全桥逆变器

2024-07-05

全桥逆变器（精选3篇）

全桥逆变器篇1

0 前言

逆变器在工作过程中受开关量γ的控制, 在两个不同子拓扑之间来回切换, 使得系统结构在两个拓扑间不断变化, 具有变结构的特性。因此, 利用滑模变结构控制理论对这类系统进行分析和设计具有重要意义。滑模变结构控制 (SMVSC) 是20世纪50年代发展起来的一种系统控制综合方法[1,2,3,4], 它与常规控制方法的根本区别在于控制的不连续性, 即系统结构随时间变化的开关特性。因此, 利用滑模变结构控制理论对DC-AC变换器进行分析和设计, 将使它具有强鲁棒性[5,6,7,8]。

在变结构控制设计中, 合理选择切换面函数十分重要, 这将直接影响滑模运动的动态性能。为此, 本研究以全桥逆变器为研究对象, 给出详细的系统变结构模型的推导过程, 着重分析切换面函数和控制律的确定, 并推导出切换面上形象化的滑模存在区域。同时对设计中所存在的一些关键问题进行详细分析和讨论, 包括开关切换面参数和切换频率的选择原则。

1 基于变结构理论的全桥逆变器模型

全桥逆变器的功率变换电路结构, 如图1所示。

逆变桥由4只功率IGBT管组成, 分为两组, 其中Q1和Q4为一组, Q2和Q3为一组, 两组交替通/断, 输出交流方波电压经LC低通滤波器后得到交流正弦输出电压。由于全桥型逆变器的输出滤波电容电压及其导数是连续可测的, 可以取电容电压及其导数作为系统的相变量来描述系统。系统状态方程为:

$[\begin{array}{l} \dot{u}_{c} (t) \\ \ddot{u}_{c} (t) \end{array}] = [\begin{matrix} 0 & 1 \\ - 1 / L C & - 1 / R C \end{matrix}] \cdot [\begin{array}{l} u_{c} (t) \\ \dot{u}_{c} (t) \end{array}] + [\begin{matrix} 0 \\ E / L C \end{matrix}] \cdot γ (1)$

其中, γ∈{-1, 1}, 分别代表两组开关的通/断状态。当γ=1时, 表示Q1, Q4导通, 滤波器输入电压uv=E;当γ=-1时, Q2, Q3导通, uv=-E。

式 (1) 可以作为全桥逆变器的变结构模型。在式 (1) 描述的系统的变结构模型中, 输出电容电压的导数 $\dot{u}_{c} (t) = i_{c} / C$ , 可以用电压和电流传感器取样电容电压和电容电流得到系统的相变量。因此, 只要给定参考信号已知, 则可以将参考信号与状态变量之差作为新的状态变量[9,10], 系统状态方程变为:

$\begin{array}{l} [\begin{array}{l} \dot{u}_{r} (t) - \dot{u}_{c} (t) \\ \ddot{u}_{r} (t) - \ddot{u}_{c} (t) \end{array}] = [\begin{matrix} 0 & 1 \\ - 1 / L C & - 1 / R C \end{matrix}] \cdot [\begin{array}{l} u_{r} (t) - u_{c} (t) \\ \dot{u}_{r} (t) - \dot{u}_{c} (t) \end{array}] + \\ [\begin{matrix} 0 \\ - E / L C \end{matrix}] \cdot γ + [\begin{matrix} 0 \\ \ddot{u}_{r} (t) + \dot{u}_{r} (t) / R C + u_{r} (t) / L C \end{matrix}] (2) \end{array}$

令:

e1=ur (t) -uc (t) (3)

$e_{2} = \dot{u}_{r} (t) - \dot{u}_{c} (t) (4)$

式 (2) 可简化为:

$[\begin{array}{l} e_{2} \\ \dot{e}_{2} \end{array}] = [\begin{matrix} 0 & 1 \\ - a_{1} & - a_{2} \end{matrix}] \cdot [\begin{array}{l} e_{1} \\ e_{2} \end{array}] + [\begin{matrix} 0 \\ - b \end{matrix}] \cdot γ + [\begin{matrix} 0 \\ f (t) \end{matrix}] (5)$

其中, $a_{1} = 1 / L C, a_{2} = 1 / R C ‚ b = E / L C ‚ f (t) = \ddot{u}_{r} (t) + \dot{u}_{r} (t) / R C + u_{r} (t) / L C ‚ f (t)$ 为外摄动项, 且满足:f2≤f (t) ≤f1 (f1>0, f2<0) 。

2 全桥逆变器的滑模变结构控制

滑模变结构系统的动态响应分为2个阶段:①趋近运动阶段:从初始状态于有限时间内到达切换面的运动, 即系统轨线向着s=0运动;②滑动模阶段:系统轨线沿着s=0滑动。系统只有在滑动模阶段才具有强鲁棒性, 因此在设计控制律时希望趋近运动阶段尽可能短。

滑模变结构控制器的设计包括2个部分:①选择切换面函数s, 使它所确定的滑动模态渐近稳定且有良好的品质;②设计控制律γ, 使切换面上布满止点, 形成滑动模态区。

2.1 切换函数的选择和控制函数的设计

滑模存在的条件要求所有滑模面附近的状态轨迹都指向滑模面。因此, 在式 (5) 确定的相平面上, 选择通过原点的斜率为负的直线作为开关切换面, 即:

s=k1·e1+k2·e2=0 (6)

滑模控制结构框图, 如图2所示。为了使系统的状态轨迹沿切换面滑动并最终稳定于原点, 取k1>0, k2>0。由式 (6) 可知切换面上的滑模区动态为一阶动态过程, 解得输出电压uc (t) 的动态过程为:

uc (t) =ur (t) +μ·e-λt (7)

其中, $λ = \frac{k_{1}}{k_{2}}$ 。

由式 (7) 可知, 工作在滑模面的逆变器输出电压的动态过程由切换面系数的比值λ和状态轨迹到达切换面时的初始状态μ共同决定, 与系统的其他参数无关, 这体现了系统在滑模态时对外部扰动和内部参数变化的鲁棒性。由于式 (1) 所描述的变结构系统包括两个子系统, 分别具有惟一的平衡点, 只要选择切换面使平衡点分列其两侧, 且在工作点所在侧的控制律作用下系统平衡点位于切换面的对侧, 则可保证切换面是可到达的。因此, 令控制律如下:

$γ = {\begin{cases} + 1, s > 0 \\ - 1 ‚ s < 0 \end{cases} (8)$

由不变条件, 即 $\dot{s} = 0$ , 可得到相应的等效控制:

$\begin{array}{l} u_{e q} (t) = \frac{1}{b} [\ddot{u}_{r} (t) + λ \cdot \dot{u}_{r} (t) \\ + (a_{2} - λ) \dot{u}_{c} (t) + a_{1} \cdot u_{c} (t)] (9) \end{array}$

2.2 滑模存在域

由于式 (8) 所确定的控制律γ是一种受限控制, 只能取+1和-1两个离散的控制输出, 这就决定了滑模区域只能是切换面上的某一段。根据滑模存在条件:

$s \dot{s} < 0 (10)$

等效成两个不等式组:

${\begin{cases} s > 0, \dot{s} < 0 \\ s < 0, \dot{s} > 0 \end{cases} (11)$

由式 (6) 可知:

$\dot{s} = k_{1} \cdot \dot{e}_{1} + k_{2} \cdot \dot{e}_{2} (12)$

联立式 (5) 、式 (6) 和式 (10) , 可得:

$\begin{array}{l} \dot{s} = (k_{1} - k_{2} \cdot a_{2}) e_{2} + \\ k_{2} [- a_{1} \cdot e_{1} + f (t) - b \cdot γ] (13) \end{array}$

将式 (8) 代入式 (13) , 开关切换面上的滑模区域描述如下:

$\dot{s} = {\begin{cases} (λ - a_{2}) e_{2} - a_{1} \cdot e_{1} + f (t) - b < 0, s > 0 \\ (λ - a_{2}) e_{2} - a_{1} \cdot e_{1} + f (t) + b > 0, s < 0 \end{cases} (14)$

在相平面中, 式 (14) 表示2条平行线之间的区域, 只有在该区域内满足到达条件, 才是止点区, 即滑动模态区。为满足以上两个不等式的区域, 将式 (6) 转换为e2=-λe1代入式 (14) , 滑模区域内工作点的横坐标表示如下:

$\dot{s} = {\begin{cases} (λ^{2} - a_{2} \cdot λ + a_{1}) e_{1} < f (t) + b, s > 0 \\ (λ^{2} - a_{2} \cdot λ + a_{1}) e_{1} > f (t) - b, s < 0 \end{cases} (15)$

由于输入电压E和参考电压ur (t) 是确定的, 通过选择参数k1、k2、R、C、L可以得到如下不等式:

λ2-a2·λ+a1>0 (16)

定义σ=λ2-a2·λ+a1, 式 (15) 变为:

[f (t) -b]/σ<ur (t) -uc (t) <[f (t) +b]/σ (17)

式 (17) 使得滑模区域的描述更加直观。为了保证状态轨迹沿滑模面稳定于坐标原点, 即uc (t) →ur (t) , 就必须使滑模域包含相平面的原点。由式 (17) 可得:

f (t) -b<0<f (t) +b (18)

考虑到f (t) 的限制, 由式 (18) 可得:

f1-b<0<f2+b (19)

式 (19) 等效于由等效控制必须满足的条件-1<ueq<1得到的滑模区域, 同时给出了稳定条件和滑模面系数的选择范围。

3 控制器设计考虑因素

3.1 切换面系数的选择

切换面系数不仅决定着滑动模的稳定性, 而且影响着切换面上滑动模态区的大小, 乃至原点是否全局稳定性的问题。因此, 切换面系数的选择是设计滑模变结构控制器的关键。

由式 (7) 可知系统在滑模态时的动态特性是由切换面系数之比 (即 $λ = \frac{k_{1}}{k_{2}} > 0)$ 和系统轨迹进入滑模区时的初始状态μ共同决定的, 其中λ将决定系统滑模态时的衰减速度。λ越大, 意味着过渡过程就越短, 输出电压跟踪参考电压的速度也就越快。因此, 在选择切换面时应该尽量使λ比较大, 这样才能保证系统具有快速的过渡过程和良好的动态性能。另一方面, 由式 (16) 可知, 当λ取值增大时, σ也相应增加;而输入电压E和与ur (t) 、R、C、L相关的f (t) 值在某一时刻是一定的, 这就将导致切换线上的滑模区域减少。如果σ增大到使滑模区太小而接近于0时, 将使滑模控制难以实现滑模动态。此时, 系统轨迹将在控制式 (8) 作用下在切换面s=0两侧, 按照式 (2) 所确定的两个2阶系统作衰减振荡[11]。因此, 在选择切换面参数时, 必须在跟踪速度和滑模区域大小之间求得平衡, 在保证系统存在一定范围的滑模区域前提下具有尽量快的过渡过程。

3.2 切换频率的选择

理想的滑模控制要求在切换面两侧以无限高的频率切换系统结构, 使系统轨迹保持在切换面上滑动从而实现滑模态。但是在实际工程中, 由于器件的开关频率及逆变器效率等方面因素的制约, 无限高的开关切换频率是不可能达到的。实际的滑模运动并不是产生在设计的切换面上, 而是在其两侧的附近区域内产生一种高频振动, 这就是滑模变结构控制系统的抖振问题。抖振不仅影响控制的精确性, 增加能量消耗, 而且系统中的高频未建模动态很容易被激发起来, 破坏系统的性能, 甚至会使系统产生振荡或失稳, 损坏控制器控件。因此, 抖振问题已成为滑模变结构控制深入应用的主要障碍。然而对于一个实际的变结构系统而言, 抖振是一定存在的。所以只需尽量削弱抖振的幅度以满足实际应用的要求即可。通常的解决办法是采用滞环调制[12], 在开关切换面两侧引入一定宽度的滞环带, 从而降低切换频率。具体的控制规律如下:

${\begin{cases} γ = + 1, s > + Δ \\ γ = - 1, s < + Δ \end{cases} (20)$

其中的滞环宽度为2Δ, 当增大2Δ时, 切换频率将减小, 使得切换频率被控制在开关器件能够正常工作的范围内, 同时也有利于减弱滑模控制中由于切换频率过高而存在的抖振现象, 这种滞环调制可以理解为一种准滑模控制。另外一个影响切换频率的因素是切换面系数k1、k2, 当k1、k2取值增加时, 在相同的误差条件下切换函数s的值就增大, 相应的到达切换边界线的时间也就缩短, 这也将使得切换频率增加。而且由于经LC滤波后的正弦交流输出电压比较平滑, 使得系数k1对开关频率的影响比较小, 而电容电流的变化相对较快, 系数k2对切换频率的影响较大。另外输入电压E、电感L和负载电阻R等因素也会对切换频率产生影响, 而切换频率又会影响到输出滤波器参数的设计, 滑模控制逆变器的设计步骤简要地归纳如下:首先根据逆变器的效率、谐波含量等因素确定切换频率, 然后设计输出滤波器, 根据切换频率确定切换面系数, 最后由式 (19) 来检验滑模面系数是否满足滑模存在条件, 如果不满足再重新调整滑模面系数。

4 仿真结果及分析

在上述滑模控制理论分析以及全桥逆变器的滑模控制器模型设计的基础上, 利用Matlab仿真软件设计了一个基于全桥逆变器的仿真程序[13], 具体仿真结果, 如图3～图5所示。

仿真中用到的主要电路和控制参数如下:①输入电压和给定参考电压:E=60 V, ur (t) =24sin2π50t V;②滑模面系数:k1=200, k2=1;③切换频率和滞环宽度:f=5 kHz, 2△=10;④滤波器参数及负载:L=34.7 mH, C=800 μF, R=50Ω。

为了验证滑模控制方案在提高系统的鲁棒性和动态特性方面的优势, 笔者特别设计了一项对比仿真研究。在相同的电路参数的条件下, 运用电压瞬时值反馈外加传统的比例积分控制方法, 对全桥逆变器进行控制。比例积分控制时输出的电压仿真的结果, 如图3所示, 从图3中可以看出, 传统的比例积分控制方式的输出电压在每个周期的波峰和波谷处均不能较为准确地跟踪并锁定给定参考电压, 存在明显的偏差。采用本研究的滑模控制方案时对应的输出电压仿真波形, 如图4所示, 从图4中可以看出, 输出电压在0～0.015 s内逐渐逼近给定参考电压, 在0.015 s后锁定, 两正弦波形拟合得非常好。对比图3和图4, 可以发现滑模控制在提高系统的鲁棒性和改善动态特性上存在着明显的优势, 这说明本研究所述的全桥型逆变器的滑模控制方案是可行的。滑模运动轨迹图, 如图5所示, 从中可以看出系统状态能在极短的时间内从初始状态到达切换面, 并沿着切换线s=0上滑动, 最终到达坐标原点附近, 这说明了该系统总体上是渐近稳定的。

5 结束语

本研究主要介绍了全桥逆变器的滑模控制器设计及仿真。由仿真结果可知, 滑模控制时逆变器的输出电压具有快速良好的跟踪特性, 动态特性好, 将滑模控制应用于全桥型逆变器中是一种切实可行的控制方案。但滑模控制作为一种较新的控制方法还存在切换频率不固定、高频开关切换时可能会出现抖振现象, 以及全状态反馈增加了控制器的成本等问题, 这些都有待进一步的研究。

摘要：分析了全桥型逆变器的滑模控制方案, 包括:建立系统的变结构模型、选择滑模切换面和确定控制律、给出可到达条件及滑模存在区域等。着重讨论了滑模控制器设计中切换面系数和切换频率的选择原则, 并在此基础上利用Matlab进行了仿真研究。仿真结果表明, 该滑模控制全桥型逆变器的输出电压能够快速跟踪参考信号, 并且表现出了较强的鲁棒性以及良好的动态特性。

关键词：逆变器,滑模变结构控制,鲁棒性,Matlab仿真

一种新颖的零电压开关全桥逆变器篇2

目前软开关技术分为交流侧软开关和直流侧软开关,其中,交流软开关技术[1,2]调制方法简单,但所用器件较多,结构复杂; 直流软开关技术[3,4]所用器件少,结构简单,但一般需要特殊的调制方法。文献[5]提出了一种软开关三相并网逆变器电路,采用直流侧软开关,既可以用SVPWM调制,又可以实现电路中所有开关管的零电压开通,并有效抑制开关管反并联二极管的反向恢复电流,减少逆变器的开通损耗和反向恢复损耗。同时每只开关管的开关电压应力都等于直流侧母线电压。本文提出了一种新颖的零电压开关全桥逆变器,具有与文献[5]相近的电路结构,可以实现与文献[5]相同的软开关效果,同时,箝位电容与辅助开关管串联在一起,在辅助管开通时,阻止直流电流从辅助管流过,大大减小了辅助管的通态损耗。本文中将详细分析实现软开关的阶段过程,并推导了有源箝位电路中参数设计原则与计算公式,最后在Saber仿真的基础上,设计搭建了300W的实验样机进行了实验验证。

2 原理与设计

逆变器电路拓扑如图1 所示,其中有源箝位支路由谐振电感Lr,箝位电容Cq,以及辅助开关管S5组成。

调制方法采用单极性PWM调制,在正半周期,S1常开,S2常关,S3和S4互补导通,开关S3占空比D= 1 - msin( ωt) ,开关S4占空比D = msin( ωt) ,负半周期正好相反。

通过分析可以知道,在交流侧电流正半周,只有D3向S4换流时才需要有源箝位支路动作以实现软开关,而S4向S3换流是自然软开关的。若在电流负半周,则只有D4向S3换流时需有源箝位支路动作以实现软开关。两个过程基本一致,故本文中选取电流正半周为例分析。

2. 1 软开关阶段分析

阶段1( t1- t2) : t1时刻,此时S1,S3导通( D3续流) ,有源箝位支路中的电感Lr上电流在箝位电容Cq上的电压作用下,从零开始线性减小,箝位电容电压基本不变化,主开关侧母线上电流通过D3环流。

阶段2( t2- t3) : t2时刻开始,辅助管S5关断,Lr与C2、C4及C5开始谐振,C2、C4放电,C5充电,到t3时刻,C2、C4两端电压降为零,此时辅助管并联电容C5的两端电压为Vdc+ Vcq,Lr与C2、C4、C5谐振停止。

阶段3( t3- t4) : t3时刻关断开关管S3,由于二极管D3导通箝位缘故,实现了S3的零电压关断。

阶段4( t4- t5) : t4时刻,开通主开关S4,由于此时主开关侧直流母线电压为0,即S4两端电压为零,实现了主开关S4的零电压开通。主开关侧进入S4与S3( 确切说是D3) 的换流,换流后,反并联二极管D3进入反向恢复阶段,由于存在谐振电感Lr,因此二极管的反向恢复电流得到抑制。到t5时刻开关管S3的反并联二极管D3上电流到零,此时谐振电感上电流等于主开关S1导通电流iLoad。

阶段5( t5- t6) : t5时刻,由于谐振电感Lr的储能较小,因此强制短路S3、S4,电感电流继续增大。到t6时刻,达到理论分析能实现软开关的计算值,关断S3。

阶段6( t6- t7) : t6时刻,由于此时主开关侧直流母线电压仍为零,谐振电感Lr与C2、C3、C5开始谐振,C2、C3两端电压逐渐上升,C5进入放电过程。

阶段7( t7- t8) : 到t7时刻,C2、C3两端电压上升为Vdc+ Vcq,C5两端电压降为0,此时二极管D5导通箝位,为辅助管S5创造零电压开通条件,Lr与C2、C3、C5谐振停止。

阶段8( t8- t9) : t8时刻,主开关管S4关断,滤波电感Lm中的电流给主开关管S4的并联电容C4充电,给C3放电,由于C3、C4的存在,S4是零电压关断的。

阶段9 ( t9之后) : t9时刻,S3驱动开通,D3续流,所以S3是自然零电压开通的。此时由于箝位电容Cq与辅助开关管S5串联在一起,在稳态导通过程中,能阻止直流电流从辅助管流过,减小辅助管的通态损耗。之后即下个开关周期阶段1。

2. 2 理论分析计算

在对增加了有源箝位支路后的LC谐振过程推导中,采用状态平面法[5,6]进行简化分析。其谐振过程中,可将主电路化为更简单的等效电路,其等效谐振频率与阻抗如下:

其中,Lr是谐振电感的电感值; Cr1是主开关并联电容C1,C2,C3,C4的电容值; Cr5是辅助开关并联电容C5的电容值。

在理论分析中,假设箝位电容上电压保持不变,此时电路中的开关管关断时两端电压最大总是被箝位在Vdc+ Vcq。

在阶段2 中,可以列出电路的微分方程为:

电路的初始条件为:

其中,ILr( t2) 是在t2时刻的谐振电感电流,其正方向如图1 所示。从而求解微分方程可知:

想要实现主开关管零电压开通,只需要主开关并联谐振电容电压可以在主开关导通之前达到零,即主开关两端电容C4上电压可以谐振下降为零。因此主开关管软开关条件可以近似为:

在阶段6,可以列出电路的微分方程为:

式中,iLoad是负载电流。

电路的初始条件见式( 9) 。

从而求解微分方程可知:

想要实现辅助开关管零电压开通,只需要辅助开关两端电容C5上电压可以谐振下降为零。因此辅助开关管软开关条件近似为:

2. 3 仿真

图4 中是使用Saber软件对本文中直流侧软开关全桥逆变器仿真的正半周切换波形图,仿真参数是: 功率因数为1,逆变器直流侧电压为100V,MOS管开关频率是50k Hz,交流滤波电感Lm= 0. 85m H,滤波电容为Cm= 300μF,谐振部分参数为: C1= C2= C3= C4= C5= 1n F,谐振电感Lr= 17μH,箝位电容Cq= 20μF,负载电阻R = 10Ω,MOS管型号为: IRFP460。波形具体分析见第3 节,其中电流iS4、iS5在仿真中是用1mΩ 电阻两端电压测量得到。

3 实验

本文设计了额定功率为300W的全桥逆变器样机,样机主电路参数参照Saber软件的仿真参数,样机中MOS管型号实际为: IRFP460A。

辅助管S5,主开关管S3,S4驱动波形如图5 所示,从图中可以看出,在输出电流波形正半周,主开关管S3关断之前( 此时由D3续流) ,辅助管S5关断,谐振支路开始起作用,限制了D3的反相恢复电流,同时通过计算,在S3关断,S4导通后增加了S3和S4的强制短路过程,继续加大谐振电感电流,以满足软开关条件。

图6 中为谐振电感电流iL r与箝位电容电压VC q波形,可以看到,箝位电容电压基本不变,可以视为恒定值,这与理论分析中的假设相符,谐振电感电流线性变化。

图7 中为辅助管S5及其反并联二极管D5流过电流与DS两端电压及GS两端驱动电压波形。可以从图中明显看出,在辅助管S5导通之前,明显看出辅助管两端电压下降为0,实现了零电压开通。

图8 中为主开关S4及其反并联二极管D4流过的电流与DS两端电压及GS两端驱动电压波形。从图中可以看到: 在S4导通之前,S4两端电压已经下降为0,实现了零电压开通。

图9 为逆变器交流侧输出电压电流波形。综上所述,在正半周,实现了主开关S4与辅助开关S5的零电压导通,达到了设计预期,负半周与正半周类似。

4 结论

本文只是在单相逆变器的直流侧增加一个由辅助开关,谐振电感和箝位电容组成的有源箝位支路,就既可以采用普通的PWM调制,又实现电路中所有开关管的零电压开通,同时有效地抑制反并联二极管的反向恢复电流,很好地减小了整个电路的开关损耗。同时,箝位电容与辅助开关管串联在一起,在辅助管开通时,阻止直流电流从辅助管流过,大大减小了辅助管的通态损耗,与文献[5]中拓扑形式相比,这在负载较重时,整机导通损耗减小,效率提高。

摘要：提出了一种新颖的零电压开关全桥逆变器电路,在单H桥逆变电路的直流侧增加有源箝位软开关支路,可以实现所有开关管的零电压开通,同时由于谐振电感的存在,还可以抑制主开关管的反并联二极管反向恢复电流,从而降低逆变器的开通损耗和反向恢复损耗。本文较为详细地分析了电路实现软开关的各个过程,并从理论上计算了软开关实现条件,最后搭建了300W的实验样机进行了实验验证。

全桥逆变器篇3

逆变电路是把直流电变成交流电的电路。当交流侧接在电网上,即交流侧接有电源时,称为有源逆变;当交流侧直接和负载连接时,称为无源逆变。逆变电路的应用非常广泛。在已有的各种电源中,蓄电池、干电池、太阳能电池等都是直流电源,当需要这些电源向交流负载供电时,就需要逆变电路。另外,交流电机调速用变频器、不间断电源、感应加热电源等电力电子装置使用非常广泛,其电路的核心部分都是逆变电路。它的基本作用是在控制电路的控制下将中间直流电路输出的直流源转换为频率和电压都任意可调的交流电源。本文详细地介绍单相全桥逆变电路的工作原理以及其在MATLAB/Simulink中的建模与仿真。

1 单相全桥逆变电路的工作原理介绍

单相全桥逆变电路原理图(带阻感性负载)和工作波形图分别如图1和图2所示[1],电路由直流电源DC、绝缘栅双极型晶体管(IGBT)V1~V4、二极管VD1~VD4、负载R、L以及触发电路组成,其中直流电源DC两端并联一个大容量的电容C,形成电压源,目的是使电压没脉动。图1中的IGBT V1和V4、IGBT V2和V3各组成一对桥臂,又由于IGBT为全控器件而且具有单向导电性,所以在触发脉冲的作用下,可以控制IGBT的导通与关断。现在详细叙述其工作原理,假设在t1~t2阶段:V1和V4首先导通,电流从电容C正端流过V1,经过负载R和L,然后经过V4,最后回到电容C负端,这个时候在负载R和L两端的电流是从左到右,这时负载R和L两端的电压为+Ud。在t2~t3阶段:关断V1和V4,同时开通V2和V3,由于电感性负载的原因,此时电流不能突变,电流流向从电容C负端,经VD2、负载R和L、VD3最后到电容C正端,这时负载R和L两端电压为-Ud,将电感L储存的能量反馈回电容C。在t3~t4阶段:当电感L中的能量完全释放完后,V2和V3正式开通,此时电流流向从电容C正端经V3、负载L和R、V2,最后到电容C负端,此时负载R和L两端的电压为-Ud。在t4~t5阶段:当V2和V3关断,V1和V4开通,此时电流流向从电容C负端、VD4、经负载R和L,然后经VD1,回到电容C正端,此时负载R和L两端的电压为+Ud。从上面的分析可以看出,单相全桥逆变电路的特点为:有四个桥臂,由两个半桥电路构成,而且两对桥臂交替导通180°,改变输出电压的大小只能通过改变直流侧电压的大小来实现。

2 单相全桥逆变电路在MATLAB/Simulink的建模与仿真

2.1 单相全桥逆变电路的仿真模型

单相全桥逆变电路在MATLAB/Simulink中的仿真模型图如图3所示[2,3,4],图3中的模型主要由直流电源DC、IGBT、信号发生器和RLC负载等构成,在这个模型中,四个IGBT的驱动电路的设计是关键,在这里为便于分析采用信号发生器(Pulse Generator)来产生4个IGBT V1~V4的触发脉冲。图2中仿真模型的参数设置如下:直流电压DC的电压为100V;RLC负载仿真参数设置:R=5Ω,L=0.001H;信号发生器Q1和Q4中幅值为5V,周期为0.04s,脉宽为50%,Q2和Q3的幅值同样为5V,周期为0.04s,脉宽为50%,相位延时0.02s。

2.2 仿真结果及其分析

单相全桥逆变电路的仿真结果如图4~图6所示,其中图4为负载R和L输出的电压和电流仿真波形,其中图4(a)为负载R和L电压和电流仿真波形显示在两个示波器上的各自显示,图4(b)为负载R和L上的电压和电流仿真波形在同一个示波器中的显示。从图4(a)和(b)很容易看出负载R和L两端的电压仿真波形为标准的交流矩形波,而且电压的幅度为100V,跟电源输入电压相同;但是负载R和L两端的电流波形为不规则的波形,由于电感的作用,波形上升或下降平缓些,验证了电压型逆变电路能使直流电压变成矩形波,而电流不能成为矩形波,并且从图4(b)可以看出负载中的正负电流达到最大值时,刚好出现负载电压改变方向,原因在于电源对电感充电结束,电流达到最大值,然后负载电感L开始释放能量。图5和图6分别为IGBT VT1和VT4的电压和电流仿真波形,从图中可以看出,电压VT1和VT4的电压波形为矩形波,它们的电流与负载R和L的电流波形相近,但是为正值,原因是IGBT为单相导通,所以电流显示为正值。图7和图8分别为二极管VD2和VD3的电压和电流仿真波形,从图中可以看出,其二极管VD2和VD3的电压和电流波形方向都为负方向,原因在于当IGBT VT1和VT4关断,而VT2和VT3开通时,由于电感L的作用,电流方向并不能立即改变,通过二极管VD2和VD3续流,此时电流方向从电容C负端,经VD2、负载R和L、VD3最后到电容C正端,这时负载R和L两端电压为-Ud。当电感L中的能量全部释放完后,此时电流变为零,因此二极管VD2和VD3关断,同时VT2和VT3立即开通,由于VD2和VT2并联,VD3和VT3并联,此时二极管VD2和VD3的两端电压为零。直到VT2和VT3关断时,二极管VD2和VD3承受反向电压,所以显示电压波形为负电压,与理论分析完全一致。

(a) 电压和电流显示在两个不同示波器中(b) 电压和电流显示在同一个示波器中

3 结束语

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