混合传输

混合传输（共6篇）

混合传输 篇1

摘要：针对感应耦合电能传输(CPT)系统中的信号传输问题,提出一种基于能量通道的数字信号传输方法。该方法通过切换谐振逆变器开关管的软开关周期来对数字信号进行调幅调制,电能接收端在通过功率调节单元接收电能的同时,提取调制信号特征并进行信号复原,在不改变感应耦合电能传输系统主电路拓扑结构的情况下,实现了传输数字信号。介绍了信号传输原理,分析了功率与信号混合传输特性,以及和信号传输效率之间的关系,并进行了实验验证。

关键词：感应耦合电能传输,能量调制,软开关

1 引言

感应耦合电能传输(CPT)技术是一种基于电磁感应耦合原理的非接触式电能传输技术。通过一次侧、二次侧线圈间的耦合磁场实现电能从静止电源系统向一个或多个可移动用电设备的非电气直接接触电能传输方式[1]。然而在随钻井下通信、医用体内植入系统等设备应用时需要实时检测系统的工作状态或传递控制指令,因此系统需要在非接触传输电能的同时实现信号的同步传输。研究发现由于感应电能传输系统中磁能转换机构及高频电能逆变器的存在,如果电能与信号分别用两个通道传输,电能对信号的传输有很强电磁干扰问题。因此需要研究适应于感应电能传输系统中基于能量传输通道的信号有效传输方法,实现电能与信号的同步传输。感应式电能与信号混合传输技术就是在非接触电能传输的同时传输数字信号,电能与信号共用一个电磁耦合机构和感应线圈。

目前,CPT系统中信号传输有以下三种方法,方法一:在能量传输电磁耦合机构中增设一对信号传输线圈[2]。该方法信号解调部分需要做滤波等处理,增加了系统设计的复杂度,同时电能干扰问题严重。方法二:通过对极谐振逆变器的控制,使得发射线圈电流幅值持续过零.在过零时段进行信号的传输[2]。该方法中发射线圈电流断续,对次级电能拾取电路要求复杂,并且对电路参数要求高,电路的鲁棒性差。方法三:在主电路上增设开关器件,通过改变逆变器电能流的幅值传输数据[3]。该方法中的逆变器只能工作在小功率的情况下。文中根据CPT系统谐振变换器存在多软开关工作点的特性,提出一种基于切换谐振逆变器开关管软开关周期的信号调制方法。该方法解决了CPT系统中传输数字信号需要增设一组线圈的问题,同时传输数字信号时电能电流不断续。

2 系统结构及信号传输原理

2.1 系统结构

图1所示为本文提出的一种带信号传输的CPT系统原理结构图,该结构图在原来CPT系统基础上增加了初级回路的信号调制部分和次级回路的信号提取与复原部分。在功率传输电路中通过调制器改变谐振变换器的开关控制周期,可以将传输数据调制于功率信号上,另外在不改变原有非接触电能传输拓扑的基础上完成传输数字信号的任务。由于电能本身携带数字信号,所以使用这种传输方法信号与能量传输之间不存在相互干扰。由于信号传输过程中载波频率不发生变化,所以不存在相频失真和幅频失真。其工作原理如图1(a)(b)所示。

2.2 信号调制原理分析

图1(a)所示的电能高频逆变器是一种串联谐振型逆变器,主要由电流检测单元,软开关切换控制器和四个开关管S1-S4以及一个谐振网络组成。为了提高功率传输效率,要求其全桥逆变器工作于软开关状态,对初级谐振电流周期函数i*p(t)=0求解计算得知原边谐振电流周期函数存在一系列过零点,如图2所示。这些过零点对应的时间都是系统ZCS周期[4],如图1所示系统通过调制器控制开关管的触发脉冲周期在T1(A点对应的时间)与T3(C点对应的时间)之间切换,把需要传输的数字信号加载到初级线圈的谐振电流上,形成综合能量信息流传递到次级回路。

当数字信号为1时,调制器产生周期为T1的控制脉冲触发开关管的通断,初级电路在电感上形成高频交流电流。电容CP、电感LP和电阻构成谐振网络,图3依次为初级发射线圈的电流、开关管S2/S3触发脉冲,开关管S1/S4触发脉冲的Matlab仿真波形。从图中可以看出触发脉冲在谐振电流每个半波切换一次,都发生在电流过零时刻。工作点A是系统的通常的基波谐振频率点,系统工作在基波谐振状态。

当数字信号为0时,调制器产生周期为T3的控制脉冲触发开关管的通断。因为谐振电路阻尼系数的存在,当控制脉冲周期增大时初级电感储能减少,因此初级发射线圈电流减小,图4所示依次为初级发射线圈的电流波形,开关管S2/S3触发脉冲,开关管S1/S4触发脉冲。可以看出当开关的切换频率降低为T1的1/3,触发脉冲在谐振电流每3个半波切换一次,电流的幅值也约为其1/3。但电流的频率与基波谐振频率一致,因此如果系统在这两点之间切换,将不会导致电流波形突变。

图1(b)示为次级回路,拾取线圈(电感LS)将感应到的电流转换成电压,再经过信号提取与复原电路得到被传输信号。由于初级线圈电流幅值发生变化,因此不能直接与负载相连,为了减小信号传输带给能量传输的影响,必须在能量的拾取端进行功率调节。功率调节方法有很多,通常是在副边拾取端整流滤波后加DC/DC变换器调节输出电压,或是副边短路解耦控制,在拾取线圈上并联一个短路开关,以一定的频率及占空比控制拾取端解耦就可以调节拾取到的功率。

3 能量与信号混合传输特性分析

能量与信号混合传输是通过改变逆变器的控制频率使数字信号调制到能量电流波形上,由于谐振网络作为综合能量信息流的传输通道,因此谐振网络的阻抗特性将影响功率传输特性与信号传输特性。

3.1 功率传输特性分析

由于感应电能与信号传输过程是通过近场耦合完成的,假设没有向外辐射能量。初级谐振网络的等效电路由图5所示,R′11为次级回路折射到初级的反射电阻,X′11为次级回路折射到初级的反射电抗。初级回路发送功率为:

式中P1—消耗在发送电路上的功率

P2—次级电路接收的功率

当感应电能传输时,电路工作在谐振状态。这时X11+X′11=0次级电路接收到的功率:

设

得

式中k—功率耦合因子

由(4)式可以看出当λ=1时,次级电路接收到来自初级电路的功率最大。因此设计系统时应调整参数使得R11=R′11次级电路接收到的功率最大,此时。

3.2 信号传输效率分析

在感应式能量与信号混合传输中,信号载波即为电能,次级线圈接收到的可知感应信号传输效率:

由(3)式可知(5)可表示为。从式(5)中可知信号传输效率η随λ的增大而增大,在感应式电能与信号混合传输过程中,要保证能量的传输效率最大。此时λ=1,信号传输效率η=50%。

3.3 信号提取与复原

电感Lsense将接收线圈电感LS中的电流转换成电压Vin,信号提取与复原是通过检测副边电压的幅值变化来实现的。图6是一种实现电路,该电路包含两路不同参数设计的包络检波器和一个比较器。

包络检波器1由D1,C1和R1组成。RS,CS构成的低通滤波器用于滤去高频电能。当2π/ω≪R1C1≪τ(τ为避免惰性失真的最大截止时间)时,电压Vout1反映输入电压Vin的包络变化。包络检波器2基本结构与包络检波1一致,只是电路设计的参数不同,当R2C2≫τ,输出电压Vout2基本不变,可认为是直流,再经过电阻R5,R6分压,将分压后的电压Vout3作为判决电压,比较器输出信号,实现了信号的提取与复原。

4 实验分析

为了验证本方法的可行性,搭建了电路参数如表1所示基于CPT系统的能量与信号混合传输实验电路,实验测试波形如图7至图9所示。

图7中为待传输的数字信号和初级电感电压波形。由图可以看出,在不同的数字信号时,初级电感电压幅值发生变化。

图8中为拾取电感LS电压波形与负载电压波形,调幅调制后的电能经过功率调节器和稳压环节。输出了平稳的直流电压供给负载。

图9中为包络检波器1的Vout1输出波形,包络检波器2的输出经过分压Vout3的波形以及复原的被传输信号。

5 结论

在CPT系统中,提出基于能量通道实现数字信号传输的方法。该方法通过切换开关管控制脉冲频率的方式,在原副边耦合线圈间形成综合能量信息流,电能接收端在接受电能的同时,提取被调制信号的特征并进行信号复原。搭建了实验平台,验证了本方法的可行性,为CPT系统中信号传输提供了新的思路。

参考文献

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交换传输混合故障处理及案例分析 篇2

1 交换传输网络关键点

目前电信交换网中的传输介质主要为同轴电缆, 接口多为2M接口, 而对于远端的模块, 必须经过传输设备进行承载, 目前主要采用S D H设备进行传输。对于交换网及传输网, 各自具有网管, 可通过网管对单纯的交换网或传输网故障进行排除判断, 但对于网管无告警的故障, 需将两专业结合考虑进行处理。而对于有多条2 M中继的, 更需逐条进行判断处理, 判断主要方法为环回法。由于牵扯本地交换机, 本地连接线缆, 本地传输设备, 传输网络, 对端传输设备, 对端连接线缆, 对端交换机, 故障点较多, 故需在本端及远端分别进行环回, 进而逐步缩小判断故障区间。此类故障大多为中继不通, 中继线鸳鸯以及部分硬件设备导致的故障, 如交换机中继板故障, 传输交叉板及2M支路板故障等。

2 故障案例

2.1 故障现象

铁通烟台分公司在某年进行网络优化改造。牟平区汇龙湾模块局在网络优化前全程使用PDH传输。在进行网络优化后, 牟平西关至汇龙湾机房链路改用华为Metro1000SDH设备传输。电路倒换完成后, 技术人员观察传输网管显示正常无告警, 交换侧网管查看也状态正常, 但是进行电话拨测试验时却发现接通率仅40%, 单个中继分别测试, 仅中继1连接时状态正常, 中继2及中继3连接时均不正常, 汇龙湾交换设备存在故障。

2.2 故障处理过程

2.2.1 传输网管告警及性能查看

经检查华为Metro1 000传输网管, 本端及远端网元数据时隙配置正确, 相应的2M端口无告警, 光路无告警, 相应电路15min性能值为0, 排除传输误码可能。

2.2.2 交换网管告警及性能查看

经检查中兴交换网管, 本端及远端数据配置正确, 1#及2#中继配置了信令, 2M中继接口板无告警, 但信令跟踪显示及话务统计异常。在网管上进行指定中继拨打测试, 发现仅在占用中继1的情况下呼叫正常, 占用中继2及中继3的任何时隙均无法正常呼叫, 故障基本定位在中继2及中继3上, 进一步检查中继2及中继3的硬件或传输通道及连接线缆, 并更换了交换机上的相应2M单板, 但故障现象依旧存在。判断为中继2及中继3的传输通道及连接线缆存在故障。

2.2.3 检查模块局侧物理连接是否正确

检查牟平汇龙湾模块局DDF架电路与交换机侧连接对应关系, 断开DDF架U型连接头, 并分别对汇龙湾交换机的3条中继进行环回测试, 均能够环回成功, 排除连接线缆问题, 逐条核对传输与交换侧是否对应, 确认连接正确。判断故障区间为汇龙湾机房传输设备至中心局连接线缆间存在故障。

2.2.4 检查中心局侧物理连接是否正确

检查中心机房传输电路与交换侧对应关系。牟平汇龙湾模块局共配置3条中继电路, 其中1#、2#电路配置信令。在逐条核对时发现, 传输侧把1#中继断开后, 模块局通信中断, 恢复连接关系后, 模块局网管随之显示正常。初步判断其余两条中继连接错误。当传输侧断开2#中继时, 网管查询母局交换机相应3#端口上报告警。传输侧断开3#中继时, 网管查询母局交换侧对应2#端口上报告警, 确认线序连接错误。

将传输2条中继对交换侧对调后, 经拨测试验接通率恢复正常。

2.3 故障原因

该模块局3条中继电路中, 1#、2#配置了信令, 因传输设备更换时传输侧失误造成2#、3#链路连接关系发生错位, 即所谓的鸳鸯线, 致使1#中继断开后, 其余中继无法正常使用, 模块局话务中断。而当用户进行出局呼叫时, 占用中继1可正常通话, 而占用中继2或中继3时由于连接错位, 导致无法接通, 造成接通率低。

3 维护建议

由于传输及交换网管告警显示仅能显示收发信号状态是否正常, 无法甄别数据与物理端口对应关系是否正常, 所以导致该次故障, 而由于经过了SDH传输系统, 故在故障判断时增加了判断难度。在遇到传输承载的交换网故障时, 应首先判断网管直观告警, 若无明显告警, 则需按照先全局后分区的原则进行故障判断, 上述故障如果开始时就对3条中继进行断开测试, 即断开中继2时, 本端为中继2告警, 远端为中继3告警, 断开中继3时, 本端为中继3告警, 远端为中继2告警, 立即可判断出故障原因, 节省了故障处理的时间。如全局无法进行判断, 则需对中继进行分段环回处理, 由远及近对每台设备及每段线缆进行环回测试, 最终定位出故障区间, 对于存在多个2M中继的, 必须逐一进行测试, 并保证一一对应, 建议逐条开通, 一定要逐条核对局间连接关系, 避免连接错误引发故障影响接通率。

参考文献

[1]叶敏.程控数字交换机与程控网[M].北京:北京邮电大学出版社, 2001.

混合传输 篇3

近年来,人们对语音、数据和多媒体业务的需求越来越高,传统的无线传输技术已无法满足日益增长的带宽需求,因此涌现出ZigBee、UWB(超宽带)无线通信和毫米波等新型的短距通信技术。UWB通信是一种高速短距无线通信技术,在学术界、工业界都得到了广泛的应用[1]。FCC(美国联邦通信委员会)规定UWB的频段为3.1~10.6GHz,功率谱密度小于-41.3dBm/MHz,其一部分频谱与现有的无线通信共享信道。IR-UWB(脉冲超宽带)由于其低复杂度、低成本和低功率损耗的特点,受到广泛关注。60GHz毫米波通信是另外一种短距通信解决方案,采用全球无需许可即可使用的7~9GHz频带宽度,室内传输速率可达数Gbit/s[2]。由于IR-UWB的功率密度限制以及60GHz波段在自由空间传输时衰减严重,长距离传输时需要用光纤作为载体,即UWB-over-fiber(光载超宽带)和RoF(光载射频)技术,如何在光域生成毫米波信号和UWB信号是光载UWB和RoF的关键。

毫米波光学生成技术大致分为光外差调制技术、上变频和外部调制技术[3]3类。目前常用的方法是基于外调制器结构的毫米波光学生成,该方法结构简单、成本较低。使用MZM(马赫-曾德调制器)或PM(相位调制器)作为外部调制生成倍频毫米波的方法已经相当成熟[4,5,6],相对于MZM,PM不需要复杂的电路提供偏置电压,系统结构更加简单[7]。光域生成UWB脉冲信号的方法也有很多,常用的有基于相位调制/强度调制的转换、半导体光放大器的非线性效应[8]、频谱整形和频域到时域映射以及通过改变MZM的调制点来产生一阶或二阶UWB脉冲信号[9]。文献[10]提出了一种时分复用和频分复用相结合的方法共同传输毫米波和UWB信号,文献[11]实现了一种毫米波、UWB和基带信号共同传输的密集波分复用系统。为了更好地利用有限的频谱资源,本文设计了一种在一个波长内,通过频分复用和偏振复用共同传输60GHz毫米波、UWB和基带信号的光纤通信系统,并通过Optisystem光子仿真软件验证了其可行性。

1 系统设计及原理分析

1.1 系统设计

图1所示为本文所提出的系统结构框图。在中心站侧,CWL(连续激光器)产生的光载波通过分光器均分为3路,第1路和第2路光载波分别注入两个并联的PM,10GHz的RF(射频)信号经过分束器后分别调制这两个PM,生成的三阶边带间隔为60GHz。再经过MZM将基带信号调制到边带上。第3路光载波通过PBS(偏振分束器)分成两路偏振态正交的光载波,其中一路光载波由基带信号经MZM直接调制,另一路由高斯脉冲调制MZM,生成二阶高斯脉冲。然后经合波器将3路信号合成一路信号,经光纤传输到基站。在基站侧,首先通过反射型FBG(光纤布拉格光栅)分离出载波和三阶边带。其中分离出的三阶边带经过PD(光检测器)拍频生成60GHz毫米波信号;分离出的载波经过PBS分离出两个偏振态正交的光载波,这两路信号经过PD实现光/电转换,分别恢复出基带信号和UWB信号。

注:PBC为偏振合束器。

1.2 60GHz毫米波和UWB信号生成原理

设PM输入光场为Ein(t)=Ecexp(-jωct),RF信号为V(t)=VRFcos(ωmt+θ),式中,Ec、ωc分别为光载波振幅和角频率;VRF、ωm、θ分别为RF信号的振幅、角频率和初始相位。光载波和RF信号注入PM后的输出光场为

式中,Δφ为PM相移常量。式(1)取实部并根据雅可比-安格尔恒等式可得:

调节相移常量使J1(ΔφVRF)=0,即可抑制一阶边带。设置第1路RF信号的初始相位为0,第2路RF信号的初始相位为180°,两路信号经减法器相减,同时忽略三阶以上边带,可得:

式(3)只包括上下三阶边带,如果RF信号为10GHz,则上下三阶边带经过PD拍频后即可生成60GHz毫米波。

采用电高斯脉冲调制双极型MZM,经MZM调制后生成的二阶高斯脉冲如图2所示,当MZM的偏置点位于最小偏置点略微偏左侧时,高斯脉冲在上升沿会先经过小段下降,再上升到最大点,下降沿则相反。调制后生成类似正极性二阶微分高斯脉冲,在基站侧经PD转换即可恢复出UWB信号。

2 仿真实验及分析

2.1 仿真设置

根据图1所示的系统框图,采用Optisystem光子模拟软件,设计出了同时传输60GHz毫米波、二阶UWB信号和基带信号的仿真系统。在中心站,设置CWL的输出频率为193.1 THz,功率为0dBm,线宽为10 MHz。设RF本振频率为10GHz,加到PM上的两路RF信号相位差为180°,PM相移常量取439°,双极型MZM的Vπ设为5V,两臂直流偏置电压分别为0和4V。基带信号速率为2.5Gbit/s。单模光纤衰减量为0.2dB/km,色散为16.75ps/(nm·km),PMD(偏振模色散)系数为PD响应率为1A/W,暗电流为10nA。

2.2 仿真结果

在基站侧,通过反射型FBG分离出光载波和边带。载波经PBS分离出基带信号和UWB信号。一路偏振光经光/电转化后恢复出调制在其上的基带信号,基带信号的眼图如图3所示。

另一路偏振光经光/电转换后生成UWB信号,其时域和频域图如图4所示。可见UWB信号的中心频率为5.5 GHz,在-10 dB带宽时达到5.4GHz,相对带宽达到98%,符合FCC标准。

图5所示为上下三阶边带经PD拍频生成的60GHz毫米波频谱图,产生的60GHz毫米波信号峰值为-10dBm,同时还包含载波和其他边带成分,这是由于高阶边带并不能完全忽略,反射型FBG无法完全滤除载波的缘故。图6所示为解调60GHz毫米波上的数据所得到的眼图。

2.3 偏振复用对误码率的影响

图7所示为毫米波单独传输、毫米波和UWB、毫米波和基带信号以及3路信号共同传输时的毫米波信号的误码率曲线图。由于前3种情况没有加入偏振复用,误码率曲线几乎重合。信号速率为2.5Gbit/s,传输20km,在保证误码率不大于10-9时,4种情况下接收灵敏度分别为-27.6、-27.2、-27.5和-25.9dBm。偏振复用带来的功率代价约为1.7dB。

3 结束语

本文提出了一种单波长共同传输60GHz毫米波、UWB信号和基带信号的系统方案。采用两个并行PM即可生成6倍频毫米波,电高斯脉冲调制单个双极型MZM生成二阶UWB信号,采用偏振复用实现基带信号和UWB信号的共同传输。仿真得到60GHz毫米波,中心频率为5.5GHz,相对带宽为98%的二阶UWB。调制在60GHz毫米波和光载波上的2.5Gbit/s基带信号,经20km单模光纤传输后眼图清晰。所提系统方案的特点是系统只采用一个波长,利用高阶边带产生高倍频毫米波,利用偏振复用将基带和UWB共同调制在载波上,结构简单,能实现无线信号(毫米波、UWB)和有线信号(基带信号)的混合接入,在未来光接入网中具有广泛的应用前景。

参考文献

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[10]徐刚.毫米波与UWB信号共同传输的RoF系统研究[D].北京:清华大学,2010.

混合传输 篇4

关键词：混合密码技术,物联网,信息安全

一、引言

在过去的几十年里,计算机、因特网和移动互联网等技术给人类社会带来了翻天覆地的变化, 随着信息产业的发展,传统的交流个体人、机器之间的通信已经不能满足日益发展的应用要求,用户呼唤一种人与各种事物间的,或是事物与事物之间的信息交流。需求的迫切及计算机、网络技术的发展,促进物联网技术的诞生,该技术开启了人类社会信息化进程的新篇章。

从体系架构上看,物联网分为三层。其中,感知层存在安全性威胁,因为不论是普通节点还是汇聚节点都容易收到攻击,比如拒绝服务攻击,或是非法控制和破坏[I]。 试想一下,假设我们在系统的感知节点没有采取任何安全措施或安全防护不够全面的话,并且所感知的信息还涉及国家、军队的重要设施的敏感信息,一旦被非法的第三方获取,其损失是不可估量和弥补的。通过分析得出, 在感知节点可以采用硬件加密芯片、公钥基础设PKI和密码技术等安全技术手段来保证节点收集信息安全三要素。本文根据物联网系统中,信息安全传输的特点,谈谈密码技术在物联网信息安全传输系统中的设计与应用。

二、加密算法分析

1.AES算法原理

AES算法具有较高的安全性,及时是纯粹的软件实现,速度也是很快的,并且AES对内存需求非常低,使它更适合于一些受限环境中。AES的加密过程是在一个4×Nb(Nb等于数据块长除以32,标准AES为4)的字节矩阵上运作,它是一个初值为明文区块的矩阵,又称为 “状态”。加密时,其步骤包括:

(1)子密钥加:矩阵中的每个字节与本轮循环中密钥生成方案产生的子密钥做XOR运算。

(2)字节替换:用查找表的方式,透过一个非线性替换函数把每个字节替换成对应的字节。

(3)行位移:使矩阵中每个横列按照不同偏移量进行循环移位。

(4)列混合:用线性转换,混合每行内的四个字节。

首先主密钥作为初始密钥,用初始密钥K0与编码后的待加密信息按位做与运算,再用其余信息分组与本轮函数F进行迭代运算,通过扩展函数产生每轮参与运算的子密钥,函数F要迭代Nr次。除最后一轮包含3个步骤外,其余每轮都包含以上全部4个步骤。

2.ECC算法原理

ECC与经典的RSA,DSA等公钥密码体制相比,有更高的安全性,更快的速度,较小的存储空间,并且对带宽要求低。椭圆曲线密码体制来源于对椭圆曲线的研究,是指由韦尔斯特拉斯方程:

确定出平面曲线。其中,系数ai=1,2,…,6,定义在基域K上(K可以是实数域、理数域、复数域、有限域)。

满足一下公式的曲线被叫做有限域上的椭圆曲线:

P是奇素数,且4a3+27b2≠0 mod p。

针对所有的0≤x<p,可求出有效的y,得到曲线上的点(x,y),其中x,y<p。记为Ep(a,b),进行加密通信过程如下:

(1)发送方选定一条椭圆曲线Ep(a,b),并取线上一点为基点G。

(2) 发送方选择一个私有密钥k,并生成公开密钥K=k G。

(3)发送方将Ep(a,b)和点K,G传给接收方。

(4)接收方接到信息后,产生一个随机整数r(r<n),用明文编码在椭圆曲线Ep(a,b)上一点M。

(5)接收方计算点C1=M+r K;C2=r G。

(6)接收方将C1、C2传给发送方。

(7) 发送方接到信息后,计算C1-k C2=M+r K-k(r G) =M+r K-r(k G)=M,再对点M解码就可以得到明文。

三、混合密码技术在物联网信息安全传输系统中的设计与应用

1.混合密码技术在物联网信息安全传输系统中设计

按照物联网的三层架构设计,原始数据信息通过感知设备被采集,转发到采集终端,再进入安全系统进行敏感信息处理。信息安全保密系统首先对转发过来的信息进行隔离处理后进入加密模块处理。数据通过智能通信接口模块转发至网络层,再到应用层的智能通信接口模块,最终数据进入隔离、解密后被服务器接收。物联网信息安全传输系统主要包括信息采集收发子系统、智能通信接口子系统、信息安全保密子系统。其中信息安全保密子系统用于保证感知信息的传输安全; 主要用于信息传输信道的选择和信息收发等。主要包含由内、外网处理单元、网络隔离模块、信息加解密模块、身份认证模块。

2.模型的体系结构

基于信息安全传输系统中,由服务器、安全传输接口、单双向隔离通道、客户端组成的安全保密子系统。服务器负责算法管理和密钥管理;数据传输接口和单向双向隔离通道负责加密数据发送的管理;客户端负责解密文件、传送公钥和更改密码。模型的体系结构如图2:

3.混合密码技术在物联网信息安全传输系统中应用

在实际的物联网通信系统中, 除考虑保密系统的安全性外,加解密速率、加密灵活性等因素。部分物联网的信息安全传输系统采用硬件加密技术,虽说一次一密保证了信息的安全,但是额外的设备费用和硬件较高的故障率同时也给系统带来了其他的安全问题。在对称加密算法中,公开密钥负责数字签名与密钥管理,私有密钥负责明文加密。前面我们已经分析了AES和ECC算法,在数字签名和密钥管理方面ECC算法能够轻松的实现;而对于在较长明文加密中,AES算法能提供更快的加密速度。 用MD5算法辅助,因此综合运用ECC算法和AES算法, 辅助MD5算法就构成了本模型中混合加密算法方案。

(1)密钥的产生。G为Ep(a,b)椭圆曲线上选的一个基点,其阶数为n(n是大素数),并且G(x,y)是公开的。随机地确定一个整数(区间为[1,n-1]),k做为私有密钥,并计算K=k G,K为公开密钥[5]。

(2)加密和解密。公钥加密:设Ke为AES的初始密钥,发送方在r上,r∈{1,2, …,n-1} 取一随机数,计算u=r KP(KP为B的公钥),R1=r G,r G(x1,y1),v=x1Ke,可以得到(u,v),发送给接收方。至此实现对AES算法密钥加密。

私钥解密 :Ks为接收方 的私钥 。 用私钥计 算R1=Ks-1u,得到Ke=x1-1v。

(3)签名及认证。选取一个公开消息摘要函数,用MD5算法计算消息摘要H(m)。

生成签名:发送方在区间{1,2,…,n-1)上,取L随机数。计算R2=LG,LG(x2,y2),e=x2H(m),k1=L+e KS,w=k1G, 可以得到(w,e),作为发送方的签名消息。

身份认证:计算R=w-e KeP=(x1,yr),则使e=xr H(m)成立就是有效的签名,相反为无效的签名。

四、结束语

混合传输 篇5

1 数据加密算法简介

目前数据加密技术根据加密密钥类型,可以分为单钥密码体制和公钥密码体制,也称为对称加密技术和非对称加密技术[1]。

对称加密技术是指在加密、解密的过程中使用相同的密匙。常用的对称加密技术有DES,3DES和AES。但是由于DES密钥长度较短,只有56位,加密强度较低,已经开始被一种基于Rijndael算法的对称高级数据加密标准AES取代。

而非对称加密技术,它的加密与解密的密匙是不相同的,一个是公匙,一个是私匙。目前常用的非对称加密技术主要有RSA和ECC,其中1024位的RSA是目前使用最为广泛的非对称加密技术。

1.1 AES加密算法

AES是美国标准与技术研究院针对数据的加密所制定的一种新的加密标准。AES是一个迭代、对称的分组密码,它的密匙长度分为3种:128位,192位和256位,可以对128位的数据块进行加密和解密[2]。

利用AES算法对数据进行加密的具体实现过程,首先是由发送方创建一个AES密钥,并用此密钥加密明文得到密文;然后将密文和AES密钥一起通过Internet网发送到接收方;接收方接收后,利用AES密钥将收到的密文解密成明文。具体流程如图1所示。

1.2 RSA加密算法

RSA算法是由Ronald等3人于1978年提出的一种由数论构造的加密算法。一经推出,就得到了广泛认可和使用,它是目前世界上最为完善和成熟的公钥密码体制。

利用RSA算法对数据进行加密的具体实现过程[3],首先是由接收方创建一对RSA密匙,即一个RSA公钥和一个RSA私钥;通过Internet网,接收方只将其中的RSA公钥传递给发送方,而RSA私钥继续保留在接收方;发送方收到接收方传递过来的RSA公钥后,利用这个公钥对明文信息进行数据加密,从而得到密文;接着把加密后的密文通过Internet网传送给接收方;当接收方收到发送方传递过来的密文以后,便用事先创建的RSA私钥对密文信息进行解密,最后得到明文。具体流程如图2所示。

1.3 仿真实验及结果分析

事先制作两个实验测试文本,大小分别为1923K和21840K。根据AES加密算法和RSA加密算法实现的具体流程,利用基于QT的C++开发平台分别编写代码,来测试这两种算法在加密和解密两个实验测试文本时所耗费的时间。实验结果,如表1所示。

实验结果分析:(1)在相同条件下,AES加密速度比解密速度快,RSA解密比加密慢很多;而无论加密还是解密,RSA都比AES慢很多,由于RSA进行的是大数计算,无论是软件还是硬件实现,速度一直是一个较明显的缺陷。(2)AES加密算法的优点:能够直接用硬件去实现,加密的程度较高,速度较快,对于加密大量数据非常的适用。缺点:加、解密过程使用同一个密匙进行,对于密匙的管理和保护较难。(3)RSA加密算法的优点:具有公钥和私钥两个不同的密钥,公钥用于加密数据,私钥用于解密数据,难于破解;并且不需要通过网络传送保密的密钥。缺点:加密的速度比较慢。

2 AES和RSA混合加密技术

2.1 AES和RSA两种加密算法的比较

通过算法分析和前面的实验,接下来从密钥管理、运算速度、签名认证和安全性能等方面比较AES和RSA两种加密算法:

(1)密钥管理:RSA算法是非对称加密技术,利用公钥进行加密,即使是和不同的对象之间进行通信,关键还是要保管好自己的解密私钥,所以在使用该算法时,加密密钥更换是很容易实现的;而AES算法是对称加密技术,在和不同的对象进行通信的时候,AES需要产生和保管不同的密钥,所以密钥的更换较难实现。(2)运算速度:AES算法的运算速度要比RSA算法的运算速度快。这是因为AES算法的密钥长度最大也就256位,利用硬件或软件都能够实现;而RSA算法,至少需要1024位才能确保安全,而在加、解密过程中会需要很多的运算,因此RSA算法的运算速度肯定要比AES算法要慢。(3)签名认证:RSA属于非对称密码体制,利用RSA算法可以进行数字签名和身份认证操作;AES不能实现数字签名和身份认证,这是由于AES属于对称密码体制。(4)安全性能:目前还没有能够完全破译AES和RSA的良好方法,所以两者的安全性都很好。

从以上4个方面的比较可以知道,对于大量的数据文件,由于RSA算法加密速度较慢,所以并不合适;而AES算法虽然加密速度很快,但是如何在开放的网络传输环境中保管好AES密钥,成为使用AES加密首先要考虑的问题。因此,可以在传递数据的时候,使用AES算法加密传输数据,同时使用RSA算法加密传送AES密钥,结合两种加密算法各自的特点,发挥优点,避免缺点,从而得到了一种新的混合数据加密技术。

2.2 AES和RSA混合加密算法的设计与实现

AES和RSA混合加密算法加解密过程,如图3所示。

接收方:(1)生成1024位的RSA密匙对。(2)向发送方传递RSA公匙。

发送方:(1)接收接收方发过来的RSA公匙密码;(2)随机生成AES密匙;(3)用AES密匙加密数据,用RSA公匙加密AES密匙;(4)将加密后的AES密匙写入数据文件的头部,加密后的数据写入数据文件的尾部;(5)将数据文件发送给接收方。

接收方:(1)接收发送方发过来的数据文件,并利用自己的RSA私钥解密AES密匙。(2)利用解密后的AES密匙解密数据文件。

JAVA语言的安全性非常高,通过“Sun JCF”提供了对各种加密技术的支持,包括DES,3DES,AES,RSA等数据加密技术。JAVA当中的常用数据加密类有:Key Generator类用于获得各类对称加密技术的密匙;KeyP air Generator类用于获得非对称加密技术的密匙;Cipher类是JAVA加密的主要类,用于按一定的算法对数据进行加密、解密、包装和返包装。而AES和RSA混合加密算法利用JAVA语言可以较容易实现。

3 结语

文章首先介绍了经典的对称加密技术AES加密算法和非对称加密技术RSA加密算法的实现过程;并通过算法分析和仿真实验,从密钥管理、运算速度、签名认证和安全性能等方面比较了两种加密算法各自的特点,提出了将AES算法和RSA算法相结合,从而得到了一种新的数据加密技术。这种新的混合加密技术使得数据的加密速度得到了提高,并且降低了加密密钥的管理难度,更加适合互联网数据的加密和传输。

参考文献

[1]孙权.加密算法安全强度及发展趋势分析[J].软件产业与工程,2016(3):29-32.

[2]赵雪梅.AES加密算法的实现及应用[J].现代经济信息,2009(23):328-329.

混合传输 篇6

60 GHz毫米波通信技术通过使用60 GHz附近的约7 GHz的带宽来实现其Gbit/s的传输速率。然而,在如此高频段进行高速传输,60 GHz毫米波技术面临许多技术上的挑战[3]。其中一个就是需要设计高速率、高精度的模数转换器(ADC)。传统的无线通信系统中一般使用8～12比特精度的ADC来采样接收信号来保证接收信号有足够的精度进行后续数字端的同步、均衡、解调等操作[4]。但对于60 GHz毫米波无线通信而言,这样高采样率、高精度的ADC不仅难于实现,而且功耗非常高。

针对高精度高采样率ADC难以实现的问题,已经有人从多方面进行了尝试。其中一种可行的方案是直接采用非常低精度的ADC进行采样[5,6],Madhow等人研究了在理想高斯白噪声信道下采用低精度ADC进行传输来逼近香农限,结果表明在低性噪比情况下低精度ADC带来的损失不大[6],不过直接降低ADC精度法现在还处在理论研究阶段,没有应用到实践。另外一种可行的思路是通过降低接收机对ADC的精度要求或采样率要求,以此来降低ADC的复杂度。时间交织ADC(TI-ADC,Time Interleaved ADC)就通过采用时间上并行的二个或多个高精度低采样率ADC来替代高精度高采样率ADC的作用[7]。这样使得每一个ADC的采样率降到了所需采样率的1/n,从而降低了ADC的设计复杂度。这种办法需要考虑多ADC同时工作时在时间、相位及增益同步方面引入的误差。和降低采样率要求类似,在文献[8]中,作者提出一种数模混合的方法来降低ADC的精度需求。不过作者并未提及数模混合方法的具体实现方式。

本文将探讨如何采用数模混合的接收方式来降低高速无线通信系统接受机端高采样率高精度ADC的设计复杂度。文章提出一种数模混合处理的均衡器结构,使得采用低精度ADC的情况下接收机仍然能很好的抵抗频率选择性信道带来的码间干扰问题,从而保证系统的误码率。在这种结构中,接收端模拟信号的动态范围在经接收机ADC采样前就先得到了降低,因此降低了所需ADC的精度。

1 系统模型

1.1 系统模型

图1是一个简单的基带数字收发平台。发送端的数据经过调制后被送入添加了频率选择性衰落和高斯白噪声的信道。码间干扰(ISI,Inter-Symbol-Interference)在这里被引入。在接收端,信号首先经过ADC被采样成数字信号,继而被送入判决反馈均衡器(DFE,Decision-Fee dBack-Equalizer)来消除之前引入的码间干扰。为了能取得良好的均衡效果,ADC的精度通常要求比较高,本文的目的就是探讨如何在保证均衡效果的情况下降低ADC精度。

1.2 混合均衡器结构

在现有的数字接收机中,信号完全在数字域进行处理。模拟信号由射频端接收,经过混频器下变频到中频或基带后直接送入ADC进行采样,然后在数字域进行后续的均衡、同步、频率和相位纠正等。对于全数字域处理的判决反馈均衡器,其结构如图2所示。

图2结构的优点在于前馈滤波器和反馈滤波器都在数字域实现,实现难度低,能够采用灵活的算法进行运算。缺点在于ADC采样时模拟信号的动态范围很大,为了达到良好的均衡效果,ADC的精度要求比较高。

本文对图2的滤波器结构进行改进,将“计算”部分放到数字域处理,而将“补偿”部分放到模拟域。对于图2所示的判决反馈均衡器而言,“计算”部分就是误差的计算和前馈滤波器、反馈滤波器系数的更新,“补偿”部分则是图中加法器所起到的作用。将“补偿”的部分提前到ADC之前,可以得到如图3所示的混合处理结构。

图3中,将加法器及判决反馈均衡器的前馈端放到了模拟域端,反馈滤波器和所有的计算部分都放在数字域端。信号在进入ADC采样前就经过了补偿,降低了信号的动态范围,能够减少对ADC采样精度的要求。但这种结构存在2个很重要的问题,第一是需要在模拟端实现前向滤波器,而模拟滤波器实现起来非常困难;第二是增加了一系列高采样率高精度的ADC开销,除了将需要补偿的值通过ADC转到模拟域进行相加以外,还需要把模拟滤波器系数的变化量转到模拟域去修改模拟前馈滤波器的系数。因此,图3所示的结构不但增加了设计复杂度,也增加了整个均衡器模块的功耗。

由于高速无线通信通常都选在高频段尽行通信,比如60 GHz毫米波通信系统工作在60 GHz附近。在高频段,反射对信号衰减非常大,因此主径来源于视距传输,其它路径均延时于主径之后,这个特性有助于对图3中所示结构进行简化。在判决反馈均衡器中,前馈滤波器的作用可以看作是将超前于主径的分量全部延迟到主径之后,反馈滤波器的作用则是消除延迟于主径的各路径的影响。因此对于毫米波信道而言,判决反馈滤波器结构中的前馈滤波器对均衡器效果产生的作用不大,故而可以将其去除,简化设计复杂度,同时也降低功耗。经过简化的数模混合的判决反馈滤波器如图3—图4所示。

分析图4所示结构所能带来的优化效果。经过拆分,模拟信号在经ADC采样前得到了补偿,动态范围变小,对ADC采样精度的要求变低,简化了ADC的设计复杂度也降低了ADC的功耗。相较于全数字的均衡器,图4中增加了一个高采样率高精度的ADC,高采样率ADC的设计复杂度不高,但功耗确是要纳入考虑的。因此图3—图4的结构总体而言在降低ADC设计复杂度方面的作用大些,降低功耗方面作用有待评估。

2 基于LMS算法的数模混合均衡器的结构

选用自适应的方式来进行数模混合滤波器的设计。LMS算法的算法复杂度低,同时也能取得不错的均衡效果,因此本文采用LMS算法设计数模混合均衡器。接下来首先利用LMS算法来推导图5所示的均衡器当中滤波器系数更新的算法。

图5从信号流的角度给出了图4所示滤波器各部分信号的表示。这里通过计算滤波后信号和判决之后的信号的差,不断对滤波器系数进行修正使得差值最小,从而达到均衡的目的。这里采用最小均方误差(MSE, Mean Square Error)准则来对滤波器系数进行迭代更新,即滤波器系数组{Ck}迭代更新的目标是使得下面变量εk的最小均方误差最小。

εk=dk-yk (1)

式(1)中,dk表示在第kth时刻所判决出的信息比特。(如果是信息之前的训练序列则dk代表第kth时刻训练序列的值)。εk=dk-yk代表当前时刻接收信号相对于信息比特的估算误差。接下来使用一种迭代的LMS算法来计算{Ck}[9]。推导过程如下:

首先,定义:

Ck=[c0(k),c1(k),...,cN-1(k)] (2)

Dk=[dk-1,dk-2,...,dk-N] (3)

其中,N代表反馈滤波器的级数。由以上两式,误差信号可以表示为:

undefined (4)

对于式(4),计算其梯度,得到:

∇Ck{ |εk|2}=∇Ck{ εkε*k}= 2εk∇Ck(ε*k) (5)

和

undefined (6)

为了使得最小均方误差最小,必须使得{Ck}的变化是朝着梯度ᐁCkE{|εk|2}的反方向,因此{Ck}的迭代公式为:

undefined

式(7)中μ为迭代步长。

根据公式(7),可以得出数模混合的均衡器的具体结构,如图6所示。图6中,经过多径干扰的信号S(t)在送入均衡器模块后,首先和均衡器给出的反馈信号C(t)做一次运算,消除估算出来的多径干扰分量。然后经ADC采样得到离散的量化的数字信号Y(n),Y(n)送入判决器得到经过判决后的接收信号d(n),d(n)和Y(n)作差得到判决的误差ε(n),再乘上迭代步长后送入反馈滤波器中对系数进行更新。同时,反馈滤波器组计算出新的补偿值C(n),送入ADC中转换为模拟值C(t)后对接收信号进行补偿。

3 均衡器性能仿真

在推导出数模混合均衡器结构之后,这一部分主要比较全数字均衡方式和数模混合均衡方式在同样的信道下采用同样级数的反馈滤波器所达到的均衡效果。包括:ADC采样前接收信号的动态范围(即图7中A点信号的动态范围)和特定ADC精度下的均衡效果。

首先来观察图7中所示A点的接收信号图,图8中分别给出了一组(600个点)比特信噪比ebn0=8时全数字均衡情况下ADC精度为5比特和数模混合均衡情况下ADC精度为5比特、3比特的A点接收信号图,其中,8(a)所示为数模混合均衡情况下ebn0=8,接收机ADC比特为5时ADC采样前信号的分布;8(b)对应为相同信噪比和接收机ADC精度下全数字均衡情况下ADC采样前的信号分布;8(c)为数模混合情况下ebn0=8,接收机ADC比特为3时ADC采样前的信号分布。

从图8(a)和(b)的比照可以看出,在同样的信道干扰条件下,数模混合方式的均衡器因为其在模拟端对信号进行了修订,ADC采样前信道的动态范围相比较于模拟端未做任何处理的全数字接收方式降低了近40%,因此用相同精度的ADC进行采样时数模混合方式无疑会采样更精确。从图8(b)和(c)的比较看出,数模混合均衡结构下,当ADC精度降低时,仍然可以获得比全数字均衡下更低的接收信号动态范围,低ADC精度的数模混合ADC对信号的采样精度和高ADC精度的数模混合ADC采样精度差别不大。

ADC接收信号的动态范围降低意味着同样比特数的ADC,其采样精度会比动态范围没有降低时增加,因此理论上分析来讲,在接收机使用ADC相同比特数时,用数模混合均衡器处理时的均衡效果比起全数字方式处理时的均衡效果要好,接下来给出在多种ADC精度情况下全数字接收和数模混合接收的误码率曲线,即Eb/N0-BER曲线,如图9所示。

图9给出了QPSK调制下,全数字均衡方式和数模混合的均衡方式结果的对比图。图9中给出了9种不同情况下的仿真曲线,其中,黑色实线代表未经过ADC量化的均衡器均衡结果,在这里可以看作是判决反馈均衡器的均衡效果上限。除了黑色之外,其余实线均表示混合处理方式下的误码率曲线,蓝色、绿色、红色和灰色分别代表ADC精度为4比特、5比特、6比特和7比特的情形,与之对应的全数字接收方式的误码率曲线均用对应颜色的虚线标出。每次仿真前会有200个符号长度的训练序列来对滤波器系数进行初始化设置。LMS算法中的迭代步长随着滤波器系数逐渐收敛到最优值从μ = 0.02慢慢递减到μ = 0.001。从图中可以看到,在混合均衡方式下一个4比特的ADC所达到的均衡效果介于全数字均衡方式下ADC精度为5比特和6比特的效果,两者在误码率为10-3时ebn0只差1 dB;同样,在混合均衡方式下一个5比特的ADC所达到的均衡效果介于全数字均衡方式下ADC精度为6比特和7比特的效果,在ebn0比较小的情况下几乎与全数字均衡方式下7比特的ADC相仿。因此,通过使用混合信号均衡器结构,QPSK基带传输接收机在仿真所用的信道下对接收端ADC精度的要求降低了2比特左右。

对于BPSK的调制方式和16QAM的调制方式,也有类似结果。

4 数模混合均衡器结构的优化

通过第三部分提出的数模混合均衡器结构(图6),可以发现在数字域到模拟域的转换当中,均衡器引入了一个DAC,这个DAC负责将数字域计算出的补偿值反馈到模拟域去进行修订,为了能获得良好的均衡效果,用于反馈补偿的DAC也要具有足够的精度,表1给出了第四部分QPSK不同ADC精度下的BER-Eb/N0曲线仿真时(见图9)对应DAC的取值。

从表1中可以看到,为了保证良好的均衡效果,DAC精度比均衡器结构中ADC的精度还要高。由于数模混合接收机结构所能带来的ADC精度要求的降低约2比特,因此如果需要用一个有着5比特精度ADC数模混合均衡器结构的接收机来取代一个7比特ADC的全数字均衡器结构的接收机,就需要另外使用一个6比特的DAC。在设计复杂度方面,DAC比ADC简单很多,因此总体而言,用数模混合均衡器结构进行替换后接收机的设计复杂度还是有所降低,但引入的ADC会带来额外的功率消耗,因此需要进一步探求数模混合均衡器的结构,使得该结构在降低设计复杂度时引入的额外功耗下降。

通过对数模混合均衡器的结果进行进一步分析,反馈信号在数模混合均衡器中主要起两种作用:(1)降低接收机ADC采样前模拟信号的动态范围;(2)补偿多径信道对信号造成的干扰。其中,对于第一点,只需要知道当前反馈信号的大概值,就能对模拟信号的动态范围进行降低。对于第二点,需要知道当前反馈信号的精确值,只有知道了精确值才能准确的将多径信道带来的影响从接收信号中消除。从一个固定字长的数据来看,其值的范围主要由符号位和高比特位来决定,其准确度则是由低比特位来决定。既然降低接收信号的动态范围只需要知道补偿信号的大致值,可以尝试将补偿信号分为两部分——代表信号大致范围的高比特位和代表信号精确程度的低比特位,将高比特位反馈到模拟端进行补偿,达到降低ADC采样信号的动态范围,同时初步补偿信号所受到的多径干扰。余下的低比特位直接在数字端对采样后的信号进行补偿,来弥补高位信息补偿精度不够的问题。这样,反馈DAC仅仅需要将少量的数字信号转为模拟信号,大大降低了DAC的精度。

依据上面的分析和考虑,本章对第三部分中图6的结构进行进一步优化,提出一种改进的混合信号均衡器。即将反馈信号拆成两部分,高位部分(通常包含高位的1～2比特,外加符号位)送入DAC转换成模拟信号后在模拟域对接收信号进行补偿,降低接收信号的动态范围;低位部分(余下所有位)在数字域直接补偿。这样,既降低了接收信号的动态范围,又降低了反馈DAC精度的要求,同时所有反馈信息均对接收信号进行了补偿,得到了不错的均衡效果。改进的混合信号均衡器如图10所示。

表2比较了不同ADC精度情况下DAC需要的比特数目。在对数模混合均衡器结构进行修订后,同样对其误码率性能进行了仿真,并同修订之前的误码率性能进行了比较,如图11所示。

5 结论

本文提出了一种能够应用于60 GHz毫米波高速通信系统接收机的数模混合的均衡器结构,该结构在数字域进行多径干扰的估计和计算,并将计算结果返回至模拟域进行补偿。分析结果表明,通过使用数模混合均衡器,接收机对ADC精度的需求降低。在同等情况下,相比较于传统的全数字的均衡器,数模混合均衡器能够在不改变均衡效果的前提下将ADC的精度降低约2个比特。从而降低了高速通信系统中接收机ADC的设计复杂度和功耗。

参考文献

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