信道传输（共8篇）
信道传输 篇1
0引言
在某红外图像传输系统中, 存在多信道通信状况, 需将红外图像及其他信息通过空中信道传回指控平台, 以进行战场状态评估、目标选择和控制指令的发送。在战时的无线信道中总是存在着噪声、干扰、多径衰落等各种影响, 这就要求传输系统设计时既要采用有效的数据压缩方法来降低传输码率, 尽量节省传输信道带宽, 同时又要引入差错控制方式来抵制信道噪声的干扰[1,2,3]。
本文考虑了系统的综合要求:系统容量、作用距离、收发时延及算法实现复杂度, 采用了8倍图像压缩、RS编码加交织的方式进行了无线链路的设计, 采用大规模FPGA完成发送端及接收端的算法实现, 并通过试验验证设计指标满足系统要求。
1无线信道图像传输系统设计
1.1 系统特点
系统容量有限 实际使用环境中图像发送端和接收端都处于空中平台中, 考虑系统中有多个数据流通信, 图像实际使用带宽过大, 一方面影响整个系统容量, 另外会带来接收端诸多问题, 为满足实际工程应用, 必须控制每组信道的使用带宽, 故而需将图像压缩后传输。
实时性 由于图像发送和接收的实时性要求高, 使用体积有限, 故而选择的图像压缩和解压缩算法必须高效、易于实现, 同时时延小。
高保真图像显示 由于接收端需要对图像进行分辨从而做出正确的选择, 因而图像压缩算法必须选用高保真的压缩算法。
干扰信道环境 使用环境为战时复杂的电磁环境, 信道中存在着各种噪声、突发干扰和随机干扰。
1.2 系统方案
由于系统容量要求, 采用频分体制完成多个信道的同时工作, 同时将红外图像压缩后传输以减小每个信道使用带宽。
考虑到使用环境的体积有限, 实时性及高保真要求, 选择多分辨率重采样图像压缩算法解决方案, 压缩采用硬件实现, 解压缩使用软件在计算机内处理后显示。
由于实际信道存在突发干扰和随机干扰, 而压缩后的图像数据非常敏感, 一个误码就能导致一帧数据的重放失败, 影响接收端使用, 故必须使用纠错编码来抵制信道中的干扰。选择纠错编码不仅需考虑面临的干扰形式还必须考虑编解码实现的难易度、效率、时延。通过对比和仿真, 采用战术数据链中通用的RS编码并进行交织以提高系统抗干扰能力。同时选择合适的发送天线, 合理分配各组件增益, 根据系统使用需求, 使用控制电路完成对发射信号的发送控制[4,5,6]。
无线信道图像传输系统原理框图见图1。
1.2.1 发送端设计
发送端包括三部分:综合基带、发射机和天线。
综合基带是其中的关键部件, 完成对图像数据的采集、压缩、编码和交织, 完成对状态数据的采集、编码, 完成对传送数据的组帧输出及对发射信号的发送控制。考虑功耗、体积和实际耗费资源, 选择一片大规模FPGA完成所有信号处理。
发射机完成数据调制、放大输出。
天线完成微波信号的辐射。
1.2.2 接收端设计
接收端包括四部分:接收天线、信号处理机、接收处理组件。
接收天线完成微波信号的接收。
信号处理机完成图像数据的解交织、解码和状态数据的解码, 同时完成解码数据的组帧和USB数据同步、缓存及数据输出。考虑功耗、耗费资源和处理时延, 采用一片大规模FPGA加FIFO及接口芯片完成相应处理。
接收处理组件完成数据的接收、存盘、图像数据提取、解压缩和显示及状态数据的提取和显示。解压缩采用软件实现, 解压缩软件嵌入到指控平台接收端的接收软件中, 在接收信号的同时完成压缩图像的解码和实时显示。
1.3 关键技术
1.3.1 天线设计
由于发送端设备位于导弹上, 接收端设备位于飞机上, 故而存在收发天线失配问题, 设计时接收端天线采用圆极化形式, 发送端天线采用一对垂直分布的线极化天线, 这样将极化损耗降到最低, 有利于接收端的接收。同时考虑通信时抗干扰问题, 发送端天线采用后向天线图形式, 为增加抗干扰性, 还要求发送端天线具有一定的增益。图2为发送天线仿真图。
1.3.2 信源信道联合编解码技术
由于红外导引头的图像格式不是标准的视频图像格式, 普通的视频图像压缩标准并不适用;红外导引头的图像具有目标形状变化比较快的特点, 也不适用帧间压缩方式;同时考虑到弹上应用环境的特殊性, 压缩算法必须具有硬件实现简单、体积和功耗小, 考虑实际使用环境, 其压缩和解压缩算法实现还必须具备实时性强的特点, 因此, 选用多分辨率重采样图像压缩算法对图像数据进行压缩[7,8,9]。
根据压缩后的图像比特数, 将全帧数据分为若干个子帧, 对每个子帧进行RS编码, 然后将所有子帧进行交织以打乱信道突发干扰对传输信息的影响。
接收端若使用软件对RS码解码, 会造成较大的时延, 故使用硬件完成图像数据的解交织、译码和状态数据的译码, 使用软件完成图像数据的解压缩和图像显示。
1.3.3 信号处理平台的选择与设计
设计初期必须进行发送端和接收端的信号处理平台的选择。目前信号处理平台有三种模式:纯DSP, 纯FPGA和DSP加FPGA模式。纯DSP模式下最大限制是其只能进行流水线操作, 对于控制和其他操作并行的设计并不适合, DSP加FPGA模式灵活性最好, 但是调试较为麻烦, 同时考虑实际使用体积和功耗, 最终选择采用FPGA (Field Programmable Gate Array, 现场可编程阵列) 作为信号处理平台。目前ALTERA 公司的高端产品接口丰富, 内部具有大量的宏单元, 且有内嵌RAM块、DSP块、锁相环 (PLL) , 可作为一个可编程的片上系统 (System on a Programmable Chip) 使用, 具有很好的可重复性和可靠性, 同时调试上可以采用内部逻辑分析仪signapⅡ, 人机界面非常友好[10,11]。
2验证
为验证系统设计可靠性, 在实验室内测试了实时时延, 通过室外验证试验验证了作用距离。实验室内原理框图见图3。室外验证试验框图见图4。
因为实际最大的空间传输时延是可以计算出来的, 使用衰减器将发送端和接收端直接连接在一起, 直接测试发送端和接收端的图像数据起始端的信号差异即可测出系统时延。为进行此测试, 综合基带和信号处理机都特地产生一个状态信号, 分别表示发送端接收到图像数据时的状态和接收端接收图像数据时的状态, 此两种状态信号直接进入示波器中, 示波器对两路输入采用触发状态采集, 两路信号的时间差加最大空间传输时延即是系统的时延, 反映出系统的实时性。
通过测试, 时延满足系统要求。
室外验证试验中, 接收天线采用双天线接收, 增益为17 dB, 选择分集合成接收机, 在发射系统天线前端使用衰减器。收发两地实际距离为9.1 km, 衰减器在54 dB时接收端图像及同步信号皆正常, 在55 dB时图像出现马赛克现象, 同步显示正常。由于测试缘故, 系统损耗比实际使用时的损耗多5 dB。系统作用距离要求为20 km, 由以上测试可知, 作用距离完全满足要求。
3结语
针对系统要求, 通过多频点传输完成多信道并存问题, 通过科学分配系统参数, 合理选择收发天线类型, 并采用多分辨率重采样图像压缩加RS编码加交织的信源信道联合编码, 成功解决图像在干扰信道下的传输问题, 目前作用距离和时延测试满足系统要求, 验证了设计的合理性, 并为其他图像传输系统的设计提供有益的参考。
摘要：针对某红外图像在干扰信道中的可靠传输问题, 通过分析系统使用特点:处于干扰信道环境, 要求图像传输实时性好、高保真显示及容量大, 采用了多频点传输, 带限信道, 合适的天线形式和信源信道联合编解码解决的方案, 解决了干扰信道下的图像数据可靠传输问题, 应用大规模FGPA完成信号处理的工程实现, 通过试验验证了系统满足传输距离及时延要求。
关键词：图像传输,图像压缩,RS编码,交织,试验
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信道传输 篇2
摘要：介绍LVDS技术及其在雷达系统中的应用，应用LVDS技术解决雷达系统中多信道、高速数据的传输问题。
关键词：LVDS数据传输PCB阻抗匹配
在被称为信息时代的今天，为适应信息化的高速发展，高速处理器、多媒体、虚拟现实以及网络技术对信号的带宽要求越来越大，多信道应用日益普及，所需传送的数据量越来越大，速度越来越快。目前存在的点对点物理层接口如RS-422、RS-485、SCSI以及其它数据传输标准，由于其在速度、噪声/EMI、功耗、成本等方面所固有的限制越来越难以胜任此任务。在转达领域，随着技术的发展，新体制雷达的出现和普及，如DBF体制雷达、相控阵雷达等，所需处理的信号带宽和信号通道数大幅度增加，同样面临着大数据量的传输问题。因此采用新的技术解决I/O接口总是成为必然趋势，LVDS这种高速低功耗接口标准为解决这一瓶颈问题提供了可能。目前LVDS技术在通信领域的应用日益普及，本文结合雷达中的数据传输特点介绍LVDS技术，分析LVDS技术在雷达中的应用前景。
1LVDS技术介绍
LVDS(LOWVOLTAGEDIFFERENTIALSIGNALING)是一种小振幅差分信号技术，使用非常低的幅度信号(约350mV)通过一对差分PCB走线或平衡电缆传输数据。它允许单个信道传输速率达到每秒数百兆比特，其特有的低振幅及恒流源模式驱动只产生极低的噪声，消耗非常小的功率。同时，LVDS也是对高速/低功耗数据传输的一个多任务接口标准，在ANSI/TIA/EIA-644-1995标准中被标准化。
1.1LVDS工作原理
图1为LVDS的原理简图，其驱动器由一个恒流源(通常为3.5mA)驱动一对差分信号线组成。在接收端有一个高的直流输入阻抗(几乎不会消耗电流)，所以几乎全部的驱动电流将流经100Ω的终端电阻在接收器输入端产生约350mV的电压。当驱动状态反转时，流经电阻的电流方向改变，于是在接收端产生一个有效的“0”或“1”逻辑状态。
1.2LVDS技术的特点
LVDS技术之所以能够解决目前物理层接口的瓶颈，正是由于其在速度、噪声/EMI、功耗、成本等方面的优点。
1.2.1高速传输能力
LVDS技术的恒流源模式低摆幅输出意味着LVDS能高速驱动，例如：对于点到点的连接，传输速率可达800Mbps;对于多点互连FR4背板，十块卡作为负载插入总线，传输速率可达400Mbps。
1.2.2低噪声/低电磁干扰
LVDS信号是低摆幅的差分信号。众所周知，差分数据传输方式比单线数据传输对共模输入噪声有更强的抵抗能力，在两条差分信号线上电流以方向及电压振幅相反，噪声以共模方式同时耦合到两条线上。而接收端只关心两信号的.差值，于是噪声被抵消。由于两条信号线周围的电磁场也相互抵消，故比单线信号传输电磁辐射小得多。而且，恒流源驱动模式不易产生振铃和切换尖锋信号，进一步降低了噪声。
1.2.3低功耗
(1)LVDS器件是用CMOS工艺实现的，这就提供了低的静态功耗;
(2)负载(100Ω终端电阻)的功耗仅为1.2mW;
(3)恒流源模式驱动设计降低系统功耗，并极大地降低了Icc的频率成分对功耗的影响。与其相比，TTL/CMOS收发器的动态功耗相对频率呈指数上升。
1.2.4节省成本
(1)经济的COMS工艺实现技术;
(2)低成本实现高性能，对电缆、连接器和PCB材料无荷刻要求;
(3)低能耗;
(4)TTL/CMOS信号能被串行或混合到单个LVDS通道，减少板面、层数、接插件和电缆。
另外，由于是低摆幅差分信号技术，其驱动和接收不依赖于供电电压，如5V;因此，LVDS能比较容易应用于低电压系统中，如3.3V甚至2.5V，保持同样的信号电平和性能。LVDS也易于匹配终端。无论其传输介质是电缆还是PCB走线，都必须与终端匹配，以减少不希望的电磁辐射，提供最佳的信号质量。通常一个尽可能靠
近接收输入端的100Ω终端电阻跨在差分线上即可提供良好的匹配。目前LVDS技术在传输距离上其局限性，一般应用在20m以上。
2LVDS的典型结构和常用产品
目前LVDS产品主要有美国国家半导体公司全系列的LVDS产品和德州仪器半导体司的LVDS产品系列。美国国家半导体公司这方面更具优势，其产品主要有四种典型结构，是目前数据传输和交换常用的四种方式。
2.1典型结构
(1)点到点结构。基本的发展和接收结构，用于两点间固定方向信号传输;
(2)点到多点结构。广播式总线结构连接多个接收端到一个发送端，常用于数据分配;
(3)多点到多点结构。多点互连总线使点到点之间互连降到最少，同时提供双向，半双工通讯能力，在同一时间，只能有一个发送器工作;
(4)矩阵开关结构。通常应用于需要非常高的信号交换通路的系统中，实现全双工通信。
2.2常用产品
对应点到点或点到多点结构，有LVDS线路驱动/接收器和LVDS串行/解串器(Channellink)系列产品。对于多通道、宽带、大动态的数据传输，LVDS串行/解串器将是很好的解决方案。雷达系统中，分系统之间的数据传输，分系统内通过背板的数据传输应用LVDS串行/解串器将大大减少电缆、接插件以及PCB背板的复杂度。这种产品在雷达系统中有很好的应用前景。
(2)对应点对多点或多点到多点结构的应用，BusLVDS技术能最好地适应这些应用。BusLVDSjLVDS线路驱动/接收器系列的扩展，为多点应用场合而设计，这时总线两端都终接电阻。BusLVDS驱动器提供约10mA的输出电流，因而能被用于重负载的背板上，那里的等效阻抗低于100Ω,这里驱动器会有30～50Ω范围的负载。在一些大的数据通信系统中，要构造大的高速背板，LVDS技术是最理想的解决方案。
3LVDS的应用
了解LVDS技术的特性后，下面的问题就是如何在设计中应用好LVDS产品充分发挥其技术优点，优化系统设计。这里结合华东电子所某型号雷达系统中LVDS技术的应用来阐述用LVDS做设计的一些原则和技巧。
由于在系统中有几十路接收通道和数字中频接收机，数据线近500路。如应用传统的TTL/CMOS信号用双绞线并行传输，则需近千根导线，势必造成系统和背板都很复杂，其噪声/EMI性能的保证令设计者头痛，功耗也将很大。于是笔者在系统设计中应用了LVDS串行/解串器技术(Channellink产品)，将数据线压缩到几十对差分线，完成了数据传输，并在多种型号雷达中成功应用。在选定了产品后，用好LVDS技术关键就在于PCB板的设计。PCB布线总的原则是：阻抗匹配是非常重要的，差分阻抗的不匹配会产生反射，会减弱信号并增加共模噪声，线路上的共模噪声将得不到差分线路磁场抵消的好处而产生电磁辐射。所以要尽量在信号离开IC后控制差分阻抗的走向，尽力保持尾端<12mm。
3.1PCB板差分布线的设计
侧耦合的微带线、侧耦合的带状线、宽边的带状线都可作为很好的差分线。根据实际情况，应用中选择了侧耦合的微带线，示意如图2。
布线中注意了以下几点：
(1)应用微波传输线理论设计差分阻抗Zdiff或利用以下方程设计：
其中Z0为微带线的特性阻抗;
(2)所布的差分线对一离开IC就尽早尽可能靠近在一起走线，布线越近磁场的抵消就越好，有助于消除反射并保证噪声以共模方式耦合。也即图2中的S越小越好。
(3)对于差分布线不要依赖于自动布线功能，要匹配一对差分线的长度，确保各组差分线间的间隔;并使线上过孔最少;
(4)避免90°转弯(以防造成阻抗不连续)，用弧线或45°斜线代替。
3.2PCB板的设计
(1)至少用4层PCB板，将LVDS信号、地、电源、TTL信号分层布局。在实现设计中采用了8层板以尽量满足要求;
(2)将陡的CMOS/TTL信号与LVDS信号隔离，最好能布在不同层上，并用电源和地层隔开;
(3)保持发送器和接收器尽可能靠近接插件，连线长度愈短愈好(<1.5英寸)，以保证板上噪声不会被带到差分线上，而且避免电路板及电缆线间的交叉EMI干扰;
(4)旁路每个LVDS器件，分布式散装电容或表贴电容放在尽量靠近电源和地线引脚处;
(5)电源和地线应用宽的布线(低阻抗)，并保持地线PCB回路短而宽;
(6)终端负载用100Ω(误差<2%)表贴电阻靠近接收器输入端来匹配传输线的差分阻抗，终端电阻到接收器输入端的距离应小于7mm;
(7)将所有空闲引脚开路(悬空)。
3.3电缆和接插件的选择
应用中选择了双绞线平衡电缆，并在外层加屏蔽;接插件选择标准连接器，在连接器上差分信号通常连接在一行中靠近的两个连接脚上，示意如图3所示。
总之，应用LVDS技术在系统设计之前，应优先考虑以下几点：
(1)必须优先考虑电源和地在系统中的分布;
(2)考虑传输线的结构及其布局布线;
(3)完成其余电路部分设计，随时观察和修整布局。
卫星信道自适应传输技术研究 篇3
卫星通信系统由通信卫星、地球站、测控系统和监测管理系统组成。卫星通信具有覆盖面积大、通信距离远、建站成本几乎与通信距离无关、组网灵活、基本不受地形影响等一系列优点。因此, 在过去半个多世纪里, 卫星通信得到了长足发展[1]。
我国现有的卫星通信和星地数据传输系统, 其信息速率、信道编码方式、调制方式等系统参数大多设置固定, 这会产生两方面的问题:
一方面, 雨衰、卫星颤抖、低仰角等因素引起信号功率变化, 如果功率变化范围超过设计的余量, 会导致系统误码率性能下降, 甚至使系统瘫痪。
另一方面, 由于在链路设计时, 为雨衰、卫星颤抖等因素导致的信号功率变化留有相当大的余量, 而当这些因素没有出现或影响较小时, 则留有的功率余量完全被浪费, 即通信或数传系统没有按当时信道条件的最大能力传输信息。
信道自适应传输技术应用于卫星通信系统后, 信息速率、信道编码方式、调制方式等参数能够自动的随着信道功率受限程度和带宽受限程度等因素变化而变化, 使系统总以最大的信息传输能力工作, 则系统功能在信息速率、数据传输时间、信息传输时延、频谱利用率、可靠性等方面会有很大幅度提升[2]。
1信道自适应传输总体架构
信道自适应传输主要包括自适应编译码、自适应调制解调以及信道信息实时反馈自适应控制等几个关键部分。
信源信息进入调制器后, 首先根据当前体制控制信息进行相应的编码, 编码后数据组帧后进行自适应调制, 调制数据经过成形滤波后经正交调制输出。解调输入信号经过下变频后首先进行自适应时钟载波恢复, 再进行自适应均衡, 最后进行自适应译码, 数据输出。自适应解调的同时, 进行信道预估, 得到当前信道信息, 将其通过反馈通道回传给调制器, 调制器根据信道信息和当前体制参数, 决定参数变化策略, 给出下一帧数据的体制参数, 从而完成自适应传输和控制。
2信道自适应编码
信道编码是数字通信的重要组成部分, 在目前广泛应用的信道编码中, LDPC码在误码平层、高速传输等方面优于TURBO码, 在编码增益、传输效率等方面优于级联码。因此, LDPC码在DVB-S2等多项标准中获得应用[3], 是自适应传输信道编码的最佳选择。LDPC自适应编译码是指在编译码不失步的情况下, 改变编码效率、帧长等参数, 增加系统灵活性, 为数据传输系统的最大功效自适应传输创造技术条件。
不管什么码字, LDPC的编码过程都是信息比特与矩阵的相乘, 不同码率的LDPC码编码过程的区别就是相乘的模块数不一样。因此, 在实现自适应编码的过程中, 只需根据指令的要求, 调用不同的乘法模块即可。LDPC译码过程, 都是行处理和列处理, 处理的方法都一样, 而且, 资源的耗费也主要是在这些部分。因此, 可以通过将上述部分编制成统一通用的标准模块, 不同的编译码方式通过不同的参数都可以调用。通过以上方案, 就可以实现自适应译码。
3信道自适应解调
自适应系统的调制方式应根据信道条件变化发生改变。解调锁定又分为时钟锁定和载波锁定。对于不同的调制体制, 都可以采用过零检测法, 通过GARDEN环路实现自适应时钟恢复。
对于解调载波恢复, 传统的误差检测算法对于不同的体制必然会失锁。而常用的QPSK、8PSK、16QAM三种调制方式在调制域上存在相同的平衡点, 因此理论上存在同一载波锁定算法同时适应三种调制方式。
为了保证在调制体制切换时载波恢复模块正常工作, 针对不同的调制体制, 采用相同的误差提取方法, 相位误差可以表示为:
上式只考虑了第一象限的相点, 若同时考虑4个象限并考虑将公式应用于16QAM, 则相位误差提取公式可以表示为:
4信道估计
科学合理准确得到通信系统的Eb/N0数值和误码率, 是整个自适应编码调制解调译码系统正常工作的前提, Eb/N0值是自适应系统变化起点, 改善误码率是自适应系统变化的最终要求。基本信道估计算法有最小二乘估计 (LSE) 、最大似然估计 (MLE) 以及最小均方误差估计 (MMSE) 。其中最小二乘估计算法对接收机结构要求比较简单, 但是在有色噪声情况下性能较差。最大似然估计适用于有色噪声的情况, 算法复杂度不大, 但估计精度较为粗略。而最小均方误差估计算法具有很高估计精度, 对于高斯白噪声有很好的抑制作用, 所以MMSE算法的效果要好于LSE算法。因此选用MMSE算法。MMSE算法适用的信道范围广, 在低信噪比和高信噪比都有良好的性能[4]。
5与固定体制传输比较
以DVB-S2系统为例, 系统支持的编码方式包括1/4、1/3、2/5、1/2、3/5、2/3、3/4、4/5、5/6、8/9、9/10共11种, 调制方式包括QPSK、8PSK、16APSK、32APSK共4种, 共有44种组合。但在实际系统中, 过多的体制选择会造成系统过于复杂, 且高阶调制体制与低效率编码结合, 既无法提高传输效率, 也无法保证系统稳定。因此选择实际经常使用的13种体制组成自适应系统。对于固定体制传输系统, 为保证低信噪比的传输可靠性, 必然选择低阶QPSK调制体制, 但这样会降低高信噪比时的传输效率。为提高高信噪比的传输效率, 就必然选择8PSK或16APSK等高阶调制体制, 但这样又无法保证低信噪比时的传输可靠性。因此, 只有随着信道条件的改变, 系统自适应的选择相应的传输体制, 才能兼顾传输可靠性和传输效率的平衡。
6结语
本文在深入研究自适应传输技术的基础上, 提出了各个关键技术的解决方案。通过对固定体制传输系统和自适应体制传输系统的比较分析, 充分证明了自适应传输系统比固定体制传输系统有更高的传输可靠性和更高的传输效率。
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指令引信信道传输抗干扰研究 篇4
信息化弹药在现代化战争中以飞行距离远、命中精度高、作战效费比高等优点倍受各国青睐[1]。信息化弹药的“眼睛”信息传输系统由于受到弹载体积、功耗等限制使得大多是基于窄带调制传输, 其抗干扰性能和多址能力存在一定的局限性, 在实际应用中常受到来自战场中敌方的有针对性的干扰, 使得成为“瞎子”, 失去了信息化弹药的优势。
针对上述不足, 本文以常规弹药引信为背景, 提出应用直接扩频通信实现弹药的指令传输, 提高指令传输系统的抗干扰能力和多址能力, 并且针对战场环境中敌方的单频大功率干扰和宽带干扰进行抗干扰仿真分析, 在频分的基础提出一种时分+码分的多址方式来提高系统的多址能力等诸多有效措施, 大大提高了指令传输系统在实际应用中性能。
1 直接扩频通信
直接序列扩频通信是扩频通信中最基本的通信方式, 其基本理论根据是信息理论中香农 (C.E.Shannon) 的信道容量公式
式中:C为信道容量, B为信道带宽, S为信号功率, N为噪声功率。
通过香农公式可以看出, 对于任意给定的信噪比S/N, 只要增加用于传输信息的带宽B, 就可以增加信道中无差错传输信息的速率C。也就是说对于任意给定的信息传输速率C, 当信噪比S/N下降时, 可以用增大系统的传输带宽B来获得较低的信息差错率。
在衡量扩频系统抗干扰能力优劣时, 引入“处理增益”Gp的概念来描述, 定义为:
式中: (SNR) in和 (SNR) out分别是扩频系统解扩器的输入信噪比和输出信噪比。Gp表示扩频接收系统处理后, 使信号增强的同时抵制输入接收机的干扰能力的大小。Gp越大则抗干扰能力越强。
对于直接序列扩频系统, 处理增益Gp=Bp/Bm, 其中Bp为扩频后的通频带, Bm为扩频前的通频带[2,3]。
2 指令传输系统
2.1 指令传输系统的组成及工作原理
指令传输系统的组成如图1所示。
火控计算机或弹载处理器将计算处理后的数据传输给发射机处理器, 经编码处理后通过数据接口传输给射频芯片, 射频芯片将数据信息分别进行直接序列扩频调制和高斯频移键控 (Gaussian Freguency-shift Keying, GFSK) 射频调制后发送出去;接收时, 射频芯片将接收到的数据分别进行GFSK射频解调和直接序列扩频解扩, 然后通过数据接口传输给接收机处理器, 经过接收机处理器解码后传输给火控计算机或弹载处理器。
2.2 抗干扰仿真分析
用Matlab可视化仿真平台Simulink对直接序列扩频通信系统进行建模仿真, 采用数据速率为10 ks, 扩频码片速率为250 ks, 采用m序列作为扩频码序列, 原始数据的带宽为10 kHz, 功率峰值约为20 dB (如图2所示) , 扩频调制后, 频谱带宽为250 kHz, 功率峰值下降到约10 dB, 处理增益为Gp=Bp/Bm=250/10=25 (如图3所示) 。
加入了频率为40 kHz功率为40 dB的大功率单频干扰 (如图4所示) , 并通过方差为10的零均值加性高斯白噪声信道后, 比较单频干扰前的扩频信号频谱 (图3) 和单频干扰之后的扩频信号频谱 (如图5所示) 发现:在扩频信号频谱中心附近出现了一个功率很强的干扰信号, 这就是单频干扰所致。解扩后原来被展宽的信号频谱将被收缩还原成为10 kHz的原始信号, 明显信号强度减弱, 功率损失达80%, 但噪声干扰和单频干扰被解扩器进行频谱扩展减弱了对原始信号的干扰, 该直接序列扩频系统传输, 错误比特率通过仿真计算结果约为0.019。
如果加入带宽为500 kHz, 功率约为10 dB的宽带干扰 (如图7所示) 后, 扩频信号频谱没在宽带干扰频谱中 (如图8所示) , 由于宽带干扰与信号近似不相关, 所以在解扩后只有部分干扰能量通过解扩器 (如图9所示) , 该直接序列扩频系统传输错误比特率通过仿真计算结果约为0.013。如果宽带干扰
图11, 其中前导1字节, 地址码4位, 指令标识字4位, 指令数据13字节, 结束字1字节, 共16字节。
对于采用相同频点的多门炮发射的多发弹丸, 采用码分多址。在进入战区前, 预先给每门舰炮设定一个扩频码, 弹丸在发射前, 把该扩频码装定给弹载指令传输系统。地面指令传输系统发送出用其特有的扩频码调制后的扩频信号, 扩频码互不相关的特性, 只有该炮发射炮弹的弹载传输系统才能解调出修正指令。同理, 弹载信息回传时只有发射该弹丸的舰炮指令传输系统能解调出弹载信息。一门舰炮发射的弹丸仍用时分方式来区分识别。
经实验验证该系统在一个频点的地址数可达96, 大大提高了其多址能力。并且由于增加了时间窗, 使得信息传输只在特定的时间进行, 对敌方在战场中有针对性的干扰有一定的抑制作用。
3 结论
本文针对现有基于窄带传输的弹载指令传输系统抗干扰能力不足, 提出了应用直接序列扩频通信应用于弹载指令传输系统来提高其在战场环境下的抗干扰能力及多址能力。本系统处理增益为25, 在40 dB的大功率单频干扰性情况下误码率可以达到0.019, 在宽带干扰情况下误码率达到0.013, 抗干扰能力明显优于窄带传输系统, 多址能力达到单一频点地址数为96, 并且使用了时间窗, 对敌方有针对性的干扰具有一定的抑制作用。综上所述, 该甚至直接序列扩频通信的弹载指令传输系统使传输性能得到很大的提升。
参考文献
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低压电力线载波传输信道分析 篇5
由于电力线机械强度高、可靠性好, 不需线路的基础建设投资和日常的维护费用。因此PLC具有较高的经济性和可靠性, 在各方面都发挥了重要作用。使用坚固可靠的电力线作为载波信号的传输媒介, 信息具有传输稳定可靠、路由合理、可同时复用原动信号等特点, 是唯一不需要线路投资的通信方式。
通常又把电力线分为35KV及以上电压等级、10KV电压等级的中压电力线和380V/220V低压电力线。我们这里就针对最为普及的低压电力线进行分析。
低压电力线是为传输50Hz的工频电能而铺设的, 本身并不是一种理想的通信介质, 但随着电力线载波通信技术的不断进步, 特别是调制技术及微电子技术的发展, 使得PLC的实用成为可能。而且电力线所传输的交流电只占用了50HZ的频率, 因此, 电力线中还有很宽的频率可以利用。充分利用电力线的高频段资源, 将其作为通信信道来传输数据、图像等信息, 将无处不在的电网进一步发展成为数据通信网, 可以避免重复铺设通信信道, 从而大大节约成本。电力线载波通信技术的关键在于设计合理的载波接口电路和采用适宜的通信机制, 从而尽可能的克服电力线的强衰减、强干扰, 大大提高通信系统得生存能力。
不管是哪种电力网, 要在电力线上实现通信都会遇到两个问题:一是噪声干扰, 二是信号衰减。
1、噪声干扰主要是随机噪声和脉动噪声干扰。
随机噪声又称电晕噪声, 是由电力线的高压强电场使得周围空气产生游离放电的电晕所引起的, 还有绝缘子表面及其内部的局部放电也会引起随机噪声。它具有连续而均匀的频谱, 大小与电力线路的电压、电力线的粗细以及电力线周围的环境有关。电压越高, 电力线越细, 随机噪声越大;环境湿度越大, 随机噪声也越大。随机噪声主要存在于高、中电网中, 对低压电网影响不大。脉冲噪声主要是由输电线路上的高压设备动作、避雷器放电、线路短路以及雷电等原因引起的瞬时性干扰, 三种电网中都存在。
2、信号衰减一般来说, 信号的衰减随着传输距离的增减而增减。
在高压电网中, 信号沿电力线传输时还会受到天气条件的影响。在天气寒冷的地区, 高压电力线表面上覆盖的霜雪将使电力线对传输信号的衰减而显著增加, 而且这种衰减随着信号频率的升高而在增加。但对于低压用户线路, 如果绝缘良好, 雨、雾、温度和湿度的变化对电力线路的衰减没有显著的影响。
在低压电网中, 电力线直接面向用户, 负荷情况较复杂, 因此低压PLC的噪声干扰和信号衰减情况就更为复杂。由于用户负荷的接入和切除的随机性, 干扰的周期、宽度、强度和发生时间等都不固定, 很难预测。这样要在低压电网上采取针对性的措施抑制干扰很困难, 而且这种干扰的宽频谱也对接收端滤波器的性能提出了很高的要求。
输入阻抗是表征低压电力线传输特性的重要参数。研究输入阻抗, 对于提高发送机的效率, 增加网络的输入功率有重大意义。在理想情况下, 当没有负载时, 电力线相当于一根均匀分布的传输线。由于分布电感和分布电容的影响, 输入阻抗会随着频率的增大而减小。当电力线上有负载时, 所有频率的输入阻抗都会减小。但是, 由于负载类型的不同, 使不同频率的阻抗变化也不同, 所以实际情况非常复杂, 甚至使输入阻抗的变化不可预测。
对高频信号而言, 低压电力线是一根非均匀分布的传输线, 各种不同性质的负载在这根线的任意位置随机的连接或断开。因此, 高频信号在低压电力线上传输必然存在衰减。显然, 这种衰减与通信距离、信号频率等有密切关系。
通过实验我们发现, 在同一地点, 白天和晚上的衰减曲线有很大区别。晚间同相传输的衰减基本上要比白天小, 甚至要小20d B, 主要是因为晚上的负载较轻。在跨相传输中, 衰减的波动比较大, 在某些频率的衰减比白天还要大20Db, 这可能是电抗性负载、反射、多径传播或驻波等现象造成的影响。
总结起来高频信号在低压电力线上传播有以下3个特点:1、电力线衰减都在20db以上;2、衰减随频率升高而增加;3、由于负载对电力线呈现不同的性质, 可能在某些频率处衰减很大。其中频率小于100k HZ时衰减最大, 大于500k HZ以后衰减开始增大, 100-400k HZ略好一些。
为保证在电力线是上进行数据通信的可靠性, 必须提出如下一些限制条件。信号的传输距离不能太远 (一般不超过1000m) 最佳的传输信号频率范围为100-450k HZ, 信号传输速率应小于1.5kb/s, 电力线载波传输信号限于同一变压器范围内。目前, 低压电力线载波通信已经朝着使用扩频通信技术的方向发展, 用以克服电力通道特性的不理想。
摘要：电力线载波通信 (Power Line Communication, PLC) 是利用高压电力线输电线路作为信号传播媒介, 使用载波方式进行语言或数据传播的一种特殊通信方式。PLC具有较高的经济性和可靠性, 在各方面都发挥了重要作用。电力线直接面向用户, 负荷情况复杂, 因此低压PLC的噪声干扰和信号衰减情况更复杂。其干扰的周期、宽度、强度和发生时间等都不固定, 很难预测。设计PLC设备时就要求它具有很好的自适应能力, 以便在实际低压电力网上有较好的通信质量。
关键词：电力线,载波通信,抗干扰
参考文献
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信道传输 篇6
与传统无线光通信相比，紫外光通信具有保密性好、跟踪端无需对准、可靠性高和便于组网等优点，已广泛运用到军事通信领域。太阳光辐射的紫外线(200～280nm)在经过大气层时被臭氧吸收，不能到达地面[1]。因此，在低空大气信道进行紫外光通信，受此波段的背景光干扰很小，有利于微弱信号的接收。但此波段在大气中传输衰减很大，只适合短距离通信。本文研究了低空信道中紫外光传输特性，利用单次散射模型分析光束发散角、发射机和接收机仰角与接收能量的关系，完成了室内环境下的传输实验，通过分析实验结果，提出了系统需要改进的地方。
1 紫外光低空信道传输特性分析
对于低空信道紫外光通信，由于大气中存在大量粒子，对紫外光传输的影响较大，造成衰减的主要原因是有效散射体内散射粒子对光的吸收和散射。采用modtran大气传输模型可对大气紫外波段(200～400nm)的传输特性进行数值仿真和分析[2]。
图1给出了水平传输距离为1km、能见度为23km、观察高度为500m的情况下，透过率随波长的变化曲线。由图可知：波长在200～280nm之间的紫外光在大气中强烈衰减，透过率不足50%，只适用于短距离通信光源;波长在300～400nm为长紫外光波段，其穿透力极强，适合做长距离通信光源。因此可以根据通信距离的需求选择合适的紫外光光源。
图2给出了垂直高度为500m，能见度为23km条件下，大气组分子对紫外光透过率的影响。由图可见，气溶胶吸收作用下，透过率变化幅度很小;而分子散射作用下，透过率随波长的增加而变大。
2 单次散射有效散射体通信链路分析
在所有光波谱范围内，由于紫外光波长短，在大气传输中具有强散射特性，能够利用大气分子等对其散射完成非视距通信。通常认为，粒子间的距离3倍于粒子直径，单次散射的假设成立。大气中气体分子之间的距离都远远超过了3倍的粒子直径，单次散射传输占主要方面。单次散射近似的数学处理较为简单，在工程设计中得到了广泛应用。
2.1 散射体内散射特性分析
在短距离通信中，散射体内粒子浓度的大小直接影响系统的通信性能。我们应用雷利散射定律来描述有效散射体内各参数与散射强度的关系：
式中，C为单位体积气体中的分子数目;V为单位粒子体积;n1、n2分别为分散介质和分散相的折射率;r为传播距离;I0为初始光强度;’为波长。由式(1)可以看出：散射强度与波长四次方成反比，因此波长越短，散射强度越大;散射强度与单位体积的粒子数成正比，故散射体内粒子浓度越大，光散射强度越大;散射强度与传播距离成反比，距离越远散射强度越小。因此需要根据实际情况选择最佳通信条件。
一天当中不同时段温度的变化也会引起低空信道中粒子浓度的改变，一般来说空气微粒浓度取决于气象因素。昼夜垂直温差变化明显，当地面温度高于高空温度时，地面空气上升，微粒易被带到高空扩散;而地面温度低于高空温度时，天空中会形成逆温层，使地面空气不能上升，空气中的各种污染物就不能扩散。一般逆温层容易出现在早晚7点左右，此时空气最污浊，粒子浓度最大，适宜进行紫外光散射通信。
2.2 单次散射通信链路模型
单次散射通信链路模型如图3所示，光信号只有通过发射仰角和接收仰角交叉部分的散射体散射后，才能到达接收机[3]。图中，βT(0≤βT≤π)为发射机仰角，βR(0≤βR≤π)为接收机仰角，θT(0≤θT≤π)为光束发散角，θR(0≤θR≤π/2)为接收孔径角，r为发射机和接收机之间的距离，ξmax和ξmin分别为有效散射体径向坐标。
假设T=0时刻，F1处发出一束能量为QT的光脉冲，经过t=r2/c时间到达距离发射机为r2的二次辐射源P点处的能量为[4]
式中，ΩT=4πsin2θT;ke为大气消光系数，是吸收系数和散射系数之和。
信号脉冲以均匀的圆锥角传输，在有效散射体V内对式(2)积分，则F2处接收到散射体的能量密度为
式中，c为光速，p(θs)为单次散射的相函数，可由式(4)表示[5]:
式中，ksR、ksM分别为瑞利散射的系数和米散射系数;PR(cosθs)、PM(cosθs)分别为瑞利散射和米散射的相位函数，且可由式(5)、式(6)分别得到：
式中，γ、g、f均为模型参量。
到达接收机的能量：
ξ=ct/r,tmax、tmin分别为到达ξmax和ξmin的时间。
3 系统传输实验
为验证散射信道对紫外光传输的影响，搭建了室内实验系统，如图4所示。系统发射端采用波长为365nm的单个紫外LED(发光二极管)作为发射光源，发射功率为1W，视场角为80°，模拟信号经过模/数转换，对紫外LED进行调制，光信号通过有效散射体散射传输，由PMT(光电倍增管)完成光电接收与前置放大，数字调制信号经整形电路送DAC0832进行数/模转换，最后解调输出模拟信号。
实际测试时，通信距离和发射仰角为容易调整的系统参数，也是影响通信性能的重要参数。在室内测试环境中，紫外光通过烟雾机产生的烟雾(有效散射体)散射，到达PMT，调整传输距离及发射仰角，对PMT接收到的数字信号进行测试。
图5为传输距离5～8m，固定接收PMT仰角为30°，发射仰角在10～65°范围内变化时的发射、接收波形。从图中可以看出，当传输距离为5m，发射仰角分别为30和60°时，接收信号幅度变化不大。这是由于近距离散射效果较好，PMT视场角完全在LED发射辐射范围内;当传输距离为8m，发射仰角从60°减小到30°时，接收信号幅度有40%左右的衰减，这主要是因为发射仰角增大使有效散射体体积减小，实际传输路径增长，传输损耗增加。
经测试，在散射链路建立且有散射体存在的条件下，实现了音频范围内的正弦信号传输。此外，大气能见度也是影响低空信道中紫外光传输的主要因素之一，因此，系统模拟了能见度(烟雾浓度)变化对传输效果的影响。无烟雾时，能见度高，空气中散射粒子稀疏，光信号无法通过散射方式入射到PMT;烟雾喷出时，散射体粒子密度逐渐增大，光与粒子相互作用，PMT接收到的散射光增加，接收信号幅度由小变大;烟雾很浓时，能见度降低，烟雾吸收紫外光增强，散射光功率减弱。
4 结束语
通过对紫外通信低空信道进行特性分析，给出了紫外光散射通信链路传输特性与链路参数的关系，并进行了室内紫外光传输实验。结果表明：满足一定大气通信链路的紫外通信是可行的，可以根据不同的传输距离选择合适波段的紫外光光源，大气中的吸收是引起传输损耗的主要因素。传输距离与发射机、接收机仰角以及路径损耗有着密切关系。这些结果为将来设计系统提供了重要依据。实际系统中通过LED阵列来增大发射功率，采用光学处理来优化光路结构，可进一步提高传输距离。此外，研究适用于散射通信系统的信号编码技术对工程应用也是非常有意义的。
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信道传输 篇7
针对以上两点问题, 本文提出了基于改进的ITM信道传输模型进行海上电波传播的损耗中值预测。改进的方法主要是利用双径模型雨衰模型对ITM模型进行修正。通过仿真实验平台验证该模型的有效性。
1 ITM模型
ITM模型预测了在自由空间中由地形的非规则性造成的中值传输衰落。该模型的中值传输损耗为距离的分布函数[5], 如下:
在ITM模型式 (1) 中, 利用地貌地形的路径几何学和对流层的绕射性预测中值传输衰落。在1≤d≤dLS的视距范围内, 采用地面双线模型计算;在dLS≤d≤dx的超视距范围内, 采用绕射机制[6];在d≥dx更远的距离上 (超过无线电电平线) , 则采用前向散射理论。超视距的路径参考衰落Acr是绕射衰落Ad或者散射衰落As中较小者, 当绕射和散射损耗的距离相等时定义为dx[7]。
2 ITM的改进模型
2.1 双径传播预测模型
基于在1 km范围内的海面一般只存在一条较强的直射波信号和一条海面反射波, 且传输距离较短可以看做平面传输, 本文提出采用双径传播模型, 此模型在预测海上1 km范围内的大尺度信号强度时是非常准确的[8], 如图1所示。
视距和地面反射的路径差:
式 (2) 中, r1、r2是收发端与反射点间的距离, ht、hr是收发端天线高度, d是收发端间距。
因此, 两电场成分的相位差为:
式 (3) 中, θΔ代表相位差, λ代表波长。
接收场强与自由空间场强比值的平方为:
式 (4) 非常重要, 它为双径模型提供了精确的接收电场强度, Erec是接收场强, Efs是自由空间场强值。
当d远远大于天线高度时, 上式可简化为:
所以, 路径增益等于 (4) 式乘以自由空间损耗:
2.2 雨衰
海洋环境下, 降雨量普遍很大。电磁波进入雨层中会引起衰减, 这就是雨衰。研究表明对于频率高于1 GHz的电波, 雨衰是影响其传播的重要因素[8,9,10]。
采用HPM (High Power Microwave) 模型, 适用于350 GHz以下频率的电波[14]。具体算法如下:在长度为r0的路径上, 雨衰AR与传播路径中降雨衰减率γR (d B/km) 有以下关系:
式 (7) 中, R为雨强 (mm/h) , k、α是与电波频率f (GHz) 、路径仰角θ和极化倾角τ有关的参数。
式 (8) 中, 下标H、V分别表示响应参数在水平极化、垂直极化条件下的值, θ为路径仰角, τ为极化倾角 (水平极化时为0°;垂直极化为90°;圆极化为45°) 。
设路径仰角θ=20°, τ为0° (水平极化) , 频率1≤f≤20 GHz, 可以得出在此条件下降雨衰减率γR与f电波频率的关系曲线, 如图2所示。
3 仿真分析
本文对ITM模型进行改进, 通过加入双径模型来计算1 km传输范围以内的信道传输损耗, 同时考虑到雨衰的影响。
利用Matlab仿真平台进行仿真分析, 如图3所示。
采用参考文献[2]的实测数据环境转换为计算机的模拟环境, 利用Matlab仿真平台进行仿真分析, 改进的ITM模型和标准ITM模型的对比图如图4所示。
由图4可知, 改进后的ITM模型的损耗预测与实测数据相吻合, 平滑掉几个测试数据野值点后仿真曲线与实测曲线一致, 在65 km处均出现变陡增大拐点。与未改进的ITM模型相比较, 其测量范围更大, 更具有普遍性, 更接近实测环境。
本文通过分析海上移动信道的传输路径损耗特性, 提出基于ITM模型的改进修正传输模型, 在1 km路径距离内采用双径模型预测损耗作为补充, 充分考虑环境天气的影响因素, 加入雨滴衰落的预测。通过对本文提出算法的仿真, 发现其改进后的ITM模型符合实测数据环境, 提高了预测海上移动信道传输路径损耗的准确度。因此, 在海上进行信道传输损耗预测时, 宜采用改进的ITM模型, 可使预测计算更接近实际。
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信道传输 篇8
从表达式中我们可以看出拨号音1和拨号音0的频率不同, 拨号音0的表达式是 , 总体上比拨号音1要高, 可以使用Scratch来播放。
对于生成的两段10秒钟的拨号音我们用图2所示的程序来播放它们, 耳朵能够区分这两种不同的声音。
甚至当这两种声音同时播放时, 仍然能够区分它们, 这就意味着, 以人耳为信宿解码器, 以Scratch控制下的音箱为信源, 以拨号音0和拨号音1为信号, 空气信道的容量至少是2。人经过训练可以不断地提高信道的容量, 就像很多谍战片中, 好的“听风者”能够从无数条信息中分辨出哪一条是自己要寻找的那个信息。因此, 我们能够看出信道容量的影响因素有:信宿的解码能力和信道自身的物理容量的极限。就像当距离很远以后, 我们区分不出墙上是一个大的黑点还是两个小黑点一样, 每一个信道都有它传输信息的物理极限, 这个极限与信道本身的特质有关, 物理学家高锟先生获得诺贝尔物理学奖的一个重要贡献, 就是计算出光纤作为信道的物理容量的极限。
如果用双头耳机线作为信道, Scratch侦测的音量值作为信宿判断的标准的话, Scratch就不能够像人耳一样区分拨号音0和拨号音1的频率了, 它只能区分声音的大小, 因此我们有必要让拨号音0和拨号音1声音的大小不同。我们通过GoldWave让拨号音0的音量降低为原来的一半, 让拨号音1的音量降低为原来的四分之一, 使用图3所示的代码可以显示出实时的音量情况。
从图4所示的代码中我们不难发现, 两段声音分别播放和叠加的过程, 并且叠加之后的音量和每一个独立的音量能够区分得非常明显。
这说明Scratch能够区分两种不同音量的信号, 信道的容量至少为2。