并联逆变器（共7篇）
并联逆变器 篇1
随着电力电子装置的广泛应用,谐波污染问题日益严重。功率因数校正技术(PFC)作为抑制电网谐波,提高电网输入端功率因数的有效手段,逐渐成为研究热点。其中有源PFC技术因体积小、重量轻、谐波畸变率THD小、功率因数高等优点而得到广泛应用。但因其串联在桥式整流器和负载之间,需要处理交直流变换的全部功率,为了保证输入电流的正弦性,PFC电路的功率管需要工作在高频状态下,尤其对于中高频系统,器件选取困难,效率低。
参考并联型有源电力滤波器(SAPF)拓扑,提出并联型PFC的概念。利用并联接入电网电源与输出负载之间的逆变器输出负载补偿电流,构成并联型PFC,使输入端电流的波形跟踪输入正弦电压波形,从而实现功率因数校正。与传统的串联型PFC技术相比,并联型PFC技术的优势在于:无需处理全部交直流变换功率,只需处理谐波和无功功率;由于采用并联型结构,易于应用级联型多电平逆变电路或是多个逆变器并联的结构[1],提高PFC的等效开关频率,减小开关损耗,实现较低开关频率下的大容量谐波补偿。
1 并联型PFC的原理及控制方案
1.1 系统的拓扑结构及工作原理
并联型PFC的电路拓扑如图1所示,负载由二极管布控整流桥组成,逆变器直接接入电网与负载并联。并联逆变器由几个小功率的逆变桥通过电感L在交流侧并联而成,各个逆变桥的结构和参数完全一致,直流侧有各自的储能元件。该电路结构具有功率管电流应力小、易于实现模块化等优点,且与级联逆变器相比不存在直流侧不均压问题。
图1中谐波源负载电流iL中除了基波有功电流iLf外还含有谐波及无功电流iLh。要实现单位功率因数,使电源电流达到与电源电压同频同相的正弦波的控制目的,可以直接控制电源电流is为负载电流基波有功分量iLf,则逆变器输出的即为谐波及无功电流iLh[3,4]。上述原理可用下列公式描述:
逆变器直流侧电压由电容器维持,忽略其本身损耗稳态时逆变器只能吸收或发出谐波及无功电流[5],且最终控制目标是使电源电流与电源电压同频同相。因此电源电流的指令电流的幅值可由逆变器直流侧电压闭环控制器的输出决定,相位可由电源电压决定。
1.2 基于倍频载波相移SPWM技术的并联逆变器
倍频载波相移SPWM(CPS-SPWM)技术是指在单元数为N的逆变桥组合装置中,每个单元采用相同的正弦调制波信号,只是每个桥的载波依次相移α=2π/N角度。如果并联逆变器中每个桥都用倍频SPWM调制方式,即用两个频率、幅值相同、相位相反的调制波和载波三角波交截产生两个控制信号,分别控制逆变器的两个上管,下管与上管互补导通,则每个桥的等效开关频率为两倍的载波频率[6]。采用倍频CPS-SPWM后,N个逆变器的载波之间依次相移角度为α=π/N。
N个逆变器的并联叠加电路如图2所示。
其中m为相对载波的谐波次数,n为相对调制波的谐波次数。由上式知,u1～uN具有相同的基波,但瞬时值电压是不同的,故必须通过电感并联,根据节点电压法得:
式(6)中,X1、X2…XN为并联逆变器交流侧电感L1、L2…LN的电抗值。当X1=X2=…=XN时,
由式(5)和式(7)推出N个倍频调制逆变器并联后的输出电压傅立叶级数为
对比单个SPWM逆变器输出波形的傅立叶级数可知:N个倍频SPWM逆变器并联叠加后的输出波形的基波分量没有损失保持单桥输出波形的基波分量不变;谐波分布为一系列中心频率谐波以及这些中心频率谐波两边的幅值以函数下降的边频谐波,最低次谐波群的中心频率为2NF±1,即采用倍频CPS-SPWM技术可以在不提高开关频率条件下将等效开关频率提高2N倍。
1.3 系统的双闭环控制方案
并联型PFC系统采用电压电流双闭环控制策略,以两桥并联为例给出系统的控制框图如图3所示。
并联型PFC系统的直流侧电压采用最大值PI控制,动态过程中,可保护电容电压不超过最大安全电压。采样并联两逆变桥的直流侧电压,选取最大值uc与基准值Vref比较送入PI调节器,输出电源电流的指令电流幅值Is*,采样电源电压us得到与其同频同相的单位幅值正弦信号s,将s与Is*相乘作为电源电流的指令信号is*,并联型PFC系统利用直流侧电压的闭环控制作用,直接得到电源有功电流信息,即有功电流幅值Is*。
并联型的电流环如加入积分调节会引起谐波相位的滞后,直接影响主电路谐波补偿效果,因此电流环采用P控制器,即将实际电流与指令电流误差经过P调节后作为调制信号,和多路移相的三角波比较产生多路SPWM开关信号。
该控制方案性能优异且结构简单,鲁棒性好,不仅具有良好的输入端功率因数校正特性,而且控制算法简单,易于工程实现。
2 仿真分析
运用MATLAB 7.1的动态仿真工具Simulink搭建单相并联型PFC系统仿真模型,系统采用的参数如下:单相电源电压110V/50Hz,主电路为两逆变桥并联功率开关采用理想IGBT,直流侧电容1 650μF,交流侧电感0.6mH,单桥直流侧电压基准为200V。三角载波频率为10kHz,负载由感性负载和单相二极管整流桥接感容滤波负载组成。
图4(a)和图4(b)分别为系统带感性负载(电感值为101.9mH,电阻值为36.3Ψ)和二极管整流桥接感容滤波负载(电感值为40mH,电容值为80μF,电阻值为62Ψ)时的各信号波形。
表1列出了以上两种负载下对应的补偿前后电源电流总谐波失真(THD)和输入功率因数(PF)。
通过以上仿真波形和数据可知,系统电源电流补偿前与电源电压存在相位差或者波形本身有畸变时,补偿后均能达到与电源电压相位一致且实现正弦化,补偿效果好,提高了输入端功率因数。
图5给出了系统带如上非线性负载时的负载电流即补偿前的电源电流频谱图,图6(a)和图6(b)分别为不采用载波相移SPWM技术和采用载波相移SPWM技术情况下补偿后的电源电流频谱图。
由图5所示电流频谱可见,补偿前电源电流中含有大量的谐波分量,其中3次、5次谐波含量高达39.9%、5.05%,7次、9次谐波含量也很大。
对比图5、图6补偿后电源电流谐波含量明显减少,其中图6(a)没有采用倍频CPS-SPWM,而是采用普通的双极性SPWM调制技术,其最低次谐波群的中心频率为200次,且谐波含量高达10.5%。图6(b)采用倍频CPS-SPWM调制技术,且开关频率不变,其最低次谐波群的中心频率为2×2×200=800次,谐波含量也大幅降低了。对比图6(a)和图6(b),采用倍频CPS-SPWM技术后,等效开关频率提高了2N倍,降低了谐波含量,可见仿真与前面的理论分析一致。
3 实验验证
根据以上理论和仿真分析,设计了一台单相并联型PFC实验样机。其中主电路采用两桥并联逆变器,直流侧采用1 650μF铝电解电容,交流侧电感值约为0.6mH,电源电压110V/50Hz,直流侧电压参考值设为200V,采用倍频CPS-SPWM调制,开关频率为并联型系统采用全数字控制,直流侧电压控制、电源电流控制、倍频CPS-SP-WM信号产生等均由DSP数字芯片实现,控制算法灵活,调试维护方便,大大简化了硬件电路。系统过压、过流故障保护由DSP程序和保护电路实现。
图7分别给出了系统带线性负载(感性负载)和非线性负载(二极管整流桥接电容滤波负载时的实验波形)。
由以上实验波形可以看出,经并联型PFC补偿后电源电流与电源电压同频同相,达到很好的功率因数校正效果。
表2为以上两种负载情况下的实验结果,列出了对应的补偿前后电源电流和输入
以上实验数据表明应用并联型PFC技术在线性或非线性负载下都能使功率因数提高到0.99以上,线性负载下并联型PFC引入了一定得高频谐波,使得电源电流THD增加,但仍在可以接受的范围之内;非线性负载下THD明显减小,达到了抑制谐波,提高功率因数的目的。
4 结束语
阐述了并联型PFC的工作原理,分析了基于倍频载波相移SPWM调制技术的并联逆变器的特性,在理论分析的基础上进行了仿真和实验验证,结果表明在较低开关频率下该并联型PFC具有良好的补偿效果和功率因数校正性能。通过增加并联桥的数量能够满足大功率的补偿要求,提高等效开关频率,且系统结构简单,控制方便,可靠性高,是一种很有应用前景的谐波及无功问题解决方案
参考文献
[1]刘凤君.采用SPWM单相全桥逆变器串并联的多电平逆变器.电源技术应用,2006;9(10):6—12
[2]李建林,张仲超,许洪华.基于级联H桥五电平变流器SAPF的应用研究.电工技术学报,2006;21(2):79—82
[3]王兆安,杨军,刘进军.谐波抑制和无功功率补偿,第2版.北京:机械工业出版社,2005
[4]Wu J-C,Jou H-L.Simplified control method for the single-phase ac-tive power filter.IEE Proc.EPA,1996;143(3):219—224
[5]王广柱.并联型有源电力滤波器电流控制的等效原理.中国电机工程学报,2006;26(15):40—45
[6]谢少军,陈万.电压电流双闭环瞬时值控制级联逆变器研究.南京航空航天大学学报,2004;36(5):590—594
逆变器并联运行的环流反馈控制 篇2
随着逆变技术的发展,多台逆变器并联运行的需求越来越大。多台逆变器并联运行可大大提高系统的灵活性,使系统的体积大为降低,同时其主开关器件的电流应力也可减少,从根本上提高系统的可靠性和功率密度。为了使并联逆变器可靠地工作,需要解决均流问题[1,2]。本文采用电压有效值反馈和环流反馈实现各逆变模块输出电压稳定,输出电流均衡,较好地解决了逆变器并联运行的环流问题,具有参考价值。
1 并联系统的环流特性
下面以两台逆变器并联模型为例分析逆变器并联系统。图1为两台逆变器并联系统等效电路。其中U1、U2分别为两逆变器等效输出电压,1I、I2分别为两逆变器输出电流,1Z、Z2为等效线路阻抗,ZL为负载等效阻抗,Uo为负载端电压,Io为负载电流[3]。
由图1得,负载端电压Uo的表达式如式(1)所示:
定义系统环流IH如式(2)所示:
由式(1)、(2),可得1I、I2、IH、Uo的表达式分别为式(3)、(4)、(5)、(6)所示:
假定线路阻抗Z1=Z2=ZZL,则可得:
由式(8)可知,由于线路阻抗Z非常小,2台逆变器输出电压矢量在相位、幅值上的差异会在各逆变器的输出形成较大的电流。该电流大部分不经过负载而在逆变器之间形成环流,环流较大时极易损坏逆变器,必须加以控制[4]。因此控制逆变器输出电压的幅值与相位完全相同,即可使负载端电压近似等于逆变器输出电压,并使环流近似为零。
2 环流反馈控制方式
以两台逆变器并联系统为例,得到加入环流反馈控制和交流输出电压反馈的逆变器并联系统控制框图如图2所示[5,6]。图中的Uref1和Uref2分别为逆变器1和逆变器2的基准电压,Uo1和Uo2分别为逆变器1和逆变器2的输出电压,1G和2G分别为逆变器1和逆变器2的开环传递函数,KV1和KV2分别为逆变器1和逆变器2的输出电压反馈函数,KI1和KI2分别为逆变器1和逆变器2的环流反馈函数,3G和4G分别为并联系统的输出电压传递函数和环流传递函数。
对图2,由式(7)、(8),得到3G=0.5,G4=-1/2Z,Z为单台逆变器的线路等效阻抗。
当没有环流反馈,即KI1=KI2=0,可得Uo1、Uo2的表达式如式(9)所示。由式(7)、(8),且Uref1=Uref2=Uref,可得Uo、IH的表达式如式(10)所示。
加入环流反馈之后,即KI1=KI2≠0,输出电压U o′1、U o′2、U o′及环流I′H之间的关系如式(11)所示。由式(11),可得U o′、I′H的最终表达式如式(12)所示。
由式(10)和(12)比较得,加入环流反馈环节,输出电压不变,但环流得到很好的抑制。因此,理论上该系统可满足电压输出要求,且可以有效抑制环流。
3 仿真结果分析
3.1 单台逆变器仿真分析
图3中直流电压取750 V,35 k W阻性负载,滤波电容C=15.6µF,滤波电感L=6.5 m H,滤波电感寄生电阻R=0.1Ω。得到仿真波形如图4所示。其中由上到下分别是线电压瞬时值、线电压有效值、相电流瞬时值。
由图4可知,电压、电流波形平滑,滤波效果较好,虽然有电感寄生电阻存在,线电压有效值仍能稳定在380 V。
3.2 两台逆变器并联系统仿真分析
根据单台逆变器模型,建立两逆变器并联系统模型如图5所示。其中两台逆变器滤波参数相同,但滤波电感的寄生电阻分别为0.1Ω,0.2Ω。线路电阻分别为0.001Ω,0.005Ω。只有电压反馈,不加环流反馈的波形如图6所示。加入了环流反馈的波形如图7所示。两图中,从上至下分别为逆变器1电压波形,逆变器2电压波形,逆变器1电流波形,逆变器2电流波形。由图6、图7可知,在只有电压反馈的并联系统中,逆变器输出电压较稳定,但不能抑制参数差异导致的输出不均流,而加入了环流反馈后,逆变器输出电压满足要求,且均流效果也较好。
4 结论
本文针对逆变器并联运行中的环流问题,提出了一种基于环流反馈的均流控制策略。由于环流反馈控制是一比例环节,因而动态响应快,而且这一控制策略只需要检测一个量,即输出电流有效值,因而电路简单,容易实现[7]。最后通过MATLAB/SIMULINK仿真软件对控制策略进行建模与仿真研究,仿真结果证明了控制策略具有较好的均流效果,因此该方案是可行的。
参考文献
[1]周松林.并联逆变器的均流技术[J].铜陵学院学报,2005,(3):59-61.ZHOU Song-lin.Current-sharing Technique of Parallel Inverter[J].J of Tongling Institute,2005,(3):59-61.
[2]黄蕾,肖岚.基于同步调幅的逆变器并联技术研究[J].电力电子技术,2004,38(2):18-20.HUANG Lei,XIAO Lan.Study of Paralleling Inverter based on Phase Synchronizing and Amplitude Modulating[J].Power Electronics,2004,38(2):18-20.
[3]刘承旭.低地板轻轨车辅助逆变器并联研究[D].北京:北京交通大学,2008.11-12.LIU Cheng-xu.Study of Low Floor Light Rail Vehicle Parallel Auxiliary Inverter[D].Beijing:Beijing Jiaotong University,2008.11-12.
[4]周同旭,周松林.逆变器并联运行的环流反馈控制[J].安徽工业大学学报,2006,23(2):182-185.ZHOU Tong-xun,ZHOU Song-lin.Feedback Control Strategy of Circle Current in Parallel Converters[J].J of Anhui University of Technology,2006,23(2):182-185.
[5]何中一,邢岩,付大丰.模数混合分布式逆变器并联控制方法[J].中国电机工程学报,2007,27(4):113-117.HE Zhong-yi,XING Yan,FU Da-feng.Distributed Hybrid Current Sharing Control for Inverters in Parallel Operation[J].Proceedings of the CSEE,2007,27(4):113-117.
[6]XIAO Lan,HUANG Lei.A Simplified Control Technique for Inverters in Parallel Operation[J].Transactions of China Electro Technical Society,2006,21(8):19-24.
并联逆变器 篇3
相对于单台大功率的逆变器而言,采用多台逆变器并联来扩大供电系统的容量有很多优点。其中,最突出的优点就是实现了稳定可靠的冗余供电[1,2,3]。
目前众多的逆变器并联控制方案中,下垂控制是一种经典的控制方案[4,5]。但是由于逆变电源位置的分散性,逆变电源与负荷之间的线路阻抗也不同, 造成了并联的逆变器不能平均分配负荷功率。针对这一问题,文献[6]在各逆变单元中加入虚拟阻抗控制环节,以此来补偿线路阻抗不一致造成的功率分配不均。但是在引入虚拟阻抗环节的同时影响了逆变器的性能,使系统不稳定因素增加。文献[7]提出了在各台逆变器的电压基准值中注入幅值很小的谐波,利用谐波发出的有功功率调节基波电压幅值参考值。但是由于谐波电压的引入,使逆变器的输出电压畸变较严重。文献[8]采用Q-ΔU(Q为逆变器输出的无功功率,ΔU为逆变器输出电压的变化值)下垂控制和ΔU恢复机制相结合的控制方法对逆变单元输出的无功功率和电压进行控制。该方法在改善各逆变单元输出无功功率的同时也使输出电压有所减小。文献[9]根据连线阻抗值(即输出阻抗与线路阻抗之和)对幅值下垂控制方程中的下垂系数进行调整,从而改善连线阻抗差异带来的均流误差。但是该方案需要计算逆变器的输出阻抗值,运算复杂; 并且下垂系数调整环节存在正弦函数做分母的情况,约束条件多,实现难度大。
为了使并联逆变器在输电线路阻抗不同的情况下实现负荷功率的均分,本文提出了一种基于逆变器输出端电压调节的改进下垂控制方案。它通过电压粗调环节与微调环节的配合,来适应负荷功率变化,该方案不但保证了并联逆变器之间的负荷功率均分和负荷处良好的电能质量,而且调节过程中的系统环流小。
1下垂控制原理分析
传统的下垂控制方式是模拟传统电网中发电机的运行特点,利用发电机端电压的频率和与有功功率、端电压的幅值与无功功率之间的关系进行调频调压。目前,这种方法也被应用在独立微网中的并联逆变器的控制中[10,11,12]。
以两台逆变电源并联运行为例,系统结构如图1所示。考虑在逆变器直流侧配有储能的情况下,直流侧电压能够维持基本恒定,可用理想直流电源简化分析[13]。
以公共连接点处电压为参考,设为UPCC∠0°, 逆变器n(n=1,2)经过LC滤波器后的输出端电压为Un∠φn,逆变器n与负荷间的线路阻抗分别为Zln∠θn=Rln+j Xln, 逆变器n输出至负 荷处的功 率为Sn=Pn+j Qn,由图1可得:
低压微电网中的线路阻抗以阻性为主[14]。为使逆变器n的输出电压幅值和相位得到解耦控制,将其输出功率按式(2)进行坐标旋转[15]。
由于锁相环的同步作用,逆变器的输出电压与参考电压的相位差φn一般很小,可以认为sinφn≈φn, cosφn≈1。进而,得到解耦的功率表达式如(3)所示。
从式(3)可以看出,逆变器输出电压相位φn主要与虚拟有功功率Ptn正相关;输出电压幅值Un主要与虚拟无功功率Qtn正相关。由于相位与频率之间的微积分关系,可以通过Ptn调节频率,进而调节输出电压相位;通过Qtn调节电压幅值。
根据上述推导,所选下垂控制方程如式(4):
式中:fn和Un分别为第n台逆变器输出端电压的频率和幅值;fo和Uon分别为其空载情况下的参考值;m和n为下垂系数,由额定负载与空载情况下,电压和频率的允许偏差值决定[16]。
2改进的下垂控制原理
在稳定运行状态下,并联逆变器的输出电压频率相等。但在线路阻抗不相等的情况下,各逆变器连线阻抗上的电压降不相等,输出电压的幅值将不再相等[1]。由解耦的下垂控制公式(3)可以看出,这时Pt1=Pt2,Qt1≠Qt2。由于矩阵K非奇异,由公式(2) 的逆运算知P1≠P2,Q1≠Q2,即有功无功功率都不能均分。要想解决线路阻抗不一致造成的负荷功率分配不均问题,需要在控制方程中补偿线路电压降不同所造成的影响。
2.1逆变器输出端电压粗调环节
逆变器输出端电压粗调环节指根据负荷功率的变化,直接调节其输出端参考电压幅值。要补偿线路阻抗上的电压降不同所造成的影响,这里采用每台逆变器期望输出的功率值,计算出不同线路上的电压降,将其补偿到逆变器输出端参考电压的幅值上。输出端参考电压幅值的计算公式如(5)所示。
式中:Uon为补偿后的参考电压幅值,能够根据Pn和Qn的变化进行自动调节。
具体实现过程是:负荷功率为额定值时,系统运行频率等于额定频率,逆变器输出端电压也为额定值。当负荷功率在t时刻增大,为了满足功率平衡, 并联运行的逆变器输出功率增大,但是Uon还未来得及变化,根据式(4)的幅值下垂控制方程可知,其输出端电压幅值Un降低。经过一个短暂的延时后,系统检测到输出功率的变化,参考电压Uon按式(5)所示规律增大。Uon的增大可以直接提高逆变器输出端电压的幅值,使其输出端电压不会大幅度偏离其额定值。在逆变器输出功率未达到其指令值之前,此过程将一直进行,直到逆变器平均分配负荷功率, Uon不再改变,其输出端电压幅值也稳定在一个新值附近。
由于参考电压的调节以负荷工作在期望输出功率与额定电压为前提,该调节过程不但使负荷功率得到均分,也保证了PCC处的电压质量。
但是由于该方案要快速检测功率输出值,进而调整输出电压参考值,因此系统的电气量波动较大, 这也是电压粗调环节的缺陷。为了抑制输出功率波动引起参考电压不必要的调整,设置一个功率阈值, 当逆变器输出功率与期望输出值之差大于阈值时, 按式(5)调整参考电压幅值,否则,参考电压保持不变。
2.2逆变器输出端电压微调环节
逆变器输出端电压微调环节指通过调节电压幅值控制方程的下垂系数,从而间接调节逆变器输出端电压幅值。从式(3)的功率解耦公式可以看出,逆变器输出端电压的幅值越高,虚拟无功功率越大, 所以可以利用单台逆变器的虚拟无功功率,即输出的有功功率和无功功率的线性组合,对电压幅值的下垂系数作一负反馈,使输出有功和无功较小的逆变单元幅值加大以尽可能缩小功率均分偏差。由此得到的下垂控制算法如式(6)所示。
式中,a是比例系数,a的大小要依据实际的功率情况制定合适的值。在逆变器输出的有功功率和无功功率达到最大时,保证并联逆变器的输出电压幅值不低于负载的最低要求[1]。
以并联运行的两台逆变器为例,分析逆变器输出端电压微调环节的调节过程:假设逆变器输出参考电压幅值不变,负荷增加时,逆变器输出端电压下降,进而导致PCC处电压下降,这是该方案的固有缺陷。
假设第一台逆变器到负荷处的输电线路较短, 线路阻抗值小,则第一台逆变器输出到PCC处功率较大,由式(6)的电压幅值控制方程可知,其下垂系数也较大,经过该环节的调节后,输出端电压降低较多,导致其输出功率下降;同理,第二台逆变器输出功率较小,经过该环节的调节后输出端电压降低较少,利于增加其输出功率。这样,并联的两台逆变器通过输出端电压微调环节,缩小输出端电压差异,抑制了功率分配不均和系统环流。
2.3新型改进下垂控制算法的提出
为了减小在功率分配的动态过程中系统电气量的波动,同时兼顾负荷处的电压质量和环流抑制能力,将2.2节提出的逆变器输出端电压微调环节加入到2.1节的电压粗调环节当中,进而提出改进的下垂控制算法如式(7)所示。
其中,第三个等式仅在负荷功率波动超过阈值时才起作用,依靠粗调环节和微调环节共同调整逆变器输出端电压;否则,仅微调环节起作用。
3算例仿真与分析
按图1所示在Matlab/Simulink仿真平台搭建两台并联逆变器的模型,逆变器采用多环反馈控制方法。内环采用典型的电压电流双闭环控制, 电压环采用比例积分控制,电流环采用比例控制, 以保证逆变器输出端电压等于控制器的参考电压,且动态响应快。为减少逆变器输出电压电流的纹波 , 滤波器参 数设置为Rf1=Rf2=0.01 Ω , Lf1=Lf2=0.6 m H,Cf1=Cf2=1500 μF。功率外环分别采用式(4)表示的传统下垂控制和式(7)表示的改进下垂控制。
系统仿真参数为仿真步长:5×10-5s,仿真时间: 0.3 s,固定延时取一个步长;设两台逆变器到PCC处的距离分别为5 km和10 km,则输电线路参数分别为Zl1=3.21 Ω+j0.415 Ω,Zl2=6.42 Ω+j0.83 Ω;两台逆变器的额定容量均为(5+j2) k VA;三相负荷额定线电压为380 V。设逆变器输出功率最大值为其额定容量的1.1倍,负载电压的最低值为其额定值的95%,则输出电压微调环节的控制系数a取3.8×106。0.1 s时,负荷功率由(6+j2) k VA增加(4+j2) k VA, 0.2 s时,再减少(2+j2) k VA。得到的PCC处A相电压电流输出波形如图2所示。
图2中幅值较大的虚线表示采用传统下垂控制方案的输出电压波形。该方案保持逆变器输出端参考电压幅值为定值,该值根据逆变器带额定负荷时, PCC处电压为标准值的情况下计算得到。负荷偏离额定值较大时,必然导致输电线路上的电压降发生变化,进而导致PCC处电压可能不能满足电能质量要求,严重影响供电质量。
图2中幅值较大的实线表示采用改进方案的输出电压波形,该波形质量明显得到改善。同样负荷变化量的情况下,通过粗调环节调整逆变器输出端参考电压幅值,补偿了输电线路上的电压降造成的影响,使输出电压几乎不受负荷变化的影响,从而保证了PCC处良好的电压质量。
图2中幅值较小的曲线表示PCC处输出电流波形。可见,两条曲线几乎完全相同,且都无明显畸变。说明改进的下垂控制能很好地保证负荷处的电能质量。
图3和图4为两台逆变器输出的有功功率和无功功率波形图。可以看出,在输电线路阻抗不同的情况下,改进的下垂控制能够通过输出端电压粗调环节和微调环节的配合,在并联的两台逆变器之间平均分配负荷功率。相比于传统下垂控制,该方案明显提高了有功功率和无功功率的分配精度。
图5为两台逆变器之间的环流波形。可见,采用传统的下垂控制时,环流幅值较大,严重时可能会危及并联逆变器的稳定运行。而改进的下垂控制通过微调环节,不断调整逆变器输出端电压幅值, 明显较低了环流幅值,有利于逆变器安全工作和系统稳定运行。
4总结
为了在无互联信号线的情况下实现并联逆变器的稳定运行,系统往往采用下垂控制。但是,当线路阻抗不一致时,传统的下垂控制难以实现负荷功率的合理分配。
为了补偿线路阻抗上的电压降不同所造成的影响,实现相同容量的并联逆变器均分负荷功率,本文提出了一种改进的下垂控制算法。负荷变化时, 它通过逆变器输出端电压粗调环节和微调环节的配合来调节其输出电压,实现负荷功率在并联逆变器之间的平均分配。仿真结果表明,该方案不但提高了负荷功率的分配精度,还保证了负荷处优质的电能质量。同时,环流也有所减小,系统的稳态性能和动态性能都得到了改善。
摘要：为了实现逆变器并联系统中负荷功率的合理分配,针对输电线路阻抗不同的情况,给出一种基于逆变器输出端电压调节的改进下垂控制方案。利用逆变器参考电压幅值与其输出功率的关系,粗略调节其参考电压的幅值,针对该环节导致的电气波动量大的问题,加入通过下垂系数调节逆变器输出端电压的微调环节。利用该方案对通过不同输电线路并联的两台同容量逆变器进行仿真,并与采用传统下垂控制方案的结果进行比较分析。仿真结果表明,改进下垂控制方案不但能够保证并联逆变器之间的负荷功率均分以及优质的电能质量,而且系统环流小。
并联逆变器 篇4
1 逆变器无互连线并联原理
1.1 功率均分控制原理[2]
由潮流理论[3]可知,在一个供电系统中,要使多台逆变器能保持功率平衡,可以通过调节各台逆变器输出电压的频率和幅值实现。对于逆变器并联系统,当不加任何环流抑制措施时,由于逆变器输出引线阻抗很小,各模块输出电压幅值和相位等参数的微小变化都将在模块间产生很大的环流,使得逆变器各模块不能均分负载功率,因此必须采取措施抑制环流。本文采用的是逆变器输出端直接串联电感[4,5],以2台逆变器为例,其简化的原理图如图1所示。
逆变器1输出电流为
由于R1远小于电感X1的感抗,上式可以简化为:
逆变器1输出的复功率:
则其有功功率PO1和无功功率QO1分别为:
一般情况下,功率角φi(i=1,2)比较小,则可对有功功率和无功功率进行简化、微分得:
由式(6)、(7)可知,输出电压的相位变化影响其输出有功功率的变化,而输出电压的幅值变化则会改变其输出的无功功率。因此,要控制逆变器输出的有功功率和无功功率,只需通过调节逆变器输出电压的幅值和相位即可。由于相位不易检测,一般通过调节输出电压的频率来达到改变输出电压的相位,进而调节逆变器的输出有功功率。这是PQ法的基本思想,其控制方程式为:
从式中可以看出要得到较好的功率均分特性,必须增大下垂系数m和n。下垂系数m、n的上限值分别为:
1.2 电流分解原理[6]
当电压型逆变器的负载为非线性时,其输出电流由四个部分组成:
式中,io为直流分量;ip为有功电流分量;iq为无功电流分量;ih为谐波分量。将式(9)扩展可得:
在逆变器模块并联系统中,要实现成功并联,各模块输出的有功功率、无功功率和谐波功率要保持基本平衡,而各种功率分量可通过检测输出电流中各分量来得到。图2为电流分解原理图。
2 无连线并联控制系统
2.1 并联控制方案
并联控制系统原理框图如图3所示,为了提高系统的动态性能,基于传统的PQ调节做如下改进[4,5]:
式中,md、nd的取值一般是相应的m、n值的1%左右。
从图3可以看出,系统是通过检测逆变器输出电压和输出电流,每个工频周期计算出它的输出功率,利用PQ下垂理论及时地改变逆变器正弦参考信号,以达到各逆变器输出功率在系统中均分的作用。从整个控制结构上看,这种逆变器控制结构具有三环控制结构,外环是一个微调参考信号的慢速控制环节,一个工频周期调节一次;而内环是两个快速控制环节,分别是在一个开关周期内调节输出电压和输出电流,使得输出电压能快速跟随在上一个工频周期已调整后的参考正弦信号。
2.2 功率调节
功率调节所要完成的任务是对功率计算中获得的功率,按照改进的PQ理论修正相应的幅值和频率,并在下一个工频周期进行调节。将式(11)、(12)进行离散化得:
整理上述表达式得:
式中,ω(k)、V(k)分别表示当前周期时刻获得的正弦参考信号的频率和幅值;P(k)、P(k-1)、Q(k)、Q(k-1)分别表示当前周期和前一周期的功率计算量;
功率调节的具体流程如图4所示。
3 实验证明
3.1 实验系统的创建
实验系统由两逆变器、开关、连线阻抗和负载组成,如图5所示。本实验采用TMS320LF2407A DSP来进行控制和产生PWM波形。DSP能实现复杂的算法,控制boost变换器的开关,从而实现在各种条件下的快速响应。图5中两个逆变器的额定容量、输入电压、输出参考电压幅值、输出参考电压频率分别为1 000VA、400V、220V、50Hz;频率下垂系数m、md分别为0.001、0.000 01;电压下垂系数n、nd分别为0.01、0.000 1;连线的阻抗分别为0.1+j0.282Ω、0.12+j0.301Ω。输入电压由TDGC2J型接触调压器供给。
3.2 实验结果讨论
本实验主要验证方案的有效性,即对于非线性负载,基于电流分解的无连线并联控制对功率均分的效果。用电感性负载和整流桥负载来进行仿真,图6是系统带电感性负载进行仿真的结果,图6(a)是在基本PQ法的无连线并联方案下得到的P、Q;图6(b)是在基于电流分解的无连线并联方案下得到的P、Q。图7是系统带整流桥负载进行仿真的结果,图7(a)、图7(b)也是分别在基本PQ法的无连线并联方案和基于电流分解的无连线并联方案下得到的P、Q图。
从两类负载的仿真结果来看,基于电流分解的无连线并联具有更强的负载适应力,即对于非线性负载中的无功功率也能进行很好的功率均分。
从实验结果可以看出,基于电流分解的无连线并联控制方案对于非线性负载也能取得很好的控制效果,完全可满足逆变器并联控制的要求。
摘要：针对基本 PQ 控制法对非线性负载均流性能较差的缺点,采用了基于电流分解的方法对逆变器进行无连线并联控制。给出了功率均分和电流分解原理,提出了逆变器并联控制的实现方案和 DSP 在并联控制中的应用。实验表明,该方案对于非线性负载也具有很好的均流性能。
关键词：逆变器,并联控制,功率均分,电流分解
参考文献
[1] 段善旭,康勇,陈坚.UPS 模块化电源系统并联控制策略分析[J].电工技术杂志,2004(1) :46-50．
[2] 王兆安.谐波抑制和无功功率补偿[M].北京:机械工业出版社,2001．
[3] 韩祯祥.电力系统分析[M].杭州:浙江大学出版社,1993．
[4] TULADHAR A,JIN H,UUGER T,et al.Parallel operation of single phase inverter modules with no control interconnections[C].//Applied Power Electronics Conference and Exposition,1997． APEC 97 Conference Proceedings.1997:94-100．
[5] TULADHAR A,JIN H,UNGER T,et al.Control of parallel inverters in distributed AC power systems with consideration of the line impedance effect[C].//Applied Power Electronics Conference and Exposition,1998． APEC 98 Conference Proceedings.1998:321-328．
并联逆变器 篇5
关键词：下垂控制,逆变器并联,解耦控制,电压频率幅值变换
1 引言
由多台逆变器组成并联系统可实现大容量和冗余供电,各逆变器根据自身容量来均分负载功率需求。逆变器无互联线并联控制方式中,下垂控制根据各逆变模块自身的变量来实现并联均流,无需通信线路,系统抗干扰能力强、扩容方便、可靠性高[1],得到了广泛的应用。
传统下垂控制理论认为线路阻抗主要为感性,从而忽略电阻,推导出逆变器输出电压的频率与有功功率、电压幅值与无功功率之间近似解耦的关系。但实际中应用的多是低压并联系统,其线路阻抗的阻性分量为主要部分,逆变器输出的频率将和有功及无功功率都有关,输出电压也与有功和无功功率有关,即产生了功率耦合问题。文献[2]引入负载和线路阻抗参数来对有功和无功进行变换,变换后的有功无功满足传统下垂控制特性方程,实现解耦。文献[3]提出“类功率”下垂控制算法,解耦思想与文献[2]类似。还有一种思路就是通过控制策略使逆变器输出基频等效阻抗为感性的虚拟阻抗法[1],从而使传统下垂特性的假设成立。文献[4]将有功无功功率进行正交旋转变换,变换矩阵只与线路阻抗角的余角有关,实现解耦。以上大多属于从功率侧进行变换的解耦方法,会带来有功功率不能均分的问题[2]。
本文基于功率解耦控制的思想,提出了改进的下垂特性控制策略,将逆变器输出电压的频率和幅值进行正交旋转变换,实现功率解耦控制,并在变换后的下垂特性中加入了微分环节,以提高系统的动态特性。对变换的思路及变换后涉及到的工作范围问题进行了讨论,并以2台单相全桥电压型逆变器搭建了并联系统模型,在Simulink下进行稳态和动态性能的仿真,仿真结果证实了该策略的有效性和可行性。
2 功率解耦控制策略
2.1 传统的频率和电压下垂理论
2台逆变器并联的等效电路如图1所示。
先计算单个逆变器输出功率,逆变器输出的复功率为
所以
在常规高压电力系统中,有线路阻抗X垌r,所以忽略上式中的r,由于线路阻抗通常远小于负载阻抗,即E和V的相位差会很小,认为δ很小,所以近似有sinδ=δ,cosδ=1,则式(2)和式(3)可以化简为
可见有功功率主要取决于相位差δ,无功功率主要取决于逆变器输出电压幅值E。即各并联逆变器单元输出的有功和无功分别与其输出电压的相位差和幅值有近似的解耦关系。相比于相位,频率更容易检测和控制,控制频率可以动态地调整相位。所以,控制逆变器输出电压的频率和幅值就能分别调整输出的有功功率和无功功率。相应的下垂特性为
式中:ω0,E0分别为逆变器空载输出电压的角频率和幅值;k1和k2分别为有功和无功下垂系数。
并联运行时,输出有功功率大的逆变器通过下垂特性减小频率给定,从而减小有功功率输出,输出有功功率小的逆变器通过下垂特性增加频率给定,从而增加有功功率输出,最终达到有功功率均分。无功功率调整同理。
注意到式(4)和式(5)是基于线路阻抗主要为感性的假设。在低压并联系统中,线路阻抗中电阻为主要成分,电阻不能被忽略,这种情况下,调节电压幅值将会影响有功功率,调整频率将会影响无功功率。因此,传统的下垂方法将会导致有功和无功功率控制的耦合,并可能引起正反馈,产生稳定性问题[2]。
2.2 基于功率变换的解耦控制
考虑到ω和E都既和P有关也和Q有关,那么可以将P和Q进行线性组合,使组合后的值分别只对应于ω和E。线性组合的系数可能与负载和线路阻抗的参数有关[2,3]。引入变换矩阵T1[4],
式中:α为线路阻抗角的余角;Z=r+j X。
对P和Q进行变换,则
上述变换的几何意义就是将原向量旋转α角,即T1为正交旋转变换,正交变换的特性是旋转后向量的长度不变。根据式(2)、式(3)可得:
可见通过变换,实现了功率的解耦,即变换后的有功功率主要取决于相位差δ,变换后的无功功率主要取决于逆变器输出电压幅值E。为了能直观地说明变换的原理以及变换后各物理量的关系,利用正交变换的性质,可以得到图2。
这种从功率侧进行变换实现解耦的方法会产生实际有功功率不能均分的问题,对于并联的2台逆变器有
稳态时有P1T=P2T,逆变器双环控制中外环常采用瞬时电压进行PI调节,而瞬时电压是交流量,稳态时输出电压是有差的,则下垂控制后Q1T≠Q2T,同时T1的行列式值为1,是非奇异的,那么可以得到P1≠P2,Q1≠Q2,即功率变换会使得实际有功无功都不能均分。此外,变换后的功率是实际功率的线性组合,不宜加入微分补偿环节调节动态特性。
2.3 改进的下垂特性控制策略
为了解决功率旋转变换后带来的问题,同时又能达到与其等效解耦的效果,那么可以在图2中对ω和E进行反向旋转变换,变换后的各物理量的关系如图3所示。
相应的变换式为[5]
变换矩阵
对比图2和图3可知,两种变换下,各物理量之间的相对位置没有变化,所以电压频率幅值变换后可以达到与有功无功旋转变换后同样的解耦效果,即输出功率可以被直接、精确的控制,并完全解耦。
逆变器在并联运行过程中会经常出现负载突变、逆变器加入退出的情况,输出电压的谐波成分、线路阻抗参数的不一致、逆变器开关器件的开关特性及死区时间的不一致都会产生并联系统动态环流,此外,并联系统常采用时间常数较大的一阶惯性环节来滤除功率纹波,这就限制了系统的响应速度。为了补偿功率计算的滞后及抑制动态环流的需要,在解耦后的下垂特性中加入有功和无功功率微分补偿环节来提高系统的动态性能[7]。则改进的下垂特性变为
实际并联系统运行时,其ω和E有规定的运行范围,这就要求按照式(14)、式(15)计算出的ωT和ET进行反变换后仍在ω和E规定的范围内。设T-1为T的逆矩阵,相应的反变换为
此外,为了使并联系统工作时负载功率能有效均分,就要求按改进的下垂特性算法算出的ωT和ET能够经过相同的反变换得到实际的ω和E,即要求各逆变器的φ是相同的。实际中,若各逆变器的φ不确定或不相同,同时又确保改进的下垂特性可以有效使用,作为一种折中考虑,可统一选为45°,即对应于R/X=1/1。通过仿真分析可知,在线路阻抗角为其他值时,系统也有很好的稳态精度和稳定性,即改进的下垂特性对参数变化具有较强的适应性。
3 并联系统控制结构
根据本文提出的改进下垂控制方法,建立了由2台单相逆变器组成的并联系统[8],逆变器并联系统的结构框图如图4所示。逆变器主电路为电压型全桥结构,输出采用LC滤波器,控制方式采用的是电压外环电感电流内环的双环SPWM控制。电压外环采用PI调节器,主要目的是稳定负载电压,提高稳态精度,同时保证输出电压波形质量。电流环采用P调节器,主要目的是提高系统的动态响应。同时,由于电感电流是电流调节器输出与电感作用的积分结果,因而采用电感电流反馈不仅具有很好的跟踪性能,而且还有内在的限流保护功能[1]。控制器工作时,首先检测逆变器的输出电压和电流,并计算输出的有功和无功功率,然后根据式(14)、式(15)改进的下垂特性计算出ωT和ET,再根据式(16)变换到实际的频率和电压幅值,合成参考电压后,作为双环控制的电压给定,从而控制输出的功率。
4 控制策略的仿真分析
为了验证新算法的可行性,在Matlab/Simulink下搭建了2台逆变器并联的仿真模型,仿真参数如下:线路阻抗为0.05+j0.031 4Ω,输出电压有效值220 V,频率50 Hz,逆变器直流输入540 V,输出滤波电感1 m H,电容10μF,负载电阻48.4Ω,负载电感154 m H,下垂及微分系数k1=1×10-4,k2=5×10-4,k3=1.6×10-6,k4=2.4×10-6。考虑到实际系统中逆变器锁相环锁相精度有限,必然存在微小偏差,仿真条件中设置并联初始相位偏差为2。仿真波形如图5所示。
图5为逆变器1带载工作,0.1 s时逆变器2并入,系统由单机工作模式变为并联工作模式,由仿真波形可以看出,并联后交流母线电压几乎没有变化,逆变器1和2的电流小幅偏离正常值,经过一个周期的调节即迅速恢复。由环流波形可以看出,并联后受到并机初始相位偏差的影响,环流有很小的冲击,经过调节,很快便实现了均流,稳态环流几乎为零。
图6为逆变器1带载工作,0.1 s时逆变器2并入前后输出功率波形,0.1 s前逆变器1的输出有功功率和无功功率分别为500 W和500 var左右,逆变器2并入后,经过约1.5个电压周期的调整,2台逆变器的输出有功和无功功率都变为250 W和250 var左右,稳态时功率均分效果很好,改进的下垂控制使得功率均分过程没有出现较大的超调。由于加入了功率微分环节,系统的动态调节时间短,动态性能较好。通过仿真结果可以看出,在考虑到实际系统中存在初始同步偏差的情况下,改进的控制策略在环流控制和功率输出上仍具有较好的收敛性和均衡性。
图7为并联系统满载工作时,0.1 s负载突变到半载时的逆变器输出电流波形,可见,在系统负载突变时,逆变器输出电流都有良好的动态和稳态性能。
5 结论
本文分析了逆变器并联系统中传统下垂特性和从下垂特性功率侧实现解耦的控制方法的不足,提出了一种基于电压频率幅值旋转变换并加入微分环节的改进的下垂特性控制方法,结合2台并联的单相逆变器建立了仿真模型,理论分析和仿真结果表明,改进的下垂控制方法在线路阻抗的阻感性成分均不可忽略时,仍能够对并联系统的有功和无功功率很好的均分,稳态环流较小,系统具有良好的动态和稳态性能并且对参数变化具有较强的适应性。
参考文献
[1]鞠洪新.分布式微网电力系统中多逆变电源的并网控制研究[D].合肥:合肥工业大学,2006.
[2]林新春,段善旭,康勇,等.UPS无互联线并联中基于解耦控制的下垂特性控制方案[J].中国电机工程学报,2003,23(12):117-122.
[3]阚志忠,张纯江,薛海芬,等.微网中三相逆变器无互联线并联新型下垂控制策略[J].中国电机工程学报,2011,31(33):68-74.
[4]Brabandere K D,Bolsens B,Keybus J V,et al.A Voltage andFrequency Droop Control Method for Parallel Inverters[J].IEEE,2007,22(4):1107-1115.
[5]Li Yan,Li Yun Wei.Virtual Frequency-voltage Frame Control ofInverter Based Low Voltage Microgrid[C]∥IEEE,2009:1-6.
[6]Li Yan,Li Yun Wei.Decoupled Power Control for an InverterBased Low Voltage Microgrid in Autonomous Operation[J].IEEE,2009,1(4):1797-1803.
[7]Guerrero J M,Vicu n軌a L G,Matas J,et al.A Wireless Con-troller to Enhance Dynamic Performance of Parallel Invertersin Distributed Generation Systems[J].IEEE,2004,19(5):1205-1213.
并联逆变器 篇6
随着分布式电源的发展，逆变器并联技术由于其具有节能、高效、可靠等特点在越来越多的场合得到了应用。目前比较热门的研究方向是基于无互联线的逆变器并联技术，逆变器在并联工作模式下不存在信号连线，仅通过交流母线使之相互联系。因此每台逆变器仅需检测自身的输出信息从而参与控制，实现完全冗余的并联方案。传统的无互联线并联技术一般是基于下垂特性的PQ下垂法，根据逆变器输出的有功功率与无功功率，通过相应的下垂曲线确定输出电压的相角与幅值，从而控制逆变器的输出电压。但由于逆变器参数、线路阻抗都存在差异，实际工作中的采样误差以及低通滤波器的影响，使得PQ下垂法在某些极端情况下的稳态误差大、动态响应慢，从而造成电流均流效果较差，甚至不能并联运行。因此，如何提高电气参数差异下并联逆变器的输出特性是迫切需要解决的问题之一。
针对上述问题，提出了基于传统下垂特性控制的改进方案，以PQ下垂曲线所得到的输出电压相角、幅值为基础量，引入因电气参数差异生成的修正量，从根本上减小环流的影响，实现电流均流，从而提高了并联系统的稳态精度，缩短了动态响应过程。上述的改进方案经过理论分析和仿真研究，验证了其有效性。
2 逆变器并联运行分析
以两台逆变器并联为例，图1为等效电路。其中E1∠δ1、E2∠δ2分别为两台逆变器的输出电压，两台逆变器输出阻抗与连线阻抗之和分别为Z1=R1+j X1、Z2=R2+j X2, V∠0为交流母线侧电压。
逆变器n (n=1, 2) 的输出功率为:
其中
则逆变器n输出的有功功率Pn、无功功率Qn为
当连线阻抗为纯感性时，Rn=0，则式 (4) 、 (5) 变为:
实际分析中，可近似认为δn很小，从而sinδn≈δn, cosδn≈1。式 (6) 、 (7) 分别对幅值En、相角δn求偏导，可得:
由上式可知，当连线阻抗为纯感性时，逆变器输出有功功率Pn对输出电压相角δn变化较快，而对输出电压幅值En变化较慢;逆变器输出无功功率Qn对输出电压幅值En变化较快，而对输出电压相角δn变化较慢。传统PQ下垂法就是根据式 (9) 、 (10) 所得到关系利用简单的一次函数得出的调节方式，式 (12) 为具体控制方程。
某些文献提出增加下垂系数，将PQ下垂法的控制方程调整如下:
尽管通过对下垂特性的修正方程在很大程度上提高了电流均流水平，但是由于实际中环境温度等因素的变化会造成连线阻抗的不确定，而每台逆变器给定的电压频率、幅值只能沿着式 (13) 这样的一次函数曲线来回变动，使得整个系统动态响应很慢;此外缺少诸如积分电路这样消除稳态误差的环节，造成系统稳定后往往具有可观的稳态误差。特别在实现逆变器的热插拔过程中，如果无法解决好这两点，系统难以在短时间内稳定，严重情况将造成原并联系统的崩溃。
3 基于PQ下垂法的改进方案
针对以上分析的PQ下垂法的不足，提出了一种基于PQ下垂法的改进方案。改进方案以传统PQ下垂方程为基础，在控制过程中添加输出电压幅值、频率的修正环，修正环可以根据瞬时的电气参数变化对基础量进行修正，有效地提高了并联系统的瞬时精度和响应速度。图2为这种改进方案的控制结构示意图。
图2中Pref、Qref分别对应并联逆变器的有功功率、无功功率参考值, 假设n台参与并联向负载供电, 负载侧母线单相的采样电压、电流经低通滤波器后的输出分别为Vo∠0、Io∠φ。则有功功率和无功功率参考值Pref、Qref的计算公式为:
第n台逆变器输出的有功功率Pn、无功功率Qn与参考值Pref、Qref比较后各自经过两个不同的PI控制器，分别得到参考电压幅值、频率的修正量ΔEp、ΔEq、Δωp、Δωq。将修正量与PQ下垂法得出的幅值、频率的基础量En、ωn相加，即得到电压幅值、频率的参考值E*、ω*，通过电压计算模块即可得到逆变器参考电压。
改进方案的实质是让每台逆变器输出功率追踪功率的参考值Pref、Qref, PI控制器的引入使得系统在工作中的动态响应速度变快、稳态误差趋于零。由式 (14) 可以看出，功率参考值为总功率的算术平均值，这也就保证了在稳态情况下，每台逆变器输出功率相同，实现了能量的均分，也就是电流的均分。
图3给出了引入修正量后的下垂曲线图。图3 (a) 中, 当逆变器输出有功功率Pn小于有功功率参考值Pref时, 其误差经过PI控制器产生修正量Δωp, 同时逆变器输出无功功率Qn与无功功率参考值Qref的误差经过PI控制器产生修正量Δωq, 下垂曲线1得到的电压频率基础值ωn通过叠加修正值Δωp+Δωq后, 由于逆变器输出有功功率不能突变, 下垂曲线平行上移, 从而得到下垂曲线2。频率上升使逆变器增发有功功率, 随着有功功率的增加, 频率沿着下垂曲线2下降, 直到达到与Pref相交的新平衡点。
实际的控制过程基本与上面分析类似，不同的是，在瞬态过程中，由于PI控制器的存在，下垂曲线在每个采样周期都会向上 (或向下) 平移一次，在每个采样周期内沿下垂曲线变化，直到下一个周期的到来。下垂曲线在不断的平移中趋于稳定，从而实现并联系统的稳态运行。
4 采用改进方案后连线阻抗对并联的影响
采用传统PQ下垂法进行并联控制时，连线阻抗对输出有功功率影响不大。因此分析改进方案中连线阻抗对功率分配的影响时，也只需考虑其对无功功率分配的影响。为了简化分析过程，假设连线阻抗为纯感性，且负载保持恒定，图4为该条件下输出电压幅值的控制框图。
由图4所示的控制框图可以得到逆变器输出无功功率Qn (s) 表达式为:
其中以 (E0-V) 、Qref作为输入，Qn作为输出，得到Qn对 (E0-V) 的对应关系如下:
传统PQ下垂法不含无功功率修正环，其Qn与 (E0-V) 的对应关系为:
由式 (17) ，传统PQ下垂法在整个频带范围内的增益都与连线阻抗Xn有关，加入修正功率环后，如式 (16) 分母所示，通过PI控制器对Xn的修正，可以减小甚至消除无功功率对连线阻抗的依赖。
当各台逆变器连线阻抗Xn不等时，由上面分析可知，对式 (15) 中第一项影响不大，无功功率均分主要通过式 (15) 的第二项实现。连线阻抗较大的逆变器输出的初始无功功率Qn较小，同时Qref系数Xn/[Xn+V (Kpq+Kiq/s) +n V]较大，特别在Xn很大时，系数基本达到1;而对于连线阻抗较小的逆变器来说，输出Qn较大，Qref的系数较小，在Xn很小时，系数趋于0。这就保证了式 (15) 的第二项根据不同连线阻抗给出补偿量，有助于输出无功功率Qn更好地跟踪无功功率参考值Qref，实现连线阻抗不同情况下的功率均分。
图5为改进方案中电压幅值控制系统的频域特性，频域特性曲线验证了以上的分析。
5 仿真结果
为验证理论分析的有效性，在Matlab/Simulink环境下建立仿真模型，模型包含两台三相1KW逆变器，输出滤波器采用L-C结构，输出220V工频交流电压。两台逆变器采用前述方案进行控制，通过并联向负载供电。表1为三相逆变器的主电路参数。
图6为应用传统PQ下垂法和改进方案时，两台逆变器之间的环流曲线。由图 (a) (b) 对比看出，改进方案的环流大大下降，连线阻抗差异对逆变器并联工作的均流效果影响很小。
图7是采用传统PQ下垂法的输出功率波形。图8是采用改进方案的输出功率波形。经比较可见，改进方案具有更好的均流性能和更高的功率均分精确度。图9是两台逆变器热插拔过程中的电压和功率波形，起始时刻单台逆变器给交流电源供电，在0.2s时切入另一台逆变器，实现并联供电。由图中可以看出该方案很好地实现了动态、静态均流，切入后0.2s左右有功功率达到稳态，响应速度较快，能够保证实现冗余逆变系统。
6 结论
针对传统PQ下垂法在并联工作中存在的不足，提出了相应的改进方案。改进方案相对PQ下垂法增加了一对功率修正环，不仅对逆变器单机性能无影响，而且提高逆变器在并联工作时的动态性能。同时，修正环的引入使得逆变器对连线阻抗的依赖减小，提高了并联系统的均流效果，有助于能量均分的更好实现。文中从改进方案的工作原理和频域特性进行详细的分析，最后通过仿真结果验证了方案的有效性。
摘要：针对传统PQ下垂法在并联工作中存在的不足, 提出了相应的改进方案。相对PQ下垂法增加了一对功率修正环, 提高逆变器在并联工作时的动态性能, 相应提高了并联系统的均流效果。
并联逆变器 篇7
随着石油和煤炭等能源价格的不断上涨,世界各国不得不应对能源危机带来的挑战。目前全世界都在推进新能源系统的建设,其中的重要内容包括可再生能源的开发和利用、微电网和分布式供电等技术的兴起和发展。微电网供电方式为可再生能源的利用开辟了新的方向,并对功率变流器以及电力系统功率控制器提出了全新的要求和考验。
大多数能源与微电网的接口都基于逆变器,通过对各台逆变器的输出进行控制,保证微电网系统运行的柔性和可靠性。根据微电网的控制要求,逆变器选择与传统发电机相类似的下垂特性曲线进行控制[1,2],将系统的不平衡功率动态分配给各逆变器模块承担,具有简单、可靠、易于实现的特点[3]。通常采用多个逆变器并联构成汇流母线,当电网负荷变化时,各逆变器之间不需要进行通信,只需通过汇流母线实现均流,是完全冗余的系统。
逆变器PQ下垂控制法只需要检测逆变器自身的输出,通过调整自身输出电压的频率和幅值来控制输出的有功和无功功率,实现微电网中逆变器功率的合理分配。传统的PQ下垂控制法需要通过低通滤波器计算每个工频周期逆变器输出的有功和无功功率,存在动态响应慢和周期性调节的固有缺点[4,5],而且在负荷变化时下垂系数是固定的,母线电压的幅值和频率波动较大[6,7,8]。同时,微电网中各逆变器输出连线阻抗的差异,也会在很大程度上影响均流的效果[9,10]。
本文针对低压微电网独立运行模式中逆变器并联的系统结构,对并联系统的有功功率和无功功率环流模型进行了分析。针对传统下垂法控制的逆变器在电网负荷不同时输出电压幅值和频率的不稳定问题,提出了一种改进的自调节下垂控制法,可以有效减小微电网中逆变器由于功率下垂调节所引起的交流母线电压幅值及频率的波动,提高了微电网系统的稳定性和可靠性。同时,本文针对微电网中逆变器之间无功功率环流引起的系统中设备传输容量和系统损耗的增加等问题,提出了一种通过检测并联系统逆变器输出无功功率、瞬时调节逆变器自身输出阻抗的方法,有效抑制了逆变器并联系统中的无功功率环流。仿真和实验验证了该控制策略的可行性和有效性。
1 微电网中逆变器并联系统
图1为典型的微电网结构示意图,光伏电池、燃料电池、风力发电机等通过电力电子变换装置转换后,经逆变器并入微电网。微电网通过静态切换开关在公共连接点(PCC)与主网相连。在微电网独立工作时,各逆变器系统是以并联形式供能的,从而构成了微电网的汇流母线[11,12]。
根据图1所示微电网中逆变器的并联结构,为了简化分析,取出其中2台逆变器构成并联系统,图2所示即为逆变器并联系统环流模型。在这个简化的模型中,微电网中并联的逆变器可以等效为一个电压源和一个阻抗的串联。逆变器之间的环流可以通过2台逆变器的输出相量计算得到。为了便于分析,连线阻抗中电感部分计入Li。所以,逆变器输出阻抗可以表示为:
基于以上模型和假设,微电网中逆变器之间的环流可以简化表示为:
为了简化分析,逆变器并联系统中做如下假设:R1′/R1=R2′/R2=N(N为Ri′与Ri的阻抗比),
已知逆变器输出为正弦波,并忽略高次谐波,逆变器之间的环流为:
当逆变器输出电压幅值有差异、输出电压相位相同时,逆变器输出电压幅值和相位可以定义为:δ1=δ2,V1-V2=ΔV。有功功率环流分量IHP 和无功功率环流分量IHQ 分别可以表示为:
相反,当微电网中并联逆变器之间输出电压相位有差异、幅值相同时,逆变器输出电压幅值和相位可以定义为:V1=V2,Δδ=δ1-δ2。
类似地,有功、无功环流可以表示为:
2 基于改进下垂法的逆变器并联控制
在微电网中,由于逆变器分布在各处,很难对它们进行统一的PQ控制。因此,各个微电网逆变器对自身输出电压的调节能力对维持系统可靠性和稳定性就显得非常关键。若缺乏本地电压调节,连有大量微电源的系统将经历有功功率和无功功率环流的振荡,最终导致系统崩溃,故电压控制需要确保逆变器电源之间无过大的电流环流。在传统电网中,发电机的内阻抗通常大到足以防止产生环流。而在放射性结构的微电网中,若电压稳定点有所偏差,电流环流将超过逆变器的额定值,从而损坏逆变器装置并导致微电网不能正常工作。所以能否有效控制微电网中逆变器之间的有功、无功功率环流,是决定微电网能否正常运行的关键因素之一。
根据式(3),在逆变器输出相位相同、幅值有差异情况下,可以得到有功环流IHP 和无功环流IHQ随逆变器输出幅值差ΔV和阻抗比N的变化关系,如图3所示。因N定义为逆变器连线阻抗和逆变器本身输出阻抗的比值,据此合理地设计逆变器输出阻抗和连线阻抗,可以获得最小的系统环流。
PQ下垂系数法只需检测逆变器自身的输出,通过调整自身输出电压的频率和幅值来控制逆变器输出的有功和无功功率,实现整个并联系统的功率均分和稳定,是一种完全冗余的控制方式,适合于微电网中各逆变器并联运行的控制。当系统阻抗呈现感性为主时,可得传统的PQ下垂法调节关系为:
式中:ω和ω0分别为逆变器输出角频率和初始角频率;V和V0分别为逆变器输出电压幅值和初始幅值;m 和 n分别为有功功率和无功功率的下垂系数。
若系统阻抗呈现阻性,有功功率和无功功率则与上述相反,分别对应输出电压幅值和角频率。传统的PQ下垂法中的下垂系数根据有功功率和无功功率进行频率和幅值的下垂调节,在不同的系统负荷下,下垂系数是不变的,因而造成输出电压和频率的过度下垂,增加下垂调节引起的微电网电压幅值和频率偏离,影响微电网电压质量和频率稳定性。
本文将下垂系数m和n用一个与有功、无功相关的简单函数替代,该函数可以是一次函数也可以是二次函数,如式(8)和式(9)所示。本文取其为一次函数,当检测到功率变化时,会根据实际输出功率大小动态地调节下垂量。随着微电网中负荷的波动,各台并联逆变器的幅值和频率的下垂量可以动态调节,减小负荷变化时由逆变器均流控制引起的微电网电压幅值和频率的过度下垂,从而避免微电网中交流母线电压幅值和频率出现较大波动,增加微电网逆变器并联系统的稳定性和可靠性。
基于本文提出的控制策略,利用MATLAB中的Simulink软件,建立了2台单相逆变器并联构成的小型低压微电网独立发电系统,图4为微电网逆变器并联时母线输出电压和系统环流的仿真结果。
在t=0.02 s时刻,给系统突加负荷,由图4(a)可看到,传统下垂法控制的逆变器输出电压2的幅值(Uo′)和频率(1/T′)均明显减小,使微电网母线电压幅值和频率出现了较大的偏离和波动,不利于微电网供电系统稳定运行。而通过改进的自适应下垂系数调节法,在同样的负荷变化情况下,输出电压1的幅值(Uo)和频率(1/T)变化量都大大减小,从而有效地稳定了微电网的幅值和频率,提高了微电网的供能质量、可靠性和安全性。从图4(b)中环流1,2可看出,改进前后2种方法并未使逆变器之间的环流发生明显变化,没有增加系统环流的负担。
图5表示逆变器系统输出阻抗随电压环积分系数变化的频域特性。根据逆变器的输出阻抗特性,逆变器电压环比例积分(PI)调节参数中的积分系数Ki对输出阻抗影响较大,间接决定了对环流和线阻抗的敏感度;在工频附近系统输出阻抗接近感性,且在该频段输出阻抗的大小随着电压环PI环节积分系数Ki的变大而迅速变大。
本文针对逆变器输出的阻抗特性,对电压环积分系数Ki进行了改进,采用与无功功率Q相关联的可变系数Ki′,如式(10)所示。逆变器可以根据实时检测的系统输出无功功率,动态地改变积分系数。正常工作时,由于微电网系统环流较小,逆变器的积分系数接近正常值,以确保较好的动态性能;当微电网系统出现较大无功环流时,在一定的稳定裕度内,增大逆变器输出阻抗,以抑制微电网系统无功功率环流的增加,减少由于无功功率环流所引起的系统容量负担和电网电压及频率稳定性等问题。
3 系统仿真和实验结果
根据本文提出的微电网逆变器并联控制策略,基于MATLAB软件建立了2台逆变器并联的微电网系统,并对该系统进行了负荷突变及功率均流实验。图6显示了t=0.2 s时负荷变化带来的逆变器有功功率和无功功率变化情况。可看出在微电网负荷较大和较小情况下,系统均能实现较好的功率均流,并由图4已知该系统中母线电压的幅值和频率相比传统下垂法控制的并联系统有较好的稳定性。
根据前述的微电网逆变器并联控制策略,设计并调试了2台基于DSP控制的单相逆变器,组成简易微电网逆变器并联系统。每个逆变器均由全桥拓扑构成,开关管工作频率为20 kHz,逆变器具有支持热插拔的并联锁相模块。
在实际实验中2台逆变器的连线阻抗设置了一定差值,图7(a)、图7(b)分别是2台逆变器并联接入时各台逆变器的输出电流波形。
根据实验结果所示,由改进下垂法控制的微电网逆变器并联系统均流性能较好,动态响应较快,并很快进入稳态,并联系统的环流较小,系统频率和幅值较稳定,并且当另一条逆变器并入微电网时系统能迅速实现功率均分,从而验证了该方法的可行性和可靠性。
4 结语
本文介绍了低压微电网独立运行时逆变器的并联控制技术,提出了一种改进的自调节下垂系数法,有效减小了传统下垂法控制的微电网逆变器在负荷波动时母线电压幅值和频率的不稳定,并对微电网逆变器并联系统的有功功率和无功功率环流模型进行了分析。针对微电网中无功功率环流会给系统带来设备容量和线路损耗增加等问题,提出了根据并联逆变器输出的无功功率瞬时调节其自身输出阻抗的方法,有效抑制了微电网系统中逆变器之间的无功功率环流。仿真结果和实验结果均表明,本文提出的微电网逆变器控制策略不仅具有良好的负载特性和输出特性,而且在微电网逆变器并联系统中具有较强的参数适应性、较好的动态响应性能和均流性能。
参考文献
[1]CHANDORKAR M C,DI VAN D M.Control of parallel connected inverters in standalone ac supply systems.IEEE Trans on Industry Application,1993,29(1):136-143.
[2]CHEN J F,CHU C L.Combination voltage controlled and current-controlled PWMinverters for UPS parallel operation.IEEE Trans on Power Electronics,1995,10(5):547-558.
[3]KAWABATA T,HIGASHI NOS.Parallel operation of voltage source inverter.IEEE Trans on Industry Application,1988,24(2):105-113.
[4]林新春,段善旭,康勇,等.UPS无互连线并联中基于解耦控制的下垂特性控制方案.中国电机工程学报,2003,23(12):117-122.LI N Xinchun,DUAN Shanxu,KANG Yong,et al.Modeling and stability analysis for parallel operation of UPS with no control interconnection basing on droop characteristic.Proceedings of the CSEE,2003,23(12):117-122.
[5]姜桂宾,裴云庆,杨旭,等.SPWM逆变电源的无互联信号线并联控制技术.中国电机工程学报,2003,23(12):94-98.JI ANG Guibin,PEI Yunqing,YANG Xu,et al.Parallel operation of sinusoid without control interconnections.Proceedings of the CSEE,2003,23(12):94-98.
[6]王建,李兴源,邱晓燕.含有分布式发电装置的电力系统研究综述.电力系统自动化,2004,29(24):90-97.WANG Jian,LI Xingyuan,QI U Xiaoyan.Power system research on distributed generation penetration.Automation of Electric Power Systems,2004,29(24):90-97.
[7]梁有伟,胡志坚,陈允平.分布式发电及其在电力系统中的应用研究综述.电网技术,2003,27(12):71-75.LI ANG Youwei,HU Zhijian,CHEN Yunping.A survey of distributed generation and its application.Power System Technology,2003,27(12):71-75.
[8]GUERRERO J M,DE VICUNA L G,MATAS J,et al.Output impedance design of parallel-connected UPS inverters with wireless load-sharing control.IEEE Trans on Industrial Electronics,2005,52(4):1126-1135.
[9]KATIRAEI F,IRAVANI M.Power management strategies for a microgrid with multiple distributed generation units.IEEE Trans on Power Systems,2006,21(4):1821-1831.
[10]GUERRERO J M,MATAS J,DE VICUNA L G,et al.Wireless control strategy for parallel operation of distributed generation inverters.IEEE Trans on Industrial Electronics,2006,53(5):1461-1470.
[11]PRODANOVIC M,GREEN T C.High quality powergeneration through distributed control of power park microgrid.IEEE Trans on Industrial Electronics,2006,53(5):1471-1482.