宽频传输（共7篇）
宽频传输 篇1
0 引言
与其它获取光谱辐射数据的方法相比较,傅立叶变换红外辐射计(FTIRs)有很多优点。这是因为FTIR的测量原理是采用了对光谱信息在时域的色散而不是空域的色散,即所有波长的辐射能量同时投射到探测器上(无需把探测器分间隔排列)。其次,由于其光谱分辨率是由扫描时间来确定的,因此它不依赖于光学系统通光孔径的大小。此外,利用激光作基准来保证其光谱定位,从而就保证了光谱测量的精度。
典型情况下,FTIRs的测量原理是将所接收的光分成两路并使其在迈克尔逊干涉仪中进行自调制(自干涉)。干涉仪中包括有一个探测器,用于对调制后的光能量进行采样。调制后的光能经对时域输出信号进行傅立叶变换处理后就给出了对应于其光谱分布的频率量。Bomem公司MR系列的FT光谱辐射计就是这样一种干涉仪,该光谱辐射计已经改造并用于调制高温黑体源的辐射。黑体源的辐射光被输入到干涉仪中并实现自调制。代替探测自干涉的是,干涉仪的输出信号由FTIR的输出孔径输出,这样就可以认为辐射源的光谱分布是按不同的时域频率调制的。
这种从接收到发射的改变就要求把接收机设计成既有探测器又能对所探测到的时域信号进行FT变换的系统。本迈克尔逊干涉仪包括一个电动扫描器,用于对黑体源的辐射光按脉冲段进行调制。这样以来,由发射机提供给接收机的射频信号就可以使探测时间与调制脉冲同步。该同步信号可以使扫描器扫描一周的回转时间不包括在信号探测(时间)中(增加信噪比)。此干涉脉冲从每秒十次到每秒六十次任意产生,其光谱分辨率从1个波数到16个波数变化。
在过去的实验中是把发射机放在距离接收机4km的地方,并进行了一些相对传输特性的测量。这些测量中的传输介质包括石墨烟尘以及一个透过率已知的塑料样品。本文中提供了部分相对传输特性的测量结果。从实验结果来看,这种测量方法同时具有测量距离远、分辨率及灵敏度高等优点。
1 FTIR系统介绍
本FTIR系统是由光机子系统、电子子系统及数据处理和控制子系统构成。其中的干涉仪是光机系统的主要组成部分。干涉仪的作用相当于一个斩波器,其斩波频率是波长的函数。这些不同的频率由FTIR处理器检测并被分解成一个光谱。
两束入射光束均被分束器分成两束光线并被引射到角立方体反射镜的较低部位。然后,该光线被反射到角立方体反射镜的较高部位,随后又被折射到分束器的上半部;在此处两个波束重新会合。入射光束的一个分量的光程大于其被分开的另一光分量的光程。当摆动臂绕其支点摆动时,其中的一个角反射镜靠近分束器而另一个角反射器则远离分束器。这种改变两个光分量的光程以便使其实现自干涉的方法就能在输出端给出时域调制。根据光的相干性原理,即使宽频带光源的光也能在迈克尔逊干涉仪中实现自相干。干涉仪输出的两束光以90°夹角输出。有时仅探测其中的一束光,而有时则把探测器放置在两束光线的出射光路上。
对干涉信号的数字化和变换处理要求精确地检测光线在干涉仪中的光程。在该项研究所用的FTIR中,其光程是利用一个He-Ne激光器输出的干涉信号来检测的。激光束提供的正弦干涉图用于光程检测的反馈信号。当用激光测量光程时,就用白光光源来确定零光程差(ZPD)的位置。这一扫描位置在探测器输出端产生一个峰值电压信号,而且此时所有频率的光都能有效地干涉。从探测器出来的信号是时间域信号,该信号经放大、数字化和通过傅立叶变换处理后就给出了光谱分布。该项研究中所用的测量系统是Bomem公司MR系列产品中的FT光谱辐射计。该系统包括一个用于长波测量的MCT探测器和一个用于中波测量的InSb探测器。
2 FTIR用作发射器
Bomen公司的FTIR系统被改进成一个以波数或相应的波长的函数按时域调制发射源,此黑体为高温辐射源,其峰值发射对应的温度为1300K(利用射线进行检测)。从黑体源输出的辐射光经FTIR中的迈克尔逊干涉仪进行调制,所以发射器的输出为按时域调制后的光能量。其中每种波长的辐射能具有不同时域频率。FTIR发射机包括迈克尔逊干涉仪、扫描器、同步电子系统和一个为发射机提供RF(射频)同步信号的驱动器。干涉扫描可以按不同的速率进行,然而较低的扫描速率时就需要较长的信号积累时间,不过其信噪比较高。这里还应该注意的是,以波数表示的光谱分辨率也影响到噪声比的大小。较窄谱带间隔的积累信号小于较大谱带间隔的积累信号。输出光学系统可以有效地把FTIT的输出光能射向接收机。同时,接收机也有一套接收光学系统以保证有效地接收来自发射器的调制光能量。接收机内有两个探测器(MCT和InSb)和一个双色分光器,因此可以同时对中波和长波的红外辐射进行探测和处理。每个信号的处理就是由电子系统对所探测到的信号进行傅立叶变换。经过处理后所得到的结果是两个随波长变化的光谱辐射强度函数。
目前,这种大气传输测量系统布局仅仅用于测量相对传输特性。进行测量时,先用发射机和接收机测量无传输介质时参考信号的光谱特性,然后再在发射机和接收机之间引入烟雾或战场烟尘并测量经其传输后的辐射源光谱特性。两次扫描测量结果的比率就是烟雾和烟尘的相对传输特性。作者目前正在研究将这一套特殊的系统用于测量大气的绝对传输特性的方法。
3 初步试验测量
初步的试验测量是在Redstone技术测试中心的三号测试基地进行的。进行这次测量的目的是为了确定仪器系统的性能以及了解该系统在远距离传输路径状态下的工作状态。试验前,首先将该系统搭建在实验室里以检查FTIR辐射源调制器是否工作正常以及接收机是否能利用微波信号使扫描和接收过程同步。这次搭建的测量距离约为40米。
在实验室检查都正常之后,就把该系统搬到三号测试基地,并把发射机与接收机之间的距离拉大为4km。
第一次外场测量时是将黑体辐射源的温度设置在1350℃。从黑体源出来的辐射输出信号经FTIR发射器调制后通过4km的路程传输到FTIR接收机。通过FTIR调制后的黑体源辐射具有非常宽的光谱带,但是FTIR接收机所接收能量的光谱范围受探测器响应范围的限制。输入到接收机的入射光束被一双色滤光片分开并提供给两个独立的探测器。
光谱扫描的分辨率为16个波数。此时,采用30个扫描光谱进行求平均值可以得到大小合适的信号;这30个扫描光谱需要1秒的采集时间。在接收机和发射机之间的烟尘是利用美军的烟尘发生装置产生的。
第二次的传输特性测量仍然是在上面所述的4km的路径上进行的。这次测量中,参考扫描是利用高温FTIR调制辐射源获得的;然后,将一块塑料材料样品放在发射机与接收机之间,这些材料的传输特性是已知的。此次扫描的光谱分辨率提高到一个波数。为了补偿由于提高分辨率所引起的信号能量衰减,就利用100次扫描的光谱进行求平均。当扫描范围为1.8~14μm时,仅仅给出了中波波段的测量结果,其目的是为了说明当前的光谱分辨率。材料样品的传输比被认为是衰减的信号与参考信号之比随波长的变化。虽然没有进行材料样品传输特性的详细分析,但是粗略地从窄波段内的传输结果来看,传输结果测量的精度为百分之几。
从若干次测量的结果来看,信噪比的范围大约为20dB~60dB。通过改变探测器的面积还可以提高信噪比,因为现在所用的探测器的接收面积是有效面积的四倍。同样,测量中所用的接收光学系统是一个10”的望远镜,对该光学系统进行改进还可能改善接收信号的信噪比。另一个建议是利用一个双色滤光片将光分成中波与长波分别给相应的探测器,这样就能获得这些波带独立的信息。最后,如果其它的改进都不能满足要求,那么对扫描信号进行平均处理也可降低噪声。
注:1.本文由张金全翻译。2.本文由刘德成校对。3.原著作者:Raymond G.Deep.单位:Redst one Technical Test Center(红宝石技术检测中心)。4.本文为学术会议交流文章,由原文作者提供。
甚宽频信号波束形成方法 篇2
1 常规相移-时延波束形成
所谓波束形成技术是指将一定几何形状(直线、圆柱等)排列的多元基阵各阵元输出经过处理(加权、延时、求和等)形成空间指向性的方法。一个波束形成器可以看成一个空间滤波器,滤掉某些方位的信号,只让期望方位的信号通过。波束形成技术在声纳以及雷达信号处理方面应用甚广。下面简要地给出波束形成的一般原理。
假定一个谐和平面波投射到M元等间距水听器直线阵上(如图1所示),在此仅讨论二维情况。第i个水听器接收信号为:
其中,θ为平面波的入射方位,是与x轴的夹角,阵的法线方向为9 0°,为声波频率,c为介质中的声速,d为阵元间距。
假定各个水听器灵敏度均相同,将各阵元的声压输出直接相加,进行幅值归一化处理,可得到波束主瓣指向阵法线方向的输出幅度为:
只要补偿时延值,就可以将波束主瓣指向θ0方向,θ0称为“引导方位”。不难得到,
从(3)式可以看出,在波束的主极大(主瓣)方向,即θ=θ0时,归一化输出幅值取得最大值1。各基元输出经所需的时延或相移补偿后对θ0方向入射的平面波实现同相叠加,从而有效地输出该方向的信号,并在一定程度上抑制其它方向入射的声信号。由上述分析可知,主瓣宽度与频率、阵元数、阵元间距成反比。对于阵元数一定的等间距直线阵,阵的相对尺度(即d/λ)决定了指向性的部分特征,包括:极大值(主极大值、副极大值)的宽度、旁瓣的个数与间隔、零点的个数与间隔等等。换言之,对于给定的等间距直线阵(阵元数、阵元间距一定),上述特征取决于工作频率。对于线阵,其主波束开角为:
其中λ为声波波长,d为阵元间距,M为阵元个数。波长减小,M d阵列孔径增大,波束开角减小,主波束变窄,反之,波长增大,孔径减小,波束变宽。并且仅当d/λ<1/2时才不会出现栅瓣。再分析一下波束形成的增益,波束形成的结果是使得信号同相叠加,而当阵元间距大于信号半波长时,各阵元间的噪声可以看成是不相关的,波束形成后噪声是按照功率相加的,因此波束形成的空间增益大小为:10logM[3]。图2给出了1 2元线阵d/λ取不同比值时的波束图,可以看出这个比值越小波束主瓣越宽。
2 宽带直线阵列的恒定束宽波束形成
基阵的指向性是频率的函数,所以只适用于测量窄带信号。一定尺度的接收阵,随频率增高其波束宽度变窄,对于宽频噪声测量就会产生频率畸变,为避免出现这种现象,要求形成波束宽度恒定。
常规的方法有:
(1)使基阵尺度与波长比保持恒定或曲面几何扩展获得一定频率范围的恒定束宽,但这种方法在多个倍频程上实现是困难的。
(2)Lardies和Guilhot提出的利用滤波处理得到宽带恒宽束线阵的方法,该方法是将整个频带分割为多个倍频程带宽,先在每一个倍频程上获得恒宽束方向图,最后各个倍频程恒宽束阵输出经适当的带通滤波后,综合在一起得到整个频段的恒宽束方向图。这种方法已经应用于实际的垂直线阵设计。
本文探讨的另一种方法是随频率的变化而改变基阵各阵元的加权。为了达到抑制旁瓣,控制零点等目的,用加权来进行束控。但是加权通常都是在单频窄带条件下得到的,如果以给定频率中某一频率下的主瓣宽度作为基准,则对频段内任意其他频率,总可以对基阵每一个阵元设计一组随频率变化而变化的加权,从而得到基准频率的主瓣宽度。以下提出的基于最小均方误差的恒定束宽波束形成器就是基于这一思想。
首先将宽带信号的频段根据接收信号确定宽带波束形成器的频率工作范围(fl,fh),并按精度要求确定子带的数目,用级联滤波器将其进行滤波,设将频段分为K个,则将K列带通滤波器调谐到K个不同的频率,可形成工作于不同频率的多波束。若将这些带通滤波器的频率调谐到使每列滤波器的通带相互衔接,根据波束形成的要求(主瓣宽度与位置,零陷点,旁瓣位置等),在各个频段下分别进行自适应波束形成。
由于上面所述的方法要将信号频带分为K个子带,因此每一个子带对应下的权矢量虽然随着频率变化而变化,但是没有恒定束宽的约束条件,造成了不同频率对应的主波束宽度不一致。因此还需要寻找一个约束条件,使其能够对于加权向量作出约束,达到恒定束宽的目的。设在频率f处的权矢量为W(f,θ),阵列的波束图p(θ,f)与参考波束图p(θ,f0)(指定频率f0下的阵列指向性图)之间的差异可以用误差来度量:
其中[θ1,θ2]是波束扫描覆盖范围,a(θ,f)为直线阵列的导向矢量。则其均方误差为:
为了达到主波束在频率变化范围内不变或者基本不变的目的,就要求在该频率下使得
ζ(f)取得最小,也即:
为保证恒定束宽以后的波束不会出现栅瓣,一般选取信号最低频率为参考频率,将该频率处的波束图当作参考波束图。在这里采用L M S算法来对其它频率段的权系数进行修正。将修正后的权系数应用于基阵对输入信号的加权,就可以得到宽带波束形成器,实现宽带信号的不失真接收。
对以上算法进行了相应的仿真。假定直线阵阵元数为1 2,各基元灵敏度一致且均无指向性,阵元间距d取为基阵工作最高频率对应波长的一半,入射信号为线性调频信号,频率范围为500Hz-2kHz。因为信号频带范围宽,对于低频部分,利用总共1 2路阵元信号进行波束形成以减小波束主瓣宽度,而高频部分采用中间6路阵元信号进行处理。这样通过改变阵元数目可减少不同频带信号波束宽度的差异。然后将直线阵列接收信号通过级联滤波器分为2 0个窄带信号来处理,最终以最低频率处的波束图作为参考输入,其他频率处的波束图作为输入,经过自适应滤波器调整以后的波束输出结果见图3。从图3可见应用自适应恒定束宽波束形成方法,可以将频带变化极宽的宽频信号的主瓣宽度控制在大体相等的范围内。这样对于不同频带范围的信号均起到了相同的信号增强作用,从而尽可能保持拾取到的宽频信号不畸变。
3 结语
本文在分析了水听器线性阵列常规相移-时延波束形成指向性基础之上,提出了一种基于直线阵列的甚宽频信号自适应恒定束宽波束形成方法。仿真结果显示,该方法如果用于实际的直线阵列设计,对频带跨度较大的噪声信号具有较好的增强作用,可以克服常规波束形成对不同频率信号加权程度不一致引起的频率畸变。运用这种方法来测量水下目标辐射噪声,可以获得比单水听器更多的空间增益,比L a r d i e s和G u i l h o t提出的宽带恒宽束线阵方法简单可靠,在工程上更易实现。因此,对这一问题进行更深入的研究是有意义的。
参考文献
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一种宽频带印刷缝隙天线 篇3
目前, 无线通信得到了越来越为广泛的应用。而3-30GHz的SHF频段在无线通信中也扮演着极其重要的角色, 该频段几乎包括了C、X、Ku、K、Ka等微波波段, 并且也覆盖了UWB (3.1-10.6GHz) 频段。
SHF频段在雷达、DSO卫星以及数据通信等方面都有非常重要的应用[1], 而这些应用中一个必不可少的组成部分就是终端用于收发信号的天线。资料显示, 最适合卫星通信的频率是1~10GHz频段, 即微波频段、为了满足越来越多的需求, 研究人员已开始研究应用新的频段, 如12GHz, 14GHz, 20GHz及30GHz。因此, 设计出多频段卫星通信终端天线将成为此类天线设计的一个趋势[2]。
另外, 此频段也将应用于平流层信息平台固定业务。相关资料显示, 1997年ITU通过把47-48GHz频段, 宽为600MHz的频带分配给平流层信息平台固定业务使用[3]。这个频段的特点是波长短, 天线尺寸小, 但雨雪衰减大。在亚洲, 由于受雨雪衰减的影响, 可以用28-31GHz频段代替47-48GHz频段。另外, 美日等有关机构也都在致力于为平流层通信争取其他频段, 如2、10、20、30GHz等。这些频段的天线将会克服47-48GHz频段天线的一些缺点。
但是, 目前现有的该类天线的贴片辐射单元多采用菱形, 方形或水滴形的贴片辐射单元的设计方案, 但方形、菱形贴片存在阻抗带宽相对较窄, 雨滴形贴片存在方向图主瓣在频率高端的分瓣现象。
本文所提出的天线结构简单, 尺寸小, 剖面低, 成本便宜, 易于加工并可集成到无线电系统内部。阻带带宽和方向图带宽足够宽, 可达到4.8-31.5GHz, 增益稳定, 可用作多频段卫星通信终端天线, 较之前提出的阵列天线尺寸更小。天线的阻抗带宽除3.1-4.8GHz外, 覆盖了UWB频段, 所以该天线也可用于民用超宽带 (UWB) 通信以及短距离无线通信。
宽频带天线分析
通过对花瓣形天线和单极子天线进行研究, 可以发现, 花瓣形天线[4]展宽了工作带宽, 获得了良好的驻波比特性和方向图主瓣特性, 完成了宽频带设计, 采用类似花瓣形贴片辐射单元, 通过贴片弧度的改变, 一定程度上弥补了菱形贴片阻抗带宽较窄和雨滴形贴片方向图主瓣在频率高端的分瓣现象, 可以优化配置驻波比与方向图主瓣间的性能。
而单极子天线[5]在无线通信领域都有非常广泛的应用, 如机载和地面通信系统。一个相对于完纯导电地面馈电的单极子的辐射功率, 只有类似的自由空间偶极子辐射功率的一半, 因为功率分布方式相同, 但只有半空间。而且, 完纯导电地平面上面的单极子的波束立体角只有自由空间中相应偶极子的一半, 导致方向性加倍。方向性的增加并非由于辐射强度的增加, 而是由于平均辐射强度的增加, 这是因为单极子的辐射功率仅仅是偶极子辐射功率的一半。因为单极子的长度是由波长的四分之一或略短, 所以在低频段, 单极子的物理长度可能会很长, 但是, 在较高频段, 单极子的尺寸将会变得很小, 这对于制作超小型天线提供了有力的条件。
单极子天线的馈电方式[6]有很多种, 许多单极子天线通过印刷传输线进行馈电, 如微带线馈电和共面波导馈电, 其特点是易于同其他电路进行集成, 因此得到越来越多的应用。
天线基本结构
通过对花瓣形天线[7]和单极子天线的研究, 图1给出了一印刷单极子天线的结构图, 该天线采用微带馈电方式, 且微带馈线长度S=9mm, 宽度H=0.96mm。天线介质基片采用Rogers RO4003 (εr=.35, δ0027.0tan=) , 基片的厚度T=0.45mm, 长度L=21.2mm, 宽度W=22mm。天线的辐射单元为两个不规则椭圆环状结构连接构成, 如图1所示。经优化分析可得, 辐射单元下半部分的外椭圆半径R1=6mm, R 5=4 m m, 上半部分外椭圆半径R2=4mm, R6=3mm。缝隙的下半部分椭圆R3=3mm, R7=3.95mm, 上半部分椭圆R4=1.5mm, R8=2.5mm。
影响天线性能参数分析
天线辐射单元尺寸对回波损耗的影响
天线辐射单元的尺寸大小是影响回波损耗和阻抗匹配的重要因素。如图2可知, 随着R1的增大, 天线的带宽发生变化, R1=6mm时, 带宽较大, 并且包含较低频段。但天线阻抗带宽受R2影响不明显, 综合考虑起见, R2取值为4mm。
同样, 也可以对辐射单元的另外两个参数R5和R6进行分析, 得到其最优值, 分析过程将不再赘述。
天线缝隙尺寸对回波损耗的影响
天线缝隙是影响天线阻抗带宽的另一个重要参数。如图3 (a) 所示, 当R3逐渐变大时, 天线的阻抗带宽变大, R3=3mm, 天线的阻抗带宽和匹配特性较为理想。但天线阻抗带宽受R4的影响较小, 考虑到制作简易特性, R4取值为1.5mm。
同样原理, 也可以对缝隙的其它两个参数R7和R8进行优化设计, 当R7增大时, 天线的阻抗特性将发生剧烈的变化, 如图3 (c) 所示。而R8的变化对阻抗特性影响非常小。最后得到其合理取值为R7=3.95mm, R8=2.5mm。
天线仿真结果分析
综合分析多种影响天线性能的因素之后, 合理选择各参数, 设计出天线模型。图4是对以上提出的天线结构利用CST Microwave Studio进行仿真分析后所得到的天线回波损耗、天线增益、电压驻波比参数图, 由图4 (a) 可见, 其-10dB阻抗带宽为4.8-31.5GHz, 而图4 (b) 表明在频率范围内, 其增益在2.2-6.02dBi之间变化, 且逐渐趋于平稳。由图4 (c) 可知, 4.8-31.5GHz频率范围内, 天线的驻波比均在2以下, 整体驻波性能较好, 满足了无线宽频带通信技术对驻波的要求, 这也符合天线实际应用需要。
结论
通过对花瓣形天线和单极子天线进行研究分析, 在此基础上设计了一种超小型单极子印刷缝隙天线, 采用微带馈电方式为天线进行馈电, 设计的天线模型在18.3GHz频率下工作时, 反射系数可以达到-33.5dB, 且输入阻抗近似为50Ω的纯阻, 天线增益可达到6.02dB。该天线还具有小尺寸, 低成本以及易于集成等优点。基于以上特点, 这种天线可以作为多种短距离无线通信系统的收发天线。
参考文献
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超宽频与传统连接技术的不同 篇4
近年来, 多核处理器芯片成为跨过单一处理器吞吐量与整体性能需求之间鸿沟的流行解决方法。然而, 共享总线连接的性能包括吞吐量、延迟、和能量消耗限制了整体性能。
共享总线结构使用抢先方式连接资源, 这意味着低优先权的部分通常被高优先权的部分中止。总之, 这不是有效的方式。
片上网络是代替传统共享总线结构的方式, 为多核处理器提供可改变的通讯方式。在片上网络中, 每个处理器都直接连接到一个路由器。卫星上的路由连接到一起。通讯非常灵活。两个不同路由间的数据包不会互相干扰。这个结构会给多核处理器芯片提供可变的并行的结构。因此, 性能得到大幅度改进。
2、片上网络连接方法
典型的片上网络互连结构是基于硬件的网络, 这个对于路由包很容易, 但对于硬件成本是不太有效的选择。无线电频率/无线电互连技术最近已经出现, 寻觅未来通讯需求, 超越硬件连接的局限。
在这些无线解决方案中, 超宽频互连是最有前景的通讯方式。它提供高带宽、低延迟, 而且, 灵活、免费的布线使得超宽频互连成为片上内核通讯的最具吸引力的解决方案。
3、超宽频
超宽频是一种无线电技术, 它使用无线电频谱应用于短距离高带宽的低能耗通讯中。
和扩展频谱相似, 超宽频通讯不会被传统的窄带、载波在同一频段干扰。然而, 跟扩展频谱不同, 超宽频不采用无线跳频技术。
超宽频传送信息使用高于500Mhz的带宽。理论上, 在合适的环境下, 可以和其他用户分享频谱。美国联邦通讯委员会监管设置部门打算为个人网络无线连接提供有效地无线电窄带, 使用可以达到数据高速传输, 同时, 长距离低速度应用和雷达、成像系统也可以发展。
超宽频原来被认为是脉冲无线电。但是, FCC和ITU-R现今依据无线传送是超过500Mhz的放射信号宽带定义超宽频。因此, 基于脉冲的系统按照规则可以获得超宽频频谱的入口。脉冲重复率也许高也许低。基于脉冲的超宽频雷达系统和成像系统倾向于使用低重复率的脉冲, 而通讯系统倾向于高重复率脉冲。因此, 授权给短距离的每秒百万位的通讯系统, 基于脉冲的超宽频系统的每个脉冲占据了整个超宽频带宽, 而不像载波系统那样易于受到强衰减和码间干扰。
超宽频技术有价值的一面是对于超宽频无线电系统, 它有能力决定不同频率在传播中的飞行时间。这有助于克服多通道传播, 至少是有一些频率只有一条视线轨迹。使用合作对称双路计量技术, 距离测量可以得到更高分辨率和精度, 这为当地的时钟漂移和随机错误进行补偿。
4、传统无线电传播与超宽频的不同
传统无线电传播和超宽频最重要的不同之处是传统系统通过改变正弦波的功率、频率、相位来传输信息。超宽频传输是通过在特定时间间隔和占领一个大范围带宽生成无线电能量来传播信息, 从而使能脉冲位置或者时间调制。通过编码脉冲的极性改变超宽频信号, 通过使用正交脉冲改变它的振幅, 这些信息可以得到调制。超宽频脉冲可以偶尔发送相对较低的脉冲率来支持时间或者位置调制, 也可以通过发送率达到超宽频脉宽倒置。脉冲超宽频系统已经证明使用超宽频连续流脉冲, 通道脉冲率可以超过每秒钟十三亿脉冲, 支持向前纠错编码数据率可以达到每秒钟675Mbit。这种使用脉冲爆发的超宽频建立方法是基于IEEE 802.15.4a标准草案和工作组提出的超宽频代替PHY层。
根据国际半导体技术蓝图规划, 在32nm CMOS技术下, 操作在～20GHz构建射频电路, 达到～20Gbps/band速率是可能的。随着多频道的使用, 聚合数据率可以进一步提升甚至超过1Tbps。这样扩展的话, 所需的天线和电路面积会大大缩减, 成本也大大降低, 芯片的无线互联灵活性得到提升。此外, 每位数据的能耗也有很大的降低。在表1中有数据显示。其可伸缩性促进基本构架转向多核和简易计算领域。
我们进一步比较电气、光学、RF互连的功率、延时和数据率密度。在90 nm技术下, 2cm的长度, 传统的总线扩展延迟是800 ps。当伸缩至22nm, 延迟变得更糟, 大约在1500 ps左右。然而, 光学和射频连接有一个低至恒定200 ps的延迟。与传统总线比较, 在90 nm技术21 pJ/bit下, RF和光学预计将达到一个数量级的能少降低。另一方面, 总线和RF伸缩性很好, 但是光学的相对不行。总线的数据率密度在90 nm下2Gbps/μm与22nm下的8Gbps/μm之间慢慢改变。而光学也有一个缓慢、但不相关的改变。由于中央频率和调制速率的增量, 预计RF的数据率密度会有大幅增加。与光学相比, RF有更具吸引力的兼容性与超级按比例伸缩的CMOS技术, 而光学需要额外的芯片上或芯片外非CMOS组件包, 这样增加复杂性和成本, 更不用说其中引入的额外的功率相关问题。
摘要：随着多核处理器的飞速发展, 通信成为一个瓶颈。传统的电子连接方式面临着严重的复杂限制。而使用超宽频技术成为一种有效的解决方法。本文介绍超宽频与传统电子连接的不同。
关键词：通讯,改进连接方法,多核处理器,超宽频互连
参考文献
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宽频带低噪声放大器设计 篇5
关键词：宽频带,低噪声放大器,Lange耦合器,平衡式放大器
0 引 言
宽频带低噪声放大器(Broadband Low Noise Amplifier,BBLNA)是通信、测控等接收系统的关键部件,它的噪声系数、增益及频响特性等指标直接影响着接收系统的主要性能。因此在宽频带接收系统领域,宽频带低噪声放大器的设计将具有非常广阔的市场前景。各种低噪声器件的功率增益都是随着频率的升高而降低,以每倍频程大约3～5 dB规律下降。为获得较宽又较平坦的频响特性,就必须对增益滚降进行补偿。可是有意降低低频段的增益必然使输入、输出驻波比变坏,同时噪声系数也将变大。但是对于宽频带低噪声放大器来说,一般不可能使用隔离器来改善驻波比。另外,低噪声器件的输入、输出阻抗也随频率有较大变化,更增加了匹配电路的复杂性。尽管宽频带低噪声放大器的电路结构有多种形式,但采用Lange耦合器设计的平衡式放大器有噪声方面的优点,其噪声系数与单端低噪声放大器差不多,而在设计匹配电路时,可以完全按照最佳噪声匹配设计,不必兼顾输入、输出驻波比。因此选择平衡式电路结构来进行宽频带低噪声放大器的设计。
1 设计原理
平衡式宽频带低噪声放大器由两只低噪声器件和两个Lange耦合器组成,其中两支低噪声器件及其匹配电路网络完全一致,减小了匹配电路计算的复杂性,输入、输出驻波比好,噪声小,工作频带可达1～2倍频程。
2 Lange耦合器
Lange耦合器又称90°三分贝电桥[1],其结构示意图如图1所示,在宽频带和紧耦合特性上比其他耦合器有非常突出的优势。设计思路是利用几条耦合线彼此平行,使得线的两边都产生耦合从而实现紧耦合,并通过补偿相速达到改善带宽。常用的微波电路仿真软件几乎都建有典型模型,以便于辅助设计。
3 设计原理
平衡式宽频带低噪声放大器原理图见图2,若输入射频信号fin的功率和相位分别为P和00,经Lange耦合器等分为P1,P2两部分。P1相位为-90°,P2相位为-180°,分别由两只经过配对的低噪声器件放大。由于匹配电路一致,增益G相同,传输相移皆改变180°,放大后的两路信号分别为GP1,GP2,GP1相位为-270°,GP2相位为0°。两路信号再经耦合器合成后,在B4端口GP1,GP2大小相等,相位相差180°,没有功率输出;在B1端口GP1,GP2相位相同,两部分功率叠加输出fout,其大小为GP1+ GP2=G(P1+ P2)=GP。即在理想状态下,平衡式宽频带低噪声放大器的增益等于单只低噪声器件的增益[2]。
采用平衡式电路结构具有以下优点:
(1) 由于每只低噪声器件只承担一半功率放大,则放大器输出功率1 dB压缩点将增大3 dB,相应动态范围也增大3 dB,三阶交调约改善6 dB。
(2) 端口驻波比得到很大改善,现假设V1,V2的反射系数相等,射频信号fin由耦合器A1端口输入,等分成两部分由A2,A3端口输出,A2端口的反射功率再回到A1端口,总路径相移为-180°;A3端口的反射功率再回到A1端口,总路径相移为-360°,显然两部分反射功率大小相等,相位相反而抵消,因此在A1端口没有反射功率。另外,V1,V2的反射功率在A4端口相叠加,需要加50 Ω匹配负载RL进行吸收。通过耦合器的移相作用,理想情况下端口驻波比恒为1。
(3) 提高了放大器工作的稳定性,放大器稳定性的判定条件如下[3,4] :
式中:Δ=S11S22-S12S21,K为稳定因子。当同时满足上面三个条件时,放大器绝对稳定。可以证明平衡式放大器的稳定性判别系数K恒大于1。在图2中,A1端口和B1端口理论上是无反射的,不存在由于信号源或者负载的反射可能造成的自激振荡。尽管单只低噪声器件本身在低频段存在潜在不稳定性,然而只要匹配电路设计良好,A1端口和B1端口之间就是绝对稳定的。这个特性在宽频带接收系统中很重要,特别在天线与放大器匹配时,效果将更加明显。
(4) 平衡放大器最低噪声系数和单端放大器基本相同,但在设计匹配电路时,可以完全按照最佳噪声匹配设计,以获得理想最小噪声匹配,不必兼顾驻波比。
在窄频带低噪声放大器中,直流偏压供电引入线的常用结构是λg/4高阻抗微带线,其终端采用扇形线或电容对高频短路,这种结构可用的工作频带最高不过40%～50%带宽。因此在宽频带低噪声放大器电路中,不可能再用这种形式的偏压引入线,可采用微带线中心跳线型式的偏压引入线,即把跳线焊接在微带中心轴线上,在理想状态下微带线中心正上方空间处没有电场分布。跳线外端焊点对微带边沿的距离至少要大于基片厚度,以保证焊接点在电场之外。由于跳线直径对电感量影响较弱,长度对电感量影响较大,需准确控制。跳线可适当离开基片表面,以减小地板对电感量的影响。另外还需考虑电源的低频滤波和级间低频去耦电容,去耦和旁路电路要足够大,以免出现低频振荡。微带电路中的隔直电容尽量采用高Q值、高稳定温度系数、无谐振及低损耗的宽频带表贴电容,如美国DLI公司C06系列产品。屏蔽盒体横向宽度应小于最高工作频率的半波长,以避免盒体内部空间产生波导传输效应。微带基片应保持良好接地,固定螺钉的数量要相对多一点,最好螺钉孔的孔壁金属化接地。调试时在盒体的上盖板内表面贴敷相应频段吸波材料,以减小空间耦合所引起的带内增益起伏。
宽频带低噪声放大器还需要进行电磁兼容设计[5],首先对进入屏蔽盒的电源线使用带馈通滤波器的穿芯电容进行滤波,减小通过电源线所带来的串扰问题;其次需要解决好放大器的端口匹配,确保集成到接收系统时能兼容工作;最后还需对盒体采取电磁屏蔽措施,减小因电磁辐射所带来的干扰问题。在研发阶段加强电磁兼容工作,有利于产品通过相应标准[6,7]电磁兼容测试。
4 设计实例仿真
根据某任务研制要求,需要设计一个工作于L/S频段的低噪声放大器,主要技术指标包括:工作频率为1.2～2.5 GHz;P-1 dB≥10 dBmW;增益G≥32 dB;噪声系数Nf≤1.1 dB;输入、输出驻波比不大于1.5。依据以往工程经验,选用两只NEC公司生产的NE42484A低噪声器件[8]进行平衡式电路设计,此电路增益明显满足不了指标要求,需要增加一级高增益且噪声较低的带内匹配电路的放大器,如Stanford公司生产的SAN-386内匹配晶体管。根据多级放大器噪声计算公式[9]:
式中:F为两级放大器总的噪声系数,F1,F2分别为第一、二级的噪声系数,G1,G2分别为第一、二级的增益。通过该公式可以明显看出,级联后的噪声系数主要取决于第一级放大器的噪声系数,且第一级增益越大,后级对总噪声系数的贡献就越小。
两只NE42484A场效应管的S参数尽量选择一致,微带基片选用介电常数为9.2、厚度为1 mm的复合介质基板,利用ADS软件建立仿真电路拓扑结构,匹配电路的形式选择微带阻抗变换型匹配法,该匹配法在形式上相当于若干条微带线相互串联而成[9]。根据NE42484A场效应管和SAN-386晶体管的S参数进行仿真优化设计,常用的优化方式分为随机优化和梯度优化,随机法通常用于大范围搜索,梯度法则用于局域收敛。优化时可设定少量的可变参数,对放大器的各个指标分步骤进行优化,先用100～200步的随机法进行优化,后用20～30 步的梯度法进行优化,一般可达最优结果[10]。
仿真结果见图3。在1.2～2.5 GHz的工作频带内,输出功率1 dB压缩点在器件的选择时已经保证;带内增益在35～37 dB之间;噪声系数不大于0.8 dB;输入、输出驻波比均小于1.5。仿真分析结果表明,采取这种设计方案可以满足研制要求。通过仿真优化后的电路拓扑结构绘制微带电路板,注意要在匹配微带线加入隔离小岛,以方便调试时更改微带线的尺寸,获得更好的性能;在电路的四周大面积附铜,并留下较密集的金属化接地过孔,增强电路的接地性能,如图4所示。图中标有V1,V2处是待焊接的两只NE42484A场效应管,V3处是待焊接的SAN-386晶体管。
在放大器的生产调试过程中发现有两个重要环节需要注意,一个是的加工工艺保证;另一个是供电偏置电感的调试。Lange耦合器的耦合线间需要粘结跳线,如图1所示,试验证明微带电路板镀金后采用金丝压焊工艺可以保证可靠性和精度,且耦合线间采用单根跳线或多根跳线性能指标基本不变,因此建议在实际使用时采用两根以上并行跳线以提高可靠性。如果工艺条件上无金丝焊接技术,还可以采用同样拓扑结构,选择专业厂家生产的Lange耦合器,例如Anaren公司的小型化表贴器件。供电偏置电感需要手工成形,调试时通过微调线圈间距来改变电感大小,实现电路的最佳匹配,调试完成后采取硅橡胶加固,从而提高可靠性。
在完成放大器的调试后对所要求的各项指标进行了实际测试,在1.2～2.5 GHz的工作频带内,增益在33～35 dB之间,比仿真结果小2 dB左右;噪声系数不大于1 dB,比仿真结果偏大0.2 dB左右;输入、输出驻波比跟仿真结果基本一致。因此该宽频带低噪声放大器各项指标均满足研制任务要求。
5 结 语
采用Lange耦合器的宽频带特性设计平衡式宽频带低噪声放大器,可以获得理想的噪声匹配,不必兼顾驻波比,且放大器的可靠性和稳定性也比较好,并通过设计实例的仿真和测试结果对相应指标进行了验证。Lange耦合器的加工工艺难度较大,造成实际插入损耗比仿真结果偏大,因此建议在通用频带采用专业厂家的小型化表贴器件进行设计;另外供电偏置电路的设计对于宽频带低噪声放大器也是一个不容忽略的问题。这种电路结构形式也可以利用到大功率合成设计,从而为高功率宽带放大器的顺利研制提供一套行之有效的设计手段。在工程任务研制中验证了它在宽带电路设计中的有效性和使用价值,具有进一步推广应用的基础。
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S波段微带宽频带贴片天线设计 篇6
(1) 增大微带介质的厚度;
(2) 降低微带介质的介电常数;
(3) 采用有耗介质;
(4) 附加阻抗匹配网络等。
其中最具代表的足附加寄生贴片和表面开槽的方法。前两种方法制作起来比较简单, 容易加工;第三种方法以天线增益的降低为代价;第四种方法需要设计宽带匹配电路, 电路结构复杂, 制作难度大。本文这个天线频带就比较宽, 仅靠单个贴片很难实现的, 通过查阅相关资料, 我们决定采用E型贴片来扩展带宽, 采用双侧结构来提高增益。同时设计了合理的馈电结构, 通过仿真调整各个参数优化设计, 得到了能满足应用需要的天线设计模型。
1 天线结构设计
本设计中的微带天线采用E型贴片的结构来实现。该模型的基本结构如图1所示。
该天线主要由金属底板、E型辐射贴片和寄生辐射单元组成, 两层辐射元均印制在厚度为1mm的FR4介质板上。底板与下层之间、下层与上层印制板之间分别用厚度为h1和h2的空气层隔开, 并在四周用加工的FR4材料结构很好地支撑。天线通过探针对下层的E型贴片馈电, E型贴片通过耦合作用激励上层的寄生元。E型贴片长为L, 宽为W, 贴片上两条间距为Ps的对称窄缝长度Ls, 宽度Ws, 中间凹陷深度s, 寄生贴片长度Lp, 宽度Wp。而寄生辐射单元如下方法设计:
1.1 基片的选择
基片材料板一般由低损耗介质单面或双面敷铜、敷铝、敷金组成。基片材料一般有聚四氟乙烯、聚苯乙烯、陶瓷等, 选择各种基片, 由工作频率及应用条件所决定。例如, 低频带天线则要用高介电常数基片, 以减小尺寸。选择基片时应考虑基片的多种性质:介电常数和损耗角正切以及他们随稳定和频率的变化, 均匀性, 稳定系数和稳定范围, 天线尺寸随工艺过程及温度和湿度变化的稳定性, 基片厚度的均匀性等, 此外还有抗化学性, 拉伸强度及结构强度, 柔韧性, 可加工性, 抗冲击性, 可成形及可粘合性等。
1.2 单元宽w
根据要求的工作频率f和基片厚度h可用文献[3]中的公式设计出高效率贴片的宽度:
当选用小于上式的宽度时, 辐射效率将降低。而选用大于上式宽度时, 虽然辐射效率较高, 但这时将产生高次模, 从而引起场的畸变。
1.3 单元长度L
矩形微带元的长度一般为λg/2, λg是等效介质中的波长:
谐振单元长度为:
2 仿真结果
图2所示是利用高频电磁场仿真软件HFSS建立的天线仿真模型。
根据设计要求, 天线的极化方式是线极化, 同时带内驻波要不大于1.5, 通过仿真和优化, 基本上满足要求, 图3所示为天线的最终尺寸。
通过HFSS仿真软件获得比较理想的驻波、交叉极化以及增益, 具体的参数结果如图4~6所示。
由仿真结果可以看出, 在要求的频带内, 驻波比均在1.4以下, 交叉极化也满足了要求, 在要求的频带里增益全都在7.1上8以下。通过分析相关参数, 由于带宽高于10%, 属于宽带微带天线, 而我们所仿真的结果显示这种E型贴片的确拓宽了带宽, 但同时我们也发现它的增益最高也只有7点多, 很难达到高增益, 如果我们只是要拓宽带宽, 选择E型贴片可以完成要求, 但如果要做到宽频带高增益, 我们就应该寻求其他方法, 因为E型天线很难达到高增益。
3 结论
本文给出了一种工作在S波段的微带宽频带天线的设计过程。天线采取同轴馈电, 利用E型贴片以及多层结构来拓宽带宽。同时本文利用行业里较为常用的高频电磁仿真软件HFSS验证仿真的可行性, 并为下一步实物的制作提供了参考数据。此外在本文还反映了一个问题就是E型贴片天线的增益不高, 但是在扩宽频带方向有很好的效果, 如果在增益要求不是很高的情况下可以考虑用这种方法来展宽频带。
参考文献
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宽频传输 篇7
现阶段实现宽频频率/电压转换电路的方法是直接利用宽频频率/电压转换芯片, 例如ADI公司生产的基于ΣΔ技术的频率/电压转换芯片AD7740、AD7741、AD652、AD654、AD650及ADVFC32等[5,6]。但是这些芯片构成的频率/电压转换电路的允许频率范围最大也只有3 MHz左右, 而且芯片的成本较高, 构成的电路结构比较复杂, 功耗较大。本文提出了一种利用分频及放大原理对LM331的频率转换范围进行扩展的方法, 设计了一种宽频频率/电压转换电路, 解决了一般频率/电压转换芯片转换频率低的问题。
1 硬件电路设计
1.1 系统框图
基于LM331的宽频频率/电压转换电路的系统结构框图如图1所示, 它由主控电路、分频电路、频率电压转换电路、放大电路四部分组成。主控电路采用AT89S52单片机作为主控芯片;分频电路采用高速双D型触发器、十进制同步加/减计数器、双4选1数据选择器来实现;频率/电压转换电路由频率/电压转换芯片LM331及一些电阻电容构成;放大电路由运算放大器、双向模拟开关及电阻网络来实现。
为了实现宽频频率电压转换, 首先将整形后待处理信号经400分频后, 由AT89S52单片机测量信号频率并选择合适的分频比, 控制分频电路重新对整形后的信号进行分频;同时单片机控制放大电路产生相应放大倍数的信号, 重新分频后的信号经过频率/电压转换电路转换为电压信号, 最后经放大电路放大相应的倍数后输出以完成宽频频率/电压转换。
1.2 基于LM331的宽频频率电压转换电路的设计
1.2.1 频率/电压转换
频率/电压转换就是把输入的脉冲信号转换为电压信号输出的一种电路。输出的电压与输入的脉冲频率成线性关系, 并可通过测量其输出端的电压值来间接测量输入的脉冲频率。频率/电压转换电路由专用的频率/电压转换芯片LM331及少量的电阻电容组成。
LM331外接电路简单, 只需接入几个外部元件就可方便构成V/F或F/V等变换电路, 并且容易保证转换精度。LM331构成的频率/电压转换电路如图2所示, 经放大整形后的信号Fi1经过R1、C3组成的微分电路加到LM331的6脚。当Fi1的下降沿到来时经过微分电路将在6脚产生负向尖峰脉冲, 当负向尖峰脉冲大于VCC/3时LM331的内部触发器将置位, 其内部的电流源对电容CL充电, 同时电源VCC通过Rt对电容Ct充电。当CL上的电压大于2VCC/3时, LM331内部的触发器复位, CL通过RL放电, 同时定时电容Ct迅速放电, 完成一次充放电过程。此后, 每经过一次充放电过程电路重复上面的工作过程, 这样就实现了频率/电压的转换。LM331输出的电压Vf1与输入信号频率Fi1的关系可表示为:
式中Rs=Rs1+Rs2。由式 (1) 可知, 只要合理调节电容值和电阻值就可以使输出电压随输入频率线性变化。
1.2.2 分频电路的设计
由于LM331最大电压转换频率为100 kHz, 要处理频率较高的信号, 首先需要对放大整形后的信号进行分频。分频电路如图3所示。分频电路主要是由高速双D型触发器74ALS74、计数器74ALS168和数据选择器74ALS153组成。当待处理信号的频率较高时, 先将其400分频后送入主控电路测量频率并选择合适的分频比, 进行不分频、4分频、40分频或400分频。这时分频电路设计的脉冲占空比为50%, 满足频率/电压转换电路要求输入脉冲信号的占空比必须为30%以上的要求。
1.2.3 程控放大电路的设计
待处理信号经分频电路分频并完成频率/电压转换后, 需程控放大电路按照相应的分频比对电压信号进行放大。程控放大电路如图4所示, 该电路由运算放大器OP37、4双向模拟开关CD4066及电阻网络构成。主控芯片AT89S52单片机通过写不同的控制字控制模拟开关选择合适的电阻网络, 从而调节放大电路的放大倍数。
该电路的特点是把电阻网络及模拟开关接在运算放大器的反相输入端之前, 使得模拟开关的电阻对放大倍数几乎没有影响。在运算放大器的1引脚和8引脚接Rp用于实现运算放大器的调零。该电路可以实现不放大、放大4倍、放大40倍、放大400倍。
2 软件设计
程序流程图如图5所示, 系统上电完成器件初始化后, 等待启动键K2按下。当K2键按下时启动频率测量, 当待测频率变化时单片机进行参数计算并通过P1口输出合适的控制字, 控制分频电路和放大电路选择对应的分频比和放大倍数对信号进行相应的处理。当结束键K3按下时系统停止工作, 否则重复前面的步骤。
当单片机测得信号的频率在75 kHz~10 kHz之间时, 信号将被400分频后输入频率/电压转换电路, 同时放大电路会选择放大400倍的档位;当测得信号的频率在10 kHz~4 kHz之间时, 信号将被40分频后输入频率/电压转换电路, 同时放大电路会选择放大40倍的档位;当测得信号的频率在4 kHz~250 Hz之间时, 信号将被4分频后输入频率/电压转换电路, 同时放大电路会选择放大4倍的档位;当测得信号的频率小于250 Hz时, 待处理信号不分频直接输入频率/电压转换电路, 同时放大电路变成了电压跟随器, 不对待处理信号进行放大。
3 实验结果
3.1 低频频率/电压转换电路实测结果
在实验中当信号频率较低时, 可将整形后的信号直接加入频率电压转换电路, 而不经过分频电路。直接选取Rt=910Ω, RL=19 kΩ, Rs=14.5 kΩ, Ct=0.01μF, 当输入信号的频率小于100 kHz时, 测得的实验结果如表1所示。
3.2 宽频频率/电压转换电路实测结果
在实验中, 选取Rt=910Ω, RL=190Ω, Rs=14.5 kΩ, Ct=0.01μF。当输入信号频率范围在100 kHz~30 MHz之间时, 测得的实验结果如表2所示。
比较分析以上结果可知, 利用分频电路和放大电路可以实现基于LM331的频率/电压转换电路频率范围的扩展, 有效地解决了现有频率/电压转换芯片转换频率不高的问题。但是该电路在信号频率较小时, 转换后的电压误差较大, 这可能是由于频率/电压变换系数较小的原因。
本文设计实现的基于LM331的宽频频率/电压转换电路利用由高速双D型触发器74ALS74、计数器74ALS168和数据选择器74ALS153组成的分频电路以及由运算放大器OP37、4双向模拟开关CD4066和电阻网络构成的放大电路对LM331的频率/电压转换范围进行了扩展。设计的宽频频率/电压转换电路所允许输入信号频率范围为1 kHz~30 MHz, 电路结构简单, 成本低, 功耗小, 可以应用于传感器测量、电机的转速测量、自适应信号处理等领域, 具有良好的应用前景。
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