逆变器并联控制（共8篇）
逆变器并联控制 篇1
0 引言
随着逆变技术的发展,多台逆变器并联运行的需求越来越大。多台逆变器并联运行可大大提高系统的灵活性,使系统的体积大为降低,同时其主开关器件的电流应力也可减少,从根本上提高系统的可靠性和功率密度。为了使并联逆变器可靠地工作,需要解决均流问题[1,2]。本文采用电压有效值反馈和环流反馈实现各逆变模块输出电压稳定,输出电流均衡,较好地解决了逆变器并联运行的环流问题,具有参考价值。
1 并联系统的环流特性
下面以两台逆变器并联模型为例分析逆变器并联系统。图1为两台逆变器并联系统等效电路。其中U1、U2分别为两逆变器等效输出电压,1I、I2分别为两逆变器输出电流,1Z、Z2为等效线路阻抗,ZL为负载等效阻抗,Uo为负载端电压,Io为负载电流[3]。
由图1得,负载端电压Uo的表达式如式(1)所示:
定义系统环流IH如式(2)所示:
由式(1)、(2),可得1I、I2、IH、Uo的表达式分别为式(3)、(4)、(5)、(6)所示:
假定线路阻抗Z1=Z2=ZZL,则可得:
由式(8)可知,由于线路阻抗Z非常小,2台逆变器输出电压矢量在相位、幅值上的差异会在各逆变器的输出形成较大的电流。该电流大部分不经过负载而在逆变器之间形成环流,环流较大时极易损坏逆变器,必须加以控制[4]。因此控制逆变器输出电压的幅值与相位完全相同,即可使负载端电压近似等于逆变器输出电压,并使环流近似为零。
2 环流反馈控制方式
以两台逆变器并联系统为例,得到加入环流反馈控制和交流输出电压反馈的逆变器并联系统控制框图如图2所示[5,6]。图中的Uref1和Uref2分别为逆变器1和逆变器2的基准电压,Uo1和Uo2分别为逆变器1和逆变器2的输出电压,1G和2G分别为逆变器1和逆变器2的开环传递函数,KV1和KV2分别为逆变器1和逆变器2的输出电压反馈函数,KI1和KI2分别为逆变器1和逆变器2的环流反馈函数,3G和4G分别为并联系统的输出电压传递函数和环流传递函数。
对图2,由式(7)、(8),得到3G=0.5,G4=-1/2Z,Z为单台逆变器的线路等效阻抗。
当没有环流反馈,即KI1=KI2=0,可得Uo1、Uo2的表达式如式(9)所示。由式(7)、(8),且Uref1=Uref2=Uref,可得Uo、IH的表达式如式(10)所示。
加入环流反馈之后,即KI1=KI2≠0,输出电压U o′1、U o′2、U o′及环流I′H之间的关系如式(11)所示。由式(11),可得U o′、I′H的最终表达式如式(12)所示。
由式(10)和(12)比较得,加入环流反馈环节,输出电压不变,但环流得到很好的抑制。因此,理论上该系统可满足电压输出要求,且可以有效抑制环流。
3 仿真结果分析
3.1 单台逆变器仿真分析
图3中直流电压取750 V,35 k W阻性负载,滤波电容C=15.6µF,滤波电感L=6.5 m H,滤波电感寄生电阻R=0.1Ω。得到仿真波形如图4所示。其中由上到下分别是线电压瞬时值、线电压有效值、相电流瞬时值。
由图4可知,电压、电流波形平滑,滤波效果较好,虽然有电感寄生电阻存在,线电压有效值仍能稳定在380 V。
3.2 两台逆变器并联系统仿真分析
根据单台逆变器模型,建立两逆变器并联系统模型如图5所示。其中两台逆变器滤波参数相同,但滤波电感的寄生电阻分别为0.1Ω,0.2Ω。线路电阻分别为0.001Ω,0.005Ω。只有电压反馈,不加环流反馈的波形如图6所示。加入了环流反馈的波形如图7所示。两图中,从上至下分别为逆变器1电压波形,逆变器2电压波形,逆变器1电流波形,逆变器2电流波形。由图6、图7可知,在只有电压反馈的并联系统中,逆变器输出电压较稳定,但不能抑制参数差异导致的输出不均流,而加入了环流反馈后,逆变器输出电压满足要求,且均流效果也较好。
4 结论
本文针对逆变器并联运行中的环流问题,提出了一种基于环流反馈的均流控制策略。由于环流反馈控制是一比例环节,因而动态响应快,而且这一控制策略只需要检测一个量,即输出电流有效值,因而电路简单,容易实现[7]。最后通过MATLAB/SIMULINK仿真软件对控制策略进行建模与仿真研究,仿真结果证明了控制策略具有较好的均流效果,因此该方案是可行的。
参考文献
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三维平动并联机床控制系统设计 篇2
关键词：并联机床;运动控制;软件平台
前言：并联机床是一种将并联机构作为进给传动机构的数控机床，具有高刚度、高精度、高速度、高动态性能、高承载能力等优点[1]，三维平动并联机床在我国经济活跃的地区用于非金属切割、雕刻、打孔等方面，得到快速发展，但目前的加工设备价格昂贵，控制系统复杂，难以保证加工精度。本文设计了一种基于PC机和GTS运动控制器的三维加工用并联机床的控制系统，利用Delphi 7.0编程工具所开发的控制系统能够对该三维平动并联机床进行实时监测和控制。
一、三维平动并联机床结构简介
三维平动并联机床的动平台通过3根连杆和安装在丝杠上的三个滑块与静平台相连。通过控制交流伺服电动机的运动控制三滑块协调运动，从而精确控制动平台的位置，即控制加工点的位置。
三根连杆两端均采用胡克铰与丝杆螺母和动平台相连。
二、控制系统硬件构成
系统硬件组成如图1所示，其中包括三套伺服电机作为电气执行元件;GTS运动控制器作为运动控制核心部件[9]，完成各个电机之间的实时运动插补、运动控制功能;PC机作为上位机，完成路径规划、文件处理、仿真显示、手动控制等功能。
其中，GTS运动控制器是固高科技的运动控制产品之一，基于计算机PCI总线，可同时控制4轴运动。
图1 并联机床控制系统硬件图
三、控制系统软件总体框架设计
为了实现对三维平动并联机床的实时监测，同时考虑到人机交互的便捷性，利用Delphi 7.0编写上位机程序，上位机调用运动控制器的指令，运动控制器按照主机发送的指令工作，驱动电机运动，改变滑块位置，即移动动平台。
该控制系统主要由5个模块组成：手动模块、自动模块、测试模块、编程模块、参数设置模块。
手动模块主要用于动平台的小位移的运动控制和手轮操作控制。
自动模块主要用于程序的自动运行，运动轨迹的实时显示。
测试模块主要用于对于所编写好的程序进行运动轨迹的模拟仿真，可选择进行单步或单次等不同的调试方式。
编程模块主要用于新建任务，进行运动程序的编写等，在编写程序的过程中要能对一些明显的编程错误进行报错提醒。
参数设置模块主要用于设定机床零点和默认进给速度等。
手动模块和自动模块的界面都以显示灯的形式实时显示外部输入信息：如主轴开关、冷却液开关、极限限位等信息，并实时显示坐标数据。
四、主要功能模块
本三维平动并联机床的控制系统以Delphi 7.0作为编程工具进行控制系统的开发。Delphi 7.0是Borland公司推出的Delphi编程软件的新且成熟的一个版本，它采用面向对象的程序设计、组件化的编程方式，其开发功能强大，且易于学习使用[1]。本控制系统采用GTS系列运动控制卡，只需将运动控制卡的动态链接库和函数声明文件复制到工程文件夹中，并将函数声明文件添加到工程中，并添加对函数声明文件的引用，用户就可以在Delphi中调用函数库中的任何函数，编写应用程序，进行控制系统的开发[2]。
图2 作业编辑处理过程
（一）编程模块。该模块主要用于进行作业管理：新建作业、编辑作业、删除作业。当初次建立编程任务时，设置编程环境，创建临时作业区，读取临时作业区内容并显示，默认将程序起始语句“START”和结束语句“END”置于程序首末，并设置第一个语句的序号“001”。若仅是编辑作业，则复制当前作业到临时作业区，然后显示。进行正常语句编写，包括机床作业点的三维坐标以及运动速度。每个语句结束处，键入回车键即可进入下一行程序编辑状态，同时自动输入行号。除了运动位置输入外，还可依据运动中的要求（如打开冷却液、主轴开启等）选择或设置指令。程序编辑中也可以进行删除行、插入行、更改内容等工作。编辑完毕，即可保存该运动程序，也可直接执行该文件。编程过程如图2所示，运行界面如图3所示。
图3 程序编辑界面
（二）手动模块。手动模块完成的功能主要有：归零（回机床零点），设定进给量、进给速度，手动驱动，手轮驱动等，运行控制界面如图4所示。
无论手轮驱动还是手动驱动动平台运动，均可以实现三电机联动，这样做的目的是为了避免一个电机的过度运动，使并联机构发生干涉。如图4所示，在手动运行的界面可以实时刷新显示加工点位置。
图4 手动运行控制界面
回零操作，是借助于极限开关和GTS运动控制的限位功能进行编程实现的，具体的操作将在下一节进行描述。
图5 测试运行控制界面
（三）测试模块。测试模块主要用来对已有作业任务进行测试，检验编程的正确与否，有三种测试模式：单步、单次、循环。
根据用户所选定的测试模式，可以确定程序测试时是按何种方式进行运行，需要注意的是在测试模式下，作业中的辅助功能指令不起作用。控制界面如图5所示。
（四）自动模块。对于已经通过测试，确认正确的作业，可以在自动模式下进行运行。自动模块的控制运行界面如图6所示。
图6 自动运行控制界面
该界面右上角为当前坐标的显示，中上部为仿真界面，左边的指示灯同步显示个外部输入信号，中下部显示正在运行的任务。
五、零位、限位报警设置
本三维平动并联机床的零位及左右极限位置的确定使用的是限位开关和硬件捕获的功能确定的，限位开关按图7所示的方式进行布置（以其中一条丝杠的限位开关布置进行说明）。
图7 各限位开关的布置
根据整个并联机床的工作空间，由逆解可求得滑块所要求的运动区域，根据该区域的长度可安装左右限位开关A、B，零位开关选择安装在滑块工作区域外的左侧，这样安排的好处是，在每次找零时都可直接使对应的电机驱动滑块左移，进行找零。找到零位开关后，进行相应的偏置，设定零点。与将零位开关安装在工作区域中间相比，简化了找零过程，因为断电后重新上电再次找零，并不能记录滑块位置，即不知道滑块在零位的左侧还是右侧。将零位开关安装在工作区域中进行找零时需要配合左右极限开关进行找零。
结束语：系统通过上位机控制该三维平动并联机床的使用，能够控制三电机联动，对并联机床的运动进行实时监测和控制，具有较好的人机交互性，并且操作使用也比较简单方便。
参考文献：
[1] 黄真，孔令富，方跃法.并联机器人机构学理论及控制[M].北京：机械工业出版社，1997.
[2] 张霏霏，吴洪涛，严伟. 三维平动并联机床的运动分析， 机械制造，2013，12：17-20
混合并联型逆变器的控制策略研究 篇3
逆变器采用2 套不同容量不同开关频率的逆变模块并联组成,主逆变模块和从逆变模块并联时的额定容量是灵活可变的,二者的容量搭配主要取决于主从逆变器所承担负载的电流分配比例、器件的开关频率比值及调制算法等参数的设置。其中主逆变器采用低开关频率器件,提供电机工作需要的大部分功率,从逆变器工作在高开关频率下,除了提供小部分负载电流外,还可以对主逆变器产生的谐波进行动态跟踪补偿,使得进入电机的电压电流接近正弦波。可见,混合型逆变器是逆变器并联技术的一种特殊形式,不仅可以实现容量灵活配置,提高逆变器的输出功率,而且,通过先进的控制技术使得逆变器具有较低的总开关损耗和电压电流谐波畸变率。
在国内,以增加系统容量和冗余性为目的,多逆变模块并联技术在大功率电源、电力系统调节、超导储能等多种场合得到广泛应用[1],而对混合型逆变器并联结构研究较少。20 世纪90 年代末,文献[2-3]就提出了混合并联用于电流补偿的结构,其中主逆变器采用方波调制的电流型逆变器。在文献[4-5]中,主从逆变器均采用电压型逆变器结构,电流跟踪控制采用了电流滞环控制。虽然滞环控制具有动态响应快,易识别的优点,但是开关转换频率不固定,而且单一的电流跟踪会导致系统的不稳定。
本文以降低电机电流的谐波畸变为出发点,首先建立了混合逆变器在同步坐标系下的数学模型。在此基础上,与电机的矢量控制相结合,实现混合逆变器的主从协调控制。最后通过仿真验证控制策略的性能。
1 系统数学模型
1.1 异步电机矢量控制的数学模型
异步电机的矢量控制是通过控制的方法达到对磁通和转矩单独控制的目的。在异步电机的矢量控制中,需要将A,B,C三相坐标系中的交流量变换成 α - β 两相坐标系中的交流分量,然后再变换成以转子磁场定向的M-T直角旋转坐标系中的直流量。根据异步电机理论,笼型异步电机经坐标变换后,在同步旋转坐标系中磁链方程为
按转子磁场定向的电压方程为
由式(2)可求得
利用式(1)、式(3)、式(4)消去ird,irq,Ψsd,Ψsq,得到
式中:Rs,Rr为定子和转子电阻;Ls,Lr为定子和转子电感;Ψr为转子磁链;Tr为转子磁链励磁时间常数;σ 为漏磁系数。
1.2 混合型逆变器数学模型
在图1 混合型逆变器并联系统中,异步电机和2 个逆变器均含有动态变量,因此需要对异步电机、GTO和IGBT中的变量重新定义,以m,g,i作为标注,在abc三相坐标系下,经整理后得到以下公式
将式(7)、式(8)变换到dq旋转坐标系下
其中
将式(10)、式(11)分别除以Lg和Li,并与式(9)联立,整理得到
将式(5)、式(6)、式(12)联立
将式(13)带入式(10)、式(11)即可求得不含umdq量的方程。
通过模型推导可以看出,从逆变器是通过补偿谐波电流最终实现主逆变器输出电压的补偿,使得逆变器总输出电压能够跟踪电机的给定电压,从而使得输出波形接近正弦波。
2 控制策略
2.1 异步电机和GTO的控制
系统结构可以分为2部分:第1部分完成矢量控制中的转速调节和磁链控制,得到电机给定的转矩电流和励磁电流;第2部分从第1部分中得到转矩、励磁的参考电流分量和磁链角,如图2所示。
系统采用了磁链开环的间接矢量控制方法,给定磁链输出作用于励磁控制的励磁电流;给定转速与反馈转速的偏差经PI调节器,输出作为用于转矩控制的参考转矩,参考转矩与励磁计算得到转矩电流。
转子磁链与电流的关系式为
由式(2)、式(14)、式(15)可推导出矢量控制的基本方程
电机电磁转矩为
式中:np为极对数;ωs为转差角速度。
系统中的磁链不仅关系励磁电流的调节,还关系到控制系统能否实现定子电流的解耦,所以需要对磁链角进行求解。
磁链角求解如下:
式中:ω 为同步角速度;θ为磁链角。
通过Clarke变换和Park变换将GTO所输出的三相电流变换成dq坐标系下的直流分量igd,igq,并将igd,igq作为电流反馈量。 id*,iq*与igd,igq的偏差经PI调节器分别输出dq坐标系的电压分量,所得量再经过Park反变换得到两相静止坐标轴下的电压分量。最后采用SVPWM调制算法,产生PWM信号控制逆变器。
2.2 IGBT的控制
IGBT的控制与GTO相似,通过Clarke变换和Park变换将IGBT所输出的三相电流变换成dq坐标系下的直流分量iid,iiq,并作为反馈量。i*id= i*gd- igd,i*iq= i*gq- igq作为参考量,i*id,i*iq与iid,iiq的偏差经PI调节器得到dq坐标系下的电压分量,所得量经过Park反变换得到两相静止坐标轴下的电压分量,最后采用SVPWM调制算法对逆变器进行调节。因为二者开关频率和参考量均不同,所以IGBT与GTO分别由独立的SVPWM算法进行调制。
3 仿真与实验结果分析
为了证明混合型逆变器理论的可行性,本文首先在Matlab环境下搭建了混合型逆变器带电机运行的仿真模型,进行了仿真验证,随后又对仿真进行了实验验证。
图3 为系统的Matlab仿真模型,下面对仿真模型进行简单介绍。
3.1 磁链观测器
根据式(19)~式(21),对磁链观测器搭建模型,如图4所示。
系统采用的是磁链开环的间接矢量控制,磁链为给定值,只需求得磁链角。将给定磁链与电机转子角速度以及转矩参考电流输入到磁链角观察模块,可计算获得所需的磁链角。
3.2 SVPWM模块
系统中GTO和IGBT均采用了SVPWM调制算法,如图5所示。
SVPWM模块以两相静止坐标系下的电压矢量Uα,Uβ作为输入量,内部给以周期为T的PWM信号。模块内部根据输入电压,进行电压矢量区间判断,并产生x,y,z信号;然后对功率器件导通时间进行计算;最后由区间信号和导通时间共同计算获得SVPWM脉冲信号。
本次仿真实验中,GTO和IGBT分别由单独的SVPWM信号进行控制,内部给定的PWM周期不相同,其中GTO开关频率为500 Hz,IGBT的开关频率为5 000 k Hz。
3.3 仿真结果及分析
仿真参数为:三相异步电机额定电压380 V,频率50 Hz,Rr=0.228 Ω,Rs=0.087 Ω,Llr=0.8m H,Lls=0.8 m H,Lm=37.4 m H,直流电压E=600V,电机极对数p=2,电机的额定功率PN=20 k W,电机额定转速nN=1 440 rad/min,转动惯量J=0.2kg·m2。GTO感抗LG= 1 m H,IGBT感抗LI= 2m H。转速给定初始值148 rad/s,转子磁通给定0.72 Wb,负载转矩为100 N·m。混合型逆变器仿真结果如图6所示。
对比图6b中的定子电流和GTO电流可知,定子电流的毛刺有明显减少,由图6c可以看出定子电流谐波有了明显的改善,总谐波畸变率为1.71%,低于要求标准5%。仿真结果说明了IGBT输出电流对GTO输出电流的谐波分量实时进行跟踪补偿,并起到了良好的效果。
本文在相同环境下搭建了由GTO单独带电机运行的仿真系统,GTO仿真结果如图7所示。
对比图6c、图7b可知GTO单独带电机运行时,高频谐波含量较高,而混合型逆变器系统有效降低了高频谐波的含量,减小了开关损耗,在谐波消除方面比单一逆变器系统具有十分明显的优势。
3.4 实验结果及分析
为进一步验证仿真的正确性,参照混合型逆变器的仿真参数,搭建了实验平台。实验结果见图8。
由图8a可知,经过IGBT补偿后的定子电流有了明显的改变,根据图8b与8c的频谱分析可知,补偿后的定子电流谐波畸变率有了大幅度减小,被控制在了5%以下。
4结论
本文以混合型逆变器并联控制系统为研究对象,对控制系统的数学模型进行了推导说明,并在Matlab/Simulink环境下对控制系统性能进行了仿真验证以及实验验证。
通过对混合型逆变器并联系统和单一逆变器系统进行对比分析,结果表明混合型逆变器并联控制系统大大降低了定子电流的高频谐波,减小了电机损耗,充分发挥了GTO和IGBT各自的优势。
实验结果也说明了混合型逆变器在实际中的可行性。混合型逆变器控制系统非常适合应用于大功率电机控制,在电机控制上有广阔前景。
摘要：混合型逆变器由2个不同容量不同开关频率的逆变模块并联组成。以混合型逆变器供电的交流传动系统为对象,以降低电机电流的谐波畸变为目标,研究了系统的控制策略。在建立系统数学模型的基础上,基于异步电机的矢量控制理论及空间电压矢量脉宽调制原理,得到了同步坐标系下主从式矢量控制策略。最后通过建立一套混合型逆变器并联带电机的控制系统模型进行性能验证,仿真结果表明:电机定子侧电流THD<5%,和单个逆变模块相比,大大降低了电机电流的谐波畸变。
关键词：混合并联型逆变器,矢量控制,空间电压矢量脉宽调制,电流谐波畸变
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逆变器并联控制 篇4
1 逆变器无互连线并联原理
1.1 功率均分控制原理[2]
由潮流理论[3]可知,在一个供电系统中,要使多台逆变器能保持功率平衡,可以通过调节各台逆变器输出电压的频率和幅值实现。对于逆变器并联系统,当不加任何环流抑制措施时,由于逆变器输出引线阻抗很小,各模块输出电压幅值和相位等参数的微小变化都将在模块间产生很大的环流,使得逆变器各模块不能均分负载功率,因此必须采取措施抑制环流。本文采用的是逆变器输出端直接串联电感[4,5],以2台逆变器为例,其简化的原理图如图1所示。
逆变器1输出电流为
由于R1远小于电感X1的感抗,上式可以简化为:
逆变器1输出的复功率:
则其有功功率PO1和无功功率QO1分别为:
一般情况下,功率角φi(i=1,2)比较小,则可对有功功率和无功功率进行简化、微分得:
由式(6)、(7)可知,输出电压的相位变化影响其输出有功功率的变化,而输出电压的幅值变化则会改变其输出的无功功率。因此,要控制逆变器输出的有功功率和无功功率,只需通过调节逆变器输出电压的幅值和相位即可。由于相位不易检测,一般通过调节输出电压的频率来达到改变输出电压的相位,进而调节逆变器的输出有功功率。这是PQ法的基本思想,其控制方程式为:
从式中可以看出要得到较好的功率均分特性,必须增大下垂系数m和n。下垂系数m、n的上限值分别为:
1.2 电流分解原理[6]
当电压型逆变器的负载为非线性时,其输出电流由四个部分组成:
式中,io为直流分量;ip为有功电流分量;iq为无功电流分量;ih为谐波分量。将式(9)扩展可得:
在逆变器模块并联系统中,要实现成功并联,各模块输出的有功功率、无功功率和谐波功率要保持基本平衡,而各种功率分量可通过检测输出电流中各分量来得到。图2为电流分解原理图。
2 无连线并联控制系统
2.1 并联控制方案
并联控制系统原理框图如图3所示,为了提高系统的动态性能,基于传统的PQ调节做如下改进[4,5]:
式中,md、nd的取值一般是相应的m、n值的1%左右。
从图3可以看出,系统是通过检测逆变器输出电压和输出电流,每个工频周期计算出它的输出功率,利用PQ下垂理论及时地改变逆变器正弦参考信号,以达到各逆变器输出功率在系统中均分的作用。从整个控制结构上看,这种逆变器控制结构具有三环控制结构,外环是一个微调参考信号的慢速控制环节,一个工频周期调节一次;而内环是两个快速控制环节,分别是在一个开关周期内调节输出电压和输出电流,使得输出电压能快速跟随在上一个工频周期已调整后的参考正弦信号。
2.2 功率调节
功率调节所要完成的任务是对功率计算中获得的功率,按照改进的PQ理论修正相应的幅值和频率,并在下一个工频周期进行调节。将式(11)、(12)进行离散化得:
整理上述表达式得:
式中,ω(k)、V(k)分别表示当前周期时刻获得的正弦参考信号的频率和幅值;P(k)、P(k-1)、Q(k)、Q(k-1)分别表示当前周期和前一周期的功率计算量;
功率调节的具体流程如图4所示。
3 实验证明
3.1 实验系统的创建
实验系统由两逆变器、开关、连线阻抗和负载组成,如图5所示。本实验采用TMS320LF2407A DSP来进行控制和产生PWM波形。DSP能实现复杂的算法,控制boost变换器的开关,从而实现在各种条件下的快速响应。图5中两个逆变器的额定容量、输入电压、输出参考电压幅值、输出参考电压频率分别为1 000VA、400V、220V、50Hz;频率下垂系数m、md分别为0.001、0.000 01;电压下垂系数n、nd分别为0.01、0.000 1;连线的阻抗分别为0.1+j0.282Ω、0.12+j0.301Ω。输入电压由TDGC2J型接触调压器供给。
3.2 实验结果讨论
本实验主要验证方案的有效性,即对于非线性负载,基于电流分解的无连线并联控制对功率均分的效果。用电感性负载和整流桥负载来进行仿真,图6是系统带电感性负载进行仿真的结果,图6(a)是在基本PQ法的无连线并联方案下得到的P、Q;图6(b)是在基于电流分解的无连线并联方案下得到的P、Q。图7是系统带整流桥负载进行仿真的结果,图7(a)、图7(b)也是分别在基本PQ法的无连线并联方案和基于电流分解的无连线并联方案下得到的P、Q图。
从两类负载的仿真结果来看,基于电流分解的无连线并联具有更强的负载适应力,即对于非线性负载中的无功功率也能进行很好的功率均分。
从实验结果可以看出,基于电流分解的无连线并联控制方案对于非线性负载也能取得很好的控制效果,完全可满足逆变器并联控制的要求。
摘要：针对基本 PQ 控制法对非线性负载均流性能较差的缺点,采用了基于电流分解的方法对逆变器进行无连线并联控制。给出了功率均分和电流分解原理,提出了逆变器并联控制的实现方案和 DSP 在并联控制中的应用。实验表明,该方案对于非线性负载也具有很好的均流性能。
关键词：逆变器,并联控制,功率均分,电流分解
参考文献
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逆变器并联控制 篇5
太阳能、风能以及燃料电池作为新型清洁的能源受到了广泛的关注,利用这些能源的分布式发电技术成为全球能源可持续发展战略的重要组成部分[1]。新能源分布式发电的逆变器一般工作在并网运行状态,以电流控制方式运行,在某些场合,并网逆变器也需要以电压控制模式运行,以便在孤岛状态下能保证本地关键负载的连续运行,即逆变器需兼具并网和独立运行功能。
电源的模块化技术具有冗余度高、可靠性强、易于扩展、维修方便等一系列优点,将电源模块化技术应用于新能源并网必将成为今后一段时期的研究热点。电源模块化后,电网正常运行时,逆变器控制采用并网控制技术;电网故障时,逆变器控制采用并联控制技术。但目前模块化的逆变器并联[2]和并网控制技术[3,4]有不同的理论基础,采用不同的控制方法。
逆变器并联控制技术主要包括集中控制方式[5]、主从控制方式[6]、分散逻辑控制方式[7]以及无互联线并联控制方式[8,9]。逆变器并网控制技术主要包括直接电流控制技术[10,11,12,13]和间接电流控制技术[14,15]。模块化电源在并网状态时,如果采用直接电流控制方式,逆变器是一个受控电流源,逆变器输出端的电压由电网决定;如果采用间接电流控制方法,逆变器是一个受控电压源,需要调整逆变器输出电压的相位和幅值,使并网电流可控。模块化电源处于孤岛状态时,逆变器需要并联运行,逆变器为一受控电压源。可以看出为了避免逆变器并网与并联之间控制模式转换的问题[16],并网时逆变器需要采用间接电流控制模式。传统的间接电流控制方法中[17],逆变器基准电压的相位角和幅值通过公式计算而来,所用的变量包括电感值,而电感值在工作过程中可能受多种因素影响而发生变化,会造成幅值和相位角计算不准确。文献[18]提出了一种改进的间接电流控制方法,使逆变器的基准电压幅值始终等于电网电压的幅值,将进网电流闭环以调节逆变器基准电压的相位,从而实现逆变器并网,该方法不需要直接计算逆变器基准电压的相位角和幅值,克服了传统间接电流控制方法的缺点,但它未对逆变器基准电压的幅值进行调节,进网电流与电网电压必然存在相位差,造成进网功率因数小于1。这些间接电流并网控制策略都不能直接用于逆变器并联控制。
根据逆变器并联和间接电流型并网的有功调频、无功调幅的基本控制理论,提出了一种多机并网逆变器的并网/并联统一控制策略,单台逆变器采用电感电流瞬时值内环、输出电压外环的电压型控制方式[19],该控制方式具有一定的反孤岛性能[20]。利用有功功率闭环调节逆变器基准电压的相位、无功功率闭环调节基准电压的幅值,实现逆变器并联和并网统一控制。
1 多机并网逆变器系统
图1为采用了模块化电源技术后的多机并网逆变器系统。系统中,有n个模块化的逆变电源,每个模块化电源输出通过开关Si(i=1,2,…,n)并联连接到母线上,本地关键负载直接连接到并联母线上,并联母线通过开关S连接到电网上。电网正常工作时,开关S闭合,并联母线电压即为电网电压,每台逆变器均工作于并网状态,将新能源发出的电能一部分供给本地关键负载,多余能量输送给电网;电网故障时,通过多机并网逆变器的孤岛检测技术[21],断开并网开关S,逆变器立即以并联控制技术运行,并保证本地关键负载以额定电压值稳定运行。
2 有功调频、无功调幅控制原理
文献[22]指出,瞬时电流内环、电压外环控制的电压型逆变器可以等效为一个受控电压源与逆变器等效输出阻抗相串联,因此,多机逆变器并网系统的等效电路如图2所示。图中ri+j Xi(i=1,2,…,n)为逆变器等效输出阻抗与逆变器、电网之间线路阻抗之和。一般情况下为抑制并网电流的高次谐波,在逆变器和电网之间串接一个电感值较小的电感。令并联母线的电压为U∠0°,若系统处于并网状态,则U∠0°即为电网电压;若系统处于并联状态,则U∠0°即为各逆变器并联后所得母线电压。各逆变电源的输出电压为USi∠φi(i=1,2,…,n),在逆变器并网或并联稳定运行时,USi接近于U,而φi一般都较小。
图3给出了单台并网逆变器单位功率因数时电压、电流的矢量图。根据矢量图中的关系,可以计算出逆变器输出电压所需的相位角和幅值,这就是传统的间接电流型并网控制方法。下面通过不同的角度来描述图2所示的多机并网逆变器等效电路。
根据图2,得第i台逆变器进网电流为:
则流进母线的视在功率大小为:
根据逆变器输出阻抗的表达式[22],在电流环积分参数较大时,逆变器等效输出阻抗中阻性分量很小,且由于逆变器与母线间串接电感,可近似认为ri≈0。并网运行时,逆变器输出电压的相位与电网电压相位差很小,可近似认为sinφi≈φi,cosφi≈1,则有功和无功功率可表示为:
对式(3)进行微分,得:
在数值的大小上,相位差φi要远小于幅值USi,所以式(5)可以近似为:
在时间t内,逆变器和母线之间的相位差变化为:
将式(7)代入式(6),得:
同理对式(4)进行微分可得:
从式(8)和式(9)可以看出,不管逆变器处于并网状态还是并联状态,都可以通过调节逆变器输出电压的频率来调节逆变器输出的有功功率,调节逆变器的幅值就可以调节逆变器输出的无功功率。所不同的是,在并网状态下,逆变器给定的功率基准是根据新能源最大功率点跟踪(MPPT)算法得到的,除了保证本地负载供电以外,还将多余的能量送给电网;逆变器并联运行时,在保证本地负载稳定运行前提下,逆变器给定的功率基准是本地负载所消耗功率在各个逆变器模块中的均分。
3 多机并网逆变器并联/并网统一控制策略
基于以上理论分析,提出了一种新的基于有功调节逆变器频率、无功调节逆变器幅值的多机并网逆变器并联/并网统一控制策略。图4为第i台逆变器整体系统框图,其他逆变器的主电路和控制框图都与图4一致。
图4中,在逆变器在切入并联母线之前,首先通过孤岛检测保护检测电网是否正常工作,如果电网正常,则闭合并网开关S,每一台逆变器通过锁相环跟踪上电网的相位后,闭合各自的切入开关Si并网运行,逆变器运行于并网控制状态;如果电网故障,系统处于孤岛状态,并网开关S断开,此时每一台逆变器都检测并联母线电压,如果并联母线无电压,则逆变器直接闭合切入开关Si,一旦有一台逆变器并入母线,则其他逆变器模块都要向母线锁相后再并入母线实现逆变器并联,逆变器运行于并联状态。逆变器并联或并网运行的判断流程如图5所示。
由并联母线电压和逆变器输出电流计算出逆变器输出的有功功率Pi和无功功率Qi,将这2个量分别作为有功功率闭环和无功功率闭环的反馈量,这2个功率闭环的基准在并联和并网时如式(10)和式(11)所示。
式(10)和式(11)中,PMi为新能源MPPT得到的最大功率值;而QMi为根据需要设定的无功值,一般情况下为0。并联运行时,功率基准值即为各个逆变器模块产生的功率和的平均值,其他模块所发出的有功功率和无功功率通过通信线获得。
根据式(8)和式(9)可知有功功率闭环和无功功率闭环输出的量为需要调节的频率差Δf和幅值差ΔU,将它们分别与基准频率值和基准幅值相加,并联和并网时,基准频率和幅值分别为:
其中,fG和UG分别为电网电压的频率和幅值。式(10)—(13)的切换是通过孤岛检测信号决定的,发生孤岛时,逆变器运行于并联状态。
将得到的频率值f和幅值U合成一正弦波,作为逆变器的基准电压,为使逆变器具有较快的动态特性和较好的波形质量,逆变器采用电感电流瞬时值内环、输出电压外环的控制方式。由于有功功率闭环和无功功率闭环的基准为直流量,因此并网时逆变器的输出功率可以实现无静差跟踪,并联时逆变器可以很好地均分负载电流。
逆变器在并联和并网状态时的整套控制系统是统一的,区别仅在于功率、频率和幅值的基准值不一致,它们通过孤岛检测信号进行切换。本系统的控制全部在DSP中实现。
4 控制策略内在的反孤岛能力
根据图4中所采用的多机逆变器的并联/并网统一控制策略,合成逆变器基准电压的频率和幅值的表达式分别为:
其中,kpf、kp U、kif和ki U分别是有功功率闭环和无功功率闭环的比例系数和积分系数;PMi和QMi是基准功率值,正常情况下这2个值在短时间内保持不变;Pik和Qik分别是第k个工频周期内逆变器输出的有功功率和无功功率;fGk和UGk分别是检测到的并联母线上电压的频率和幅值;fk+1和Uk+1分别是逆变器在第k+1个工频周期内基准电压的频率和幅值。
电网正常时,fGk和UGk为电网电压的频率和幅值,此时P/f(ω)以及Q/U满足式(8)和式(9)的数学关系,有功功率闭环改变逆变器输出电压的频率并与电网电压频率相等,并使其相位紧跟电网电压相位;无功功率闭环调节逆变器输出电压的幅值,使其幅值稳定在某一固定值。
电网发生故障,可以从本地负载的功率因数cosφL的情况不同来说明:若φL≠0,则可以检测出逆变器的输出电流和电网侧的电压相位差不为0,可检测出孤岛发生;若φL=0,则逆变器输出电流与电网侧电压相位差继续为0,从相位的角度不能判断孤岛是否发生。
当φL=0、电网故障时,因为逆变器属于电压控制型,逆变器基准电压未发生突变,其输出电压未发生变化,但逆变器输出功率却因电网故障发生了变化。此时检测得到母线电压的fGk即为逆变器并联以后的等效频率,即近似等于逆变器的输出电压频率,那么式(14)变为:
可以看出,当并网时的基准功率PMi大于本地负载吸收的有功功率功率PL(PMi>PL)时,检测到电网侧的电压频率持续变大;当PMi
当φL=0且PMi=PL时,本文所提控制策略不能检测出孤岛情况的发生,但这种情况发生的几率极小,可以结合其他孤岛检测方法[24]来检测。因此本控制策略孤岛检测的盲区极小。
5 仿真和实验验证
根据本文所提的控制方案,用MATLAB7.1仿真软件建立了2台全桥单相逆变器的仿真模型,对照图4系统整体框图,仿真参数如下:电感Li1=2.4 m H,电感Li2=1 m H,电容Ci=20μF,本地负载20Ω,三角载波幅值12 V,输入直流电压UDC=400 V,开关频率fSW=10 k Hz,有功功率基准PMi=3 000 W,无功功率基准QMi=0 var,有功功率环PI参数0.001+0.01/s,无功功率环PI参数0.000 12+0.001 5/s,瞬时电压环PI参数0.5+2 500/s,瞬时电压环反馈系数k1=0.025 7,瞬时电流环P参数为4,瞬时电流环反馈系数k2=0.2。
图6为单台逆变器在静态和动态情况下的电流波形,可以看出,稳态时,逆变器输出电流和电网电压的相位保持一致;在功率基准突变时,逆变器的输出电流调节大约需要10个周期的时间,这也是间接电流控制策略的一个缺点。
图7给出了2台逆变器在由并网向并联切换的动态过程。电网在0.4 s时发生故障,在0.5 s处检测到孤岛存在。图7(a)给出了2台逆变器基准正弦波合成的频率和幅值的调节过程,可以看出逆变器在并网时,逆变器单元的频率和幅值在初始值不一致的情况下能相互趋近;电网发生故障时,逆变器输出电压的频率和幅值也没有发生太大的变化。图7(b)为逆变器输出功率以及功率基准波形,电网故障以前,逆变器的输出功率已经跟踪上基准电压;电网检测到孤岛发生时,逆变器的功率基准变为2台逆变器输出功率的平均值,此后逆变器实现并联控制运行。图7(c)为逆变器输出电流波形,电网故障时,系统能自动根据本地负载的大小实现逆变器输出电流的减小,并在逆变器并联控制运行后实现对本地负载电流的均分。图7(d)为逆变器在电网故障发生时刻(0.4 s)的并联母线电压以及单台逆变器输出电流波形,可以看出,负载上电压平稳过渡,没有对负载造成冲击,这也是间接电流控制型并网逆变器在模式切换过程中相对于直接电流控制型的一个优点。
为了验证该控制策略理论分析的正确性,研制了2台基于TMS320LF2407A的并网逆变器,容量均为1 k V·A,其余电路参数和控制参数与仿真参数相同,2台DSP之间通过CAN总线实现数据通信。图8为单台逆变器处于独立运行状态和并网状态时的电压和电流波形。可以看出,在并网逆变器独立运行模式时,由于采用了瞬时双环的控制策略,逆变器输出电压的正弦性好,THD值很低;在逆变器处于并网状态时,由于电网电压含有低次谐波,逆变器输出电流含有一定的低次谐波,THD值稍高,但仍满足文献[23]规定的小于5%的要求。
图9为2台逆变器处于并网运行和并联运行时的波形。图9(a)和(b)分别为2台逆变器并网运行,突加和突卸有功功率基准时电网电压和逆变器输出电流的波形,可以看出系统稳定运行,但是由于间接电流控制型的固有缺点,其动态性能较差。图9(c)为2台逆变器处于并联运行时两者的输出电流波形,2台逆变器能够较好地均分本地负载。采用统一控制策略的逆变器处于并联和并网运行时,都能够稳定运行。
6 结论
本文分析了多机并网逆变器系统,提出了一种新型的多机并网逆变器的并网/独立(并联)统一控制策略:
a.调节并网逆变器输出电压的相位能调节逆变器输出的有功功率;
b.调节并网逆变器输出电压的幅值能调节逆变器输出的无功功率;
c.引入有功功率闭环和无功功率闭环分别调节逆变器输出电压的频率和幅值,保证逆变器输出功率实现无静差跟踪;
d.所提控制策略有其内在的反孤岛能力;
e.逆变器并网控制时和并联控制时,仅功率、频率和幅值的基准值不一致,控制策略一样,保证了孤岛发生时,本地负载不受冲击。
逆变器并联控制 篇6
随着分布式电源的发展，逆变器并联技术由于其具有节能、高效、可靠等特点在越来越多的场合得到了应用。目前比较热门的研究方向是基于无互联线的逆变器并联技术，逆变器在并联工作模式下不存在信号连线，仅通过交流母线使之相互联系。因此每台逆变器仅需检测自身的输出信息从而参与控制，实现完全冗余的并联方案。传统的无互联线并联技术一般是基于下垂特性的PQ下垂法，根据逆变器输出的有功功率与无功功率，通过相应的下垂曲线确定输出电压的相角与幅值，从而控制逆变器的输出电压。但由于逆变器参数、线路阻抗都存在差异，实际工作中的采样误差以及低通滤波器的影响，使得PQ下垂法在某些极端情况下的稳态误差大、动态响应慢，从而造成电流均流效果较差，甚至不能并联运行。因此，如何提高电气参数差异下并联逆变器的输出特性是迫切需要解决的问题之一。
针对上述问题，提出了基于传统下垂特性控制的改进方案，以PQ下垂曲线所得到的输出电压相角、幅值为基础量，引入因电气参数差异生成的修正量，从根本上减小环流的影响，实现电流均流，从而提高了并联系统的稳态精度，缩短了动态响应过程。上述的改进方案经过理论分析和仿真研究，验证了其有效性。
2 逆变器并联运行分析
以两台逆变器并联为例，图1为等效电路。其中E1∠δ1、E2∠δ2分别为两台逆变器的输出电压，两台逆变器输出阻抗与连线阻抗之和分别为Z1=R1+j X1、Z2=R2+j X2, V∠0为交流母线侧电压。
逆变器n (n=1, 2) 的输出功率为:
其中
则逆变器n输出的有功功率Pn、无功功率Qn为
当连线阻抗为纯感性时，Rn=0，则式 (4) 、 (5) 变为:
实际分析中，可近似认为δn很小，从而sinδn≈δn, cosδn≈1。式 (6) 、 (7) 分别对幅值En、相角δn求偏导，可得:
由上式可知，当连线阻抗为纯感性时，逆变器输出有功功率Pn对输出电压相角δn变化较快，而对输出电压幅值En变化较慢;逆变器输出无功功率Qn对输出电压幅值En变化较快，而对输出电压相角δn变化较慢。传统PQ下垂法就是根据式 (9) 、 (10) 所得到关系利用简单的一次函数得出的调节方式，式 (12) 为具体控制方程。
某些文献提出增加下垂系数，将PQ下垂法的控制方程调整如下:
尽管通过对下垂特性的修正方程在很大程度上提高了电流均流水平，但是由于实际中环境温度等因素的变化会造成连线阻抗的不确定，而每台逆变器给定的电压频率、幅值只能沿着式 (13) 这样的一次函数曲线来回变动，使得整个系统动态响应很慢;此外缺少诸如积分电路这样消除稳态误差的环节，造成系统稳定后往往具有可观的稳态误差。特别在实现逆变器的热插拔过程中，如果无法解决好这两点，系统难以在短时间内稳定，严重情况将造成原并联系统的崩溃。
3 基于PQ下垂法的改进方案
针对以上分析的PQ下垂法的不足，提出了一种基于PQ下垂法的改进方案。改进方案以传统PQ下垂方程为基础，在控制过程中添加输出电压幅值、频率的修正环，修正环可以根据瞬时的电气参数变化对基础量进行修正，有效地提高了并联系统的瞬时精度和响应速度。图2为这种改进方案的控制结构示意图。
图2中Pref、Qref分别对应并联逆变器的有功功率、无功功率参考值, 假设n台参与并联向负载供电, 负载侧母线单相的采样电压、电流经低通滤波器后的输出分别为Vo∠0、Io∠φ。则有功功率和无功功率参考值Pref、Qref的计算公式为:
第n台逆变器输出的有功功率Pn、无功功率Qn与参考值Pref、Qref比较后各自经过两个不同的PI控制器，分别得到参考电压幅值、频率的修正量ΔEp、ΔEq、Δωp、Δωq。将修正量与PQ下垂法得出的幅值、频率的基础量En、ωn相加，即得到电压幅值、频率的参考值E*、ω*，通过电压计算模块即可得到逆变器参考电压。
改进方案的实质是让每台逆变器输出功率追踪功率的参考值Pref、Qref, PI控制器的引入使得系统在工作中的动态响应速度变快、稳态误差趋于零。由式 (14) 可以看出，功率参考值为总功率的算术平均值，这也就保证了在稳态情况下，每台逆变器输出功率相同，实现了能量的均分，也就是电流的均分。
图3给出了引入修正量后的下垂曲线图。图3 (a) 中, 当逆变器输出有功功率Pn小于有功功率参考值Pref时, 其误差经过PI控制器产生修正量Δωp, 同时逆变器输出无功功率Qn与无功功率参考值Qref的误差经过PI控制器产生修正量Δωq, 下垂曲线1得到的电压频率基础值ωn通过叠加修正值Δωp+Δωq后, 由于逆变器输出有功功率不能突变, 下垂曲线平行上移, 从而得到下垂曲线2。频率上升使逆变器增发有功功率, 随着有功功率的增加, 频率沿着下垂曲线2下降, 直到达到与Pref相交的新平衡点。
实际的控制过程基本与上面分析类似，不同的是，在瞬态过程中，由于PI控制器的存在，下垂曲线在每个采样周期都会向上 (或向下) 平移一次，在每个采样周期内沿下垂曲线变化，直到下一个周期的到来。下垂曲线在不断的平移中趋于稳定，从而实现并联系统的稳态运行。
4 采用改进方案后连线阻抗对并联的影响
采用传统PQ下垂法进行并联控制时，连线阻抗对输出有功功率影响不大。因此分析改进方案中连线阻抗对功率分配的影响时，也只需考虑其对无功功率分配的影响。为了简化分析过程，假设连线阻抗为纯感性，且负载保持恒定，图4为该条件下输出电压幅值的控制框图。
由图4所示的控制框图可以得到逆变器输出无功功率Qn (s) 表达式为:
其中以 (E0-V) 、Qref作为输入，Qn作为输出，得到Qn对 (E0-V) 的对应关系如下:
传统PQ下垂法不含无功功率修正环，其Qn与 (E0-V) 的对应关系为:
由式 (17) ，传统PQ下垂法在整个频带范围内的增益都与连线阻抗Xn有关，加入修正功率环后，如式 (16) 分母所示，通过PI控制器对Xn的修正，可以减小甚至消除无功功率对连线阻抗的依赖。
当各台逆变器连线阻抗Xn不等时，由上面分析可知，对式 (15) 中第一项影响不大，无功功率均分主要通过式 (15) 的第二项实现。连线阻抗较大的逆变器输出的初始无功功率Qn较小，同时Qref系数Xn/[Xn+V (Kpq+Kiq/s) +n V]较大，特别在Xn很大时，系数基本达到1;而对于连线阻抗较小的逆变器来说，输出Qn较大，Qref的系数较小，在Xn很小时，系数趋于0。这就保证了式 (15) 的第二项根据不同连线阻抗给出补偿量，有助于输出无功功率Qn更好地跟踪无功功率参考值Qref，实现连线阻抗不同情况下的功率均分。
图5为改进方案中电压幅值控制系统的频域特性，频域特性曲线验证了以上的分析。
5 仿真结果
为验证理论分析的有效性，在Matlab/Simulink环境下建立仿真模型，模型包含两台三相1KW逆变器，输出滤波器采用L-C结构，输出220V工频交流电压。两台逆变器采用前述方案进行控制，通过并联向负载供电。表1为三相逆变器的主电路参数。
图6为应用传统PQ下垂法和改进方案时，两台逆变器之间的环流曲线。由图 (a) (b) 对比看出，改进方案的环流大大下降，连线阻抗差异对逆变器并联工作的均流效果影响很小。
图7是采用传统PQ下垂法的输出功率波形。图8是采用改进方案的输出功率波形。经比较可见，改进方案具有更好的均流性能和更高的功率均分精确度。图9是两台逆变器热插拔过程中的电压和功率波形，起始时刻单台逆变器给交流电源供电，在0.2s时切入另一台逆变器，实现并联供电。由图中可以看出该方案很好地实现了动态、静态均流，切入后0.2s左右有功功率达到稳态，响应速度较快，能够保证实现冗余逆变系统。
6 结论
针对传统PQ下垂法在并联工作中存在的不足，提出了相应的改进方案。改进方案相对PQ下垂法增加了一对功率修正环，不仅对逆变器单机性能无影响，而且提高逆变器在并联工作时的动态性能。同时，修正环的引入使得逆变器对连线阻抗的依赖减小，提高了并联系统的均流效果，有助于能量均分的更好实现。文中从改进方案的工作原理和频域特性进行详细的分析，最后通过仿真结果验证了方案的有效性。
摘要：针对传统PQ下垂法在并联工作中存在的不足, 提出了相应的改进方案。相对PQ下垂法增加了一对功率修正环, 提高逆变器在并联工作时的动态性能, 相应提高了并联系统的均流效果。
逆变器并联控制 篇7
随着石油和煤炭等能源价格的不断上涨,世界各国不得不应对能源危机带来的挑战。目前全世界都在推进新能源系统的建设,其中的重要内容包括可再生能源的开发和利用、微电网和分布式供电等技术的兴起和发展。微电网供电方式为可再生能源的利用开辟了新的方向,并对功率变流器以及电力系统功率控制器提出了全新的要求和考验。
大多数能源与微电网的接口都基于逆变器,通过对各台逆变器的输出进行控制,保证微电网系统运行的柔性和可靠性。根据微电网的控制要求,逆变器选择与传统发电机相类似的下垂特性曲线进行控制[1,2],将系统的不平衡功率动态分配给各逆变器模块承担,具有简单、可靠、易于实现的特点[3]。通常采用多个逆变器并联构成汇流母线,当电网负荷变化时,各逆变器之间不需要进行通信,只需通过汇流母线实现均流,是完全冗余的系统。
逆变器PQ下垂控制法只需要检测逆变器自身的输出,通过调整自身输出电压的频率和幅值来控制输出的有功和无功功率,实现微电网中逆变器功率的合理分配。传统的PQ下垂控制法需要通过低通滤波器计算每个工频周期逆变器输出的有功和无功功率,存在动态响应慢和周期性调节的固有缺点[4,5],而且在负荷变化时下垂系数是固定的,母线电压的幅值和频率波动较大[6,7,8]。同时,微电网中各逆变器输出连线阻抗的差异,也会在很大程度上影响均流的效果[9,10]。
本文针对低压微电网独立运行模式中逆变器并联的系统结构,对并联系统的有功功率和无功功率环流模型进行了分析。针对传统下垂法控制的逆变器在电网负荷不同时输出电压幅值和频率的不稳定问题,提出了一种改进的自调节下垂控制法,可以有效减小微电网中逆变器由于功率下垂调节所引起的交流母线电压幅值及频率的波动,提高了微电网系统的稳定性和可靠性。同时,本文针对微电网中逆变器之间无功功率环流引起的系统中设备传输容量和系统损耗的增加等问题,提出了一种通过检测并联系统逆变器输出无功功率、瞬时调节逆变器自身输出阻抗的方法,有效抑制了逆变器并联系统中的无功功率环流。仿真和实验验证了该控制策略的可行性和有效性。
1 微电网中逆变器并联系统
图1为典型的微电网结构示意图,光伏电池、燃料电池、风力发电机等通过电力电子变换装置转换后,经逆变器并入微电网。微电网通过静态切换开关在公共连接点(PCC)与主网相连。在微电网独立工作时,各逆变器系统是以并联形式供能的,从而构成了微电网的汇流母线[11,12]。
根据图1所示微电网中逆变器的并联结构,为了简化分析,取出其中2台逆变器构成并联系统,图2所示即为逆变器并联系统环流模型。在这个简化的模型中,微电网中并联的逆变器可以等效为一个电压源和一个阻抗的串联。逆变器之间的环流可以通过2台逆变器的输出相量计算得到。为了便于分析,连线阻抗中电感部分计入Li。所以,逆变器输出阻抗可以表示为:
基于以上模型和假设,微电网中逆变器之间的环流可以简化表示为:
为了简化分析,逆变器并联系统中做如下假设:R1′/R1=R2′/R2=N(N为Ri′与Ri的阻抗比),
已知逆变器输出为正弦波,并忽略高次谐波,逆变器之间的环流为:
当逆变器输出电压幅值有差异、输出电压相位相同时,逆变器输出电压幅值和相位可以定义为:δ1=δ2,V1-V2=ΔV。有功功率环流分量IHP 和无功功率环流分量IHQ 分别可以表示为:
相反,当微电网中并联逆变器之间输出电压相位有差异、幅值相同时,逆变器输出电压幅值和相位可以定义为:V1=V2,Δδ=δ1-δ2。
类似地,有功、无功环流可以表示为:
2 基于改进下垂法的逆变器并联控制
在微电网中,由于逆变器分布在各处,很难对它们进行统一的PQ控制。因此,各个微电网逆变器对自身输出电压的调节能力对维持系统可靠性和稳定性就显得非常关键。若缺乏本地电压调节,连有大量微电源的系统将经历有功功率和无功功率环流的振荡,最终导致系统崩溃,故电压控制需要确保逆变器电源之间无过大的电流环流。在传统电网中,发电机的内阻抗通常大到足以防止产生环流。而在放射性结构的微电网中,若电压稳定点有所偏差,电流环流将超过逆变器的额定值,从而损坏逆变器装置并导致微电网不能正常工作。所以能否有效控制微电网中逆变器之间的有功、无功功率环流,是决定微电网能否正常运行的关键因素之一。
根据式(3),在逆变器输出相位相同、幅值有差异情况下,可以得到有功环流IHP 和无功环流IHQ随逆变器输出幅值差ΔV和阻抗比N的变化关系,如图3所示。因N定义为逆变器连线阻抗和逆变器本身输出阻抗的比值,据此合理地设计逆变器输出阻抗和连线阻抗,可以获得最小的系统环流。
PQ下垂系数法只需检测逆变器自身的输出,通过调整自身输出电压的频率和幅值来控制逆变器输出的有功和无功功率,实现整个并联系统的功率均分和稳定,是一种完全冗余的控制方式,适合于微电网中各逆变器并联运行的控制。当系统阻抗呈现感性为主时,可得传统的PQ下垂法调节关系为:
式中:ω和ω0分别为逆变器输出角频率和初始角频率;V和V0分别为逆变器输出电压幅值和初始幅值;m 和 n分别为有功功率和无功功率的下垂系数。
若系统阻抗呈现阻性,有功功率和无功功率则与上述相反,分别对应输出电压幅值和角频率。传统的PQ下垂法中的下垂系数根据有功功率和无功功率进行频率和幅值的下垂调节,在不同的系统负荷下,下垂系数是不变的,因而造成输出电压和频率的过度下垂,增加下垂调节引起的微电网电压幅值和频率偏离,影响微电网电压质量和频率稳定性。
本文将下垂系数m和n用一个与有功、无功相关的简单函数替代,该函数可以是一次函数也可以是二次函数,如式(8)和式(9)所示。本文取其为一次函数,当检测到功率变化时,会根据实际输出功率大小动态地调节下垂量。随着微电网中负荷的波动,各台并联逆变器的幅值和频率的下垂量可以动态调节,减小负荷变化时由逆变器均流控制引起的微电网电压幅值和频率的过度下垂,从而避免微电网中交流母线电压幅值和频率出现较大波动,增加微电网逆变器并联系统的稳定性和可靠性。
基于本文提出的控制策略,利用MATLAB中的Simulink软件,建立了2台单相逆变器并联构成的小型低压微电网独立发电系统,图4为微电网逆变器并联时母线输出电压和系统环流的仿真结果。
在t=0.02 s时刻,给系统突加负荷,由图4(a)可看到,传统下垂法控制的逆变器输出电压2的幅值(Uo′)和频率(1/T′)均明显减小,使微电网母线电压幅值和频率出现了较大的偏离和波动,不利于微电网供电系统稳定运行。而通过改进的自适应下垂系数调节法,在同样的负荷变化情况下,输出电压1的幅值(Uo)和频率(1/T)变化量都大大减小,从而有效地稳定了微电网的幅值和频率,提高了微电网的供能质量、可靠性和安全性。从图4(b)中环流1,2可看出,改进前后2种方法并未使逆变器之间的环流发生明显变化,没有增加系统环流的负担。
图5表示逆变器系统输出阻抗随电压环积分系数变化的频域特性。根据逆变器的输出阻抗特性,逆变器电压环比例积分(PI)调节参数中的积分系数Ki对输出阻抗影响较大,间接决定了对环流和线阻抗的敏感度;在工频附近系统输出阻抗接近感性,且在该频段输出阻抗的大小随着电压环PI环节积分系数Ki的变大而迅速变大。
本文针对逆变器输出的阻抗特性,对电压环积分系数Ki进行了改进,采用与无功功率Q相关联的可变系数Ki′,如式(10)所示。逆变器可以根据实时检测的系统输出无功功率,动态地改变积分系数。正常工作时,由于微电网系统环流较小,逆变器的积分系数接近正常值,以确保较好的动态性能;当微电网系统出现较大无功环流时,在一定的稳定裕度内,增大逆变器输出阻抗,以抑制微电网系统无功功率环流的增加,减少由于无功功率环流所引起的系统容量负担和电网电压及频率稳定性等问题。
3 系统仿真和实验结果
根据本文提出的微电网逆变器并联控制策略,基于MATLAB软件建立了2台逆变器并联的微电网系统,并对该系统进行了负荷突变及功率均流实验。图6显示了t=0.2 s时负荷变化带来的逆变器有功功率和无功功率变化情况。可看出在微电网负荷较大和较小情况下,系统均能实现较好的功率均流,并由图4已知该系统中母线电压的幅值和频率相比传统下垂法控制的并联系统有较好的稳定性。
根据前述的微电网逆变器并联控制策略,设计并调试了2台基于DSP控制的单相逆变器,组成简易微电网逆变器并联系统。每个逆变器均由全桥拓扑构成,开关管工作频率为20 kHz,逆变器具有支持热插拔的并联锁相模块。
在实际实验中2台逆变器的连线阻抗设置了一定差值,图7(a)、图7(b)分别是2台逆变器并联接入时各台逆变器的输出电流波形。
根据实验结果所示,由改进下垂法控制的微电网逆变器并联系统均流性能较好,动态响应较快,并很快进入稳态,并联系统的环流较小,系统频率和幅值较稳定,并且当另一条逆变器并入微电网时系统能迅速实现功率均分,从而验证了该方法的可行性和可靠性。
4 结语
本文介绍了低压微电网独立运行时逆变器的并联控制技术,提出了一种改进的自调节下垂系数法,有效减小了传统下垂法控制的微电网逆变器在负荷波动时母线电压幅值和频率的不稳定,并对微电网逆变器并联系统的有功功率和无功功率环流模型进行了分析。针对微电网中无功功率环流会给系统带来设备容量和线路损耗增加等问题,提出了根据并联逆变器输出的无功功率瞬时调节其自身输出阻抗的方法,有效抑制了微电网系统中逆变器之间的无功功率环流。仿真结果和实验结果均表明,本文提出的微电网逆变器控制策略不仅具有良好的负载特性和输出特性,而且在微电网逆变器并联系统中具有较强的参数适应性、较好的动态响应性能和均流性能。
参考文献
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三相并联逆变电源控制设计分析 篇8
逆变电源并联运行是提高电源容量,提高系统可靠性、实现模块化的有效途径[1]。
无互联线控制方法通常有谐波注入法和下垂控制法,谐波注入法可消除逆变电源间连线差异造成的不均流,但是该方法存在一定的难度,即基波和谐波锁相问题,造成产生的谐波环流会很大,并联逆变系统的稳定性遭到重创。下垂控制策略通过电压幅值和频率下垂特性来实现有功和无功调节,使得各个逆变模块输出参数达到一致,减少系统环流。
目前无线并联系统的控制主要针对均分负载进行研究,常忽略电压外特性,故该问题是当前急需解决的[2],本文提出的在三相静止坐标系下采用电容电流反馈控制方式有效解决了输出电压外特性问题。
2 并联逆变系统分析
无互联线并联逆变方式通常采用下垂控制策略,通过有功、无功功率调整输出电压幅值差和相位差,图1为并联逆变电源系统框图。
环流是并联逆变系统中亟待解决的重要问题,下垂控制策略可以实现输出功率的平均分配,其表达式为
式中:foi为并联逆变系统空载时的频率;Eoi为并联逆变电源空载时输出电压值;m,n为下垂控制系数。
下垂控制法由电动机并网得来[3],通过检测各个逆变电源模块的有功功率和无功功率,调整各个逆变电源模块输出的电压幅值和频率,使得其有功功率、无功功率分别一致,最终得到负载均分效果。2台逆变电源模块并联时,为了达到各个逆变电源平均承担负载的效果,应当遵循如下原则:
式中:m1,m2为下垂控制系数;S1,S2为两电源模块容量。
下垂系数同电源模块容量呈相反关系。以有功功率特性为例,其频率下垂特性如图2所示。
由图2可知,下垂斜率不同时,下垂斜率大的其承担功率小;下垂斜率小的承担功率较大,幅值下垂特性类同。系统负载均分是以牺牲改变输出电压幅值、频率稳态为代价,故传统的控制策略将造成电压外特性硬度降低,控制部分需要进行相应的改善。
3 三相逆变电源建模设计
逆变电源采用三相全桥逆变拓扑结构,其拓扑电路如图3所示。
三相全桥逆变拓扑结构中,r为线路等效电阻,L为滤波电感,后级C为滤波电容;ili,ioi分别为流经滤波电感电流和输出负载电流,其中i=A,B,C。
三相全桥逆变数学模型通常采用坐标变换方式为αβο 静止坐标 系和dqο旋转坐 标系 ,abc/αβο坐标变换后可转化为两个相互独立的单相逆变,控制形式简单;而abc/dqο坐标变换后其d轴上的状态变量与q轴上的状态变量仍然存在相互耦合现象[3],故通常采用abc/αβο坐标变换。由三相全桥逆变系统状态方程park变换得到其在静止坐标系下表达式如式(1)所示,其推导过程不再赘述。
单相逆变系统通常采用双环控制,电感电流或电容电流作为内环,输出电压作为外环[4]。电感电流建立闭环系统在稳定上优于电容电流建立的系统,故仅从稳定上考虑,电感电流内环控制是比较好的。但是,从系统性能角度考虑,由于电感电流不能突变,假如负载电流在突变状况下,其突变全部由输出滤波电容承担,所以电容电流反应了输出负载的变化情况。电容电流作为内环可以使得系统具有良好的动态响应,故本文采用电容电流反馈方式。
三相逆变电源可看作为3个单相逆变电路,针对某一相电路可得到其电压电流关系表达式为
式中:u为逆变桥输出电压;uo为逆变系统输出电压;iC为电容电流。
以uo和iC为状态变量建立状态方程:
将式(5)化简可得:
为解决输出电压与电容电流间解耦,现需引入变量u*,令
式中:K为逆变桥的放大系数:?分别为K,r的估计值。
假设,由此可得其系统控制框图如图4所示。图4中,Gv(s)为电压外环,Gi(s)为电流内环。
4 输出阻抗设计
并联系统输出阻抗常忽略线路串联电阻,认为其为纯感性,使得负载均分精度降低。曾经有学者提出采用电感作为输出阻抗,使得下垂控制得以运用,电感的加入不仅导致了并联系统体积、质量的增大,而且成本也较高[5];电感同交流母线连接时会造成一定的压降,在非线性负载的情况下逆变电源的输出电压的畸变率增大,影响并联逆变系统电压波形的质量。本文需针对上述问题进行解决,提高系统输出精度且降低环流大小。输出阻抗越大,并联系统产生的环流越小,输出阻抗的大小由控制环来决定。
由图4可推得其输出电压电流之间表达式为
式中:Gv为电压外环,s;Gi为电流内环,分别为电压比例项、电压积分项、电流比例项。
由式(7)可得到其系统输出阻抗伯德图,如图5所示。
由图5可知,本文设计的控制参数保证其输出阻抗在低频段呈感性,高频段区域呈阻性。输出阻抗工频附近呈感性,高频段呈阻性时其可提高非线性负载均流精度。
5 仿真实验验证
基于以上理论分析设计,本文通过Matlab软件建立仿真模型和搭建2台5 k V·A三相全桥逆变电源实验平台进行验证。逆变电源输出滤波电感为1.15 m H,滤波电容为50μF ,直流母线电压为400 V。实验中采用TMS320F2812型芯片控制并联逆变系统,并保证其实时性。
图6为并联系统仿真波形。图6a为其稳态波形;图6b和图6c为其暂态仿真波形。
由图6可知,稳态状况下,2个逆变电源的电流输出波形几乎吻合;暂态条件下,不论突加负载还是突卸载状况下,两逆变电源输出电流波形变化较平缓,稳定性较好。
为方便验证系统控制器的可靠性,本文实验针对系统A相进行测量,其实验波形如图7所示。
图7a为2台逆变电源带阻性负载实验波形;图7b、图7c为在某时刻突然启动和退出实验波形。由图7可知,采用本文控制策略实现的并联系统对负载电流的均分效果控制效果很好,达到预期目标。
6 结论