3种矢量开关状态。
如图3所示,由6个大矢量的顶点连成的六边形区域是所有目标矢量顶点的集合,6个大矢量将该区域划分为6个三角形扇区(sector),中矢量与小矢量的顶点连线又将每个扇区划分为4个小三角形小区(region)。当目标矢量顶点落入某一小区时,毗邻的3个矢量便参与合成该目标矢量。距离目标矢量越近的合成矢量,其作用时间越长,据此可进一步将1、3小区划分为1a、1b和3a、3b小区。a、b小区中的矢量作用时间略有不同,例如第i扇区中,若目标矢量顶点落入a小区,则第i号小矢量作用时间Ti>第(i+1)号小矢量作用时间T(i+1);若落入b小区,则有Ti
2.3 矢量切换逻辑
为了保证开关桥路上的器件所承受的电压不超过Ed,在矢量切换时应遵循每一相的电压变化不大于Ed(即每次矢量切换时同一桥臂最多只能有2个开关动作)的连续矢量切换原则。把连续矢量切换原则的全部可能矢量称为连续切换矢量。其中有些目标矢量相对于当前矢量发生了2个桥臂的开关变化,有些仅在一相发生开关变化(不存在三相发生变化的连续切换矢量),称前者为当前矢量的最少拍连续切换矢量。不失一般性,对全部矢量对应的连续切换矢量的求取可以归结为对一个扇区中的零(0)、小(i)、中(i+6)、大(i+12)这4个矢量的分析。如表1所示,对i都执行mod6的加减法,即i=6时i+1=1,i=1时i-1=6。
可进一步总结目标矢量位于不同扇区、不同小区时所对应的最少拍连续切换矢量序列,如表2所示为1a、1b、2小区的矢量序列。矢量序列均以n型小矢量起始,每个序列均为7个矢量,第4矢量均为起始矢量对应的p型小矢量。从连续多周期的波形考虑,以n型小矢量起始或以p型小矢量起始,是完全等同的。由上面的推理可见,三电平的矢量切换逻辑具有高度的严密性,符合上述连续矢量切换原则的最少拍序列是唯一的。
3 三电平SVPWM方案的实现
三电平空间矢量调制由目标矢量位置判断模块、作用时间计算模块和开关状态选择模块3部分组成。它根据目标矢量和中性点状态,运行电压空间矢量调制和中性点电压控制逻辑,输出驱动脉冲信号实现对三电平逆变桥的控制,如图4所示。
3.1 目标矢量位置判断
目标矢量位置判断模块的主要目的是判断目标矢量顶点所处的扇区,并进一步判断其所在的小区。不失一般性,在任一扇区中作出如图5所示的辅助线后,可以很方便地确定目标矢量顶点所在的扇区和小区位置。例如在sector=1时,l1左方为1小区,l4右方为2小区,其它类似。
对于其它扇区(sector=n),可将目标矢量作相应的旋转变换,映射到1扇区后就可以统一使用上述的判小区逻辑。
3.2 作用时间计算
作用时间的计算是三电平SVPWM方案实现中工作量最大的一部分工作,其主要目的就是将由矢量控制算法得到的3个矢量的作用时间(t1,t2,t3)进行一系列变换后,最终得到与PWM硬件相匹配的三相开关管的导通时间(ta,tb,tc)。
(1)计算矢量作用时间(t1,t2,t3)
根据伏秒平衡原理,目标矢量在Ts时间内的作用可由它所在三角形小区的3个矢量分别作用一段时间(t1,t2,t3)来等效,即:
根据当前目标矢量的位置(sector,region),可查表2得到(,再由上式得到(t1,t2,t3)。计算过程中引入中间变量X、Y可以简化计算结果,定义X,Y为:
使用Matlab的符号运算功能,可得到用(Ts,X,Y)来表示的(t1,t2,t3),计算结果不再列出。
(2)计算大中小时间(tmin,tmid,tmax)
为了使三相波形都为中心对称的阶梯波(仅有一个波峰的凸形阶梯PWM波有利于硬件的实现),将(t1,t2,t3)变换为(tmin,tmid,tmax)。
(3)计算三相时间(ta,tb,tc)
最后可根据目标矢量顶点位置(sector,region),可确定(tmin,tmid,tmax)与(ta,tb,tc)之间的对应关系,最终得到后者,并对硬件电路中的三相的PWM时间变量进行相关设置。矢量作用时间转换关系如图6所示。
3.3 开关状态选择
每相的作用时间(ta,tb,tc)的波形经过载波调制后可得到对偶的2路PWM信号,记为PWM+和PWM-,再经过开关状态选择模块的处理可得到最终的4路PWM信号,以驱动该相桥臂的4个开关管。
相电压的正负判断可从图2看出,对A相而言,其垂线将六边形区域一分为二,右侧的区域对应A相电压为正的目标矢量,左侧为负。B,C相也有类似的矢量空间关系。根据相电压的正负情况,可将PWM+和PWM-信号相应地转换为4路PWM信号,如表3所示。
4 仿真结果
根据上述三电平SVPWM算法,在Matlab中可模块化地搭建整体仿真模型。仿真参数为:直流母线电压Ed=300V,参考信号频率fr=50Hz,PWM载波频率fc=1.5 kHz。如图7、8所示分别为三电平SVPWM方案对应的相、线电压波形,和三电平与二电平逆变器输出电压的谐波分析波形。
以线电压仿真结果为例,在开关频率不高的情况下,三电平逆变器的输出电压的总谐波系数THD=6.82%,相对于二电平方案大大减小(二电平方案中此项指标值为42.49%)。
5 结束语
相对于传统的二电平逆变器,三电平方案的输出波形具有谐波含量小、波形更加接近正弦波、逆变器性能更好等优点。SVPWM方法可以沿用到三电平方案中,使用该方法具有控制逻辑清晰,易于实现不同的分区策略、中心点电压控制策略等优势。采用SVPWM方法的三电平逆变器非常适合高压大容量的电力电子变换应用。
参考文献
[1]Jih-sheng L,Fang Z P.Multilevel converters-a newbreed of power converters[J].IEEE Transactions on Industry Appli-cations.1996,32(3):509-517.
三电平逆变器控制技术研究现状 篇3
在电压型逆变器(VSI)中,最早广泛应用的是两电平逆变器。传统两电平逆变器受功率器件耐压水平和载流能力的限制难以满足高压大功率电能变换的要求。相比之下,多电平逆变器及其相关技术有着诸多显著优点,已被公认为在高压大容量电能变换领域中有着广阔的应用前景,具有较高的研究价值。随着新型电力电子器件的研制成功,促进了逆变技术在提高电能的利用率、降低损耗、提高中高压大容量等方面有了长足的发展与进步。利用增加主电路电平数来减小du/dt和输出电压中的谐波,并使逆变器的开关管工作在电压低频(或工频)状态,以减小开关损耗及电磁干扰EMI。由于增加了逆变器的主电路电平数,电路结构必然要发生改变,逆变器的开关管数目必然要增多,但增多的是低频开关器件,这种器件货源充足、价格便宜,虽然多了开关器件,却使逆变器的造价降低,从提高逆变器性能价格比的角度来看还是合适的。这种逆变器更适合用于高压大功率应用,它和两电平逆变器相比,不存在开关管串联的静态和动态均压问题,du/dt小,EMI小,逆变效率高。
三电平逆变器控制技术研究是电力电子领域的研究热点,本文综述了三电平逆变器控制技术的研究现状,对三电平逆变器控制策略进行了展望。
1 逆变器与电网并联运行控制方法
逆变器并入电网后,控制其并联运行的方法有逆变器输出电压控制和电流控制两种方式。采用电压控制方式,则要求控制输出电压的大小和相位与电网同步;而采用电流控制方式,只需设定输出电流的大小、跟踪电网电压的相位,就可达到与电网并联运行,实现起来要比电压控制方式容易。电流控制方式:直接电流控制和间接电流控制。直接电流型并网方式一般采用电流负反馈的方式来控制逆变器输出电流的大小及相位。间接电流型并网方式是将采集的并网电流值进行相关转换后,变为电压控制值,使系统控制方式变为电压控制。
2 三电平逆变器拓扑结构[5,6]
1981年日本学者Nbae A.等人提出了三电平的拓扑结构,并提出了多电平逆变器的思想,即由几个电平台阶合成阶梯波以逼近正弦输出电压。目前三电平逆变器的电路拓扑结构种类较多,主要有三种基本的拓扑结构:1) 全桥级联式;2) 电容箝位式;3) 二极管箝位式。
3 三电平逆变器PWM控制策略[8]
三电平逆变器的PWM控制方法主要有载波调制方法(SPWM)、空间矢量调制方法(SVPWM)和特定谐波消除方法(SHEPWM)。SPWM正弦脉宽调制法的优势在于其简单的原理和良好的控制和调节性能,并且能够起到消除谐波、调节和稳定输出电压等多种作用。SVPWM从电压空间矢量的原理出发,实质是对三相正弦波中注入了零序分量的调制波进行规则采样的一种变形的SPWM技术,但SVPWM技术较SPWM技术具有更高的直流侧电压利用率、更低的开关频率和更好的动态性能[7]。SHEPWM通过开关时刻的优化选择,消除选定的低频次谐波,具有波形品质高、效率高、直流电压利用率高、直流侧滤波器尺寸小等一系列优点。
4 三电平逆变器波形控制算法
波形控制一直是PWM逆变器领域的研究热点,主要的控制方案有:PID、双闭环、无差拍控制、状态反馈、滞环控制、滑模变结构控制、模糊控制、神经网络控制和重复控制等。
a) PID控制
PID具有原理简单,使用方便,适用性和鲁棒性强等优点。数字控制器的出现使得数字PID控制成为可能。PID控制的快速性有了较大提升。文献[9]设计了PID闭环控制器,取得了较好的稳定性。文献[10]利用DSP实验实现了逆变器的PID算法,并与重复控制相结合,获得了良好的效果。文献[11]提出了一种基于坐标变换的三相SPWM逆变器恒压恒频控制策略,建立了逆变器在两相旋转坐标系下的数学模型,对输出电压的d,q轴分量分别进行PI调节,从而根据生产调制信号,实现三相逆变器的恒压恒频控制。
b) 双环控制[12,13]
在三电平逆变器各种不同的并网控制方式中,普遍采用电压外环和电流内环的双闭环串级控制结构。电压外环的作用主要是控制逆变器直流侧电压。电流内环的作用主要是按电压外环输出的电流指令进行电流控制,如实现单位功率因数按正弦波电流控制。双闭环控制的主要特点是物理意义清晰,控制结构简单,控制性能优良。双闭环控制的另一个优点是,由于电流内环的存在,只要对电流指令限幅,可以使逆变器工作于恒流状态。由于双闭环控制在电力电子及其他工业领域中都已得到广泛应用,其控制器参数的工程化整定方法已趋成熟,所以双闭环PWM整流系统的控制器设计几乎可以完全借用这种工程化设计方法。
c) 状态反馈控制[14,15]
逆变器输出波形的要求包括两个方面:高稳态精度和快动态性能。文献[16]指出通过配置闭环系统的极点,改变系统阻尼比,减少过渡过程的响应时间,可大大改善系统的动态品质。单就改善动态特性,状态反馈不失为一种简单有效的控制方法。但是,该方法对系统的稳态指标影响不大,许多文献中往往将状态反馈作为内环、以其他的控制策略作为外环形成复合控制方案,共同实施对逆变器的波形校正。
d) 滞环控制
滞环控制是将检测的输出电流与给定参考电流进行后的误差信号送入滞环比较器形成控制逆变回路开关器件的PWM信号,当误差信号大于给定的环宽时,产生的PWM信号控制开关管的通断,使误差信号回到滞环环宽内,从而使逆变器输出电流围绕给定电流在一个滞环环宽内波动。该方法的优点是快速的瞬态响应,高度的准确性及较强的鲁棒性。然而,滞环电流控制与当今的全数字化趋势不适应,因为它的瞬态响应性会被ADC及微机中断延时所降低。其次,滞环控制开关频率不固定,运行不规则,给滤波器的设计带来困难。
e) 模糊控制
模糊控制属于智能控制范畴,其最大的特点是不依赖控制对象的数学模型。对于具有多变量非线性时变特性的电力电子装置来说,系统存在复杂性与模型精确性之间的矛盾,模糊控制就是能够在准确与简明之间取得平衡、有效的控制系统。模糊控制器具有以下缺点:1) 模糊控制器的设计过程不需要被控系统精确的数学模型,模糊控制器有着较强的鲁棒性和自适应性2) 查找模糊控制表所用的处理器时间很少,因而可以采用较高的采样频率来补偿模糊规则和实际经验的偏差。模糊控制可以以任意精度逼近任何非线性函数。然而受当前技术水平的限制,它的隶属函数的确定还没有统一的理论指导,因此模糊控制理论还需要进一步的研究和改善。
f) 神经网络控制
神经网络控制也属于智能控制范畴,它也不依赖于受控对象的模型,非常适合于具有不确定性和高度非线性的控制对象,并且具有较强的自适应和学习能力,鲁棒性强。而神经网络的类型、结构和训练方法需要在控制系统的性能和系统的复杂性两者之间进行折衷,而且训练的速度受到现有硬件技术条件的限制,还有待进一步提高。
g) 滑模变结构控制[16]
滑模变结构理论由前苏联学者S.V.Emelyanov,V.I.Utkin于20世纪50年代提出。它利用不连续的开关控制策略来强迫系统的状态变量沿着相平面中某一预先设计好的“滑动模态”轨迹运动。它最大优点是鲁棒性强,对系统参变量的扰动不敏感,而且具有优良的动态性能,并且它利用的是开关特性,故可以用于对逆变器这类固有的变结构系统的控制。其设计首先要寻求滑模面函数,使受控系统在滑模面上得运动渐进稳定且获得良好的品质,之后再设计相应的变结构控制,使滑模面满足条件。通过合适地选取控制器的参数,可以获得较高的控制鲁棒性以及较快的响应速度。但是滑模控制也存在稳态效果不佳、理想的滑模切换面难于选取等弱点,而且滑模变结构控制难于通过模拟实现,在采用数字控制时,采样频率不够高也将影响其控制效果。目前,滑模变结构控制的逆变器还有待进一步的研究才能应用于实际产品中。
h) 重复控制[17,18]
重复控制是一种跟踪周期性输入、抑制周期性干扰的新型控制方法。它基于内模原理,利用控制系统中输入和扰动的周期重复性规律,记忆前一周期扰动发生的位置,在下一周期有针对性地进行波形补偿,从而实现了稳态条件下对给定周期信号的跟踪。重复控制与其它控制相比有以下特点:1) 对于未知的干扰信号,充分利用了它的重复性,降低了控制难度,减轻了控制器的负担;2) 只需一个电压反馈环,不需检测电流变化,因此电路结构简单,易于实现;3) 具有非常好的稳态性能及波形品质,理论上可以实现无稳态静差;4) 控制算法简单,对控制速度要求不高,而且可以实现控制动作的超前性。但对非周期性的扰动无作用,动态响应速度较慢,一般不单独使用。
i) 无差拍控制[19]
美国著名控制理论专家卡尔曼于20世纪60年代初提出了数字控制的无差拍控制思想。它具有瞬时响应快、精度高、THD小等特点,是一种优秀的控制策略。无差拍又称“无过冲”,指在每个采样点上系统的输出都与其指令完全一致,没有任何相位滞后和幅值偏差。从其定义即可看出,无差拍控制是数字系统特有的控制方式。它与最少拍控制有相似之处,表现在二者都具有“有限调节时间”特性。
5 展望
随着技术的发展,多电平逆变器将在高电压、大电流、大功率领域中应用得越来越多.复合控制可以结合一些控制策略的优点,使控制效果更好。比如文献[20]中提到的以重复控制为基础其他控制策略为辅的复合控制器。
NPP三电平变流器损耗分析 篇4
关键词：三电平,NPP,压接式IGBT
1 引言
由于三电平变流器的结构简单, 体积小, 使用功率器件数量最少, 高可靠性的特点, 在中高压、大功率变换器领域, 三电平变换器结构已成为主流拓扑。使用最新高压功率器件压接式IGBT, 采用三电平拓扑结构, 可输出3.3k V、6.6k V和10k V的额定电压。
三电平拓扑结构常用NPC结构, 如图1 所示。NPC三电平应用于高压大功率变流器时, 由于内外管损耗不一致, 散热设计困难; 存在大环流回路和小环流回路, 对结构设计要求高, 限制了变流器开关频率和输出容量的进一步提高。
三电平NPP拓扑结构如图2 所示。主要优点为每只开关管承受的电压一致Vdc/4, 开关损耗为NPC拓扑结构的一半, 内外管损耗一致。并且由于每只开关管承受电压的降低一倍, 开关管的安全运行区余量有很大的提高。
文献[1]、[2] 分析了NPC三电平变流器的功率器件导通规律, 并给出了NPC三电平损耗计算方法; 文献[4] 给出了由IGBT手册估算IGBT动态损耗的方法;本文按照文献[3] 的方法, 首先分析了NPP三电平变流器的导通规律, 在此基础上, 依据厂商提供的IGBT产品参数, 给出了计算NPP三电平IGBT通态损耗和开关损耗的方法, 最后就计算结果和实验测量结果进行了比较。
2 NPP三电平换流过程分析
如图2 所示,NPP三电平每相有六个开关管和六个续流二极管组成, 交流输出由三个位于不同位置的开关顺序决定, 当与正电压相连的开关(S1,S2) 导通时输出正电压; 当与零电压相连的开关(S5,S6) 导通时输出零电压; 当与负电压相连的开关(S3,S4) 导通时输出负电压。
NPP拓扑换流过程如图3 所示:
a. 开关管S1和S2同时导通,S3和S4同时关断,如图3(a) 所示: 电流从逆变电路流向负载, 从P点经S1和S2到达输出端A; 输出端A电位等同于P的电位,为Vdc/2。
b. 开关管S1和S2同时导通,S3和S4同时关断,如图3(c) 所示: 电流从负载流向逆变电路, 从A端经过续流二极管D1和D2流进P点; 输出端A电位等同于P的电位, 为Vdc/2。
c. 开关管S1、S2、S3和S4同时关断, 如图3(b) 所示: 电流从逆变电路流向负载, 从中性点o点经箝位开关管S5 和二极管D6 到达输出端A; 输出端A电位等同于o的电位, 为0。
d. 开关管S1、S2、S3和S4同时关断, 如图3(d) 所示: 电流从逆变电路流向负载, 从中性点o点经箝位开关管S6和二极管D5到达输出端A; 输出端A电位等同于o的电位, 为0。
e. 开关管S3和S4同时导通,S1和S2同时关断, 如图3(e) 所示: 电流从逆变电路流向负载, 从负电位n点经由箝位二极管D3和D4到达输出端A; 输出端A电位等同于n的电位, 为-Vdc/2。
f. 开关管S3和S4同时导通,S1和S2同时关断, 如图3(f) 所示: 电流从负载流向逆变电路, 从A端经过S3和S4流进n点; 输出端A电位等同于n的电位, 为-Vdc/2。
根据上述工作模式可知:S1和S2、S3和S4的工作状态正好相反, 工作在互补状态,S1和S2、S3和S4共同承受正向阻断电压为Vdc/2, 每相桥臂中开关管导通时间基本相等, 即S1、S2、S3、S4损耗一致,D1、D2、D3、D4损耗一致。S5、S6工作在互补状态, 损耗一致;D5、D6损耗一致。
3 功率器件损耗计算方法
IGBT的损耗[5]主要由以下原因构成:
3.1 通态损耗计算
器件的通态压降和通态损耗可以通过下式计算:
其中rT为器件导通内阻;VT0为初始饱和压降;VT为通态压降;I为导通电流。
VT0和VT0可以通过器件传输特性曲线求取, 将动态压降和电流近似成线性关系。图4 为I X Y S的T1800 G B45A的传输特性曲线, 动态压降和电流近似成一条直线, 与横轴的交点即为VT0, 斜率为器件导通内阻rT。
器件平均通态损耗计算方法:
假设负责电流I=Imsin(ωt), 在一个载波周期内器件的损耗计算表达式为
其中TC为载波周期,D为器件导通占空比,I为负载电流。
对上式进行积分, 可得到器件在一个周期Ts内的平均损耗。假设器件在一个周期Ts[0,2π] 内导通区间为[θ1,θ2], 则其平均损耗表达式为
其中D=Msin(ωt+θ),θ 为功率因数角,M为调制比。
3.2 开关损耗计算
器件手册一般给出器件在标称电流、特定的电压、门极电阻、门极电容下的开通损耗Eon和Eoff, 则t时刻IGBT的开关损耗为Eonsin(ωt)、Eoffsin(ωt), 再乘以电压电流系数。设开关频率fs, 在导通区间为[θ1,θ2], 则器件在一个调制周期Ts的平均开关损耗为
3.3 器件总功率损耗及结温的计算
在开关频率fs下, 器件的平均损耗为
4 NPP三电平变流器功率器件的损耗计算
采用单极性SPWM正弦调制,NPP三电平变流器的器件通态占空比在不同工况下的取值如表1 所示。按照最大损耗考虑, 取调制度M=1, 功率因数在[-1,1] 区间上取值。
本文假设S1和S2、S3和S4同时开通和关断, 动静态完全均压, 则S1和S2、S3和S4通态损耗和关断损耗完全一致。
4.1 主管IGBT(S1、S2、S3、S4) 损耗计算
由第2 节NPP三电平换流过程分析可知,S1和S2开通和关断完全一致, 损耗一致;S3和S4开通和关断完全一致, 损耗一致;S1和S2、S3和S4的工况对偶,因此S1、S2、S3、S4的损耗相同。以S1为例, 计算方法如下:
S1在V>0、输出负载电流IL>0 期间斩波, 导通取件为[0,π-θ], 导通占空比为D=Msin(ωt+θ), 则其通态损耗为
其中,VT0为IGBT的通态压降,Im为交流电流的幅值。
考虑到S1的导通区间为[0,π-θ], 则器件S1在一个调制周期Ts的平均开关功耗为:
4.2 主管(S5、S6) 损耗计算
S5与S6工况对偶, 损耗一致。以S5为例, 计算方法如下:
在V>0、I<0 与上桥臂S1、S2交替导通, 导通区间为[0,π-θ], 导通占空比D为1-Msin(ωt+θ); 并且在V<0、I>0 与下桥臂S3、S4交替导通, 导通区间为[π-θ,π], 导通占空比D为1+Msin(ωt+θ)。
考虑到S5的斩波区间为为[π-θ,π], 则器件S5在一个调制周期Ts的平均开关功耗为:
4.3 二极管(D1/D2/D3/D4) 损耗计算
D1和D2开通和关断完全一致, 损耗一致;D3和D4开通和关断完全一致, 损耗一致;D1和D2、D3和D4的工况对偶, 因此D1、D2、D3、D4的损耗相同。以D1为例,计算方法如下:
S1在V>0、输出负载电流IL<0 期间斩波, 导通取件为[π-θ,π], 导通占空比D为1-Msin(ωt+θ), 则其通态损耗为
考虑到S1的导通区间为[π-θ,π], 忽略二极管开通损耗, 则器件S1 在一个调制周期Ts的平均开关功耗为:
4.4 二极管(D5、D6) 损耗计算
D5与D6工况对偶, 损耗一致。以D5为例, 计算方法如下:
在V>0、I>0 与上桥臂D1、D2交替导通, 导通区间为[0,π-θ], 导通占空比D为1-Msin(ωt+θ); 并且在V<0、I<0 与下桥臂D3、D4交替导通, 导通区间为[π-θ,π], 导通占空比D为1+Msin(ωt+θ)。
考虑到D5的斩波区间为为[0,π-θ], 则器件D5在一个调制周期Ts的平均开关功耗为:
4.5 小结
结合第4.1-4.4 节可以看出,
1) 开关频率只和开关损耗有关, 与通态损耗无关;
2) 调制度只和通态损耗有关, 和开关损耗无关, 调制度为1 时, 通态损耗最大;
5 计算结果和实验结果对比
5.1 计算结果
变流器交流输出3300V, 直流母线电压5400V,则PO、ON电压为2700V, 额定电流692A, 开关频率1k Hz,IGBT选择全部选择IXYS压接式IGBT,4500V档的T1800GB45A[6], 双面散热。T1800GB45A手册给出技术参数如表2 所示:
根据以上数据及计算方法, 变流器单相功率模块器件的损耗归纳如表3。
5.2 实验结果
对于功率器件总的损耗测量存在一定困难, 主要是导通时Vce和关断时的Vce差值很大, 准确测量功率器件的通态压降, 需要特殊的测量方法。同时我们注意到在通态电流、门极电压和环境温度确定的情况下, 功率器件的通态压降是确定的值, 可以准确确定额定电流下的通态损耗。为验证计算方法的有效性, 实验对器件在单周期内的开关特性进行了测试, 获得器件的开关过程的数据, 并与计算结果进行比较。
电压、电流通过Tek示波器DPO3054 和电流探头CWB30B、电压差分探头THDP0100 进行测试, 在峰值电流978A条件下测得功率器件的开通和关断的电压、电流波形, 两者乘积可得损耗功率关于时间的波形, 在开关过程时间内对函数积分即可求得开关损耗。测试值和表3 的计算值总结为表4 所示。
二极管的开关损耗本身较小, 受测量工具影响, 测量值与理论计算值误差范围较大。
6 结束语
本文分析了N P P三电平换流器的导通规律和换流过程, 给出了N P P三电平换流器功率器件损耗计算方法。通过实验和计算对比, 验证了损耗计算方法的有效性。
参考文献
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[3]章钧.NPP拓扑结构在MV7000三电平中压变频器上的应用[J].变频器世界,2011,5(1):90-93.
[4]ABB,Application note 5SYA 2053 09.2013
[5]张崇巍,张兴.PWM整流器及其控制[M].北京:机械工业出版社,2003,10.
隔离式三电平交-交直接变换器 篇5
目前，普遍采用UPS来改善电网波形质量，UPS通常都是采用交-直-交变换方式，电路复杂、成本高、体积大[1,2]。因此，研究体积小、质量轻、响应速度快且具有电气隔离功能的交流调压、稳压开关电源具有广泛的应用前景。
本文基于丘克(Cuk)电路原理进行改造变换[3,4,5,6,7]，提出隔离式三电平交-交直接变换器，详细阐述了其电路拓扑、工作原理及高频闭环控制策略，并对其建立模型，仿真验证了此设计的正确性和可行性。隔离式三电平交-交直接变换器将不稳定的高压交流电变换成稳定或可调的正弦交流电，输出波形质量好，开关管电压应力减小了一半，可应用于要求电气隔离的高压大容量交-交变换场合，实现了多电平在交流斩波器[8,9,10,11]中的应用技术。
1 变换器拓扑
Cuk变换拓扑中间的电容主要起能量耦合的作用，可使用变压器代替。使用2个耦合电容，分别位于隔离变压器原、副边两侧，并与其串联，不仅有效解决了变压器磁复位的问题，而且实现了变换器输入和输出侧的电气隔离。针对两电平变换器不利于高电压、大负载场合应用，三电平技术可降低开关管电压应力，减小输出谐波含量的特点，对隔离式Cuk变换器进行一定的级联变换，应用具有双向阻断功能的交流开关单元，得到隔离式三电平交-交直接变换器，如图1所示(图中ui、uo分别为输入、输出电压)。隔离式三电平交-交直接变换器拓扑结构简单、功率密度高，采用三电平技术[12,13,14]，开关管提高了变换器的功率等级。
2 变换器工作原理
在分析之前，先假设变换器工作在完全理想状态，即[15]：
a.所有开关管、二极管、电感、电容均为理想器件，电源内阻为零;
b.耦合电容C1=C2=C3=C4，且足够大，其充、放电时电压波动可忽略，两端电压视为恒定值。
由于开关管工作在高频状态下，在1个开关周期内，变换器工作状态可以等效为直流状态。
2.1 开关管占空比D<0.5,ui>0时变换器的开关模态
开关模态1[t0,t1)：开关管VT3a、VT4a、VT1b、VT2b、VT3b、VT4b导通，电感L2上的电压产生第1电平-uo。电流经C1、T1和T2原边、C2流通，T1和T2副边感应的能量经VT3a、VT3b、VT4a、VT4b对C3和C4充电，负载也通过L2、VT3a、VT3b、VT4a、VT4b续流，如图2(a)所示。此过程中，电感L1、L2电流均线性下降，关系式为
其中，uT1p、uT1s为变压器T1原边和副边的绕组电压;uT2p、uT2s为T2原边和副边的绕组电压;n为变压器T1、T2的变比;Δi1(-)、Δi2(-)为该模态中电感L1、L2电流的减小量。
开关模态2[t1,t2)：开关管VT1a、VT4a、VT1b、VT2b、VT3b、VT4b导通，电感L2上的电压产生第2电平(ui-nuo)÷(2n)。电流经VT1a、VT1b、T2原边对C2充电，C1通过VT1a、VT1b、T1原边放电，T1副边感应的能量经VT4a、VT4b、L2、C3给负载供电，T2副边感应的能量经VT4a、VT4b给C4充电，如图2(b)所示。此过程中，电感L1、L2电流线性上升，其关系式为
其中，Δi1(+)、Δi2(+)为该模态中电感L1、L2电流的增加量。
开关模态3[t2,t3)：与该周期中的开关模态1完全相同，见图2(a)ㄢ
开关模态4[t3,t4]：开关管VT2a、VT3a、VT1b、VT2b、VT3b、VT4b导通，电感L2上的电压产生第2电平(ui-nuo)÷(2 n)。电流经T1原边、VT2a、VT2b对C1充电，C2通过VT2a、VT2b、T2原边放电，T1副边感应的能量经VT3a、VT3b给C3充电，T2副边感应的能量经VT3a、VT3b、C4、L2给负载供电，如图2(c)所示。此过程中，电感L1、L2电流线性上升，关系式为
2.2 D<0.5,ui<0时变换器的开关模态
D<0.5、ui<0时工作状态与D<0.5、ui>0基本相同，只是对应的开关模态中换成VT1b、VT2b、VT3b、VT4b高频斩控，VT1a、VT2a、VT3a、VT4a一直导通。工作过程中变换器一直以第1电平和第2电平交替工作。由于拓扑及开关管工作的对称性，在半个开关周期内，电感电流的变化量也是为零的，即电感电流的上升量与下降量相等，因此有
将式(1)(4)代入式(12)，式(2)(5)代入式(13)，综合式(1)～(11)，可以得到输入电压与输出电压关系为
2.3 D>0.5,ui>0时变换器的开关模态
开关模态1：开关管VT1a、VT4a、VT1b、VT2b、VT3b、VT4b导通，电感L2上的电压产生第2电平(ui-nuo)/(2 n)。电流经T2原边、VT1a、VT1b对C2充电，C1通过VT1a、VT1b、T1原边放电，T1副边感应的能量经VT4a、VT4b、L2、C3给负载供电，T2副边感应的能量经VT4a、VT4b给C4充电。
开关模态2：开关管VT1a、VT2a、VT1b、VT2b、VT3b、VT4b导通，电感L2上的电压产生第3电平ui/n。电流经VT2b、VT2a、VT1b、VT1a、L1流通，电容C1、C2经T1和T2原边放电，T1和T2副边感应的能量经C3和C4对负载供电。
开关模态3：开关管VT2a、VT3a、VT1b、VT2b、VT3b、VT4b导通，电感L2上的电压产生第2电平(ui-nuo)/(2 n)。电流经VT2a、VT2b、T1原边、L1对C1充电，C2通过VT2a、VT2b、T2原边放电，T1副边感应的能量经VT3b、VT3a给C3充电，T2副边感应的能量经VT3a、VT3b、L2、C4给负载供电。
开关模态4：开关管VT1a、VT2a、VT1b、VT2b、VT3b、VT4b导通，电感L2上的电压产生第3电平ui/n。与该周期中的开关模态2完全相同。
2.4 D>0.5,ui<0变换器的开关模态
D>0.5、ui<0时工作状态与D>0.5、ui>0基本相同，只是对应的开关模态中换成VT1b、VT2b、VT3b、VT4b高频斩控，VT1a、VT2a、VT3a、VT4a一直导通。工作过程中变换器一直以第2电平和第3电平交替工作。输入/输出关系式(14)同样适用于占空比D>0.5的情况，这里就不作详细推导。
3 控制电路设计
本变换器采用电压瞬时值反馈交错互补式控制方案[16,17,18]，正半周期内，VT1b、VT2b、VT3b、VT4b一直导通，VT1a和VT2a、VT3a和VT4a交错导通，同时VT1a和VT3a、VT2a和VT4a互补导通，实现高频斩控;负半周期内，VT1a、VT2a、VT3a、VT4a一直导通，VT1b和VT2b、VT3b和VT4b交错导通，同时VT1b和VT3b、VT2b和VT4b互补导通，实现高频斩控。控制电路主要包括：电网电压同步的正弦基准电路、采样电路、误差放大电路、均压电路、锯齿波发生电路、PWM发生电路、基本逻辑门电路和驱动电路等。具体控制框图如图3所示，图中uEA-cd作为修正信号与输出电压误差放大器的输出信号uEA-uo相加作为误差信号uEA1，将uEA-cd反向后作为修正信号与uEA-uo相加作为误差信号uEA2ㄢ
4 仿真实验
输入电压有效值为(220±20)V、频率为50 Hz的正弦交流电，额定容量为500 V·A，阻性和感性负载功率因数范围0.85～1.0，开关频率为100 kHz。具体参数如下：耦合电容C1=C2=C3=C4=15μF;输入滤波器Li=10μH,Ci=4.7μF;输入储能电感L1=0.32mH;输出滤波电感L2=0.4 mH;变压器LT1p=LT1s=LT2p=LT2s=0.4 mH，变比n=1;滤波电容Co=2μF。主要仿真波形见图4ㄢ
仿真结果显示变换器输出电压波形质量较好;输出电流纹波小，高次谐波含量少;变压器原副边电压伏秒积为零，有效磁复位;若采用Cuk两电平变换器拓扑实现该功率等级的变换，开关管的电压应力为UVTmax=ui+uo=1.414×(220+110)=467(V)，图4(e)(f)显示开关管电压应力减小了一半;图4(g)验证了开关模态中所分析的，在D<0.5时，电感L2上拥有2种电平，即第1电平-uo和第2电平(ui-nuo)/(2 n);在D>0.5时，电感L2上则拥有另外2种电平，即第2电平(ui-nuo)/(2 n)和第3电平ui/nㄢ
5 结论
通过对隔离式三电平交-交直接变换器的研究和仿真实验，可以总结出以下结论：
a.在输入、输出电压相同的情况下，三电平交流开关单元中的开关管电压应力比两电平交流开关单元中的开关管电压应力低，采用相同的开关管时，三电平交流开关单元可实现更高的电压等级能量变换;
b.三电平交-交直接变换器所需的开关管较多，控制电路比较复杂，但是三电平交-交直接变换器输出电压的谐波含量少，大幅度减小了滤波器的体积;
c.隔离式三电平交-交直接变换器拓扑简洁，变压器可有效地磁复位，实现输入、输出侧的电气隔离，通过调节VT1a、VT1b、VT2a、VT2b的占空比D，变换器可以工作在升压和降压状态，应用范围更广;
混合三电平 篇6
在逆变器中, 由于IGBT开关管固有开关时间的影响, 开通时间往往小于关断时间, 因此容易发生同一桥臂上两只开关管同时导通的短路故障。为了避免这种故障的发生, 通常需要设置开关时滞 (亦称死区) Td, 以保证同桥臂上的一只开关管可靠关断后, 另一只开关管才能导通。由于功率变换器死区效应的存在, 即使忽略时间延时和确保电动机参数完全准确的情况下, 所得到的电动机模型和实际电机模型还是存在差异, 其结果是导致系统控制性能变差, 输出电压与电流发生畸变, 在影响较大特别是低速时可能会导致电动机发生机械谐振。为了克服上述缺点, 需要对功率变换器的死区进行补偿。
1 三电平逆变器的死区效应
三电平逆变器一相桥臂如图1所示。
由三电平逆变器的矢量控制方法可知, 在一个开关周期内三电平逆变器不存在从1到-1或从-1到1的直接过渡, 只有0和1以及-1和0之间的过渡。因此分两种情况分析三电平逆变器的死区效应, 并规定电流流出桥臂为正, 流进桥臂为负。
第一种情况 (0→1→0) 的开关时序如图2所示。在死区时间Td内, S1, S2, S3, S4关断, S2导通。若ix>0 (x=a, b, c) , 则电流通路为D1→S2, 将ux接入0电位;若ix<0, 则电流通路为DS2→DS1, 将ux接入1电位。
第二种情况 (-1→0→-1) 的开关时序如图3所示。在死区时间Td内, S1, S2, S4关断, S3导通。若ix>0, 则电流通路为DS4→DS3, 将ux接入-1电位;若ix<0, 则电流通路为S3→D2, 将ux接入0电位。
从以上图形分析可知, 由于死区效应所引起的电压误差与死区时间和开关周期 (载波周期) 有关, 并且其正负方向只与负载电流的极性有关。误差电压的表达式为:
Δux=-signundefined (1)
2 三电平逆变器死区补偿策略
根据以上分析, 可得死区补偿策略:根据电流方向, 将指令电压相对高电位部分加宽Td (当ix>0时) , 或将指令电压相对高电位部分变窄Td (当ix<0时) 。补偿策略如图4所示。
当ix>0时, 将开关时刻的计算值加上Td/2[图4 (a) ];当ix<0时, 将开关时刻的计算值减去Td/2[图4 (b) ]。
从图4可以看出, 无论电流为正为负, 死区补偿以后实际波形都比指令波形滞后Td/2, 整体效果相当于系统实际输出与指令输入之间有Td/2的滞后, 系统串联了一个Td/2的纯滞后环节。
3 工业现场55kW与1000kW电机实验结果与分析
根据三电平逆变器技术及矢量控制技术, 并结合实际系统的真实情况, 对工业现场的55kW与1000kW异步电动机进行了实验, 实验采用了无速度传感器技术, 并对逆变器的死区效应进行了补偿。
3.1 工业现场55kW电机实验结果
实验波形记录采用Agilent MSO6014A-100M数字模拟混合示波器, 电压测量采用Agilent 2771A高压探头, 电流测量采用Agilent 1146A电流探头, 实验对象为55kW异步电动机。实验中直流母线电压1030V, 载波频率1kHz, 采用无速度矢量控制, 并对逆变器的死区效应进行了补偿。实验结果如图5所示, (a) ～ (d) 为不同频率空载起动相电压、相电流及转速波形。
3.2 1000kW电机实验结果
实验对象为1000kW/2300V三相异步电动机, 直流母线电压3080V, 其他实验参数同55kW电机实验。图6为1000kW电机50Hz稳态运行线电压波形, 图中每格代表1000V。
从图6中可以看出系统具有优良的稳态性能。从起动波形可以看出系统具有快速的动态响应能力, 50Hz时速度上升至稳定的时间小于1.5s, 充分体现了矢量控制及死区补偿的优越性。
4 结论
详细介绍了三电平逆变器的死区效应, 分析了三电平逆变器的死区补偿策略。对工业现场的55kW与1000kW异步电动机进行了实验, 实验采用了无速度传感器技术, 并对逆变器的死区效应进行了补偿。通过实验验证了控制策略的正确性和实际可行性。
摘要：介绍了三电平逆变器的死区效应, 分析了三电平逆变器的死区补偿策略, 并将之应用于工业现场, 通过实验验证了理论分析的正确性和实际可行性。
关键词：三电平逆变器,死区效应,死区补偿策略
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混合三电平 篇7
随着现代电力电子技术和数字控制技术的快速发展,多电平逆变器受到越来越多的关注,成为国内外研究的热点,特别是在高压功率设备应用中得到极大的关注。例如,大型交流电机驱动,大功率有源电力滤波和交流柔性供电。目前,在多电平拓扑结构中,二极管钳位型三电平逆变器运用最为广泛。在此基础上,有多种改进的拓扑,比如三电平有源NPC、三电平层叠式NPC[2]和三电平有源层叠中点钳位式(3L-ASNPC)变换电路,这些电路各有优点。本文提出一种新型的三相三电平逆变电路,并在Matlab/Simulink环境下进行仿真分析,证实了该新型电路的有效性。
2 二极管钳位型三电平逆变电路及其原理
如图1所示,在NPC型三电平逆变电路中,采用了12个可关断功率器件和6个钳位二极管,在直流侧有两个一样的电容C1、C2。每个电容上分得的电压为Ud/2,并通过钳位二极管的钳位作用,使输出电压被钳位在直流侧中点电位,因此,每个开关器件所承受的电压为Ud/2。
下面,以A相为例来分析二极管钳位型三电平逆变器的工作原理。取两电容之间的O为0点位。当Sa1和Sa2导通时,A相与电源正端相连,其点位为Ud/2,当Sa2和Sa3导通时,A相通过二极管D1、D2与中点O相连,其点位为0,当Sa3和Sa4导通时,A相与电源负端相连,此时点位为Ud/2。因此,在任何一个桥臂中,根据开关的不同组合共有三种状态,在本文中分别称为:“P”状态,“O”状态和“N”状态。如图2所示。
根据以上分析,二极管钳位型三电平逆变器的基本控制应包括以下几条基本规律(以A相为例)。
(1)每种状态下任一桥臂中总是相邻的两个功
率器件导通;
(2)Sa1和Sa3,Sa2和Sa4的状态始终相反;
(3)不允许在“P”状态和“N”状态之间直接切换,中间必须经过“O”状态;
(4)Sa1和Sa4不能同时导通;
(5)每次状态变换每个桥臂只有一个功率器件动作。
如表1所示为A相开关变量Sa对应各个功率开关器件的开关状态表。
3 一种新型的三相三电平逆变电路
如图3所示为一种新型的三相三电平逆变电路,该电路采用了12个功率开关器件。
同样,以A相为例,来分析该新型三相三电平逆变电路的工作原理。取两电容之间的O为零点位。当Sa1导通时,A相与电源正端相连,其电位为Ud/2,即处于“P”状态;当Sa2和Sa3导通时,A相通过Sa2和Sa3各自的续流二极管与中点O相连,其点位为0,即处于“O”状态;当Sa4导通时,A相与电源负端相连,其点位为-Ud/2。如图4所示为该种逆变电路的三种不同的状态。
根据以上分析,该新型三电平逆变电路包括以下几条规律(以A相为例)。
(1)Sa1和Sa4不能同时导通;
(2)Sa1和Sa3不能同时导通;
(3)Sa2和Sa4不能同时导通;
(4)不允许在“P”状态和“N”状态之间直接切换,中间必须经过“O”状态;
(5)每次状态变换每个桥臂只有一个功率器件动作。
通过仔细分析可以发现,该新型三电平逆变电路的(2)、(3)规则与二极管型三电平逆变器的(2)规则等效。表2为该新型三电平逆变电路的开关状态(以A相为例,×代表任意状态)。
4 两种电路的对比
通过图2和图4对比可以发现,如果选用相同的功率开关器件和二极管,则新型的三电平逆变电路成本较低,且结构简单。而且,二极管钳位型三电平逆变电路有其固有缺点之一就是,同一桥臂上的功率开关器件的损耗分布不平均,分析图2可以看出,在“P”状态时,Sa1和Sa2同时导通,在“O”状态时,Sa2和Sa3同时给触发信号,在同一时刻有一个功率器件导通,在“N”状态时,Sa3和Sa4同时导通,因此,Sa2和Sa3的损耗比Sa1和Sa2高,给散热器的设计造成了一定的困难[5]。由图4可以看出,在“P”状态时,Sa1导通,在“O”状态时,Sa2和Sa3同时给触发信号,在同一时刻只有一个功率器件导通,在“N”状态时,Sa4导通,因此,该新型的三电平逆变电路能够平衡所有器件的损耗。
对比表1和2可知,二极管钳位型的三电平逆变电路的调制方法完全适用于该新型的三电平逆变电路,从而避免了新算法的开发。
5 Matlab/simulink仿真及结果
由以上分析可知,该新型三相三电平逆变电路完全可以用传统的三电平SVPWM来进行调制,为了验证该电路的正确性,下面将给出在Matlab/simulunk环境下的仿真及结果。图5为该新型三相三电平电路其中一桥臂的仿真模型,仿真中采用了传统的SVPWM算法。图6为AB相电压的波形,显然满足三电平调制的要求。
6 结论
由以上分析可知,该新型逆变电路结构简单,且能够平衡各个功率器件之间的损耗,仿真表明,传统的三电平调制方法也完全适用于该电路。避免了新算法的开发。由此可见该新型的三电平电路是优于传统的二极管钳位型三电平电路的而且方便应用。
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