三电平中点钳位逆变器（精选7篇）
三电平中点钳位逆变器 篇1
0 引言
中国高速动车组主变流器主要分为两类:以CRH2为代表的三电平结构和以CRH1,CRH3等为代表的两电平结构。相比于两电平变流器,三电平变流器具有网侧电流谐波含量低、相同直流侧电压等级情况下开关管电压承受值降低一半等优点[1-2]。但由于三电平中性点钳位(neutral-point-clamped,NPC)逆变器自身结构原因,直流侧中点电位不可避免地会漂移[3-6]。中点电位不平衡问题可从硬件电路和软件算法两方面解决,而考虑到成本与灵活性,从优化调制算法的角度来控制中点电位平衡更具优势[7]。
文献[3]在60°坐标系下对空间矢量脉宽调制(space vector pulse width modulation,SVPWM)算法进行改进,提高了运算速度,而且九段式矢量作用对中点电位控制有较好的效果。 但九段式SVPWM与七段式SVPWM相比,其等效开关频率较七段式提高了1.33倍,因此开关损耗较大。文献[4]增加了2个控制开关器件以控制中点电位平衡,但增加了硬件体积及成本。文献[5]仅采用中点电位平衡因子对中点电位进行控制,中点电位平衡后存在一定振荡。文献[6]对中点电位振荡进行研究,分析中点电位振荡是由小矢量和中矢量引起,并指出中点电位振荡频率为三倍基波频率,但未分析振荡幅值及中点电位控制对负载的影响。 文献[8-9]对中点电位低频振荡进行分析,并给出了消除低频振荡的控制算法,但忽略了该算法对负载电流谐波的作用。
三电平NPC逆变器中点电位控制有多种方法,改变小矢量的作用时间为常见的控制手段[10-11],或采用模糊、预测控制等方法提升系统响应速度[12-14]。在调制度较大时则可采用合成矢量的方式来削弱中矢量对中点电位的影响[15-16]。三电平NPC逆变器中点电位平衡仍然存在以下缺陷:①脉宽调制(PWM)算法会引起中点电位低频振荡,国内外文献较少将中点电位控制算法对中点电位振荡的影响进行定量分析;②电流总谐波畸变率(total harmonicdistortion,THD)等指标的数学表示形式较为复杂,国内外文献鲜有对中点电位控制与负载波形谐波之间的联系进行深入研究。
本文首先介绍了基于平衡因子k的中点电位控制方法,分析了2种传统SVPWM算法引起的中点电位低频振荡现象,并给出一种改进的SVPWM算法;然后针对中点电位不平衡的控制问题,在控制中点电位振荡幅值的前提下,为获得最小THD含量的负载电流,提出了一种中点电位控制误差环宽设计方法;最后对所提出的SVPWM算法和中点电位控制算法进行了计算机仿真和基于TMS320F2812+dSPACE1006的半实物实验测试。
1 中点电位控制器设计
三电平NPC逆变器空间矢量图由27个基本矢量组成,并可划分为6个大扇区、24个小扇区,如图1所示。
由于三电平NPC拓扑结构的逆变器存在着直流侧中点电位不平衡问题,因此,在调制算法中通过合理分配冗余小矢量的作用时间,可实现中点电位控制功能。冗余小矢量作用时间的分配取决于流出中性点电流io和中点电位误差udiff,udiff定义为直流侧上下两电容的电压差。为了确定流出中性点电流io的大小和方向,首先定义一个开关函数。sj与桥臂状态变量Sj(j=a,b,c)的对应关系为:
则流出中性点电流io和中点电位误差udiff可以表示为:
式中:ij(j=a,b,c)为三相负载电流。
若中间直流侧2个电容值相等,电容值为C,则中点电位误差udiff可表示为:
以第1扇区内的小扇区Ⅲ为例来说明冗余小矢量的分配原则,如图2所示。
当合成电压矢量uref位于扇区Ⅲ时,uref可由V1,V2和V3合成,其作用时间分别为T1,T2和T3。其中,矢量V3有2个冗余小矢量onn和poo。定义一个中点电位平衡因子k,且满足0
1)当中点电位udiff=0时,取k=0.5,则矢量poo和onn的作用时间相同。
2)当ia0udiff>0时,取k<0.5,则增大矢量poo的作用时间,减小矢量onn的作用时间。
3)当ia0udiff<0时,取k>0.5,则减小矢量poo的作用时间,增大矢量onn的作用时间。
因此,该中点电位控制的基本原理是通过判断流入中性点电流方向和中点电位误差,对中点电位平衡因子k的大小进行调节,从而重新分配控制冗余小矢量的作用时间,以达到直流侧两电容上电压平衡的目的。
2 调制算法对中点电位振荡幅值的分析
在每个大扇区下的Ⅰ,Ⅱ两个小扇区中,冗余矢量一共有两对。以扇区1内的Ⅰ小扇为例,矢量onn与poo为一对冗余矢量,矢量oon与ppo为另一对冗余矢量。该扇区的七段式矢量顺序共有两种模式,如下所示。且定义开关顺序①为第1种调制模式,开关顺序②为第2种调制模式,以下标区分:①onn→oon→ooo→poo→ooo→oon→onn;②oon→ooo→poo→ppo→poo→ooo→oon。
在开关频率fs远大于调制频率f时,可近似认为在一个开关周期Ts内三相负载电流基波值ia0,ib0和ic0保持不变,由式(2)和式(3)可得在一个开关周期Ts内中点电位变化量Δudiff1和Δudiff2分别为:
因此,在一个开关周期内,中点电位将发生偏移,且中点电位变化量Δudiff随调制模式的不同而不同。在第1大扇区第Ⅰ小扇区内,不进行中点电位控制,即k=0.5时,在一个开关周期Ts内中点电位变化量Δudiff1及Δudiff2分别为:
由调制波和负载电流的波形周期性不难证明,在三分之一个调制周期内,中点电位总变化量为零。因此,在中点电位初始不平衡的情况下,只有通过中点电位控制才能使其平衡。
为有效减小中点电位变化量幅值,当合成电压位于Ⅰ,Ⅱ小扇区时,构造第3种调制模式。第3种调制算法的开关顺序与第N种调制算法的等价关系由合成电压矢量uref的角度ø决定,角度ø与N的关系如式(6)所示:
式中:k=0,1,…,5。
由式(5)和式(6)分析可得,若开关频率fs远大于调制频率f,设调制度m<0.433,负载功率因数角θ满足0<θ<π/6,则3种调制模式对应的中点电位误差幅值A1,A2和A3的计算公式如下:
式中:Udc为直流侧电压值;ω为调制波角频率;ZL为每相等效负载阻抗。阻抗ZL与等效负载电阻RL及电感LL的关系为:
由式(7)可知,在负载功率因数角θ满足0<θ<π/6的情况下,第3种调制算法引起的中点电位误差幅值A3最小,该调制算法优于前两种调制算法。同时,第3种调制算法下直流侧电容上电压更为均衡,由直流侧电容电压不平衡而引起的电流负载谐波含量也相应减小,负载电流THD值也将更小。
3 中点电位环宽控制
三电平NPC逆变器在工作过程中,由于输入电压波动、负载参数变化等多方面因素的影响,中点电位会随之发生变化。因此,只有通过中点电位控制才能将其控制平衡,以满足逆变器及其负载正常工作的要求。且第2节中给出的第3种调制算法在中点电位平衡下中点电位误差幅值最小,电流谐波含量较低,本节以该算法为研究对象进行展开。
在本文第2节中,介绍了中点电位可通过对中点电位平衡因子k的设置进行控制。而当k≠0.5时,调制波的平衡性将被打破,只要udiff≠0,就对调制波进行调整。但冗余小矢量的分配不均将造成负载电流谐波含量的增加。而且当k=1或k=0时,负载电流THD值最大。负载电流THD值将直接影响逆变器负载的工作状况,使负载不能正常工作,尤其当负载为电机时,电机输出转矩将发生严重抖动,甚至损坏电机。由式(4)可知,当k越接近0.5,每个开关周期对中点电位控制就越小,从中点电位不平衡至平衡的控制时间也越长。
为了既保证负载电流最小的谐波含量,又使中点电位从不平衡至平衡的控制时间较小,本文提出了中点电位误差的环宽控制算法。定义给定中点电位误差环宽为UdiffM,使反馈的udiff及中点电位平衡因子k满足以下条件:
UdiffM值的选择对环宽控制起决定性作用,当UdiffM较小时,中点电位不平衡能得到较好的抑制,但由于onn/poo等小矢量对作用时间的频繁改变,随之造成负载电流THD值较大,当UdiffM=0时,负载电流THD值最大;当UdiffM较大时,onn/poo等小矢量对作用时间接近,开关矢量作用时间较为平衡,负载电流THD值较小,但中点电位误差会在±UdiffM的范围内抖动,中点电位不能得到较好的控制。一般情况下,中点电位平衡时中点电位幅值A与直流侧电压值Udc比值小于2%,而此时尽可能地降低中点电位控制对负载的影响成为主要因素。
根据分析可知,取UdiffM=A时,中点电位误差幅值为A,负载电流谐波含量最低,则可有效地降低中点电位控制对负载的影响。
4 计算机仿真与半实物实验研究
为验证3种不同调制算法对中点电位幅值和负载电流谐波含量的影响,及中点电位环宽控制对中点电位平衡和负载电流谐波含量控制的有效性和可行性,本文分别通过MALTAB/Simulink软件和dSPACE半实物平台对3种调制算法及环宽控制算法进行了仿真与实验研究。取每相负载电阻RL=10Ω、负载电感LL=10 mH,直流侧电压Udc=3 000V,直流侧电容C=3.3 mF,调制波角频率ω=157.08rad/s,开关频率fs=1kHz。
在调制度m=0.4时,由式(7)和式(8)计算得到3种调制模式下中点电位误差幅值A1=29.67V,A2=33.42V,A3=14.15V。图3和图4分别给出了3种调制模式下中点电位误差仿真与实验波形。
由图3所示的仿真波形可知,中点电位误差为A1s=34.42 V,A2s=37.55 V,A3s=16.46 V;由图4所示的实验波形可知,中点电位误差为A1e=34.72V,A2e=35.95V,A3e=17.79V。计算值与仿真结果保持一致,实验结果与仿真结果相对误差分别为0.87%,4.26%,8.08%,仿真值与实验值基本相同。仿真与实验结果保持一致,证明了理论计算的正确性。
图5(a)和图5(b)分别给出了仿真与实验下3种调制算法的中点电位变化量幅值与调制度m的关系曲线;图6(a)和图6(b)分别给出了仿真与实验下3种调制算法的负载电流THD含量与调制度m的关系曲线。
由图5和图6所示的仿真及实验结果可知,在第3种调制模式下,中点电位误差幅值最低、负载电流谐波含量最低。仿真中,中点电位误差幅值最高降低69.27%,THD值最高降低2.65%;实验中,中点电位误差幅值最高降低69.65%,THD值最高降低4.31%。第3种调制算法优于第1种和第2种调制算法。同时,实验结果与仿真结果保持一致。
为验证平衡因子k取值对负载电流谐波的影响,图7给出了第3种调制算法在调制度m=0.4时不同k值下负载电流THD值的变化情况。由图7所示仿真和实验曲线可知,在相同的调制算法及调制度下,负载电流谐波含量随k接近0.5而减小。同时,由第4节分析可得,当k取0或1时,负载电流THD值最大,且曲线关于k=0.5轴对称。
为验证中点电位环宽控制算法的有效性,图8从仿真和实验给出了在第3种调制模式调制度m=0.4和k=0或1时,不同的环宽设定值UdiffM下,系统稳定后中点电位误差平均值udiffavg和负载电流的谐波含量THD值的对比。
由图8可知,中点电位平均误差值udiffavg随给定环宽的增大而增大,负载电流THD值随环宽给定值的增大而减小。同时,由图3可知,该条件下中点电位误差幅值A3为16.46V,且当UdiffM=A3时既保证了中点电位误差平均值较小,又使负载电流THD值最小,中点电位环宽控制能有效降低负载电流的总谐波含量,且实验波形与仿真波形保持一致。
为测试中点电位环宽控制的性能,直流侧电容C1上电压uc1的初始值设为1 600V,电容C2上电压的初始值uc2设为1 400V,初始中点电位不平衡。图9(a)和图9(b)分别为仿真及半实物实验下直流侧电容电压uc1和uc2的波形。由图9(a)仿真波形可知,该中点电位控制策略在约0.012s内将直流侧电压误差降低为0;由图9(b)实验波形可知,该中点电位控制策略在约0.013s内将直流侧电压误差降低为0。实验波形与仿真波形基本相同,仿真与实验结果都验证了该中点电位控制策略具备了直流侧两电容的电压平衡能力。
5 结语
中点电位不平衡为NPC结构三电平逆变器的固有缺点,且中点电位平衡控制方法与中点电位振荡误差幅值、负载电流谐波含量又有着密切关系。因此,本文以二极管钳位型三电平NPC逆变器为研究对象,首先揭示因调制算法引起的中点电位振荡现象,比较3种调制算法对中点电位振荡及负载电流THD值的影响,并从理论上推导了各种调制算法的中点电位振荡幅值计算公式。然后以同时满足中点电位控制和负载电流最小THD值为目的,提出了基于中点电位环宽控制的调制算法。MALTAB/Simulink仿真和dSPACE半实物平台的实验研究结果表明,基于环宽控制的调制算法在不同调制度下,当中点电位环宽值为中点电位振荡幅值时,不但中点电位能达到平衡,而且负载电流的THD值最小。
摘要：针对电力牵引三电平中性点钳位(NPC)逆变器系统,首先分析了因调制算法引起的中点电位振荡现象。然后分别比较两种传统空间矢量脉宽调制(SVPWM)算法对中点电位振荡及负载电流总谐波畸变率(THD)的影响;在此基础上,以中点电位平衡控制和最小负载电流THD含量为目的,提出了一种基于中点电位环宽控制的SVPWM算法。最后,通过MALTAB/Simulink软件仿真和dSPACE半实物平台实验研究,对3种调制算法下中点电位及负载电流THD值进行对比分析。计算机仿真与半实物实验结果表明,中点电位环宽控制方法不但能平衡直流侧中点电位,而且能有效地减小负载电流THD含量。
关键词：中性点钳位逆变器,中点电位振荡,总谐波畸变率,中点电位环宽控制
三电平中点钳位逆变器 篇2
在并网逆变器中, 对输出电流的控制是一个重要的研究课题, 传统的控制方法是用一个线性控制器加一个输出调制器来得到开关管的控制信号, 线性控制器可选择比例—积分 (PI) 控制[1]或比例—谐振 (PR) 控制[2]等控制方法, 输出调制器常采用空间矢量脉宽调制 (SVPWM) 方法[3,4], 这种控制器加调制器的级联结构将非线性的开关电路简化为线性电路来进行控制, 控制方法简单, 易于实现。但是对三电平逆变器的某些控制目标而言, 这种级联结构得到的开关信号并不是最优的, 例如以空间矢量所在小区的三角形三个顶点矢量组成的开关信号并不能最快地实现中点电压平衡[5]。
近年来, 随着数字信号处理器 (DSP) 性能的不断提升, 一些复杂的控制算法得以在并网逆变器中实现[6,7,8], 其中预测控制得到了广泛关注。预测控制的概念直观, 控制目标灵活, 动态响应速度快, 还可以有效处理系统中的非线性环节和各种限制条件。文献[9]综述了预测控制在电力电子和电机驱动中的应用情况。文献[10-11]详细介绍了直接转矩预测控制在电机控制中的应用。文献[12-13]介绍了传统两电平并网逆变器的电流预测控制。文献[14]介绍了传统两电平并网逆变器的直接功率预测控制。预测控制动态响应速度快的特点在文献[10-14]中得到了充分展示, 但上述文献中的算法都针对两电平拓扑结构, 控制目标仍然是单一的跟踪参考电流、参考转矩或者参考功率, 没有体现出预测控制对逆变器整体性能的优化。文献[15-17]介绍了预测控制在三电平变流器中的应用, 但文中对预测控制的分析还不够深入, 在建立控制模型时没有考虑到实际的DSP系统中, 由于计算延迟的影响, 需要预测的是在当前时刻两个周期后的电流信号, 而不是当前时刻下一个周期的信号[18,19]。
本文针对中点钳位型三电平并网逆变器的特点, 提出了一种适用于中点钳位型三电平并网逆变器的有限集最优预测 (finite set optimal predictive, FSOP) 控制方法。该方法将27个开关矢量看成一个有限集, 在此有限集中搜索使罚函数最优的开关矢量。在三电平并网逆变器中, 中点电压不平衡会增加开关管的最大反向电压, 有可能导致系统故障, 所以要加以控制。器件的开关频率和开关损耗密切相关, 也应该尽量减小。所以本方法的罚函数选择由输出电流误差、中点不平衡电压和器件开关次数组成的加权和。本文首先推导了中点钳位型三电平并网逆变器的状态空间模型, 然后给出了FSOP控制方法的设计步骤, 最后评估了该控制方法的性能。仿真和实验结果表明:与传统控制方法相比, FSOP控制方法输出电流的动态响应速度快, 中点电压平衡速度快, 平均开关频率低;在补偿了DSP系统存在的数字延迟后, 控制精度有所提高, 而补偿算法在FSOP框架下也易于实现。
1 系统建模
中点钳位型三电平并网逆变器的拓扑结构见图1。图中:C1和C2为直流分压电容;L为输出滤波电感;R为滤波电感的等效电阻;ia, ib, ic为逆变器三相输出电流;ea, eb, ec为电网三相电压;vC1和vC2为直流电容电压;iDC为直流电压源的输入电流。
定义表示桥臂开关状态的开关变量sk如下:
式中:k=a, b, c;sk1, sk2, sk3, sk4为器件的开关信号。
为了能表示直流母线电压不均衡的情况, 定义另一组开关变量如下:
在三相三线制系统且电网电压平衡的情况下, 根据交流侧等效电路的电压电流关系式, 同时分别对直流侧电容C1与直流母线正极的节点和直流侧电容C2与直流母线负极的节点用基尔霍夫电流定律, 可得自然坐标系三相三电平并网逆变器的数学模型如附录A式 (A1) 所示。自然坐标系到αβ坐标系的变换关系为:
式中:Tabc/αβ为变换矩阵。
分别将电网电压向量、输出电流向量、开关向量变换到αβ坐标系下, 则有:
将式 (5) 代入附录A式 (A1) , 即得αβ坐标系下三相三电平并网逆变器的状态空间模型:
本文预测控制所用数学模型即式 (6) 所示的状态空间模型, 虽然式 (6) 中单个直流分压电容的电流和输入电流相关, 但不难看出两个直流分压电容电流的差值与输入电流无关, 即中点不平衡电压的控制只与开关状态和输出电流有关, 与输入电流无关。
2 FSOP控制算法
2.1 离散数学模型
采用前向差分变换对式 (6) 中的微分算子进行离散化, 即得k+1时刻输出电流和中点不平衡电压的估算式:
考虑到直流母线电压和电网电压在一个采样周期内的变化量非常小, 可以近似认为:
将式 (7) 中的k替换成k+1, 然后再将式 (8) 代入式 (7) , 即得k+2时刻输出电流和中点不平衡电压的预测式。
2.2 加权罚函数
加权罚函数是最优开关信号的选择标准, 本文的加权罚函数如下:
式中:λ1, λ2, λ3分别为电流误差、中点不平衡电压和平均开关次数的权值;iα*和iβ*为k+2时刻输出电流的给定信号;fs (k+1) 为k+1时刻电路的平均开关次数;si (k) 为式 (1) 定义的开关变量。
应该说明的是, 开关损耗还与开关过程中的电压和电流有关, 与开关次数并不是简单的线性关系, 但在不严格的情况下, 可以认为平均开关次数越小, 开关损耗越低, 所以算法中选择平均开关次数作为优化指标之一。式 (9) 中, 某个控制目标的权值越大, 在选择最优开关信号时所占的比重就越高, 输出的结果也就越接近相应的控制目标, 反之亦然。可以看到, FSOP控制方法的控制目标非常直观灵活, 这是常规的控制方法很难做到的。
2.3 算法流程
图2为FSOP算法的流程图, 其中, j为循环变量, gop为最优罚函数的数值, s (jop) 为最优开关信号。图示算法放在定时中断子程序中执行。当触发定时中断后, 首先上个周期计算得到的开关信号开始实际作用于硬件电路, 然后进行电压电流采样, 并预测下一个周期的输出电流和不平衡电压。接下来对三电平的27个开关矢量进行循环比较, 预测每个开关矢量的控制效果, 计算相应的罚函数, 并最终选择使罚函数最小的开关信号作为下一个周期输出的控制信号。
由于计算延迟、采样延迟等影响, 本周期计算得到的开关信号一般要在下个周期才能实际作用于硬件电路, 即控制算法中存在最大值为一个采样周期的数字延迟环节。FSOP算法充分考虑了此数字延迟的影响, 预测了两个采样时刻的电流值, 补偿了数字延迟造成的影响, 提高了稳态精度。如图3所示, 假设k时刻实际电流等于参考电流, 若不考虑数字延迟, 则算法会选择电压矢量 (2) 以便使k+1时刻的实际电流与参考电流最接近。但在实际DSP中, 电压矢量 (2) 在k+1时刻才作用于硬件电路, 此时电流的实际值已经不再等于参考值, 若还选择电压矢量 (2) 会使k+2时刻的电流跟踪误差变大, 考虑数字延迟后, 算法将首先预测k+1时刻的电流值, 然后再选择电压矢量 (1) 以使k+2时刻的电流跟踪误差最小。
3 性能评估
通过saber软件仿真和实物实验评估了FSOP算法的性能, 在仿真中比较了加权系数取不同值时的控制效果, 并测试了模型参数与实际参数不一致时系统的鲁棒性。在实物实验中进行了电流参考信号阶跃响应实验和中点平衡实验, 实验中比较了传统控制方法与FSOP算法在响应速度上的差别。
3.1 仿真结果
仿真时电网电压有效值为380V, 直流母线电压为680V, 直流分压电容为900μF, 滤波电感为12mH, 采样频率为20kHz。为了体现FSOP控制的灵活性, 表1比较了加权系数取不同值时的控制效果, 不同的加权系数表征不同的优化目标, 一般情况下认为准确地跟踪参考电流是并网逆变器的主要控制目标。表中:|eI|av为输出电流平均误差;|Δv|av为中点不平衡电压幅值的平均值;fav为开关管的平均开关频率。
从表1可以看到, 在输出电流平均误差增大很小的情况下, 通过适当调整罚函数的加权系数可有效减小中点不平衡电压和平均开关频率。一种极端情况是, 中点不平衡电压和平均开关频率的加权系数都设为0, 此时电流的平均误差最小, 但平均开关频率和中点不平衡电压都较大, 显然为了将电流误差降低一点点而大幅牺牲其他性能是不明智的。
在传统的控制方法中, 控制器的任务就是跟踪参考电流, 调制器的任务是根据控制矢量产生开关信号, 当有冗余矢量时, 调制器再选择使中点电压趋向平衡的矢量。传统方法这种级联式的结构所能提供的优化策略非常有限, 而在FSOP控制方法中, 通过调整罚函数的加权系数, 可非常灵活方便地优化并网逆变器的综合性能。
FSOP算法建立在模型预测的基础上, 为了测试算法对模型参数的鲁棒性, 进行了模型参数与实际参数不一致时的仿真。仿真中将模型中的滤波电感和直流母线电容均取为实际值的2倍, 加权系数设为λ1=1, λ2=0.3, λ3=0.3。仿真结果如附录A图A1所示, 图中输出电流的总谐波畸变率 (THD) 为1.9%, 输出电流平均误差为1.3A, 中点不平衡电压幅值的平均值为1.5 V, 开关频率平均值为1 780Hz。可以看到:系统的整体性能与表1中第3组数据相比有所降低, 但是输出电流的THD仍满足并网标准[20], 这说明FSOP算法对模型参数具有一定的鲁棒性。
FSOP算法具有鲁棒性的原因可以由式 (7) 得到。在式 (7) 中可以看到, 一个采样周期内电流的变化量ΔI∝1/L, 若实际电流小于参考电流, 则FSOP算法选出的空间矢量的控制效果总是使实际电流增大, 而不会减小。只是当模型电感参数不准确时, 可能会使得电流增加的不够或者增加的过大, 即误差会变大。当误差增大到一定程度时, 在后续的采样周期中, FSOP算法再选择其他的矢量来进行调整。同理Δv∝1/C, 当模型中的电容参数不准确时, 将会使得中点不平衡电压的平均误差加大, 实际值将会在平衡点上下波动, 但不会远离平衡点。
附录A图A2比较了补偿数字延迟和不补偿数字延迟时的A相输出电流波形。补偿数字延迟的电流波形如附录A图A2 (b) 所示, 与参考电流的平均误差为0.83A;未补偿数字延迟的电流波形如附录A图A2 (c) 所示, 与参考电流的平均误差为1.22A。可以看到, FSOP算法与传统不补偿数字延迟的预测控制算法相比, 电流平均误差较小, 控制精度得以提高。
3.2 实验结果
在一台额定功率为50kW的三电平并网逆变器上验证了FSOP控制策略的可行性。系统的驱动信号用光纤隔离, 采样信号用霍尔隔离, 控制芯片的型号为TMS320F28335, 此款芯片带有一个32位的浮点运算单元和12路独立的脉宽调制 (PWM) 通道, 可非常方便地实现FSOP算法。IGBT模块的型号为CM200DY34A, 每个模块含有2个绝缘栅双极型晶体管 (IGBT) , 将2个模块串联起来组成一个桥臂, 驱动芯片的型号是M57962。实验参数与仿真相一致, 算法中罚函数的加权系数设为λ1=1, λ2=0.2, λ3=0.1。
图4是输出电流参考信号幅值从5A阶跃到20A时的输出电流波形。图4 (a) 为应用FSOP控制方法时的动态响应波形。图4 (b) 为应用传统PI控制方法时的动态响应波形, 其中PI控制器的带宽约为2 300rad/s。从图4可以看出, FSOP算法的响应时间约为3 ms, 传统方法的响应时间约为20ms, FSOP方法的动态响应时间比传统方法快85%。
图5是平衡中点电压的动态响应实验波形。实验前先用钳位电压源将直流电容中点电压钳位在320V, 这时中点不平衡电压为40V, 然后断开钳位电压源。从图5可以看到, FSOP方法大约经过7ms即平衡中点电压, 而传统SVPWM方法大约需要35ms才能平衡中点电压, FSOP方法抑制直流母线电压不平衡的速度比传统方法快80%。这是因为FSOP算法可根据输出电流在有限集中选择所有能使直流母线电压平衡的矢量, 而传统SVPWM方法只能选择冗余矢量。
4 结语
本文详细推导了中点钳位型三电平并网逆变器的状态空间模型, 并在此基础上提出了一种FSOP控制方法。与传统方法相比, FSOP控制方法具有如下特点。
1) 控制目标灵活。通过调整罚函数中的加权系数, 可非常灵活方便地优化并网逆变器的综合性能。
2) 动态响应速度快。FSOP控制方法直接根据系统的数学模型选择最优的开关组合, 避免了传统方法中控制器加调制器的级联结构, 其动态响应速度非常快。
3) 控制性能受模型精度影响。虽然仿真实验表明, FSOP控制方法对模型参数具有一定的鲁棒性, 但是当模型参数与实际参数有较大偏差时, FSOP方法的控制性能还是有所降低。在后续研究中, 将考虑加入实际参数观测器来削弱模型精度对控制性能的影响。
附录见本刊网络版 (http://aeps.sgepri.sgcc.com.cn/aeps/ch/index.aspx) 。
摘要：详细推导了中点钳位型三电平并网逆变器的状态空间模型, 并在此基础上提出了一种有限集最优预测 (finite set optimal predictive, FSOP) 控制方法。该方法将三电平并网逆变器的27个开关矢量组成一个有限集, 然后在有限集中选择使罚函数最优的开关矢量, 其中的罚函数是由输出电流误差、中点不平衡电压和器件开关次数组成的加权和。文中给出了FSOP控制方法的流程图, 并通过仿真和实验评估了该方法的控制性能。仿真和实验结果表明:与传统方法相比, FSOP控制方法的控制目标灵活, 通过调整罚函数的加权系数就可以灵活方便地优化逆变器的综合性能;FSOP控制方法避免了传统方法中控制器加调制器的级联结构, 在跟踪输出电流参考信号、平衡中点电压方面具有较快的响应速度。
三电平中点钳位逆变器 篇3
与传统两电平逆变器相比,多电平逆变器输出电压电平数增多、电压变化率du/dt变小、开关频率降低,从而使得输出的阶梯电压波形平滑过渡,电压、电流畸变小,因此,在大功率静止无功补偿器、大容量不间断电源和高压调速等领域都得到了广泛的研究和应用[1,2,3]。在几种多电平拓扑结构中,二极管钳位型(NPC)三电平逆变电路由于结构最为简单,无需复杂的变压器,控制电路和控制方法也较为简单,因而得到广泛的应用;但三电平逆变电路存在一个固有问题,即中点电位不平衡。目前,国内外很多学者都在进行这方面的研究,大致可以分为注入零序分量的载波控制方法和通过调整小矢量对的作用时间来控制中点电位平衡的空间电压矢量控制方法。但无论是哪种控制方法,最终都是归结于调整平均输出电压中的零序分量[1]。针对三电平逆变器中点电位不平衡的问题,本文分析了引起中点电位不平衡的原因以及各空间基本矢量对中点电位的影响,并在文献[4]的基础上加入反馈控制结构,对注入零序分量实现中点电位平衡的SPWM方法进行了基于PSpice的仿真研究,仿真结果表明,当注入6n倍次零序分量时,中点电流中产生直流分量,并且当注入的零序分量幅值等于上下两电容电压差时,中点电位得到了有效的控制。仿真结果验证了理论的正确性以及控制方法的有效性。
2 三电平逆变器中点电位控制
2.1 三电平逆变器主电路
三电平逆变器主电路的等效模型如图1所示,当逆变器正常工作时,每相桥臂有3种开关状态,分别为1,0,-1,用P,O,N分别表示,因此三相三电平逆变器共有27种开关状态组合,在α-β平面可以表示成如图2所示的空间电压矢量图。其中将大六边形的顶点所在位置的矢量定义为大矢量,幅值为,如PNN,PPN;大矢量将六边形空间电压矢量图分成了6个扇区,将每个扇区的角平分线所在位置的矢量定义为中矢量,幅值为姨3 Ud/3,如PON;将内部小六边形的顶点所在位置的矢量定义为小矢量,幅值为Ud/3,如POO,ONN;将α-β坐标原点处的矢量定义为零矢量,幅值为0,如PPP,OOO,NNN。
2.2 三电平逆变器中点电位不平衡的原因
造成中点电位不平衡的原因有很多,电容电压固有的波动、负载的波动等。一般电容电压固有的波动大小受电容容量的限制,不会影响系统的正常运行,而由于负载情况造成的波动是必须考虑的。由图1和图2知,大矢量PNN使得三相负载没有一相接至母线中点,此时,流过母线中点的电流iN=0,因此,母线中点电位不会波动;零矢量OOO使得负载三相短路,并接在母线中点上,此时流过母线中点的电流iN=0,也不会导致中点电压的波动;而中矢量PON使得a,c两相负载分别接至正、负母线上,b相负载接至直流母线中点,此时流过母线中点电流iN=ib,因此中点电位受b相负载的影响;小矢量POO使得a相负载接至正母线上,b,c两相负载接至母线中点,此时中点电位受b,c两相负载的影响。由以上分析可知,大矢量和零矢量不会影响中点电位,而中矢量和小矢量使三相负载的一相或两相被连接到直流母线中点,并经过直流母线分压电容和正负母线形成回路,使得中点电流受负载电流的影响,从而导致中点电压波动,如图3所示。
2.3 中点电位平衡控制
中点电位控制的调制方式主要分成空间矢量调制和正弦载波调制。对于三电平中点钳位型逆变电路而言,由于中矢量引起的中点电流与负载相位有关,因此对于中矢量无法直接实施控制,而每对小矢量引起的中点电流极性相反,通过调整正负小矢量的相对作用时间能够在一个开关周期实现对中点电位的平衡控制。但是随着电平数的增多,矢量和相应的开关冗余状态及运行状态控制复杂度都大大增加,相应的算法更加复杂。因此,本文主要研究注入零序分量的SPWM方法,即通过给调制波中注入适当的零序分量来调节中点电位。具体方法是:通过一个反馈结构,将上下电容的差值作为注入零序分量的幅值,通过控制叠加在各相电压指令上的偶数次零序电压指令达到间接控制小矢量的作用时间,使得中点电位达到平衡。实现的框图如图4所示。
3 注入零序分量的分析
设逆变器三相输出电压电流如下式所示:
式中:a为相电压幅值对Udc归一化后的值;ω为角频率;θ为功率因数角;I为各相电流幅值。
在一个关周期中,中点电流的平均值可表示为
式中,Rx(x=u,v,w)为一个开关周期中三相桥臂连到中点N的时间比。
Rx值通过下式三相输出电压的值来确定[4,5]:
为了便于分析,将基波周期按三相正序输出电压过零点分成6个扇区,如图5所示。
将零序分量分成6n(n=1,2,…)倍次和6n-3倍次来讨论,在包含零序分量的三相对称输出电压中,一个基波周期内,设u相电压过零点第1个电角度为φ,第2个电角度为φ+π;v相电压过零点第1个电角度为φ+2π/3,第2个电角度为φ+5π/3;w相电压过零点第1个电角度为φ+π/3,第2个电角度为φ+4π/3,当注入6n倍次零序分量时,第1个过零点的电压由下式得出:
第2个过零点处的电压可由下式得出。
从式(5)和式(6)可知,向指令电压中注入6n倍次零序分量,一个基波周期按过零点当β=6nφ时能分6个区间(n为非零自然数,β为注入零序分量初始相位角),当β≠6nφ时只能分3个区间。利用式(1)~式(4)分别计算6个区间的中点电流iN,将计算得到的表达式统一到第1扇区,化简结果如下:
将式(7)中的6个表达式叠加化解,可得中点电流在区间[φ+π/3,φ+2π/3]的表达式如下:
再对式(8)在一个基波周期计算平均值得:
代入β=6nφ化解可分别得到注入6次、12次的结果如下式所示:
由此可得注入6n次的结果如下式所示:
由式(10)~式(12)可知,只要θ不等于φ,一个基波周期内,注入6的倍数次零序分量能够产生直流量。对于注入零序分量初始相位角不特定的情况,一个基波周期按三相电压过零点只能等分3个区间,按上述方式,分别求取3个区间表达式、移相,最后得到注入6n倍次零序分量的通用表达式见式(13),由此可知,当β≠6nφ时,对式(13)作积分,能得到一个直流分量。因此向指令电压中注入6n倍次的零序分量时,总能产生直流分量;同样的方法:向指令电压中注入6n-3倍次的零序分量时,中点电流不能产生直流分量[4]。
4 仿真分析
利用PSpice仿真软件搭建了系统仿真模型,分别对注入6次、12次零序分量时的三电平系统进行了仿真研究,仿真参数分别为:交流侧输入380 V,经过三相桥式整流电路输出幅值为540 V的直流,三相对称负载为R=10Ω,L=15 m H,直流侧分压电容为C1=C2=4 700μF,载波频率为2 k Hz,系统输出频率为50 Hz。仿真波形如图6~图8所示。
图6分别为注入6次、12次零序分量时中点电流的频谱图,图7为图6对应的放大图。由图6、图7可知,当注入6次零序分量时,中点电流的直流分量为0.152 A,注入12次零序分量时,中点电流的直流分量为0.031 17 A。
图8中,图8a为没有注入零序分量时中点电位的波形图,中点电位在-1.327 9 V与2.729 2 V之间波动;图8b为注入6次零序分量后,中点电位的波形图,中点电位在-0.491 V与0.704 V之间波动;图8c为注入12次零序分量后,中点电位的波形图,中点电位在-0.381 V与0.549 V之间波动,由图8可知,注入6次、12次零序分量后,中点电位波动得到了有效的抑制。
5 结论
对于二极管钳位型三电平逆变器,其直流侧中点电位不平衡需要通过往中点注入或抽取一定的直流电流分量来控制。本文通过仿真证明:在加入反馈结构的系统中,一个基波周期内,对于注入零序分量的SPWM控制方法,当注入6n倍次零序分量时,直流侧中点电流能够产生直流分量,且该直流分量能够抑制中点电位不平衡,使得中点电位得到了有效的控制,仿真结果验证了该方法的有效性。
摘要：中点电位不平衡是二极管钳位型三电平逆变器的固有问题,分析了造成三电平逆变器中点电位不平衡的原因,研究了注入零序分量实现中点电位平衡控制的SPWM方法,并且引入反馈结构加以改进。研究表明:在一个基波周期,注入6n倍次零序分量能够产生控制中点电位所需的中点电流直流分量,中点电位也得到了有效的控制。仿真结果验证了该控制方法的有效性。
关键词：三电平逆变器,中点平衡控制,零序电压
参考文献
[1]周京华,刘辉臣,侯庆亮,等.基于零序电压注入的三电平中点电位平衡控制[J].电力电子技术,2010,44(5):20-22.
[2]赵慧杰,钱照明,李骏,等.载波PWM方法三电平逆变器中点电位控制研究[J].电力电子技术,2007,41(3):28-30.
[3]何湘宁,陈阿莲.多电平变换器的理论和应用技术[M].北京:机械工业出版社,2006.
[4]王新宇,何英杰,刘进军.注入零序分量SPWM调制三电平逆变器直流侧中点电压平衡控制机理[J].电工技术学报,2011,26(5):70-77.
[5]宋强,刘文华,严干贵,等.基于零序电压注入的三电平NPC逆变器中点电位平衡控制方法[J].中国电机工程学报,2004,24(5):57-62.
三电平中点钳位逆变器 篇4
由于多电平逆变器[1,2]在高压大功率领域具有显著的优势,因而在过去20多年里得到了普遍关注。多电平逆变器的实现有多种拓扑结构,和其他多电平拓扑结构相比,图1所示的中点钳位(NPC)拓扑结构需要的元器件最少,只需要一个直流电源,因而得到广泛应用,是目前使用最广泛的拓扑结构。然而,这种电路拓扑存在中点电位波动问题,这不仅会导致输出电压、电流的波形扭曲,还将使功率器件上的电压不平衡,带来系统不稳定等危害。
人们尝试了用不同方法来解决NPC逆变器的上述问题,这些方法有基于软件算法,或者基于硬件实现[3]。基于硬件的方法需要增加两个DC-DC逆变器,因而增加了整个逆变器的成本,本文对其不予讨论。软件算法实现目前主要有两种思路,即基于空间矢量调制的PWM法和基于注入零序电压的载波调制法。本文将主要介绍这两种算法思路及其衍生方法,并介绍一种新型的滞环比较法。
2 基于空间矢量调制的PWM法
基于空间矢量调制的PWM法(SVPWM法)是在空间矢量调制规则基础上,保证参考电压不变,通过不同矢量的组合来控制中点电压的平衡。空间矢量调制的规则为:参考矢量由周围的基本矢量合成来获得[4]。
由图2可知,三电平逆变器有27个开关状态,19种空间电压矢量(基本矢量),按模量大小可以分为4类:零矢量、小矢量、中矢量和大矢量。其中零矢量和大矢量对中点电位没有影响;小矢量和中矢量至少有一相与中点连接,对中点电位有影响[5]。每个中矢量只有一种开关状态,其对中点电位的影响没有选择的余地。每个小矢量有两种开关状态,它们对中点电位平衡的作用相反,可以用来调节中点电位平衡。以这一特性为基础,人们提出了3种解决中点电位平衡的方案,其中方案1适用于一般调节,方案2、3适用于高调制系数时的调节,下面分别予以介绍。
2.1SVPWM中点电位平衡控制方案1[4,5,6]
在空间矢量调制中,最传统的调制方法是NTV(three-nearest-vector)调制方法,即在一个调制周期内,用离参考矢量最近的3个基本矢量去合成需要的参考矢量。如图2所示的参考电压矢量Vf可以用基本的空间电压矢量V1,V7,V8来调制合成。小矢量V1有两种开关状态POO,ONN。
方法1,V1只用一种开关状态,即V1(POO)或V1(ONN),则开关状态顺序有两种选择:POO-PON-PNN或者ONN-PNN-PON。具体选择哪种开关状态顺序取决于中点电位的平衡情况和各相电流的方向,使得中点电位向着有利于平衡的方向进行。
这种方法在一个调制周期内只用3个矢量,比较简单,但它存在两个不足:一是电容电压存在着明显的开关频率纹波;二是当改变区域或选择不同的小矢量时,需改变开关顺序,这将需要至少2个开关步骤(两相桥臂必须转换1个电平),有时甚至需要4个开关步骤,这样一来,开关频率将不再保持不变。
方法2,V1用两种开关状态,即V1=V1(POO)+V1(ONN),T1=αT1+(1-α)T1(其中0<α<1),αT1为POO的导通时间,(1-α)T1为ONN的导通时间。则开关状态顺序为POO-PON-PNN-ONN//ONN-PNN-PON-POO。通过检测中点电流iO的方向和两个电容的电压UC1,UC2,来决定α的大小,使中点电位朝着有利于平衡的方向变化。
当参考电压落在图2中的区域A或C时,为了加强对中点电位的平衡控制,可以同时利用两对冗余小矢量,这样可以有效地使中点电位向着平衡方向移动。
这种方法解决了方法1中存在的不足,但其可控制的中点电流比方法1小,增加了开关损耗。
2.2SVPWM中点电位平衡控制方案2[7,8]
控制中点电位的平衡就是在一个控制周期Ts内,使平均的中点电流iO为零。当调制系数比较高或功率因数比较小时,方案1就难以达到这种控制目的。其主要原因在于,此时小矢量作用的时间远小于中矢量作用的时间,导致小矢量产生的中点电流iO不能完全补偿中矢量产生的中点电流iO,因而不能很好地控制中点电位平衡。
为了解决上述问题,S.Busquets-Monge等提出了一种新的方法,通过对基本矢量进行重新组合,使每个开关周期中流过中点的电流为零。下面参照图2,来说明新基本矢量的组合方法。
对于小矢量V2,重新组合的小矢量为
其产生的中点电流为
因此新基本小矢量不影响中点电位的平衡。对于中矢量V8,重新组合的中矢量为
其中点电流为
因此新基本中矢量也不影响中点电位的平衡。对于零矢量和大矢量,由于它们不直接与中点连接,所以对中点电位没有影响。
图3为按以上方法重新组合得到的新基本矢量图。这个方法仍采用NTV调制,它在任何开关周期内,都可以完全控制中点电流iO为零,很好地解决了方案1在高调制系数时不能控制中点电位平衡的问题。但它增加了开关频率和开关损耗;当负荷不平衡时,即iO=ic+ib+ia≠0时,它无法使中点电位平衡。
2.3SVPWM中点电位平衡控制方案3[9]
当调制系数较高时,方案2不能解决实际运用中负荷不平衡时中点电位平衡问题。Amit Kumar Gupta等提出了一种新的方法,能较好地解决方案2的这个问题。
在调制系数较高时,在传统的NV(nearest vector)法中,中点电位波动的主要原因是中矢量的采用。Amit Kumar Gupta的新方法叫做SV(selected vector)法,其基本思想是:在合成参考矢量时,避免选择中矢量,只选用小矢量和大矢量参与合成,从而消除中矢量对中点电位不平衡的影响,由小矢量的两个开关状态来调节中点电位的平衡。其具体选择方法见图4,其中m为调制系数,列出了不同m值,参考矢量落在不同的区域时,合成参考矢量的不同组合。
当m<0.907时,SV法的开关损耗比NV法大;当m>0.907后,由于没有中点电位作用,SV法控制中点电位平衡能力比NV法好。
3 基于注入零序电压的载波调制法
上面介绍的SVPWM法,其控制中点电位平衡的本质,就是通过调整平均输出电压中的零序分量,来控制中点电位的平衡。通过零序电压分量来分析和控制中点电位的平衡,是更为本质的方法,在控制上也更为全面、准确,因此下面就这种方法进行全面介绍。
3.1 载波调制法解决中点电位平衡方案1[10,11]
假设负载电流为正序电流,功率因数角为φ,各相桥臂的开关状态函数Sx取值为-1,0,1(分别对应N,O,P开关状态)。则中点电流瞬时值可以表示为
iO=[1-abs(Sa)]ia+[1-abs(Sb)]ib+[1-abs(Sc)]ic
=-abs(Sa)ia-abs(Sb)ib-abs(Sc)ic (1)
对三相三线制系统,三相参考电压(输出相电压)可以包含零序电压分量,如果注入的零序电压为V0(t),则实际的参考电压为
Vrx(t)=Vrx1(t)+V0(t) (2)
PWM控制的本质就是在一个控制周期Ts内,控制开关状态函数Sa,Sb,Sc输出的平均效果等于参考电压的效果。因此有
iO=-abs(Vra)ia-abs(Vrb)ib-abs(Vrc)ic (3)
定义
则:
iO=-[sgn(Vra)Vra1ia+sgn(Vrb)Vrb1ib+sgn(Vrc)Vrc1ic]-
V0[sgn(Vra)ia+sgn(Vrb)ib+sgn(Vrc)ic] (4)
中点电位波动控制的本质就是控制平均中点电流iO=0,则零序电压V0应该控制为
根据式(2),知道零序电压V0才能得到参考电压,但V0本身是待求量,这是互相矛盾的。可以采用“预估—校验—修正”的方法来计算准确的零序电压,解决这个矛盾。
首先用三相正序电压作参考电压,将一个基波周期划分为6个区域,即
Sec(k)=[-π/6+kπ/3,π/6+kπ/3]
(k=0,1,…,5)
则零序电压为
其中
式中:φ为功率因数角;θ= ω1t-kπ/3(k是ω1t所在的Sec区号)。
然后校验下面的公式是否成立:
sgn=(Vrx1+V0)=sgn(Vrx1) (7)
如果成立,则算得的V0正确;否则,V0错误,需求取一个偏移角,重划电压符号的区域,即
Sec(k)=[-π/6+ФS+kπ/3,π/6+ФS+kπ/3]
求修正V0。
但式(6)的计算牵涉到功率因数角,实现比较困难,实用的算法如下。
首先,在由三相正序电压的符号来预估所需注入的零序电压时,由于直流电压存在着偏差,中线电流并非真正为零,所以采用以下公式预估零序电压:
然后根据式(7)来校验。若错误,需重新修正,计算Vmid=mid(Vra1, Vrb1, Vrc1),先令sgn(Vmid)=-sgn(V0(tst)+Vmid),再用式(8)重新计算,此时得到的结果就是最后需要注入的零序电压V0。
基于零序电压注入的中点电位平衡控制算法反映了中点电位波动问题的本质,不仅适用于载波调制,也可应用于SVPWM方法。“预估—校验—修正”的算法可以快速准确地计算所需注入的零序电压,可用于实时控制
3.2载波调制法解决中点电位平衡方案2[12]
在调制系数较小的区域,PWM脉冲宽度可能小于GTO设备所需的最小开通时间。但这个最小开通时间必需予以保证,因为GTO缓冲电路中的容性储能需要这个时间来消散。开关模式的选择方法应该能够对GTO最小开通时间带来的影响进行补偿,不增加开关损耗。
Lazhar Ben-Brahim提出了一种解决方法可以满足以上的要求。这种方法的原则是,在保持输出线电压不变的前提下,保证PWM控制脉冲大于最小开通脉冲。这种方法的关键在于控制参考电压。如果让最小参考电压能产生的PWM脉冲宽度,正好等于GTO需要的最小导通时间宽度,则最小参考电压Δe可以通过最小开通时间ΔTmin和三角载波频率fc=1/T计算得到。
一旦三相参考电压中一相的电压幅值小于最小电压的幅值,则这相的参考电压必须修正。同样,其他两相电压也要修正以保证参考线电压不变。设原参考电压为er=(ea,eb,ec),修正后的参考电压为e*r=(e*u,e*v,e*w)。假如|eu|≥|ev|≥|ew|,则修正后的参考电压为
这种模式的波形如图5所示。
同样,也可以将高调制系数下的修正补偿,运用在相电压通过零点的时候。假设eu正在通过零点,且只有|eu|≤Δe,则可得到如下的修正电压,其波形如图6所示。
这种调制方法减少了中点电位的不平衡,并在没有增加GTO开关损耗的情况下,解决了GTO最小导通时间的问题。同前面介绍的方法相结合,可以很好地控制中点电位平衡。
4 一种新的滞环控制方法[13]
图7所示是一种新的滞环控制方法,它与具体的PWM调制模式分离,只对已生成的三相PWM开关组合进行重新组合。
图7中的平衡调节环节作用于已生成的PWM信号Gi,并产生具有中点平衡能力的PWM信号GO。通过测量中点电流iO和中点电压uO,判断中点电流是否有利于中点电位的平衡。若不利于平衡,则调整原开关组合为输出线电压相同但注入中点电流方向相反的开关组合,从而使新的开关组合有利于中点电位的平衡。
该方法优点很多。其控制方法简单,不依赖于某种PWM方式;加入中点平衡环节后逆变器增加的开关次数可以通过设定滞环宽度来调节;有利于三电平逆变环节的系统集成;其原理可以扩展应用到更多电平逆变器的中点电位平衡问题。但这种方法仍然不能对中矢量开关状态产生的中点电流引起的中点电位不平衡进行有效控制。
5 结语
三电平NPC逆变器中点电位平衡控制策略方面的论文很多,并不断有新的研究文献发表。本文对三电平NPC逆变器中点电位平衡的主要控制策略进行了系统总结,内容包括基于空间矢量调制PWM法、基于注入零序电压的载波调制法和一种滞环控制方法等,涵盖了该领域新近的许多重要研究成果。
三电平中点钳位逆变器 篇5
与传统的两电平逆变器相比,三电平逆变器有很多优点,例如谐波含量少,开关器件上的电压应力降低,在较低开关频率下可得到较好的正弦输出波形,以及效率高等优点,目前已被应用在一些中高压大功率场所中,例如无功功率补偿,船用传动,轧钢机以及其他变速驱动器中。在一些调速驱动系统和其他应用中,有些厂家已经开始将三电平二极管钳位型(又称NPC型)逆变器商业化,但是它存在一个固有问题,即直流侧两个分压电容上的电压大小不等而造成的中点电位不平衡,这是由多种原因造成的。
本文针对三电平二极管钳位型逆变器中点电位不平衡这个问题,分析了NPP不平衡所带来的影响,研究了一种基于SPWM控制的稳压器的设计,进行了Matlab/Simulink仿真,仿真结果说明了此设计方案的可行性。
2 两类中点电位控制策略比较
目前控制中点电位平衡的技术可以分为以下两类:1)修改硬件电路或者增加额外的硬件电路[1,2],这需要额外的电感、电容和开关元件来控制直流母线侧两个分压电容上的充电和放电电流的变化率,由于此技术花费较大,目前一般不采用硬件电路技术来控制中点电位平衡;2)基于正弦脉宽调制(SPWM)或空间矢量控制策略(SVPWM)的修改[1,2]。关于这两种调制策略的几种中点电位控制技术已经被广泛提出来了。
以上提到的两种控制技术都是在尝试开通或关闭相应的器件来调整直流侧两个分压电容的充放电,使得电容电压尽可能达到平衡。
在SVPWM控制技术中,逆变器的冗余开关状态被用来控制中点电位,而中点电位和逆变器开关状态之间的关系很复杂,因此准确基于冗余开关状态的选择来平衡中点电位是很困难的[1]。在一些控制方案中,需要知道负载功率因数角的大小和瞬时功率流的方向,而它们在瞬态条件下是难以确定的[1]。
在文献[1,3-4]中提出的控制NPP的零序电压解析算法,有很多的零序电压表达式,其推导过程相当复杂。零序电压与空间矢量调制中的开关状态存在紧密联系,因此零序电压注入法可以被应用到空间矢量调制中。然而这些控制策略仅关注输出电压波形的合成,并且需要一个算法来调节三电平输出电压间直流母线上的功率平衡,它们会使逆变器的中点存在一个明显的3次谐波,这将导致逆变器的直流侧所需的电容容量有所增加。
零序电压解析算法也适用于基于载波调制的技术中。各种基于载波的PWM技术,例如开关频率恒定PWM技术、开关频率可变PWM技术以及移相PWM技术,都可以使谐波总畸变率最小化,并且提高输出电压[5]。值得注意的是,现场可编程门阵列(FPGA)已被用于三相阻感性负载的实验中,并已验证[6]。
综合以上考虑,本文研究了基于SPWM控制并结合一个闭环控制器控制的三相三电平二极管钳位型逆变器的中点电位稳压器的设计和仿真。采用一种连续可变的偏移电压调节直流母线上的中点电位,修正直流侧存在的不平衡。这种可变偏移电压不仅调节了中点电位,而且减少了逆变器输出电压、电流谐波。与基于SVPWM控制相关的技术相比,没有任何复杂的数学表达式,而是通过适当的修改调制信号来控制中点电位的波动。
3 中点电位不平衡的影响
图1所示为三电平二极管钳位型逆变器的拓扑结构图。表1给出了三电平二极管钳位型逆变器开关状态与输出电压的关系(以U相为例)。表中“1”代表开关器件导通“,0”代表开关器件关断。
图2为在直流侧2个分压电容的电压值不等(Vdc1=200 V,Vdc2=400 V)时的相电压和线电压PWM波形和谐波含量频谱图。在这个条件下,谐波总畸变率较大,它们对于驱动器和一些其他应用场所来说是很危险的。
表2给出了在总的直流电压为600 V,且中点电位不平衡时线电压的谐波总畸变率(THD)。通过刻意使直流侧2个分压电容上的电压值不等,可以看到逆变器输出线电压的THD只有在2个分压电容上的电压值相等时才最小,且随着中点电位不平衡趋势的增加,线电压THD也随之增加。
(Vdc=600 V)(Vdc=600 V)
4中点电位稳压器研究
4.1中点电位稳压器的设计
三相三电平二极管钳位型逆变器的控制策略主要关注的问题如下[2]:1)确保直流侧2个分压电容的电压平衡;2)使逆变器的电压和电流谐波含量最小;3)确保开关器件上的应力较小,且均匀变化,从而减少开关损耗。
图3为中点电位稳压器的一个完整的方框图,推导出了它的传递函数。它包含一个直流侧电压控制回路和一个负载侧电压控制回路。需要检测三相负载电压,并将其转换为标幺值,然后通过坐标变换,将其变换为d-q坐标系下的分量。
坐标变换公式如下。
1)3/2变换,即三相与两相静止坐标系之间的变换,又称Clarke变换。
2)2s/2r变换,即两相静止坐标系与两相旋转坐标系之间的变换,又称Park变换。
在式(1)中Vu,Vv,Vw分别为理想的三相正弦波信号,因此将式(1)带入式(2)中,得到以下公式:
式中:θ = ωt,ω为d-q轴旋转的角频率。
将得到的d-q坐标系下的电压分量与预先给定的参考电压V*dqo进行比较,将它们的误差送入PI调节器,然后再通过坐标变换将Vdqo变换为三相静止坐标系下的电压分量,变换公式如下:
从而得到了参考正弦调制信号V*uvw,其幅值用m表示,即调制指数,表达式如下:
而PI调节器的增益为
首先看图3中的直流环节部分,直流侧的2个分压电容上的电压值之差,用Vnp表示,即 ,然后将Vnp与V*np(预先给定的参考值,设为0)的差(即误差)送入PI控制器。可变偏移电压Voff频率是基频的3倍,幅值与中点电压的平均值、峰峰值、谐波总畸变率和3次谐波含量有关[4]。参考正弦调制信号V*uvw减去可变偏移电压信号Voff,从而得到新的调制信号,再与高频三角载波信号相比较就得到了三电平逆变器中IGBTs管的门极触发信号。图4为中点电位稳压器的简化方框图。从图4中可以看出,中点电位的参考信号V*np(设为0),与实际的中点电位Vnp相比较,然后送入等效的PI控制器中。除此之外,图4还展示了各个简化模块的传递函数。
4.2 系统传递函数的推导
PI控制器相对于其他补偿技术,具有更好的精度。当加入积分误差补偿后,2阶系统改变为3阶系统;控制器的积分作用是阻止来自控制器的饱和电平之间不正常变化的控制信号。在一个基本周期,平均中点电流的计算公式如下:
式中:uu(t),uv(t),uw(t)为调制信号。
在中点电位稳压器中,将偏移电压信号Voff加入到三相调制信号中,稳压的同时也影响着中点电流,考虑其影响,平均中点电流的计算公式修改为
式中:m为调制指数;Voff为可变偏移电压信号;φ为负载功率因数角。
因此,平均中点电流是一个与调制指数,可变偏移电压,以及负载功率因数角有关的函数,可以表示为
假设中点电压和中点电流的平均值分别用Vnp和Inp表示,那么直流母线电压波动 的动态表达式如下:
图4中的Gc模块为逆变器的传递函数,其取决于Inp,
因此,
由此可见,中点电压的参考信号V*np与中点实际信号Vnp之间的闭环传递函数可以表示为一个统一的反馈回路,传递函数如下所示:
它完整地描述了NPC(中点钳位)型逆变器的中点电位控制器的特性。
图5为包含PI控制器和逆变系统的闭环控制系统图,其中引用R(s)为中点电位所希望的值,而C(s)为中点电位的实际值[6]。
4.3 PI控制器的参数设计
为了优化PI控制器的参数,在时域和S域中,控制器的方程分别如下表示:
利用获得的闭环系统的特征方程来找出PI控制器的参数。所提出的的闭环中点电位稳压器的特征方程为
这是一个2阶传递函数。Kp值确定了电压响应,Ki值限定了电压控制回路的阻尼因子,控制Kp值就可以控制稳压器的带宽,如果Kp值过大,使得带宽超过了3次谐波频率(150 Hz),那么中点电位稳压器将能够降低3次谐波电压的纹波。
基于本研究,把阶跃响应输入到调节器的传递函数中对这个完整的控制模块进行测试。如图6所示为各种PI控制器参数下的瞬态阶跃响应,中点电位稳压器的性能指标见表3。
表3中,Kpac,Kiac,Kpdc,Kidc分别为交流和直流电压控制回路中PI控制器的比例、积分常数。
5 仿真分析
建立基于载波的三相三电平二极管钳位型逆变器NPP稳压器的Matlab/Simulink仿真模型。直流侧参数为:直流电压600 V,直流电容2 200μF。三相异步电机(Y)其参数为:频率50 Hz,额定功率3.7 k W,功率因数0.84,开关频率2 k Hz,额定线电压540 V。大量的仿真验证了各种工作条件下中点电位稳压器的性能。
直流侧2个分压电容上的电压(Vdc1和Vdc2),NPP,负载线电压,负载相电流及中点电流,在无中点电位稳压器和有稳压器控制下的波形分别如图7、图8所示。
在无中点电位稳压器控制下,直流侧2个分压电容电压出现了波动,NPP平均值非零,相电流波形正负幅值绝对值均接近60,中点电流在幅值为[-80,80]之间波动;在中点电位稳压器控制下,直流侧2个分压电容电压的波动幅值明显减小,相电流波形正负幅值绝对值均接近80,中点电流波动的幅值明显减小,在[-30,30]之间波动,线电压波形明显得到改善。
6 实验设计及结果
三电平二极管钳位型逆变器的硬件实验平台是在实验室进行的。实验总体设计方案如图9所示。实验平台上所用的主要器件及参数如表4所示,裕量为1.5~2倍。
试验参数:载波频率2 k Hz,调制深度为0.9,输出频率为50 Hz。实验波形如图10、图11所示。
实验结果分析,当加入中点电位稳压器后,线电压和相电流波形均有所改善;中点电位的波动也有所减小。
7 结论
对于三电平二极管钳位型逆变器,其直流侧中点电位不平衡这个问题,需要通过中点电位稳压器来加以控制。本文通过Matlab仿真,通过在直流侧和交流侧分别采用PI控制器,引入偏移电压信号Voff,构成了一个闭环系统,在这个闭环系统控制下,直流侧中点电位不平衡在一定程度上得到了有效控制,仿真结果验证了该方法的有效性;又以硬件电路为平台,通过软件控制来抑制中点电位波动,实验波形也验证了该方法在一定程度上有效。
摘要：研究了基于载波并结合一个闭环控制器控制的三相三电平NPC型逆变器(又称二极管钳位型逆变器),中点电位稳压器的设计和仿真。利用一种连续可变的偏移电压可以调节直流母线上的中点电位,修正直流侧存在的中点电位波动。该稳压器从直流侧和交流侧两个方面考虑,均引入PI调节器,并结合偏移电压模块来达到控制中点电位(NPP)的目的。对此方法进行了Matlab/Simulink仿真,仿真结果验证了中点电位波动在一定程度上得到了有效的控制。
三电平中点钳位逆变器 篇6
电力电子技术的应用和推广是电能应用领域节能减排的重要措施,例如变频器在风机水泵类负载上的应用往往可以避免1/3到1/2的无谓电耗。但是电力电子装置由于采用本质为非线性的开关器件,在没有足够技术措施时往往会在电网中产生无功功率和谐波,从而产生附加的电耗甚至影响电力系统的稳定性,成为一种广义的耗能和污染源。
电力系统中对无功和谐波的补偿和抑制有两种途径:一种是集中补偿方式,如采用大型电容器系统或有源补偿装置,其缺点是成本很高;另一种是分散补偿方式,即要求电力电子装置就地解决自己的无功和谐波问题。在后一种方式中,脉宽调制(PWM)被公认为是一种最有价值的电力电子装置共用技术[1],它不仅已在实践中得到应用,并且由于受到广泛关注而继续发展。
在中高压变频调速、电网无功功率补偿等高压大容量电力电子变换系统中,中点钳位式(neutral point clamped)三电平SVPWM逆变器[2,3]是目前研究和应用最成熟的多电平逆变器拓扑之一。相对于传统两电平逆变器,三电平SVPWM逆变器对功率器件的耐压要求低,输出电压电流谐波含量小,因此得到广泛重视和应用。
NPC三电平逆变器在具有上述优点的同时,也存在着一个固有的问题,即中点电位不平衡[4],表现为中点电位的波动和偏移。中点电位的波动主要与逆变器的调制策略和工作条件有关[5,6,7,8],它会增加输出电压的低次谐波,降低输出波形质量[5]。功率器件和直流侧电容参数特性的不一致以及运行中负载突变,会导致中点电位的偏移,使传统空间矢量图发生变化,导致输出电压波形畸变[9,10],甚至还可能导致功率器件及直流侧电容的损坏。
基于以上对中点电位不平衡问题的认识,国内外学者提出了许多中点电位平衡的控制方法[4,5,6,7,8,9,10,11,12,13]。
在以载波调制为基础的调制方式中,主要是通过在三相调制波中注入零序分量来实现对中点电位的控制[4,11]。文献[4]从零序分量的角度分析中点电位平衡问题,提出解决思路,但是由于没有考虑零序分量注入后参考电压的变化,所以计算结果在某些情况存在错误。文献[11]在文献[4]的基础上,纠正了上述错误,提出了所需注入零序分量的准确计算方法,然而这种方法的“预估—校验—修正”过程使得算法过于复杂。
从空间矢量调制方法出发的平衡控制算法提出的较多,而且其控制思路也很清晰,即通过检测输出电流方向和中点电位的偏差方向对正负小矢量进行取舍[5,6,7,12,13]。这种方法虽然实现简单,鲁棒性强,但由于是对小矢量采取粗略的调节,中点电位依然存在波动且含有高频分量[5]。
针对上述平衡控制方法的优点与不足,本文以三电平参考电压分解空间矢量调制算法[13,14,15,16]为基础,简化了矢量合成时间的计算过程,并通过对负载电流与不同矢量状态对中点电位平衡影响的分析,提出了一种结合这种简化算法的中点电位平衡精确控制方法。最后通过仿真对这种控制方法进行分析,并建立实验平台对整体算法的可行性进行验证。
2 三电平空间矢量调制简化算法
2.1 参考电压矢量的修正
如图1所示的NPC三电平逆变器主电路结构,每相有3种开关状态,定义如下:
其中,x=a,b,c,表达式右边括号中的1为对应开关器件开通;0为对应开关器件关断。
三相NPC三电平电路中共有27种开关状态对应的空间矢量(大矢量,中矢量,冗余小矢量,零矢量),其空间矢量分布如图2a所示。对该空间矢量图的观察可发现其中包含7个六边形,除了最中间的一个与二电平空间矢量分布完全相同外,其它6个在图2a中以粗线标记的六边形也与二电平空间矢量分布具有相同的结构,不过其中心为中心六边形的顶点也是三电平的6个小矢量的顶点。
基于以上分析,只要将三电平逆变器的参考电压矢量分解为对应的两电平矢量,就可以将三电平空间矢量的计算化简为两电平下的计算。
在进行分解之前首先对整个空间矢量范围进行分区以便确定参考电压矢量究竟在哪一个六边形中进行分解,为此将矢量空间分为h1～h6等6个区域,分区中相邻六边形的重叠区域等分。
下面以图2中位于h1区的参考电压矢量Vref的分解为例。从图2b中可以看出Vref减去其所在六边形的中心矢量就可得到一个新的参考电压矢量:
该矢量可以表示为
其中,[va0,vb0,vc0]T为所在六边形的中心矢量,其值如表1所示。
2.2 两电平下开关状态时间计算
三电平参考电压变换到两电平参考电压后,开关时间的计算就可以通过两电平下矢量调制方式进行。通常可以将变换后的三相参考电压通过Park变换到α-β坐标系中的空间矢量形式,按照传统两电平空间矢量合成方式计算矢量作用时间[15]。
按照传统三电平空间矢量调制的最近三矢量合成法,并做简单的变换可得:
矢量(Vref-V211)、(V200-V211)和(V210-V211)即为两电平下的电压矢量,且由式(3)可证明转化为两电平下各矢量的作用时间与传统三电平下计算结果相同。
为了进一步简化计算,本文采用统一电压调制(unified voltage modulation)方法[16]。这种方法可以得到与传统矢量合成方式相同的结果,但计算得到大大简化。
通过统一电压调制方法,每个采样周期T,中三相输出开关状态的初步作用时间为
其中
2.3 三电平输出开关矢量
上述两电平中得到的状态只有(0,1)两种开关状态,要将其计算出的开关时间应用到三电平中,还要根据参考电压所在的六边形区域对这个开关状态进行反修正,即加(或减)六边形中心的一组开关状态。本文采用在两电平开关状态下按所在六边形1～6的不同分别加上开关状态(100,110,010,011,001,101)。
按这种调制方式得到开关状态为常用的7段式对称输出方式,每相状态变化不超过1次,正负冗余小矢量分布在输出的头尾和中间并且作用时间平均分配。图2中的参考电压矢量Vref经调制后得到的矢量输出顺序为:100—200—210—211—210—200—100。
Vref的输出开关状态和时间分配如图3所示。
3 中点电位平衡控制方法
3.1 中点电位平衡原理分析
本文基于上述简化算法进一步研究了三电平变流器的中点平衡策略。参考图1中直流侧中点的电流方向,首先建立如图4所示的中点电位波动的小信号模型[17]来分析中点电位平衡原理。
直流侧中点电压的波动由中点电流iNP和直流侧电容的值C(C=C1=C2)共同决定,中点电位波动VNP可以表示为
从本质上看,电容作为一种储能元件,当中点电流流入流出直流侧电容时,必然将引起两个电容存储电荷的变化,从而造成中点电位的改变。所以对中点电流的分析就是对中点电位的分析。对于每相桥臂,按照2.1小节中定义的开关状态方式,当Sx=1时,该相电流会流经直流侧电容中点,因此中点电流iNP可以由下式得到[11]
式中,abs(·)为取绝对值函数。
将图2中的27种空间矢量的开关状态分别代入式(6)进行分析,可以总结出如下结论:
1)零矢量和大矢量没有流经直流侧电容中点的电流,即此时iNP=0;
2)小矢量中每对冗余矢量相同情况下流经中点的电流相反,一般按其与中点电流iNP定义方向的异同分为负小矢量和正小矢量;
3)中矢量有一相负载电流会流经中点,然而其并没有对应的相反矢量存在。
因此,只有中矢量和小矢量会对中点电流有影响。中矢量在一个基波周期中将产生3倍次的中点电流[5,8],然而由于不存在冗余状态,显然是不可控的。成对出现的正负小矢量,对中点电流的影响相反,因而成为唯一的可控量。现有的任何一种中点电位平衡控制方法都是基于对小矢量的控制来实现的。而控制的本质,就是在一个开关周期中通过调节冗余小矢量的作用时间,利用中点电流使直流侧上下电容储存的电荷趋于相同。
3.2 平衡控制方法
根据上节分析的平衡控制原理,可采用一种预测修正方法对中点电位进行控制。该方法的思想可简述如下:
1)通过检测中点电压和负载电流并结合前面计算出的开关作用时间,可估算出中点电位的变化;
2)根据估计的中点电位变化修正原有开关作用时间,使每一开关周期中流经中点电位的电流平均值为零;或者使中点电流注入的电荷抵消中点处原有电荷,以补偿中点电位偏差;从而减小中点电位的波动和失衡。
在2.3小节中已做分析,开关状态的7段式输出是由4个不同电压空间矢量组成,定义按图3中标示的4个矢量作用时间t0,t1,t2,t7时对应的中点电流分别为iNP0,iNP1,iNP2,iNP7,并且由于冗余矢量的原因iNP7=-iNP0。为了实现小矢量作用时间的重新分配,在此引入一个中点电位平衡控制因子f,令冗余小矢量的作用时间t0和t7分别为
因此,由式(5)可得在一个控制周期Ts中注入直流侧电容中点的电荷为
其中,iNPO,iNP1,iNP2可以在确定参考电压矢量所在的六边形区域及其中的具体扇区后由式(6)得到。
在一个控制周期中检测直流侧电容电压Vdcl和Vdc2得中点处储存电荷为
为了控制中点电位趋于平衡,则要求在开关周期中使得
将式(9)和式(10)代入式(11),得到中点电位平衡控制因子f为
在实际应用中,t0,t1,t2可由下式得到
其中
利用计算得到的中点电位平衡控制因子对输出的开关状态作用时间进行修正得:
值得注意的是,f用于控制冗余小矢量的作用时间,因此由式(7)和式(8)可得,f必须被约束在[-1,1]之间,以避免作用时间为负。所以,当计算的f值超过了约束条件时,中点电位不平衡并不能得到完全控制,只能在一定程度上得到改善。
4 仿真与实验
为了验证这种简化调制算法的正确与有效性,本文首先利用Matlab/Simulink进行了仿真研究。其主要仿真参数为:直流侧电压Vdc=200V,系统输出线电压110 V(调制系数M=0.78);基波频率50 Hz,开关频率fs=1.5 kHz;直流侧电容C=330μF;输出三相滤波器的电感L=4mH,电容C=60μF;负载阻性负载12.5Ω。
图5为一组阻性负载下中点电位平衡控制的仿真波形。未加入中点电位平衡控制之前系统采用传统的对称式驱动信号输出方式,此时中点电位既存在波动又存在缓慢的偏移。在图5中0.16 s后加入平衡控制算法,通过平衡控制系数调节对称小矢量的作用时间,实现中点电位的平衡控制。
为进一步验证整体算法的简单可行性,建立了三电平实验平台对算法进行检验。实验样机采用以TMS320LF240 DSP为核心的控制系统;开关器件为IRFP250N,直流侧由三相整流桥供电,系统输出接1.5 kW负载,其它实验参数与仿真相同。
图6a为在系统运行过程中加入中点电位平衡控制的直流侧电容电压变化波形,可以看出这种方法对直流侧中点电位平衡进行了很好的控制。图6b为有无中点电位平衡控制的输出电压电流波形比较。
5 结论
三电平中点钳位逆变器 篇7
随着分布式电源的迅速发展及其在效率要求的不断提升,提高电能质量、减少谐波污染、提高发电系统的效率已经成为逆变设备的必要条件。三电平变换器(见图1)相比于传统的两电平逆变器具有谐波少、耐压高、开关应力小、电磁干扰(Electro Magnetic Interference,EMI)少等优点,已经在分布式电源及微电网领域得到广泛应用。然而对于燃料电池、光伏电池等分布式电源的输出电压并不是恒定的,无法实现较宽直流电压范围的变流功能和得到较高的交流输出电压[1,2,3]。为了满足直流母线较宽的电压范围,文献[4]加入了DC/DC变换器,即采用两级结构。然而此变换器不仅需要较多的功率器件,在工作过程中还产生大量的开关损耗,降低系统效率。为了减少因DC/DC多电平变换器开关损耗对系统效率的影响,采用Z源多电平变换器是一种理想的选择。
文献[5]提出了一种Z源中点钳位(Neutral Point Clamped,NPC)逆变器,它由两个独立的直流电源、两个Z源和一个三电平NPC逆变电路组成。Z源的引入使直通成为一种正常的工作状态,通过控制直通占空比,Z源三电平NPC逆变器可以实现升压功能,且不用控制死区时间,可以防止输出电流波形畸变。桥臂直通不会引起功率器件的损坏,可靠性明显增加。虽然Z源给二极管中点钳位逆变器的性能带来了改善,但是该电路拓扑存在储能元件多,硬件成本高等缺点。文献[6]在上述研究的基础上提出了一种单Z源的二极管中点钳位(Neutral Point Clamped,NPC)逆变器,该逆变器可以实现同样的升压和逆变功能。因此,Z源三电平NPC逆变器相对于传统三电平NPC逆变器优势明显,前景十分广阔。
文献[7,8]对Z源NPC逆变器提出新的工作模式,该模式可以改善波形质量和具有最少的开关切换。然而,Z源NPC逆变器需要无源器件太多,效率低、损耗大。
为此文献[9]提出一种新的基于Z源三电平T型逆变器的拓扑,如图2所示。Z源三电平T型逆变器结合Z源两电平逆变器低传导损失和Z源三电平NPC逆变器(如图2)低开关损耗和输出波形质量好的优点。该逆变器不仅能实现升压功能,而且具有较少的无源器件,能够产生和Z源三电平NPC逆变器相同的波形质量(参数相同时)和电压增益。该逆变器能够很好地实现升压和逆变的功能。通过仿真和实验验证了本文提出控制方案的合理性和可行性。
1 T型逆变器拓扑结构
1.1 T型逆变器工作原理
图1给出了三相T型三电平逆变器的拓扑结构。它利用一个双向开关实现三电平功能[9]。具体的开关状态如表1所示(以a相为例)。
1.2 控制方式
由分析可知,载波反相SPWM控制方式符合上述条件,具体控制方式如下。
调制波为三相正弦波,即:
载波CA1和CA2为在相位上相差180°的三角波,如图3所示。
以a相为例,开关序列生成方式如下:
(1)如果Ura>CA1并且Ura>CA2,则开关序列(Sa1,Sa2,Sa3,Sa4)=(1,1,0,0)=P。Sa1开通时,虽然Sa2开通,但是没有电流流过Sa2,Sa3,Sa4关断。因此Va0=Vdc2。,其中Vin=Vdc。
(2)如果Ura<CA1并且Ura<CA2,则开关序列(Sa1,Sa2,Sa3,Sa4)=(0,0,1,1)=N。Sa4开通时,虽然Sa3开通,但是没有电流流过Sa3,Sa1,Sa2关断。因此Va0=-Vdc2。
(3)如果Ura<CA1并且Ura>CA2,则开关序列(Sa1,Sa2,Sa3,Sa4)=(0,1,1,0)=OA。Sa2开通,Sa1,Sa3,Sa4关断。因此Va0=0。
(4)如果Ura>CA1并且Ura<CA2,则开关序列(Sa1,Sa2,Sa3,Sa4)=(0,1,1,0)=OB。Sa3开通,Sa1,Sa2,Sa4关断。因此Va0=0。
2 Z源T型逆变器拓扑结构及工作原理
Z源三电平T型逆变器的拓扑结构如图2所示。图中Vin为输入电源电压Vin=Vdc;O为中点;二极管D1,D2在直通状态起反向阻断作用;Z源的2个电感电容相等,即L1=L2,C1=C2。
非直通电压状态等效电路如图4所示。上直通状态时,二极管承受反向压降而截止,等效电路如图5所示。下直通状态等效电路如图6所示。
假设Z源T型逆变器在一个开关周期T内的直通时间为Ds,非直通时间为1-Ds,因此在一个开关周期内通过电感两端的平均电压为0:
逆变桥的输出电压Vi在非直通条件下为:
逆变桥的输出电压Vi在直通条件下为:
因此,逆变器输出相电压峰值可以表示为:
式中:M为调制比;B为升压比。
由式(7)可知,当B=1时,Z源三电平T型逆变器工作在传统降压模式;当B>1时,则工作在升压模式。
3 Z源三电平T型逆变器升压控制方法
文献[7]对PD和APOD方法进行分析,研究发现采用PD的方法可以减少开关次数,降低开关损耗。因此本文采用PD方法实现升压控制。
为了得到T0的直通状态,需要在调制波的垂直方向增加T0T,在水平方向得到直通时间。在任意时刻,对调制信号的Vmax增加T0T的垂直偏移,同时对调制信号的Vmin减少T0T的垂直偏移,从而保持调制信号的Vmid不改变。从而得到Z源三电平T型逆变器所需要的直通占空比。为了增加直流电压的利用率,在原始的正弦波信号的基础上注入零序分量[7]U0。
由以上分析可以得出控制Z源三电平T型逆变器所需的调制信号为:
图7在传统三电平逆变器的开关周期内的两端加入上直通,在中间加入下直通。如图7所示,V(0⁃1⁃1)作用时间内,A相为0电平,满足上直通的条件,因此A相由(0110)⁃(1110)⁃(1100),B相和C相保持不变。V(100)作用时间内,B,C两相都可以产生下直通,但是V(100)的前一个状态是V(10⁃1),若选择B相直通会产生过多的开关动作,因此选择C相产生下直通是理想选择。
在任意时刻,对调制信号的(Vmax+V0)增加T0/T的垂直偏移产生上直通,同时对调制信号的(Vmin+V0)减少T0/T的垂直偏移产生下直通,从而保持调制信号的Vmid不改变。从而得到Z源三电平T型逆变器需要的直通占空比。
4 Z源三电平逆变器中点平衡控制
假设P,O,N分别代表1,0,-1状态。大矢量[PNN]没有和直流侧电容中性点相连,故不会影响中点电位平衡,如图8(a)所示。零矢量[OOO]虽然和直流侧电容中性点相连,但是三相输出电流之和为0,也不会影响中点平衡,如图8(b)所示。如果T型三相三电平逆变器输出为P⁃type的小矢量[POO],如图8(c)所示,该类型的小矢量会减少上侧电容电压Vdc1。反之,如果T型三相三电平逆变器输出为N⁃type的小矢量[OON],如图8(d)所示,该类型的小矢量会减少下侧电容电压Vdc2。
如图8(e)所示,中矢量虽然也会影响中点电位,但是其增大或减小中点电位电压是不确定的,因此很难实现中点电位的平衡控制。
本文采用中点平衡控制是通过控制N⁃type和P⁃type小矢量实现的。P⁃type小矢量用于减小上侧电容电压,P⁃type小矢量用于减小下侧电容电压。
如果下侧电容电压Vdc2大于上侧电容电压Vdc1,N⁃type小矢量用于实现中点平衡控制;即A相,B相和C相的调制波Ua,Ub,Uc分别同时减去Tmin,可得:Tmin为调制波Ua,Ub,Uc中的最小值,通过每个控制周期比较获得。
反之,如果下侧电容电压Vdc2小于上侧电容电压Vdc1,P⁃type小矢量用于实现中点平衡控制,即A相,B相和C相的调制波Ua,Ub,Uc分别同时加上Tmin,可得:Tmin为调制波Ua,Ub,Uc中的最小值,通过每个控制周期比较获得。
5 仿真和实验结果
为验证Z源三电平T型逆变器拓扑的可行性,首先按照电路参数进行仿真研究,本文采用Matlab/Simulink建立该逆变器的PD仿真模型,进行仿真对比验证。仿真参数为:独立电压Uin=200 V;直流侧的电容C1=C2=C3=C4=3m F;电感L1=L2=L3=L4=3m H;负载为三相对称负载,负载电阻为10Ω;滤波电感为2.8 m H;滤波电容为0.1 m F;载波频率为6 k Hz。
为了证明Z源三电平T型逆变器的升压能力,首先,设定调制度M=0.8,直通占空比的时间TULST=0。图9依次输出的是相电压、相电流、线电压、Z源电容电压、直流链电压Vi。Z源三电平T型逆变器没有升压,因此线电压的峰值等于200 V。由式(7)可得理论相电压为92 V,理论线电压值为159 V,高质量的正弦相电流可以得到。Z源电容电压由于没有升压而保持200 V不变化。直流链电压Vi也是保持在200 V附近波动。
然后,设定调制度M=0.8,直通占空比的时间TULST=0.2,仿真波形如图10所示。由式(7)可知升压因子B=1.66,相电压为159×1.66 1.732=152.4 V,实际测量值为140 V。由式(5)可得升压最大值Vi为332 V,而实际测量值为324 V。电流没有受到直通信号的影响而发生畸变。Z源的电容电压由式(5)可得为266 V,实际测量值为265 V。另外,Vdc电压在162~324 V变化实现升压和逆变功能。
仿真结果表明Z源三电平T型逆变器可以使线电压升到设定的值而不影响输出电流的波形质量。
为了证明ULST方法比FST方法具有更好的波形质量,假定FST方法采用和ULST方法一样的参数。设定调制度M=0.8,直通占空比的时间TFST=0.2。图11依次输出的是相电压、线电流、线电压、Z源电容电压、Vi电压。表2给出了滤波之前线电压谐波和开关损耗的比较。
图9 Z源T型逆变器仿真波形(从上向下):当M=0.8和TULST=0时,相电压、线电流、线电压、电容电压、直流链电压波形
图10 Z源T型逆变器仿真波形(从上向下):当M=0.8和TULST=0.2时,相电压、线电流、线电压、电容电压、直流链电压波形
图11 Z源T型逆变器仿真波形(从上向下):当M=0.8和TFST=0.2时,相电压、线电流、线电压、电容电压、直流链电压波形
为了证明加入直通不会影响输出电压的波形质量,相同的输入电压加在直通模式(TULST=0.2)和非直通模式(TULST=0)下,它们的谐波对比如图12所示。
最后,对Z源三电平NPC逆变器采用PD方法进行仿真对比,在参数一样的情况下,线电压、相电流、Vi电压如图13,图14所示。THD对比如表3所示。
从表3中可以看出,Z源三电平T型逆变器与Z源三电平NPC逆变器在相同的调制策略下,波形质量相同。
图12 Z源T型逆变器仿真波形(从上向下):当M=0.8时,相电压、线电流、线电压、电容电压、直流链电压波形
图13 Z源NPC逆变器仿真波形(从上向下):当M=0.8和TFST=0.2时,相电压、线电流、线电压、直流链电压波形
图14 Z源NPC逆变器仿真波形(从上向下):当M=0.8和TFST=0时,相电压、线电流、线电压、直流链电压波形
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为了验证同时实现中点平衡和升压功能,图15为采用中点平衡控制和非直通模式(TFST=0),从图中可以看出中点平衡得到控制。输出电流波形没有发生畸变。图16为采用中点平衡控制和直通模式(TFST=0.15),从图中可以看出中点平衡得到控制,电压升高为280 V。
图15 Z源NPC逆变器仿真波形(从上向下):当M=0.8和TFST=0时,电容电压、线电流、直流链电压波形
图16 Z源NPC逆变器仿真波形(从上向下):当M=0.8和TFST=0.15时,电容电压、线电流、直流链电压波形
为了验证Z源三电平T型逆变器拓扑的中点平衡和升压,进行实验验证。仿真参数为:独立电压Uin=80 V;直流侧的电容C1=C2=C3=C4=3 m F;电感L1=L2=L3=L4=3 m H;负载为三相对称负载,负载电阻为20Ω;滤波电感为2.8 m H;滤波电容为0.1 m F;载波频率为6 k Hz。
为了证明Z源三电平T型逆变器的中点平衡能力,首先,设定调制度M=0.8,直通占空比的时间TULST=0。图17依次输出的是电容电压、相电流、直流链电压Vi。Z源三电平T型逆变器没有升压,因此线电压的峰值等于80 V。
为了证明中点平衡能力和升压能力,设定调制度M=0.8,直通占空比的时间TFST=0.15。图18依次输出的是电容电压、相电流、直流链电压Vi。经过本文算法以后中点电容是平衡的。Z源三电平T型逆变器实现升压功能,因此线电压的峰值等于115 V。
图17 Z源T型逆变器实验波形(从上向下):当M=0.8和TULST=0时,电容电压、线电流、直流链电压波形
图18 Z源NPC逆变器实验波形(从上向下):当M=0.8和TFST=0.15时,电容电压、线电流、直流链电压波形
6 结论
T型三电平具有较少的开关器件得到广泛的应用。本文采用一种新型Z源T型三电平逆变器拓扑,采用PD调制方法实现升压和逆变功能,其相对于APOD调制方法具有较少的谐波。针对T型三电平固有缺点,提出了注入零序分量实现中点平衡控制方法。本文所提算法实现了中点平衡和升压的功能。通过仿真和实验验证了本文所提算法的正确性。
摘要：由于Z源三电平中点钳位(NPC)逆变器存在无源器件多的缺点,采用Z源T型三电平逆变器拓扑,该拓扑具有Z源NPC逆变器相同的升压特性,但是开关器件数目较少,效率高。以电压源型Z源三电平T型逆变器为例,对同相电压偏移(PD)和反相电压偏移(APOD)方法进行分析,研究发现采用PD的方法可以减少开关次数,降低开关损耗。在Matlab/Simulink下,建立Z源T型三电平逆变器PD模型,仿真结果表明,采用PD方法能够获得较好的波形质量,并针对T型三电平逆变器固有的中点不平衡,提出了注入零序分量实现中点平衡控制。通过实验验证了所提方法的有效性。
关键词：Z源,T型逆变器,同相电压偏移,反相电压偏移,中点平衡
参考文献
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